NL1029668C2

NL1029668C2 - Communication system.

Info

Publication number: NL1029668C2
Application number: NL1029668A
Authority: NL
Inventors: Emanuele Lopelli; Johan David Van Der Tang; Guy Herman Marie Carlo Thoonen
Original assignee: Univ Eindhoven Tech
Priority date: 2005-08-02
Filing date: 2005-08-02
Publication date: 2007-02-05
Also published as: WO2007015636A3; WO2007015636A2

Description

i I Korte aanduiding: Communicatiesysteem.i I Short description: Communication system.

BESCHRIJVINGDESCRIPTION

De uitvinding heeft betrekking op een communicatiesysteem, 5 omvattende ten minste één zender ingericht voor het uitzenden van een, op een draaggolffrequentie gemoduleerd transmissiesignaal en ten minste één ontvanger ingericht om te kalibreren op de draaggolffrequentie van een zender, voor het demoduleren van het transmissiesignaal.The invention relates to a communication system, comprising at least one transmitter adapted to transmit a transmission signal modulated on a carrier frequency and at least one receiver adapted to calibrate to the carrier frequency of a transmitter, for demodulating the transmission signal.

Voor veel communicatietoepassingen, zoals bijvoorbeeld 10 stuurfuncties in huis voor het doorgeven van meterstanden en dergelijke, ook wel bekend als "domotica", voor het signaleren van de waarnemingen van diverse soorten sensoren, zoals bijvoorbeeld temperatuursensoren, vochtigheidsensoren, gassensoren en dergelijke en voor zogeheten intelligente omgevingstoepassingen, is communicatieapparatuur vereist met 15 een zo laag mogelijk vermogensverbruik tegen bij voorkeur zo laag mogelijke kosten.For many communication applications, such as for example control functions in the home for transmitting meter readings and the like, also known as "home automation", for signaling the observations of various types of sensors, such as for example temperature sensors, humidity sensors, gas sensors and the like and for so-called intelligent environment applications, communication equipment is required with the lowest possible power consumption at preferably the lowest possible costs.

De in deze toepassingen over te dragen data worden in het algemeen met een relatief lage bitsnel heid uitgezonden (enkele kilobit per seconde met een duty-cycle kleiner dan 0,1 %). Voor het ontvangen en 20 verzamelen van de uitgezonden data worden verspreid opgestelde ontvangers toegepast, in de Engelstalige vakliteratuur ook wel aangeduid als "Residential Gates" ("RGs").The data to be transferred in these applications is generally transmitted at a relatively low bit rate (a few kilobits per second with a duty cycle of less than 0.1%). For receiving and collecting the broadcast data, scattered receivers are used, also referred to in English-language professional literature as "Residential Gates" ("RGs").

In het algemeen kan een RG met een andere RG en/of met een lokaal computernetwerk communiceren via een in het algemeen draadgebonden 25 datanetwerk, ingericht voor het op relatief hoge snelheid uitwisselen van data. Uiteraard zijn ook draadloze verbindingen tussen één of meer RGs en/of een lokaal computernetwerk mogelijk. De afstand tussen een zender en een ontvanger of RG ligt in de praktijk het algemeen in de ordegrootte van 10 m, waarbij gewerkt wordt met zendvermogens van enkele mW.In general, an RG can communicate with another RG and / or with a local computer network via a generally wired data network, arranged for exchanging data at relatively high speed. Wireless connections between one or more RGs and / or a local computer network are of course also possible. In practice, the distance between a transmitter and a receiver or RG is generally in the order of 10 m, with transmission powers of a few mW being used.

30 Voor communicatie tussen zenders en ontvangers kan in de praktijk onder andere gebruik worden gemaakt van speciaal hiertoe 1029668- 2 aangewezen transmissiebanden, in de Engelstalige vakliteratuur ook bekend als de "Industrial, Medical and Scientific (ISM)"-banden gelegen tussen 902-928 MHz en tussen 2400-2438.5 MHz. In deze banden mag licentievrij worden gecommuniceerd.30 For communication between transmitters and receivers, in practice use can be made among other things of specially designated transmission belts 1029668-2, also known in English specialist literature as the "Industrial, Medical and Scientific (ISM)" bands between 902-928 MHz and between 2400-2438.5 MHz. You can communicate license-free in these bands.

5 Naast een zo klein mogelijk vermogensverbruik en lage kosten, dienen de afmetingen van de zenders bij voorkeur zodanig klein te zijn, dat deze in verschillende toepassingen kunnen worden ingezet. Om kleine afmetingen te kunnen bereiken dient een zender volledig in halfgeleidertechniek te kunnen worden gerealiseerd.In addition to the lowest possible power consumption and low costs, the dimensions of the transmitters should preferably be so small that they can be used in various applications. To be able to achieve small dimensions, it must be possible to realize a transmitter entirely in semiconductor technology.

10 Een belangrijke hindernis voor het verschaffen van een volledig in halfgeleidertechniek geïntegreerde zender is de noodzaak voor een referentiesignaal met een zeer nauwkeurige frequentie, in de ordegrootte van enkele delen per miljoen, in de Engelstalige vakliteratuur aangeduid met het acroniem ppm ("parts per million"), voor 15 het opwekken van een lokaal osei 1latorstuursignaal voor de zender.An important obstacle to providing a transmitter that is fully integrated into semiconductor technology is the need for a reference signal with a very accurate frequency, in the order of magnitude of a few parts per million, referred to in English-language professional literature as the acronym ppm ("parts per million"). ), for generating a local insulator control signal for the transmitter.

Een dergelijke mate van nauwkeurigheid voor de oscillator leidt in de praktijk onvermijdelijk tot het gebruik van een zendkristal, waarvan de afmetingen in vergelijking tot een halfgeleiderschakeling echter relatief groot zijn. Zendkristallen zijn voorts relatief duur. Ook 20 andere technologische oplossingen, zoals de zogeheten "Bulk Acoustic Resonator (BAR)" zijn niet geschikt voor het bewerkstelligen van een communicatiesysteem met zenders van relatief kleine afmetingen en lage kosten.Such a degree of accuracy for the oscillator in practice inevitably leads to the use of a transmitting crystal, the dimensions of which, however, are relatively large compared to a semiconductor circuit. Transmit crystals are also relatively expensive. Also other technological solutions, such as the so-called "Bulk Acoustic Resonator (BAR)" are not suitable for establishing a communication system with transmitters of relatively small dimensions and low costs.

Aan de uitvinding ligt daarom in eerste instantie de opgave 25 ten grondslag een betrouwbaar communicatiesysteem tussen ten minste één zender en ten minste één ontvanger te verschaffen, met de mogelijkheid om althans de zender als een volledig geïntegreerde halfgeleiderschakeling te kunnen uitvoeren, zonder de noodzaak voor het gebruik van omvangrijke kristallen of ander resonatoren, zoals de boven aangehaalde BAR.The invention is therefore primarily based on the object of providing a reliable communication system between at least one transmitter and at least one receiver, with the possibility of being able to design at least the transmitter as a fully integrated semiconductor circuit, without the need for use of bulky crystals or other resonators, such as the BAR cited above.

30 De uitvinding voorziet hiertoe in een communicatiesysteem van het in de aanhef genoemde soort, met het kenmerk, dat de bandbreedte 1029668- 3 van het door een zender uitgezonden transmissiesignaal zodanig kleiner is dan de voor een communicatieverbinding tussen een zender en een ontvanger beschikbare transmissiebandbreedte, dat bij variatie van de draaggolffrequentie binnen een voorafbepaald bereik het door de zender 5 uitgezonden transmissiesignaal binnen de beschikbare transmissiebandbreedte ligt, en waarbij de ontvanger is ingericht voor kalibratie op een door de zender uitgezonden draaggolffrequentie.To this end, the invention provides a communication system of the type mentioned in the preamble, characterized in that the bandwidth 1029668-3 of the transmission signal transmitted by a transmitter is smaller than the transmission bandwidth available for a communication connection between a transmitter and a receiver, that in the case of variation of the carrier frequency within a predetermined range, the transmission signal transmitted by the transmitter 5 is within the available transmission bandwidth, and wherein the receiver is adapted for calibration at a carrier frequency transmitted by the transmitter.

Aan de oplossing volgens de uitvinding ligt het inzicht ten grondslag dat, wanneer de voor een zender beschikbare transmissiebreedte 10 zodanige afmetingen heeft dat variaties in de draaggolffrequentie binnen de, voor de zender beschikbare transmissiebandbreedte blijven, in de zender met een minder nauwkeurig lokaal oscillatorsignaal kan worden gewerkt. Voorwaarde hierbij is dan wel dat de ontvanger zodanig is, ingericht dat deze kan kalibreren op door de door de zender binnen de 15 beschikbare transmissiebandbreedte uitgezonden draaggolffrequentie, voor het demoduleren van het ontvangen transmissiesignaal.The solution according to the invention is based on the insight that when the transmission width 10 available for a transmitter has dimensions such that variations in the carrier frequency remain within the transmission bandwidth available for the transmitter, it can be transmitted in the transmitter with a less accurate local oscillator signal. worked. A condition for this is that the receiver is arranged such that it can calibrate at the carrier frequency transmitted by the transmitter within the available transmission bandwidth, for demodulating the received transmission signal.

Met andere woorden, door het voor een zender beschikbaar stellen van een grotere transmissiebandbreedte dan strikt noodzakelijk voor het met een gewenste snelheid en capaciteit overdragen van de 20 informatie, kan in de oplossing volgens de uitvinding worden volstaan met een lokale oscillator in de zender met een relatief grote drift in de draaggolffrequentie, mits de ontvanger van middelen is voorzien om binnen de transmissiebandbreedte met de variërende draaggolffrequentie te kalibreren.In other words, by making a transmission bandwidth available to a transmitter that is strictly necessary for transmitting the information at a desired speed and capacity, in the solution according to the invention a local oscillator in the transmitter with a relatively large drift in the carrier frequency, provided that the receiver is provided with means for calibrating within the transmission bandwidth with the varying carrier frequency.

25 Hoewel hierdoor de ontvanger volgens de uitvinding qua schakeling omvangrijker en complexer wordt dan een ontvanger die is ingericht om te werken met een zender voorzien van een lokale oscillator met een minimale drift, dat wil zeggen in het eerder genoemde bereik van enkele ppm, vormt dit voor het communicatiesysteem volgens de uitvinding 30 geen noemenswaardig nadeel, omdat voor de ontvangers in het algemeen geen strikte eisen aan de fysieke omvang worden gesteld. Een praktische 1029668- 4 communicatiesysteem omvat veel meer zenders dan ontvangers, zodat een besparing op de kosten van zeer veel zenders ruimschoots opweegt tegen een geringe verhoging van de kosten van relatief weinig ontvangers.Although this makes the receiver according to the invention more extensive and complex in terms of circuitry than a receiver which is adapted to work with a transmitter provided with a local oscillator with a minimum drift, i.e. in the aforementioned range of a few ppm, this constitutes no significant disadvantage for the communication system according to the invention, because no strict physical size requirements are imposed on the receivers in general. A practical 1029668-4 communication system comprises many more transmitters than receivers, so that a saving on the costs of very many transmitters more than outweighs a small increase in the costs of relatively few receivers.

In een praktische uitvoeringsvorm van het communicatie-5 systeem volgens de uitvinding kan het voorafbepaal de bereik waarbinnen de draaggolf van een zender mag variëren enkele tienden van een procent van de draaggolffrequentie bedragen, hetgeen uiteraard een veel lichtere eis is dan een nauwkeurigheid van enkele delen per miljoen, zoals in de stand van de techniek, waartoe toepassing van een kristal of andere oplossingen 10 zoals een BAR noodzakelijk zijn. De grenzen waarbinnen de draaggolffrequentie van een zender mag variëren wordt verder ook bepaald door de maximale bitfoutenhoeveelheid (in de Engelstalige vakliteratuur aangeduid als "Bit Error Rate" (BER)) welke de ontvanger nog kan reconstrueren.In a practical embodiment of the communication system according to the invention, the predetermined range within which the carrier wave of a transmitter may vary may amount to a few tenths of a percent of the carrier frequency, which is of course a much lighter requirement than an accuracy of a few parts per million, as in the prior art, which requires the use of a crystal or other solutions such as a BAR. The limits within which the carrier frequency of a transmitter may vary is also further determined by the maximum amount of bit error (referred to in English as "Bit Error Rate" (BER)) which the receiver can still reconstruct.

15 In een uitvoeringsvorm van het communicatiesysteem volgens de uitvinding vormen de zender en de ontvanger een zogeheten "Frequency Hopping Spread Spectrum" ("FHSS") systeem, voor bedrijf in de ISM- frequentiebanden, waarbij de transmissiesignaalbandbreedte van een zender kleiner is dan de transmissiebandbreedte van een betreffende ISM-band. 20 Bijvoorbeeld een FHSS-systeem met 50 kanalen, elk met een bandbreedte van 50 kHz en een scheiding tussen aangrenzende kanalen van 100 kHz voor gebruik in de 902-928 MHz ISM-band. De draaggolf van de zender mag daarbij dan variëren in het bereik van 915 MHz ±9,3 MHz.In an embodiment of the communication system according to the invention, the transmitter and the receiver form a so-called "Frequency Hopping Spread Spectrum" ("FHSS") system, for operation in the ISM frequency bands, wherein the transmission signal bandwidth of a transmitter is smaller than the transmission bandwidth of a relevant ISM band. For example, an FHSS system with 50 channels, each with a bandwidth of 50 kHz and a separation between adjacent channels of 100 kHz for use in the 902-928 MHz ISM band. The carrier wave of the transmitter may then vary in the range of 915 MHz ± 9.3 MHz.

Begrepen zal worden dat de uitvindingsgedachte ook kan 25 worden toegepast voor andere vormen van communicatie dan FHSS in de ISM-band en/of met andere aantallen kanalen en transmissie signaal bandbreedtes dan die welke bovenstaand bij wijze van voorbeeld zijn genoemd.It will be understood that the inventive concept can also be applied for forms of communication other than FHSS in the ISM band and / or with different numbers of channels and transmission signal bandwidths than those mentioned above by way of example.

Een ander probleem dat zich voordoet bij 30 communicatiesystemen voor de bovengenoemde toepassingen, is het bewerkstelligen van een zo laag mogelijk vermogensverbruik van de zender.Another problem that occurs with communication systems for the aforementioned applications is the achievement of the lowest possible power consumption of the transmitter.

1029668- 5 i !1029668-5!

Dit betekent dat de onder andere de kalibratieprocedure, waarbij de ontvanger kalibreert op de van een zender ontvangen draaggolffrequentie, in de tijd beperkt dient te zijn.This means that, among other things, the calibration procedure, in which the receiver calibrates on the carrier frequency received from a transmitter, must be limited in time.

In een verdere uitvoeringsvorm van het communicatiesysteem 5 volgens de uitvinding is de zender hiertoe voorzien van tijdstuurmiddelen voor het gedurende een voorafbepaal de tijdsduur uitzenden van een transmissiesignaal en is een ontvanger voorzien van een lokale oscillator en detectiemiddelen voor het in grootte en teken detecteren van een frequentieafwijking van het signaal van de lokale oscillator ten opzichte 10 van een ontvangen transmissiesignaal van een zender.In a further embodiment of the communication system 5 according to the invention, the transmitter is for this purpose provided with time control means for transmitting a transmission signal for a predetermined period of time and a receiver is provided with a local oscillator and detection means for detecting a frequency deviation in magnitude and character of the signal from the local oscillator relative to a received transmission signal from a transmitter.

In een weer verdere uitvoeringsvorm van het communicatiesysteem volgens de uitvinding, zijn de tijdstuurmiddelen ingericht voor het herhaald uitzenden van een ongemoduleerd transmissiesignaal van relatief korte duur.In yet another embodiment of the communication system according to the invention, the time control means are arranged for repeatedly transmitting an unmodulated transmission signal of relatively short duration.

15 Deze uitvoeringsvorm heeft het voordeel dat een verdere reductie van het vermogensverbruik in de zender kan worden gerealiseerd door het, voor het kalibreren van de ontvanger, uitzenden van een ongemoduleerd transmi ssiesignaal.This embodiment has the advantage that a further reduction of the power consumption in the transmitter can be realized by transmitting an unmodulated transmission signal for calibrating the receiver.

In een voorkeursuitvoeringsvorm van het communicatiesysteem 20 volgens de uitvinding, geschikt voor volledige integratie van een ontvanger in halfgeleidertechnologie, omvatten de detectiemiddelen eerste en tweede mengschakelingen en laagdoorlaatfiltermiddelen voor het mengen en laagdoorlaatfilteren van het ontvangen ongemoduleerde transmissiesignaal en het lokale oscillatorsignaal, voor het verschaffen 25 van in-fase-(I)- en kwadratuur-(Q)-mengsignalen, modulusmiddelen voor het uit het I- en/of Q-mengsignaal bepalen van de absolute waarde van de frequentieafwijking en tekenmiddelen voor het uit het I- en Q-mengsignaal bepalen van het teken van de frequentieafwijking.In a preferred embodiment of the communication system 20 according to the invention, suitable for full integration of a receiver in semiconductor technology, the detection means comprise first and second mixing circuits and low-pass filtering means for mixing and low-pass filtering the received unmodulated transmission signal and the local oscillator signal, for providing 25 in-phase (I) and quadrature (Q) mixing signals, modulus means for determining the absolute value of the frequency deviation from the I and / or Q mixing signal, and drawing means for deriving from the I and Q mixing signal determining the sign of the frequency deviation.

Met de tekenmiddelen wordt bepaald of de 30 draaggolffrequentie van de zender groter of kleiner is dan de frequentie van het lokale oscillatorsignaal van de ontvanger en met de 1029668- 6 modulusmiddelen wordt de absolute waarde van de frequentieafwijking vastgesteld.With the drawing means it is determined whether the carrier wave frequency of the transmitter is greater or smaller than the frequency of the local oscillator signal of the receiver and with the 1029668-6 modulus means the absolute value of the frequency deviation is determined.

In een schakelingstechnisch relatief eenvoudige en goedkope uitvoeringsvorm van de uitvinding, omvatten de modulusmiddelen 5 referentiefrequentieklokmiddelen en teller- en berekeningsmiddelen, voor het in ten minste een halve periode van de I- en/of Q-mengsignalen tellen van het aantal referentieklokperioden en voor het berekenen van de modulus van de frequentieafwijking uit het getelde aantal en de frequentie van de referentieklokmiddelen.In a relatively technically simple and inexpensive embodiment of the invention, the modulus means 5 comprise reference frequency clock means and counter and calculation means for counting the number of reference clock periods in at least half a period of the I and / or Q mixing signals and for calculating of the modulus of the frequency deviation from the counted number and the frequency of the reference clock means.

10 Voor een relatief nauwkeurige bepaling van de absolute waarde van de frequentieafwijking, voorziet het communicatiesysteem volgens de uitvinding daarin, dat de referentieklokmiddelen zijn ingericht om werkzaam te zijn op een substantieel hogere frequentie dan het maximaal toelaatbare frequentieverschil tussen de draaggolf-15 frequenties van een zender en een ontvanger.For a relatively accurate determination of the absolute value of the frequency deviation, the communication system according to the invention provides that the reference clock means are arranged to operate at a substantially higher frequency than the maximum allowable frequency difference between the carrier frequencies of a transmitter and a receiver.

Voor het bepalen van het teken van de frequentieafwi jking voorziet het communicatiesysteem volgens de uitvinding in een nog weer verdere uitvoeringsvorm daarvan daarin, dat de tekenmiddelen zijn ingericht voor het detecteren van een stijgende of dalende flank in de I-20 en Q-mengsignalen, voor het detecteren van een signaal transitie van de I-en Q-mengsignalen door een signaalsymmetrieniveau daarvan en voor het verschaffen van het teken van de frequentieafwijking uit een evaluatie van in de tijd opeenvolgende transities van de I- en Q-mengsignalen door het signaalsymmetrieniveau en de telkens daarbij optredende signaal flank. 25 Voor het kalibreren van de ontvanger op het van een zender ontvangen transmissiesignaal, voorziet een uitvoeringsvorm van het communicatiesysteem volgens de uitvinding verder daarin, dat een ontvanger is voorzien van correctiemiddelen voor het met de gedetecteerde frequentieafwijking corrigeren van het door zijn lokale oscillator 30 afgegeven signaal.For determining the sign of the frequency deviation, the communication system according to the invention, in a still further embodiment thereof, provides that the signing means are arranged for detecting a rising or falling edge in the I-20 and Q-mixing signals, for detecting a signal transition of the I and Q mixing signals through a signal symmetry level thereof and for providing the sign of the frequency deviation from an evaluation of time successive transitions of the I and Q mixing signals through the signal symmetry level and the signal flank occurring thereby. For calibrating the receiver on the transmission signal received from a transmitter, an embodiment of the communication system according to the invention further provides that a receiver is provided with correction means for correcting the signal emitted by its local oscillator 30 with the detected frequency deviation. .

In een uitvoeringsvorm is de lokale oscillator in de 1029668- 7 ontvanger bij voorkeur een signaal gestuurde oscillator, zoals een spannings- of stroomgestuurde oscillator, waarbij de correctiemiddelen zijn ingericht voor het uit de absolute waarde en het teken van de bepaalde frequentieafwijking genereren van een stuursignaal voor het 5 sturen van de lokale oscillator, voor het verschaffen van een op de draaggolffrequentie van een zender gekalibreerd lokaal oscillatorsignaal van de ontvanger.In one embodiment, the local oscillator in the 1029668-7 receiver is preferably a signal-controlled oscillator, such as a voltage or current-controlled oscillator, the correction means being adapted to generate a control signal from the absolute value and the sign of the determined frequency deviation for controlling the local oscillator, for providing a local oscillator signal from the receiver calibrated to the carrier frequency of a transmitter.

In een verdere uitvoeringsvorm van de uitvinding, geschikt voor volledige integratie van een ontvanger in halfgeleidertechnologie, 10 omvatten de correctiemiddelen synthesizermiddelen die zijn ingericht voor het uit de absolute waarde en het teken van de gedetecteerde frequentieafwijking genereren van een I- en Q-offsetfrequentiesignaal, met derde, vierde, vijfde en zesde mengschakelingen, eerste en tweede sommatieschakelingen en hoogdoorlaatfiltermiddelen, voor het mengen van 15 het hoogdoorlaatgefilterde I- en Q-offsetfrequentiesignaal en het lokale oscillatorsignaal en voor het sommeren van de door het mengen verkregen I- en Q-signalen, voor het verschaffen van een op de draaggolffrequentie van een zender ontvangen transmissiesignaal gekalibreerd lokaal I- en Q-oscillatorsignaal voor de ontvanger.In a further embodiment of the invention suitable for full integration of a receiver in semiconductor technology, the correction means comprise synthesizer means which are adapted to generate an I and Q offset frequency signal from the absolute value and the sign of the detected frequency deviation, third, fourth, fifth and sixth mixing circuits, first and second summation circuits and high-pass filter means, for mixing the high-pass filtered I and Q offset frequency signal and the local oscillator signal and for summing the I and Q signals obtained by the mixing, for providing a transmission signal received at the carrier frequency of a transmitter calibrated local I and Q oscillator signal for the receiver.

20 Begrepen zal worden dat naast het voordeel van minder strenge eisen aan de nauwkeurigheid van het door de zender opgewekte oscillatorsignaal, een volgens de uitvinding opgebouwde ontvanger tevens corrigeert voor frequentieafwijkingen die worden veroorzaakt door procesvariaties in de halfgeleiderschakelingen van de zender en de 25 ontvanger, door veroudering, door temperatuursinvloeden, etc.It will be understood that in addition to the advantage of less stringent requirements for the oscillator signal generated by the transmitter, a receiver constructed in accordance with the invention also corrects for frequency deviations caused by process variations in the semiconductor circuits of the transmitter and receiver, by aging, due to temperature influences, etc.

Het communicatiesysteem volgens de uitvinding is niet beperkt tot simplex-communicatie tussen een zender en ontvanger. Voor een duplex-uitvoeringsvorm is een zender voorzien van ontvangmiddelen en is een ontvanger voorzien van zendmiddelen voor het in een op de 30 draaggolffrequentie van de zender gekalibreerde toestand van de ontvanger naar de zender uitzenden van een informatiesignaal.The communication system according to the invention is not limited to simplex communication between a sender and receiver. For a duplex embodiment, a transmitter is provided with receiving means and a receiver is provided with transmitting means for transmitting an information signal from the receiver to the transmitter in a state calibrated at the carrier frequency of the transmitter.

11029668“ δ11029668 “δ

Na kalibratie op het van een zender ontvangen transmissies!gnaal is in de ontvanger de frequentie van het draaggolf-oscillatorsignaal van de zender bekend. Ervan uitgaande dat de ontvangmiddelen in een zender werkzaam zijn op een van het draaggolf-5 oscillatorsignaal afgeleide frequentie, kunnen de zendmiddelen in een ontvanger precies uitzenden op de frequentie waarop de ontvangmiddelen in een zender werkzaam zijn. Zonder verdere kalibratie- of synchronisatiestappen. Deze mogelijkheid kan aangewend worden om bijvoorbeeld een bevestiging van ontvangst aan de zender te sturen (ACK), 10 wat het toepassingsgebied en "quality of service" (QoS) van de draadloze verbinding vergroot.After calibration for the transmission signal received from a transmitter, the frequency of the carrier oscillator signal of the transmitter is known in the receiver. Assuming that the receiving means in a transmitter operate at a frequency derived from the carrier-oscillator signal, the transmitting means in a receiver can transmit precisely to the frequency at which the receiving means in a transmitter operate. Without further calibration or synchronization steps. This possibility can be used, for example, to send an acknowledgment of receipt to the transmitter (ACK), which increases the scope and "quality of service" (QoS) of the wireless connection.

In een constructief eenvoudige en goedkope uitvoeringsvorm voor duplex-communicatie, voorziet de uitvinding derhalve daarin, dat een zender een lokale oscillator omvat, die werkzaam is geschakeld als 15 oscillator voor het opwekken van de draaggolffrequentie en als lokale oscillator voor het demoduleren van een ontvangen informatiesignaal.In a constructionally simple and inexpensive embodiment for duplex communication, the invention therefore provides that a transmitter comprises a local oscillator which is operatively connected as an oscillator for generating the carrier frequency and as a local oscillator for demodulating a received information signal. .

Een bijzonder voordeel van de uitvinding is dat een ontvanger geen enkele voorkennis hoeft te bezitten van de frequentieafwijking van het signaal van een zender voor het ontvangen 20 daarvan, waarbij met de bovenbeschreven schakelingen nochtans een voldoende snelle kalibratie- c.q. acquisitietijd wordt bereikt.A particular advantage of the invention is that a receiver does not have to have any prior knowledge of the frequency deviation of the signal from a transmitter for receiving it, whereby a sufficiently fast calibration or acquisition time is nevertheless achieved with the above-described circuits.

Om het kalibratieproces in de ontvanger echter nog verder te versnellen, hetgeen weer ten gunste komt van een reductie in het energieverbruik van een zender, voorziet de uitvinding in een weer 25 verdere uitvoeringsvorm daarvan daarin, dat een ontvanger is voorzien van ' een opzoektabel, voor het daarin opslaan van de gedetecteerde frequentieafwijking van een zender. Doordat de frequentieafwijking van een zender in de praktijk redelijk stabiel is, hoeft een opzoektabel voor een betreffende zender slechts sporadisch te worden bijgewerkt.However, in order to accelerate the calibration process in the receiver even further, which in turn benefits a reduction in the energy consumption of a transmitter, the invention provides in yet a further embodiment thereof that a receiver is provided with a look-up table for storing therein the detected frequency deviation of a transmitter. Because the frequency deviation of a channel is reasonably stable in practice, a look-up table for a particular channel only needs to be sporadically updated.

30 Een zender kan in de ontvanger worden herkend uit bijvoorbeeld een oproepnummer e.d. Ook kunnen andere oplossingen voor dit 1029668- 9 doel worden toegepast, zoals een specifiek door een zender uitgezonden informatiesignaal of herkenning van specifieke verwerkingseigenschappen van een zender.A transmitter can be recognized in the receiver from, for example, a call number and the like. Other solutions can also be applied for this purpose, such as an information signal specifically transmitted by a transmitter or recognition of specific processing properties of a transmitter.

Door overeenkomstig een weer verdere uitvoeringsvorm van 5 het communicatiesysteem volgens de uitvinding het informatiesignaal te gebruiken voor het van een ontvanger naar een zender overdragen van informatie omtrent de kwaliteit van het bij de ontvanger ontvangen signaal en door een zender van middelen te voorzien die in reactie op de ontvangen informatie de signaal transmissie-eigenschappen van de zender 10 wijzigen, kan bijvoorbeeld een verdere beoogde besparing in het energieverbruik als geheel worden verkregen.By using, according to yet another embodiment of the communication system according to the invention, the information signal for transmitting from a receiver to a transmitter information about the quality of the signal received at the receiver and by providing a transmitter with means which respond to the received information changes the signal transmission properties of the transmitter 10, for example, a further intended saving in energy consumption as a whole can be obtained.

Het informatiesignaal kan bijvoorbeeld ook een bevestigingssignaal zijn en een zender kan middelen omvatten voor het in reactie op het ontvangen bevestigingssignaal stoppen van het uitzenden 15 van het transmissiesignaal.The information signal may, for example, also be a confirmation signal and a transmitter may comprise means for stopping the transmission of the transmission signal in response to the received confirmation signal.

De uitvinding voorziet verder in een zender alsmede in een ontvanger, ingericht zoals bovenstaand gedefinieerd.The invention further provides a transmitter as well as a receiver, arranged as defined above.

In het bovenstaande is uiteengezet dat een snelle kalibratie- of acquisitietijd van een ontvanger van voordeel is om het 20 vermogensverbruik van een zender zoveel mogelijk te reduceren.It has been explained above that a fast calibration or acquisition time of a receiver is advantageous in order to reduce the power consumption of a transmitter as much as possible.

De uitvinding voorziet ten behoeve hiervan in een zowel in hardware als in software uit te voeren snelle detectiewerkwijze om het teken van de frequentieafwijking van een ontvangen transmissiesignaal te kunnen vaststellen, deze werkwijze omvat de stappen van het: 25 a) verschaffen van in-fase-(I)- and kwadratuur-(Q)- hoogfrequentsignalen door het mengen van de eerste en tweede hoogfrequents!gnalen; b) verschaffen van I- and Q-mengsignalen door laagdoorlaatfiltering van de I- en Q-hoogfrequentsignalen van stap a); 30 c) detecteren van een stijgende of dalende flank in de I- en Q-mengsignalen, en 1029698a 10 d) detecteren van een signaal transitie van de I- en Q-mengsignalen door een signaalsymmetrieniveau daarvan, waarin een eerste tekenwaarde wordt afgegeven indien in de tijd gezien het: 5 e) I-mengsignaal een signaaltransitie ondergaat met een dalende flank gevolgd door een signaaltransitie van het Q-mengsignaal met een dalende flank; f) I-mengsignaal een signaaltransitie ondergaat met een stijgende flank gevolgd door een signaaltransitie van het Q-mengsignaal 10 met een stijgende flank; g) Q-mengsignaal een signaaltransitie ondergaat met een dalende flank gevolgd door een signaaltransitie van het I-mengsignaal met een stijgende flank; h) Q-mengsignaal een signaaltransitie ondergaat met een 15 stijgende flank gevolgd door een signaaltransitie van het I-mengsignaal met een dalende flank, en waarin een tweede tekenwaarde wordt afgegeven indien in de tijd gezien het: i) I-mengsignaal een signaaltransitie ondergaat met een 20 dalende flank gevolgd door een signaaltransitie van het Q-mengsignaal met een stijgende flank; j) I-mengsignaal een signaaltransitie ondergaat met een stijgende flank gevolgd door een signaaltransitie van het Q-mengsignaal met een dalende flank; 25 k) Q-mengsignaal een signaaltransitie ondergaat met een dalende flank gevolgd door een signaaltransitie van het I-mengsignaal met een dalende flank; 1) Q-mengsignaal een signaaltransitie ondergaat met een stijgende flank gevolgd door een signaaltransitie van het I-mengsignaal 30 met een stijgende flank.The invention provides for this purpose a fast detection method to be performed in both hardware and software in order to be able to determine the sign of the frequency deviation of a received transmission signal, this method comprising the steps of: a) providing in-phase (I) and quadrature (Q) high frequency signals by mixing the first and second high frequency signals; b) providing I and Q mixing signals by low-pass filtering the I and Q high-frequency signals from step a); C) detecting a rising or falling edge in the I and Q mixing signals, and 1029698a 10 d) detecting a signal transition of the I and Q mixing signals through a signal symmetry level thereof, in which a first sign value is output when in the time in view of the: e) I-mixing signal undergoing a signal transition with a falling edge followed by a signal transition of the Q-mixing signal with a falling edge; f) I-mixing signal undergoes a signal transition with a rising edge followed by a signal transition from the Q-mixing signal 10 with a rising edge; g) Q-mixing signal undergoes a signal transition with a falling edge followed by a signal transition of the I-mixing signal with a rising edge; h) Q-mixing signal undergoes a signal transition with a rising edge followed by a signal transition of the I-mixing signal with a falling edge, and in which a second sign value is output if, in view of the time, the: i-mixing signal undergoes a signal transition with a falling edge followed by a signal transition of the Q mixing signal with a rising edge; j) I-mixing signal undergoes a signal transition with a rising edge followed by a signal transition of the Q-mixing signal with a falling edge; K) Q-mixing signal undergoes a signal transition with a falling edge followed by a signal transition of the I-mixing signal with a falling edge; 1) Q-mixing signal undergoes a signal transition with a rising edge followed by a signal transition from the I-mixing signal 30 with a rising edge.

Voor het vaststellen van de grootte van de 1029668- ' 11 frequentieafwijking voorziet de uitvinding voorts in een werkwijze waarin ten minste gedurende een halve periode van de I- en Q-mengsignalen het aantal referent!eklokperioden van referentieklokmiddelen wordt geteld, waarbij uit het getelde aantal en de frequentie van de 5 referentieklokmiddelen de grootte van de frequentieafwijking van een ontvangen transmissiesignaal wordt berekend.To determine the magnitude of the 1029668-11 frequency deviation, the invention further provides a method in which the number of reference clock periods of reference clock means is counted for at least half a period of the I and Q mixing signals, the number counted and the frequency of the reference clock means the magnitude of the frequency deviation of a received transmission signal is calculated.

Gebleken is dat onder de meest slechte signaal condities, de werkwijze ten hoogste tweemaal moet worden uitgevoerd om de frequentieafwijking met enkele ppm nauwkeurig te bepalen. Begrepen zal 10 worden dat deze werkwijze, voor een nog meer optimaal resultaat, zo nodig een aantal malen achter elkaar kan worden uitgevoerd, onder de voorwaarde dat van de zender een signaal wordt ontvangen. Rekening dient te worden gehouden met het feit dat het herhaald uitvoeren van de werkwijze het vermogensverbruik aan de zijde van de zender echter vergroot, omdat 15 gedurende deze herhalingen nog niet daadwerkelijk met transmissie van data kan worden begonnen.It has been found that under the worst signal conditions, the method must be performed at most twice to accurately determine the frequency deviation with a few ppm. It will be understood that, for an even more optimum result, this method can, if necessary, be carried out a number of times in succession, on condition that a signal is received from the transmitter. However, account must be taken of the fact that the repeated execution of the method increases the power consumption on the transmitter's side, because data transmission cannot actually be started during these repetitions.

In het algemeen geldt dat de tijd gedurende welke een zender een signaal dient uit te zenden om in de ontvanger de frequentieafwijking van het zenderdraaggolfsignaal met voldoende 20 nauwkeurigheid te kunnen bepalen, ca. 100 microseconden bedraagt. Bij de, in de aanhef genoemde toepassingen komt dit overeen met ca. 1/10 van de periode van een enkel symbool, uitgaande van een datatransmissiesnel heid van 1 kbps.In general, it holds that the time during which a transmitter must transmit a signal in order to be able to determine the frequency deviation of the transmitter carrier signal in the receiver with sufficient accuracy is approximately 100 microseconds. In the applications mentioned in the preamble, this corresponds to approximately 1/10 of the period of a single symbol, assuming a data transmission speed of 1 kbps.

De uitvinding zal nu meer in detail worden uiteengezet aan 25 de hand van de navolgende beschrijving van een aantal voorkeursuitvoeringsvormen, waartoe de uitvinding echter geenszins beperkt is.The invention will now be explained in more detail with reference to the following description of a number of preferred embodiments, to which, however, the invention is by no means limited.

Figuur 1 toont schematisch, bij wijze van voorbeeld, een communicatiesysteem volgens de uitvinding.Figure 1 shows schematically, by way of example, a communication system according to the invention.

30 Figuur 2 toont schematisch een voorbeeld van de bandbreedteverdeling in een communicatiesysteem volgens de uitvinding.Figure 2 shows schematically an example of the bandwidth distribution in a communication system according to the invention.

1029668- 121029668-12

Figuur 3 toont schematisch een uitvoeringsvorm van een frequentiekalibratieschakeling voor gebruik in het communicatiesysteem volgens de uitvinding.Figure 3 schematically shows an embodiment of a frequency calibration circuit for use in the communication system according to the invention.

Figuur 4 toont schematisch een verdere uitvoeringsvorm van 5 een frequentiekalibratieschakeling voor gebruik in het communicatie systeem volgens de uitvinding.Figure 4 shows schematically a further embodiment of a frequency calibration circuit for use in the communication system according to the invention.

Figuur 5 toont schematisch het principe van een uitvoeringsvorm van middelen voor het bepalen van de waarde van de frequentieafwijking tussen het lokale oscillatorsignaal in een ontvanger 10 en de draaggolffrequentie van het transmissiesignaal van een zender, overeenkomstig de uitvinding.Figure 5 shows schematically the principle of an embodiment of means for determining the value of the frequency deviation between the local oscillator signal in a receiver 10 and the carrier frequency of the transmission signal of a transmitter, according to the invention.

Figuur 6 toont grafisch de werking van de middelen volgens figuur 5.Figure 6 shows graphically the operation of the means according to Figure 5.

Figuur 7 toont schematisch het principe van een 15 uitvoeringsvorm van middelen voor het bepalen van het teken van de frequentieafwijking tussen het lokale oscillatorsignaal in een ontvanger en de draaggolffrequentie van het transmissiesignaal van een zender, overeenkomstig de uitvinding.Figure 7 schematically shows the principle of an embodiment of means for determining the sign of the frequency deviation between the local oscillator signal in a receiver and the carrier frequency of the transmission signal of a transmitter, according to the invention.

Figuur 8 toont grafisch de werking van de middelen volgens 20 figuur 7.Figure 8 shows graphically the operation of the means according to Figure 7.

Met het verwi jzingsci jfer 1 is in figuur 1 een communicatiesysteem volgens de uitvinding getoond, omvattende een aantal verspreid opgestelde ontvangers 2, ook wel "Residential Gates" (RG) genoemd, waarmee een groot aantal zenders 3 draadloos 4 kan communiceren.With the reference numeral 1, a communication system according to the invention is shown in Figure 1, comprising a number of scattered receivers 2, also referred to as "Residential Gates" (RG), with which a large number of transmitters 3 can communicate wirelessly 4.

25 In de meest eenvoudige uitvoeringsvorm van de uitvinding is het communicatiesysteem 1 uitgerust met alleen ontvangers 2 en alleen zenders 3. In een meer geavanceerde uitvoeringsvorm van de uitvinding is het communicatiesysteem ingericht om (ook) te werken met als zendontvangers ingerichte componenten.In the simplest embodiment of the invention, the communication system 1 is equipped with only receivers 2 and only transmitters 3. In a more advanced embodiment of the invention, the communication system is adapted to (also) work with components arranged as transceivers.

30 De ontvangers 2 zijn in het algemeen via een vaste dataverbinding 5, geschikt voor relatief snelle dataoverdracht, met een 11029668- 13 dataverwerkingssysteem 6 verbonden, in de figuur geïllustreerd door een server 7 en via een bus 10 daarop aangesloten werkstations 8. Met het verwijzingscijfer 9 is een snelle draadloze dataverbinding tussen de server 6 en een ontvanger 2 aangeduid.The receivers 2 are generally connected via a fixed data connection 5, suitable for relatively fast data transfer, to a data processing system 6, illustrated in the figure by a server 7 and work stations 8 connected thereto via a bus 10. With the reference numeral 9, a fast wireless data connection between the server 6 and a receiver 2 is indicated.

5 De draadloze dataverbinding 4 tussen een zender 3 en een ontvanger 2 is in het algemeen ontworpen voor het verwerken van relatief lage bitsnel heden, in de ordegrootte van enkele kbit/sec. Het zendbereik van een zender 3 bedraagt in de praktijk enkele meters. Dit alles om een zo gering mogelijk vermogensverbruik in een zender 3 te bewerkstelligen. 10 In typische toepassingen van het communicatiesysteem 1 volgens de uitvinding zijn de zenders 3 ingericht voor het in huis doorgeven van meterstanden en dergelijke, ook wel bekend als "domotica", voor het signaleren van de waarnemingen van diverse soorten sensoren, zoals bijvoorbeeld temperatuursensoren, vochtigheidsensoren, gassensoren 15 en dergelijke en voor zogeheten intelligente omgevingstoepassingen.The wireless data connection 4 between a transmitter 3 and a receiver 2 is generally designed for processing relatively low bit rates, in the order of a few kbit / sec. The transmission range of a transmitter 3 is in practice a few meters. All this to achieve the lowest possible power consumption in a transmitter 3. In typical applications of the communication system 1 according to the invention, the transmitters 3 are adapted to transmit meter readings and the like in the home, also known as "home automation", for signaling the observations of various types of sensors, such as for example temperature sensors, humidity sensors , gas sensors 15 and the like and for so-called intelligent environmental applications.

Figuur 2 illustreert het door een zender 3 uitgezonden transmissiesignaal bij gebruik van de "Industrial Medical and Scientific (ISM)"-frequentieband gelegen tussen 902-928 MHz. Langs de horizontale as is de frequentie uitgezet. Het transmissiesignaal van een zender heeft 20 een bandbreedte BT, in het in figuur 2 getoonde voorbeeld 7,4 MHz en voor de communicatieverbinding tussen een zender 3 en een ontvanger 2 is in principe de gehele ISM-band tussen 902 MHz en 928 MHz beschikbaar, dat wil zeggen een transmissiebandbreedte Bc van 26 MHz. i In het gekozen voorbeeld mag de draaggolffrequentie fc van 25 een zender volgens de uitvinding ten opzichte van de ideale draaggolf frequentie van f0 915 MHz, welke in het midden van de ISM-band ligt, variëren in een mate gelijk aan ± 9,3 MHz. Deze relatief ruime marge vertaalt zich direct terug naar de nauwkeurigheid van een lokale oscillator voor het aansturen van de zender 3, waaraan dan geringere 30 eisen hoeven te worden gesteld in vergelijking tot een communicatie systeem waarbij de transmissiebandbreedte BT van het door een zender >1029668- 14 uitgezonden transmissiesignaal nagenoeg de gehele transmissiebandbreedte Bc voor de communicatieverbinding in beslag neemt.Figure 2 illustrates the transmission signal emitted by a transmitter 3 when using the "Industrial Medical and Scientific (ISM)" frequency band between 902-928 MHz. The frequency is plotted along the horizontal axis. The transmission signal of a transmitter has a bandwidth BT, in the example shown in figure 2 7.4 MHz and for the communication connection between a transmitter 3 and a receiver 2 the entire ISM band between 902 MHz and 928 MHz is in principle available, that is, a transmission bandwidth Bc of 26 MHz. In the selected example, the carrier frequency fc of a transmitter according to the invention may vary with respect to the ideal carrier frequency of f 915 MHz, which lies in the middle of the ISM band, by an amount equal to ± 9.3 MHz . This relatively wide margin translates directly back to the accuracy of a local oscillator for controlling the transmitter 3, to which lower requirements then have to be imposed in comparison with a communication system in which the transmission bandwidth BT of a transmitter> 1029668- 14 transmitted transmission signal occupies substantially the entire transmission bandwidth Bc for the communication connection.

Het communicatiesysteem volgens de uitvinding wordt bij voorkeur zodanig gedimensioneerd, dat de draaggolffrequentie fc van een 5 zender mag variëren in de ordegrootte van enkele tienden van een procent van de draaggolffrequentie. In het getoonde voorbeeld bedraagt de toelaatbare variatie maximaal circa 1%. Een variatie van enkele tienden van een procent stelt in de praktijk een nog zeer lichte eis aan de nauwkeurigheid van een lokale oscillator in de zender in vergelijking tot 10 in de vakliteratuur bekende communicatiesystemen, waarbij de variatie slechts enkele ppm mag bedragen.The communication system according to the invention is preferably dimensioned such that the carrier frequency fc of a transmitter may vary in the order of a few tenths of a percent of the carrier frequency. In the example shown, the maximum permissible variation is approximately 1%. A variation of a few tenths of a percent places a still very slight requirement on the accuracy of a local oscillator in the transmitter compared to 10 communication systems known in the professional literature, the variation being only a few ppm.

In het in figuur 2 getoonde voorbeeld, wordt gewerkt met een transmissiesignaal overeenkomstig de regels van de "Federal Communications Commission (FCC)", zijnde een "Frequency Hopping Spread 15 Spectrum (FHSS)"-systeem met gebruik van de zogeheten niet-coherente "Binary Frequency Shift Keying (BFSK)"-modulatie, omvattende 50 hop-kanalen C1P C2, ... C50, hetgeen een door de FCC gestelde minimumeis is. Elk kanaal heeft hierbij een informatiebandbreedte Bj van 50 kHz, met een kanaal schei ding Bs tussen aangrenzende kanalen van 100 kHz.In the example shown in Figure 2, a transmission signal is used in accordance with the rules of the "Federal Communications Commission (FCC)", being a "Frequency Hopping Spread Spectrum (FHSS)" system using the so-called non-coherent " Binary Frequency Shift Keying (BFSK) "modulation, comprising 50 hop channels C1P C2, ... C50, which is a minimum requirement set by the FCC. Each channel has an information bandwidth Bj of 50 kHz, with a channel separation Bs between adjacent channels of 100 kHz.

20 Begrepen zal worden dat de uitvinding niet tot FHSS- systemen met BFSK-modulatie in de ISM-band beperkt is, maar ook op andere frequentiebanden geschikt voor datacommunicatie kan worden toegepast.It will be understood that the invention is not limited to FHSS systems with BFSK modulation in the ISM band, but can also be applied to other frequency bands suitable for data communication.

Om een zender 3 met een variërende draaggolffrequentie te kunnen ontvangen, zijn in het communicatiesysteem 1 volgens de uitvinding 25 de ontvangers 2 ingericht om te kalibreren op de door een zender 3 uitgezonden draaggolffrequentie fc. Met het verwijzingscijfer 13 zijn in figuur 1 detectiemiddelen in een ontvanger 2 aangegeven, voor het in grootte en teken detecteren van de frequentieafwijking van het signaal van een lokale oscillator 12; 39 in een ontvanger 2 ten opzichte van een 30 ontvangen transmissiesignaal van een zender 3. Een zender 3 kan daarbij zijn voorzien van tijdstuurmiddelen 11, voor het gedurende een 1029668- 15 voorafbepaal de tijdsduur uitzenden van een transmissiesignaal, voldoende lang om in een ontvanger 2 met behulp van de detect!emiddelen 13 de betreffende frequentïeafwijking te kunnen detecteren.In order to be able to receive a transmitter 3 with a varying carrier frequency, in the communication system 1 according to the invention, the receivers 2 are adapted to calibrate to the carrier frequency fc transmitted by a transmitter 3. Reference numeral 13 in Fig. 1 denotes detection means in a receiver 2, for detecting the frequency deviation of the signal of a local oscillator 12 in magnitude and sign; 39 in a receiver 2 with respect to a received transmission signal from a transmitter 3. A transmitter 3 can be provided with time control means 11 for transmitting a transmission signal during a 1029668-predetermined duration of time, sufficiently long to pass into a receiver 2 be able to detect the relevant frequency deviation with the aid of the detection means 13.

In een voorkeursuitvoeringsvorm van het communicatiesysteem 5 volgens de uitvinding, zijn de tijdstuurmiddelen 11 ingericht voor het herhaald uitzenden van een ongemoduleerd transmissiesignaal van relatief korte duur. Het uitzenden van een ongemoduleerd transmissiesignaal is energetisch het meest efficiënt in termen van energieverbruik in een zender en de duur van het uitzenden van een ongemoduleerd 10 transmissiesignaal is afgestemd op de tijd welke de detect!emiddelen 13 nodig hebben voor het detecteren van de frequenti eafwi jking van het transmissiesignaal van een zender 3 ten opzichte van de lokale oscillator 12; 39 in de ontvanger 2.In a preferred embodiment of the communication system 5 according to the invention, the time control means 11 are arranged for repeatedly transmitting an unmodulated transmission signal of relatively short duration. The transmission of an unmodulated transmission signal is the most energetically efficient in terms of energy consumption in a transmitter and the duration of the transmission of an unmodulated transmission signal is tuned to the time required by the detection means 13 for detecting the frequency variation. of the transmission signal from a transmitter 3 relative to the local oscillator 12; 39 in the receiver 2.

Tijdstuurmiddelen 11 voor gebruik in een zender 3 zijn voor 15 een deskundige op zichzelf in vele varianten uitvoerbaar en behoeven derhalve geen verdere toelichting.Time control means 11 for use in a transmitter 3 can be carried out by a person skilled in the art in many variants and therefore require no further explanation.

In figuur 3 is schematisch een uitvoeringsvorm getoond van detect!emiddelen 13 c.q. een frequentiekalibratieschakeling overeenkomstig de uitvinding voor toepassing in een ontvanger 2 volgens 20 de uitvinding.Figure 3 schematically shows an embodiment of detection means 13 or a frequency calibration circuit according to the invention for use in a receiver 2 according to the invention.

Een door een ontvanger 2 van een zender 3 ontvangen signaal komt via een ingang 15 van een hoogfrequentversterker 16, in de Engelstalige vakliteratuur aangeduid als “Low Noise Amplifier (LNA)" terecht op een ingang van een eerste mengschakeling 17 en een ingang van 25 een tweede mengschakeling 18.A signal received by a receiver 2 from a transmitter 3 ends up via an input 15 of a high-frequency amplifier 16, referred to in English as "Low Noise Amplifier (LNA)" on an input of a first mixing circuit 17 and an input of a second mixing circuit 18.

De lokale oscillator 12, hetgeen een signaal gestuurde lokale oscillator is, zoals bijvoorbeeld een spanningsgestuurde oscillator, in de Engelstalige vakliteratuur aangeduid als "Voltage Controlled Oscillator (VCO)" verschaft een in-fase-uitgangssignaal I0 en 30 een kwadratuuruitgangssignaal Q0, welke respectievelijk worden aangeboden aan een verdere ingang van de eerste mengschakeling 17 en een verdere 1029668- 16 ingang van de tweede mengschakeling 18.The local oscillator 12, which is a signal-controlled local oscillator, such as, for example, a voltage-controlled oscillator, referred to in the English-language literature as "Voltage Controlled Oscillator (VCO)" provides an in-phase output signal I0 and a quadrature output signal Q0 which are respectively presented to a further input of the first mixing circuit 17 and a further 1029668-16 input of the second mixing circuit 18.

De eerste mengschakeling 17 produceert uit het ontvangen ingangssignaal en de in-fasecomponent van het lokale oscillatorsignaal een eerste in-fasemengsignaal Im dat wordt aangeboden aan een ingang van 5 een eerste laagdoorlaatfilter 19. De tweede mengschakeling 18 produceert uit het door de ontvanger 2 ontvangen ingangssignaal samen met de kwadratuur-component van het lokale oscillatorsignaal een kwadratuurmengsignaal Qm dat aan een ingang van een tweede laagdoorlaatfilter 20 wordt aangeboden.The first mixer circuit 17 produces from the received input signal and the in-phase component of the local oscillator signal a first in-phase mixer signal Im which is applied to an input of a first low-pass filter 19. The second mixer circuit 18 produces from the input signal received by the receiver 2 together with the quadrature component of the local oscillator signal a quadrature mixing signal Qm which is applied to an input of a second low-pass filter 20.

10 De uitgangssignalen van het eerste en tweede laagdoorlaatfilter 19, 20 zijn een maat voor de frequent!eafwijking tussen het door de lokale oscillator 12 opgewekte signaal en het van een zender 2 ontvangen signaal en deze uitgangssignalen worden toegevoerd aan modulusmiddelen 21, voor het bepalen van de absolute waarde van de j 15 frequent! eafwi jking en tekenmiddelen 22 voor het bepalen van het teken van de frequentieafwijking, dat wil zeggen hoger (+) of lager (-) dan het door de lokale oscillator 12 opgewekte signaal.The output signals of the first and second low-pass filters 19, 20 are a measure of the frequency deviation between the signal generated by the local oscillator 12 and the signal received from a transmitter 2 and these output signals are applied to modulus means 21 for determining the absolute value of the j 15 frequent! a variation and sign means 22 for determining the sign of the frequency deviation, i.e. higher (+) or lower (-) than the signal generated by the local oscillator 12.

In de uitvoeringsvorm volgens figuur 3 wordt de absolute waarde van de frequenti eafwi jking door de modulusmiddelen 21 uit het I-20 mengsignaal bepaald, hetgeen geenszins beperkend is voor de uitvinding.In the embodiment according to Figure 3, the absolute value of the frequency variation is determined by the modulus means 21 from the I-20 mixing signal, which is by no means restrictive of the invention.

De absolute waarde van de frequentieafwijking tussen het ontvangen signaal en het signaal van de lokale oscillator 12 kan door de modulusmiddelen 21 ook uit het uitgangssignaal van het tweede laagdoorlaatfilter 20 worden bepaald.The absolute value of the frequency deviation between the received signal and the signal from the local oscillator 12 can also be determined by the modulus means 21 from the output signal of the second low-pass filter 20.

25 Het uitgangssignaal 23 van de modulusmiddelen 21 en het uitgangssignaal 24 van de tekenmiddelen 22 worden aan correctiemiddelen 25 toegevoerd, voor het hieruit opwekken van een stuursignaal 14 waarmee de lokale oscillator 12 zodanig wordt gestuurd, dat de frequentieafwijking tussen het lokale oscillatorsignaal in de ontvanger 2 30 en het van een zender 3 ontvangen signaal zoveel mogelijk tot nul wordt gereduceerd, zodat de ontvanger 3 op de zender 2 wordt gekalibreerd voor 1029668- 17 het verder verwerken c.q. demoduleren van het door een zender uitgezonden signaal. De verdere verwerkingsmiddelen zijn omwille van de eenvoud niet in figuur 3 weergegeven. Voor het doel van de uitvinding geschikte correctiemiddelen 25 zijn voor een deskundige bekend en behoeven geen 5 verdere toelichting.The output signal 23 from the modulus means 21 and the output signal 24 from the drawing means 22 are applied to correction means 25 for generating therefrom a control signal 14 with which the local oscillator 12 is controlled such that the frequency deviation between the local oscillator signal in the receiver 2 30 and the signal received from a transmitter 3 is reduced to zero as much as possible, so that the receiver 3 is calibrated on the transmitter 2 for further processing or demodulation of the signal transmitted by a transmitter. For the sake of simplicity, the further processing means are not shown in Figure 3. Correction means 25 suitable for the purpose of the invention are known to a person skilled in the art and require no further explanation.

In een verdere uitvoeringsvorm van de detectiemiddelen 13 c.q. de frequentiekalibratieschakeling volgens de uitvinding zoals getoond in figuur 4, zijn de correctiemiddelen uitgevoerd als frequentiesynthesizermiddelen 26, voor het uit de absolute waarde 23 en 10 het teken 24 van de gedetecteerde frequentieafwijking genereren van een in-fase- en kwadratuur offsetfrequentiesignaal 35, 36 voor toevoer aan de eerste en tweede mengschakeling 17, 18.In a further embodiment of the detection means 13 or the frequency calibration circuit according to the invention as shown in Fig. 4, the correction means are designed as frequency synthesizer means 26 for generating an in-phase from the absolute value 23 and 10 of the detected frequency deviation and quadrature offset frequency signal 35, 36 for supply to the first and second mixing circuit 17, 18.

Daartoe worden de door de synthesizermiddelen 26 geproduceerde I- en Q-offset-frequentiesignalen 35, 36 als eerste 15 toegevoerd aan een eerste 31 respectievelijk tweede hoogdoorlaatfilter 32. Voor het mengen van het hoogdoorlaatgefilterde I- offsetfrequentiesignaal met de I-component I0 en de Q-component Q0 van het lokale oscillatorsignaal zijn derde 27 en vierde mengschakelingen 28 verschaft, op de ingangen waarvan respectievelijk het hoogdoorlaat-20 gefilterde I-offsetfrequentiesignaal en de I-component I0 van de lokale oscillator 39 respectievelijk het hoogdoorlaatgefilterde I-offsetfrequentiesignaal en de Q-component Q0 van de lokale oscillator 39 worden aangeboden. Op ingangen van een vijfde 29 en een zesde mengschakeling 30 worden respectievelijk de Q-component Q0 van het lokale 25 oscillatorsignaal en het hoogdoorlaatgefilterde Q-offsetfrequentiesignaal | van de synthesizermiddelen 26 aangeboden, respectievelijk de I-component I0 van het lokale oscillatorsignaal en het hoogdoorlaatgefilterde Q-offsetfrequentiesignaal van de synthesizermiddelen 26. De uitgangssignalen van de derde en vijfde mengschakeling 27, 29 worden 30 gesommeerd in een eerste sommatieschakeling 33 en de uitgangssignalen van de vierde en zesde mengschakeling 28, 30 worden gesommeerd in een tweede 1029668' --------- 18 sommatieschakeling 34. Dat wil zeggen, in de eerste sommatieschakeling 33 wordt het uitgangssignaal van de derde mengschakeling 27 afgetrokken van het uitgangssignaal van de vijfde mengschakeling 29 en in de tweede sommatieschakeling 34 wordt het uitgangssignaal van de vierde 5 mengschakeling 28 afgetrokken van het uitgangssignaal van de zesde mengschakeling 30. Het uitgangssignaal 37 van de eerste sommatieschakeling 33 wordt aangeboden aan een ingang van de eerste mengschakeling 17 en het uitgangssignaal 38 van de tweede sommatieschakeling 34 wordt aangeboden aan een ingang van de tweede 10 mengschakeling 18. De signalen 37 en 38 komen respectievelijk overeen met de I- en Q-componenten van het geconstrueerde draaggolfsignaal van een door een ontvanger 2 ontvangen transmissiesignaal van een zender 3, respectievelijk Ic en Qc.To that end, the I and Q offset frequency signals 35, 36 produced by the synthesizer means 26 are firstly applied to a first 31 and second high-pass filter 32. For mixing the high-pass filtered I-offset frequency signal with the I-component I0 and the Q component Q0 of the local oscillator signal, third 27 and fourth mixing circuits 28 are provided, on the inputs of which respectively the high-pass filtered I-offset frequency signal and the I-component I0 of the local oscillator 39 and the high-pass filtered I-offset frequency signal and the Q- component Q0 of the local oscillator 39 is offered. At inputs of a fifth 29 and a sixth mixing circuit 30, the Q component Q0 of the local oscillator signal and the high-pass filtered Q offset frequency signal | of the synthesizer means 26, respectively the I-component I0 of the local oscillator signal and the high-pass filtered Q-offset frequency signal of the synthesizer means 26. The output signals of the third and fifth mixing circuits 27, 29 are summed in a first summation circuit 33 and the output signals of the fourth and sixth mixing circuits 28, 30 are summed in a second summation circuit 34. That is, in the first summation circuit 33, the output signal of the third mixing circuit 27 is subtracted from the output signal of the fifth mixing circuit 29 and in the second summation circuit 34, the output signal of the fourth mixing circuit 28 is subtracted from the output signal of the sixth mixing circuit 30. The output signal 37 of the first summation circuit 33 is applied to an input of the first mixing circuit 17 and the output signal 38 of the second summation circuit 34 is switched on The signals 37 and 38 respectively correspond to the I and Q components of the constructed carrier signal of a transmission signal received by a receiver 2 from a transmitter 3, Ic and Qc, respectively.

Met de schakeling volgens figuur 4 hoeft de frequentie van 15 de lokale oscillator 39 niet te worden aangepast, maar wordt frequent!e-kalibratie verkregen door het geschikt mengen van het signaal van de lokale oscillator 39 en het door de synthesizermiddelen 26 opgewekte frequent!esignaal. Begrepen zal worden dat de lokale oscillator 39 geen signaal gestuurde oscillator hoeft te zijn, maar op een vaste frequentie 20 kan werken. Hierdoor worden overgangsverschijnselen bij het kalibreren van een ontvanger 2 op het door een zender 3 ontvangen signaal als gevolg van het verstemmen van de lokale oscillator met voordeel vermeden.With the circuit according to Fig. 4, the frequency of the local oscillator 39 does not have to be adjusted, but frequent e-calibration is obtained by suitably mixing the signal from the local oscillator 39 and the frequency signal generated by the synthesizing means 26 . It will be understood that the local oscillator 39 does not have to be a signal-controlled oscillator, but can operate on a fixed frequency 20. This advantageously avoids transition phenomena when calibrating a receiver 2 to the signal received by a transmitter 3 as a result of the local oscillator tuning.

Geschikte synthesizermiddelen 26 voor het opwekken van I- en Q-offsetfrequentiesignalen voor het nagenoeg tot nul reduceren van de 25 frequent!eafwijking zijn voor deskundigen op zichzelf bekend en behoeven geen verdere toelichting.Suitable synthesizer means 26 for generating I and Q offset frequency signals for substantially reducing the frequency deviation to zero are known per se to those skilled in the art and need no further explanation.

Figuur 5 toont schematisch het principeschema van een uitvoeringsvorm van de modulusmiddelen 21 volgens de uitvinding, omvattende referent!efrequentieklokmiddel en 40, tellermiddelen 41 en 30 berekeningsmiddelen 42. De tellermiddelen 41 hebben een vrijgeefingang 42 waarop het uitgangssignaal van het eerste laagdoorlaatfilter 19 of het >1029668" ! j _^^_ — - -__ ί 19 tweede laagdoorlaatfilter 20 wordt aangesloten. Het uitgangssignaal van de teller wordt aan een eerste ingang van berekeningsmiddelen 43 toegevoerd, op een tweede ingang waarvan het uitgangssignaal van de referentiefrequentieklokmiddelen 40 wordt aangeboden. De 5 berekeningsmiddelen 43 zijn ingericht voor het aan de hand van het door de tellermiddelen 41 afgegeven tel tal en de frequentie van de referentieklokmiddelen bepalen van de frequentieafwijking tussen het signaal van de lokale oscillator 12; 39 in een ontvanger 2 en het van een zender 3 ontvangen signaal. Voor dit doel geschikte berekeningsmiddelen 10 zijn voor een deskundige bekend en behoeven geen verdere toelichting.Figure 5 shows schematically the principle diagram of an embodiment of the modulus means 21 according to the invention, comprising reference frequency clock means and 40, counter means 41 and calculating means 42. The counter means 41 have a release input 42 on which the output signal of the first low-pass filter 19 or the> 1029668 The second low-pass filter 20 is connected. The output signal of the counter is applied to a first input of calculating means 43, to a second input of which the output signal of the reference frequency clock means 40 is presented. calculating means 43 are adapted to determine the frequency deviation between the signal of the local oscillator 12; 39 in a receiver 2 and the signal received from a transmitter 3 on the basis of the count supplied by the counter means 41 and the frequency of the reference clock means Calculation means 10 suitable for this purpose are e and expert known and require no further explanation.

Het principe van de modulusmiddelen 21 is grafisch in figuur 6 geïllustreerd. Met 46 is in de onderste helft van figuur 6 het aan de vrijgeefingang 42 van de tellermiddelen 41 aangeboden uitgangssignaal van de eerste of tweede laagdoorlaatfiltermiddelen 19, 20 15 in de tijd t aangeduid. Verondersteld wordt dat dit signaal een blokgolfvormig karakter heeft, hetgeen zo nodig kan worden verkregen door het voorschakelen van geschikte conversiemiddelen voor het omzetten van een sinusvormig ingangssignaal in een blokgolfvormig uitgangssignaal.The principle of the modulus means 21 is illustrated graphically in Figure 6. 46 denotes in the lower half of Fig. 6 the output signal of the first or second low-pass filtering means 19, 15 applied to the release input 42 of the counter means 41 in time t. This signal is assumed to have a square wave character, which can be obtained if necessary by switching suitable conversion means for converting a sinusoidal input signal into a square wave output signal.

Veronderstel verder dat de tellermiddelen 41 worden vrijgegeven gedurende 20 de tijdsduur tussen een stijgende flank 47 en een dalende flank 48 van het blokgolfsignaal 46. Gedurende deze tijdsduur tellen de tellermiddelen 41 het aantal perioden van de referentiefrequentie-klokmiddelen 40, waarvan het uitgangssignaal in de bovenste helft van figuur 6 is weergegeven. Op basis van het tel tal van de tellermiddelen 41 kan dan 25 door de berekeningsmiddelen 43 de frequentie van het blokgolfsignaal 46 eenvoudig worden bepaald, hetgeen overeenkomt met de frequentieafwijking van het door een ontvanger 2 ontvangen signaal en het door de lokale oscillator 12; 39 daarvan opgewekte signaal.Furthermore, suppose that the counter means 41 are released during the time between a rising edge 47 and a falling edge 48 of the square wave signal 46. During this time, the counter means 41 counts the number of periods of the reference frequency clock means 40, the output signal of which in the upper half of Figure 6 is shown. On the basis of the count of the counter means 41, the frequency of the square wave signal 46 can then be simply determined by the calculating means 43, which corresponds to the frequency deviation of the signal received by a receiver 2 and the signal received by the local oscillator 12; 39 signal generated therefrom.

Om een voldoende nauwkeurige bepaling van de frequentie-30 afwijking te bewerkstelligen, zijn de referentiefrequentieklokmiddelen 40 r ingericht om te werken op een substantieel hogere frequentie dan het 1029668" 20 maximaal toelaatbare frequentieverschil tussen de draaggolffrequenties van een zender 3 en een ontvanger 2.To achieve a sufficiently accurate determination of the frequency deviation, the reference frequency clock means 40 r are arranged to operate at a substantially higher frequency than the maximum permissible frequency difference between the carrier frequencies of a transmitter 3 and a receiver 2.

Beschouw het communicatiesysteem volgens het in figuur 2 gegeven voorbeeld. Hier bedraagt de modulus van de maximale frequent!e-5 afwijking 9,3 MHz. Een voldoende nauwkeurige bepaling van de frequent!e-afwijking kan dan worden verkregen met referentiefrequentieklokmiddelen 40 die op een factor 10 tot 100 maal hogere frequentie werken dan de maximaal toelaatbare frequentieafwijking, dus bijvoorbeeld met een frequentie tussen 90 en 900 MHz. Een en ander onder andere afhankelijk 10 van het frequentiebereik van de tellermiddelen 41.Consider the communication system according to the example given in Figure 2. Here the modulus of the maximum frequency deviation is 9.3 MHz. A sufficiently accurate determination of the frequency deviation can then be obtained with reference frequency clock means 40 operating at a factor 10 to 100 times higher than the maximum permissible frequency deviation, that is, for example with a frequency between 90 and 900 MHz. All this inter alia dependent on the frequency range of the counter means 41.

Met het verwijzingscijfer 44 zijn door de modulusmiddelen 21, via een uitgang 45 daarvan gestuurde tijdstuurmiddelen in een ontvanger 2 aangeduid voor het sturen van schakelmiddelen 49 aan de uitgang van de LNA 16. Gedurende de berekening van de frequentieafwijking 15 worden de schakelmiddelen 49 via de tijdstuurmiddelen 44 enige tijd open (niet geleidend) gestuurd. Na kalibratie van een ontvanger 2 worden de tijdstuurmiddelen 49 dicht (geleidend) gestuurd voor demodulatie van een zendersignaal c.q. een ontvangertransmissiesignaal.Reference numeral 44 denotes time control means controlled by an modulus means 21, via an output 45 thereof, in a receiver 2 for controlling switching means 49 at the output of the LNA 16. During the calculation of the frequency deviation 15, the switching means 49 are switched via the timing means 44 open (not conductive) for some time. After calibration of a receiver 2, the timing means 49 are closely (conductively) controlled for demodulation of a transmitter signal or a receiver transmission signal.

Voor het bepalen van het teken van de frequentieafwijking, 20 zijn de tekenmiddelen 22 in een uitvoeringsvorm van de uitvinding, ingericht voor het detecteren van een stijgende of dalende flank in de I-en Q-mengsignalen, dat wil zeggen de uitgangssignalen van het eerste laagdoorlaatfilter 19 en het tweede laagdoorlaatfilter 20, voor het detecteren van een signaalovergang van de I- en Q-mengsignalen ten 25 opzichte van of door een signaalsymmetrieniveau van de I- en Q- mengsignalen, waarbij het teken van de frequentieafwijking volgt uit een evaluatie van in de tijd opeenvolgende transities of overgangen van de I-en Q-mengsignalen door het signaalsymmetrieniveau en of hierbij een stijgende of een dalende signaalflank betrokken is.For determining the sign of the frequency deviation, the drawing means 22 in an embodiment of the invention are adapted to detect a rising or falling edge in the I and Q mixing signals, that is, the output signals of the first low-pass filter 19 and the second low-pass filter 20, for detecting a signal transition of the I and Q mixing signals relative to or through a signal symmetry level of the I and Q mixing signals, the sign of the frequency deviation resulting from an evaluation of in the time-consecutive transitions or transitions of the I and Q mixing signals through the signal symmetry level and whether a rising or falling signal edge is involved.

30 Figuur 7 toont schematisch een principeschakeling van de tekenmiddelen 22, omvattende een schakeling 50 voor het uit de ΪΌ29668* 21 1aagdoorlaatgefiΊterde I- en Q-mengsignalen 46 respectievelijk 56 (zie figuur 3 of 4) bepalen van het signaalsymmetrieniveaus en een vergelijkingsschakeling 51, om te bepalen welke flank, dat wil zeggen stijgend of dalend, van een betreffend mengsignaal door het aan een 5 stuuringang 52 van de vergelijkermiddelen 51 door de schakeling 50 aangeboden signaalsymmetrieniveaus.Fig. 7 schematically shows a principle circuit of the drawing means 22, comprising a circuit 50 for determining the signal symmetry levels and a comparison circuit 51, from the low-pass filtered I and Q mixing signals 46 and 56 (see Figs. 3 or 4) respectively determine which edge, i.e. rising or falling, of a respective mixing signal by the signal symmetry levels applied to a control input 52 of the comparator means 51 by the circuit 50.

De relaties tussen de stijgende c.q. dalende flanken van de 1aagdoorlaatgefilterde I- en Q-mengsignalen en het teken van frequentieafwijking is schematisch in figuur 8 geïllustreerd.The relationships between the rising and falling edges of the low-pass filtered I and Q mixing signals and the sign of frequency deviation are schematically illustrated in Figure 8.

10 In de bovenste helft van figuur 8 is het Q-mengsignaal 56 afkomstig van het tweede 1aagdoorlaatfilter 20 getoond en in de onderste helft van figuur 8 is het I-mengsignaal 46 aan de uitgang van het eerste 1aagdoorlaatfilter 19 getoond. Het signaalsymmetrieniveau voor het I- en Q-mengsignaal is met het verwijzingsteken S aangeduid.In the upper half of Fig. 8 the Q mixing signal 56 from the second low pass filter 20 is shown and in the lower half of Fig. 8 the I mixing signal 46 at the output of the first low pass filter 19 is shown. The signal symmetry level for the I and Q mixing signal is indicated by the reference sign S.

15 In figuur 8 kunnen vier situaties respectievelijk vier kolommen worden onderscheiden. Dat wil zeggen een met "0" aangegeven eerste situatie waarin het Q-mengsignaal 56 met een dalende flank het signaalsymmetrieniveau S doorloopt. Een tweede situatie aangeduid met "tt/2" waarin het I-mengsignaal 46 met een stijgende flank het 20 signaalsymmetrieniveau S doorloopt. Een derde situatie aangeduid met "π" waarin het Q-mengsignaal 56 met een stijgende flank het signaalsymmetrieniveau S doorloopt en een vierde situatie, aangeduid met ''311/2" waarin het I-mengsignaal 46 met een dalende flank het signaalsymmetrieniveau 50 doorloopt. Begrepen zal worden dat figuur 8 25 zichzelf in de tijd t herhaalt vanaf de situatie "0", etc.In figure 8 four situations and four columns can be distinguished. That is, a first situation indicated by "0" in which the Q mixing signal 56 traverses the signal symmetry level S with a falling edge. A second situation indicated by "tt / 2" in which the I-mixing signal 46 traverses the signal symmetry level S with a rising edge. A third situation denoted by "π" in which the Q-mixing signal 56 traverses the signal symmetry level S with a rising edge and a fourth situation, denoted by "311/2" in which the I-mixing signal 46 traverses the signal symmetry level 50 with a falling edge. It will be understood that Figure 8 repeats itself in time t from the situation "0", etc.

Aangetoond kan nu worden dat de tekenwaarde van de frequentieafwijking, dat wil zeggen hoger dan de lokale oscillatorfrequentie (+) of lager (-) van de ontvanger 2, kan worden bepaald uit een analyse van de betreffende signaalovergangen c.q. 30 signaaltransities van de I- en Q-mengsignalen 46, 56 in figuur 8.It can now be demonstrated that the sign value of the frequency deviation, that is to say higher than the local oscillator frequency (+) or lower (-) of the receiver 2, can be determined from an analysis of the relevant signal transitions or signal transitions of the I- and Q mixing signals 46, 56 in Figure 8.

Beschouw daartoe de met "0" aangeduide eerste kolom in 1029668“ 22 figuur 8. Bij de transitie van het I-mengsignaal 46 door het signaalsymmetrieniveau S met een dalende flank, aangeduid met het verwijzingscijfer 61 in de tijd gevolgd door een signaaltransitie van het Q-mengsignaal met een dalende flank, aangegeven met het verwijzingscijfer 5 62, geldt dat de frequentieafwij king een eerste tekenwaarde, in het voorbeeld (+), heeft. In de met "π" aangegeven kolom in figuur 8, geldt dat het frequentieverschil de eerste tekenwaarde, plus (+), heeft bij een signaaltransitie van het I-mengsignaal 46 door het signaalsymmetrieniveau S met een stijgende flank, aangegeven met het verwijzingscijfer 63, 10 gevold door een signaal-transitie van het Q-mengsignaal 56 met een stijgende flank, aangegeven met het verwijzingscijfer 64. Idem wanneer in de kolom tt/2 het Q-mengsignaal 56 een signaaltransitie ondergaat met een dalende flank, aangegeven met het verwijzingscijfer 65, gevolgd door een signaaltransitie van het I-mengsignaal 46 met een stijgende flank, 15 aangegeven met het verwi jzingsci jfer 66 en bij in de kolom tt/2 een signaaltransitie van het Q-mengsignaal 56 met een stijgende flank aangegeven met het verwijzingscijfer 67 gevolgd door een signaaltransitie van het I-mengsignaal 46 met een dalende flank, aangegeven met het verwijzingscijfer 68, geldt dat het frequentieverschil de eerste 20 tekenwaarde, plus (+) in het voorbeeld van figuur 8 heeft.To this end, consider the first column denoted "0" in 1029668 "22 Figure 8. At the transition of the I-mixing signal 46 through the signal symmetry level S with a falling edge, indicated by the reference numeral 61 in time followed by a signal transition of the Q -mixing signal with a falling edge, indicated by the reference numeral 62, it holds that the frequency deviation has a first sign value, in the example (+). In the column indicated by "π" in Figure 8, it holds that the frequency difference has the first sign value, plus (+), for a signal transition of the I-mixing signal 46 through the signal symmetry level S with a rising edge, indicated by the reference numeral 63, 10 followed by a signal transition of the Q mixing signal 56 with a rising edge, indicated by the reference numeral 64. The same applies when in the column tt / 2 the Q mixing signal 56 undergoes a signal transition with a falling edge, indicated by the reference numeral 65 followed by a signal transition of the I-mixing signal 46 with a rising edge, indicated by reference numeral 66 and, in column tt / 2, a signal transition from the Q-mixing signal 56 with a rising edge indicated by reference numeral 67 followed by a signal transition of the I-mixing signal 46 with a falling edge, indicated by the reference numeral 68, it holds that the frequency difference is the first sign value, plus (+) in the has the example of Figure 8.

In alle andere gevallen, in de kolom "0" bij een signaaltransitie door het signaalsymmetrieniveaus van het I-mengsignaal 46 met een dalende flank, aangegeven met het verwijzingscijfer 69 gevolgd door een signaaltransitie van het Q-mengsignaal 56 aangegeven met het 25 verwijzingscijfer 90 heeft het frequentieverschil een tweede tekenwaarde, in het voorbeeld van figuur 8 negatief, (-). Dit geldt ook in de kolom "π" voor een signaaltransitie van het I-mengsignaal 46 met een stijgende flank, aangegeven met het verwijzingscijfer 71, gevolgd door een signaaltransitie van het Q-mengsignaal 56 met een dalende flank, 30 verwi jzingsci jfers 72, en in de kolom tt/2 bij een sigaaltransitie van het Q-mengsignaal 56 met een dalende flank gevolgd door een 1029668“ i __j 23 signaaltransitie van het I-mengsignaal 46 met een dalende flank, verwijzingscijfers 73, 74 en in de kolom 3π/2 bij een signaal transitie van het Q-mengsignaal 56 met een stijgende flank gevolgd door een signaal transitie van het I-mengsignaal 46 met een stijgende flank, 5 verwijzingscijfers 75, 76 geldt dat het frequentieverschil een tweede tekenwaarde, in het voorbeeld dus min (-) bezit.In all other cases, in the column "0" at a signal transition through the signal symmetry levels of the I-mixing signal 46 having a falling edge, indicated by the reference numeral 69 followed by a signal transition of the Q-mixing signal 56 indicated by the reference numeral 90 the frequency difference a second sign value, in the example of Figure 8 negative, (-). This also applies in the column "π" for a signal transition of the I-mixing signal 46 with a rising edge, indicated by the reference numeral 71, followed by a signal transition of the Q-mixing signal 56 with a falling edge, 30 reference numbers 72, and in the column tt / 2 at a signal transition of the Q-mixing signal 56 with a falling edge followed by a 1029668 "signal transition of the I-mixing signal 46 with a falling edge, reference numerals 73, 74 and in the column 3π / 2 with a signal transition of the Q-mixing signal 56 with a rising edge followed by a signal transition of the I-mixing signal 46 with a rising edge, reference numerals 75, 76, it holds that the frequency difference is a second sign value, so in the example min ( -) possession.

Op basis van deze analyse kan door de tekenmiddelen 22 het teken van de frequentieafwijking worden bepaald. De vergelijkermiddelen 51 kunnen voor dit doel geschikt worden uitgevoerd met gebruik van 10 digitale componenten, zoals bij deskundigen bekend. Ook kunnen hiervoor desgewenst processormiddelen in de vorm van een microprocessor of een microcontroller worden toegepast. De werkwijze voor het bepalen van het teken van de frequentieafwijking kan dan geschikt in de vorm van software worden gerealiseerd.On the basis of this analysis, the sign of the frequency deviation can be determined by the drawing means 22. The comparator means 51 can be suitably designed for this purpose using digital components, as known to those skilled in the art. If desired, processor means in the form of a microprocessor or a microcontroller can also be used for this. The method for determining the sign of the frequency deviation can then suitably be realized in the form of software.

15 Begrepen zal worden dat de tekenmiddelen 22 ook op andere geschikte manieren kunnen worden gerealiseerd voor gebruik in een communicatiesysteem gebaseerd op de uitvindingsgedachte, dat wil zeggen het kalibreren van een ontvanger 2 op de door een zender 3 uitgezonden draaggolffrequentie fc, waarbij het door de zender 3 uitgezonden 20 transmi ssiesignaal Βγ zodanig kleiner is dan de voor een communicatieverbinding tussen een zender 3 en een ontvanger 2 beschikbare transmissiebandbreedte Bc, dat bij variatie van de draaggolffrequentie fe van de zender 3 binnen een voorafbepaald bereik, het door de zender 3 uitgezonden transmissiesignaal nog steeds binnen de beschikbare 25 transmissiebandbreedte Bc ligt.It will be understood that the drawing means 22 can also be realized in other suitable ways for use in a communication system based on the inventive concept, that is to say the calibration of a receiver 2 on the carrier frequency fc transmitted by a transmitter 3, wherein it is transmitted by the transmitter 3 transmission signal Βγ transmitted is so smaller than the transmission bandwidth Bc available for a communication connection between a transmitter 3 and a receiver 2, that when the carrier frequency fe of the transmitter 3 is varied within a predetermined range, the transmission signal transmitted by the transmitter 3 is still always lies within the available transmission bandwidth Bc.

Hoewel in het voorgaande steeds is uitgegaan van een zender 3 en een ontvanger 2, kan het communicatiesysteem volgens de uitvinding ook met voordeel geschikt worden gemaakt voor communicatie tussen zendontvangers, (niet getoond), omdat zodra een ontvanger 2 is 30 gekalibreerd op de draaggolffrequentie van een zender 3, de betreffende ontvanger 2 dan op de gekalibreerde frequentie een signaal naar de 1029668- 24 betreffende zender 3 kan zenden voor ontvangst door een ontvanger in de betreffende zender 3, waarbij in de zender 2 kan worden volstaan met één enkele lokale oscillator voor zowel het zendgedeelte als het ontvanggedeelte daarvan.Although in the foregoing it has always been based on a transmitter 3 and a receiver 2, the communication system according to the invention can also be made advantageously suitable for communication between transceivers (not shown), because as soon as a receiver 2 is calibrated at the carrier frequency of a transmitter 3, the relevant receiver 2 can then send a signal to the relevant transmitter 3 on the calibrated frequency for reception by a receiver in the relevant transmitter 3, whereby in the transmitter 2 a single local oscillator is sufficient for both the transmitting portion and the receiving portion thereof.

5 Voor het versnellen van het kalibratieproces, kan een ontvanger 2 volgens een uitvoeringsvorm van de uitvinding voorzien zijn van een opzoektabel 53 voor het daarin opslaan van de gedetecteerde frequentieafwijking van een zender 3. Bij ontvangst van een transmi ssiesignaal van een betreffende zender 2 kan dan aan de hand van 10 deze opzoektabel 53 en via bijvoorbeeld de synthesizermiddelen 26, direct een voorinstel ling van de ontvanger 2 plaatsvinden, zo dicht mogelijk in de buurt van de bekende frequentie van de zender 2. Schematisch geïllustreerd in figuur 4 met onderbroken lijnen.To speed up the calibration process, a receiver 2 according to an embodiment of the invention can be provided with a look-up table 53 for storing therein the detected frequency deviation of a transmitter 3. Upon receipt of a transmission signal from a respective transmitter 2, on the basis of this look-up table 53 and via, for example, the synthesizer means 26, a pre-setting of the receiver 2 takes place as close as possible to the known frequency of the transmitter 2. Schematically illustrated in Figure 4 with broken lines.

Begrepen zal worden dat de uitvinding niet beperkt is tot 15 de beschreven en geïllustreerde uitvoeringsvormen en dat voor een deskundige vele aanvullingen en wijzigingen mogelijk zijn, zonder af te wijken van de aan de uitvinding ten grondslag liggende inventieve gedachte zoals verwoord in de bijgesloten conclusies.It will be understood that the invention is not limited to the described and illustrated embodiments and that many additions and modifications are possible for a person skilled in the art, without departing from the inventive idea underlying the invention as set forth in the appended claims.

20 1029668'20 1029668 '

Claims

A communication system, comprising at least one transmitter adapted to transmit a transmission signal modulated on a carrier frequency and at least one receiver adapted to calibrate on the carrier frequency of a transmitter, characterized in that the bandwidth of the transmitter transmitted by a transmitter transmission signal is so smaller than the transmission bandwidth available for a communication connection between a transmitter and a receiver that with variation of the carrier frequency within a predetermined range the transmission signal transmitted by the transmitter is within the available transmission bandwidth, and wherein the receiver is arranged for calibration on a carrier frequency transmitted by the transmitter.

2. A communication system according to claim 1, wherein the predetermined range within which the carrier frequency of a transmitter may vary is in the order of a few tenths of a percent of the carrier frequency.

3. A communication system according to claim 1 or 2, wherein a transmitter is provided with timing means for transmitting a transmission signal for a predetermined period of time and wherein a receiver is provided with a local oscillator and detection means for detecting the frequency deviation in size and in sign of the signal from the local oscillator relative to a received transmission signal from a transmitter.

A communication system according to claim 3, wherein the timing means are adapted to repeatedly transmit an unmodulated transmission signal of relatively short duration.

5. A communication system according to claim 3 or 4, wherein the detection means comprise first and second mixing circuits and low-pass filtering means for mixing and low-pass filtering the received unmodulated transmission signal 1029668 and the local oscillator signal, for providing in-phase (I) and quadrature (Q) mixing signals, modulus means for determining the absolute value of the frequency deviation from the I and / or Q mixing signal and sign means for determining the sign of the frequency deviation from the I and Q mixing signal.

6. A communication system according to claim 5, wherein the modulus means comprise reference frequency clock means and counter and calculation means, for counting the number of reference clock periods in at least half a period of the I and / or Q mixing signals and for calculating the modulus of the frequency deviation from the counted number and the frequency of the reference clock parts.

7. A communication system according to claim 9, wherein the reference clock means are arranged to operate at a substantially higher frequency than the maximum allowable frequency difference between the carrier frequencies of a transmitter and a receiver.

8. A communication system according to claim 5, 6 or 7, wherein the drawing means are adapted for detecting a rising or falling edge in the I and Q mixing signals, for detecting a signal transition of the I and Q mixing signals. by a signal symmetry level thereof and for providing the sign of the frequency deviation from an evaluation of the successive transitions of the I and Q mixing signals by the signal symmetry level and the signal edge occurring in each case.

A communication system according to any of the preceding claims, wherein a receiver is provided with correction means for correcting the signal delivered by its local oscillator with the detected frequency deviation.

A communication system according to claim 9, wherein the local oscillator is a signal controlled oscillator and the correction means «1029668- are adapted to generate a control signal for controlling the local oscillator from the absolute value and the sign of the determined frequency deviation providing a local oscillator signal 5 from the receiver calibrated to the carrier frequency of a transmitter.

11. Communication system according to claim 9, wherein the correction means comprise synthesizer means for generating an I and Q offset frequency signal from the absolute value and the sign of the detected frequency deviation, with third, fourth, fifth and sixth mixing circuits, first and second summation circuits and high-pass filtering means, for mixing the high-pass filtered I and Q offset frequency signal and the local oscillator signal and for summing the I and Q signals obtained by the mixing, to provide an at the carrier frequency 15 of a Transmitter received transmission signal Calibrated local I and Q oscillator signal for the receiver.

12. A communication system according to any of the preceding claims, wherein a transmitter is provided with receiving means and wherein a receiver is provided with transmitting means for transmitting an information signal from the receiver to the transmitter in a state calibrated at the carrier frequency of the transmitter.

13. A communication system according to claim 12, wherein a receiver is provided with a look-up table, for storing therein the detected frequency deviation of a transmitter, for speeding up the calibration process in the receiver upon receipt of a transmission signal from a relevant transmitter. i

A communication system according to claim 12 or 13, wherein the transmitting means of a receiver are adapted to transmit the information signal on the carrier's frequency of the transmitter.

15 Hopping Spread Spectrum (FHSS) system forms, for operation in the so-called "Industrial, Medical and Scientific" (ISM) frequency bands, wherein the transmission signal bandwidth of a transmitter is smaller than the transmission bandwidth of a particular ISM band.

A communication system according to claim 12, 13 or 14, wherein a transmitter comprises a local oscillator which is operatively connected as a 102 9 6 68 r oscillator for generating the carrier frequency and as a local oscillator for demodulating a received information signal.

16. A communication system according to claim 12, 13, 14 or 15, wherein the information signal comprises information of the quality of the signal received at the receiver from a transmitter, and a transmitter comprises means for adjusting the signal transmission in response to the received information. from the channel.

17. A communication system according to claim 13, 14, 15 or 16, depending on claim 3 or 4, wherein the information signal is an acknowledgment signal and a transmitter comprises means for stopping the transmission of the transmission signal in response to the received acknowledgment signal.

A communication system according to one or more of the preceding claims, wherein a transmitter and receiver have a so-called "Frequency."

19. A communication system according to claim 18, wherein the FHSS system comprises 50 channels, each with a bandwidth of 50 kHz and a separation between adjacent channels of 100 kHz for use in the 902-928 MHz ISM band.

The communication system of claim 19, wherein the carrier frequency of a transmitter is in the range of 915 MHz ± 9.3

25 MHz.

A transmitter for use in a communication system according to one or more of the preceding claims.

Receiver for use in a communication system according to one or more of claims 1 to 20.

A method for detecting a sign value of a frequency deviation between a first and a second high frequency signal, which method comprises the steps of: a) providing in-phase (I) and quadrature ( Q) high frequency signals by mixing the first and second high frequency signals; B) providing I and Q mixing signals by low-pass filtering the I and Q high-frequency signals of step a); c) detecting a rising or falling edge in the I and Q mixing signals, and d) detecting a signal transition of the I and Q mixing signals through a signal symmetry level thereof, in which a first sign value is output if in time having regard to the: e) I-mixing signal undergoing a signal transition with a falling edge followed by a signal transition of the Q-mixing signal with a falling edge; f) I-mixing signal undergoes a signal transition with a rising edge followed by a signal transition of the Q-mixing signal with a rising edge; g) Q-mixing signal undergoes a signal transition with a falling edge followed by a signal transition of the I-mixing signal with a rising edge; h) Q-mixing signal undergoes a signal transition with a rising edge followed by a signal transition from the I-mixing signal with a falling edge, and in which a second sign value is output if, seen in time, the: i-mixing signal undergoes a signal transition with a falling edge followed by a signal transition of the Q mixing signal with a rising edge; J) I-mixing signal undergoes a signal transition with a rising edge followed by a signal transition from the Q-mixing signal 1029668 with a falling edge; k) Q-mixing signal undergoes a signal transition with a falling edge followed by a signal transition of the I-mixing signal with a falling edge; 1) Q-mixing signal undergoes a signal transition with a rising edge followed by a signal transition of the I-mixing signal with a rising edge.

A method according to claim 23, wherein the absolute value of a frequency deviation is calculated by counting the number of reference clock periods of reference clock means in at least half a period of the I and Q mixing signals, and wherein the counted number and frequency of the reference clock means the magnitude of the frequency deviation of a received transmission signal is calculated. 15 S029668