NL1023597C2 - Verliescompenserende schakeling. - Google Patents

Description

I X

I V erliescompenserende schakeling I Gebied van de uitvinding I De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een verliescompenserende I S schakeling voor toepassing bij het analyseren van elektrische eigenschappen, zoals I groot-signaaleigenschappen van een te testen elektronische inrichting door middel van I een impedantieafstemeenheid. Deze karakterisatie vindt plaats djn.v. het meten van de I elektrische eigenschappen van de Component Onder Test (COT) wanneer er I verschillende specifieke impedanties aan de in- en uitgang van de COT worden I 10 aangeboden. De hier beschreven meettechniek wordt ook wel ‘load-pull’ meettechniek I genoemd. Als er specifieke impedanties worden aangeboden niet alleen op de I werkfrequentie maar ook op de mengproducten van de aanwezige frequentie I componenten dan spreekt men van harmonische ‘load-pul? metingen Het aanbieden I van de specifieke impedanties aan de COT wordt door middel van een impedantie I 15 afstemeenheid (tuner) geïmplementeerd. De genoemde schakeling kan de vorm hebben I . van een elektronisch filter, een netwerk van elektronische componenten, of een I meerpoortschakeling.

I Stand van de techniek I 20 Bij huidige load-pull opstellingen worden de tuners mechanisch (passief) dan wel I actief geïmplementeerd. Passieve tuners hebben als nadeel dat ze elektrische verliezen I introduceren in het meetsysteem wat de maximaal te bereiken reflectiecoëfficiënt die I kan worden aangeboden aan het COT in belangrijke mate limiteert (voor passieve I netwerken is de reflectiecoëfficiënt < 1). Hierdoor kan in de praktijk slechts binnen een I 25 beperkt bereik impedantie waarden gegenereerd worden door de tuner, het geen een I ernstige beperking oplegt aan de bruikbaarheid / inzetbaarheid van de load-pull meting.

Bij een actieve implementatie van de elektrische tuners kan men de verliezen in I het meetsysteem compenseren. Dergelijke actieve systemen hebben echter het nadeel I dat deze een complexe opbouw hebben, en daardoor duur zijn. Verder introduceren I 30 dergelijke actieve systemen, die vaak gebruik maken van terugkoppellussen, lange looptijden, waardoor sommige soorten metingen met breedbandig gemoduleerde signalen niet verricht kunnen worden.

I Samenvatting van de uitvinding

De onderhavige uitvinding tracht een oplossing voor de hierboven geschetste problemen te verschaffen.

Volgens de onderhavige uitvinding wordt een verliescompenserende schakeling 5 volgens de in de aanhef gedefinieerde soort verschaft, waarbij de verliescompenserende schakeling twee symmetrisch geplaatste door een fasedraaiend netwerk gescheiden negatieve impedantie-elementen omvat, teneinde verliezen tussen de afstemeenheid en de elektronische inrichting ten minste te compenseren in een vooraf bepaalde frequentieband rond een bedrijfsfirequentie van de verliescompenserende schakeling.

10 De beoogde verliescompensatie is gebaseerd op het gebruik van negatieve impedantie-elementen gescheiden door een fase draaiend netwerk.

In zijn meest simpele uitvoeringsvorm is tussen twee negatieve impedantie-elementen een λ/4-transmissielijn gepositioneerd, waarbij λ de golflengte is die overeenkomt met de werkfrequentie van de te testen inrichting (of Component Onder 15 Test, COT). Bij deze netwerkstructuur wordt de reflectiecoëfficiënt Γτ over het hele bereik van de tuner, uniform en symmetrisch ten opzichte van de oorsprong getransformeerd naar het COT referentievlak door de verliescompenserende schakeling. Dit is bij ‘load-pull’ metingen belangrijk, omdat dit een versterking van de absolute waarde van de reflectiecoëfficiënt mogelijk maakt onafhankelijk van zijn fase, 20 wat in de praktijk een belangrijk voordeel is voor de bruikbaarheid. Merk op dat in het normale geval de verliescompenserende schakeling en de tuners bepaalde verliezen zullen vertonen, die echter door de aanwezige negatieve impedantie-elementen volgens de uitvinding worden (over)gecompenseerd. Door deze overcompensatie is een compensatie van de overige in de meetopstelling optredende verliezen mogelijk, 25 waardoor beter en betrouwbaarder gemeten kan worden over een groot impedantie bereik. De absolute waarde van de reflectiecoëfficiënt van een passieve afstemeenheid, die gewoonlijk beperkt is tot een waarde beneden één, kan door een juiste keuze van de waarden van de negatieve impedantie-elementen door het verliescompenserend filter worden getransformeerd in een versterkte reflectiecoëfficiënt met een absolute waarde 30 groter dan één. De gewenste reflectiecoëfficiënt die aangeboden wordt aan de COT kan d.m.v. een passieve tuner worden gekozen. De beschreven techniek uitgevoerd als een verlies compenserend filter heeft als bijkomend voordeel dat het DC pad (welke nodig is voor de voeding van het COT) automatisch is gescheiden van het RF pad, het geen 3 het gebruik van een bias netwerk, zoals in de hierboven beschreven testopstelling volgens de stand van de techniek overbodig maakt. Dit is een belangrijk voordeel als men het COT ook correct wil afsluiten met een geschikte impedantie op de “intermediate frequency” (IF) of verschil frequentie, deze laatste beïnvloedt in de S praktijk in sterke mate de lineariteit van de COT.

Een verliescompenserende schakeling welke het gebruik van een bias netwerk overbodig maakt, kan volgens de volgende uitvoeringsvorm worden samengesteld. De verliescompenserende schakeling is van het “directional traveling wave” type en omvat een eerste λ/4-transmissielijn met een eerste aansluiting en een tweede aansluiting, een 10 tweede λ/4-transmissielijn met een derde aansluiting en een vierde aansluiting, een koppelelement met vier transmissièlijnen, waarvan twee transmissielijnen parallel zijn geplaatst aan de eerste, respectievelijke tweede transmissielijn. De te testen elektronische inrichting (COT) is aansluitbaar aan de eerste aansluiting, de afstemeenheid is aansluitbaar op de derde aansluiting, en een met de systeem 1S impedantie overeenstemmende afsluitimpedantie is aansluitbaar aan de vierde aansluiting. De negatieve impedantie-elementen zijn aangesloten op het koppelelement ter hoogte van de eerste en derde aansluiting. Een dergelijke implementatie van de verliescompenserende schakeling is zeer eenvoudig en goedkoop te realiseren. Op de tweede aansluiting kan de DC voeding van het COT worden aangeboden.

20 De negatieve impedantie-elementen kunnen ook op een andere plaats gepositioneerd worden. De verliescompenserende schakeling omvat in deze verdere uitvoeringsvorm een microgolffilter en een additionele verliescompenserende sectie.

De additionele verliescompenserende sectie omvat twee negatieve impedantie-elementen, en een tussen de negatieve impedantie-elementen gepositioneerde λ/4-25 transmissielijn.

In een verdere uitvoeringsvorm van de onderhavige uitvinding kunnen op de tweede aansluiting meerdere in cascade geschakelde verliescompenserende schakelingen aangesloten worden, waarbij elke in cascade geschakelde verliescompenserende schakeling een verschillende bedrij fsfrequentie heeft. Elke in 30 cascade geschakelde verliescompenserende schakeling kan (maar hoeft niet) een bedrijfsfrequentie hebben die een integer veelvoud is van een basisfrequentie. Hiermee is het mogelijk om op een zeer eenvoudige wijze een meetopstelling te creëren waarbij H de te testen inrichting onderworpen wordt aan meerdere (harmonische) impedantie afsluitingen.

De negatieve impedantie-elementen kunnen volgens de onderhavige uitvinding I bijvoorbeeld gevormd worden door tunneldiodes of Gunn-diodes 5 (laagvermogenstoepassing), IMPATT-diodes (middenvermogenstoepassing) of H transistors met positieve terugkoppeling, zoals een LDMOS-transistor, HEMT of I PHEMT (hoogvermogenstoepassing). Deze elementen zijn bekend aan de deskundige I en kunnen al naar gelang het toepassingsgebied (vermogen, frequentie) gekozen I worden.

Korte beschrijving van de tekeningen I De onderhavige uitvinding zal nu in meer detail worden besproken aan de hand van een aantal voorbeelduitvoeringsvormen, met verwijzing naar de bijgevoegde I tekeningen, waarin I 15 Fig. 1 een schematische weergave toont van een ‘ load-pull ’meetopstelling; I Fig. 2. een schematische weergave toont van een eerste uitvoeringsvorm van een I verliescompenserende schakeling in een load-pull configuratie; I Fig. 3. een schematisch aanzicht toont van een tweede uitvoeringsvorm van een I verliescompenserende schakeling volgens de onderhavige uitvinding; I 20 Fig. 4 een verdere uitvoeringsvorm toont van een verliescompenserende I schakeling in een directionele uitvoering; I Fig. 5. een frequentiemultiplexfilterimplementatie toont waarbij de I verliescompensatie als externe sectie geïmplementeerd wordt voor de afzonderlijke I harmonischen; I 25 Fig 6. een schematische weergave toont van in cascade geschakelde I verliescompenserende filters; en

Fig. 7 een Smith-kaart toont die karakteristieken weergeeft voor een voorbeeld I van de transformatie door het verliescompenserend filter volgens de onderhavige I uitvinding.

I 30 I Gedetailleerde beschrijving van voorbeelduitvoeringsvormen I Een verliescompenserende schakeling 15 (in de vorm van bijvoorbeeld een filter I of een elektronisch netwerk) volgens de onderhavige uitvinding kan met name worden 5 toegepast bij het meten van de elektrische karakteristieken van een component onder test (COT) 1, waarbij de COT 1 onderworpen wordt aan bepaalde signalen bij verschillende afsluitimpedanties om het gedrag van de COT 1 (bijvoorbeeld versterking, lineariteit of geleverd vermogen) te meten. Deze metingen worden ook wel S aangeduid met de term 'load pull’ metingen. In de meeste gevallen hébben de te testen componenten (zoals een vermogenstransistor, toegepast in telecommunicatiesystemen) een lage ingangsimpedantie (enkele Ω), terwijl de meeste testapparatuur is uitgerust met een standaarduitgangsimpedantie van bijvoorbeeld 50Ω. De COT 1 heeft vaak een niet-lineair gedrag welke afhankelijk is van het vermogen, de bedrij fsfrequentie en de 10 impedanties aangeboden aan het COT, en dit maakt het fysiek aanbieden van de juiste condities van wezenlijk belang voor een zinvolle componentkarakterisatie.

Fig. 1 toont een voorbeeld van een dergelijke 'load-pull' meetopstelling. Het COT 1 bevindt zich in een testopstelling 2. Een signaalbron 3 levert een signaal dat gébruikt wordt voor de test. Door een koppelelement 5 is het mogelijk nauwkeurig het 15 signaal van de signaalbron 3 te meten, bijvoorbeeld met ingangsvermogensmeter 4.

Optioneel kan op een soortgelijke mania: ook het door de te testen inrichting 1 terug gereflecteerde vermogen via een koppelelement door een vennogensmeter gemeten worden. Door een passieve ingangstuner 6 wordt de signaalbronimpedantie afgestemd op de benodigde waarde voor de te testen inrichting 1 op een bepaalde 20 bedrij fsfrequentie. Aan de uitgangszijde wordt het uitgangssignaal door een (passieve) uitgangsafstemeenheid of uitgangstuner 7 (die de ingangsimpedantie van de uitgangs vermogens meter 8 afstemt op de benodigde waarde) verwerkt voor meting door een uitgangsvermogensmeter 8. Verschillende karakteristieken kunnen afgeleid worden uit de absolute waarden en verhoudingen van de waarden van ingangs- en 25 uitgangsvermogen (en/of gereflecteerd vermogen).

Voor een juiste meting zouden de waarden van de vermogens bekend moeten zijn direct aan het ingangs- en uitgangsvlak van de te testen inrichting 1. Echter, in de praktijk worden de verschillende onderdelen van de testopstelling met elkaar verbonden door kabels, aansluitingen en koppelingen, zoals een verbinding 10 tussen 30 ingangstuner 6 en te testen inrichting 1 en een verbinding 11 tussen te testen inrichting 1 en uitgangstuner 7. Deze kabels, aansluitingen en koppelingen veroorzaken verliezen en reflecties, en hebben invloed op het elektrische gedrag van de testopstelling. Door de optredende verliezen en reflecties en de daardoor ontstane vervormingen van het I testsignaal kan het zijn dat niet alle van interesse zijnde testparameters daadwerkelijk getest kunnen worden.

I Volgens de onderhavige uitvinding wordt dit probleem opgelost door in de I verbindingen 10 en of 11 een verliescompenserende schakeling 15 aan te brengen.

I 5 Uitvoeringsvormen van verliescompenserende schakelingen 15 zijn schematisch I weergegeven in Fig. 2,3,4,5, en 6 en bevatten verliescompenserende elementen die I zijn gescheiden door een fase draaiend netwerk.

I De meest eenvoudige uitvoeringsvorm van de verliescompenserende schakeling I 15 is getoond in Fig 2. De verliescompenserende schakeling 15 bestaat uit een I 10 negatieve impedantie 26 verbonden met een λ/4-transmissielijn 24 gevolgd door een I tweede negatieve impedantie 27. Plaatsing van dit netwerk tussen de COT 1 en de I “passieve” tuner 6,7, zal de verliezen in het meetsysteem compenseren.

I De bovenstaande schakeling is eenvoudig van opzet maar is slechts in beperkte mate frequentieselectief, hetgeen het gebruik van een voorinstelnetwerk nodig maakt I 15 voor het aanleveren van de elektrische voeding van het COT 1.

De in Fig. 3 getoonde uitvoeringsvorm van het onderhavige verliescompenserend I microgolffilter 15 is in feite een microgolffilter bestaand uit twee directionele I koppelingen, die met twee λ/4-transmissielijnen met elkaar verbonden zijn. Het microgolffilter omvat een eerste λ/4-transmissielijn 16 met een eerste en een tweede I 20 aansluiting 21,22, een tweede λ/4-transmissielijn 17 met een derde en een vierde I aansluiting 23,24, en een koppelelement 18. Het koppelelement 18 bestaat uit in een I vierkante configuratie geplaatste λ/4-transmissielijnen, waarvan er twee parallel liggen I aan de eerste, respectievelijk tweede transmissielijn 16,17. Ihdien impedanties 26,27 I in Fig. 3 buiten beschouwing worden gelaten, is duidelijk dat het verliescompenserend I 25 filter 15 een directioneel filter is. Omdat alle transmissielijnen 16,17,18 een I elektrische lengte hebben van λ/4, waarbij λ de golflengte is op de bedrij fsfrequentie I van het verliescompenserend filter 15, zal al het vermogen binnen een bepaalde I (smalle) bandbreedte rond de bedrij fsfrequentie van de eerste aansluiting 21 gekoppeld I worden naar de derde aansluiting 23, terwijl de andere aansluitingen 22,24 geïsoleerd I 30 zijn. Voor alle andere frequenties wordt het vermogen gekoppeld naar aansluiting 22.

I De vierde aansluiting 24 is altijd geïsoleerd wanneer deze op de juiste wijze is I afgesloten.

< 7

Aan de derde aansluiting 23 wordt in de meetopstelling de passieve ingangstuner i 6 aangesloten, en aan de vierde aansluiting 24 een met de systeemimpedantie overeenstemmende afsluitimpedantie 25 (bijvoorbeeld 50Ω). Het verliescompenserend filter 15 volgens de in Fig. 3 weergegeven uitvoeringsvorm van de onderhavige 5 uitvinding omvat verder twee negatieve impedantie-elementen 26,27, die de in de testopstelling aanwezige verliezen compenseren, of zelfs overcompenseren. Deze negatieve impedantie-elementen 26,27 zorgen voor een uniforme en symmetrische transformatie van de reflectiecoëfficiënt van de ingangstuner 6 naar het COT reflectie vlak.

10 In de weergegeven uitvoeringsvorm zijn de negatieve impedantie-elementen 26, 27 verbonden met het koppelelemënt 18 op plaatsen die overeenkomen met de eerste aansluiting 21, respectievelijk de derde aansluiting 23. Het is echter mogelijk om de negatieve impedantie-elementen 26,27 (ten koste van de uniforme /symmetrische GAMMA transformatie) op andere plaatsen in het schema te verbinden, zolang ar maar 15 een λ/4-transmissielijn tussen de twee negatieve impedantie-elementen 26,27 aanwezig is.

Dit laatste geldt ook voor de in Fig. 4 getoonde uitvoeringsvorm waarbij de verliescompenserende sectie buiten de feitelijke directionele koppeling van het filter is geplaatst. Ook hiermee kan een uniforme symmetrische GAMMA transformatie 20 worden gerealiseerd.

Merk op dat de filterstructuur in principe vrij te kiezen is zo lang maar in elk frequentiepad een verliescompenserende sectie wordt toe gevoegd tussen het filter en de aan te sluiten tuner. In Fig. 5 is een dergelijke uitvoeringsvorm weergegeven waarbij drie tuners op verschillende frequentie zijn aangesloten op een conventioneel 25 frequentiemultiplexing filter 29. De verliescompenserende secties moeten voor de desbetreffende frequentie ontworpen worden.

De negatieve impedantie-elementen 26,27 dienen frequentieselectief te zijn, in zoverre dat deze alleen energie dienen op te wekken in de doorlaatband van het verliescompenserend filter 15. Anders zouden ongewenste oscillaties op kunnen treden 30 buiten de frequentieband.

Als negatieve impedantie-elementen 26,27 kunnen verschillende aan de deskundige bekende elementen gebruikt worden, zoals tunneldiodes of Gunndiodes (voor laagvermogenstoepassingen), IMPATT diodes (voor medium Η vermogenstoepassingen) of transistors met een positieve terugkoppeling (voor I hoogvermogenstoepassingen, LDMOS, HEMT of PHEMT).

I In een testopstelling is gebleken dat met LDMOS-transistors als basis voor de I negatieve impedantie-elementen 26,27, in een breed gebied van belastingscondities 5 een bruikbare praktische oplossing biedt Indien de vermogenseisen te hoog dreigen te I worden voor een bepaalde testomgeving, bijvooibeeld in het geval van zeer lage I belastingimpedantie van de te testen inrichting 1, is het mogelijk om een I vooraanpassing aan te brengen. De invloed van deze vooraanpassing kan verwerkt I worden in de uiteindèlijke meetresultaten.

I 10 Het besproken verliescompenserend filter 15 zal de reflectiecoëfficiënt van de I ingangstuner 6 op een zeer uniforme wijze transformeren, waarbij (indien gewenst) een versterkte reflectiecoëfficiënt met een absolute waarde van meer dan één bereikt kan worden. Dit wordt bereikt op een eenvoudige en kosteneffectieve wijze. Door de I beperkte elektrische vertragingstijd van het verliescompenserend filter 15 in I 15 vergelijking met huidige implementaties van actieve load-pull systemen is het mogelijk I om de frequentie afhankelijkheid van de reflectiecoëfficiënt aan het COT zeer beperkt I te houden. Hierdoor kan het door de signaalbron 3 geleverde testsignaal voor een I bepaalde toepassing (bijvoorbeeld WCDMA toepassingen) voldoende breedbandig gekozen worden en kan er een realistische schakelingsituatie voor het COT geïmiteerd I 20 worden.

De schematische weergave van de in Fig. 2 getoonde eenvoudige I uitvoeringsvorm is te beschouwen als de equivalente schakeling van de in Fig. 3 I getoonde schakeling op de ontwerp- of basisfrequentie ¢). Bij de basisfrequentie fo I wordt alle vermogen van de eerste aansluiting 21 gekoppeld naar de derde aansluiting 25 23. Omdat de schakeling een passieve, reciproke structuur heeft, zal invallend I vermogen op de derde aansluiting 23 gekoppeld worden naar de eerste aansluiting 21.

I De equivalente schakeling bestaat dus uit een eenvoudige transmissielijn 28 tussen de I eerste en derde aansluiting 21,23 met een elektrische afstand van λ/4 tussen de twee I negatieve impedantie-elementen 26,27.

30 Voor de equivalente schakeling uit Fig. 2 zijn de tweepoort S-parameters af te leiden als I S,2=Si, = (f-i^+i:en waarbij Y de genormaliseerde admittantie is van de negatieve impedantie-

elementen 26,27 (bijvoorbeeld in het geval van negatieve weerstanden met waarde R

9 o o -y2 S„=Sc = (1_f),+1; - y* geldt Y = , waarbij Yn de karakteristieke admittantie van de transmissielijn 28 is).

5 De in Fig. 2 aangegeven reflectiecoëfficiënt , zoals die gezien wordt door de te testen inrichting 1, kan geschreven worden als Γ = o i ^i2^2i^r _ -ATr ^ 11 i-sBrr l-SBrr waarbij A de determinant van de S-matrix is (Δ = SlxSn-SnS21 )· Deze formule heeft de bekende vorm van een bilineaire transformatie. Een welbekende eigenschap 10 van bilineaire transformaties is dat cirkels worden afgebeeld als cirkels in het complexe vlak. Uit bovenstaande formule is af te leiden dat de afgebeelde cirkel terecht zal komen met een middelpunt op de waarde *?„. Deze waarde (en dus de genormaliseerde waarde Y van de negatieve impedantie-elementen 26,27) zal dus klein moeten worden gehouden om de afgebeelde cirkel in het midden van de Smith-kaart te houden. Uit 1S deze formules kunnen al naar gelang de omstandigheden (bijvoorbeeld gewenste reflectiecoëfficiënt ), de vereiste waarden voor de negatieve impedantie-elementen 26,27 worden verkregen bij een bepaalde reflectiecoëfficiënt ΓΓ van de ingangstuner 6. Een voorbeeld leert dat bij een ingangstuner 6 waarvoor geldt |Tr|=0,9, de reflectiecoëfficiënt voor de te testen inrichting 1 een bepaalde maximale 20 reflectiecoëfficiënt bereikt kan worden. Een afweging kan dan gemaakt worden of de daarbij behorende genormaliseerde admittantie Y een toelaatbare verschuiving van de afgebeelde cirkel veroorzaakt, of dat deze kleiner dient te worden gekozen (en daardoor een lagere absolute waarde van de reflectiecoëfficiënt voor de te testen inrichting 1 wordt verkregen). Ook kan bepaald worden welke genormaliseerde admittantie F 25 nodig is om bepaalde verliezen te compenseren. In het hiervoor gegeven voorbeeld van de reflectiecoëfficiënt van de ingangstuner 6 en een te compenseren verlies van 6 dB, is de vereiste genormaliseerde admittantie F 0,45.

Η I 10 I In Fig. 7 is een voorbeeld gegeven van de Smith-kaart voor de transformatie van I het verliescompenserend filter 1S in het bovengenoemde voorbeeld. De binnenste I gesloten ring geeft de reflectiecoëfficiënt weer van de ingangstuner 6. De buitenste I open punten geven de reflectiecoëfficiënt voor de te testen inrichting 1 weer, die een I 5 cirkel vormen die licht asymmetrisch is ten opzichte van de imaginaire as. De I asymmetrie is echter accepteerbaar, en het gehele gebied van de Smith-kaart kan gebruikt worden.

I In het gegeven voorbeeld is uitgegaan van reële waarden voor de impedanties 26, I 27, waardoor een asymmetrie optreedt ten opzichte van de imaginaire as in de Smith- 10 kaart. Indien de impedanties 26,27 een imaginaire deel hebben, zal de afgebeelde I cirkel tevens een asymmetrie ten opzichte van de reële as vertonen.

I Een nadeel van het verliescompenserend filter 15 volgens de onderhavige I uitvinding is dat een vaste ontwerp- of basisfrequentie is. Dit vereist dus een afzonderlijk filter 15 dat is aangepast voor een specifieke toepassing. Echter, door de I IS eenvoudige en kosteneffectieve bouwwijze van het onderhavige verliescompenserend I filter hoeft dit geen nadeel te vormen.

I In Fig. 6 is in vereenvoudigde vorm een cascadeschakeling weergegeven van een I tweetal verliescompenserende filters 15,15'. Het eerste verliescompenserend filter 15 I werkt op een basisfrequentie fó, met een bijbehorende eerste ingangstuner 6, en het I 20 tweede verliescompenserend filter 15’ werkt op een harmonische van de I basisfrequentie 5), bijvoorbeeld 2fb. Bij de afzonderlijke filter secties worden aangepaste λ/4-transmissielijnen gebruikt, alsmede aangepaste waarden van de I negatieve impedantie-elementen 26*, 27’. Op soortgelijke wijze kunnen een veelvoud I van verliescompenserende filters in cascade achter elkaar geschakeld worden (de I 25 hoogste harmonische frequentie komt als eerste). Deze uitvoeringsvorm is met name I toepasbaar in harmonische ‘load-pull’ testopstellingen, waarbij een te testen inrichting wordt onderworpen aan specifieke impedantieafsluitingen op de basisfrequentie I alsmede op een of meer optredende harmonische frequenties.

Claims (7)

1. Verliescompenserende schakeling voor toepassing bij het analyseren van elektrische eigenschappen, zoals groot-signaaleigenschappen, van een te testen 5 elektronische inrichting (1) door middel van een impedantieafstemeenheid (6; 7), met het kenmerk, dat de verliescompenserende schakeling (15) twee symmetrisch geplaatste door een fasedraaiend netwerk (17; 28; 30) gescheiden negatieve impedantie-elementen (26,27) omvat, teneinde verliezen tussen de afstemeenheid (6; 7. en de elektronische inrichting (1) ten minste te compenseren in een vooraf bepaalde 10 frequentieband rond een bedrijfsfrequentie van de verliescompenserende schakeling (15).

2. Verliescompenserende schakeling volgens conclusie 1, waarbij tussen de negatieve impedantie-elementen (26,27) een λ/4-transmissielijn (28) is gepositioneerd, 15 waarbij λ de golflengte is die overeenkomt met de bedrij fisfrequentie van de te testen inrichting (1).

3. Verliescompenserende schakeling volgens conclusie 1 of 2, omvattende: een eerste λ/4-transmissielijn (16) met een eerste aansluiting (21) en een tweede 20 aansluiting (22), een tweede λ/4-transmissielijn (17) met een derde aansluiting (23) en een vierde aansluiting (24), een koppelelement (18) met vier λ/4-transmi ssielij nen, waarvan twee λ/4-transmissielijnen parallel zijn geplaatst aan de eerste, respectievelijke tweede 25 transmissielijn (16,17), waarbij de te testen elektronische inrichting (1) aansluitbaar is aan de eerste aansluiting (21), de afstemeenheid (6) aansluitbaar is aan de derde aansluiting (23), en een met de afstemeenheid (6) overeenstemmende afsluitimpedantie (25) aansluitbaar is aan de vierde aansluiting (24), en 30 waarbij de negatieve impedantie-elementen (26,27) zijn aangesloten op het koppelelement (18) ter hoogte van de eerste en derde aansluiting (21,23). * i

4. Verliescompenserende schakeling volgens conclusie 1 of 2, omvattende een microgolffiltersectie en een additionele verliescompenserende sectie die twee negatieve impedantie-elementen (26,27) en een tussen de negatieve impedantie-elementen (26, 27) gepositioneerde λ/4-transmissielijn (30) omvat, waarbij λ de golflengte is die 5 overeenkomt met de bedrijfsfrequentie van de verliescompenserende schakeling (15).

5. Verliescompenserende schakeling volgens conclusie 1,2,3 of 4, waarbij de verliescompenserende schakeling meerdere in cascade geschakelde verliescompenserende schakelingen (15,15’) omvat, waarbij elk in cascade 10 geschakelde verliescompenserende schakeling (15,15*) een verschillende bedrijfsfrequentie heeft.

6. Verliescompenserende schakeling volgens conclusie 5, waarbij elk in cascade geschakelde verliescompenserende schakeling (15,15’) een bedrijfsfrequentie heeft die 15 een integer veelvoud is van een basisfrequentie.

7. Verliescompenserende schakeling volgens een van de conclusies 1 tot en met 6, waarbij de negatieve impedantie-elementen (26,27) gevormd worden door een element uit de groep van: 20 tunneldiode; Gunn-diode; IMPATT-diode; transistor met positieve terugkoppeling LDMOS-transistor; HEMT; PHEMT. *********