MXPA98003267A - Transformador trifasico - Google Patents

Abstract

Esta invención proporciona un suministro de energía de AC-DC para recibir un suministro principal trifásico y dar salida a un suministro de DC transformada. La unidad de suministro de energía tiene un circuito rectificador que proporciona una salida a un circuito invertido trifásico controlado para generar una salida trifásica pseudo AC de mayor frecuencia que la AC suministrada al circuito rectificador. Se proporciona un transformador trifásico para recibir la salida trifásica pseudo AC y transformar la salida, y proporcionarnos un circuito rectificador trifásico para generar el suministro de DC de salida. El circuito inversor puede proporcionar una estructura de puente de tres patas con cada una de las patas que tiene un dispositivo de conmutación controlado, uno de los cuales se utiliza para proporcionar una referencia de fase. Los dispositivos conmutadores de las otras dos patas pueden controlar el desplazamiento de fase relativo en cada una de las patas para reducir el desplazamiento de fase en relación a la referencia de fase en una pata e incrementar el desplazamiento de fase en relación a al referencia de fase en otra pata. Esto se utiliza para controlar el nivel de voltaje de salida del circuito inversor. La totalidad del suministro de energía de AC-DC se puede unir a un generador de gas para la electrólisis de agua, para liberar hidrógeno y oxígeno.

Description

SOMmiSTOO DE ENERGÍA DE CORRIENTE ALTEKI^-sn Bt rrE DIRECTA ANrEGroswrss DE IA INVENCIÓN Esta invención se relaciona con un suministro de energía de AC-DC (corriente alterna-corriente directa) y, en particular, aunque no de manera únicamente necesaria, con un suministro de energía que es adecuado para proporcionar el suministro de DC necesaria para una unidad de celda de electrólisis para la electrólisis de agua, para liberar gases de hidrógeno y oxígeno. Sin embargo, generalmente la invención es adecuada para cualquier aplicación particular en donde está disponible un suministro principal de AC, pero se requiere un suministro de DC. La rectificación de onda completa de un suministro de energía de AC de fase múltiple para producir una salida pseudo DC se conoce comúnmente. Para un suministro de energía principal de una sola fase para 240V, 50 Hz, el voltaje de DC promedio producido por una onda completa (rectificador en puente en H) es 216 V. Sin embargo, las cargas que requieren un suministro de energía de DC típicamente requieren voltajes mucho más bajos. Para unidades de celda de electrólisis tales como el generados de gas AQUAGAS 3 del solicitante, se requiere REF: 27394 un voltaje de DC en el orden de 33 V. Con el fin de adaptar este requerimiento, convencionalmente ha sido el caso que el suministro principal de AC se transforma a un nivel apropiado menor antes de la rectificación, de manera que se incrementa el voltaje de DC de salida deseado. La desventaja de tal técnica es que los transformadores de frecuencia principal de una potencia nominal superior a 10 kW se vuelven físicamente grandes y pesados debido al circuito magnético y consideraciones de reactancia de fuga. Otra técnica conocida para generar un suministro de DC deseado a partir de un suministro de AC principal fijo es utilizar dispositivos de conmutación controlados en el puente rectificador. Estos pueden ser dispositivos tales como transistores de potencia SCR o GTO. La salida de DC promedio se puede ajustar al controlar el tiempo de encendido (y posiblemente también de apagado) para los dispositivos conmutadores. La desventaja con esta técnica es que la forma de onda de salida está "concentrada", incluso si se utilizan capacitores de almacenamiento regular a través de la salida de DC. Ciertas cargas son sensibles a cambios en la variación del tiempo en el nivel de voltaje de DC. Estos incluyen máquinas de DC tales como unidades de celdas de electrólisis. Algunas pueden ser lo suficientemente sensibles para alcanzar un punto en que no operen satisfactoriamente con tal forma de onda de salida.

Existen otros problemas asociados con un suministro de energía conocido del tipo que tiene un suministro de AC en fase única, un transformador reductor y un circuito de puente rectificador controlado. Estos incluyen una corriente de irrupción de transformador elevada en el arranque y susceptibilidad a desequilibrios de fase si las dos fases de un suministro trifásico nominal se utilizan en vez de una fase y neutra, o la totalidad de las tres fases.

OBJETIVO DE LA INVENCIÓN Por lo tanto, un objetivo de la presente invención es proporcionar un suministro de energía AC-DC (corriente alterna-corriente directa) que resuelva algunas de las desventajas de la técnica anterior o que por lo menos proporcione al público con una elección útil.

DESCRIP JCN BREVE DE LA DJVENCTCN En consecuencia, en un primer aspecto, la invención consiste en un suministro de energía AC-DC que comprende : un circuito rectificador trifásico que genera una primera salida rectificada en respuesta a un voltaje de entrada; un circuito inversor trifásico controlado que recibe la primera salida rectificada y que genera una salida trifásica pseudo AC que tiene una frecuencia mayor que la frecuencia del suministro de AC trifásica suministrada al circuito rectificador; - un transformador trifásico que recibe la salida trifásica pseudo AC; y un segundo circuito rectificador trifásico que recibe la salida trifásica pseudo AC transformada desde el transformador y que genera el suministro de DC de salida. En consecuencia, en un segundo aspecto, la invención comprende un circuito inversor trifásico controlable que recibe un suministro de DC para producir un suministro de salida pseudo AC trifásico en el que el inversor comprende: una estructura de puente de tres patas; cada pata de la estructura de puente comprende por lo menos un dispositivo de conmutación controlable; por lo menos un dispositivo de conmutación en una de las patas que forma una referencia de fase; y en el que el voltaje del circuito inversor se controla por medio de modulación de fase. En consecuencia, en un tercer aspecto, la invención comprende un circuito inversor trifásico de conmutación suave que recibe un suministro de entrada de DC y que genera un suministro de salida trifásico pseudo AC, en donde el circuito inversor comprende: por lo menos dos dispositivos de conmutación por fase; cada uno de los dispositivos de conmutación tiene un elemento capacitivo conectado en paralelo a través del mismo, y cada fase del suministro de salida que incluye un elemento inductivo; un elemento capacitivo respectivo y un elemento inductivo de cada fase, que forma un circuito resonante de LC (de inductancia- capacitancia) ; y en donde el apagado de cada uno de los elementos de conmutación se controla para tener un tiempo muerto entre las fases de conmutación, tiempo durante el cual el circuito resonante LC provoca que el siguiente elemento de conmutación secuencial sea encendido y que tenga un voltaje sustancialmente cero a través del mismo en el momento de la conmutación. En consecuencia, en un cuarto aspecto, la invención comprende un método para controlar el voltaje de salida de un circuito inversor trifásico que comprende las etapas de : asignar una primera fase como una fase de referencia; controlar la polarización de fase relativa de una de las dos fases de manera que se reduzca la diferencia de fase; y controlar la polarización de fase relativa a la tercera fase de manera que la diferencia de fases entre la polarización de la tercera fase y la primera fase se incremente. Aspectos adicionales de esta invención se volverán evidentes para las personas familiarizadas ante la lectura de la descripción de las modalidades preferidas.

DESCRIPCIÓN BREVE DE LOS PIBWOS Ahora se describirán las modalidades preferidas de la presente invención con referencia a los dibujos anexos, en los cuales: la figura 1 es un diagrama de bloques esquemático de un suministro de energía de AC-DC (corriente alterna-corriente directa) ; la figura 2 es un diagrama de circuito esquemático del suministro de energía de la figura 1; las figuras 3a y 3b, respectivamente, son vistas en planta y una vista en sección transversal de un transformador trifásico coaxial; las figuras 4a a 4c son diagramas del estado de conmutación para el controlador de etapa de inversor; la figura 5 muestra la polarización de fase respectiva entre las fases de la salida del inversor controlador; la figura 6 es un diagrama de bloques esquemático del tablero de control; la figura 7 y 8 son formas de onda de sincronización para las señales de compuerta para los dispositivos de conmutación de la etapa inversora; la figura 9 muestra formas de onda de voltaje de corriente para una modalidad del suministro de energía.

DESCRIPCIÓN DE ATTATiA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS La figura 1 muestra el diagrama de bloques generalizado de un suministro de energía 10 constituido de numerosas etapas en cascada. El suministro de energía 10 recibe un suministro de AC trifásica en las terminales de entrada 12, 14, 16. El suministro típicamente es un suministro principal disponible fácilmente, el cual en Nueva Zelanda es un suministro de 400 V (fase a fase) de 50 Hz . Claramente, se contemplan otros tres voltajes de suministro de fase y frecuencias, en suministro de 200 V, 60 Hz común en los Estados Unidos. El potencial de referencia neutro del suministro de potencia principal también se recibe en la terminal 18. Una etapa 30 rectificadora trifásica recibe el suministro principal rectificándolo a un nivel de DC en el enlace común de DC de salida 32, 34, que es soportado por un capacitor 36 de almacenamiento el cual tiende a regularizar la forma de onda de voltaje. También se puede incluir un inductor de enlace para mejorar el factor de potencia de entrada. Un inversor 40 controlador recibe y divide el suministro de DC rectificada para fabricar una salida de AC pseudo trifásica a una frecuencia mayor (y típicamente varias ordenes de magnitud mayor) que la frecuencia principal. Los dispositivos de conmutación del inversor 40 se controlan por los circuitos 42 de control acoplados al inversor 40 por líneas 44 de compuerta múltiples. Los circuitos 42 de control también reciben un voltaje de referencia fase a neutra desde una de las fases del suministro de AC y el neutro de suministro principal, como se indica por las líneas de interconexión 52, 54. La salida de pseudo AC trifásico del inversor 40 se lleva a cabo por las líneas 46, 48, 50 a (típicamente) un transformador 60 de alta frecuencia descendente. El voltaje pseudo AC transformado aparece en las líneas de salida 62, 64, 66 desde el transformador que a su vez pasa a una etapa 70 rectificadora adicional, por la cual se genera el voltaje de salida de DC para el suministro de potencia 10 y está disponible en las terminales de salida 72, 74. El transformador 60 en la forma preferida tiene una relación fija de cambio de estado, y por lo tanto únicamente se aproxima al voltaje de salida máximo deseado que aparece en las terminales de salida 72, 74. El control sobre el voltaje de salida entre la salida nominal completa y un valor reducido o regulado se lleva a cabo de esta manera por los circuitos 42 de control, al controlar la compuerta de los dispositivos de conmutación controlados del inversor 40. Como se indico previamente, una ventaja de utilizar un suministro principal trifásico en vez de un suministro principal monofásico es que se eliminan los efectos de desequilibrio de fase.

Ahora se proporcionará una descripción de una modalidad particular de un suministro de energía de AC-DC que es adecuado para uso con el generador AQUAGAS presente del solicitante. Este es un generador de gas que puede suministrar 4.3 m3 de gas de hidrógeno y oxígeno mezclados por hora, que corresponde al consumo de 17 litros de agua. Un generador de gas de esta capacidad requiere aproximadamente un suministro de energía de 10 kW, 300 A, 33 V de potencia de DC. Sin embargo, se debe entender que la presente invención no se limita al uso de un generador de gas por electrólisis, sino que es aplicable igualmente en todos los casos en los que se requiere un suministro de DC controlada y está disponible un suministro trifásico. Otras de tales aplicaciones puede incluir soldadura eléctrica, electrorrevestimiento, control de máquinas de DC, cargado de baterías, suministros de potencia no interru pibles y similares. La figura 2 muestra un diagrama de circuito esquemático detallado para el suministro 100 de energía que incluye la invención. Las partes componentes comunes con las mostradas en la figura 1 tienen los números de referencia similares. El suministro de energía 100 normalmente clasificado como 10 kW (330 A, V DC) recibe un suministro principal de AC trifásica de 400 V, 50 Hz . El suministro de AC pasa por un conmutador aislante 102 y líneas 104 de fusibles en línea, y posteriormente a un circuito 106 de filtro de RFI convencional. Posteriormente el suministro de AC trifásico filtrado pasa a la etapa 30 rectificadora. Los diodos que constituyen la etapa 30 rectificadora pueden ser ajustados para resistir un voltaje de pico inverso de por lo menos 540 V. El nivel de voltaje del enlace común de DC es de 540 V DC. Un circuito 110 de inicio suave forma una parte componente de la referencia 34 de DC cero del enlace común de DC. Este circuito actúa sobre la operación del conmutador 102 aislante para establecer el suministro de manera que un resistor 112 de derivación limita la corriente de irrupción debido a cargas del transformador, y después de un período de tiempo se establece un corto circuito por operación del interruptor automático 114 controlado provocado al cerrar el conmutador 116 normalmente abierto que a su vez es controlado por el tablero 120 de control. El inversor 40 de controlador se construye por un circuito de puente trifásico de onda completa que tiene seis dispositivos de conmutación, en una forma preferida está aislado por transistores bipolares de compuerta (IGBT) . Un IGBT particularmente preferido es el módulo FUJI 6MB 150 F 120 que contiene seis dispositivos de conmutador 50 A, 1200 B IGBT. En la figura 2, se muestran los electrodos colector, de compuerta y emisor. La conmutación de los dispositivos IGBT está bajo el control del tablero 130 activador de IGBT, el cual a su vez está bajo el control del tablero 120 de control. El tablero 130 de activación de IGBT, a su vez, está bajo el control del tablero 120 de control. Los dispositivos IGBT 140 tienen sus electrodos de compuerta conmutados de manera que sintetizan una salida trifásica pseudo AC (onda cuadrada) en las líneas 44-48 del inversor 40 que contiene inductores 142 en línea, el propósito de los cuales se describirá actualmente. En una forma particularmente preferida, el transformador 60 tiene una configuración de estrella-estrella del tipo de núcleo de ferrita bobinado coaxialmente. La proporción de cambio de estado del transformador 60 es preferiblemente 13.5:1, lo que significa que el voltaje pico fase- fase nominal en la parte primaria de ± 540 resulta en ± 40 V en la fase secundaria. La salida trifásica de 16 kHz, 31 V rms del transformador secundario, que aparece en las líneas de salida 62-66, se proporciona al rectificador adicional 70 para fabricar el suministro de DC de salida a un nivel nominal de 33 V sobre la terminal de salida 72, 74. La etapa 70 de rectificador está constituida por diodos de recuperación rápida, tales como los módulos de diodo 6 SGS Thomson BYV225-200. Cada módulo contiene dos diodos de 100 A 200 V, con tiempos de recuperación inversa de 80 ns, los cuales son operados en paralelo. La terminal 72 de salida V0+ es precedida por un inductor en línea 144 que sirve al propósito de suavizar los componentes de AC pequeños en la forma de onda de corriente de DC de salida. Regresando al transformador coaxial 60, se hace referencia a las figuras 3a y b, respectivamente, una vista en planta y una vista en sección transversal de una modalidad del transformador 60. El transformador se construye de tres tubos de cobre 150 soldados en tres promontorios cortados en una placa de cobre 152 que forman los tres puntos de fase neutra (estrella) . Los tres extremos de los tubos 150 forman las terminales de salida de transformador (secundarias) 154, 156, 158. Por lo tanto, los tubos de cobre 150 forman un bobinado secundario de una sola vuelta. Se roscan toroides de ferrita sobre el tubo 150 de cobre respectivo. Los tres bobinados primarios 162, 164, 166 se enrollan a través y entre un par adyacente de tubos 150 de cobre. En la figura 3b se muestra una representación simplificada del bobinado primario 166 con fines de claridad. La circunferencia interior de cada uno de los tubos de cobre 160 se muestra en la figura 3b con fines de claridad. La circunferencia interior de cada uno de los tubos de cobre 160 incluye además un manguito aislante (de mylar) 168 para evitar corto circuito del bobinado primario con el bobinado secundario formado por el tubo respectivo. El bobinado primario respecto al bobinado secundario y se construye de alambre litz de 5 mm2 (1024 hEbras x por alambre 40 AWG) y se envuelve en una forma apropiada de un revestimiento que encoge por calor. La elección de la configuración trifásica significa que la corriente por bobinado secundario se reduce sobre una implementación monofásica. Esta es una ventaja importante por varias razones. A 300 A, se requiere un área de conductor en sección transversal considerable y esta es difícil de obtener dada la profundidad del cobre a 16 kHz que es de únicamente 0.5 mm. Además, si se va a rectificar la salida del transformador, surge otra dificultad en que los diodos de recuperación rápida actualmente están disponibles fácilmente solo en módulos con clasificaciones de hasta 200 A. Mediante el uso de un transformador coaxial trifásico, la clasificación de salida de 300 A se divide a través de las tres fases . El uso de un transformador de alta frecuencia permite que se alcance una clasificación de potencia equivalente antes de un transformador que es un orden de magnitud menos pesada que un transformador de baja frecuencia convencional, y posiblemente a la mitad del precio. Esto es debido a que para un área de núcleo minimizada, y un voltaje maximizado, se debe incrementar tanto la frecuencia o las vueltas. Al incrementar el número de vueltas lleva a un incremento en la inductancia de fuga y por lo tanto una caía de voltaje grande a través del transformador. En la figura 2 se muestra una versión del transformador 60 probado como una parte componente del suministro de energía, que tiene dimensiones aproximadas de 200 x 150 x 150 mm. Las mediciones en tal transformador indican que el factor de acoplamiento de la fase primaria a la secundaria es de 99.95%, por lo que indican una inductancia de fuga de únicamente 0.05% de la inductancia primaria. Con una proporción mayor de longitud a anchura, se puede obtener un factor de acoplamiento incluso más elevado de aproximadamente 99.99%. El inversor 40 trifásico que se muestra en la figura 2 es de conmutación dura. El significado es que en el instante de encendido del conmutador, cada transistor 140 tendrá una caída de voltaje grande a través del mismo, y este voltaje aún estará presente como corriente a través de los incrementos en el transistor. Cuando se desactiva, el voltaje a través del transistor comenzará a elevarse antes de que la corriente haya disminuido a cero. La potencia disipada en cada transistor debido a las pérdidas de conmutación por lo tanto es proporcional a la frecuencia de conmutación, y de esta manera las pérdidas totales tienden a imponer un límite superior en la frecuencia de conmutación de cualquier convertidor de conmutación dura. Con el fin de resolver la eficiencia y reducir la RFI del suministro 100 de energía, y para proporcionar la posibilidad de incrementar la frecuencia de conmutación, se aplica una técnica de conmutación suave a la topología de puente completo trifásico. Se conecta un capacitor pequeño (por ejemplo 4.7 nF) 146 a través/en paralelo con cada uno de los transistores 140. Se obtiene un encendido de voltaje cero debido a que el voltaje a través de cada transistor es más lento para incrementarse. La serie de inductancia de fuga del transformador primario mantiene una corriente residual después de que un transistor ha sido desactivado. Es esta corriente residual la que carga el capacitor a través de un transistor que ha sido desactivado, mientras que también descarga el capacitor a través del otro transistor en la misma fase. Por lo tanto, cada vez que ha expirado el tiempo inactivo (es decir, el tiempo de desactivación de un transistor de una fase y activación de otro, que es de aproximadamente 2 microsegundos para un convertidor de 15 kHz) , el diodo 148 a través del transistor relevante 140 que aproximadamente va a ser encendido se polariza hacia adelante, lo que proporciona una característica de encendido de voltaje cero para el transistor.

Este proceso se explica adicionalmente con referencia a las figuras 4a-4b, las cuales ejemplifican en el tiempo de transición desde el estado 100 (fase A alta, fases B y C bajas) hasta el estado 110 (fases A y B altas, fase C baja) , que incluye el período de tiempo inactivo después de que el transistor 140 del lado bajo de la fase B ha sido desactivado, pero antes de que el transistor del lado alto haya sido encendido. Las flechas muestran el flujo de corriente debido a la carga simplificada que está representada como un inductor 170. En la figura 4b, la corriente en la fase B desde la carga 170 sirve para cargar al capacitor inferior 146 el cual está descargado inicialmente y para descargar el capacitor superior 146 antes de que la fase C conmute a la parte elevada o activación. Con el fin de que se obtenga un encendido con voltaje cero, la energía almacenada en el inductor 170 debe ser mayor que en el capacitor respectivo 146. La modalidad del transformador 60 coaxial descrito previamente tiene una inductancia de fuga insuficiente para satisfacer esta condición, en cuyo caso se introduce un inductor 142 saturable en serie con cada uno de los bobinados 162-166 primarios de transformador. Este arreglo proporciona la inductancia necesaria para descargar el capacitor 146 paralelo respectivo antes de encender el transistor 140 correspondiente, pero posteriormente se satura durante el flujo de corriente completa, por lo tanto no introduce una caída de voltaje adicional. Como es evidente, el régimen de conmutación suave no forma parte de las funciones del controlador llevadas a cabo por el tablero 120 de control. Como se discute previamente, el control sobre el voltaje de DC de salida se presenta por medio de control de la compuerta de los transistores 140 que constituyen el inversor 40 controlable. Esta función se obtiene finalmente por el tablero 120 de control. En particular, se obtiene el control del voltaje de DC de salida por una técnica de control de salida de polarización de fase. Como se muestra en la figura 5, una de las fases del inversor 40 (fase A") actúa como la referencia de fase. Para la totalidad del voltaje de salida del inversor 40, la diferencia de fase nominal entre la fase A, la fase B y la fase C es de 120°, respectivamente. Este nivel de voltaje de salida se puede ajustar al ajustar la diferencia de fase relativa entre cada una de las fases, por lo que se provoca la cancelación parcial de voltaje y por lo tanto se reduce la salida de rms del inversor 40. De acuerdo con la presente técnica, el ajuste de fase es tal que la fase B está retardada en cuanto a fase - la diferencia de fase relativa respecto a la fase A se vuelve menor - mientras que la fase C está avanzada en cuanto a fase en la medida en que la diferencia de fase relativa con respecto a la fase A se incrementa, como se muestra en la figura 5. La tabla siguiente indica los desplazamientos de fase típicos para las fases B y C sobre el voltaje de DC de salida controlada (nominal + 120° y + 240° de diferencias de fase) con la fase A de referencia, para un enlace común de 540 V DC y una carga de 200 A.

Voltaje de Salida Fase B Fase C 33 99° 261° 30 90° 270° 27 81° 279° 24 72° 288° 21 63° 297° 18 54° 306° 15 45° 315° Además de proporcionar la selección del voltaje de DC de salida deseado, está técnica también se utiliza para proporcionar regulación de corriente de salida por medio de un mecanismo de retroalimentación, representado en la figura 2 por un sensor de corriente 172 que tiene conexión con el tablero 120 de control por la señal 174. El tablero 120 de control retiene los valores de referencia contra los cuales se comparan los valores de retroalimentación con el propósito de llevar a cabo el ajuste de las compuertas de los transistores 140 del inversor 40. Si se reducen los voltajes de DC de salida, se deriva que, debido a la naturaleza resistiva de la carga, la corriente se reducirá concomitantemente . La figura 6 muestra un diagrama esquemático significado del circuito 120 de control, junto con el sensor de corriente 172. El generador 180 de forma de onda de diente de sierra y maestra, genera dos fases complementarias de una forma de onda cuadrada maestra, que sirve como las señales de referencia de sincronización para los IGBT de la fase A de referencia y dos fases complementarias de forma de onda de diente de sierra. Las dos formas de onda de diente de sierra se comparan con el nivel de DC variable ( ) producido por el amplificador de error y el limitador 182, en los comparadores PWM 184a, b, lo que resulta en la producción de dos formas de inda moduladas en la anchura de pulso. Estas formas de onda moduladas de anchura de pulso y las dos formas de onda maestras se aplican a un par de circuitos basculantes 186a, b. La salida de los circuitos basculantes representa respectivamente las señales de referencia de sincronización de control para el par de los IGBT para cada una de las fases B y C.

Las formas de onda dentro del elemento basculante 186 se muestran con mayor detalle en las figuras 7 y 8, que se relaciona respectivamente con las fases B y C. Las formas de onda de salida de los circuitos basculantes 186a, b tienen el mismo período y ciclo de trabajo de la forma de onda maestra, pero están retardadas y avanzan respectivamente por un ángulo de fase relativa de entre 0 y 120°, de acuerdo con el valor de la señal de error ( ), la cual puede variar desde 0 hasta 5 V. Las flechas representadas en las figuras 7 y 8 muestran el efecto de un incremento en la señal de error en la medida en que puede variar las formas de onda. Conforme se incrementa la polarización de fase, lo mismo sucede con el voltaje de salida del inversor 40, hasta una polarización de fase máxima de 120°. Por lo tanto, la señal de error está limitada a dos tercios de la amplitud de la forma de onda de diente de sierra, es decir, a 3.3 V. Cada una de las seis señales de sincronización de IGBT está en conjunción con una línea 188 común de "activación" y por lo tanto se proporciona un mecanismo para inhibir al inversor 40. Esta activación/inactivación puede ocurrir de dos maneras, en primer lugar, durante el régimen de inicio suave, en donde la conmutación de los transistores 140 se inhibe hasta que el circuito 192 de inicio suave determina que los circuitos de control han alcanzado operación estable y ha pasado al período de irrupción, por lo tanto, se evita que el inversor que entra daño a los estados de conmutación durante este período. En segundo lugar, el sensor 172 de corriente excede un preestablecimiento del nivel de carga determinado por el comparador y el circuito de retención 196, los activadores de compuerta nuevamente se inactivarán. Una compuerta 198 OR sencilla facilita ambos regímenes de protección. Las salidas lógicas desde el elemento 190 de compuerta Y (AND) se proporcionan al tablero 130 de activación para conversión de nivel, y de esta manera pasan a los electrodos de compuerta de los dispositivos 140 IGBT. La señal desde el sensor de corriente 172 también se resta de un valor de punto establecido derivado de un punto establecido y un elemento 192 de inicio suave de inversor, con el resultado que es amplificado y sometido a filtrado de paso bajo en el amplificador de error y el limitador 182 para proporcionar la señal de error ( ) que está limitada a 3.3 V como se discute previamente. Este establecimiento de punto es una combinación de un punto establecido de manera ajustable manualmente y un capacitor de sincronización, lo cual asegura que siempre que se inicie el inversor 40, o sea restablecido después de una falla, lo haga lentamente. La señal de punto de establecimiento para el amplificador 182 de error por lo tanto se incrementa paulatinamente desde cero hasta el punto de establecimiento actual durante un período de aproximadamente 1 segundo. La figura 9 muestra dos formas de onda medidas en operación del suministro 100 de potencia que se muestra en la figura 2. La figura muestra un voltaje de fuente de dren medida para uno de los dispositivos 140 IGBT (la forma de onda cuadrada) y el transformador asociado de la corriente de fase primaria, en donde el suministro de potencia opera a 250 A, 40 V. Las ventajas particulares de las modalidades de la invención incluyen evitar efectos adversos de desequilibrios de fase debidos al uso de un suministro principal trifásico. Un régimen de inicio suave prácticamente elimina la corriente de irrupción cuando se detiene. El arreglo de transformador es de peso ligero y de naturaleza compacta en comparación con los arreglos de transformadores convencionales nominales para energía comparables. Además, el control de salida de polarización de fase trifásico para el inversor controlado permite que se obtengan una amplia gama de voltajes de DC de salida. Los dispositivos de conmutación del inversor controlado también son de "conmutación suave", lo que reduce las tensiones sobre las estructuras del semiconductor, lo que mejora la eficiencia total del suministro de energía al hacer posible la síntesis de salidas pseudo AC de alta frecuencia, lo que a su vez tiende a permitir una reducción en el tamaño físico del transformador asociado. En la descripción anterior, cuando se hace referencia a componentes específicos o partes integrantes de la invención que tienen equivalentes conocidos, entonces tales equivalentes se incorporan en la presente como si se establecieran individualmente. Aunque esta invención se ha descrito a modo de ejemplo y con referencia a las modalidades posibles de la misma, debe entenderse que pueden realizarse modificaciones o mejoras a la misma sin apartarse del alcance de las reivindicaciones anexas. Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el convencional para la manufactura de los objetos a que la misma se refiere. Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes:

Claims (18)

REIVINDICACIONES

1. Un suministro de energía de AC-DC (corriente alterna-corriente directa) caracterizado porque comprende: - un circuito rectificador trifásico que genera una primera salida rectificada en respuesta a un voltaje de entrada; un circuito inversor trifásico controlado que recibe la primera salida rectificada y que genera una salida trifásica pseudo AC que tiene una frecuencia mayor que la frecuencia del suministro de AC trifásica suministrada al circuito rectificador; un transformador trifásico que recibe la salida trifásica pseudo AC; y un segundo circuito rectificador trifásico que recibe la salida trifásica pseudo AC transformada desde el transformador y que genera el suministro de DC de salida.

2. El suministro de energía AC-DC, de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el transformador trifásico comprende: tres fases secundarias, cada una formada en un tubo conductor, los tubos conductores son sustancialmente paralelos y están conectados eléctricamente al primer extremo del mismo; tres núcleos transformadores, cada uno corresponde a una fase, cada uno en forma de un miembro cilindrico roscado sobre un tubo conductor correspondiente; y tres bobinados primarios, cada uno corresponde a una fase, bobinados de manera que pasan a través del interior de pares adyacentes de tubos conductores.

3. El suministro de energía AC-DC, de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque los miembros cilindricos se forman de una pluralidad de discos de ferrita, cada disco tiene una abertura en el mismo adaptada para alojar un cilindro correspondiente.

4. El suministro de energía AC-DC, de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el circuito inversor trifásico controlado incluye además una pluralidad de dispositivos conmutadores.

5. El suministro de energía AC-DC, de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque los dispositivos conmutadores son transistores de potencia.

6. El suministro de energía AC-DC, de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la frecuencia de la salida trifásica pseudo AC es sustancialmente mayor que la frecuencia de voltaje de entrada.

7. El suministro de energía AC-DC, de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la frecuencia de la salida trifásica pseudo AC es mayor que o igual a un orden de magnitud mayor que la frecuencia de voltaje de entrada.

8. El suministro de energía AC-DC, de conformidad la reivindicación 7, caracterizado porque la salida trifásica pseudo AC es mayor que o igual a dos ordenes de magnitud mayor que la frecuencia principal .

9. Un circuito inversor trifásico controlable que recibe un suministro de DC para producir un suministro de salida pseudo AC trifásica en donde el inversor está caracterizado porque comprende: una estructura de puente de tres patas; cada pata de la estructura de puente comprende por lo menos un dispositivo de conmutación controlable; por lo menos un dispositivo de conmutación en una de las patas que forma una referencia de fase; y en el que el voltaje del circuito inversor se controla por medio de modulación de fase.

10. El circuito inversor trifásico controlable, de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la modulación de fase se lleva a cabo por al menos un dispositivo de conmutación de una de las otras dos patas que tiene la polarización de fase relativa controlada con respecto a la referencia de fase; y en donde por lo menos un dispositivo de conmutación de la tercera pata tiene la polarización de fase relativa controlada con respecto a la referencia de fase para incrementar la polarización de fase en relación a la referencia de fase y de esta manera controlar el nivel de voltaje de salida del circuito inversor.

11. El circuito inversor trifásico de conmutación suave, que recibe un suministro de entrada de DC y que genera un suministro de salida trifásica pseudo AC, en donde el circuito inversor está caracterizado porque comprende: por lo menos dos dispositivos de conmutación por fase; -cada uno de los dispositivos de conmutación tiene un elemento capacitivo conectado en paralelo a través del mismo, y cada fase del suministro de salida que incluye un elemento inductivo; un elemento capacitivo respectivo y un elemento inductivo de cada fase, que forma un circuito resonante de LC (de inductancia- capacitancia) ; y en donde el apagado de cada uno de los elementos de conmutación se controla para tener un tiempo muerto entre las fases de conmutación, tiempo durante el cual el circuito resonante LC provoca que el siguiente elemento de conmutación secuencial sea encendido y que tenga un voltaje sustancialmente cero a través del mismo en el momento de la conmutación.

12. Un suministro de energía de AC-DC, caracterizado porque incluye un circuito inversor trifásico controlable, de conformidad con la reivindicación 9.

13. Un suministro de energía de AC-DC, caracterizado porque incluye un circuito inversor controlable de conmutación suave, de conformidad con la reivindicación 10.

14. Un aparato para electrólisis de agua, para liberar gases hidrógeno y oxígeno que tiene un suministro de energía de AC-DC, de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8, y en el que el suministro de energía de AC-DC se acopla con una unidad de celda, la salida de DC del suministro de energía se conecta con por lo menos un par de electrodos de cátodo/ánodo de la unidad de celda.

15. Un método para controlar el voltaje de salida de un circuito inversor trifásico, caracterizado porque comprende las etapas de : asignar una primera fase como una fase de referencia; controlar la polarización de fase relativa de una de las dos fases de manera que se reduzca la diferencia de fase entre el primer lugar y uno de los otros dos; y - controlar la polarización de fase relativa a la tercera fase de manera que la diferencia de fases entre la polarización de la tercera fase y la primera fase se incremente.

16. Un suministro de energía de AC-DC, caracterizado porque es sustancialmente como se describe en la presente y con referencia a los dibujos.

17. Un circuito inversor trifásico controlable, caracterizado porque es sustancialmente como se describe en la presente y con referencia a los dibujos anexos.

18. Un circuito inversor trifásico de conmutación suave, caracterizado porque es sustancialmente como se describe en la presente y con referencia a los dibujos. Esta invención proporciona un suministro de energía de AC-DC para recibir un suministro principal trifásico y dar salida a un suministro de DC transformada. La unidad de suministro de energía tiene un circuito rectificador que proporciona una salida a un circuito invertido trifásico controlado para generar una salida trifásica pseudo AC de mayor frecuencia que la AC suministrada al circuito rectificador. Se proporciona un transformador trifásico para recibir la salida trifásica pseudo AC y transformar la salida, y proporcionarnos un circuito rectificador trifásico para generar el suministro de DC de salida. El circuito inversor puede proporcionar una estructura de puente de tres patas con cada una de las patas que tiene un dispositivo de conmutación controlado, uno de los cuales se utiliza para proporcionar una referencia de fase. Los dispositivos conmutadores de las otras dos patas pueden controlar el desplazamiento de fase relativo en cada una de laß patas para reducir el desplazamiento de fase en relación a la referencia de fase en una pata e incrementar el desplazamiento de fase en relación a la referencia de fase en otra pata. Esto se utiliza para controlar el nivel de voltaje de salida del circuito inversor. La totalidad del suministro de energía de AC-DC se puede unir a un generador de gas para la electrólisis de agua, para liberar hidrógeno y oxígeno.