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OSCILADOR DE BANDA ANCHA DE VOLTAJE CONTROLADO CON BUENA INMUNIDAD AL RUIDO
Campo del Invento La presente invención se refiere a circuitos electrónicos. Más particularmente, la presente invención se refiere a un Oscilador de Voltaje Controlado (VCO) novedoso y nuevo de banda ancha mejorado que tiene características de buena inmunidad al ruido.
Antecedentes del Invento Los sistemas de comunicación inalámbrica dependen del funcionamiento predecible sobre los enlaces de radiofrecuencia del aire (RF) . Los sistemas de teléfono inalámbrico son requeridos para monitorear y controlar simultáneamente numerosos enlaces RF. Una unidad móvil o teléfono inalámbrico integra numerosos circuitos complejos. Se utiliza un transceptor para proporcionar el enlace de comunicación inalámbrica con las estaciones de base. El transceptor RF comprende un receptor y un transmisor. El receptor recibe la transmisión RF desde la estación base por medio de una antena en interfase con la unidad móvil. El receptor amplifica, filtra y
convierte de manera ascendente la señal recibida en una señal de banda de base. La señal de banda de base luego es enrutada a un circuito de procesamiento de banda de base. El circuito de procesamiento de banda 5 de base desmodula la señal y la acondiciona para la transmisión a través de una bocina al usuario. Se utilizan sintetizadores de frecuencia para generar las señales del oscilador local requeridas
• para llevar a cabo la conversión descendente en el
10 receptor y la conversión ascendente en el transmisor. Se utiliza la síntesis de frecuencia para generar una señal local del oscilador debido a la estabilidad de frecuencia del sintetizador, la pureza del espectro de la señal resultante y la capacidad para el control
15 digital . Los sintetizadores de frecuencia son clasificados como directos o indirectos. En los circuitos lógicos de Síntesis Digital Directa se genera una representación digital de la señal deseada
20 y se utiliza un convertidor D/A para convertir la representación digital en una forma de onda análoga. Un medio común para implementar el DDS es almacenar en la memoria una tabla de fases de forma de onda. Entonces el índice en el cual son registrados fuera de
25 la memoria las fases es directamente proporcional a la frecuencia de la señal de salida. Aunque el DDS puede generar una representación extremadamente exacta de las ondas de seno, la frecuencia de salida está limitada por el índice de sincronización. La síntesis indirecta utiliza un circuito de cierre de fase cerrado a la salida de un oscilador. La síntesis de frecuencia indirecta es más popular para los diseños de alta frecuencia debido a que la salida del oscilador de alta frecuencia puede ser dividida de manera descendente a una frecuencia dentro de un rango de operación del circuito de cierre de fase. La figura 1 muestra un diagrama de bloque de un sintetizador de frecuencia indirecta que utiliza un circuito de cierre de fase. Se utiliza un VCO 110 con capacidad de sintonizar en el rango de frecuencia deseada para producir la salida LO 112. La salida del VCO 110 también es enviada a la entrada de un circuito divisor de frecuencia 120 indicado +N en donde N representa el índice divisor. La salida dividida es proporcionada como una primera entrada a un detector de fase 130. Una segunda entrada al detector de fase 130 es la salida de un oscilador de referencia 140. El circuito de cierre de fase opera para sintonizar la salida del VCO 110 de modo que la salida del divisor de frecuencia 120 es idéntica a la salida del oscilador de referencia 140. El detector de fase 130 proporciona una señal de salida correspondiente a un error de fase entre dos señales de entrada. La salida del detector de fase 130 es acondicionada a través de un filtro de paso bajo (LPF) antes de que sea proporcionada a la entrada de frecuencia de control del VCO 110. De este modo, el VCO 110 es controlado para mantener el cierre de fase con el oscilador de referencia 140. Se puede deducir fácilmente del diagrama de bloque que incrementando o disminuyendo el valor de la proporción del divisor N se obtiene como resultado un cambio de frecuencia en la salida LO 112 igual a la frecuencia del oscilador de referencia 140. La frecuencia del oscilador de referencia 140 determina el tamaño del paso de frecuencia del LO. Las variaciones de frecuencia en la salida del VCO 110 solamente pueden ser corregidas por el circuito de cierre de fase si el índice de las variaciones de frecuencia es menor que el ancho de banda del circuito. El circuito de cierre de fase no puede corregir las variaciones de frecuencia del VCO que ocurren en un índice mayor que el ancho de banda del circuito. El tiempo de asentamiento del circuito de cierre de fase dependerá de la compensación inicial de frecuencia y del ancho de banda del circuito. Un ancho de banda más amplio del circuito da como resultado un tiempo de asentamiento más rápido. Un VCO con una buena inmunidad al ruido reducirá las variaciones de frecuencia reduciendo de este modo el tiempo de asentamiento del circuito de cierre de fase. Por lo tanto, es importante diseñar un VCO con una buena inmunidad al ruido mientras que mantiene características de sintonización de frecuencia. Un VCO es únicamente un oscilador que se puede sintonizar. Un circuito oscilador típico comprende un amplificador y un circuito resonante, al que nos referimos generalmente como un tanque resonante. El oscilador resultante tiene una salida de frecuencia en donde la ganancia es mayor que la unidad y la fase es igual a cero. El circuito resonante establece esta frecuencia de oscilación. La relación se aprecia de una manera más fácil en un diagrama Bode. La figura 2A ilustra un diagrama Bode para un oscilador típico. La curva 210 es representativa de la ganancia de decibeles del oscilador haciendo referencia al eje izquierdo vertical y la curva 220 es representativa de la fase en grados haciendo referencia al eje vertical derecho. Como se indica por el punto 230, la oscilación ocurre cuando la ganancia del oscilador es de aproximadamente 14 dB y la fase es cero produciendo una oscilación de aproximadamente 124 MHz. Para crear un VCO, el circuito resonante comprende por lo menos un componente variable en donde la reactancia del componente variable es una función de una señal de control, generalmente un nivel de voltaje, de modo que la frecuencia de la fase cero y por consiguiente, la frecuencia de oscilación también es variable. Cuando se requiere que el VCO sintonice en un rango de frecuencia grande, el componente variable debe tener la capacidad de sintonizar el circuito resonante en un rango de frecuencia grande. Las implementaciones posibles del circuito para un circuito resonante variable con capacidad para cubrir un rango de frecuencia grande incluyen un circuito resonante que incorpora un componente variable altamente sensible o un circuito resonante que requiere un rango de voltaje de control extendido. La primera alternativa representa algunos problemas debido a que la ganancia del VCO, medida en términos de MHz/Volts, llega a ser muy alta. Esto da como resultado cambios de frecuencia grandes para cambios de voltaje de control relativamente pequeños, y hace al VCO más susceptible al ruido inducido en la línea de sintonización. La segunda alternativa también tiene desventajas ya que requiere un rango de control del voltaje que es muy grande. Los voltajes de control grandes pueden representar un problema en una batería móvil que da energía a componentes electrónicos que tienen un rango de voltaje de suministro disponible limitado. No es suficiente que el circuito resonante sintonice el oscilador a la frecuencia de operación deseada. El Q del circuito resonante es importante para mantener la frecuencia de salida específica en un nivel de voltaje de control determinado. La figura 2B ilustra una respuesta de fase de dos circuitos resonantes que tienen diferentes valores Q. Un circuito inferior Q genera una respuesta de fase más suave mientras que un circuito Q más alto genera una respuesta de fase más fuerte. Se desea un circuito Q más alto para minimizar los efectos de las variaciones de fase pequeñas en la frecuencia de salida. La respuesta de la fase del circuito que tiene un circuito Q bajo, se muestra en la curva 240. La curva 250 ilustra un circuito que tiene un circuito Q más alto. Se puede apreciar para una variación de fase determinada que el cambio de la frecuencia es más pronunciado en el circuito que tiene un circuito Q más bajo. La magnitud de f2, el cambio de frecuencia en un circuito Q bajo para variación de fase determinada, es mayor que la magnitud de fl, el cambio de frecuencia en un circuito Q alto para la misma variación de fase.
El sintonizador de frecuencia IC está disponible para integrar casi todos los circuitos del sintetizador requeridos en un chip. Generalmente, el usuario de uno de estos ICs solamente necesita proporcionar un circuito resonante, un filtro del circuito y un oscilador de referencia además del IC con el objeto de producir un LO sintetizado. Los elementos restantes del sintetizador, la porción del amplificador del VCO, el divisor de frecuencia, el detector de fase están integrados en un IC. El usuario proporciona un circuito resonante requerido generando la frecuencia de salida deseada. El usuario también proporciona un diseño de filtro de paso bajo que genera el ancho de banda del circuito deseado. Aunque la aplicación específica del IC simplifica la implementación del LO en un teléfono inalámbrico, el teléfono inalámbrico que opera el ambiente representa fuentes de ruido adicionales las cuales deben tomarse en consideración. Las limitaciones de costo y espacio en un teléfono inalámbrico además, restringen las soluciones de filtración del ruido disponibles. El diseño del teléfono móvil difiere grandemente dependiendo del sistema móvil particular que está soportando. Las especificaciones que señalan el diseño del teléfono móvil incluyen la Asociación de la Industria de Telecomunicaciones (TÍA) /Asociación de Industrias Electrónicas (EIA) IS-95-B, EL ESTÁNDAR DE COMPATIBILIDAD DE LA ESTACIÓN BASE-ESTACIÓN MÓVIL PARA LOS SISTEMAS DE ESPECTRO DE DIFUSIÓN DE MODO DUAL, ASÍ COMO EL TÍA/ EIA IS-98-B, ESTÁNDARES MÍNIMOS RECOMENDADOS DE FUNCIONAMIENTO PARA ESTACIONES MÓVILES CELULARES DE ESPECTRO DIFUNDIDO DE MODO DUAL. La especificación que cubre la operación de un sistema
CDMA en la banda de Sistemas de Comunicación Personal
(PCS), es el Instituto Americano de Estándares
Nacionales (ANSÍ) J-STD-008 REQUERIMIENTOS DE COMPATIBILIDAD DE LA ESTACIÓN BASE-ESTACIÓN PERSONAL PARA SISTEMAS DE COMUNICACIONES PERSONALES DE ACCESO MÚLTIPLE DE DIVISIÓN DE CÓDIGO (CDMA) DE 1.8 A 2.0 GHZ . De un modo similar, el teléfono o la estación personal está especificada en el estándar ANSÍ J-STD-018, REQUERIMIENTOS MÍNIMOS RECOMENDADOS DE FUNCIONAMIENTO PARA ESTACIONES PERSONALES DEL SISTEMA
MÚLTIPLE DE DIVISIÓN DE CÓDIGO DE 1 A 2.0 GHZ
Adicionalmente, la especificación del teléfono móvil define las características las cuales, cuando son implementadas en el equipo del teléfono tienden a aumentar las fuentes de ruido dentro del mismo. Una característica benéfica que es utilizada en los sistemas telefónicos CDMA tales como los especificados en los estándares IS-95 y J-STD-008 son los conjuntos de índice de datos múltiples. Con el objeto de aprovechar la naturaleza variable del enlace de comunicación del teléfono inalámbrico, las especificaciones CDMA proporcionan la transmisión de datos en índices reducidos. Cuando una persona está comprometida en una conversación telefónica existen numerosos períodos en los que solamente una de las partes estará hablando. Durante los períodos reducidos de actividad del habla el teléfono puede reducir el índice de datos de la transmisión dando como resultado un nivel de potencia de transmisión promedio más bajo.
El enlace de comunicación desde el teléfono inalámbrico de regreso a la estación base se denomina como un enlace inverso. En el enlace inverso, se realiza una reducción en la potencia de transmisión promedio, apagando el transmisor por una fracción de tiempo durante los períodos cuando la actividad es baja. En un enlace inverso CDMA, el teléfono siempre transmite un rango de datos completos, no obstante, cuando la estructura interna permite la operación en un índice de datos reducidos, los datos son repetidos un número de veces. Como por ejemplo, cuando el teléfono puede operar a la mitad del índice de datos total, la información es repetida dos veces para traer el índice de datos transmitidos hacia el rango de 5 datos completos. De un modo similar, los datos de un rango de un cuarto se repiten cuatro veces para lograr un rango de datos completo. Para conservar la potencia en el enlace inverso, cada uno de los cuadros de datos de 20mS es
10 subdividido en dieciséis grupos de sincronización de 1.25mS. Cuando el teléfono está operando a un rango de datos total todos los dieciséis grupos dentro del cuadro son transmitidos. Sin embargo, cuando el
• teléfono está operando en un rango de datos reducido
15 solamente una fracción de los dieciséis grupos es transmitida. La fracción de los grupos transmitida es igual a la reducción en el índice de datos. Cuando el teléfono opera a la mitad del índice de datos total, una mitad de los grupos es transmitida. • 20 Sin embargo, se debe observar que ningún dato es perdido ya que los datos son repetidos en una proporción inversa a la reducción del índice de datos . Los datos de un índice de una mitad son repetidos dos veces pero solamente la mitad de los datos es
25 transmitida. La porción redundante de los datos no es transmitida. De un modo similar, los datos de un índice de 1/8 son repetidos ocho veces pero solamente una octava parte de los datos es transmitida. Cuando el teléfono opera en un índice de datos reducido, la energía de CD es regulada para seleccionar circuitos activos en la trayectoria de transmisión. La energía CD a los circuitos es apagada cuando los datos no están siendo transmitidos. La energía CD se vuelve a encender para los circuitos antes de transmitir el grupo de datos deseados. La regulación de la energía sirve para conservar la energía dentro del teléfono inalámbrico. Esto da como resultado una vida de la batería más larga que es muy deseada . Un efecto adverso de la regulación de la energía es el cambio de carga repentino aplicado al suministro de energía del teléfono. Las porciones de la trayectoria de transmisión RF que son encendidas y apagadas presentan cargas más grandes en el suministro de energía. Por lo tanto, durante la regulación de la energía, el suministro de energía del teléfono está sujeto a las variaciones de carga más grandes que experimentará. Como ningún suministro de energía es insensible a las variaciones de carga, la salida del suministro de energía exhibirá cambios de voltaje en un índice en la proporción en que ocurre la regulación de la energía. El cambio de voltaje real en las líneas de voltaje de abastecimiento es una función del rechazo de la carga del suministro de energía, el 5 índice de regulación de energía y el cambio en la carga del suministro de la energía debido a la regulación de la energía. El cambio en la carga del suministro de la energía varía en relación con el enlace de comunicación RF que el teléfono está
10 manteniendo con la estación base. El cambio en corriente de carga será mayor cuando el teléfono está transmitiendo en un nivel de potencia RF más alto que cuando el teléfono está transmitiendo en un nivel de
• potencia RF disminuido. La regulación de la energía
15 puede ocurrir en cada agrupación de tiempo de 1.25 mS utilizada para cada cuadro de datos en el enlace inverso. Esto da como resultado una variación de carga del suministro de energía con un componente importante de frecuencia de 800 Hz. • 20 Lo que se desea es un diseño de oscilador controlado por voltaje que mantenga una frecuencia de salida estable con un voltaje de control constante aplicado. El VCO debe tener la capacidad para poderse sintonizar por un rango de frecuencia grande. La
25 capacidad de sintonización de banda ancha permite que un sólo VCO sea usado en aplicaciones de teléfono inalámbrico de banda múltiple. La salida del VCO debe también ser insensible al ruido del suministro de energía. Específicamente, cuando es implementado el 5 VCO en un teléfono CDMA, la salida del VCO debe ser insensible al ruido del suministro de energía creado por la regulación de energía en la trayectoria de j^fc transmisión RF. Otro objeto de la invención es diseñar un Q alto de bajo costo, un recuento bajo de
10 componentes, un rango amplio, un circuito insensible al ruido para usarse como un circuito resonante dentro del VCO. Deberá observarse que las especificaciones del sistema inalámbrico CDMA son utilizadas solamente para
15 proporcionar ejemplos del ambiente al que puede estar sometido un VCO. El VCO de banda ancha, insensible al ruido puede ser utilizado en varias aplicaciones. El uso del sistema CDMA es un ambiente de ejemplo y no limita de manera alguna las aplicaciones potenciales
20 del VCO. Sumario del Invento La presente invención, es un oscilador de voltaje controlado de banda ancha novedoso mejorado
(VCO) que tiene una inmunidad al ruido aumentada.
25 Adicionalmente, la presente invención se puede ver como una configuración de circuito resonante novedoso que se puede sintonizar en un amplio rango de frecuencias resonantes que tiene un Q alto, y es insensible al ruido. El circuito resonante novedoso 5 puede ser implementado con un amplificador o aplicación de circuito integrado específico para generar un VCO que tiene las características de cobertura de ancho de banda, insensibilidad al ruido y estabilidad de frecuencia. 10 El circuito resonante de la presente invención está compuesto de un primer capacitor de acoplamiento con un primer extremo que sirve como la primera entrada al circuito resonante. Un segundo capacitor de
• acoplamiento utiliza un primer extremo que sirve como
15 una segunda entrada al circuito resonante. Un primer inductor se conecta desde el segundo extremo del primer capacitor de acoplamiento a la señal de tierra. De un modo similar, un segundo inductor conecta un segundo extremo del segundo capacitor de acoplamiento
• 20 a la señal de tierra. Un primer capacitor de sintonización conecta al segundo extremo del primer capacitor de acoplamiento a un primer extremo de un elemento variable. Un segundo capacitor de sintonización conecta el segundo extremo del segundo
25 capacitor de acoplamiento a un segundo extremo del elemento variable. En la modalidad preferida, ambos, el primero y segundo capacitores de sintonización son capacitores variables. Los capacitores variables son preferentemente diodos varactores. El primer capacitor de sintonización es un diodo varactor con su ánodo conectado al segundo extremo del primer capacitor de acoplamiento. El segundo capacitor de sintonización es un diodo varactor con su ánodo conectado al segundo extremo del segundo capacitor de acoplamiento. Adicionalmente, en la modalidad preferida el elemento variable está compuesto de dos capacitores variables implementado cada uno como un diodo varactor. El elemento variable está compuesto de un diodo varactor que tiene su cátodo como el primer extremo del elemento variable. Un segundo diodo varactor que tiene su cátodo como el segundo extremo del elemento variable forma el resto del elemento variable. Los ánodos de ambos, el primero y segundo diodos varactores utilizados en el elemento variable son conectados a la señal de tierra. Un voltaje de control es aplicado a los cátodos para todos los diodos varactores para sintonizar la frecuencia resonante del circuito resonante.
Breve Descripción de los Dibujos Las características, objetos y ventajas de la presente invención se podrán apreciar a partir de la siguiente descripción detallada establecida a continuación cuando es tomada en conjunto con los dibujos en los cuales los caracteres de referencia similares se identifican de manera correspondiente en todas las figuras en donde: La Figura 1 es un diagrama de bloque de un oscilador local sintetizado; Las Figuras 2A-2B son circuitos de un oscilador que caracterizan trazos de amplitud y fase; La Figura 3 es un diagrama de bloque de un oscilador sintetizado de circuito integrado; y La Figura 4 es un diagrama de bloque de la modalidad preferida de la presente invención.
Descripción Detallada del Invento La figura 3 ilustra un diagrama de bloque de una implementación típica de un oscilador local utilizado en un teléfono inalámbrico. Un oscilador sintetizado IC 300 incorpora un circuito de cierre de fase (PLL) 302 así como un amplificador configurado como un oscilador 304. El oscilador sintetizado IC 300 requiere un circuito resonante externo y un filtro de circuito 310 con el objeto de operar. El oscilador 304' está configurado como un Oscilador de Voltaje Controlado (VCO) si el circuito resonante puede ser sintonizado por la aplicación de un voltaje de 5 control. El circuito resonante comprende un inductor 320 paralelo con una red capacitora. La red capacitora comprende capacitores fijos y capacitores variables. La red capacitora utiliza un primer y segundo
10 capacitores variables 342 y 344 respectivamente conectados en serie. El primer capacitor variable 342 es conectado al primer lado del inductor 320 a través del primer capacitor de sintonización 332. El segundo
• capacitor variable 344 está conectado al segundo lado
15 del inductor 320 a través de un segundo capacitor de sintonización 334. El punto en donde el primer capacitor variable 342 se conecta al segundo capacitor variable 344 está unido a la señal de tierra. El oscilador 304 dentro del oscilador
• 20 sintetizado IC 300 opera en una frecuencia resonante del circuito resonante. Una muestra de la salida del oscilador 304 es enrutada al PLL 302. El PLL 302 compara la fase de la señal de salida del oscilador 304 contra una señal de referencia (no mostrada) . La
25 señal de error resultante es pasada a través del filtro del circuito 310 y luego aplicada a los elementos variables del circuito resonante. La salida del filtro del circuito 310 es aplicada a los capacitores variables 342 y 344 a través de la primera y segunda resistencias de polarización 352 y 354. Una primera resistencia de polarización 352 conecta la salida del filtro de circuito 310 a la terminal del primer capacitor variable 342 que está conectado al primer capacitor de sintonización 332. De un modo similar, una segunda resistencia de polarización 354 es utilizada para conectar la salida del filtro del circuito 310 a la terminal del segundo capacitor variable 344 que está conectado al segundo capacitor de sintonización 334. El primer capacitor variable 342 y el segundo capacitor variable 344 pueden ser implementados como diodos varactores. La salida del filtro del circuito 310 es utilizada para invertir la polarización de los diodos varactores. Los diodos varactores cambian sus valores de capacitancia basados en el nivel de la polarización inversa aplicada. Por lo tanto, controlando el voltaje de polarización inversa del diodo varactor se puede controlar la frecuencia del oscilador. El PLL 302 varía el voltaje de control para mantener el cierre de fase. Cuando un teléfono inalámbrico LO está configurado tal y como se muestra en la figura 3, el oscilador 304 solamente puede sintonizar en el rango del circuito resonante. Si se requiere que el oscilador 304 sintonice en una distancia de frecuencia 5 grande de modo que el teléfono pueda cubrir bandas de frecuencia múltiples, el circuito resonante debe tener la capacidad de sintonizar en el rango completo. La figura 4 ilustra una implementación de un oscilador local, el VCO y el circuito resonante de la
10 presente invención. El circuito resonante de la presente invención permite que el VCO sintonice en una banda muy amplia. Al mismo tiempo, el circuito resonante está configurado para ser relativamente
• insensible al ruido de la frecuencia baja, el VCO que
15 utiliza el circuito resonante ha aumentado la inmunidad al ruido debido a que el circuito resonante es insensible al ruido. El circuito resonante de la presente invención utiliza elementos inductores conectados a un elemento
• 20 variable utilizando capacitores variables. Se utilizan capacitores de acoplamiento adicionales como entradas al circuito resonante. Los capacitores de acoplamiento sirven para hacer la interfase de las conexiones de entrada del circuito resonante a los circuitos
25 inductores. La configuración de los capacitores de acoplamiento y los elementos inductores presentan un filtro de paso alto para las señales que aparecen en las conexiones de entrada del circuito resonante. Por lo tanto, el filtro de paso alto atenúa cualquier entrada de ruido de frecuencia baja al circuito resonante. Los capacitores variables en el circuito resonante son expuestos solamente al ruido atenuado. La configuración de los capacitores variables y el elemento variable sirven para disminuir todavía más los efectos del ruido de frecuencia baja. En la modalidad preferida de la presente invención, las dos terminales de entrada del circuito resonante se conectan a los capacitores. Un primer capacitor de acoplamiento 402 se conecta a una primera conexión de entrada del circuito resonante. Un segundo capacitor de acoplamiento 404 se conecta a una segunda conexión de entrada del circuito resonante. El extremo del primer capacitor de acoplamiento 402 opuesto a la conexión de entrada es conectado a un primer inductor 422. El extremo del primer inductor 422 opuesto al primer capacitor de acoplamiento 402 es conectado a la señal de tierra. De un modo similar, el extremo del segundo capacitor de acoplamiento 404 opuesto a la conexión de entrada es conectado a un segundo inductor 424. El extremo del segundo inductor 424 opuesto al segundo capacitor de acoplamiento 404 es conectado a la señal de tierra. La configuración de los capacitores de acoplamiento y los inductores forman filtros de paso alto de dos polos cuando son vistos 5 desde cualesquiera de las conexiones de entrada del circuito resonante. De este modo, cualquier ruido de frecuencia baja que sea inducido en las conexiones de entrada del circuito resonante será atenuado por una configuración del filtro de paso alto del capacitor de
10 acoplamiento y el inductor. Un primer capacitor de sintonización 432 conecta la unión del primer capacitor de acoplamiento 402 y el primer inductor 422 a una primera terminal de un
# elemento variable. Un segundo capacitor de
15 sintonización 434 conecta la unión del segundo capacitor de acoplamiento 404 y el segundo inductor 424 a una segunda terminal del elemento variable. En la modalidad preferida, tanto el primer capacitor de sintonización 432 como el segundo capacitor de
• 20 sintonización 434 son capacitores variables implementados como diodos varactores . En la modalidad preferida el primer capacitor de sintonización 432 es un diodo varactor que tiene su ánodo conectado a la unión del primer capacitor de acoplamiento 402 y el
25 primer inductor 422. El cátodo del varactor es conectado al elemento variable. De un modo similar, el segundo capacitor de sintonización 434 es un varactor con su ánodo conectado a la unión del segundo capacitor de acoplamiento 404 y el segundo inductor 5 424. El elemento variable puede ser cualquier elemento variable reactivo. En la modalidad preferida, el elemento variable es un capacitor variable. En la modalidad preferida, el elemento variable se
10 implementa utilizando dos diodos varactores. Un primer diodo varactor 442 está configurado con su cátodo como la primera terminal del elemento variable. En la modalidad preferida, el cátodo del primer diodo
• varactor 442 está conectado al cátodo del diodo
15 varactor utilizado como el primer capacitor de sintonización 432. El ánodo del primer diodo varactor 442 está conectado a la señal de tierra. Un segundo diodo varactor 444 está configurado con su cátodo como la segunda terminal del elemento variable. En la
• 20 modalidad preferida el cátodo del segundo varactor 444 está conectado al cátodo del diodo varactor usado como el segundo capacitor de sintonización 434. El ánodo del segundo diodo varactor 444 está conectado a una señal de tierra. 25 La polarización de CD que controla el valor de los capacitores variables es aplicada a través de dos resistencias de polarización. Una primera resistencia de polarización 454 conecta los cátodos del primer capacitor de sintonización 432 y el primer diodo varactor 442 al voltaje del control. De un modo similar, una segunda resistencia de polarización 454 conecta los cátodos del segundo capacitor de sintonización 434 y el segundo diodo varactor 444 al voltaje de control. Las dos resistencias de polarización 452 y 454 aislan el voltaje de polarización en el primer par de diodos varactores
(432 y 442) del voltaje de polarización del segundo par de diodos varactores (434 y 444) . Un examen del circuito resonante de la modalidad preferida, revela que es una configuración de circuito balanceada completamente. La impedancia vista desde la primera conexión de entrada del circuito resonante es idéntica a la impedancia vista desde la segunda conexión de entrada al circuito resonante. Se puede determinar fácilmente que el circuito resonante puede ser modificado para operar en una configuración de un solo extremo para usarla en diseños que requieren un circuito resonante de un solo extremo. Para modificar la configuración balanceada del circuito resonante en una configuración de circuito resonante de un solo extremo, todos los elementos del circuito conectados a la segunda terminal de entrada del circuito resonante balanceado son removidas. Dos topologías de circuito separadas e implementadas en el circuito resonante contribuyen a la inmunidad al ruido. Solamente la mitad del circuito resonante se describirá, aunque es obvio a partir de la configuración del circuito balanceada la forma en que los elementos en la segunda mitad del circuito balanceado contribuyen de un modo similar al rechazo del ruido. El primer capacitor de acoplamiento 402 en conjunto con el primer inductor 422 presentan un filtro de paso alto de dos polos cuando son vistos desde la terminal de entrada del circuito resonante. El ruido de frecuencia baja inducido en la terminal de entrada del circuito resonante, es atenuado por este filtro de paso alto de dos polos. La configuración del circuito del primer capacitor de sintonización 432 y el primer diodo varactor 442 también contribuye al rechazo del ruido. El primer capacitor de sintonización 432 es implementado utilizando un diodo varactor. En la modalidad preferida, el primer diodo de sintonización 432 usa el mismo varactor usado para el primer diodo varactor 442. El primer diodo de sintonización 432 y el primer diodo varactor 442 parecen como un divisor de voltaje capacitor cuando son vistos desde el ánodo del primer capacitor de sintonización 432. La impedancia del primer capacitor de sintonización 432 y el primer diodo varactor 442 son las mismas ya que son seleccionadas para que sean la misma parte. Por lo tanto, cualquier contribución de ruido en el ánodo del primer capacitor de sintonización 432 es atenuada por la configuración del divisor de voltaje. El circuito resonante conecta los cátodos del primer capacitor de sintonización 432 y el primer diodo varactor 442 al mismo nodo. Por lo tanto, cualquier ruido de CA que esté acoplado en el primer capacitor de sintonización 432 y el primer diodo varactor 442 por medio del ánodo del primer capacitor de sintonización 432 afectará la polarización a los dos varactores de una manera opuesta. El ruido de CA que está acoplado al divisor de voltaje capacitor aparecerá en todo el primer capacitor de sintonización 432 en una polaridad opuesta en la que aparece a lo ancho del primer diodo varactor 442. El efecto es atenuar todavía más los efectos del ruido de CA en el circuito resonante. Conforme el ruido de CA aumenta, el voltaje de polarización inversa en el primer capacitor de sintonización 432, el voltaje de polarización inversa en el primer diodo varactor 442, es disminuido considerablemente. Esto no cancela completamente los efectos del ruido en los expertos en los diodos varactores pero disminuye los efectos del 5 ruido. Al mismo tiempo, los diodos varactores aparecen en paralelo para el voltaje de control y de este modo sirven para extender el rango de sintonización del circuito resonante. Ha sido verificada utilizando esta configuración, un ancho de banda de un 25% de
10 sintonización. La descripción anterior de las modalidades preferidas, se ha proporcionado con el objeto de hacer posible que las personas expertas en la técnica
• fabriquen o utilicen la presente invención. Aquellos
15 expertos en la técnica fácilmente apreciarán varias modificaciones a estas modalidades, y los principios genéricos aquí definidos pueden ser aplicados a otras modalidades sin el uso de la facultad inventiva. Por lo tanto, la presente invención no tiene la intención
• 20 de ser limitada a las modalidades aquí mostradas pero deberá ser interpretada consistente con el alcance más amplio y con los principios y características nuevas aquí descritas . Novedad del Invento 25 Habiendo descrito la presente invención, se considera como novedad y por lo tanto, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes: