MXPA01006193A - Correccion de desequilibrio de amplitud y fase en receptores psk - Google Patents

Abstract

La presente invención compensa la amplitud y fase de una señal QPSK recibida que pudo haber sido corrompida durante la transmisión. El sistema determina la amplitud de los símbolos I y Q de una señal recibida, los compara, aplica luego una corrección a uno o ambos canales para corregir el desequilibrio de amplitud. Para el desequilibrio de fase el sistema calcula la correlación recíproca de los símbolos I y Q que deben promediar a cero. Se deriva un factor de corrección de la correlación reciproca y se aplica a ambos canales, retornando la correlación reciproca de fase a cero. La salida del sistema es una señal corregida tanto en amplitud como en fase.

Description

CORRECCIÓN DE DESEQUILIBRIO DE AMPLITUD Y FASE EN RECEPTORES PSK Descripción de la invención Antecedentes de la invención Campo de la invención La presente invención se refiere en general a técnicas de comunicación digital. Mas específicamente la invención se refiere a un sistema y método para compensar la amplitud y fase de una señal recibida modulada en cuadratura de fase. Descripción de la técnica anterior Uno de los métodos comunes para modular señales digitales es el uso de sistemas de nivel múltiple o técnicas M-arias. Las técnicas de modulación M-arias son extensiones naturales de las técnicas de modulación binarias y se aplican a la modulación por desplazamiento de amplitud o fase de nivel L. Un esquema cuadrifase usualmente usado se llama modulación por desplazamiento de fase en cuadratura o QPSK. Como todos los esquemas M-arios de amplitud o fase, su ventaja principal es la reducción de la amplitud de banda. En virtud de que la frecuencia /p de impulsos es: Ecuación 1 = fe logL Mf en donde fs es la frecuencia del símbolo y M es el número de mensajes; L representa el número de niveles de modulación, siendo que entre mas grande es L menor es la frecuencia de impulsos y, por consiguiente, mas pequeña la amplitud de banda . En las aplicaciones de telecomunicaciones, QPSK modula dos señales diferentes a la misma amplitud de banda creando un espacio de señal bidimensional . Esto se logra creando una señal modulada de fase compuesta usando dos portadores de la misma frecuencia pero que tienen una diferencia de fase de 90 grados como se muestra en la figura ÍA. Por convención el portador cosenoidal se llama el componente en fase I, y el portador senoidal es el componente de cuadratura Q. El componente I es el componente real de la señal y el componente Q es el componente imaginario de la señal . Cada uno de los componentes I y Q se modulan en bifase. Un símbolo QPSK consiste de al menos una muestra de ambas las señales en fase I y de cuadratura Q. Los símbolos pueden representar una versión cuantizada de una muestra análoga o datos digitales . Todos los esquemas de modulación de fase deben superar el inevitable problema de la sincronización de fase. Para una operación correcta "de señalización QPSK, los canales I y Q deben tener la misma ganancia a través de la totalidad del procesamiento de ambos canales recibidos, manteniendo los canales I y Q sin correlacionar. Las ganancias o magnitudes de señal mal compensadas entre los canales I y Q sin correlacionar crean errores durante el procesamiento. Las diferencias de fase diferentes a 90 grados entre las señales provocan un derrame entre canales y de manera similar resultan en un rendimiento degradado. Los receptores típicos exhiben ganancias globales diferentes para los canales separados I y Q debido a las ganancias mal compensadas en los mezcladores, filtros, y convertidores A/D ocasionadas por variaciones en los valores de los componentes en parte debido a temperatura, tolerancias de manufactura y otros factores. El desequilibrio de amplitud y fase entre los canales I y Q resulta en las distorsiones que se muestran en las figuras IB y ÍC, reduciendo la relación de señal a ruido global (SNR) . Los enfoques de la técnica anterior para evitar el desequilibrio de amplitud y fase se basan en circuitos muy precisos que controlan cada etapa de ganancia con una compensación activa de la temperatura. Estos diseños costosos requieren componentes que se manufacturan con coeficientes de temperatura extremadamente bajos y con los mezcladores para los canales I y Q compensados de fábrica durante la manufactura. La solicitud de patente PCT No. WO 98/32221 de Ericsson revela un método y aparato para compensar el desequilibrio entre señales portadoras Q e I. La patente de Ericsson utiliza un mecanismo de conmutación y una señal de RF conocida para precalibrar el receptor para detectar el desequilibrio de las señales recibidas. La patente U.S. No. 4,085,378 de Ryan et al. revela un desmodulador QPSK que detecta el desequilibrio de fases por la diafonía y después usa el desequilibrio cuantificado para controlar un VCO (oscilador de voltaje controlado) como una referencia para ajustar el desequilibrio ocasionado por la diafonía. Por consiguiente existe la necesidad de un sistema para compensar la amplitud y fase de una señal QPSK a la recepción, que incremente la integridad de la señal y mediante ello reducir la tasa de errores de bit (BER) . Sumario de la invención La presente invención compensa la amplitud y fase de una señal QPSK recibida que pudo haber sido corrompida durante la transmisión. La salida del sistema es una señal corregida tanto en amplitud como en fase. El sistema determina la amplitud de los canales I y Q de una señal recibida, los compara y aplica una corrección a uno o ambos canales que corrige el desequilibrio de amplitud. Para el desequilibrio de fase el sistema calcula la correlación recíproca de los canales I y Q que debería promediar a cero. Del producto de ia correlación recíproca se deriva un factor de corrección y se aplica a ambos canales devolviendo la correlación recíproca de fase a cero. Por consiguiente, es un objeto de la invención proporcionar un sistema que compensa la amplitud de una señal QPSK recibida. Es un objeto adicional de la invención proporcionar un sistema que compensa la fase de una señal QPSK recibida. Otros objetos y ventajas del sistema y método serán evidentes para aquellos expertos en la técnica después de leer la descripción detallada de las modalidades preferidas.

Breve descripción de los dibujos La figura la es una representación gráfica de un símbolo QPSK, compensado tanto en amplitud como en fase. La figura Ib es una representación gráfica de un símbolo QPSK con desequilibrio de amplitud. La figura le es una representación gráfica de un símbolo QPSK con desequilibrio de fase. La figura 2 es un diagrama de bloques de un sistema de equilibrio de amplitud de acuerdo a la presente invención. La figura 3 es un diagrama de bloques de un sistema de equilibrio de fase de acuerdo a la presente invención. La figura 4 es una representación vectorial que muestra la corrección de fase. La figura 5 es un diagrama de bloques de un sistema combinado de equilibrio de amplitud y fase de acuerdo con la presente invención. Descripción de las modalidades preferidas La modalidad preferida se describirá con referencia a las figuras del dibujo en que números iguales representan elementos iguales en todo caso. Una modalidad que ilustra el sistema 17 de equilibrio de amplitud de la presente invención se muestra en la figura 2, en donde se ingresan 211, 21Q dos señales 19 moduladas en bifase. La cuantización es el proceso de medir la intensidad de una señal en cada muestra y asignar un número digital a ese valor medido. Cada vez que el circuito de muestreo muestrea la señal mide la intensidad de la señal análoga variante en ese momento discreto de tiempo. Los flujos de datos de entrada 231, 23Q representan las muestras discretas de datos ensambladas a palabras finitas en que cada una tiene una multitud de bits. El número de bits que define cada palabra determina la cuantización total de cada muestra o símbolo. Por ejemplo, la cuantización de seis bits: Ecuación 2 niveles de cuantización - 2n - 1 con n igual a 6 arrojaría una resolución de 63 niveles. La resolución de señal deseada determina n . Cada componente I y Q de señal 231, 23Q se acopla a la entrada de un amplificador 251, 25Q que tiene una ganancia ajustable. Las salidas 271, 27Q de los amplificadores 251, 25Q se acoplan a un procesador 291, 29Q de valor absoluto para obtener las magnitudes relativas de cada símbolo 231, 23Q de entrada. Las salidas 311, 31Q de los procesadores 291, 29Q de valor absoluto se acoplan a las entradas de filtros 331, 33Q de paso bajo respectivos. Los filtros 331, 33Q de paso bajo respectivos ' promedian temporalmente los símbolos 231, 23Q de los componentes recibidos, proporcionándole peso adicional a las muestras recientes y disminuyendo peso a las muestras previas. En la modalidad 17 presente se usan filtros 331, 33Q de tipo IIR (respuesta de impulso infinita) con un polo, pero sin embargo también se pueden usar otro tipo de filtros o filtros IIR de orden diferente, sin desviarse del principio de la invención. Las salidas 351, 35Q de los filtros de paso bajo presentan estimados promedio de las muestras de amplitud emitidas por los procesadores 291, 29Q de valor absoluto.

Un totalizador 37 obtiene la diferencia de las salidas 351, 35Q de los filtros 331, 33Q de paso bajo produciendo una señal 39 de referencia de error. Si los componentes I y Q de una señal 231, 23Q de entrada son ortogonales relativo uno a otro, la señal 39 de referencia de error tendrá magnitud cero, indicando un símbolo compensado. Si la señal 39 de referencia de error produce un valor diferente de cero, los símbolos no tienen equilibrio de amplitud. Una señal 39 de referencia de error diferente a cero se convierte en un valor de corrección de .error. La señal 39 de referencia se acopla a la entrada de un procesador 41 limitador físico. El limitador 41 físico emite una señal 43 de magnitud menor, ya sea positiva o negativa en función de la señal 39 de referencia de error. El procesador 41 limitador físico recorta la magnitud de la señal 39 de referencia de error convirtiendo con esto el signo de la señal 39 de referencia de error en un factor de corrección. Esto se hace para simplificar la implementación, el limitador físico no es esencial para la invención. La salida 43 del procesador 41 limitador físico se acopla a un integrador con fuga que es un acumulador 45. El acumulador 45 agrega el valor de entrada actual a un valor acumulado de valores de entrada previos y emite 47 una suma. Puesto que el acumulador 45 tiene una anchura de bit finita, a lo largo del tiempo el valor acumulado se autolimitará en magnitud y nivel si los errores persisten y son grandes. La multitud acumulada de señales 39 de referencia de error en el acumulador interno del acumulador 45 promediará a cero cuando el sistema alcanza la estasis (detención) . La salida 47 del acumulador 45 se puede acoplar a un retardo temporal opcional que está acoplado a la entrada 491, 49Q de ganancia en cada amplificador 251, 25Q de ganancia ajustable. Los amplificadores 251, 25Q compensan las amplitudes de los símbolos 231, 23Q I y Q recibidos incrementando o atenuando sus ganancias en función de la señal 47 de salida del acumulador 45. Como se puede apreciar, la señal 39 de referencia es retroalimentación negativa a las etapas 251, 25Q de amplificación que se encuentran corriente arriba. Un voltaje de control positivo en la entrada 491, 49Q de ganancia indica un aumento de ganancia para ese amplificador; un voltaje de control negativo indica atenuación. Si las amplitudes de las señales 231, 23Q de entrada no están compensadas, el sistema ajustará los amplificadores 251, 25Q variables (atenuando un componente a la vez que incrementa el otro) de acuerdo a la señal 47 de salida del acumulador 45, hasta que las amplitudes de los símbolos I y Q se encuentran dentro de una tolerancia predeterminada. Si las ganancias de los símbolos son iguales pero varían entre los símbolos recibidos, el sistema 17 no efectuará una corrección. Un control automático de ganancia (AGC) (no mostrado) que se encuentra corriente abajo ecualiza la salida 511, 51Q del sistema para procesamiento adicional (no mostrado) de la señal. Una modalidad que ilustra el sistema 61 de corrección de fase de la presente invención se muestra en la figura 3. Dos señales 19 bifásicas moduladas se ingresan 631, 63Q al sistema 61. Los flujos 651, 65Q de datos de entrada 631, 63Q para los símbolos I y Q se acoplan a una primera entrada 671, 57Q de totalizadores 691, 69Q paralelos. La salida 711, 71Q de cada totalizador 691, 69Q son la salida 731, 73Q y retroalimentación del sistema para el sistema 61 de corrección de fase. Ambas líneas 711, 71Q de retroalimentación se acoplan a un mezclador 75 para correlación. La señal 77 de salida recíprocamente correlacionada del mezclador 75 se acopla a un integrador 79. El integrador 79 promedia temporalmente el producto 77 de correlación recíproca. La salida del integrador se acopla a un procesador 83 limitador físico. El procesador 83 de decisión físico limita la magnitud del producto integrado de la correlación recíproca. La salida 85 del procesador 83 decisión físico conserva signo. La salida 85 del procesador 83 limitador físico se acopla a una entrada 87 de acumulador. El procesador 83 de decisión físico reduce la complejidad de la implementación, un experto en la especialidad reconoce que no es esencial. Tal y como se discutió en lo precedente, la función de un acumulador es la de acumular temporalmente el valor de entrada actual con las entradas previas. La suma se emite como una señal de corrección. La señal 89 de corrección se acopla a una primera entrada 911 de un amplificador 931 de ganancia variable acoplando la entrada 65Q de Q con la entrada 631 de I. La señal 89 de corrección también se acopla a una primera entrada 91Q de un amplificador 93Q de ganancia variable, acoplando la entrada 651 del símbolo I con la entrada 63Q de Q. La señal 89 de corrección ajusta ambos amplificadores 931, 93Q incrementando o atenuando su ganancia. Las salidas 951, 95Q de los amplificadores se acoplan a una segunda entrada 971, 97Q de los totalizadores 691, 69Q de entrada. La corrección de fase se ilustra como una representación vectorial en la figura 4. Los totalizadores 691, 69Q sustraen la porción del componente 63Q de Q del componente 651 de I ; Ecuación 3 I = x - ry, Ecuación 4 -I = - x - ry, en donde r ?= correlación recíproca , y la porción del componente I 631 del componente Q 65Q; Q = y - xr, Ecuación 5 - Q = - y - xr, Ecuación 6 en donde r *~= correlación reciproca , con el fin de remover la contribución a la correlación recíproca de cada uno. Una vez que se remueven las partes de las señales resultantes en la correlación recíproca, las salidas 711 y 71Q de los totalizadores 691, 69Q se convierten en I , Q no correlacionados y ortogonales en espacio de señal . Una modalidad alternativa que combina ambos sistemas que corrige el desequilibrio de amplitud 17 y fase 61 se ilustra en la figura 5. El sistema 101 es una simple conexión en serie que emite 1031, 103Q un símbolo corregido tanto en amplitud como en fase. Otra modalidad combinada en que el compensador 17 de amplitud sigue a continuación del compensador 61 de fase también es posible. En tanto que se han mostrado y descrito modalidades específicas de la invención, el experto en la especialidad puede efectuar muchas modificaciones y variaciones sin apartarse del espíritu y alcance de la invención. La descripción precedente sirve para ilustrar y no limitar la forma particular de manera alguna.

Claims (12)

REIVINDICACIONES

1. Compensador de señales para uso en un sistema de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura caracterizado en que comprende: entradas de señal I y Q, cada una de estas entradas acopladas a primeros amplificadores I y Q de ganancia ajustable, cada uno de estos primeros amplificadores con una salida; medios para controlar cada una de las ganancias de los primeros amplificadores I y Q que incluyen: medios para determinar la magnitud de I y medios para determinar la magnitud de Q acoplados a las salidas del primera amplificador I y Q, y medios para comparar las magnitudes; en que los medios de comparación generan una señal de corrección de ganancia para ambos de los primeros amplificadores I y Q; y que los primeros amplificadores I y Q emiten señales I y Q de ampitud compensada.

2. Compensador de señales según la reivindicación 1, caracterizado en que comprende además: las salidas del primer amplificador I y Q acopladas a respectivos segundos amplificadores I y Q de señal de ganancia ajustable, en que cada uno de estos segundos amplificadores tiene una salida; mezcladores I y Q en que cada uno de los mezcladores tiene una primera entrada de mezclador acoplada a sus respectivas salidas de señal del primer amplificador I y Q, y una segunda entrada del mezclador acoplada a la salida del segundo amplificador de señal diferente y una salida del mezclador; medios para controlar cada una de las ganancias del segundo amplificador I y Q que incluyen: salida de amplificador y de mezclador; medios para controlar cada una de las ganancias del segundo amplificador I y Q que incluyen: un medio de correlación recíproca I y Q acoplado a las salidas del mezclador de I y Q que generan un producto de correlación recíproca, en que el producto de correlación recíproca se acopla a los segundos amplificadores I y Q para controlar las ganancias de los segundos amplificadores; y los segundos amplificadores I y Q emiten señales I y Q de amplitud y fase compensada.

3. Compensador de señal según la reivindicación 2, caracterizado en que comprende además respectivos filtros I y Q de paso bajo acoplados entre los medios de determinación de la magnitud de I y Q y los medios de comparación; un limitador físico acoplado a la señal de corrección de ganancia, que tiene una salida; la salida del limitador físico acoplada a un retardo temporal, en que el retardo temporal tiene una salida, y el retardo temporal acoplado a los primeros amplificadores I y Q para controlar la ganancia.

4. Compensador de señal según la reivindicación 3, caracterizado en que comprende además un integrador acoplado al producto de correlación recíproca y que tiene una salida; la salida del integrador acoplada a un limitador físico en que el limitador físico tiene una salida; la salida del limitador físico acoplada a un acumulador, en que el acumulador tiene una salida; y el acumulador acoplado a ios segundos amplificadores I y Q para controlar la ganancia.

5. Compensador de señales para uso en un sistema de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura caracterizado en que comprende: entradas de señal I y Q, cada una de estas entradas acopladas a primeros amplificadores I y Q de ganancia ajustable, cada uno de estos primeros amplificadores con una salida; mezcladores de I y Q, en que cada uno de los mezcladores tiene una primera entrada de mezclador acoplado a sus respectivas salidas de señal del primer amplificador I y Q, y una segunda entrada de mezclador acoplada a la salida del primer amplificador de señal diferente, y una salida del mezclador; medios para controlar cada una de las ganancias del primer amplificador I y Q que incluyen un medio de correlación recíproca I y Q acoplado a las salidas del mezclador de I y Q que generan un producto de correlación recíproca, en que el producto de correlación recíproca se acopla a los primeros amplificadores I y Q para controlar las ganancias de los primeros amplificadores; y los primeros amplificadores I y Q emiten señales I y Q de fase compensada .

6. Compensador de señales según la reivindicación 5, caracterizado en que comprende además: las salidas del primer amplificador I y Q acopladas a respectivos segundos amplificadores I y Q de señal de ganancia ajustable, en que cada uno de los segundos amplificadores tiene una salida; medios para controlar cada una de las ganancias de los segundos amplificadores I y Q, que incluyen: : medios para determinar la magnitud de I y medios para determinar la magnitud de Q acoplados a las salidas respectivas del segundo amplificador I y Q, y medios para comparar las magnitudes; en que los medios de' comparación generan una señal de corrección de ganancia para ambos de los segundos amplificadores I y Q; y que los segundos amplificadores I y Q emiten señales I y Q de amplitud y fase compensada.

7. Compensador de señales según la reivindicación 6, caracterizado en que comprende además: un integrador acoplado al producto de correlación recíproca y que tiene una salida; la salida del integrador acoplada a un limitador físico, en que el limitador físico tiene una salida; la salida del limitador físico acoplada a un acumulador, en que el acumulador tiene una salida; y el acumulador acoplado a los primeros amplificadores I y Q para controlar la ganancia.

8. Compensador de señales según la reivindicación 7, caracterizado en que comprende además: respectivos filtros I y Q de paso bajo acoplados entre los medios de determinación de la magnitud de I y Q y los medios de comparación; un limitador físico acoplado a la señal de corrección de ganancia, y que tiene una salida; la salida del limitador físico acoplada a un retardo temporal, en que el retardo temporal tiene una salida, y el retardo temporal acoplado a los primeros amplificadores I y Q para controlar la ganancia.

9. Método para compensar una señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura, en que la señal incluye componentes I y Q, caracterizado en que comprende las etapas de a) comparar la magnitud del componente I con la magnitud del componente Q; b) generar una señal de corrección para ambos los componentes I y Q; c) ajustar la ganancia de los componentes I y Q en función de la señal de corrección para producir una señal de amplitud compensada; y repetir las etapas a-c.

10. Método para compensar una señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura según la reivindicación 9, que comprende además las etapas de d) correlacionar recíprocamente los componentes de señal I y Q de la señal de amplitud compensada; e) derivar un producto de correlación recíproca; f) ajustar la ganancia de cada uno de los componentes de señal I y Q con el producto de correlación recíproca; g) mezclar un componente con la ganancia ajustada del componente diferente para producir una señal de amplitud y fase compensada; y repetir las etapas d-g.

11. Método para compensar una señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura, en que la señal incluye componentes I y Q, caracterizado en que comprende las etapas de a) correlacionar recíprocamente los componentes de señal I y Q; b) derivar un producto de correlación recíproca; c) ajustar la ganancia de cada uno de los componentes de señal I y Q de acuerdo con el producto de correlación recíproca; d) mezclar un componente con la ganancia ajustada del componente diferente para producir una señal de fase compensada; y repetir las etapas a-d.

12. Método para compensar una señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura según la reivindicación 11, caracterizado en que comprende además las etapas de e) comparar la magnitud del componente I de señal de fase compensada con la magnitud del componente Q; f) generar una señal de corrección para ambos los componentes I y Q; g) ajustar la ganancia de los componentes I y Q en función de la señal de corrección para producir una señal de amplitud y fase compensadas; y repetir las etapas e-g.