MX2007005387A - Metodo para reducir niveles de ambiguedad de simbolos transmitidos. - Google Patents

Abstract

La invencion presente esta dirigida a un transmisor y metodo para transmitir datos en un sistema de comunicacion digital, el metodo comprendiendo generar un simbolo original al mapear los bits de la secuencia de bits original utilizando una constelacion de modulacion, generar al menos un simbolo de contraparte del simbolo original o de al menos una secuencia de bits de contraparte generada de la secuencia de bits original en donde una combinacion del simbolo original y el al menos un simbolo de contraparte forma un simbolo casi piloto.

Description

MÉTODO PARA REDUCIR NIVELES DE AMBIGÜEDAD DE SÍMBOLOS TRANSMITIDOS CAMPO DE LA INVENCIÓN La invención se refiere a sistemas de comunicación digital Particularmente es aplicable a sistemas de comunicación en donde los datos son transmitidos sobre un canal vanante en tiempo o vanante en frecuencia, tal como en sistemas de comunicación móvil o comunicación satelital Es particularmente aplicable a sistemas de comunicación en donde los datos son transmitidos sobre un canal que tiene efectos de ruido o interferencia ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Para transmisión sobre largas distancias o enlaces inalámbricos, los datos digitales son modulados en uno o más portadores Se conocen en la técnica anterior diversos esquemas de modulación, tales como modulación por desplazamiento de amplitud (ASK), modulación por desplazamiento de fase (PSK) y modulación combinada de amplitud y fase como modulación de amplitud en cuadratura, QAM En todos los tipos de modulación mencionados, la señal modulada, en términos por ejemplo de fuerza de campo o voltaje, puede ser expresada por u(t) =Re(A - eJ?t ) Una secuencia de bits, o palabra de datos, se representa por un simbolo que tiene un valor complejo A en donde durante un cierto intervalo de tiempo (duración de símbolo), en donde = VCRe ))2 + ( n(A))2 representa la amplitud momentánea de la señal modulada y f(A) = arctan(lm(?)/Re( )) representa la fase momentánea de la señal modulada La asignación entre combinaciones de valores de bits y valores complejos (estados de modulación) se llama mapeo Generalmente, una palabra de datos que consiste en una secuencia de bits de b-bits da como resultado un mapeo de secuencias de bits 2b a valores complejo 2 En virtud de que los canales de transmisión real distorsionan la señal modulada por atenuación y modulación de fase, y debido a que añaden ruido a señal, ocurren errores en los datos recibidos después de desmodulación. La probabilidad de errores normalmente surge con una velocidad de datos creciente, es decir con un número creciente de estados de modulación y duración decreciente de símbolos Para lidiar con tales errores, se puede añadir redundancia a los datos, lo cual permite reconocer y corregir símbolos erróneos Se da un enfoque más económico a través de métodos los cuales repiten solamente la transmisión de datos en la cual hayan ocurrido errores no corregibles, tales como petición de repetición automática híbrida, HARQ, y redundancia progresiva En un método básico para transmitir datos repetidos en la técnica anterior, el mismo mapeo que se aplica en la primera transmisión es reutilizado para retransmisión De esta manera, el valor complejo que representa la palabra de datos repetida es idéntico a aquel de la palabra de datos original Esto sera referido como "Mapeo Simple" El documento EP 1 293 059 B1 muestra un método para redisponer símbolos de modulación digital con el fin de mejorar las contabilidades promedio de todos los bits Esto se puede obtener al cambiar la regla de mapeo de bits en símbolos de modulación Esta patente se enfoca en la redisposición para palabras de datos retransmitidas en un sistema ARQ Los documentos WO 2004 036 817 y WO 2004 036 818 describen como obtener el efecto de promediar contabilidad para un sistema en donde una palabra de datos original y una repetido son transmitidas sobre diferentes ramificaciones de diversidad, o en combinación con un sistema ARQ Los métodos y mecanismos de las publicaciones de patentes antes mencionadas serán referidos como "redisposición de constelación" o "CoRe" para efectos de simplicidad Una diferencia principal entre sistemas de comunicación alámbricos y sistemas de comunicación inalámbricos es el comportamiento del canal físico sobre el cual se transmite información El canal inalámbrico o móvil es variante por naturaleza sobre el tiempo y/o frecuencia Para un buen desempeño, en la mayoría de los sistemas de comunicación móvil modernos, una desmodulación de símbolos de datos en un receptor requiere una estimación precisa del canal, normalmente medido a través de un coeficiente de canal, que incluye el conocimiento acerca de la ganancia, el desplazamiento de fase, o ambas propiedades del canal Para facilitar esto, normalmente se inserta alguna clase de símbolos piloto en o entre la corriente de símbolos de datos que tienen una amplitud inequívoca predeterminada y/o valor de fase, que se puede utilizar para determinar el coeficiente del canal Esta información es posteriormente utilizada para mediciones de corrección como filtración de adaptación Un canal de comunicación también puede padecer de efectos de ruido o interferencia Estos efectos también influyen en la transmisión de dichos símbolos piloto Aún si el canal no cambia su característica de amplitud y fase, un receptor puede hacer una estimación errónea del canal debido al ruido o interferencia Para efectos de simplicidad, el presente documento se refiere a efectos de ruido e interferencia solamente como ruido, será evidente para los expertos en la técnica que las afirmaciones incluidas en lo sucesivo acerca del ruido son mutatis mutandis aplicable a interferencia "Desmodulación por retroalimentación de decisión" es un proceso iterativo en donde se utiliza un primer estimado de canal aproximado (o ninguno) para desmodular los símbolos de datos Después de desmodulación, y preferiblemente después de decodificación, la información obtenida es retroa mentada al estimador de canal para una estimación mejorada que resulte de los símbolos de datos Debe ser evidente que este procedimiento no solamente ocasiona demora y requiere una gran cantidad de cálculos en cada paso de iteración, sino que también depende en gran medida de la calidad del primer estimado de canal aproximado debido al circuito de retroahmentación Dicho procedimiento se conoce por ejemplo de Lutz H -J Lampe and Robert Schober, "Iterative Decision-Feedback Differential Demodulation of Bit-lnterleaved Coded MDPSK for Fiat Rayleigh Fading Channels" en IEEE Transactions on Communications, Volumen 49, Publicado el 7 de Julio, 2001 , Páginas 1 176-1 184 Normalmente, los propios símbolos de datos no pueden ser utilizados de manera precisa para estimación de canal, debido a que la amplitud y/o fase no se conocen a ppon la desmodulación El receptor tiene que concluir en un símbolo enviado con base en la señal recibida, antes de que sea posible la estimación de canal Debido a que el reconocimiento del símbolo puede ser erróneo, se introduce ambigüedad en la estimación de canal Este comportamiento se ve en la figura 1 y se detalla adicionalmente en el cuadro 1 para mostrar el número de ambigüedades involucradas en diferentes esquemas de modulación digital CUADRO 1 Propiedades de métodos de modulación digital seleccionados A partir del cuadro 1 también resulta fácilmente que el desempeño de un esquema de desmodulación por retroalimentación de decisión iterativo dependerá además en gran medida del número de ambigüedades involucradas en el esquema de modulación Un supuesto equivocado acerca del símbolo enviado conduce a un resultado equivocado de la estimación de canal Especialmente en esquemas de modulación con un alto número de estados de modulación, existe una alta probabilidad de símbolos erróneos debido a ruido inevitable A su vez Una estimación de canal equivocada, conduce a una corrección equivocada y en consecuencia a más errores en símbolos recibidos Por lo tanto, se necesita en la técnica relacionada una contabilidad mejorada de la estimación de canal La técnica anterior arriba mencionada se refiere solamente al aspecto de promediar las contabilidades de bits promedio de bits que son mapeados en un símbolo digital al redisponer los mapeos o mediante operaciones de bits ante del mapeo Aunque esto tiene un buen efecto si se conoce con precisión el canal variante en tiempo/frecuencia, no provee medios para mejorar el conocimiento del canal variante en tiempo/frecuencia en el receptor si la coherencia tiempo/frecuencia es relativamente pequeña en comparación con un paquete de datos, ni tampoco medios para mejorar el conocimiento de canal ruidoso en el receptor BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Por lo tanto, es un objetivo de la presente invención proveer un método que mejore la contabilidad de la estimación de canal en un sistema de transmisión digital Es un objetivo adicional de la presente invención proveer un transmisor para un sistema de comunicación digital que permite la contabilidad mejorada de la estimación de canal Es un objetivo particular de la presente invención eliminar completamente la ambigüedad de fase después de combinación de un simbolo original con símbolos retransmitidos que representan los mismos datos Este objetivo se alcanza al definir una manera especial de mapear palabras de datos repetidas en puntos de constelación de señal Se selecciona un patrón de constelación redispuesto que reduce el número de ambigüedades cuando los símbolos de datos originales y repetidos se combinan Es decir, el número de diferentes resultados que se pueden obtener al añadir los vectores o valores complejo en el plano de numero complejo que representan los puntos de constelación de una primera transmisión y de una retransmisión de la misma palabra de datos es inferior al numero de puntos de constelación originales o estados de modulación El numero de ambigüedades de fase se reduce aún más a uno (es decir, la ambigüedad de fases se elimina completamente) al utilizar solamente un subconjunto de todos los estados de modulación que son posibles de acuerdo con el esquema de modulación (mapeo) empleado para el símbolo original y de contraparte Este subconjunto se selecciona de manera que los valores complejo (estados de modulación) que representan todos los símbolos de modulación comprendidos en el subconjunto estén dentro de un plano medio del plano de complejo o dentro de un plano de dicho plano medio Para conveniencia y claridad, este subconjunto se denomina "subconjunto uno de ambigüedad de fase" o de manera abreviada "subconjunto PAO" La reducción de ambigüedades de amplitud y eliminación de ambigüedades de fase facilita una mejor estimación de canal, menos dependiente o independiente del símbolo de datos real transmitido Para obtener un número reducido de ambigüedades de amplitud 1 Determinar los valores de amplitud y fase para cada punto de constelación de la constelación original Esto se puede representar a través de un valor complejo 2 Para cada punto de constelación de la constelación original, determinar una o mas contrapartes complejo de manera que a la combinación coherente de un valor complejo original y valores complejo de contraparte para todas las palabras de datos dé como resultado un número reducido de niveles de amplitud en comparación con las constelaciones originales b la potencia de transmisión promedio de las constelaciones de contraparte es idéntica a la potencia de transmisión promedio de la constelación original (opcional) Para eliminar ambigüedades de fase, se procede de la siguiente manera 1 Determinar los valores de amplitud y fase para cada punto de constelación de la constelación original Esto se puede representar a través de un valor complejo 2 Para cada punto de constelación de la constelación original, determinar una o más contrapartes complejo de manera que a la combinación coherente del valor complejo original y valores complejo de contraparte para cada una o al menos una parte de todas las palabras de datos dé como resultado un número reducido de niveles de fase en comparación con las constelaciones originales, b la potencia de transmisión promedio de la constelación de contraparte es idéntica a la potencia de transmisión promedio de la constelación original (opcional) 3 Seleccionar un subconjunto PAO de símbolos de modulación (puntos de constelación) de la constelación original que serán utilizados para transmisión, de manera que los valores complejo que representan todos los símbolos de modulación comprendidos dentro del subconjunto PAO estén dentro de un plano medio del plano de complejo, en donde el límite del plano medio pasa a través del complejo origen 0+j0, y para cada símbolo dentro del subconjunto PAO los valores complejo respectivos de las contrapartes de acuerdo con el punto 2 están comprendidos dentro del mismo plano medio El paso b es opcional en ambos casos, ya que no es requerido para la reducción de ambigüedad Sin embargo, provee la ventaja de potencia de transmisión uniforme en el canal sobre señales transmitidas y retransmitidas Cabe señalar que, desde luego, existe una correspondencia uno a uno para cada palabra de datos entre la constelación original y una constelación de contraparte Por lo tanto, la relación entre puntos de constelación en la constelación original y cada constelación de contraparte es inequívoca, pero puede ser arbitraria Además, todas las constelaciones de contraparte tienen el mismo número de puntos de constelación (estados de modulación distintos, valores complejo asignados diferentes) que la constelación original La constelación o constelaciones de contraparte y el subconjunto PAO se pueden seleccionar a través del siguiente método 1 Dividir el plano de complejo en dos sub-planos adyacentes no traslapantes que contengan cada uno la mitad de los puntos de constelación 2 Para cada sub-plano, obtener un punto de valor complejo promedio de todos los puntos de constelación en ese sub-plano 3 Para cada sub-plano, obtener una constelación de contraparte al duplicar aproximadamente los puntos de constelación de cada sub-plano en el punto de valor complejo promedio 4 Seleccionar los símbolos dentro de uno de los dos sub-planos como el subconjunto PAO de símbolos que serán utilizados para transmisión El paso 4 no se requiere si todos los estados de modulación disponibles del esquema de modulación ya están al menos dentro de un plano medio del plano de complejo Este es el caso, por ejemplo, con modulación de amplitud pura como la 8-ASK mostrada en la figura 1 Como de cualquier manera cada sistema añade ruido y distorsión a señales transmitidas, es preferible aunque no se requiere, que la duplicación mencionada sea matemáticamente exacta Una duplicación aproximadamente sería suficiente en un sistema real Aproximado significa que la distancia entre el punto de constelación real y la posición duplicada ideal sea inferior a la mitad de la distancia al punto de constelación más cercano representando un valor diferente de la palabra de datos Dicha duplicación aproximada se puede emplear de manera benéfica en una representación de puntos fijos de los valores complejo, en donde la solución matemáticamente exacta no puede ser representada debido a la reducida presición de los números de puntos fijos Si no se requiere la condición de potencia de transmisión promedio constante, se puede aplicar el siguiente método más general 1 Dividir el plano de complejo en dos sub-planos adyacentes no traslapantes que contengan cada uno la mitad de los puntos de constelación 2 Para cada sub-plano, obtener un eje de simetría con respecto a por lo menos algunos de los puntos de constelación en ese sub-plano 3 Para cada sub-plano, obtener una constelación de contraparte al duplicar aproximadamente los puntos de constelación de cada sub-plano en un punto predefinido en el eje de simetría en ese sub-plano 4 Seleccionar uno de los dos sub-planos como el subconjunto PAO de símbolos que serán utilizados para transmisión Una vez más, el paso 4 no se requiere si todos los estados de modulación disponibles del esquema de modulación ya están al menos dentro de un plano medio del plano de complejo Los expertos en la técnica apreciarán que estos pasos requieren habilidades geométricas o de cálculo muy simples Cabe señalar que para constelaciones que son simétricas a por lo menos un eje arbitrario en el plano de complejo, se realiza preferiblemente una división en dos planos medios con respecto a dicho eje de simetría que no incluye ningún punto de señal Para constelaciones que son simétricas al eje real o imaginario, se utiliza ese eje respectivo, de lo contrario, el eje de simetría se inclinara Debe ser evidente que este método puede dar constelaciones de contraparte que sean de forma diferente que la constelación original si la constelación no es de punto simétrico con el punto de duplicación dentro de cada sub-plano Esto aplica particularmente si la constelación original representa una PSK o cualquier modulación ASK/PSK combinada a parte de QAM El mantener la forma de la constelación original puede tener ventajas en la implementación del desmodulador (calculador LLR) del receptor, el cual no se discutirá de forma más detallada en la presente Para mantener la misma forma para las constelaciones de contraparte que la constelación original, los pasos 1 a 4 de la generación de constelación de contraparte se deben alterar entonces de la siguiente manera 1 Dividir el plano de complejo en dos sub-planos adyacentes no traslapantes que contengan cada uno la mitad de los puntos de constelación 2 Crear constelaciones de contraparte de manera que el número de constelaciones de contraparte es uno inferior al número de puntos de constelación en un sub-plano 3 Para cada sub-plano en cada constelación de contraparte, permutar el mapeo de palabras de datos en puntos de constelación de manera que en constelaciones originales y de contraparte, cada palabra de datos sea mapeada única y exactamente una vez en cada uno de los puntos de constelación 4 Seleccionar uno de los dos sub-planos como el subconjunto PAO de símbolos que serán utilizados para transmisión Se puede notar que para formas idénticas de constelaciones originales y de contraparte, los valores complejo que representan los símbolos contenidos en dicho subconjunto PAO de la constelación original son idénticos a los valores complejo que representan los símbolos que están dentro del mismo plano medio de la constelación de contraparte Para ciertos esquemas de modulación, no se requiere necesariamente una reducción al mismo tiempo de ambigüedades de amplitud y fase para desmodulación Por ejemplo, en esquemas PSK, toda la información de datos está contenida en el ángulo de fase del símbolo de modulación, la amplitud es muy irrelevante Para PSK, se puede aplicar el siguiente procedimiento para obtener una constelación de contraparte la cual elimina ambigüedades de fase 1 Dividir el plano de complejo en dos sub-planos adyacentes no traslapantes que contengan cada uno el mismo número de puntos de constelación 2 Para cada sub-plano, determinar un eje de simetría con respecto a la posición de al menos una parte de los puntos de constelación dentro de este sub-plano 3 Obtener una constelación de contraparte al duplicar los puntos de constelación de cada sub-plano en el eje de simetría de este sub-plano 4 Seleccionar uno de los dos sub-planos como el subconjunto PAO de símbolos que serán utilizados para transmisión El mapeo de una palabra utilizando la constelación original, es decir, el mapeo de una palabra de datos en un valor complejo de acuerdo con la constelación original, da como resultado el símbolo de constelación original o simplemente el símbolo original De manera similar, el mapeo de una palabra de datos utilizando una constelación de contraparte, es decir, el mapeo de una palabra de datos en un valor complejo de acuerdo con una constelación de contraparte, da como resultado el símbolo de constelación de contraparte o simplemente el símbolo de contraparte En una alternativa de la presente invención, el objetivo se consigue al utilizar un mapeo idéntico de pluralidades de bits (que constituyen las palabras de datos) a símbolos de modulación, y al utilizar manipulaciones de bits predeterminadas en cada pluralidad de bits para las retransmisiones De una manera análoga, la selección de un subconjunto PAO de los símbolos que serán utilizados para transmisión se realiza al reemplazar por lo menos uno de los bits dentro de una palabra (pluralidad de bits) mapeados a un símbolo de modulación, por un valor fijo, por ejemplo 0 o 1 De acuerdo con un aspecto de la presente invención, un método para transmitir datos en un sistema de comunicación digital comprende a) seleccionar un subconjunto de todos los estados de modulación disponibles en un esquema de modulación predeterminado, que serán utilizados para transmisión, b) un primer paso de transmisión que transmite un primer simbolo que representa una primera pluralidad de bits, el símbolo tiene un primer estado de modulación comprendido en dicho subconjunto, y c) por lo menos un paso de transmisión adicional (1206) que transmite símbolos adicionales que representan la primera pluralidad de bits, cada uno de los símbolos adicionales tiene un estado de modulación adicional comprendido en dicho subconjunto La adición de valores complejo asociados con dicho primer estado de modulación y dichos estados de modulación adicionales produce, para cada combinación de valores de bits dentro de la pluralidad de bits, la misma fase del resultado complejo De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, un medio de almacenamiento legible por computadora tiene almacenado en el mismo instrucciones de programa que, cuando se ejecutan en un procesador de un transmisor de un sistema de comunicación digital, ocasionan que el transmisor realice el método de acuerdo con el primer aspecto De acuerdo además con otro aspecto de la presente invención, un transmisor para un sistema de comunicación digital está configurado para realizar el método del primer aspecto De acuerdo con un aspecto adicional de la presente invención, una estación base para un sistema de comunicación móvil comprende el transmisor de acuerdo con el aspecto anterior De acuerdo ademas con un aspecto adicional de la presente invención, una estación móvil para un sistema de comunicación móvil comprende el transmisor definido en el aspecto anterior De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, un método para recibir datos en un sistema de comunicación digital, comprende a) primeros y segundos pasos de recepción que reciben un primer y un segundo símbolo, ambos representando una primera pluralidad de bits, b) un paso de calculo de probabilidad para calcular valores de probabilidad a partir del primer y segundo símbolos recibidos para al menos un subconjunto de la primera pluralidad de bits, y c) un paso para establecer valores de probabilidad para al menos un bit predeterminado de dicha primera pluralidad de bits a un valor que indica un valor de bit desconocido De acuerdo con un aspecto adicional de la presente invención, un medio de almacenamiento legible por computadora tiene almacenado en el mismo instrucciones de programa que, cuando son ejecutadas en un procesador de un receptor de un sistema de comunicación digital, ocasionan que el receptor realice el método de acuerdo con el aspecto anterior De acuerdo incluso con otro aspecto de la presente invención, un receptor para un sistema de comunicación digital está configurado para realizar el método del aspecto anterior De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, una estación base para un sistema de comunicación móvil comprende el receptor según lo antes definido De acuerdo además con un aspecto de la presente invención, una estación móvil para un sistema de comunicación móvil comprende el receptor según lo definido anteriormente Otro aspecto de la presente invención se refiere a un transmisor y método para transmitir datos en un sistema de comunicación digital, el método comprende un primer paso de transmisión que transmite un primer símbolo que representa una primera pluralidad de bits, el símbolo tiene un ppmer estado de modulación y por lo menos un paso de transmisión adicional que transmite símbolos adicionales que representan la primera pluralidad de bits, cada uno de los símbolos adicionales tiene un estado de modulación adicional, en donde una combinación de al menos un parámetro del primer símbolo con al menos un parámetro de uno de los símbolos adicionales da como resultado un número menor de diferentes estados de parámetros resultantes posibles después de combinación que el número de diferentes estados de parámetro antes de combinación Otro aspecto de la presente invención se refiere a un transmisor y método para transmitir datos en un sistema de comunicación digital, el método comprende generar un símbolo original al mapear los bits de la secuencia de bits original utilizando una constelación de modulación, generar al menos un símbolo de contraparte del simbolo original o de al menos una secuencia de bits de contraparte generada a partir de la secuencia de bits original en donde una combinación del símbolo original y el al menos un símbolo de contraparte forma un símbolo casi piloto Otro aspecto de la presente invención se refiere a un receptor y método para recibir datos en un sistema de comunicación digital que comprende la recepción de un primer símbolo y al menos un símbolo adicional, obtener al menos una combinación de al menos un parámetro del primer símbolo con al menos un parámetro de los símbolos adicionales, al menos uno, utilizando la al menos una combinación para obtener una estimación de un parámetro de canal de comunicación BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Los dibujos anexos se incorporan y forman parte de la especificación con el propósito de explicar los principios de la invención No se entenderá que los dibujos limitan la invención solamente a los ejemplos ilustrados y descritos de cómo se puede realizar y utilizar la invención Características y ventajas adicionales serán evidentes a partir de la siguiente descripción más detallada de la invención, como se ilustra en los dibujos anexos, en los cuales La figura 1 da un panorama con respecto a diversas constelaciones de mapeo de modulación digital, las figuras 2A-2B ilustran un ejemplo de una ubicación de palabra de datos original y repetida para la palabra de datos no 10 en 16- QAM, las figuras 3A-3B ilustran un ejemplo de ubicación de palabra de datos original y repetida para la palabra de datos no 14 y 39 en 64-QAM , las figuras 4A-4D ilustran el efecto del método descrito cuando se aplica a modulación QPSK, las figuras 5A-5B ilustran un ejemplo alternativo de dos mapeos para modulación 8-PSK original, las figuras 6A-6B muestran un ejemplo alternativo de dos mapeos para modulación 16-PSK original, las figuras 7 y 8 ilustran dos alternativas para mejorar la confiabihdad de la estimación de canal en el caso de modulación 8-PSK, las figuras 9A-9H muestran un ejemplo de ocho mapeos para modulación 16-PSK, las figuras 10A-10C ilustran ejemplos de resultados a partir de la combinación coherente de valores de palabras de datos idénticos utilizando 2, 4 u 8 mapeos diferentes de las figuras 9A-9H, respectivamente, la figura 1 1 ilustra ejemplos de una estructura de marco unidimensional para símbolos piloto y de datos, la figura 12 ilustra pasos de un método para transmisión de datos en un sistema de comunicación digital, la figura 13 muestra un ejemplo de una cadena transmisora, las figuras 14A-14C muestran un ejemplo de combinar mapeo original y de contraparte en un supermapeo para una modulación 8-PSK original, las figuras 15A-15C muestran un ejemplo de combinar mapeo original y de contraparte en un supermapeo para una modulación 16-QAM original, las figuras 16A-16B muestran un ejemplo para un mapeo original y un mapeo de contraparte en 16-QAM que produce cuatro valores de resultados de combinación diferentes similares a estados de modulación QPSK, las figuras 17A-17B dan un ejemplo de una secuencia de 4 bits original y de contraparte en 16-QAM, la figura 18 ilustra pasos de un método para mejorar la confiabihdad en la estimación de propiedades de canal de transmisión, la figura 19 muestra pasos para determinar bits que serán reemplazados por un valor fijo y bits que serán invertidos para retransmisión con PSK, la figura 20 ilustra un ejemplo para retransmisión con inversión de bits con 8-PSK, la figura 21 muestra pasos para determinar bits que serán reemplazados por un valor fijo y bits que serán invertidos para retransmisión con ASK, la figura 22 ilustra un ejemplo para retransmisión con inversión de bits con 8-ASK, la figura 23 muestra pasos para determinar bits que serán reemplazados por un valor fijo y bits que serán invertidos para retransmisión con ASK/PSK mezclada, la figura 24 ilustra un ejemplo para retransmisión con inversión de bits con 4-ASK/4-PSK, la figura 25 ¡lustra la parte 4-ASK del esquema de modulación de la figura 24; la figura 26 ilustra la parte 4-PSK del esquema de modulación de la figura 24; la figura 27 muestra pasos para determinar bits que serán reemplazados por un valor fijo y bits que serán invertidos para retransmisión con QAM cuadrada; la figura 28 ilustra un ejemplo para retransmisión con inversión de bits con 16-QAM; la figura 29 ilustra la parte en fase del esquema de modulación de la figura 28; la figura 30 ilustra la parte de cuadratura del esquema de modulación de la figura 28; las figuras 31 a 34 muestran ejemplos de QAM cuadrada no uniforme; la figura 35 muestra un ejemplo de una cadena transmisora; la figura 36 ilustra una estructura ejemplar de una estación base; la figura 37 ilustra una estructura ejemplar de una estación móvil; la figura 38 ilustra una combinación subóptima y caso de inversión que da como resultado una situación de ambigüedad de QPSK equivalente para una 4-ASK/4-PSK original; la figura 39 ¡lustra una combinación subóptima y caso de inversión que da como resultado una situación de ambigüedad de QPSK equivalente para una 16-QAM-cuadrada original; las figuras 40A-40B ilustran planos medios y bits de planos medios en QPSK original de acuerdo con la presente invención; las figuras 41A-41 B ¡lustran planos medios y bits de planos medios en 8-PSK original de acuerdo con la presente invención; las figuras 42A-42B muestran planos medios y bits de planos medios en 16-QAM original de acuerdo con la presente invención; las figuras 43 y 44 muestran ejemplos de planos medios en QPSK y 8-PSK; la figura 45 muestra una estructura receptora ejemplar; las figuras 46A y 46B muestran una estructura simplificada de generación de símbolos original y de contraparte, y su interpretación conjunta como un casi piloto; la figura 47 ilustra una estructura de marco OFDM de la técnica anterior que incluye símbolos piloto, símbolos de control compartido, y símbolos de datos compartidos; las figuras 48 a 56 ilustran diferentes posibilidades no exhaustivas de cómo se pueden colocar símbolos casi piloto en un marco OFDM; la figura 57 muestra el proceso de multiplicación por elementos de componentes casi piloto con un código de propagación; la figura 58 muestra el proceso de multiplicación por casi piloto de símbolos casi piloto con un código de propagación, la figura 59 ilustra el proceso de propagación por elementos de componentes casi piloto con un código de propagación, la figura 60 ilustra el proceso de propagación por casi piloto de un simbolo casi piloto con un código de propagación, la figura 61 muestra el proceso de un desplazamiento de fase constante a nivel de elementos de componentes casi piloto, las figuras 62A-62B son un ejemplo de QPSK que muestra constelaciones originales y de contraparte cuando la combinación de potencia y combinación de fase deben dar como resultado cada una un nivel, las figuras 63A-63B son un ejemplo de 8-PSK que muestra constelaciones originales y de contraparte cuando la combinación de potencia y combinación de fase deben dar como resultado cada una un nivel, las figuras 64A-64B son un ejemplo de 16-QAM que muestra constelaciones originales y de contraparte cuando la combinación de potencia y combinación de fase deben dar como resultado cada una un nivel, la figura 65 ilustra el uso de diferentes esquemas de modulación dependiendo si se utilizan símbolos casi piloto o símbolos de datos simples, la figura 66 ilustra el uso de los mismos esquemas de modulación para símbolos originales, símbolos de contraparte, y símbolos de datos simples, la figura 67 es un diagrama de flujo sobre el método para obtener una o más constelaciones de contraparte a partir de una constelación original cuando se considera la combinación de potencia, la figura 68 es un diagrama de flujo sobre el método para obtener una o más constelaciones de contraparte a partir de una constelación original cuando se considera la combinación de amplitud, la figura 69 es un diagrama de flujo sobre el método para obtener una o más constelaciones de contraparte a partir de una constelación original cuando se considera la combinación de fase, y las figuras 70A-70B son un ejemplo de 4-ASK/4-PSK que muestra constelaciones originales y de contraparte cuando la combinación de amplitud y combinación de fase deben dar como resultado cada una un nivel En todas las figuras anexas que muestran mapeos o constelaciones, se identifica un punto con una etiqueta numérica Debe ser evidente para los expertos en la técnica que este etiquetado pretende representar una palabra de datos o secuencia de bits determinada en el contexto de comunicación, las etiquetas en sí se utilizan únicamente para representar una palabra de datos fija pero arbitraria, por lo tanto, las etiquetas consecutivas no tienen que representar las secuencias de bits consecutivas en términos de su representación binaria, octal, decimal, hexadecimal, u otra representación numérica DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Las figuras 2A-2B muestran un ejemplo de una transmisión utilizando el sistema de modulación 16-QAM. De acuerdo con el cuadro 1 , dicho simbolo de modulación de datos porta cuatro bits. En el método aqui descrito, estos cuatro bits se transmiten dos veces: 1. Utilizando un primer mapeo de constelación 201 para la palabra de datos original de cuatro bits; 2. Utilizando una segunda constelación diferente 202 para la palabra de datos repetida de cuatro bits. Sin perder la generalidad, se asume a continuación que la potencia de transmisión promedio de una constelación es igual a 1 . Los valores dados en las figuras anexas se refieren a esta situación. Será evidente para los expertos en la técnica cómo ajustar los valores adecuadamente si la potencia de transmisión promedio es diferente a 1. También es obvio cómo obtener valores de potencia de transmisión de símbolos de modulación digital de manera que la potencia de transmisión promedio de todos los símbolos de modulación digital sea 1 , o cualquier otro valor arbitrario. Para obtener constelación de contraparte 202 a partir de la constelación original 201 , el plano de complejo se divide a lo largo del eje imaginario 203 en dos sub-planos adyacentes no traslapantes 204 y 205. Para la constelación en las figuras 2A-2B, el eje imaginario es un eje de simetría. La línea diagonal 206 también puede ser utilizada, pero es conveniente seleccionar una línea divisoria para ambos sub-planos, en la cual no se localicen puntos de constelación A continuación, se determinan ejes de simetría para ambos sub-planos En el caso de las figuras 2A-2B, el eje real 207 es un eje de simetría para ambos sub-planos Para obtener una ambigüedad reducida después de combinar una palabra de datos transmitida original con su versión repetida, la posición de un punto de constelación en la constelación de contraparte tiene que ser duplicada con respecto a un punto 208, 209 en el eje de simetría, es decir el eje real 207, a partir del punto de constelación original De acuerdo con la división en los sub-planos 204 y 205, todos los puntos de constelación que pertenecen al sub-plano 204 tienen que ser duplicados con respecto al punto 208, mientras que todos los puntos de constelación que pertenecen al sub-plano 205 tienen que ser duplicados con respecto al punto 209 Con el fin de obtener una potencia de transmisión promedio idéntica de transmisión y retransmisión, este punto de duplicación 208, 209 debe ser igual al promedio de todos los valores complejo en el sub-plano respectivo En las figuras 2A-2B, para el número de palabra 10, se resaltan los estados de modulación o puntos de constelación de mapeo original y la constelación de contraparte Con el fin de eliminar completamente ambigüedades de fase después de combinación de símbolo original y de contraparte, uno de los sub-planos 204 y 205 se selecciona como sub-conjunto PAO que será utilizado para la transmisión Si se selecciona el sub-plano 204, solamente se utilizan los puntos de constelación (estados de modulación) 9-16 para transmisión y retransmisión Por el contrario, si se selecciona el sub-plano 205 como subconjunto PAO, solamente se utilizan los puntos de constelación 1 -8 para transmisión y retransmisión Las figuras 43 y 44 muestran ejemplos de posibles divisiones del plano de complejo en sub-planos adyacentes no traslapantes (aquí planos medios) Los estados de modulación en uno de los sub-planos 4301 o 4302, 4303 o 4304, 4401 o 4402, 4403 o 4404, 4405 o 4406, 4407 o 4408 se puede seleccionar como el subconjunto de estados de modulación que será utilizado para las transmisiones No se recomiendan los planos medios 4305 o 4306, debido a que existen estados de modulación en la línea que divide los sub-planos En virtud de que el subconjunto PAO contiene solamente algunos de los puntos de constelación disponibles en el esquema de modulación original, los datos que serán transmitidos tienen que ser adaptados a la capacidad reducida del canal Asumiendo que el conjunto PAO contiene exactamente la mitad de los puntos de constelación disponibles en el esquema de modulación original, esto se puede realizar por ejemplo al • Distribuir bits de datos en un número mayor de símbolos de modulación (por ejemplo transmitir 3 palabras con 4 bits cada uno en 4 símbolos en lugar de 3) o • Puntuar un bit por símbolo transmitido, • Alternativamente, se puede utilizar un esquema de modulación de mayor orden, por ejemplo 32-QAM en lugar de 16-QAM Las figuras 3A-3B muestran un primer mapeo 301 y un mapeo adicional 302 para 64-QAM Aqui, una vez más, el plano de complejo se divide en dos sub-planos adyacentes no traslapantes a lo largo del eje imaginario 303 Posteriormente para el segundo mapeo, cada punto de constelación se duplica a partir de su posición original en la primera constelación con respecto al valor complejo promedio 304, 305 en el mismo sub-plano, respectivamente de acuerdo con el sub-plano al cual pertenece un punto de constelación Se selecciona ya sea el plano medio izquierdo o derecho que será utilizado para transmisión, es decir, el subconjunto PAO comprende los puntos de constelación 1 a 32 o los puntos de constelación 33 a 64 El resultado de combinar transmisión original y transmisión repetida (contraparte) de la misma palabra arbitraria se demuestra en las figuras 4A-4D para el ejemplo de QPSK Para obtener el segundo mapeo 404 o el adicional o de contraparte a partir del primer mapeo o mapeo original 401 , el plano de complejo se divide a lo largo del eje imaginario 403 en dos sub-planos adyacentes no traslapantes 404 y 405 En cada sub-plano, los puntos de constelación se duplican con respecto a valores promedio 406 y 407, respectivamente El número de palabra "1 " se representa en el primer mapeo por el vector 408 y en el segundo mapeo por el vector 409 Debido a que la amplitud del portador promedio se define como 1 , cada vector tiene una longitud de 1 . La combinación coherente de los símbolos es equivalente a la adición de ambos vectores lo cual produce un número real 410 de V2. Las figuras 4B-4D muestran la combinación coherente para los números de palabra "2", "3", y "4" respectivamente. Parece que el número de ambigüedades se reduce a un nivel de amplitud y dos niveles de fase 410 y 411 , similar a una modulación BPSK. Esto permite determinar de manera fácil e inequívoca la atenuación de un canal de transmisión, y su desplazamiento de fase entre -p y +p . La reducción de puntos de constelación utilizados a cualquiera de solamente "1 " y "2" o solamente "3" y "4" da como resultado una reducción adicional de resultados de combinación posibles ya sea al punto 410 o al punto 41 1 solo, respectivamente. El principio explicado junto con las figuras 4A-4D para el ejemplo de QPSK, se puede aplicar de una manera similar a todas las constelaciones de QAM, con lo cual la combinación coherente da como resultado un solo valor, independientemente del número de estados de modulación o puntos de constelación. Si no se requiere mantener la forma de la constelación original para la constelación de contraparte (o constelación adicional o segunda), siempre es posible encontrar una sola constelación de contraparte que cumpla los requisitos de eliminar completamente las ambigüedades. Un ejemplo para esta situación se muestra en las figuras 5A-5B, en donde el mapeo original (primero) sigue el esquema 8-PSK Para obtener la equivalencia de 8-PSK después de combinar de manera coherente dos mapeos, el plano de complejo se divide a lo largo del eje imaginario 503 en sub-planos adyacentes no traslapantes 504 y 505 En cada sub-plano, cada punto de constelación se duplica con respecto al valor complejo promedio 506 o 507, respectivamente Por ejemplo, el punto de constelación para el número de palabra "1 " se duplica con respecto al punto 507 a la posición 508 El mapeo de contraparte (segundo) 502 da como resultado una constelación ASK/PSK combinada Nuevamente, ya sea el sub-plano 504 (puntos 5-8) o sub-plano 505 (puntos 1 -4) se selecciona como subconjunto PAO que será utilizado para transmisión y retransmisión para eliminar la ambigüedad de fase restante de la equivalencia de BPSK Las figuras 6A-6B muestran una situación similar para el caso en el que el mapeo original (primero) es un esquema de 16-PSK Si se va a remover la ambigüedad, entones el mapeo de contraparte (segundo) es bastante irregular Si debe mantenerse la forma de la constelación original para la(s) constelac?ón(es) de contraparte, podría suceder que se requiriera mas de una constelación de contraparte para remover las ambigüedades de fase Esto resulta particularmente cierto para las modulaciones de PSK con mas de cuatro puntos de constelación de señal En la figura 7 se proporcionan ejemplos de dichas constelaciones de contraparte y los resultados de la combinación coherente de las mismas para 8-PSK, y ejemplos para las constelaciones de contraparte en las figuras 9A-9H y los resultados respectivos a partir de la combinación coherente en las figuras 10A-10C para 16-PSK Como se puede ver, los puntos de constelación o estados de modulación para todas las retransmisiones se encuentran en el mismo plano secundario que el punto de constelación para la transmisión original Por lo tanto los puntos de constelación que están dentro de los planos secundarios 706, 707, 804, 805 etc se pueden elegir como un subconjunto de PAO para ser utilizado para las transmisiones Regresando a la figura 7, el plano de complejo de la constelación original (primer mapeo) 701 está dividido en dos planos secundarios adyacentes traslapados 706 y 707 mediante un eje imaginario 705 Dentro de cada uno de los planos secundarios los mapeos de una palabra de datos dada en un punto de constelación se permutan de tal manera que la misma palabra es asignada exactamente una vez a cada posición (punto de constelación) en su plano secundario dentro de todos los mapeos 701 -704 En consecuencia la combinación coherente de las cuatro transmisiones de la misma palabra da como resultado el mismo valor, independiente del valor de la palabra En la figura 7 el número de palabra "1 " está representado por el vector 708 en el primer mapeo 701 , por el vector 709 en el segundo mapeo 702, por el vector 710 en el tercer mapeo 703 y por el vector 71 1 en el mapeo 704 El resultado 712 es el valor real de aproximadamente 2 6131 para todos los valores de palabra asignados al tercer plano medio derecho, así como para todos los valores de palabra se les agregan los mismos vectores, pero en orden diferente En forma similar el valor real de aproximadamente -2 6131 es el resultado 713 para todos los valores asignados al plano medio derecho En consecuencia la ambigüedad se puede remover por completo utilizando cuatro mapeos de palabras en puntos de constelación y eligiendo ya sea solamente estados de modulación 1 -4 o solamente estados de modulación 5-8 que serán utilizados para las transmisiones Si solamente se va a remover la ambigüedad de fase para los esquemas PSK, deberá ser suficiente utilizar solamente una constelación de contraparte lo cual da como resultado un resultado combinado como en la figura 8 o las figuras 10A o 10B, que ya muestran solamente un nivel de fase (en este caso 0° o 180° al eje real si los puntos 1-4 o los puntos 5-8 para 8-PSK (figura 8), o el punto 1 -8 o el punto 9-16 para 16-PSK (figuras 9A-9H) se eligen para el subconjunto PAO) En la figura 8, el plano de complejo se divide a lo largo del eje imaginario 803 en planos secundarios adyacentes 804 y 805 que no se traslapan En vez de duplicar cada posición de constelación a partir de su posición en el primer mapeo 801 con respecto a un punto, para obtener la posición dentro del segundo mapeo 802, se duplica la posición con respecto al eje real 806, que es un eje de simetría para ambos planos secundarios La combinación de la primera transmisión (original) y la transmisión repetida del numero de palabra "1 " es la suma de vectores 807 y 808, que produce el valor real de aproximadamente 0 7654 en el punto 812 Sería lo mismo para el numero de palabra "4" Cuando se combinan los vectores 809 y 810 para los números de palabra '2" o "3", el resultado es de aproximadamente 1 8478 en el punto 81 1 Incluso cuando la ambigüedad en la amplitud es de más de 1 , dicho escenario mejorará mucho las capacidades de estimación de canal, ya que no se puede requerir la amplitud exacta en el procedimiento de desmodulacion de un esquema de modulación PSK Las figuras 9A-9H muestran 8 mapeos diferentes para 16-PSK Si solamente se combinan el primero y el segundo mapeos, son posibles 4 resultados en cada mitad del eje real, como se puede ver en la figura 10A (cuatro niveles de amplitud) Cuando se combinan los cuatro primeros mapeos, ocurren dos resultados para cada subconjunto PAO posible, como se puede ver en la figura 10B (dos niveles de amplitud) Solamente cuando todos los 8 mapeos se combinan, se remueve la ambigüedad por completo cuando se reduce el conjunto de puntos de constelación utilizados a aquellos en el plano medio derecho o a aquellos en el plano medio izquierdo El procedimiento que se describe en esta invención se puede interpretar como una redisposición de las reglas de mapeo desde una palabra (pluralidad de bits) a punto de constelación entre la versión original y la versión repetida de la palabra Por lo tanto también se hace referencia a este método como "redisposición de repetición", o "ReRe" para resumir en las siguientes secciones No todas las palabras en el marco tienen que ser transmitidas utilizando el enfoque de redisposición de repetición que se describe en la presente invención si el canal solamente esta variando lentamente, un pequeño número de palabras de ReRe puede ser suficiente para facilitar buenas condiciones de estimación de canal para un receptor En consecuencia otras palabras de datos pueden utilizar otros métodos conocidos de la técnica anterior, como la transmisión sin repetición, la repetición de mapeo simple o la repetición de redisposición de constelación (CoRe) Esta última es la solución preferida en un escenario de repetición ya que proporciona tasas más pequeñas de error de bit en un receptor Dichas alternativas de repetición están representadas en la figura 1 1 El marco de datos 1 101 contiene datos transmitidos de acuerdo con la técnica anterior, en este caso con redisposición de constelación Por el contrario, el marco de datos 1 102 contiene solamente datos transmitidos de acuerdo con el método presentado en la presente El marco de datos 1 103 contiene datos transmitidos de acuerdo con ambos métodos La palabra de datos 1 104, transmitida utilizando un primer mapeo (original), se repite como palabra de datos 1 105 de acuerdo con un segundo mapeo como se describió antes Lo mismo aplica para la palabra de datos 1106, que es retransmitida como palabra de datos 1 107 La cantidad y la posición de símbolos de datos ReRe se pueden señalizar adicionalmente en un canal de control, explícitamente o por medio de un parámetro predefinido del transmisor al receptor, para proporcionarle al receptor el conocimiento de cuál parte del marco de datos sigue cuál estrategia de repetición Para los canales selectivos, resulta ventajoso que un símbolo original y su(s) s?mbolo(s) de contraparte sean transmitidos en lugares adyacentes dentro del marco de tiempo, ya que el beneficio de la redisposición de repetición depende de las condiciones del canal que son lo más parecidas posibles para los símbolos originales y de contraparte Alternativamente sería posible transmitir un símbolo original y un símbolo de contraparte al mismo tiempo en diferentes canales de frecuencia de un sistema FDMA, o en diferentes canales de código de un sistema CDMA Para los expertos en la técnica resultará obvio que estas alternativas se pueden combinar Por ejemplo en un sistema OFDM, el símbolo original y de contraparte se pueden transmitir en subportadores adyacentes, en lapsos de tiempo adyacentes, o en ambos La última posibilidad es particularmente apreciable cuando hay varios símbolos de contraparte para ser transmitidos con el mismo símbolo original, por ejemplo, tres símbolos de contraparte para 8-PSK Entonces el primer símbolo de contraparte puede ser transmitido en un lapso de tiempo adyacente en el mismo subportador que el símbolo original, el segundo simbolo de contraparte puede ser transmitido en el mismo lapso de tiempo en un subportador adyacente al símbolo original, el tercer símbolo de contraparte puede ser transmitido en un subportador adyacente en un lapso de tiempo adyacente al símbolo original Los ejemplos que se muestran en las figuras anexas muestran constelaciones de mapeo que da como resultado puntos de señal combinados que descansan en el eje derecho en las gráficas, normalmente representando el eje de la parte real en el plano de señal compleja Será evidente para los expertos en la técnica que se pueden definir otros mapeos que alcancen un numero reducido de ambigüedades, sin dar como resultado puntos de señal combinados en el eje real Por ejemplo, es muy fácil definir mapeos QAM que resulten en puntos de señal en el eje imaginario De igual manera es fácilmente posible definir mapeos para PSK que den como resultado puntos en una línea recta inclinada en cierto ángulo al eje real Una elección de implementación del diseñador del sistema puede ser cuál de dichos mapeos se eligen, y no tienen ninguna influencia directa en el concepto técnico en lo que concierne a esta invención Esta descripción se ha enfocado en las constelaciones de modulación que requieren desmodulación, coherente En consecuencia el algoritmo que se describió se formula de tal manera que los puntos de constelación originales y re-dispuestos también se combinan coherentemente Sin embargo será evidente que el algoritmo de diseño así como el método de combinación se pueden modificar fácilmente para que sean adecuados para un enfoque no coherente Por ejemplo, para ASK seria posible una simple detección no coherente de la amplitud del portador, y podrían agregarse valores a escala para la combinación En la anterior descripción detallada, siempre se han utilizado planos secundarios adyacentes no traslapantes Como un ejemplo alternativo para las múltiples divisiones en planos secundarios, la división se podría hacer en cuatro cuartos de plano adyacentes no traslapantes, cada cuarto de plano se asemeja a un cuadrante del plano de complejo Una constelación de contraparte al primer mapeo de las figuras 9A-9H podría ser el tercer mapeo en las mismas figuras En este caso los estados de modulación dentro de uno de los cuatro cuartos de plano tendrían que ser elegido como un subconjunto de PAO de los estados de modulación que se utilizaran para todas las transmisiones, por ejemplo los números 1-4, 5-8, 9-12 o 13-16 Un mapeo original y de contraparte con cuatro cuartos de plan adyacentes no traslapantes para 16-QAM se representa en la figuras 16A y 16B respectivamente De nuevo solamente los estados de modulación dentro de uno de los cuatro cuartos de plano se puede elegir para el subconjunto PAO que será utilizado para todas las transmisiones La combinación del símbolo original y el símbolo de retransmisión daría como resultado uno de los puntos 1601-1604, dependiendo del subconjunto PAO seleccionado Otro criterio lateral adicional cuando se eligen los mapeos de contraparte es que la combinación coherente no deberá dar como resultado bajo ninguna circunstancia gel origen del plano complejo Esto se debe simplemente a la razón de que un receptor no podría extraer ninguna información en el estado de canal de un punto de señal combinado del valor complejo 0 En otra alternativa, solamente un subconjunto de todos los estados de modulación posibles o un subconjunto de todos los valores de palabra de datos existente puede ser sometido al método descrito Incluso de este modo se puede reducir la ambigüedad en la determinación de las propiedades de canal de transmisión En esta descripción se asume que la palabra de datos original y repetida consiste cada una en la misma secuencia de bits b-bit Para hacer más simple la descripción, se asumió un mapeo que mapea bits b en un valor de complejo Por lo tanto una constelación original consiste en 2b distintos valores de complejo, y una constelación de contraparte consiste en 2 valores complejos Una constelación original y una o más constelaciones de contrapartes se pueden resumir en una "super-constelación" Esta super-constelación puede ser representada entonces como un "super-mapeo" que resume el mapeo original y uno o más mapeos de contraparte En este caso la información de control que significa que el mapeo original o de contraparte sea incluido en el super-mapeo o la super-constelación - Una palabra de control es pre-incluida en cada palabra de datos La palabra de control asume un valor específico para cada transmisión, por ejemplo "1 " para la primera transmisión de una palabra de datos, "2" para la segunda transmisión de la misma palabra de datos, y asi sucesivamente El s super-mapeo mapea los diferentes valores de la palabra de control y la palabra de datos concatenadas a estados de modulación o puntos de super-constelación De esta manera los diferentes mapeos de valores de palabra de datos a los estados de modulación se obtienen para diferentes valores de la palabra de control Si el super-mapeo se dispone en una manera apropiada, los diferentes mapeos de los valores de palabra de datos al estados de modulación pueden exhibir las propiedades que se describieron antes La figura 14A muestra una constelación original para el ejemplo 8-PSK, y la figura 14B muestra una constelación de contraparte relacionada Por ejemplo, el punto de constelación 1401 representa el símbolo "1 " en una primera transmisión y el punto de constelación 1402 representa el mismo símbolo en una segunda transmisión o re-transmisión Deberá notarse que la diferencia con las constelaciones que se muestran en las figuras 5A-5B se limitan a diferentes etiquetas de los puntos de constelación Esta diferencia solamente es cuestión de conveniencia, los experto en la técnica se podrán dar cuenta que es una materia de convención si los símbolos se enumeran del 1 al 8 o de 0 a 7 A partir de la constelación y 14b, la super-constelación en la figura 14c se obtiene incluyendo los puntos de constelación a partir de ambas constelaciones, pre-incluyendo un °0° o °1 ° delantero en la etiqueta para significar si el punto de constelación fue generado utilizando el mapeo original o el mapeo de contraparte respectivamente En consecuencia en la figura 14c todos los puntos que llevan una etiqueta que empieza con "0" son equivalentes a los puntos de constelación originales y el mapeo respectivo, y todos los puntos que llevan la etiqueta que empieza con "1 " son equivalentes a la constelación de contraparte y el mapeo respectivo La figura 15A muestra una constelación original para el ejemplo 6-QAM, y la figura 5B muestra la constelación de contraparte relacionada Podra notarse que la diferencia con las constelaciones que se muestran en las figuras 2A-2B se limita a diferentes etiquetas de los puntos de constelación, siguiendo la misma razón que se describió antes para las figuras 14A a 14C A partir de las constelaciones de las figuras 15A y 15B la super-constelación en la figura 15C se obtiene incluyendo los puntos incluyendo los puntos de constelación a partir de ambas constelaciones, pre-incluyendo un "0" ó "1 " delantero a la etiqueta para significar si este punto de constelación fue generado utilizando un mapeo original o el mapeo de contraparte, respectivamente Como las posiciones de los puntos de constelación son idénticas, y las constelaciones original y de contraparte varían solamente en el etiquetado, en las figuras 15C cada punto de constelación tiene que representar dos etiquetas Por ejemplo, el punto de constelación 1501 representa el valor "1 " en una primera transmisión y el valor "4" en una segunda transmisión o retransmisión En consecuencia representa los valores "01 " y "14" en la super-constelación En forma similar, el punto 1502 representa "4" en la primera transmisión y "1 " en la segunda transmisión. En la super-constelación de la figura 15C representa los valores "04" y "1 1 " Todas las etiquetas que empiezan con "0" son equivalentes a los puntos de constelación original y el mapeo respectivo y la etiqueta, y todas las etiquetas que empiezan con "1 " son equivalentes a la constelación de contraparte y al mapeo respectivo y etiquetas Podrá notarse que dichos super-mapeos y super-constelaciones son similares en naturaleza al llamado enfoque de "partición de conjunto" que es conocido para los expertos en la técnica de modulación de Trelhs-Coded Se puede encontrar literatura ejemplar para esto en G Ungerboeck, "Trellis-coded modulation with redundant signal sets Part I Introduction" y "Trellis-coded modulation with redundant signal sets Part II State of the art", ambos en IEEE Communications Magazine, Volumen 25, Número 2, Feb 1987, Páginas 5-1 1 y 12-21 La figura 12 muestra un diagrama de flujo para un método que se puede utilizar para reducir las ambigüedades en los símbolos de datos en un sistema de comunicación digital El método consiste en un paso de generación de mapeo 1201 , un paso de transmisión 1205 y uno o más pasos de retransmisión 1206 Para empezar, se genera un primer mapeo en el paso 1202 Este mapeo se puede generar aleatoriamente, de acuerdo con un algoritmo específico, o simplemente se puede leer a partir de una tabla almacenada en el transmisor empleando este método Esta tabla también puede ser recibida desde otra entidad como una estación base o una estación móvil para la cual está diseñada la transmisión Después, en el paso 1208 se selecciona un subconjunto PAO aprobado de todos los estados de modulación que se utilizará para las transmisiones, siguiendo las reglas que se dieron antes Alternativamente este paso se puede llevar a cabo después del paso 1204 un paso adicional 1203 genera entonces un segundo mapeo de acuerdo con uno de los algoritmos que se dieron antes El paso 1204 pregunta si deberán generarse más mapeos En este caso el circuito regresa al paso 1203 Sino, el método sigue con el paso 1209 Los mapeos generados se pueden almacenar en la tabla para un uso posterior Por lo tanto el paso de generación 1201 no necesariamente se requiere para cada sesión de transmisión incluso para cada palabra de datos transmitida Además, también es posible almacenar todos los mapeos utilizados durante la producción del transmisor, por ejemplo con la descarga de 1206 y 1207, o para recibir todos lo s mapeos desde otra entidad y al macerarlos en la tabla en la memoria En el paso 1209, los datos que serán transmitidos se adaptan a la capacidad de reducida de transmisión, por ejemplo re-disponiendo los bits a un número mas alto de palabras o bits de puntuación En el paso 1205, se transmite un símbolo de acuerdo con el primer mapeo que representa una palabra de datos La misma palabra de datos es transmitida otra vez como un símbolo de retransmisión en el paso 1206 de acuerdo con un segundo mapeo generado en el paso 1203 El paso 1207 solicita si existen más mapeos de acuerdo con los cuales deberá ser transmitida la palabra de datos Si este es el caso, el método regresa a los pasos de repetición 1206 y 1207 Si no existe otro mapeo, el método finaliza la transmisión de esta palabra de datos Aunque todas las transmisiones de la misma palabra de datos serian enviadas ventajosamente en una proximidad temporal cercana, otras palabras de datos podrían ser transmitidas entre las mismas En la figura 13 se ilustra un transmisor 1300 que se pude utilizar para transmitir datos de acuerdo con el método que se describió antes En el transmisor 1300, se codifica una corriente de bits de información que será transmitida, en el codificador 1301 La corriente de bits codificada es intercalada en un intercalador aleatorio de bits de 1032 En la unidad S/P 1303, se combinan grupos de bits con las palabras de datos El número de bits que serán combinados depende del número de estados de modulación disponibles Por ejemplo, para 16-QAM Id 16 = 4 bit se combinan en una palabra de datos, para 16-QAM Id 64 = 6 bit en una palabra de datos En el repetidor 1304, las palabras de datos se repiten para la transmisión El factor de repetición y la relación de palabras de datos que serán repetidas depende de la versión en particular del método Las palabras generadas son enviadas al maleador 1305 puede trabajar de acuerdo con diferentes modos En un primer modo equivalente al mapeo simple, éste mapea palabras no repetidas o mapea palabras repetidas a símbolos complejos utilizando solamente un mapeo de palabra- a-constelacion-punto En un modo de redisposicion de constelación el mapeador 1305 aplica la redisposición de constelación que se describió en la sección de la técnica anterior aplicando diferentes mapeos a las palabras generadas por el repetidor 1304 En un tercer modo, el mapeador 1305 aplica el método que se describe en la presente a las palabras generadas por el repetidor 1304 El mapeador 1305 es controlado por una unidad de control de mapeo 1306, la cual selecciona el modo de mapeo que será aplicado a las palabras Si selecciona el tercer modo, el mapeador 1305 recibe información de mapeo proveniente de la unidad de control de mapeo 1306, la cual puede comprender una memoria 1307 para almacenar una tabla que contiene información de mapeo La unidad de control de mapeo 1306 también está configurada para seleccionar en el tercer modo de mapeo el segundo y otros mapeos adicionales (es decir, mapeos de contraparte o constelaciones de contraparte) para las retrasnmiciones derivadas del primer mapeo utilizado para la primera transmisión de acuerdo con la reglas que se definieron antes Los mapeos se pueden calcular en un tiempo de corrida de acuerdo con las reglas que se proporcionaron antes Alternativamente, se pueden leer a partir de la tabla en la memoria 1307 donde han sido previamente almacenados de acuerdo con un diseño de sistema de comunicación Alternativamente se pueden utilizar varios otros modos de mapeo, de acuerdo con la información provista por la red o por la unidad receptora También se pueden utilizar alternativamente dentro de un solo marco de acuerdo con un patrón predefinido como con el esquema 1 103 que aparece en la figura 1 1 La información a dicho patrón, así como la información a cerca de los mapeos utilizados, puede ser enviada a la unidad receptora a través de el transmisor de datos de control 1308 y el canal de transmisión 1312 También, la unidad de control de repetición 1309 controla el factor de repetición del repetidor 1304 de acuerdo con los requerimientos de la unidad de control de mapeo 1306 Por ejemplo, en el tercer modo de mapeo la unidad de control de repetición 1309 recibe información desde la unidad de control de mapeo 1306 a cerca del numero de repeticiones requeridas para el mapeo seleccionado Después del mapeo, se añade datos piloto y se combinan los marcos en la unidad de creación de marco de piloto/datos 1310 antes de que la información sea modulada en un portador en el modulador 131 1. La señal modulada es enviada a una entidad receptora a través del canal 1312. Dependiendo de la ¡mplementación particular, el transmisor 1300 puede comprender unidades adicionales de tipo etapa IF, mezcladores, amplificador de potencia o antena. Desde un punto de vista del flujo de señales, dichas unidades también pueden estar comprendidas en un canal 1312, ya que todas ellas añaden ruido a la señal o ejercen un desplazamiento de fase o atenuación en la señal. Las unidades 1301 a 131 1 pueden ser implementadas en le hardware indicado o en un procesador de señales digital. En este caso el procesador realiza el método que se describe en la presente, ejecutando instrucciones leídas de un medio de almacenamiento legible por computadora del tipo de memoria de solo lectura, memoria de solo lectura que se borra eléctricamente o una memoria instantánea. Estas instrucciones también se pueden almacenar en otro medio legible por computadora como un disco magnético, disco óptico o cinta magnética que se descargan en un dispositivo antes de utilizarlo. También son posibles las modalidades mixtas de hardware y software. Alternativamente, la presente invención se puede implementar utilizando un mapeo de palabras (pluralidades de bits) a estados de modulación junto con pasos adicionales de manipulación de bits.

Por ejemplo, asumamos una transmisión que utiliza el esquema de modulación 16-QAM, como se puede ver en las figuras 17A-17B y la figura 18 De acuerdo con el cuadro 1 , dicho símbolo de datos porta cuatro bits En el método que se describe en la presente estos cuatro bits son transmitidos dos veces 1 - Utilizando el mapeo 16-QAM para la secuencia original (cuatro bits) 2 - Utilizando el mismo mapeo 16-QAM para la secuencia de contraparte (cuatro bits) Generalmente para cualquier esquema de modulación que no es un ASK puro, un paso requerido de modulación de bits es el reemplazo de por lo menos un bit por un valor fijo para seleccionar un plano secundario de acuerdo con los métodos descritos anteriormente Esto se ilustra en las figuras 17A-17B para un mapeo de Gray en donde se señala como un ejemplo la secuencia de bits original 1010 y la secuencia de contraparte 1 100 Cada secuencia de cuatro bits es mapeada a un estado de modulación de la 16-QAM Como el mapeo aplicado es un mapeo de Gray, los vecinos más cercanos siempre difieren en valor de solamente un bit Por ejemplo el estado de modulación 1701 es asignado ala secuencia de bits "0000" Los cuatro vecinos más cercanos 1702-1705 son asignados a las secuencias de bits "0001 ", "0010", "0100" y "1000" Cada secuencia de cuatro bits se asocia con una secuencia de bits adicional que se obtiene mediante inversión de bits como se explicará más adelante Adicionalmente, tanto en la secuencia de bits original como en la secuencia de bits de contraparte por lo menos uno de los bits, que tien eque se elegido en forma apropiada es remplazado por un valor fijo, Eg 0 o 1 Como resultado de combinar el primer símbolo resultante de la primera secuencia de bits con el símbolo adicional resultante de la secuencia adicional de bits, se remueve la ambigüedad de fase y se obtiene uno de los dos posibles resultados de la suma de vectores 1706 o 1707, dependiendo del valor fijo del (los) b?t(s) reemplazado(s) Debido al efecto de la reducción de la ambigüedad de fase a uno, estos uno o más bits que portan dicho valor fijo son referidos como el (los) b?t(s) PAO El diagrama de flujo de la figura 18 ilustra los pasos necesarios para remover la ambigüedad de fases en la estimación del canal de transmisión En el paso 1801 se recibe una primera secuencia o pluralidad de bits El número de bits comprendidos dentro de una secuencia depende del número de diferentes estados de modulación en el esquema de modulación aplicado Por ejemplo, para 64-AQM cada secuencia contiene id 64 = 6 bits Para 8-PSK cada pluralidad de bits contiene id 8 = 3 bits En el paso 1802 el uno o más b?t(s) dentro de la pluralidad de bits recibida es reemplazado por un valor fijo Esto corresponde a la sección del subconjunto PAO de estados de modulación que serán utilizados para las transmisiones, que se describió anteriormente Obviamente si uno de estos bits es reemplazado por un valor fijo, este pierde la capacidad de transmitir información en el sentido usual Por lo tanto cada bit de PAO utilizado dentro de la misma secuencia de pluralidad de bits reduce el número de diferentes estados de modulación utilizables por un factor de dos Por ejemplo si uno de los seis bits que definen un símbolo de modulación de 64-QAM es reemplazado por un valor fijo, solamente 0 5*64 = 32 símbolos de modulación restantes de los 64 símbolos de modulación serán generados, dependiendo del valor de bit de los cinco bits restantes Si un bit se separa del conjunto de símbolos de modulación de tal manera que para un primer valor fijo de dicho bit el 50% restante de los símbolos de modulación puede estar representado por un primer plano medio del plano complejo, y para un segundo valor fijo de dicho bit el 50% restante de los símbolos de modulación puede estar representado por un segundo plano medio del plano complejo, y el primero y el segundo planos medios no son traslapantes y adyacentes, y el límite entre el primero y el segundo planos medios contiene el origen complejo 0+j0, entonces se hace referencia a este bit como un "bit de plano medio" En las figuras 40A a 42B se muestran ejemplos para QPSK, 8-PSK y 16-QAM, respectivamente En los ejemplos de la izquierda, el bit de plano medio 4001 , 4101 y 4201 selecciona planos medios separados verticalmente 4002, 4102, 4202 ó 4003, 4103, 4203 dependiendo de su valor fijo En los ejemplos de la derecha, el bit de plano medio 4004, 4104 y 4204 selecciona planos medios separados verticalmente 4005, 4105, 4205 o 4006, 4106, 4206 dependiendo de su valor fijo En el paso 1803 la primera pluralidad de bits es mapeada a un estado de modulación de acuerdo con un mapeo de Gray predefinido de secuencias de bits a estados de modulación En el paso 1804 la primera secuencia de bits es transmitida modulando un portador de acuerdo con el estado de modulación asignado a la secuencia de bits en el mapeo de Gray Para cada retransmisión se determina un subconjunto de bits comprendido en la secuencia de bits para la inversión en el paso 1805 El paso de determinación 1805 se puede llevar a cabo, por ejemplo, ejecutando un algoritmo de determinación, recibiendo datos provenientes de una entidad homogénea, o solamente leyendo datos de una memoria En el paso 1806 se obtiene una pluralidad de bits adicional tomando la primera pluralidad de bits del paso 1801 e invirtiendo los bits de acuerdo con una de las reglas de inversión determinada en el paso 1805 Esta secuencia de bits adicional es mapeada en un estado de modulación en el paso 1807 de acuerdo con el mismo mapeo de Gray utilizado en el paso 1803 Como se explicará más adelante, el bit reemplazado por un valor fijo en el paso 1802 es seleccionado de tal manera que el estado de modulación al cual la pluralidad de bits adicional es mapeada en el paso 1807, también está comprendido dentro del subconjunto PAO de estados de modulación seleccionados con la operación de bit en el paso 1802 En el paso 1808 la primera secuencia es retransmitida mediante la transmisión de la secuencia adicional obtenida en el paso 1806, es decir, modulando el portador de acuerdo con el estado de modulación obtenido en el paso 1807 El paso 1809 pregunta se hay retransmisiones adicionales de la misma primera secuencia de bits Si este es el caso, el método regresa a la casilla 1805 Sino, el método finaliza y se hace la transmisión y las retransmisiones de la primera secuencia de bits Como se mencionó antes, en el paso de determinación 1805 se elige una regla de inversión para obtener una secuencia de bits adicional Esta regla de inversión puede ser ejercida como un subconjunto de bits que tienen que ser invertidos Dependiendo del método de mapeo elegido, puede haber una o varias reglas de inversión requeridas para reducir las ambigüedades a los niveles objetivo deseados El paso de determinación 1805 deberá elegir una de dichas reglas para cada retransmisión, de preferencia de manera que cada regla de inversión habrá sido determinada una vez para una primera pluralidad de bits dada Un bit de plano medio que es elegido para usarlo para la reducción de ambigüedad de fase a uno (es decir, de acuerdo con la definición anterior un bit de PAO) no se puede elegir como un bit para ser invertido en la secuencia de contraparte, y viceversa En lo siguiente, la determinación de las reglas de inversión que deberán ser elegidas en el paso 1805 y la selección de un bit de PAO apropiado en el paso 1802 , será explicado con mayor detalle haciendo referencia a diferentes esquemas de modulación Para las modulaciones PSK utilizando el mapeo de Gray se puede aplicar el siguiente algoritmo que se muestra en la figura 19 - Que n sea el numero de bits mapeados en un símbolo PSK (paso 1901 ) - De los n bits, se eligen n-1 bits para candidatos de versión (paso 1902) - La(s) regla(s) de inversión determinar los bits que serán invertidos obteniendo todas las combinaciones posibles utilizando de 1 a todos los n-1 bits de los n-1 bits elegidos (paso 1903) - Obtener las n-1 secuencias de bits de contraparte a partir de las secuencias de bits originales invirtiendo en (los) b?t(s) de las combinaciones encontradas anteriormente - Un bit de plano medio que no ha sido elegido para la inversión es el bit PAO, es decir el bit de plano medio que será reemplazado por un valor fijo (paso 1904) Un ejemplo se explica para la constelación que aparece en le figura 20 - Utilizando 8-PSK, se mapean 3 bits en un símbolo => n=3 - El primer y el tercer bit se eligen para candidatos de inversión - Reglas de inversión invertir solamente el primer, solamente el tercer, o ambos 1er+ 3er bit - Los bits de plano medio son el primero y el segundo bits Como el primer bits se utiliza para generar la constelación de contraparte en la regla de inversión, se selecciona el segundo bit como el bit de PAO y por lo tanto se reemplaza por un valor fijo de 0 o 1 El estado de modulación 2001 se asigna a la secuencia de bits "000". Al aplicar las reglas de inversión, se obtienen las secuencias de bits "100", "001 " y "101 ", a las cuales están asignados los estados de modulación 2002-2004. Los símbolos se combinan agregando los vectores 2005-2008 que representan los valores complejos del portador para estos estados de modulación. El resultado es el punto 2009 para el valor de bit de PAO fijo de 0, y el punto 2010 para el valor de bit de PAO fijo de 1. Por lo tanto el resultado solamente puede tener un valor de amplitud y un valor de fase. Para todos los esquemas que involucran PSK por lo menos en parte (por ejemplo n-PSK, n-ASK/m-PSK, n-QAM, como se señaló antes), es la última parte de la información que está contendida en la fase de un símbolo de información, el número de ambigüedades puede ser removido por completo. Para las modulaciones de ASK en donde la potencia de transmisión de los símbolos se almacenan ya sea en un orden ascendente o descendente de acuerdo con la codificación de Gray como se muestra en la figura 22, se puede aplicar el siguiente algoritmo que se muestra en la figura 21 - Que n sea el numero de bits mapeados en un símbolo ASK (paso 2101 ) - Regla de inversión invertir exactamente un bit que porta el mismo valor de bit para exactamente los 0 5 * 2n=2n 1 símbolos con las potencias de transmisión más bajas (paso 2102) - Obtener la secuencia de contraparte aplicando la regla de inversión a las secuencias de bits originales Los expertos en la técnica podrán notar que el mismo bit de inversión se puede identificar alternativamente como el bit que porta el mismo valor de bit para exactamente 0 5 * 2n=2n 1 símbolos con las potencias de transmisión más altas Por ejemplo, se toma en cuenta la modulación 8-ASK con el mapeo de la figura 22 En la figura 22, las barras 2201 , 2202 y 2203 indican dónde el bit 1 , 2 y 3, respectivamente, tiene un valor de "1 " El orden de bits asumido es b?b2b3 - Utilizando 8-ASK, se mapean 3 bits en un símbolo = n=3 - El bit que porta el mismo valor para exactamente 0 5 * 23=4 símbolos de potencia de transmisión más pequeños es el segundo bit b2, que es igual a uno para estos símbolos - Regla de inversión invertir el segundo bit b2 - La secuencias de bits originales en la codificación Gray 011 , 010, 1 10, 1 1 1 101 , 100, 000, 001 - Las secuencias de contraparte en el segundo bit de inversión 001 , 000, 100, 101 , 1 1 1 , 1 10, 010, 01 1 El estado de modulación 2204 se asigna a la secuencia de bits "01 1 ", de acuerdo con la regla de inversión anterior, la secuencia de contraparte 001 " se obtiene invirtiendo el Segundo bit A la secuencia de contraparte "001 ", se asigna el estado de modulación 2205 Los símbolos se combinan agregando los vectores 2206 y 2007 que representan los valores complejos de los estados de modulación 2204 y 2205 Al calcular el resultado de la combinación de todas las primeras secuencias de bits con su secuencia de contraparte, se hace evidente que el resultado es siempre el punto 2208 Por lo tanto en este caso no queda ninguna ambigüedad en la determinación de las propiedades del canal de transmisión Para las modulaciones de ASK puras no se requiere el reemplazo de un valor bit por un valor fijo, ya que todos los estados de modulación están dentro de un plano medio, y se puede remover por completo cualquier ambigüedad mediante el procedimiento de inversión señalado anteriormente Para las modulaciones ASK/PSK mixtas como se muestra en las figuras 4A-4D, en donde los bits se pueden separar en bits que portan información ASK codificados con Gray y los bits que portan información PSK codificados con Gray ("QAM estrella"), estos bits deberán ser tratados individualmente de acuerdo con las reglas de PSK ó ASK que se describieron antes. El algoritmo resultante se muestra en el diagrama de flujo de la figura 23: - Separar la modulación de ASK PSK en partes ASK y PSK independientes (vaso 2301 ). Determinar por separado las reglas de inversión para las partes ASK y PSK de acuerdo para los algoritmos descritos anteriormente. - Determinar cuales bits ASK PSK corresponden a los bits de la regla de inversión de la parte ASK (paso 2302) y la parte PSK (paso 2303). Un bit de plano medio de PSK que no ha sido seleccionado para la inversión en la parte de PSK mencionada se selecciona como bit de PAO para ser reemplazado por un valor fijo (paso 2304). - Determinar las reglas de inversión de ASK/PSK combinando de uno a todos los bits de la regla de inversión de ASK/PSK (paso 2305). Obtener todas las secuencias de contraparte invirtiendo bits de acuerdo con las reglas de inversión de ASK/PSK determinadas. Como un ejemplo, se toma en cuenta la estrella-QAM de la figura 24.

Utilizando 4-ASK/4-PSK como se puede ver en la figura 24, los primeros 2 bits 2401 , 2402 se mapean como SK, y los dos bits últimos 2403, 2404 se mapean como ASK ->nASK=2, nPSK=2 - La parte de ASK (ver figura 25) o El bit que porta el mismo valor para los símbolos de potencia de transmisión más pequeña 0 5 * 22=2 es el 1 er bit 2403, que es igual a cero para estos bits ° Regla de inversión invertir el 1 er bit de ASK 2402 ° Las secuencias de bits ASK orginales en la codificación de Gray 00, 01 , 1 1 , 10 o Las secuencias de contraparte invierten el primer bit 2403 10, 1 1 , 01 , 00 - PSK parte (ver figura 26) o El segundo bit 2402 se elige para inversión Regla de inversión invertir el 2do bit de PSK 2402 o Las secuencias de bits originales en la codificación de Gray 00, 01 , 11 , 10 o Las secuencias de contraparte invierten el 2do bit 2402 01 , 00, 10, 11 - Determinar los bits de la regla de inversión de ASK/PSK El 1 er bit de la parte de ASK 2403 es el 3er bit de la parte de ASK/PSK o El 2do bit de la parte de PSK2402 es el 2do bit de la parte de ASK/PSK Los bits de plano medio en la parte de PSK son el primero y el segundo bit de PSK El 1 er bit 2401 de la parte de PSK se elige como el bit de PAO que será reemplazado por un valor fijo de 0 ó 1 , ya que el segundo bit de PSK ha sido elegido para la inversión. Determinar las reglas de inversión de ASK/PSK. o Reglas de inversión" invertir solamente el 2o 2402, solamente el 3o 2403, o ambos 2o y 3o 2402, 2403 ASK/PSK bits Se asigna el estado de modulación 2405 a la secuencia de bits ". La secuencia secundaria de PSK es "00" y la secuencia secundaria de es "10" De acuerdo con las reglas anteriores, hay un bit, 2402 determinado para ser invertido a partir de la secuencia secundaria de PSK y un bit, 2403 determinado para la inversión a partir de la secuencia de ASK En consecuencia hay tres secuencias de bits de contraparte Solamente el bits 2402 invertido produce "01 10", al cual se le asigna el estado de modulación 2406 Solamente el bit 2403 invertido produce "0000", al cual se le asigna el estado de modulación 2407 Ambos bits 2402 y 2403 invertidos producen "0100", correspondiendo al estado de modulación 2408 si se combinan todos los símbolos añadiendo los vectores 2411-2414 que representan los valores complejos respectivos, el resultado es el punto 2409 Si este cálculo se hace para todas las combinaciones de valor posible de la secuencia de bits, parece que el resultado combinado es en el punto 2409 para el valor fijo del bit de PAO de 0 para el bit 2401 y punto 2410 para el valor de bit de PAO de 1 para el bit 2401 De esta manera se remueve por completo la ambigüedad Una manera especial de modulación de ASK/PSK mixta es la combinación de dos modulaciones ortogonales de m-ASK/-PSK codificadas con Gray Esta constelación mixta algunas veces también se le conoce como la QAM cuadrada", a continuación simplemente como sq-QAM En vez de tratar individualmente las dos modulaciones ASK/PSK, en la presente se introduce una manera más eficiente con referencia a las figuras 27 y 28 Separar la sq-QAM en dos modulaciones m-ASK/-PSK ortogonales, llamadas después AP y AP2 (paso 2701 ) La regla de inversión de AP1 el bit que será invertido es el bit que tiene el mismo valor de bit para exactamente los símbolos m/2 con la potencia de transmisión más pequeña de la parte (paso 2702). Esto es técnicamente equivalente a los m símbolos de m-ASK/2-PSK con la potencia de transmisión más pequeña. La regla de inversión AP2: El bit que será invertido es el bit que porta la información de la parte 2-PSK (paso 2703). Determinar cuáles bits de la sq-QAM corresponden a los bits invertidos de AP1 y AP2 separados. Obtener la regla de inversión de sq-QAM combinando ambas reglas de inversión de AP1 y AP2 para los bits de QAM correspondientes (paso 2704). Seleccionar el bit que porta la información de PSK de AP1 (es decir, el bit de plano medio) que será el bit de PAO, es decir, reemplazado por un valor fijo (paso 2705). Obtener la secuencia de contraparte de la sq-QAM aplicando la regla de inversión de sq-QAM. Los expertos en la técnica podrán notar que para AP1 se puede identificar alternativamente el mismo bit de inversión, como el bit que porta el mismo valor de bit para exactamente m/2 símbolos con las potencias de transmisión más altas de la parte m-ASK. Deberá notarse que para una constelación que se representa en los ejemplos de las figuras 28 y 31 -34, el componente en fase se podría elegir de AP1 o AP2 con el componente de cuadratura siendo el otro respectivo. Esto no hace una diferencia para el efecto de la reducción de ambigüedad. En un caso la combinación da como resultado valores reales, en el otro caso tienen valores imaginarios También podra notarse que en el caso de cualquier cuadrada QAM el bit de plano medio seleccionado de AP1 como PAO también es un bit de plano medio de la QAM cuadrada, específicamente puede ser un bit de plano medio 4201 o 4204 que representa el plano medio en fase o co-fase 4202, 4203, 4205 o 4206 dependiendo de su valor, como se puede ver en las figuras 42A-42B También, dos componentes ortogonales entre si, pero no paralelos a ninguno de los ejes real e imaginario, se podría elegir para hacer AP1 y AP2, respectivamente EJEMPLO Utilizando una 16-sq-QAM como en la figura 28, se identifica AP1 como el 2-ASK/2-PSK en la figura 29, AP2 como el 2-ASK/2-PSK en la figura 30 -AP1 o El bit que porta el mismo valor para exactamente m/2=1 el símbolo de potencia de transmisión más pequeña de la parte ASK (2901 o 2902) es el segundo bit de ASK/PSK 2803, que es igual a cero para aquellos símbolos (ver figura 29) o regla de inversión invertir el segundo bit de ASK/PSK 2303 -AP2 o El bit que porta la información de PSK es el primer bit de ASK/PSK 2802, que es igual a cero para una fase de 90 grados contra el eje real e igual a uno para una fase de 270 grados contra el eje real (ver figura 30) o regla de inversión AP2 Invertir el primer bit de 2802 Correspondencia de los bits de la regla de inversión de AP1 y AP2 a los bits de QAM originales (ver figura 28) o El segundo bit de ASK/PSK 2803 de AP1 corresponde al tercer bit de QAM o El primer bit de ASK/PSK 2802 de AP2 corresponde al segundo bit QAM Obtener la regla de inversión de 16-SQ-QAM invertir tanto el segundo como el tercer bits de sq-QAM Seleccionar el bits de fase 2801 (=b?t de plano medio) de AP1 (ver figura 29) como el bit de PAO, es decir, que será reemplazado por un valor fijo 0 ó 1 Este bit corresponde al primer bit de QAM, definiendo el plano medio en fase Secuencias de bits de sq-QAM originales 0000, 0001 , 001 1 , 0010, 0100, 0101 , 011 1 , 01 10 o 1 100, 1 101 , 1 11 1 , 1 1 10, 1000, 1001 , 101 1 , 1010 Secuencia de sq-QAM de contraparte invirtiendo el segundo y el tercer bits 0110, 01 11 , 0101 , 0100, 0010, 0011 , 0001 , 0000 o 1010, 1011 , 1001 , 1000, 1110 1111 , 1101 , 1100, respectivamente Por ejemplo, el primer bit como bit PAO se ajusta al valor fijo "1" Se asigna el estado de modulación 2805 a la secuencia de bits "101 1 " Se obtiene la contraparte "1101" invirtiendo el segundo y el tercer bit y se asocia con el estado de modulación 2806 Se efectúa la combinación de ambos símbolos, añadiendo los vectores 2807 y 2808 que representan los respectivos valores complejos de los estados de modulación El resultado es el punto 2809 Repitiendo esté cálculo para todas las posibles combinaciones de valores de la secuencia de bits, parece que todas las secuencias de bits con un valor fijo de uno para el bit 2801 dan un resultado de combinación igual al punto 2809 y todas las secuencias de bits con un valor fijo de cero para el bit 2801 dan un resultado de combinación igual al punto 2810 Así se elimina la ambigüedad en ambos casos Cabe hacer notar que algunas veces el término "QAM cuadrada" se aplica estrictamente sólo a mapeos QAM, en los cuales la distancia entre los puntos vecinos más cercanos es igual para todos los puntos de las constelaciones Sin embargo los expertos en la técnica apreciarán que el algoritmo presentado aquí es también aplicable a mapeos QAM en los cuales esta propiedad es válida solamente para un subconjunto de puntos Algunos ejemplos son constelaciones 16-QAM y 64-QAM no uniformes que se usan en DVB, mostradas en las figuras 31 a 34 En estas constelaciones, el eje real y el eje imaginario son ejes de simetría con respecto a los puntos de constelación que representan valores complejos de los estados de modulación Consecuentemente se usa el término "QAM cuadrada" aquí en un sentido amplio que abarca, pero no se restringe a los mismos, trazados de constelación, como en las figuras 28 y 31-34 Los expertos en la técnica apreciarán que un sistema o dispositivo de comunicación puede emplear diferentes métodos para realizar de hecho la determinación de las reglas de inversión En una modalidad se obtienen las reglas de inversión, ejecutando los algoritmos descritos en la presente invención En una modalidad preferida se determinan las reglas de inversión para cada esquema de modulación que se use en el sistema o dispositivo de comunicación y se almacenan en una memoria o un cuadro de consulta para obtener rápidamente las reglas de inversión En otra modalidad preferida de la inversión se codifican las reglas en un módulo de hardware o software, en el cual el paso 1805 es equivalente a controlar cuándo se escogen aquellos módulos de hardware o software durante la transmisión Algunos de los algoritmos producirán más de una secuencia de contraparte o regla de inversión Esto significa que para la reducción óptima de los niveles de ambigüedad es necesaria más de una repetición de una secuencia de bits, es decir se tiene que trasmitir una secuencia de bits más de dos veces Si no se desea esto desde un punto de vista de capacidad de sistema, se tiene que escoger entonces una de las secuencias de contraparte/regla de inversión Se puede considerar como suficiente una reducción no óptima de las ambigüedades de amplitud o una eliminación de las ambigüedades de fase solamente Consecuentemente podría ser suficiente un número de secuencias de contraparte menos que el óptimo Los algoritmos descritos hasta ahora han supuesto que el objetivo es una reducción óptima de los niveles de ambigüedad, combinando valores complejos de la primera y otras pluralidades de bits mapeados sobre los estados de modulación Sin embargo puede ser conveniente o suficiente definir el objetivo como una reducción subóptima de los niveles de ambigüedad de amplitud Por ejemplo podría ser conveniente reducir la ambigüedad a un nivel equivalente a 4ASK, lo cual significa cuatro niveles de amplitud y un nivel de fase Mientras que una estimación de canal para esto es generalmente inferior en comparación con una situación de un solo valor complejo resultante, puede ser beneficio desde un punto de vista de valor LLR desmodulado para los bits de datos trasmitidos en las pluralidades de bits, o desde el punto de vista de reducir la pérdida de la capacidad de transmisión Puesto que el algoritmo que se ha dado para resultados ASK solamente en un nivel de amplitud cuando se consideran exactamente los 2n 1 estados de modulación con la potencia de transmisión más baja en el paso 2102, con n bits por secuencia (compárense las figuras 21 y 22), se puede extender el algoritmo a cualquier numero de niveles de amplitud objetivo que sea potencia de dos Sea 2k el numero objetivo de los niveles de amplitud Entonces el procedimiento para encontrar la regla de inversión debería ser • Determinar el bit para la inversión, que tenga el mismo primer valor para los 2n k 1 estados de modulación con la potencia de transmisión más baja y un valor opuesto al primer valor para el siguiente estado de modulación con el siguiente valor más alto de potencia de transmisión O como se menciona antes, alternativamente • Determinar el bit para la inversión, el cual tenga el mismo 1 er valor para los 2n k 1 estados de modulación con la potencia de transmisión más alta y un valor opuesto al 1er valor para el siguiente estado de modulación con el siguiente valor mas bajo de potencia de transmisión Para k = 0 se obtiene la misma estrategia que se menciona antes en que en el bloqueo 2102 de la figura 21 Para k = n no hay reducción de los niveles de amplitud posibles Consecuentemente k puede adoptar preferiblemente valores enteros que varían de 0 a n-1 Por ejemplo, aplicando k = 1 a la constelación de la figura 22, en donde n = 3, los dos puntos de constelación "01 1 " y "010" tienen iguales valores de bits bi = 0 y b2 = 1 Sin embargo, puesto que b2 = 1 no solamente para los dos puntos más bajos de la potencia de transmisión, sino para los cuatro puntos más bajos de la potencia de transmisión, no cumple el requisito de tener "el mismo 1er valor para los 2n k 1 estados de modulación para la potencia de transmisión más baja y un valor opuesto al 1 er valor para los siguientes estados de modulación con el siguiente valor más alto de la potencia de transmisión Consecuentemente se determina que el bit bi es el bit que se ha de invertir en la regla de inversión Para los esquemas de modulación PSK, se obtiene un conjunto de reglas de inversión Escogiendo solamente un subconjunto de esas reglas de inversión, se puede reducir ya la ambigüedad en la fase En el ejemplo para la figura 20, una inversión del 1er bit solamente da por resultado tan sólo dos niveles de fase después de la combinación la combinación del símbolo 2001 con 2002 y el símbolo 2003 con 2004 da por resultado dos puntos diferentes, sin embargo ambos estando sobre el eje imaginario, compartiendo el mismo nivel de fase En general esta regla de inversión sola da por resultado combinaciones de dos niveles de fase y dos niveles de amplitud, equivalentes a un 2-ASK/2-PSK Igualmente una inversión del 3er bit solamente da por resultado una combinación de equivalente a QPSK El símbolo 2001 combinado con 503 da por resultado el mismo nivel de amplitud que al símbolo 2002 combinado con el símbolo 2004 En conjunto una inversión del 3er bits solamente da por resultado combinaciones de un nivel de amplitud y cuatro niveles de fase Para eliminar por completo la ambigüedad de fase es estos casos, el número de bits de plano medio que se tienen que usar como bits PAO con un valor fijo depende del número de los niveles de fase que puedan lograr las reglas de inversión solas Se el resultado logrado por las reglas de inversión comprende dos niveles de fase, entonces es suficiente un bit de plano medio como bit PAO Si el resultado logrado por las reglas de inversión comprende cuatro niveles de fase, entonces se requiere ajustar dos bits de plano medio como bits PAO Generalmente para la eliminación de la ambigüedad de fase, el numero de bits PAO requeridos es el logaritmo doble (logaritmo de base 2) del numero de niveles de fase que resulta de las reglas de inversión Se puede hacer notar que se puede escoger independientemente el valor de bit fijo de un primer bit PAO y el valor de bit fijo de un segundo bit PAO Desde luego, mientras más bits PAO se usen, mas alta es la pérdida de la capacidad de transmisión Obviamente las estrategias mencionadas anteriormente para reducir los niveles de amplitud o de fase para ASK y PSK son aplicadas también a un ASK/PSK mixto En el ejemplo de la figura 38 se modifica la parte 4-ASK para reducir el número de los niveles de amplitud de cuatro a uno, mvirtiendo el 1er bit a ASK No se modifica la parte 4-PSK, de tal manera que el conjunto la única regla de inversión es la inversión del bit 4-ASK/4-PSK número tres, siendo equivalente al 24-ASK número uno La combinación da por resultado un nivel de amplitud y cuatro de fase, equivalentes a un QPSK Por ejemplo, el vector 3801 representa el punto de constelación para la secuencia de bits "0010" El 1 er bit ASK es el 3er bit de la secuencia Por lo tanto la regla de inversión determinar invertir el 3er bit, el cual da la secuencia de bits "0000" representado por el vector 3802 La combinación de ambas transmisiones da el valor 3803 Otros posibles resultados de combinación para diferentes valores de la secuencia de bits son 3804, 3805 y 3806 Para eliminar por completo la ambigüedad, se tienen que ajustar tanto el primero como el segundo bit a valores fijos Dependiendo de la combinación de estos valores fijos, se obtiene uno solo de los resultados de combinación 3803, 3804, 3805 y 3806 Para la QAM cuadrada o sq-QAM, se pude lograr una reducción subóptima de los niveles de ambigüedad, si se modifican las reglas de inversión ya sea de AP1 o AP2 Como su reseña anteriormente para una combinación de un nivel de amplitud y dos de fase, la regla de inversión AP1 es equivalente a reducir las ambigüedades para una parte m-ASK y la regla de inversión de AP2 es equivalente a reducir ambigüedades para una parte 2-PSK Para una combinación subóptima con más de un nivel de amplitud, la reducción para la parte m-ASK de AP1 deberá seguir el algoritmo extendido como se señaló antes para reducir los niveles de amplitud n de ASK a niveles de amplitud 2k Para una combinación subóptima con más de dos niveles de amplitud la regla de inversión AP2 para reducir la parte 2-PSK deberá ser reemplaza por la regla de inversión para reducir la parte m-ASK de AP2 a 2k como se señaló en el algoritmo extendido anterior Por supuesto deberá mencionarse que el valor de k para AP1 puede ser diferente del valor de k para AP2 Para el número requerido de bits PAO para eliminar por completo la ambigüedad de fase, véase la explicación más arriba En el ejemplo de la figura 39 se muestra que una combinación de un nivel de amplitud y cuatro niveles de fase se logra • aplicando la regla de inversión AP1 para la parte 2-ASK, invirtiendo el segundo bit 2803 de los dos bits de modulación AP1 ASK/PSK (comparar figura 29) • aplicando la regla de inversión AP2 modificada para la parte 2-ASK, invirtiendo el segundo bit 2804 de los dos bits de modulación AP2 ASK/PSK (comparar figura 30) • regla de inversión resultante invertir el tercero y el cuarto bits b3 y b4 de 16-sq-QAM, que corresponden a los segundos bits de AP1 y AP2 respectivamente Por ejemplo, la secuencia de bits "0010" está representada por el vector 3901 La regla de inversión AP1 determina que el tercer bit b3 de la secuencia de bits será el bit invertido (siendo el segundo bit de b y b3) La regla de inversión AP2 determina que el cuarto bit b4 será invertido (siendo el segundo bit de b2 y b4) La secuencia de bits resultante para la segunda transmisión (o retransmisión) es "0001 ", representada en el complejo plano de estados de modulación por el vector 3902 La combinación de ambos estados de modulación, lograda por la adición de los vectores 3901 y 3902, produce el punto complejo 3903 En forma similar, para la secuencia de bits "001 1 " representada por el vector 3904, la secuencia de bits para la segunda transmisión es "0000" representada por el vector 3905 La combinación de ambos valores vuelve a producir el valor complejo 3903 Otros posibles resultados de combinación para las otras secuencias de bits son los puntos 3906, 3907 y 3908 Para eliminar por completo la ambigüedad de fase, se tienen que ajustar los bits de plano medio (es decir los dos primeros bits) como bits PAO, lo cual significaría seleccionar uno de los cuatro cuadrantes como subconjunto PAO de los estados de modulación para usarlo en las transmisiones La constelación original puede ser diferente a lo que se muestra en los ejemplos Sin embargo el procedimiento que se señaló antes se puede seguir utilizando siempre y cuando el mapeo de las secuencias de bits cumpla con la estrategia de codificación/mapeo Gray Como se explica anteriormente, no todas las secuencias de bits en un marco tienen que usar el enfoque como se expone en la presente invención Esto es aplicable también a la implementación de la manipulación de bits En la figura 35 se ilustra una transmisión 3500, que se puede utilizar para transmitir datos de acuerdo con el método descrito anteriormente En el transmisor 3600, una corriente de bits que serán transmitidos es codificada en el codificador 3501 La corriente de bits codificada es intercalada en un intercalador de bits aleatorio 3502 En la unidad S/P 3503, los grupos de bits se combinan en secuencias de bits (pluralidades de bits) que más tarde están representadas por el símbolo transmitido El número de bits que serán combinados depende del número de estados de modulación disponible Por ejemplo, para 16-QAM Id 16 = 4 bits se combinan en una secuencia, para 64-QAM Id 64 = 6 bits se combinan en un símbolo En el repetidor 3504, los símbolos se repiten para la retransmisión El factor de repetición y la relación de símbolos que serán repetidos dependen de la versión particular del método Este es controlado por un arbitro de repetición 3505 La unidad de determinación de bits de inversión 3506, que puede comprender una memoria 3507 para almacenar una tabla que contiene la información de inversión de bits, determina los bits particulares de la secuencia de bits repetidos que serán invertidos en el inversor selectivo de bits 3508, dependiendo del esquema de modulación que se describió antes Estos bits pueden ser determinados para la inversión basándose en la información recibida desde una entidad homogénea, llevando a cabo algoritmos respectivos o leyendo la información almacenada en una memoria La unidad de determinación de bits de inversión 3506 también puede comprender subunidades (3509-3512) que portan pasos secundarios de los métodos para determinar el (los) subconjunto(s) de bits para inversión y pasos secundarios de los métodos para determinar el (los) subconjuntos de b?t(s) para el reemplazo como PAO, como se describió antes La unidad transmisora de b?ts3508 puede comprender además una unidad de reemplazo de bits para reemplazar bit(s) PAO por un valor fijo seleccionado El transmisor 3500 también puede comprender un transmisor de datos de control 3513 que transmite información acerca de la repetición de las secuencias de bits y acerca de los bits invertidos a través del mismo canal o de otro canal de transmisión El mapeador 3514 mapea símbolos, representando una secuencia de bits cada uno, a los estados de modulación utilizando un mapeo que no varia por lo menos entre la transmisión de un símbolo y la retransmisión del mismo símbolo con una parte de los bits invertidos, como se describió antes Después del mapeo, se añaden datos piloto y se combinan esquemas en la unidad de creación de esquemas piloto/datos 3515 antes de que la información sea modulada en un portador en el modulador 3516 la señal modulada se envía a una entidad receptora a través del canal 3517 Dependiendo de la implementación particular, el transmisor 3500 puede comprender unidades adicionales como la etapa IF, mezcladores, amplificador de potencia o antena Desde el punto de vista de flujo de señales, dichas unidades también pueden verse comprendidas en el canal 3517, ya que añaden ruido a la señal o ejercen un desplazamiento de fase o atenuación en la señal Las unidades 3501 a 3516 pueden ser implementadas en un hardware dedicado o en un procesador de señales digital En este caso el procesador realiza el método descrito en la presente ejecutando instrucciones leídas desde un medio de almacenamiento legible por computadora de tipo memoria de sólo lectura, de memoria de sólo lectura que se borra eléctricamente o una memoria instantánea Estas instrucciones también se pueden almacenar en otro medio legible por computadora como un disco magnético, disco óptico o cinta magnética para ser descargada en un dispositivo antes de su uso También son posibles modalidades mixtas de hardware y software Obviamente las técnicas descritas reducen la facultad (capacidad) de transmisión de datos del canal de transmisión Por lo tanto el receptor tiene que saber cómo tratar los datos originales recibidos y de contraparte Se puede obtener este conocimiento por ejemplo, indicando con señales del transmisor al receptor Preferiblemente algunos patrones predeterminados están definidos para un sistema de comunicación, los cuales definen la ubicación y el método a qué parte de los datos y de qué manera se aplica el método descrito Entonces es suficiente indicar con señales un parámetro simple que indique o represente uno de estos patrones predefinidos, a partir del cual el receptor pueda reconstruir el método y la manera particulares, empleados por el transmisor Los métodos reseñados anteriormente pueden significar por ejemplo que se ha reemplazado o puntuado uno o más de los bits transmitidos En otras palabras, se ha perdido el valor original de tales bits para el receptor Puesto que el receptor, por medio del método descrito en el párrafo precedente, puede tener conocimiento acerca de cuáles de los bits están afectados de tal manera, es capaz de adaptar su salida a esta situación El resultado de ajustar la información para tales bits afectados a un valor que signifique "desconocido" Por ejemplo si el receptor (desmodulador) usa información LLR como la salida, un valor LLR que represente lo "desconocido" es 0 Si usa probabilidades de bits, el respectivo valor de probabilidad es 0 5 Si se usa decisión dura, es decir tan sólo 0 ó 1 , el receptor puede generar aleatoriamente un valor de bit, ya que no tiene información en absoluto sobre la cual podría basar la decisión para el valor de dicho bit reemplazado o puntuado Preferiblemente un bit que es reemplazado o puntuado en el transmisor es parte de una secuencia de bits después de la decodificación FEC, es decir la adición de redundancia En tal caso el reemplazo o funcionamiento de un bit elimina meramente una parte de la redundancia, pero no introduce automáticamente una pérdida de información de bit o de error de bit La redundancia transmitida restante puede ser capaz todavía de compensar tal perdida de redundancia, de tal manera que después de la descodificación FEC no resulte algún error de bit o de bloque La figura 45 muestra una estructura ejemplar de un receptor que se puede usar para recibir datos transmitidos por el transmisor 1300 ó 3500 Se proveen los valores de estimación de canal a la unidad de cálculo LLR 4507 para que se consideren para el cálculo de los valores LLR La unidad 4508 inserta valores apropiados (0 para LLR ó 0 5 para probabilidad lineal) para bits que hayan sido puntuados o reemplazados por un valor fijo en el transmisor 1300 ó 3500, antes de que todos los valores LLR estén sujetos a repetición combinando en la unidad 4509, a fin de determinar para qué bits se han de insertar valores LLR, el receptor de datos de control 4510 puede recibir la respetiva información desde el transmisor Los datos recibidos pueden especificar directamente los bits reemplazados o pueden especificar un esquema predefinido almacenado por ejemplo en el cuadro 451 1 , del cual se puede derivar esta información La unidad 4512 usa esta información para controlar la unidad 4508 correspondientemente Opcionalmente, se puede controlar la unidad 4507 para omitir el cálculo de valores LLR insignificantes a fin de reducir sus requisitos de cálculo El transmisor 1300 ó 3500 y/o el receptor 4500 pueden formar parte de una estación de base 3600 como se puede ver en la figura 36 Dicha estación de base también puede comprender unidades de procesamiento de datos 3601 y 3602, una interfaz de red central 3603 y un receptor correspondiente 3604, el cual puede estar construido como en la figura 45 Una contraparte para la estación de base 3600 puede ser una estación móvil 3700 como se puede ver en la figura 37 Además del transmisor 1300 o 3500 y el receptor 3710 (construido opcionalmente como se muestra en la figura 45), una estación móvil también puede comprender una antena 3701 , un conmutador de antena 3702, una unidad de procesamiento de datos 3703 y un controlador 3704 La estación móvil 3700 puede ser un teléfono móvil o un módulo que será integrado en una computadora portátil, PDA, vehículo, máquina expendedora o similares Un teléfono móvil también puede comprender una unidad de señal mixta 3705 y una interfaz de usuario que comprende un teclado 3706, un despliegue 3707, una bocina 3708 y un micrófono 3709 Un método y un transmisor de acuerdo con la modalidad descrita anteriormente pueden eliminar completamente la ambigüedad en el resultado de combinación de los símbolos retransmitidos Esto puede mejorar ventajosamente la contabilidad de la estimación de canal en un sistema de comunicación digital Una mejor estimación de canal tiene la ventaja de índices no reducidos y puede proveer en conexión con sistemas inalámbricos de comunicación en áreas de cobertura débil, condiciones de desvanecimiento rápido y otras circunstancias adversas La descripción general y la detallada han mostrado como se pueden usar símbolos de datos con propósitos de estimación de canal, por ejemplo Este procedimiento está mostrado de manera simplificada nuevamente en las figuras 46A y 46B, suponiendo que se reduce la ambigüedad de fase a uno, fijando cierto bit, este bit está denotado con "bit piloto" en las figuras Se multiplexa este bit piloto junto con los bits de datos para generar la secuencia original, que se usa finalmente para generar el simbolo original y dicho por lo menos un símbolo de contraparte A continuación se describe qué clase de dato se puede transmitir preferiblemente en realidad en tales símbolos Esto se reseña como muy aplicable para un escenario de sistema móvil de radio, sin embargo se pueden aplicar las mismas consideraciones con los cambios necesarios a la línea fija u otros tipos de sistemas de comunicación Por simplicidad de la descripción subsiguiente, se definen los siguientes términos Símbolo original símbolo que se genera de una secuencia original de bits, como se ilustra en la figura 46 Símbolos de contraparte por lo menos un símbolo que se genera de un símbolo original o por lo menos una secuencia de contraparte o una secuencia original de bits como se ilustra en la figura 46 Símbolo casi piloto la combinación de un símbolo original y los correspondientes símbolos de contraparte Símbolo piloto único símbolo que se puede usar como símbolo de referencia para una estimación de canal Símbolo simple de datos único símbolo que lleva bits de datos a uno o más receptores Símbolo simple de control único símbolo que lleva información que es requerida o útil para una operación útil de sistema Generalmente un símbolo simple de dato puede llevar cualquier clase de dato Este puede incluir datos de control o datos de indicación con señales, así como datos que pertenezcan a una aplicación de usuario o de servicio, tales como datos de voz, datos de video, datos de software, etc. Se usan generalmente símbolos simples de control sobre la capa física para indicar propósitos con señales Es necesario transmitir mucha información entre la red y las terminales Esta información incluye indicar con señales mensajes generados arriba de la capa física, así como los canales requeridos de control de la capa física que se necesitan para la operación de sistema, pero no necesariamente visible para la mayor funcionalidad de la capa Se transmite usualmente esta clase de información como simple símbolos de control Se explica los siguientes canales para su uso en relación con la red UMTS Otras redes pueden usar diferentes nombres, sin embargo independientemente del nombre existirán algunos datos que cumplan con funcionalidades iguales o similares a las descritas aquí Por lo tanto se debe entender que la descripción no se está restringiendo solamente a un sistema UMTS o los nombres dados de los canales Se necesita un canal de sincronización para la búsqueda de celda Por medio de esto se obtiene el marco de canal y la sincronización de intervalo, asi como información sobre el grupo al cual pertenece la celda Se usa un canal de radiodifusión para transmitir información específica para la red o para una celda dada Los datos más típicos que se necesitan en cada red son los códigos de acceso aleatorio y los intervalos de acceso disponibles en la celda o los tipos de métodos de diversidad de transmisión usados con otros canales para aquella celda Puesto que la terminal no puede registrar la celda sin la posibilidad de decodificar el canal de radiodifusión, se necesita este canal para la transmisión con contabilidad relativamente alta a fin de llegar a los usuarios dentro del área de cobertura destinada Un canal de acceso de reenvío lleva información de control a las terminales que se sabe que están ubicadas en la celda dada, por ejemplo después de que un mensaje de acceso aleatorio ha sido recibido por la estación de base Se puede usar también para transportar datos de paquete a una terminal Un canal de localizacion de personas lleva datos pertinentes para el procedimiento de localización de personas, es decir cuando la red necesita iniciar la comunicación con la terminal Un ejemplo simple es una llamada de voz a una terminal, la red transmite el mensaje de localizacion de personas a la terminal en aquellas celdas que pertenezcan al área de ubicación en que se espera que esté la terminal Un canal de acceso aleatorio está designado a ser usado para llevar información de control de la terminal a la red Se usa típicamente con propósitos de indicación con señales, para registrar la terminal después de la conexión a la red o para realizar actualización de ubicación después de moverse de una ubicación a otra o para iniciar una llamada Para la operación apropiada del sistema, se debe oír el canal de acceso aleatorio desde toda el área de cobertura de celda deseada, lo cual requiere una contabilidad relativamente alta de los datos transmitidos Se usa un canal indicador de adquisición para indicar de la estación de base la recepción de la secuencia de señal de identificación del canal de acceso aleatorio Por lo tanto necesita ser oída por todas las terminales en la celda, lo cual requiere una confiabilidad relativamente alta de los datos transmitidos Este canal comúnmente no es visible a las capas superiores El canal indicador de locahzación de personas opera junto con un canal de loca zación de personas para proveer terminales con operación eficiente de modo de dormir Consecuentemente este canal tiene que ser oído por todas las terminales en la celda, lo cual requiere una contabilidad relativamente alta de los datos transmitidos Un canal de control compartido lleva la información necesaria de control de capa física para hacer posible la recepción/desmodulación/decodificación de datos en un canal de datos compartido y para realizar la combinación posible de capas físicas de los datos enviados en un canal de datos compartido en caso de retransmisión o de un paquete de datos erróneo. Un canal aplicado de control físico puede llevar además información de control necesaria que contenga señales de retroahmentación, tales como acuses de recibo ARQ (tanto ACK positivo como NAK negativo), así como información de calidad de enlace (tal como un indicador de calidad de canal CQI) Un canal de control compartido puede contener información que detalle uno o más de los siguientes puntos: • Información acerca de uno o más de un código de propagación, ?nstante(s) de tiempo, (sub)portadores de frecuencia, que se usa para la transmisión de datos • Esquema de modulación usado para la transmisión de datos, por ejemplo BPSK, QPSK, 8-PSK, 16-QAM, 64-QAM, etc • Versión de redundancia del bloque de datos en el caso de ARQ con múltiples versiones de redundancia, es decir la llamada "redundancia incrementa!" • Número de procedimiento de ARQ en caso de que puedan existir en paralelos varios procedimientos ARQ • Indicador de primera transmisión/retransmisión, indicando si un receptor debe combinar los datos recibidos reales con datos previamente recibidos o si se deben inundar y llenar las memorias volátiles solamente con datos nuevos • Canal que codifique (FEC) tipo e índice Puede ser ventajoso en una comunicación reducir la correlación entre diferentes señales en un sistema de comunicación para reducir la interferencia En caso de una reducción de correlación a cero, este procedimiento se llama algunas veces "ortogonahzacion" Se puede lograr la ortogonalización por ejemplo difundiendo o multiplicando consecuencias ortogonales, por ejemplo secuencias OVSF que resultan de una matriz Walsh-Hadamard Una posibilidad de reducir la correlación es la desmodulación o multiplicación consecuencias no ortogonales, tales como secuencias de pseudorruido, por ejemplo secuencias Gold Se pueden aplicar también técnicas de reducción de correlación o de ortogonalización a la presente invención Se puede efectuar esto aplicando las técnicas de reducción de correlación o de ortogonahzación junto con el símbolo casi piloto o aplicando estas técnicas individualmente a cada uno del/de los símbolo(s) casi piloto originales y de contraparte Se muestra esto para la multiplicación con un código de propagación en las figuras 57-58 Alternativamente en el caso de técnicas de reducción de correlación o de ortogona zación a base de bits, se aplican éstas a las secuenc?a(s) or?g?nal(es) y de contraparte de manera idéntica o individual a cada una de las secuenc?a(s) de bits originales y de contraparte Desde luego se pueden difundir los componentes casi piloto por expansión de ancho de banda Nuevamente esta propagación puede hacerse con base en los componentes constituyentes de manera individual o conjunta con base en el símbolo casi piloto Las figuras 59-60 muestran un ejemplo de propagación de ancha banda con un código de propagación Adicionalmente, puede ser beneficioso en un sistema modificar los símbolos casi piloto antes de la transmisión, por ejemplo por multiplicación o con un término de fase constante Por razones de rastreo de portador puede ser conveniente que ni la parte real ni la parte imaginaria de un símbolo casi piloto sea cero Si el diseño del casi piloto es sin embargo tal que un símbolo casi piloto se encuentra en uno de los ejes ortogonales, el símbolo casi piloto puede desplazarse en la fase Evidentemente un desplazamiento de fase de un símbolo casi piloto es equivalente a un desplazamiento de fase de los símbolo(s) or?g?nal(es) y de contraparte correspond?ente(s) Aunque la figura 61 muestra el principio para un desplazamiento de fase constante aplicado a todos los símbolos casi piloto, los expertos en la técnica reconocerán que el desplazamiento puede variar de símbolo a símbolo La figura 47 muestra un caso simple en que la relación de los símbolos piloto a los símbolos de control compartidos es uno, es decir el numero de tales símbolos por marco es idéntico Por lo tanto es fácil combinar cada uno de los símbolos piloto con cada uno de los símbolos de control a un símbolo casi piloto Sin embargo en un sistema es posible que dicha relación no sea igual a uno Una solución es que se construyan tan solo tanto símbolos casi piloto como haya símbolos tanto piloto como de control Por ejemplo si hay n símbolos piloto y m símbolos de control, se pueden generar entonces símbolos casi piloto m?n(n,m), y se transmiten adicionalmente ya sea símbolos piloto n-m o símbolos de control m-n como símbolos simples de acuerdo con los esquemas de la técnica anterior Si la transmisión que usa casi piloto requiere un esquema de modulación que tiene por lo menos dos bits por símbolo, puede ocurrir que los datos que pertenecen al mismo canal de transporte (por ejemplo canal de control compartido) no se puedan mapear completamente sobre símbolos casi piloto Generalmente se pueden transmitir datos en exceso, usando un esquema de modulación que es independiente del esquema de modulación casi piloto, como se muestra en la figura 65 Desde un punto de vista de diseño uniforme sin embargo, puede ser preferible transmitir tal canal de transporte, usando un solo esquema de modulación En tal caso puede ser preferible ya sea reducir el número de símbolos u opcionalmente repetir algunos de los símbolos no casi piloto para completar el ancho de banda disponible, como se muestra en la figura 66 Por razones de temporalización puede ser preferible transmitir datos de control o de indicación con señales dentro de los primeros intervalos de tiempo de un marco Particularmente para canales de datos compartidos u otros canales que transmitan datos de usuario por lo menos parcialmente de manera multiplexada en el tiempo, puede ser preferible desde un punto de vista de temporalizaron transmitir un canal de control con mucha anticipación al correspondiente canal de datos al cual pertenecen los datos de control, a fin de permitir que un tiempo de receptor procese los datos de control y tome las acciones requeridas para la recepción apropiada de la información de datos Esto es particularmente aplicable para canales de control y de datos compartidos Un ejemplo de una solución convencional está dado en la figura 47 para un sistema OFDM Un marco OFDM consiste en vanos intervalos de tiempo, en este caso 7 "símbolos OFDM", y de varias frecuencias portadoras, aquí 8 "subportadoras" Los símbolos piloto y de control compartidos están multiplexados en cuanto a frecuencia dentro del primer simbolo OFDM, ambos están multiplexados en el tiempo juntos con los símbolos de datos compartidos Una solución correspondiente de acuerdo con la presente invención está mostrada en la figura 48 Esta figura muestra una multiplexión en el tiempo de símbolos casi piloto con símbolos de datos compartidos Los símbolos casi piloto contienen la multiplexión de bits piloto y bits de control compartidos de acuerdo con la figura 46 Puesto que en este caso un símbolo casi piloto, es decir un símbolo original y de contraparte, lleva información de control compartida, se puede usar un símbolo casi piloto para la estimación de canal y cada uno de los símbolos constituyentes (originales y de contraparte) lleva la información de control compartida Conforme se multiplexa finalmente la información piloto y de control sobre símbolos de modulación, se puede interpretar esto como una "multiplexión de modulación" o "multiplexion de división de modulación" (MDM) de la información piloto y de control sobre el mismo símbolo La multiplexión de los símbolos originales y de contraparte de acuerdo con la figura 48 en el dominio de frecuencias, se llama por lo tanto "multiplexión de contraparte de frecuencias" (FCM) En resumen el primer símbolo OFDM es por lo tanto una estructura FCM-MDM Se podría realizar también sin embargo la multiplexión de símbolos originales y de contraparte en el dominio de tiempo, como se muestra en la figura 49 Aquí se tiene una estructura TCM-MDM, "multiplexion de contraparte de tiempo-multiplexión de división de modulación", en donde como antes se multiplexa en el tiempo la parte de datos casi piloto y compartidos La figura 50 y la figura 51 muestran un enfoque similar Sin embargo aquí los símbolos de datos casi piloto y compartidos se multiplexan en cuanto a frecuencia Desde luego ni la multiplexión entre los datos casi piloto y compartidos ni la multiplexión de original/contraparte tienen que ser iguales dentro de un marco OFDM Algunos ejemplos están mostrados en las figuras 52-56, en donde están realizados vanos grados de libertad con respecto a la multiplexión de datos casi piloto/compartida y la multiplexión opgmal/de contraparte Debe ser evidente para los expertos en la técnica que el orden del símbolo original y de contraparte en las figuras 48-56 no es importante, por ejemplo en la figura 49 el primer símbolo OFDM puede transmitir siempre el símbolo de contraparte, mientras que el segundo símbolo OFDM transmite siempre el simbolo original Son posibles también desde luego formas mixtas A parte de una combinación compleja, por ejemplo la adición de valores complejos, de símbolo original y de contraparte, es posible también combinar otros parámetros o componentes de estos símbolos para mejorar la confiabilidad de la estimación de canal, reduciendo el número de estados/niveles de parámetro/componente después de la combinación en comparación con el número de estados/niveles de parámetro/componente antes de la combinación Tales parámetros o componentes de un símbolo son por ejemplo la parte real, la parte imaginaria, la potencia, la amplitud, la fase o los términos o las cantidades que se derivan de uno o más de éstos En otra modalidad de la invención, se logra el objetivo de mejorar la capacidad de estimación de canal, reduciendo el número de posibles niveles de amplitud, logrados mediante la reducción del número de diferentes valores combinados obtenibles para todos los valores de palabras de datos, añadiendo para cada valor de palabras de datos valores de amplitud asociados con dicho valor de palabras de datos de acuerdo con un primero y por lo menos otro mapeo, a un menor número que el número de niveles de amplitud dentro de dicho primer mapeo En otra modalidad de la invención, se logra el objetivo de mejorar la capacidad de estimación de canal, reduciendo el número de posibles niveles de potencia, logrado mediante la reducción del número de diferentes valores combinados obtenibles para todos los valores de palabras de datos, añadiendo para cada valor de palabras de datos valores de potencia asociados con dicho valor de palabras de datos de acuerdo con un primero y por lo menos otro mapeo, o un menor número que el número de diferentes niveles de potencia dentro de dicho primer mapeo En otra modalidad de la invención, se logra el objetivo de mejorar la capacidad de estimación de canal, reduciendo el numero de posibles niveles de fase, logrado mediante la reducción del número de diferentes valores combinados obtenibles para todos los valores de palabras de datos, añadiendo para cada valor de palabras de datos valores de fase asociados con dicho valor de palabras de datos de acuerdo con un primero y por lo menos otro mapeo, o un menor número que el número de diferentes niveles de fase dentro de dicho primer mapeo Para cada una de las reducciones de nivel mencionadas o para una combinación de cualesquiera de las reducciones de nivel mencionadas anteriormente se pueden generar fácilmente símbolo(s) o secuenc?a(s), aplicando los principios que se han descrito para el caso de combinación coherente con los cambios necesarios El principio general está mostrado como un diagrama de flujo en las figuras 67-69 Desde luego, si se desea una combinación de reducciones de nivel, se puede llevar a cabo el paso de determinar la constelación de contraparte solamente tomando en cuenta los requisitos combinados Si se deben reducir tanto los niveles de potencia como de fase, se debe modificar el paso de determinar la constelación de contraparte a "de tal manera que para cada símbolo se logre la potencia y la fase respectivas en la constelación de contraparte respectiva" Debe ser también evidente que se puede cambiar el orden de estos pasos Por ejemplo si se deben reducir tanto los niveles de potencia como de fase a uno o dos respectivamente, las figuras 62A-64B muestran soluciones ejemplares para QPSK, 8-PSK y 16-QAM respectivamente Cabe hacer notar que en ésta y en las siguientes secciones se usan los términos "constelación original", "constelación de contraparte" para describir el comportamiento en el nivel de símbolo y no están restringiendo por lo tanto la aplicabilidad a tan sólo uno de los enfoques para la generación de un casi piloto de acuerdo con la figura 46 Aplicando los diagramas de flujo de las figuras 67 y 69 al QPSK original de las figuras 62A-62B, suponiendo que la potencia media debe ser uno, se determinan los siguientes niveles de potencia y de fase Obviamente el logro de un solo nivel de potencia después de la combinación es trivial Se define entonces que la secuencia de bits debe tener un nivel de fase objetivo después de la combinación de 0 Esto conduce en el último paso a lo siguiente para la constelación de contraparte Esto esta representado como la constelación de contraparte en las figuras 62A-62B Se puede notar que en este ejemplo se puede lograr el mismo resultado eficaz, invirtiendo el segundo bit de la secuencia original de bits para obtener un símbolo de contraparte de la secuencia de contraparte Los expertos en la técnica reconocerán que el enfoque de operación de bits es generalmente una alternativa posible a la constelación modificada Aplicando los diagramas de flujo de las figuras 67 y 69 al 8-PSK original de las figuras 63A-63B, suponiendo que la potencia media debe ser uno, se determinan los siguientes niveles de potencia y de fase Nuevamente el logro de un solo nivel de potencia después de la combinación es trivial Se define entonces que los símbolos deben tener un nivel de fase objetivo después de la combinación de 0 Esto conduce en el último paso a lo siguiente para la constelación de contraparte Esto está representado como la constelación de contraparte en las figuras 63A-63B. Si se trasladan los números de símbolo a las secuencias de bits, los expertos en la técnica podrán aplicar fácilmente una operación de bits para lograr el mismo resultado. Aplicando los diagramas de flujo de las figuras 67 y 69 al 16-QAM original de las figuras 64A-64B, suponiendo que la potencia media debe ser uno, se determinan los siguientes niveles de potencia y de fase: El nivel de potencia objetivo único después de la combinación se establece en 2.0. Luego se define que los símbolos deberían tener un nivel de fase objetivo después de la combinación de 0. Esto lleva en el último paso a lo siguiente para la constelación de contraparte: Esto se ilustra como la constelación de contraparte en las figuras 64A-64B. Si los números de símbolo se traducen en secuencias de bits, los expertos en la técnica serán fácilmente capaces de aplicar una operación de bits para lograr el mismo resultado. Al inspeccionar las figuras 62 a 64A-64B se nota entonces que son suficientes para reducir el número de ya sea la potencia o amplitud y de niveles de fase a uno después de la combinación de original y contraparte si la combinación se hace por separado para potencia/amplitud y fase respectivamente. La estimación actual de un coeficiente de canal h en tal caso puede preferiblemente emplear la siguiente estrategia. Asuma que los niveles de potencia de un símbolo a partir de una constelación original y contraparte se denota medíante p0 y Pe respectivamente, e igualmente los niveles de amplitud mediante a0 y ac, y los niveles de fase mediante ?o y fc- Asumiendo que un coeficiente de canal h puede descomponerse en una ganancia de amplitud k y un desplazamiento de fase d como en h ke10 entonces las siguientes características para las potencia recibida, amplitud y niveles de fase (desechando otras influencias de canal) se obtienen: p o = pa-k ,p i = pc-k . a o = an -k,a - a( - k. f'o =f0+d,f'? - f( + d Al añadir los valores recibidos, podemos obtener: pro = px = p„-k2 + p( y7 = (p? + P( )y7 aX> + o = a0 - k + a( - k = (aü + a( ) - k fro+fr( = fn + d + f( + d = fn +f, +2d Por ello la ganancia de amplitud de canal k y el desplazamiento de fase d puede estimarse como t = prx ou +u p < 0 £ r = a o + a i 2 2 Puede observarse que estas ecuaciones se dan para el caso simple de que un símbolo original y un símbolo de contraparte sean suficientes. En caso de que existan varias constelaciones de contraparte que son usadas el denominador en la ecuación de ganancia de amplitud de canal tiene que contabilizar la suma de todas estas constelaciones de contraparte en vez de sólo una, igualmente el denominador en la ecuación de desplazamiento de fase de canal tiene que ser el número de constelaciones de contraparte más uno (para la constelación original) Para inspeccionar la potencia, amplitud y niveles de fase en un poco más de detalle que el cuadro 1 , el cuadro 2 enlista los niveles reales asumiendo que cada constelación se normaliza a una potencia promedio por símbolo de uno CUADRO 2 Potencia, amplitud y niveles de fase de métodos de modulación dígito I seleccionados Esto se ejemplificara adicionalmente para 16-QAM ilustrado en la figuras 64A-64B Con el cuadro 2 y las figuras 64A-64B se observa que para cualquiera de los 16 símbolos la suma en este caso siempre es p0 + Pc=2, ?o + fc = 0 (o equivalentemente fo + fc - 27T=360°, dependiendo de la interpretación del ángulo) Utilizando los valores para este ejemplo de 16- QAM, obtenemos f' ( + f' d 1 Para los ejemplos de QPSK y 8-PSK en las figuras 62 y 63A- 63B, se observa que tanto la suma de niveles de potencia y de niveles de amplitud es p0+pc=a0+ac=2, por ello se puede utilizar ya sea la combinación de nivel de amplitud o potencia para llegar al cálculo de la ganancia de amplitud de canal k Esto es posible para cualquier esquema puro de PSK A partir del cuadro 2 también puede concluirse que para esquemas ASK puros los niveles de amplitud son preferibles ya que las constelaciones pueden construirse fácilmente tal que una constelación de contraparte individual es suficiente para reducir la combinación a un nivel de amplitud individual Ya que una mezcla de ASK y PSK (como 2-ASK/2-PSK ó 4-ASK/4-PSK) tiene que respetar las preferencias (o restricciones) de cada esquema constituyente, la combinación de nivel de amplitud también se prefiere en estos casos, ya que ASK prefiere una combinación de nivel de amplitud a combinación de nivel de potencia debido a tan solo una constelación de contraparte individual requerida Esto se ejemplifica mejor para 4-ASK/4-PSK en las figuras 70A-70B Por razón de generalidad cada punto de constelación se marca con una secuencia en bits (numérica) así como con una etiqueta de símbolo (alfabética) Aplicando los diagramas de flujo de las figuras 68 y 69 a 4-ASK/4-PSK original, asumiendo que la potencia promedio debería ser uno, determinamos los siguientes niveles de amplitud y de fase El nivel de amplitud objetivo único después de la combinación se establece a 8/sqrt(21) Entonces definimos el nivel de fase objetivo después de la combinación de 0 Esto lleva en el último paso en lo siguiente para la constelación de contraparte Esto se ilustra como la constelación de contraparte en las figuras 70A-70B Puede observarse que en este ejemplo se puede lograr el mismo resultado efectivo al invertir el primer y tercer bits de la secuencia de bits original para obtener la secuencia de contraparte y luego utilizar la constelación original para obtener un símbolo de contraparte a partir de la secuencia de contraparte El efecto para llegar a la constelación de contraparte puede nuevamente lograrse al modificar la regla de mapeo entre la secuencia de bits al estado de modulación, o al modificar la secuencia de bits original en una secuencia de contraparte previo al mapeo de dicha secuencia de contraparte a un estado de modulación de conformidad con la regla de mapeo que se utiliza también para el mapeo de secuencia de bits original Puede observarse que en el caso de combinar la potencia o amplitud o fase puede construirse una constelación de contraparte individual que siempre sea suficiente para lograr la meta de reducción de nivel de potencia/amplitud/fase, considerando que la constelación de contraparte no tenga el mismo trazado en el plano complejo que la constelación original, tal trazado diferente puede por ejemplo verse comparando las constelaciones derecha e izquierda en las figuras 6A-6B Puede observarse que las posibilidades descritas de utilizar el casi-piloto para transmisión de datos, en particular para el tipo de datos por ejemplo datos de control, datos de señalización, datos de radiotransmisión, se aplican sin importar método de cómo se logre la reducción de niveles de ambigüedad para el casi-piloto Por ello también es preferido transmitir por ejemplo un canal de control compartido utilizado un casi-piloto como en las figuras 48-56 en caso que el casi-piloto se haya generado utilizando por ejemplo el método de combinación de potencia y fase Los expertos en la técnica observarán que no existe diferencia fundamental de qué tipos de datos pueden transmitirse en casi-piloto generado utilizando el método de combinación de complejos comparado con utilizar uno o más de los métodos de combinación de potencia/amp tud/fase Aunque se ha descrito la invención respecto a las modalidades construidas de conformidad con ésta, será evidente para los expertos en la técnica que pueden hacerse varias modificaciones, variaciones y mejoras de la presente invención a la luz de las enseñanzas anteriores y dentro de lo estipulado en las reivindicaciones adjuntas sin desviarse de la esencia y alcance pretendido de la invención Adicionalmente, aquellas áreas en las que se cree que los expertos en la técnica tienen conocimiento, no se han descrito aqui para no oscurecer innecesariamente la invención que se describe aquí En consecuencia se entiende que la invención no debe limitarse por las modalidades ilustrativas especificas sino solamente por el alcance de las reivindicaciones adjuntas

Claims (62)

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN REIVINDICACIONES

1 - Un método para transmitir datos en un sistema de comunicación digital, el método comprende a) seleccionar (1208) un subconjunto de todos los estados de modulación disponibles en un esquema de modulación predeterminado, a utilizarse para transmisión, b) un primer paso de transmisión (1205) que transmite un primer símbolo que representa una primera pluralidad de bits, el símbolo teniendo un primer estado de modulación, comprendido en dicho subconjunto, y c) al menos un paso de transmisión adicional (1206) que transmite símbolos adicionales que representan la primera pluralidad de bits, cada uno de los símbolos adicionales teniendo un estado de modulación adicional comprendido en dicho subconjunto, en donde la adición, para cada combinación de valores de bits, de valores complejos asociados con dicho primero y dichos estados de modulación adicionales, genera la misma fase de resultado complejo para todas las combinaciones de valores de los bits dentro de la pluralidad de bits

2 - El método de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado además porque la adición, para cada combinación de valores de bits, de valores complejos asociados con dicho primero y dichos estados de modulación adicionales, genera el mismo resultado para todas las combinaciones de valores de los bits dentro de la pluralidad de bits

3 - El método de conformidad con la reivindicación 1 o 2, caracterizado además porque el primer estado de modulación se obtiene de conformidad con un primer mapeo de combinaciones de valor de bits a estados de modulación, el al menos un paso de transmisión adicional comprende exactamente un paso de transmisión adicional, y el un estado de modulación adicional se obtiene de conformidad con un segundo mapeo de combinaciones de valor de bits a estados de modulación, en donde el segundo mapeo de combinaciones de valores de bits a estados de modulación se obtiene del primer mapeo de valores de palabra de datos a estados de modulación mediante i) dividir un plano complejo que representa el primer mapeo de combinaciones de valores de bits a estados de modulación en al menos dos subplanos adyacentes que no se traslapan (404, 405), n) determinar ejes de simetría (412) para por lo menos una parte de los subplanos respecto a estados de modulación comprendidos dentro de cada una de la parte de los subplanos, e ni) asignar a al menos una parte de las combinaciones de valor de bits un valor complejo (409) en dicho segundo mapeo (402), que tiene una posición en el plano complejo que es esencialmente idéntico a partir de una posición (408) de un valor complejo asignado a dicha combinación de valor de bits de conformidad con dicha primera asignación (401 ), respecto a un punto (407) en el eje de simetría de un subplano (405) en el cual el valor complejo (408) de conformidad con dicha primera asignación (401) se ubica, y en donde el subconjunto de estados de modulación a usarse para la transmisión comprende todos los estados de modulación dentro de uno de los al menos dos subplanos

4 - El método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado además porque en el paso ni) el punto (407) en el eje de simetría (412) que sirve como centro para duplicación es un promedio de todos los valores complejos asignados a dicha al menos parte de los estados de modulación en la primera asignación (401 ) y ubicados dentro de dicho subplano (405)

5 - El método de conformidad con la reivindicación 1 ó 2, caracterizado además porque el primer estado de modulación se obtiene de conformidad con un primer mapeo de combinaciones de valores de bits a estados de modulación, el al menos un paso de transmisión adicional comprende pasos de transmisión m-1 , y los estados de modulación adicionales m-1 se obtiene de conformidad con mapeos m-1 adicionales de combinaciones de valor en bits a estados de modulación, en donde los mapeos adicionales m-1 de combinaciones de valor en bits a estados de modulación se obtienen a partir del primer mapeo de combinaciones de valor en bits a estados de modulación mediante i) dividir un plano complejo que representa el primer mapeo de combinaciones de valores de bits a estados de modulación en al menos dos subplanos adyacentes que no se traslapan (706, 707), el número de estados de modulación dentro de al menos una parte de los subplanos siendo m, y n) asignar a al menos una parte de los valores de palabras de datos diferentes estados de modulación dentro del mismo subplano, uno para cada mapeo, y en donde el subconjunto de estados de modulación a usarse para las transmisiones comprende todos los estados de modulación dentro de uno de los al menos dos subplanos

6 - El método de conformidad con la reivindicación 1 ó 2, caracterizado además porque se aplica en un sistema de comunicación digital que emplea modulación de desplazamiento de fase, en donde el primer estado de modulación se obtiene de conformidad con un primer mapeo de combinaciones de valor en bits a estados de modulación, el al menos un paso de transmisión adicional comprende exactamente un paso de transmisión adicional, y el un estado de modulación adicional se obtiene de conformidad con un segundo mapeo de combinaciones de valor en bits a estados de modulación, en donde el segundo mapeo de combinaciones de valor en bits a estados de modulación se obtiene del primer mapeo de valores de palabras de datos a estados de modulación mediante i) dividir un plano complejo que representa el primer mapeo de combinaciones de valor en bits a estados de modulación en subplanos adyacentes que no se traslapan (804, 805), al menos una parte de los subplanos teniendo un eje de simetría (806) respecto a posiciones de todos los estados de modulación comprendidos en el subplano, n) determinar ejes de simetría (806) para al menos una parte de los subplanos respecto a estados de modulación comprendidos dentro de cada una de la parte de los subplanos, e m) asignar a cada una de al menos una parte de los valores de palabras de datos un valor complejo en dicho segundo mapeo (802), teniendo una posición (808) en el plano complejo que es aproximadamente duplicado a partir de una posición (807) de un estado de modulación asignado a dicha combinación de valores de bits de acuerdo con dicho primer mapeo (801 ), respecto al eje de simetría (806) de un subplano en el cual el estado de modulación (807) de conformidad con dicho primer mapeo (801 ) está ubicado, y en donde el subconjunto de estados de modulación a usarse para las transmisiones comprende todos los estados de modulación dentro de uno de los al menos dos subplanos

7 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 3- 6, caracterizado ademas porque dicho plano complejo se divide en dichos subplanos respecto a ejes de simetría (203, 303, 403, 503, 803) respecto a posiciones de los valores complejos de todos los estados de modulación comprendidos en el primer mapeo

8 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 3- 7, caracterizado ademas porque dicho plano complejo se divide en dichos subplanos tal que ninguno de los valores complejos de estado de modulación se ubican en líneas limítrofes (203, 303, 403, 503, 803) entre subplanos

9 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 3 a 8, caracterizado además porque dichos subplanos adyacentes que no se traslapan son planos medios del plano complejo

10 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 1-9, caracterizado ademas porque dichos pasos de transmisión se llevan a cabo subsecuentemente en el mismo canal de transmisión

1 1 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 1-9, caracterizado ademas porque dicho sistema de comunicación digital comprende al menos uno de un componente de división de tiempo de d ivisión de frecuencia de división de código u OFDM, y dichos pasos de transmisión se llevan a cabo en instancias adyacentes respecto a al menos uno de dichos componentes

12 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 1-1 1 , caracterizado además porque dichos pasos de transmisión se aplican a cada símbolo transmitido

13 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 1 -1 1 , caracterizado además porque dicho segundo y pasos de transmisión adicionales se aplican a un número definido de símbolos de datos por marco de transmisión

14 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 3-13, caracterizado además porque el número de subplanos (404-405) es igual a 2

15 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 1 a 14, caracterizado además porque dicho primer mapeo y dicho al menos un mapeo adicional se obtienen de un supermapeo común al preadjuntar una palabra de control delantera a cada palabra de datos en donde el supermapeo mapea valores concatenados de palabra de control y palabra de datos a estado de modulación, y cada transmisión se asocia con un valor específico de la palabra de control

16 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 1 ó 2, caracterizado además porque el paso a) comprende reemplazar al menos un de la primera pluralidad de bits mediante un valor fijo para obtener una segunda pluralidad de bits, el paso b) comprende mapear la segunda pluralidad de bits al primer simbolo que tiene el primer estado de modulación de conformidad con un mapeo predefinido de secuencias de bits a estados de modulación, el paso c) comprende invertir bits de al menos un subconjunto de dicha segunda pluralidad de bits y mantener bits no comprendidos dentro de dichos subconjuntos sin cambiar, para obtener al menos una pluralidad adicional de bits y mapear dicha al menos una pluralidad adicional de bits al al menos un símbolo adicional teniendo el al menos un estado de modulación adicional de acuerdo con dicho mapeo predefinido de secuencias de bits a estados de modulación

17 - El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado además porque en el paso a) uno de la primera pluralidad de bits es reemplazado por un valor fijo para obtener una segunda pluralidad de bits, tal que todos los estados de modulación que pueden ser generados en el paso b) desde dicha segunda pluralidad de bits yacen dentro de un plano medio del plano complejo que representa dichos estados de modulación por sus valores complejos asociados

18 - El método de conformidad con la reivindicación 16 ó 17, caracterizado además porque cada paso c) comprende invertir todos los bits comprendidos dentro de un subconjunto de dicha segunda pluralidad de bits, dicho subconjunto siendo un subconjunto del conjunto de combinaciones de uno a todos pero uno de dicha segunda pluralidad de bits, y el paso a) comprende remplazar dicho uno de la primera pluralidad de bits que corresponde a un bit de la segunda pluralidad de bits que no esta comprendida en el conjunto de combinaciones, mediante un valor fijo

19 - El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado ademas porque dicho mapeo predeterminado es un mapeo Gray definiendo estados de modulación de una modulación con desplazamiento de fase

20 - El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado además porque dicho mapeo predefinido es un mapeo Gray definiendo estados de modulación de una modulación mixta que comprende modulación con desplazamiento de amplitud y modulación con desplazamiento de fase, y dicha primera pluralidad de bits comprende un conjunto de claves de desplazamiento de amplitud definiendo un valor absoluto de un valor complejo de un estado de modulación asociada con dicha pluralidad de bits dentro de dicho mapeo Gray y un conjunto de claves con desplazamiento de fase definiendo un valor de fase de un valor complejo de un estado de modulación asociado con dicha pluralidad de bits dentro de dicho mapeo Gray, paso c) comprendiendo i al menos un subpaso de inversión llevado a cabo en el conjunto de claves de desplazamiento de amplitud, comprendiendo invertir todos los bits comprendidos dentro de un subconjunto de dicho conjunto de claves con desplazamiento de amplitud, dicho subconjunto consistiendo en un bit (2210) que tiene un valor idéntico para la mitad de todas las pluralidades de bits que son mapeadas a estado de modulación teniendo la potencia de transmisión más baja de todos los estados de modulación, o invertir todos los bits comprendidos dentro de un subconjunto de dicho conjunto de claves de desplazamiento de amplitud, dicho subconjunto consistiendo en un bit (2210) que tiene un valor idéntico para la mitad de todas las pluralidades de bits que son mapeadas a estados de modulación teniendo la potencia más alta de transmisión de todos los estados de modulación existentes, o n al menos un subpaso de inversión como se define el la reivindicación 15 llevado a cabo en el conjunto de claves con desplazamiento de fase

21 - El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado además porque dicho mapeo predefinido es un mapeo Gray definiendo una modulación comprendiendo un primer componente y un segundo componente, dicho segundo componente siendo esencialmente ortogonal a dicho primer componente, y en donde dicha primera pluralidad de bits comprende un primer conjunto de bits asociados con dicho primer componente de conformidad con un segundo mapeo Gray de secuencias de bits a un primer conjunto de estados de modulación y un segundo conjunto de bits asociados con dicho segundo componente de conformidad con un tercer mapeo Gray de secuencia de bits de secuencia de bits a un segundo conjunto de estados de modulación, en donde el paso c) comprende los subpasos de i invertir (2702) un bit comprendido dentro de dicho primer conjunto de bits, dicho bit teniendo un valor idéntico para la mitad de toda las pluralidades de bits que son mapeados a estados de modulación teniendo la menor potencia de transmisión de todos los estados de modulación existentes dentro de dicho primer conjunto de estados de modulación de conformidad con dicho segundo mapeo Gray, o invertir (2702) un bit comprendido dentro de dicho primer conjunto de bits, dicho bit teniendo un valor idéntico para la mitad de todas las pluralidades de bits que son mapeadas a estados de modulación teniendo la más alta potencia de transmisión de todos los estados de modulación existentes dentro de dicho primer conjunto de estados de modulación de conformidad con dicho segundo mapeo Gray, y n Invertir (1203) un bit comprendido dentro de dicho segundo conjunto de bits, dicho bit teniendo un valor idéntico para todas las pluralidades de bits que son mapeadas a dicho segundo conjunto de estados de modulación teniendo un signo idéntico de dicho valor complejo de dicho segundo conjunto de estados de modulación asociado con dicha pluralidad de bits dentro de dicho tercer mapeo Gray

22 - El método de conformidad con la reivindicación 21 , caracterizado además porque dicha modulación es una modulación de amplitud en cuadratura cuadrada

23 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 16 a 22, caracterizado además porque también comprende el paso de transmitir información relacionada a la identidad de dicho al menos un bit fuera de la primera pluralidad de bits, que se reemplaza mediante un valor fijo

24 - Un medio de almacenamiento legible por computadora teniendo almacenado en este instrucciones de programa que, cuando se ejecutan en un procesador de un transmisor o un sistema de comunicación digital, causa que el transmisor realice el método de conformidad con una de las reivindicaciones 1-23

25 - Un transmisor (1300, 3500) para un sistema de comunicación digital, el transmisor siendo configurado para realizar el método de una de las reivindicaciones 1 a 23

26 - Una estación base (3600) para un sistema de comunicación móvil, la estación base comprendiendo el transmisor de conformidad con la reivindicación 25

27 - Una estación móvil (3700) para un sistema de comunicación móvil, la estación móvil comprendiendo el transmisor de conformidad con la reivindicación 25

28 - Un método para recibir datos en un sistema de comunicación digital, comprendiendo a) primeros y segundos pasos de recepción que reciben un primer y un segundo símbolo, ambos representando una primera pluralidad de bits, b) un paso de cálculo de probabilidad de calcular valores de probabilidad del primer y segundo símbolo recibido de al menos un subconjunto de la primera pluralidad de bits, y c) un paso de establecer valores de probabilidad para al menos un bit predeterminado fuera de dicha primera pluralidad de bits a un valor que indica un valor de bit desconocido

29 - El método de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado ademas porque valores de probabilidad comprenden un logaritmo de una relación de probabilidad y dicho valor de probabilidad indicando un valor de bit desconocido es cero

30 - El método de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado además porque valores de probabilidad comprenden una probabilidad lineal, y dicho valor de probabilidad indicando un valor de bit desconocido es 0 5

31 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 28 a 30 caracterizado además porque también comprende un paso de recibir información relacionada con identidad de dicho al menos un bit predeterminado

32 - Un medio de almacenamiento legible por computadora teniendo almacenado en éste instrucciones de programa que, cuando se ejecutan en un procesador de un receptor de un sistema de comunicación digital, causan al receptor realizar el método de conformidad con una de las reivindicaciones 28 a 31

33 - Un receptor para un sistema de comunicación digital configurado para realizar el método de una de las reivindicaciones 28 a 31

34 - Una estación base (3600) para un sistema de comunicación móvil, la estación base comprendiendo el receptor de conformidad con la reivindicación 33

35 - Una estación móvil (3700) para un sistema de comunicación móvil, la estación móvil comprendiendo un receptor de conformidad con la reivindicación 33

36 - Un método para transmitir datos en un sistema de comunicación digital, el método comprendiendo a) un primer paso de transmisión transmitiendo un primer símbolo representando una primera pluralidad de bits, el símbolo teniendo un primer estado de modulación, y b) al menos un paso de transmisión adicional que transmite símbolos adicionales representando la primera pluralidad de bits, cada uno de los símbolos adicionales teniendo un estado de modulación adicional, en donde una combinación de al menos un parámetro del primer símbolo con dicho al menos un parámetro de al menos uno de los símbolos adicionales resulta en un número menor de diferentes estados de parámetro resultantes posibles después de la combinación que el número de diferentes estados de parámetro antes de la combinación

37 - El método de conformidad con la reivindicación 36, caracterizado además porque al menos uno de dichos parámetros es potencia y la combinación se realiza al combinar la potencia del primer símbolo y el al menos un símbolo adicional

38 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 36 a 37, caracterizado además porque al menos uno de dichos parámetros es amplitud y la combinación se realiza al combinar la amplitud del primer símbolo y el al menos un símbolo adicional

39 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 36 a 38, caracterizado ademas porque al menos uno de dichos parámetros es fase y la combinación se realiza al combinar la fase del primer símbolo y el al menos un símbolo adicional

40 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 36 a 39, caracterizado además porque la combinación es una adición

41 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 36 a 40, caracterizado además porque el número de diferentes estados de parámetro resultantes después de la combinación es 1

42 - Un método de transmitir datos en un sistema de comunicación digital, el método comprendiendo a) generar un símbolo original al mapear los bits de la secuencia de bits original usando una constelación de modulación, b) generar al menos un símbolo de contraparte del símbolo original o a partir de al menos una secuencia de bits de contraparte generada de la secuencia de bits original, en donde una combinación del símbolo original y el al menos un símbolo de contraparte forma un símbolo casi piloto

43 - El método de conformidad con la reivindicación 42, caracterizado además porque la secuencia de bit original se genera al multiplexar al menos un bit piloto con al menos un bit de dato de control

44 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 42 o 43, caracterizado además porque los símbolos constituyentes del símbolo casi piloto abarcan al menos sobre dos portadores de frecuencia

45 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 42 o 43, caracterizado además porque los símbolos constituyentes del símbolo quasi pilota abarcan a I menos sobre dos intervalos de tiempo

46 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 42 a 45, caracterizado además porque el símbolo quasi piloto se transmite en un sistema OFDM

47 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 42 a 46, caracterizado además porque el simbolo original y el al menos un simbolo de contraparte se genera utilizando los pasos de método como se manifiestan en una de las reivindicaciones 1 a 23 y 36 a 41

48 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 42 a 47, caracterizado además porque también comprende el paso de aplicar una multiplicación de al menos uno del símbolo casi piloto y el símbolo original y al menos un símbolo de contraparte con una secuencia definida

49 - Un método para recibir datos en un sistema de comunicación digital comprendiendo a) recepción de un primer y al menos un símbolo adicional, b) obtener al menos una combinación de al menos un parámetro del primer símbolo con al menos un parámetro del al menos un símbolo adicional, c) utilizar al menos una combinación para obtener una estimación de un parámetro de canal de comunicación

50 - El método de conformidad con la reivindicación 49, caracterizado además porque dicha al menos una combinación comprende la combinación de la potencia de dicho primer y al menos un símbolo adicional

51 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 49 a 50, caracterizado ademas porque dicha al menos una combinación comprende la combinación de la amplitud de dicho primer y al menos un símbolo adicional

52 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 49 a 51 , caracterizado ademas porque dicha al menos una combinación comprende la combinación de la fase de dicho primer y al menos un símbolo adicional

53 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 49 a 52, caracterizado ademas porque dicha al menos una combinación comprende la combinación de los valores complejos de dicho primer y al menos un símbolo adicional

54 - El método de conformidad con una de las reivindicaciones 49 a 53, caracterizado además porque dicho parámetro de canal de comunicación comprende al menos una de una ganancia de amplitud y un desplazamiento de fase y un coeficiente de canal complejo

55 - Un transmisor para un sistema de comunicación digital, el transmisor siendo configurado para realizar el método de una de las reivindicaciones 36 a 48

56 - Una estación base para un sistema de comunicación móvil, la estación móvil comprendiendo el transmisor de conformidad con la reivindicación 55

57 - Una estación móvil para un sistema de comunicación móvil, la estación móvil comprendiendo el transmisor de conformidad con la reivindicación 55

58 - Un medio de almacenamiento legible por computadora teniendo almacenada en éste instrucciones de programa que, cuando se ejecutan en un procesador de un transmisor de un sistema de comunicación digital causan al transmisor realizar el método de conformidad con una de las reivindicaciones 36 a 48

59 - Un medio de almacenamiento legible por computadora teniendo almacenada en éste instrucciones de programa que, cuando se ejecutan en un procesador de un receptor de un sistema de comunicación digital, causan al receptor realizar el método de conformidad con una de las reivindicaciones 49 a 54

60 - Un receptor para un sistema de comunicación de datos digitales configurado para realizar el método de una de las reivindicaciones 49 a 54

61 - Un estación base para un sistema de comunicación móvil, la estación base comprendiendo el receptor de conformidad con la reivindicación 60

62 - Una estación móvil para un sistema de comunicación móvil, la estación móvil comprendiendo el receptor de conformidad con la reivindicación 60