KR960010712B1 - 전자식 형광등 안정기의 구동제어회로 - Google Patents

Abstract

내용 없음.

Description

전자식 형광등 안정기의 구동제어회로

제1도(a)(b)는 종래의 전자식 형광등 안정기의 회로도.

제2도는 본 발명과 관련된 안정기의 기본회로도.

제3도(a)(b)는 본 발명과 안정기의 구동원리와 전압/전류 파형도.

제4도(a)는 제1단계(0₀단계)에서의 전류 통전도, (b)는 제2단계(0₁단계)에서의 전류 통전도, (c)는 제3단계(0₂단계)에서의 전류통전도, (d)는 제4단계(0₃단계)에서의 전류 통전도.

제5도는 본 발명의 일 실시예를 나타낸 전압·전류 감지 및 위상제어회로도.

제6도는 본 발명의 일 실시에를 따른 제어수준의 정량화를 나타낸 것임.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 교류전원 2 : 전파정류회로

3 : 형광램프(Lamp) 4 : 램프구동 전압제어를 위한 회로부

5 : 과충전 제어를 위한 회로부 6 : 과전압 제어를 위한 회로부

7 : 램프구동 전류제어를 위한 회로부

Q₁,Q₂: 반도체스위치 FET(Field Effect Transistor)

Q₃,Q₄,Q₅,Q₆: 비교기(Comporator) Q₇: 사이리스터(thyristor)

CH₁: 쵸킹코일(choking coil) T₁,T₂: 트랜스포머(Transformer)

C₁,C₂,C₃,C₄,C₅,C₆,C₇: 콘덴서

R₁,R₂,R₃,R₄,R₅,R₆,R₇,R₈,R₉,R₁₀,R₁₁,R₁₂: 저항체

D₁,D₂,D₃,D₄,D₅,D₆,D₇,D₉: 다이오드 D₈,D₁₀: 정전압 다이오드

R₁₃: 가변저항 Tr : 트랜지스터

본 발명은 전자식 형광등 안정기의 품질을 개선하기 위한 회로로서, 특히 안정기를 구동하는 전류(I_JK)의 진폭을 억제하기 위한 회로에 관한 것이다. 일반적으로 시동시에 고전압을 발생하여 필라멘트를 에열하고, 점등시에는 형광램프의 관전류(I_JK)를 일정하게 제한하기 위한 안정기로서는 에너지절약 수단으로서 여러종류의 안정기가 개발되어 있다.

안정기의 품질을 구성하는 요소는 크게 입력전원 및 환경에 영향을 미치는 입력품질, 램프에 영향을 미치는 출력품질 그리고 안정기 자체의 신뢰성 및 내구성의 세가지가 있다.

다시 입력품질로는 '역율', '전류 고주파 함유율', '전자파 발생 잡음율(EMI)', '가청소음'이 있으며, 출력품질로는 '파고율', '필라멘트 예열전류 크기', '소프트(soft)점등'등이 있고, 안정기의 신뢰성 및 내구성에 관련된 품질로는 과전압 입력이나 출력측의 결선 오류 또는 램프의 노후화 등으로 인한 과전류발생의 경우에 대한 안정기 자체의 안전설계가 있다.

종래의 대부분의 상용화된 전자식 안정기는 교류전원을 직류로 정류하는 회로와 램프의 특성에 맞추어 램프를 구동하는 회로를 독립적으로 취급하여 왔으며, 가격이 비싸지기 때문에 입력품질이나 출력품질중 어느 하나만을 해결하여 상용화하여 왔다.

최근 제1도(a)에서 보는 바와 같이 '입출력결합형'의 안정기 회로가 있는데, 이 회로의 특징은 램프양단에 고압이 걸려 아-크방전을 일으키는 순간점등 방식이다. 또한 이상의 안정기회로의 '예열전류'문제를 해결한 제품이 상용화되었는데, 이 제품이 채택한 회로는 제1도(b)에서 보는 바와 같이 램프양단에 걸리는 전압을 억제하면서 램프예열이 되도록 하는 기능이 있다.

이상을 상세히 설명하면 형광램프(3)의 한쪽 단자에는 전류의 통로를 주는 다이오드(D₂,D₃) 및 시정수결정 콘덴서(C₂,C₃)와 연결되어 전파정류회로(2)에 연결되어 있고, 다른쪽 단자는 트랜스포머(T₂)를 통해 스위치용소자(D₅,Q₁및 D₆,Q₂)와 연결되어 있다. 따라서 스위치용 소자의 동작에 따라 제3도에서 보는 바와 같이 램프구동전압 및 전류가 네가지 단계로 이루어지고 전자식 안정기가 기능을 발휘하게 되는데 이때 램프(3)에 과전류가 흐르게 되는 문제를 해결할 목적으로, 제1도(b)의 제어회로와 같이 램프의 일측단자(K점)에 흐르는 전류(I_K)를 제어하기 위해 트랜스포머(T₂)의 한쪽단자(L)은 접지하고, 한쪽단자(M점)은 반파정류다이오드(D₉) 및 정전압다이오드(D₁₀)을 통하여 증폭기용 트랜지스터(Tr)의 베이스측에 연결하고, 다시 트랜지스터(Tr)의 콜렉터측은 스위치용 FET(Q₂)의 게이트측에 연결하고 있다.

이와 같은 종래 안정기의 제어동작을 살펴보면 트랜스포머(T₂)의 양단전압(V_LM)에 해당하는 Q점의 전압(V_Q)이 증가하면 트랜지스터(Tr)의 베이스측 전류도 증가하므로 트랜지스터(Tr)의 콜렉처측 전압, 즉 스위치용 FET(Q₂)의 게이트 전압(V_G)도 감소하여 결국은 FET(Q₂)의 드레인과 소스단자간 전압(V_DS)이 감소되고, 따라서 전류(I_K)를 제한함으로써 예열전류를 제한다. 그러나 이러한 종래의 방식은 정동작에서는 문제가 없으나 램프의 노후화, 결선잡음, 과전압의 경우 등 이상동작의 경우에는 스위치용 FET(Q₂)의 전류 및 전압이 0으로 되지 않기 때문에 W(Q₂)=I(Q₂)×V(Q₂)에 따른 열이 발생하여 회로가 장시간 동작하는 경우 열파손의 위험이 있고, 스위치기능을 제대로 발휘할 수 없을뿐더러, 트랜지스터(Tr)의 전류증폭율(h_FE)의 오류범위가 생기며 기타소자의 오차와 복합작용으로 점등시 신뢰성의 저하를 가져온다.

본 발명은 제1도(b)에서와 같이 스위칭 FET(Q₂) 게이트의 전압수준을 조정하는 방법이 아니고 스위치(Q₂)게이트에 '온'전압이 걸리는 시간을 조정함으로써 안정기의 품질을 종합적으로 개선하면서도 경제성을 살리는 새로운 안정기 회로 제어방식에 대한 발명이다.

제2도는 본 발명과 관련된 안정기의 기본회로도를 나타내고 있다.

교류전원(1)은 안정적인 교류전원을 공급하기 위한 필터회로에 의해 전파정류회로(2)에 연결되어 있다. 전파정류회로(2)는 인덕터로서 작용하는 쵸킹코일(CH1) 및 통전방향을 결정하여 주는 다이오드(D₁,D₂,D₃,D₄) 인버터 스위치의 자연공진 시정수를 결정해 주는 콘덴서(C₁,C₂,C₃,C₅), 정류된 전원을 보관하는 콘덴서(C₄), 스위칭 FET(Q₁,Q₂) 및 스위칭 FET(Q₁,Q₂)가 개방되었을 때 전류가 흐르는 경로를 제공하는 다이오드(D₅,D₆) 그리고 트랜스포머(T₁,T₂)와 연결되어 있다. 즉, 전파정류회로와 연결된 쵸킹코일(CH₁)의 한쪽단자는 시정수를 정해 주는 콘덴서(C₂) 및 다이오드(D₂)를 통해 램프(3)의 한쪽단자(J점)에 연결되어 있고, 소자(D₃,C₃)를 통해 접속되어 있으며 이때 램프(3)의 다른쪽단자(K점)은 트랜스포머(T₂,T_u)을 통해 스위칭소자(Q₁,Q₂,D₅,D₆)에 연결되어 있다. 또한 입력단전압(14)을 갖는 쵸킹코일(CH₁)의 단자는 다이오드(D₁)와 콘덴서(C₄)를 통해 접지되면서 콘덴서(C₁)을 통해 램프(3)의 한쪽단자(J점)에 연결되고, 다시 스위칭소자(D₅,Q₁및 D₆,Q₂)를 통해 접지된다.

또한 본 발명에서는 스위칭 FET(Q₂)의 소스측에 저항(R₁)이 추가되어 있다. 제3도는 제2도 상의(K)점에 흐르는 전류(I_K)를 위상에 따라 0°~360°사이를 4단계로 구분하여, 0°~90°사이를 제1단계, 90°~180°사이를 제2단계, 180°~270°사이를 제3단계, 270°~360°사이를 제4단계로 하는 K점의 전류(I_K) 및 전압(V_K)의 파형을 나타내고 있으며 아울러 각 단계별로 통전되는 소자(D₅,Q₁및 D₆,Q₂)를 밝혀서 자연공진의 동작원리를 나타내고 있다. 이때 위상은 제3도(b)에서 보는 바와 같이 제2도에서 전류가 4개의 게이트 역할을 하는 소자(Q₁,Q₂,D₅,D₆)중 어느 소자를 통하여 흐르게 되느냐와 관계가 있으며, 각 단계에서의 전류의 흐름은 제4도에 나타내었다.

예를 들면, 제1단계(0₀)단계에서는 제4도(a)에 나타낸 바와 같이 FET(Q₂)가 '온'이 되고, 나머지 게이트는 '오프'로 되므로 전류는 제4도(a)에서와 같이 FET(Q₂)를 통하여 흐르게 된다. 이때 어느 단계에서든지 자연스런 전류(I_K)의 진폭을 강제로 제어할 수 있다면 전압(V_K)의 수준도 함께 억제된다. 왜냐하면 참조부호 K점의 전압은 콘덴서(C₁~C₄)에 흐르는 전류의 적분치이기 때문이다.

본 발명은 전류(I_K)의 위상이 0°~90°사이에 있을 때 위상의 진행을 빠르게 진행하도록 제어함으로써 램프(3)에 걸리는 전압(V_JK)이나 전류(I_JK)의 진폭을 제어하여 '입출력 결합형'의 안정기 회로가 제반품질 목표를 저렴하게 달성하는 방안에 관한 것이다.

본 발명은 이상의 위상제어를 위해서 '필요한 제어요소의 선택', '제어여부의 판단', '제어수둔의 정량화', '제어시점의 결정', '제어를 실현하는 방법'등으로 구성된다.

본 발명에서는 필요한 제어요소로써 제5도에서 보는 바와 같이 '램프 구동전압의 제어'(참조부호 4), '과충전제어'(참조부호 5), '과전압제어'(참조부호 6), '램프구동전류 제어'(참조부호 7) 등 4가지를 들고 있다.

제5도는 본 발명에 해당하는 안정기 구동제어회로의 일실시예이며, 이를 설명하면 다음과 같다. 램프구동전압제어를 위한 비교기(Q₃)의 반전입력단자는 분압용저항(R₂,R₃) 및 충전용 콘덴서(C₆)를 통해 트랜스포머(T₂)의 단자(L,M)에 연결되어 있으며, 비교되는 장전압(V₁)과 비교되어 정량화소자(R₄)를 통해 비교기(Q₆)에 연결되고, 과충전제어를 위한 비교기(Q₄) 및 과전압제어를 위한 비교기(Q₅)의 반전입력 단자는 정류된 전원전압(V₊)을 갖는 단자와 분압용저항(R₅,R₆,R₇)을 통해 연결되어 있으며, 비교되는 정전압(V₁)과 비교되어 정량화소자(R₈)을 통해 비교기(Q₆)에 연결되어 있다. 램프구동전류를 위한 비교기(Q₆)의 반전입력단자는 분압용저항(R₉,R₁₀)을 통해 정전압원(V₁) 및 정량화소자(R₄,R₈)을 통해 비교기(Q₃,Q₄,Q₅)에 연결되어 있으며, 비반전입력단자는 제2도상의 N점에 연결되어 있고, 그 출력은 또다른 전압원(V₂)과 저항(R₁₁) 및 정전압다이오드(D₈)를 통해 사이리스터(Q₇)의 게이트측에 트리거펄스를 가하게 된다.

각각의 제어동작을 설명하면 다음과 같다. 먼저 램프구동전압의 제어(4)를 제2도 및 제5도를 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 램프(3) 양단에 걸리는 전압(V_JK)은 제2도 상의 단자 전압(V_K)에 비례하며, 또 단자 L-M에 유도되는 2차전압(V_LM)은 제5도상의 콘덴서(C₆)에 일시적으로 기억시켜 판단하게 된다. 따라서 콘덴서(C₆)양단에 걸리는 전압(V_C6)을 저항기(R₂와 R₃)에 의해 분압한 다음 비교기(Q₃)에 의해 판단을 하는데, 이때 정량화 소자는 저항기(R₄)이다. 만약 비교기(Q₃)를 연산증폭기(OP AMP)로 대치한다면 램프구동전압의 임계수준에 의한 제어가 아니고 선형적인 제어도 가능하다.

다음 과충전제어(5)를 설명하면 다음과 같다.

제2도에서 램프구동 인버터회로가 작동되어 고주파 발진이 일어나면 콘덴서(C₄)가 램프(3)와 접합하는 부분(J점)의 전압이 0에서 정류된 전원전압(V₊) 사이로 정현파를 이룬다.

따라서 입력전원의 전위가 정류된 전원전압(V₊)보다 낮더라도 콘덴서(C₄)를 통해 충전이 가능하다. 콘덴서(C₄)의 방전경로는 다이오드(D₁)를 통해 흐르는 경로 밖에 없으며, 방전과정에서 인덕터(CH₁)의 전류관성이 승압식 전파정류를 가능케한다.

이 회로방식에서 정류되는 전압의 크기는 충전 및 방전의 결과 인버터부로 충전되는 에너지의 크기와 램프(3)나 필라멘트 등에 소비되는 에너지 사이에 균형이 이루어지는 점에서 결정된다. 즉, '입출력 결합식스위칭 정류방식'에서 점등이 지연될 경우에는 정류된 전압이 매우 높아진다. 따라서 과충전 여부는 입력단전압(V₊)와 저항체(R₅,R₆+R₇)의 저항을 통해 관찰이 가능하게 판단소자는 비교기(Q₄)이고, 정량화 요소는 저항체(R₈)이다.

다음 과전압제어(6)를 설명하면 다음과 같다. 입력전원에 비정상적인 과전압이 걸렸을 경우에도 내부 발진부가 동작하여 램프(3)를 구동한다면 안정기는 물론 램프의 신뢰성에 영향을 미칠 수 있으므로 과전압에 대한 제어도 필요하게 된다. 과전압 여부는 제5도에서와 같이 정류된 전원전압(V₊)와 저항체(R₅+R₆,R₇)의 저항을 관찰하여 가능하며, 판단소자는 비교기(Q₅)이다. 이때의 정량화 결과는 0이다.

마지막으로 램프구동전류제어(7)를 설명한다. 램프구동전류(I_JK)에 대한 관찰은 제3도상의 제1단계에서 제2도 상의 저항(R₁)을 통해 가능하다. 즉 제2도의 단자(N점)을 관찰하여 제어여부를 판단한다. 판단소자는 제5도의 상의 비교기(Q₆)이며, 정량화 소자는 저항체(R₉,R₁₀)이다. 앞서 말한 3개의 제어요소(4,5,6)의 제어여부 판단결과는 제5도의 비교기(Q₃,Q₄,Q₅)를 단락 또는 개방시키게 되며, 그 결과에 따라 제5도 상의 단자(H점)의 기준전압(V_H)가 설정된다.

이 기준전압(V_H)는 제3도 상의 제1단계를 강제로 제2단계로 전환시켜 인버터 내에 흐르는 전류는 램프(3)에 걸리는 전압의 크기를 제어하게 된다.

제어요인별 제어수준의 정량화는 제6도에 나타내었다. 기준전압(V_H)는 제6도의 정량화 수준에 정전압(V₁)을 곱한 값과 같다. 이때 제어시점은 제2도 상의 저항(R₁)에 걸리는 전압(V_N)이 이 기준치(V_H)를 초과하는 때이다. 즉, 제5도의 참조부호 7에 있는 비교기(Q₆)의 (-)입력에 제어수준의 전압(V_H)를 정해주면 제2도의 저항(R₁)에 걸리는 전압이 제어수준의 전압(V_H)를 넘는 순간 비교기(Q₆)의 출력이 개방된다. 그러면 정전압(V₂)에 의해 저항(R₁) 및 다이오드(D₈)을 통해 펄스파가 게이트에 전달되고 사이리스터(Q₇)을 단락시켜 제3도에서의 정상적인 경우 보다 위상을 빠르게 하여 결과적으로 전류 및 전압의 진폭이 억제되게 된다.

이상에서 설명한 바와 같이 본 고안의 효과로는, 종래의 입출력 결합형 스위칭 정류방식의 전자식 안정기가 스위치(Q₂)의 개방에 의해 램프구동전압·전류의 크기를 0에서 1사이의 아날로그값으로 하여 제어하는 방식에서, 주파수 대역폭 변조방식(PWM방식) 및 0과 1의 디지탈방식을 사용하기 때문에 과도현상 및 비정상적인 상황에서 스위칭FET(Q₂)에 열이 발생함으로써 염려되는 파손의 염려가 없고, 오차가 구열별로 구분되어 정량화되어 있기 때문에 오차에 따른 가변저항의 조정이 불필요하여 생산성 및 신뢰성을 향상할 수 있고, 제어점을 정량화해서 제어함으로써 단순점등장치에서 타이머(timer), 디머(dimmer), 리모콘(remote control) 등의 다양한 기능을 갖는 안정기로 발전할 때 이러한 기능을 제공하는 논리부와 안정기구동회로 사이에 독립성을 갖는 정합방법을 제공하고 있다. 또한 차단시간의 조정문제를 해결함으로써 안정기의 생산성도 높을 수 있는 등 경제성도 살릴수 있다.

Claims (1)

1. 램프구동전압과 전원전압을 기준전압과 비교하여 제어수준을 정량화하는 회로부, 단자전압 정량화된 제어전압을 비교하여 제어시점을 결정하고 트리거펄스를 가하는 비교기, 사이리스터의 위상을 제어하는 회로 그리고 트랜스포머, 인버팅소자 등으로 구성된 형광등의 안정기회로에 있어서, 인버터스위칭소자에 연결되어 램프구동전류(I_K)의 수준을 감시하는 저항(R₁)이 스위칭 FET(Q₂)에 직렬결합되고, 스위칭 FET(Q|₂)와 저항(R₁) 사이에 단자(N)를 인출하였으며, 상기 램프구동전압제어 회로부(4)의 비교기는 반전입력 단자가 상기 램프구동전압(V_JK)에 비례하는 전압(V_LM)의, 단자와 충전용 콘덴서(C₆) 및 분압용 저항(R₂,R₃)을 통해 연결되고 비반전 단자는 비교전압(V₁)단자에 연결되며, 그 출력측은 정량화소자(R₄)를 통해 램프구동전류 제어부(7)의 비교기(Q₆)에 연결되며, 상기 과충전제어회로부(5) 및 과전압제어회로부(6)의 비교기(Q₄,Q₅)는 반전단자가 분압용 저항(R₅,R₆,R₇)을 통해 정류된 전압전압(V|⁺)단자에 연결되고, 비반전단자가 비교전압(V₊)단자에 연결되며, 과충전제어회로부(5)의 비교기(Q₄)는 정량화소자(R₈)를 통해, 그리고 과전압제어회로부(6)의 비교기(Q₅)는 직접 상기 램프구동전류제어부(7)의 비교기(Q)에 연결되며, 램프구동전류제어부(7)의 비교기(Q₆)는 반전단자가 분압용 저항(R₉,R₁₀)을 통해 기준전압(V₁) 및 상기 비교기(Q|₃,Q₄,Q₅)의 출력측에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 전자식형광등 안정기의 구동제어회로.