KR950009320Y1 - Over load protect & switching souce circuit - Google Patents
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Abstract
내용 없음.No content.
Description
제1도는 본 고안의 실시예를 나타내는 회로도.1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
제2도는 제1도의 회로에 있어서 온기간 제한용 콘덴서 양단의 전압파형도.2 is a voltage waveform diagram of both ends of the capacitor for limiting the on-period in the circuit of FIG.
제3도는 종래의 실시예를 나타내는 회로도.3 is a circuit diagram showing a conventional embodiment.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
11 : N채널 MOSFET 12 : 트랜스의 보조권선11: N-channel MOSFET 12: auxiliary winding of transformer
13,18,22,23,25,28,29 : 저항 14,16,20 : 콘덴서13,18,22,23,25,28,29: Resistor 14,16,20: Condenser
15,30 : NPN트랜지스터 17,19,26 : 다이오드15,30: NPN transistor 17,19,26: Diode
21 : PNP트랜지스터 24 : 포토트랜지스터21: PNP transistor 24: phototransistor
본 고안은 RCC형 스위칭전원의 구동회로에 관한 것으로 특히 과부하 보호기능과 경부하 보호기능을 함께 갖는 RCC형 스위칭전원의 구동회로에 관한 것이다.The present invention relates to a driving circuit of the RCC type switching power supply, and more particularly, to a driving circuit of the RCC type switching power supply having both an overload protection function and a light load protection function.
종래의 과부하 보호기능을 갖는 RCC형 스위칭전원의 구동회로에서는 제3도에 나타낸 바와같이 트랜스의 보조권선에 발생하는 교류전압에 따라 온(0N)기간 제한용 콘덴서의 충방전을 행하는 방법이 채용되고 있었다. 그러나 그러한 종래의 구동회로의 경우, 경부하시에는 간헐발진이 발생하기 쉽다는 문제점을 안고 있었다. 비록 그러한 경우, 출력단자에 블리더(Bleeder)저항을 접속함으로써 간헐발진을 억제시킬 수는 있으나 효율을 저하시키는 또다른 문제점을 야기시킬 수 있었다.In the conventional driving circuit of the RCC type switching power supply having an overload protection function, as shown in FIG. 3, a method of charging and discharging the capacitor for limiting the on (0N) period is adopted in accordance with the AC voltage generated in the auxiliary winding of the transformer. there was. However, such a conventional driving circuit has a problem that intermittent oscillation is likely to occur at light load. In such a case, intermittent oscillation can be suppressed by connecting a bleeder resistor to the output terminal, but this may cause another problem of lowering efficiency.
따라서 본 고안은 제1도에 나타낸 바와같이 상기 종래기술의 문제점을 해결하고자 별도로 마련한 부(負)전압과 트랜지스터에 의한 스위치회로를 이용하여 온(ON)기간 제한용 콘덴서의 방전을 행함으로써, 과부하 보호기능은 물론 경부하시 블리더 저항의 접속이 필요없는 간헐발진 억제기능을 수행할 수도 있도록 하기 위한 것을 그 목적으로 하고 있다.Therefore, the present invention, as shown in FIG. 1, discharges the ON-period limiting capacitor by using a negative voltage and a switch circuit by transistors separately provided to solve the problems of the prior art. Its purpose is not only to protect but also to perform intermittent oscillation suppression that requires no connection of the bleeder resistor at light loads.
상기의 목적을 달성하기 위해 고안된 본 고안의 구성을 이하 본 고안의 제1도 및 제2도에 의거 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, the configuration of the present invention devised to achieve the above object will be described in detail with reference to FIGS. 1 and 2 of the present invention.
본 고안의 구성은 제1도에 나타낸 바와같이, RCC형 스위칭 전원의 스위칭소자인 N채널 MOSFET(11)와, 상기 N채널 MOSFET(11)를 구동하는 트랜스의 보조권선(12)과, 상기 N채널 MOSFET(11)의 게이트와 상기보조권선(12)과의 사이에 직렬로 접속된 콘덴서(14)및 저항(13)과, 상기 N채널 MOSFET(11)의 게이트전압을 제어하는 NPN트랜지스터(15)와, 상기 NPN트랜지스터(15)의 베이스-에미터간에 접속된 온기간 제한용 콘덴서(16)와, 상기 보조권선(12)과 상기 콘덴서(16)및 저항(18)사이에 직렬로 접속된 다이오드(26)와 저항(25) 및 포토트랜지스터(24)와로 구성된 RCC형 스위칭전원의 구동회로에 있어서, 상기 온기간 제한용 콘덴서(16)를 온기간(Ton)에 충전하기 위해 상기 트랜스의 보조권선(12)의 양단에 직렬로 접속된 다이오드(17)와, 오프기간시 상기 트랜스의 보조권선(12)에 발생하는 부전압을 충전하기 위해 상기 트랜스의 보조권선(12)의 양단에 직렬로 접속된 콘덴서(20)및 다이오드(19)와, 상기 콘덴서(20)및 다이오드(19)의 사시에 접속된 저항(22)과, 오프기간시 상기 온기간 제한용 콘덴서(16)를 방전시키기 위해 베이스는 저항(23)에 접속되고 에미터는 상기 온기간 제한용 콘덴서(16)와 다이오드(17)및 저항(18)과의 접속부에 접속되고 콜렉터는 상기 콘덴서(20)와 다이오드(19)의 사이에 접속된 저항(22)에 접속된 PNP트랜지스터(21)와, 상기 PNP트랜지스터(21)의 베이스와 상기 트랜스의 보조권선(12)과의 사이에 접속된 저항(23)과, 를 포함하는 것을 특징으로 하여 구성되어 있다.The structure of the present invention is, as shown in Fig. 1, an N-channel MOSFET 11, which is a switching element of an RCC type switching power supply, an auxiliary winding 12 of a transformer for driving the N-channel MOSFET 11, and the N A capacitor 14 and a resistor 13 connected in series between the gate of the channel MOSFET 11 and the auxiliary winding 12, and an NPN transistor 15 for controlling the gate voltage of the N-channel MOSFET 11; ) Is connected in series between the capacitor 16 for limiting the ON period connected between the base-emitter of the NPN transistor 15, the auxiliary winding 12, the capacitor 16 and the resistor 18. In a driving circuit of an RCC type switching power supply composed of a diode 26, a resistor 25, and a phototransistor 24, an auxiliary portion of the transformer is used to charge the on-period limiting capacitor 16 in an on period. Diode 17 connected in series at both ends of the winding 12, and the negative portion generated in the auxiliary winding 12 of the transformer in the off period A capacitor 20 and a diode 19 connected in series to both ends of the auxiliary winding 12 of the transformer for charging the voltage, and a resistor 22 connected to the condensed portion of the capacitor 20 and the diode 19. And a base connected to the resistor 23 to discharge the on-period limiting capacitor 16 during the off period, and an emitter between the on-period limiting capacitor 16 and the diode 17 and the resistor 18. The PNP transistor 21 connected to the connecting portion and connected to the resistor 22 connected between the capacitor 20 and the diode 19, the base of the PNP transistor 21 and the auxiliary winding of the transformer ( It comprises a resistor 23 connected between 12 and, and is comprised.
제1도에 있어서, 콘덴서(20), 저항(22, 23), 다이오드(17, 19), PNP트랜지스터(21)를 제거하면 종래의 RCC형 스위칭전원의 원형과 같게 된다. 하지만 그러한 종래형의 회로에서는 N채널 MOSFET(11)의 게이트전압을 제어하는 NPN 트랜지스터(15, 30)는 포토트랜지스터(24)를 흐르는 전류만으로 제어되기 때문에 과부하상태로되어 출력전압이 낮아지고, 포토트랜지스터(24)가 오프상태가 되면 저항(28)에 의해 N채널 MOSFET(11)에는 검출되는 과전류 제한한도까지의 전류가 흐른다.In FIG. 1, when the capacitor 20, the resistors 22 and 23, the diodes 17 and 19, and the PNP transistor 21 are removed, it becomes the same as that of the conventional RCC type switching power supply. However, in such a conventional circuit, since the NPN transistors 15 and 30 for controlling the gate voltage of the N-channel MOSFET 11 are controlled only by the current flowing through the phototransistor 24, the output voltage is lowered and the output voltage is lowered. When the transistor 24 is turned off, current flows up to the overcurrent limit detected by the resistor 28 to the N-channel MOSFET 11.
위에서 제거한 부품을 원상태로 되돌려 다시 제1도의 회로와 같이 구성한 본 고안의 작용 및 효과를 제1도 및 제2도에 의거하여 상세히 설명하면 다음과 같다.The operation and effects of the present invention, which are configured as in the circuit of FIG. 1 again by returning the removed component to the original state, will be described in detail with reference to FIGS. 1 and 2 as follows.
본 고안의 실시예인 제1도에 나타낸 바와같이 구성된 회로에 있어서, 스위칭 소자인 N채널 MOSFET(11)는 보조권선(12)에 발생하는 교류전압에 따라 온/오프를 반복한다. 상기 N채널 MOSFET(11)가 온(ON)인 동안에는 온기간 제한용 콘덴서(16)가 다이오드(17)및 저항(18)을 통해서 흐르는 전류에 의해 충전되며 NPN트랜지스터(15)의 베이스-에미터간의 포화전압에 달할때까지 충전을 지속한다. 오프(OFF)인 동안에는 PNP트랜지스터(21)가 온(ON)이 되면서 콘덴서(20)의 부(負)전압이 온기간 제한용 콘덴서(16)를 방전시킴과 동시에 부(負)방향으로 충전시킨다.In the circuit constructed as shown in FIG. 1, which is an embodiment of the present invention, the N-channel MOSFET 11, which is a switching element, repeats on / off in accordance with an alternating voltage generated in the auxiliary winding 12. As shown in FIG. While the N-channel MOSFET 11 is ON, the on-limit capacitor 16 is charged by the current flowing through the diode 17 and the resistor 18 and the base-emitter of the NPN transistor 15 Charge continues until the saturation voltage of the liver is reached. During the OFF period, the PNP transistor 21 is turned ON while the negative voltage of the capacitor 20 discharges the capacitor 16 for the on-period limit and charges in the negative direction at the same time. .
일반적인 RCC형 스위칭전원에 있어서, 온기간(Ton)과 오프기간(Toff)의 관계는 1차권선의 권수와 전압을 각각 n1과, v1,2차권선의 권수와 전압을 각각 n2와 v2라하면, Toff/Ton=(n2/n1)×(v1/v2)로 표현할 수 있다. 2차권선에 과전류가 흘러 전압(v2)가 낮아지면, 오프기간(Toff)이 온기간(Ton)에 대하여 커지게 되어 듀티가 작아지게 되지만, 온기간(Ton)이 절대치는 작아지지 않는다.In a typical RCC type switching power supply, the relationship between the on-period (Ton) and the off-period (Toff) is based on the number of turns of the primary winding and the voltage of n1 and the number of turns of the primary winding and the voltage of the secondary windings of n2 and v2, respectively. , Toff / Ton = (n2 / n1) × (v1 / v2). When the overcurrent flows through the secondary winding and the voltage v2 is lowered, the off period Toff becomes larger with respect to the on period Ton, and the duty becomes smaller, but the on period Ton does not become small.
그러나 본 고안의 구동회로를 사용하면 과전류가 흘러 전압(v2)이 낮아졌을때에 콘덴서(20)에 충전되는 부(負)의 직류전압도 낮아짐과 동시에 오프기간에 온기간제한용 콘덴서(16)에 충전되는 부(負)의 전압도 또한 낮아지며, 온으로 전환되고 나서 NPN트랜지스터(15)의 베이스-에미터간 포화전압에 달할때까지의 기간, 즉 온기간(Ton)의 절대치가 작아지게 된다. 따라서 부하전류가 초과하였거나 부하단락일때는 Ton의 절대치가 작아지게 되어, 스위칭소자에 걸리는 스트레스를 작게할 수 있다.However, when the driving circuit of the present invention is used, the negative DC voltage charged in the capacitor 20 when the overcurrent flows and the voltage v2 decreases, and at the same time, the capacitor 16 for limiting the on-period in the off period. The negative voltage to be charged also decreases, and the period from turning on to reaching the base-emitter saturation voltage of the NPN transistor 15 becomes smaller, i.e., the absolute value of the on period Ton. Therefore, when the load current is exceeded or the load short-circuit, the absolute value of Ton becomes small, and the stress applied to the switching element can be reduced.
경부하(輕負荷)가 되면, 온기간 제한용 콘덴서(16)의 충전은 포토트랜지스터(24)를 흐르는 전류가 지배적이지만, 방전 및 부(負)방향의 충전은 정상부하시와 기본적으로 변하지 않는다. 단, 콘덴서(16)의 충방전의 타이밍에 PNP트랜지스터(21)의 스위칭동작의 시간적인 요인이 추가되기 때문에, 제3도에 나타낸 종래회로의 콘덴서(16)의 충방전과는 다르고, 발진이 간헐발진이 되지 않고 안정하게 된다.At light loads, the charging of the on-limit capacitor 16 is dominated by the current flowing through the phototransistor 24, but the discharge and charging in the negative direction do not change basically from the normal load. However, since the timing factor of the switching operation of the PNP transistor 21 is added to the timing of charge / discharge of the capacitor 16, the oscillation is different from that of the capacitor 16 of the conventional circuit shown in FIG. It is not intermittent oscillation and becomes stable
이하 본 고안의 실시예를 경부하시의 동작과 과부하시의 동작으로 나누어 보다 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, the embodiment of the present invention will be described in more detail by dividing the operation under light load and the operation under overload.
먼저, 경부하시의 동작을 설명해보면 다음과 같다.First, the operation of the light load is as follows.
경부하시에 안정한 발진을 얻기위해서는 제1도에 나타낸 바와같이 회로에 구성한 PNP트랜지스터(21)의 동작의 메카니즘에 의해 결정된다. 트랜지스터(15)의 베이스-에미터간 접속되어 있는 콘덴서(16)의 양단전압은 제2도에 나타낸 바와같은 파형으로 나타난다. 이 파형상의 상단 피크점은 트랜지스터(15)의 베이스-에미터간 포화전압에 의해 결정되며 통상 0.6V에서 0.8V사이에 있다. 한편 하단 피크점은 부하의 크기에 의해 결정되며 부하가 가벼워지면 보다 상측에 형성된다. 하단 피크점이 상측으로 얼마나 이동하였을때 발진이 불안정하게 되는가는 스위칭 장치인 N채널 MOSFET(11)의 스위치특성과 트랜지스터(15)를 포함하는 귀환제어회로의 주파수 특성 및 위상특성에 의해 결정된다.In order to obtain stable oscillation at light load, it is determined by the mechanism of operation of the PNP transistor 21 constructed in the circuit as shown in FIG. The voltage between both ends of the capacitor 16 connected between the base and the emitter of the transistor 15 is represented by a waveform as shown in FIG. The top peak point on this waveform is determined by the base-emitter saturation voltage of transistor 15 and is typically between 0.6V and 0.8V. On the other hand, the lower peak point is determined by the size of the load and is formed on the upper side when the load is light. The oscillation becomes unstable when the lower peak point moves upward is determined by the switching characteristics of the N-channel MOSFET 11 as a switching device and the frequency characteristics and phase characteristics of the feedback control circuit including the transistor 15.
제2도에 나타낸 파형에 있어서 전압이 하단 피크점에서 상승하여 상단 피크점에 달할때까지의 기간이 온(ON)기간이며 상단 피크점에서 하강하여 하단 피크점에 달할때까지의 기간이 오프(OFF)기간이다. 온(ON)기간에는 다이오드(17)및 저항(18)을 통하는 전류로 온기간 제한용 콘덴서(16)가 충전되고, 오프(OFF)기간에는 PNP트랜지스터(21)및 저항(22)을 흐르는 전류로 콘덴서(20)에 부(負)방향으로 충전되도록 하였으며, 그 충방전의 상태를 온기간제한용 콘덴서(16)양단의 전압파형으로 보면 제2도와 같이 표현할 수 있다.In the waveform shown in FIG. 2, the period until the voltage rises from the lower peak point to the upper peak point is an ON period, and the period from the lower peak point to the lower peak point is turned off ( OFF) period. In the on-period, the on-limiting capacitor 16 is charged with a current through the diode 17 and the resistor 18. In the off-period, the current flowing through the PNP transistor 21 and the resistor 22. The capacitor 20 is charged in the negative direction, and the state of charge / discharge can be expressed as shown in FIG. 2 as the voltage waveforms across the capacitor 16 for limiting the duration.
제1도의 회로에 있어서, 오프기간에는 트랜스의 보조권선(12)에 생기는 역방향 전압에 의해 콘덴서(16)와 트랜지스터(21)를 통해 전류가 흘러 콘덴서(16)의 전압이 내려간다. 여기서 트랜지스터(21)를 통해 동작시키기 위하여 콘덴서(16)에 흐르는 역방향 전류는 종래의 방식을 나타내는 제3도 회로의 콘덴서(16)를 통해 흐르는 역방향 전류와는 다른 것이다.In the circuit of FIG. 1, in the off period, current flows through the capacitor 16 and the transistor 21 by the reverse voltage generated in the auxiliary winding 12 of the transformer, so that the voltage of the capacitor 16 drops. Here, the reverse current flowing through the capacitor 16 to operate through the transistor 21 is different from the reverse current flowing through the capacitor 16 of the FIG.
스위칭 소자인 N채널 MOSFET(11)가 턴오프(Turn Off)되어 보조권선(12)에 역방향의 전압이 발생하면 차단상태에 있던 트랜지스터(21)에는 베이스전류가 흐르기 시작하여 능동상태로 이향되고 계속하여 베이스영역의 캐리어밀도의 상승에 의해 포화상태에 달한다. 차단상태에서 포화상태에 달할때까지의 기간은 트랜지스터(21)의 스위칭 특성과 베이스영역의 케리어밀도의 상승속도에 영향을 주는 저항(23)의 저항값에 의존한다.When the N-channel MOSFET 11, which is a switching element, is turned off and a reverse voltage is generated in the auxiliary winding 12, a base current starts to flow in the transistor 21 in the cutoff state, and is transferred to an active state. As a result, the carrier density of the base region is increased to reach saturation. The period from the cutoff state to the saturation state depends on the switching characteristic of the transistor 21 and the resistance value of the resistor 23 which affects the rising speed of the carrier density of the base region.
트랜지스터(21)가 차단상태에서 포화상태에 달할때에, 그 기간내에 콘덴서(16)에 흐르는 역방향전류는 작아지고 콘덴서(16)의 전압이 상단 피크점에서 하강을 시작하는 타이밍을 지연시킨다. 따라서 트랜지스터(21)는 오프기간에 일정한 지연기간을 유지시키는 효과를 가지는 것이다. 또한 상기 지연기간이 부하의 대소에 상관없이 거의 일정하게 유지되어 오프기간의 일부가 되므로 부하가 가벼워지더라도 어느정도 발진주파수의 상승이 억제된다.When the transistor 21 reaches saturation from the cutoff state, the reverse current flowing through the capacitor 16 within that period becomes small and delays the timing at which the voltage of the capacitor 16 starts to fall at the upper peak point. Therefore, the transistor 21 has an effect of maintaining a constant delay period in the off period. In addition, since the delay period is maintained almost constant regardless of the magnitude of the load and becomes part of the off period, the increase in the oscillation frequency is suppressed to some extent even when the load becomes light.
이상에서 살펴본 바와같이 본 고안의 트랜지스터(21)의 상기와 같은 지연효과가 경부하시이 발진을 안정하게 하는 핵심적인 요소이다.As described above, the above-described delay effect of the transistor 21 of the present invention is a key factor in stabilizing oscillation at light load.
종래의 RCC형 스위칭전원은 부하가 가벼워짐에 따라 발진주파수가 상승하고, 온기간(Ton) 이 제어될 수 없는 값까지 작아지게 되면 간헐발진을 일으켰다. 그러나 본 고안을 적용한 제1도의 실시예를 사용함으로써 경부하에서의 간헐발진을 개선시키는 것이 가능해졌다.In the conventional RCC type switching power supply, when the load becomes lighter, the oscillation frequency increases, and when the on-period Ton becomes small to an uncontrollable value, an intermittent oscillation occurs. However, it is possible to improve the intermittent oscillation at light load by using the embodiment of FIG. 1 to which the present invention is applied.
따라서 본 고안에 의하면 RCC형 스위칭전원의 입력범위를 보다넓게 택할수 있는 동시에 최소부하를 작은 값까지 택할 수도 있는 것이다.Therefore, according to the present invention, the input range of the RCC type switching power supply can be wider and the minimum load can be selected to a small value.
계속해서 과부하시의 동작을 설명하면 다음과 같다.Next, the operation under overload will be described.
부하가 귀환제어의 작용범위내에 있을때에는, 귀환신호가 포토트랜지스터(24)에 전달되어 보조권선(12)의 순방향 전압에 의한 전류가 다이오드(26)및 저항(25)과 포토트랜지스터(24)를 통하여 콘덴서(16)에 흐르는 동시에 다이오드(17)및 저항(18)을 통해 온기간 제한용 콘덴서(16)에도 흐른다. 이러한 전류에 의해 제2도에 나타낸 파형도의 하단 피크점에서 상단 피크점으로 전압이 상승된다. 이와는 반대로 상단 피크점에서 하단 피크점으로의 전압의 하강은 보조권선(12)의 역방향 전압에 의해 트랜지스터(21)와 저항(22)을 흐르는 전류에 의하는 것이라는 것은 경부하시의 동작에서 설명한 바와 같다.When the load is within the operating range of the feedback control, the feedback signal is transmitted to the phototransistor 24 so that a current by the forward voltage of the auxiliary winding 12 causes the diode 26 and the resistor 25 and the phototransistor 24 to pass through. At the same time, it flows through the capacitor 16 and also through the diode 17 and the resistor 18 to the condenser 16 for limiting the temperature. This current raises the voltage from the lower peak point to the upper peak point in the waveform diagram shown in FIG. On the contrary, the voltage drop from the upper peak point to the lower peak point is due to the current flowing through the transistor 21 and the resistor 22 by the reverse voltage of the auxiliary winding 12 as described in the operation at light load. .
부하가 커지고 출력전압이 내려가기 시작하면 포토트랜지스터(24)를 흐르는 전류가 약해지고 또한 출력전압이 낮아지면 포토트랜지스터(24)는 차단상태가 되어 귀환제어가 작용하지 않게 된다. 포토트랜지스터(24)가 차단상태로 되기 직전의 상태는 다이오드(17)및 저항(18)을 통하는 순방향 전류에 의한 콘덴서(16)의 전압상승과 트랜지스터(21)및 저항(22)을 통하는 역방향전류에 의한 콘덴서(16)의 전압강하가 꼭 밸런스가 이루어진 상태로 있기 때문에, 여기서 저항(18)및 저항(22)의 값을 적당히 선택함으로써 귀환제어가 작용하지 않는 범위로 부하전류값을 결정할 수 있는 것이다.When the load increases and the output voltage starts to decrease, the current flowing through the phototransistor 24 is weakened, and when the output voltage is lowered, the phototransistor 24 is cut off so that feedback control does not work. The state immediately before the phototransistor 24 is turned off is the voltage rise of the capacitor 16 due to the forward current through the diode 17 and the resistor 18 and the reverse current through the transistor 21 and the resistor 22. Since the voltage drop of the capacitor 16 is in a balanced state, the load current value can be determined in a range where feedback control does not operate by appropriately selecting the values of the resistors 18 and 22. will be.
그리고 포토트랜지스터(24)가 차단상태로 된 직후, 종래의 RCC형 스위칭전원의 경우는 보조권선(12)의 역방향전압이 출력전압에 비례하고 있는데 비해 본 고안에서는 보조권선(12)의 역방향전압에 의해 트랜지스터(21)및 저항(22)을 통해 흐르는 전류가 약간감소하며, 제2도의 파형에 있어서의 상단 피크점에서 하단으로 하강하는 전압의 커브경사도 완만해진다. 따라서 하강하는 기간이 같으면 하단 피크점은 포토트랜지스터(24)가 차단상태가 되기 직전보다 상부에 위치하게 되는 반면 보조권선(12)의 순방향 전압은 부하와 관계없으므로 하단 피크점에서 상단 피크점으로 상승하는 전압의 커브경사는 정상시와 동일하다.Immediately after the phototransistor 24 is cut off, in the case of the conventional RCC type switching power supply, the reverse voltage of the auxiliary winding 12 is proportional to the output voltage, whereas in the present invention, the reverse voltage of the auxiliary winding 12 As a result, the current flowing through the transistor 21 and the resistor 22 slightly decreases, and the curve slope of the voltage falling from the upper peak point in the waveform of FIG. Therefore, if the period of falling is the same, the lower peak point is located above the phototransistor 24 immediately before the shut-off state, while the forward voltage of the auxiliary winding 12 is independent of the load, and thus rises from the lower peak point to the upper peak point. The slope of the curve of the voltage is the same as normal.
제2도의 파형에 나타내고 있는 바와같이 온기간 제한용 콘덴서(16)의 양단전압이 +0.6∼0.8V에 달하면 N채널 MOSFET(11)는 오프로 바뀐다. 여기서 저항(18)의 값을 작게하고, 자수함수곡선의 기울기를 크게하면, 보다 짧은 기간에 N채널 MOSFET(11)가 오프로 바뀌게 할 수 있다. 즉 과부하 제한치를 작게할 수 있는 것이다. 이와같이 저항(18)을 적당히 선택함으로써 희망하는 최대부하를 설정할 수가 있다.As shown in the waveform of FIG. 2, when the voltage across both ends of the on-term limiting capacitor 16 reaches +0.6 to 0.8 V, the N-channel MOSFET 11 turns off. If the value of the resistor 18 is reduced and the slope of the embroidery function curve is increased, the N-channel MOSFET 11 can be turned off in a shorter period. That is, the overload limit can be reduced. Thus, by selecting the resistor 18 suitably, the desired maximum load can be set.
다이오드(17)는 오프기간의 전류가 저항(18)을 통하는 것을 방지하는 작용을 하는 동시에 그 순방향 드롭전압을 이용하여 과부하 제한이 작동개시하는 출력전류치의 입력전압에 대한 어긋남을 어느정도 방지할 수도 있다. 다이오드(17)를 다양한 순방향 드롭전압을 지닌 단방향 바리스터나, 다이오드와 제너다이오드와의 조합체로 교체하는 것도 가능하다.The diode 17 acts to prevent the current in the off period through the resistor 18, and at the same time, using the forward drop voltage, it is possible to prevent some deviation from the input voltage of the output current value at which the overload limit starts to operate. . It is also possible to replace the diode 17 with a unidirectional varistor having various forward drop voltages, or a combination of a diode and a zener diode.
상기와 같은 특성을 가지는 본 고안을 종래의 RCC형 스위칭 전원회로에 적용하면 하단 피크점에서 상단피크점으로 상승하는 기간이 짧아지고 이와 동시에 스위칭 소자인 N채널 MOSFET(11)의 온(ON)기간이 짧아진다. 마찬가지로 온기간이 짧아지면 출력전압도 내려가므로 온기간은 더욱더 짧아지게 된다. 이러한 가속순환적인 반응에 의해 출력전압이 내려감에 따라 출력전류가 줄게되므로 출력전압이 단락될때 가장 작은 전류가된다.When the present invention having the above characteristics is applied to the conventional RCC type switching power supply circuit, the period of rising from the lower peak point to the upper peak point is shortened and at the same time, the ON period of the N-channel MOSFET 11, which is a switching element, is maintained. This shortens. Likewise, the shorter the on-period, the lower the output voltage, the shorter the on-period. The output current decreases as the output voltage decreases due to the acceleration-cyclic reaction, so the smallest current occurs when the output voltage is shorted.
이와 같은 회로를 전원장치에서는 기역(ㄱ)자형 보호회로(Foldback Protection)라고 부르고 있으며, 또한 부하전류값이 증가하여 귀환제어가 작용하지 않는점을 보호개시전류(Foldback Current)라고 부른다.Such a circuit is called a back-fault protection circuit in the power supply, and the point where the feedback control does not work due to an increase in the load current value is called a protection back current.
보호개시전류는 상기 기술하고 있는 바와같이 저항(18)및 저항(22)의 값을 적당히 선택함으로써 결정될 수 있다.The protection starting current can be determined by appropriately selecting the values of the resistors 18 and 22 as described above.
이상과 같이 살펴본 본 고안을 RCC형 스위치전원의 구동회로에 적용함으로써 과부하시의 회로보호 및 경부하시의 간헐발진현상을 효과적으로 억제시키는 것이 가능할 것이다.By applying the present invention as described above to the driving circuit of the RCC-type switch power supply it will be possible to effectively suppress the circuit protection under overload and the intermittent oscillation phenomenon under light load.
따라서 본 고안에 의하면 RCC형 스위칭전원의 입력범위를 보다 넓게 택할 수 있는 동시에 최소부하를 작은값까지 택할 수도 있는 것이다.Therefore, according to the present invention, the input range of the RCC type switching power supply can be selected more widely, and the minimum load can be selected to a small value.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR2019930000119U KR950009320Y1 (en) | 1993-01-07 | 1993-01-07 | Over load protect & switching souce circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR2019930000119U KR950009320Y1 (en) | 1993-01-07 | 1993-01-07 | Over load protect & switching souce circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR940019788U KR940019788U (en) | 1994-08-22 |
| KR950009320Y1 true KR950009320Y1 (en) | 1995-10-25 |
Family
ID=19349403
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR2019930000119U KR950009320Y1 (en) | 1993-01-07 | 1993-01-07 | Over load protect & switching souce circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR950009320Y1 (en) |
-
1993
- 1993-01-07 KR KR2019930000119U patent/KR950009320Y1/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR940019788U (en) | 1994-08-22 |
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