KR930007595B1 - Velocity estimated vector control system of induction motor - Google Patents

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KR930007595B1
KR930007595B1 KR1019900004445A KR900004445A KR930007595B1 KR 930007595 B1 KR930007595 B1 KR 930007595B1 KR 1019900004445 A KR1019900004445 A KR 1019900004445A KR 900004445 A KR900004445 A KR 900004445A KR 930007595 B1 KR930007595 B1 KR 930007595B1
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권봉현
강준구
설승기
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금성계전주식회사
대표이사 백중영
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors

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  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

This invention estimates the velocity of induction motor according to the evaluation of angle velocity of slip without a separate velocity measurement device. The system comprises an adder a proportion-integral controller generating torque for estimating a velocity, proportional-integral controller controlling the quantity bound of inverter, a torque limiter putting out the torque, generated from the proportion-integral controller, to take into the inverter capacity and an operator calculating the torque current required from the torque amount coming to the said limiter.

Description

유도 전동기의 속도 추정 벡터 제어시스템Speed Estimation Vector Control System of Induction Motor

제1도는 일반적인 유도전동기의 속도추정 시스템에 대한 블록도.1 is a block diagram of a speed estimating system of a general induction motor.

제2도는 본 발명 유도전동기의 속도추정 벡터 제어시스템에 대한 블록도.2 is a block diagram of a speed estimation vector control system of the induction motor of the present invention.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings

20a-20c : 가산기 20d : 감산기20a-20c: adder 20d: subtractor

21 : 비례적분제어기 22 : 토오크제한기21: Proportional Integral Controller 22: Torque Limiter

23 : 토오크전류연산기 24a-24c : 좌표변환기23: torque current calculator 24a-24c: coordinate converter

25 : A/D변환기 26 : 전류제어기25: A / D converter 26: current controller

27 : 출력전압연산기 28 : 역기전력연산기27: output voltage calculator 28: counter electromotive force

29a, 29b : 필터 30 : 샘플링부29a, 29b: filter 30: sampling unit

31 : 자속지령치연산기 32 : 보상각도연산기31: Flux command value operator 32: Compensation angle calculator

33 : 직전각도 출력부 100 : 속도제어부33: right angle output unit 100: speed control unit

200 : 회전자속연산부 300 : 자속위상보상부200: magnetic flux calculation unit 300: magnetic flux phase compensation

본 발명은 유동전동기의 속도추정에 관한 것으로, 특히 별도의 속도측정장치를 사용하지 않고 슬립 각 속도의 연산을 통하여 유도전동기의 속도를 추정할 수 있도록 한 유도전동기의 속도추정 벡터 제어시스템에 관한 것이다.The present invention relates to a speed estimation of a flow motor, and more particularly, to a speed estimation vector control system of an induction motor, which can estimate the speed of an induction motor by calculating slip angle speeds without using a separate speed measuring device. .

제1도는 일반적인 유도전동기의 속도추정 시스템에 대한 블록도로서 이에 도시한 바와같이, 전류/전압 지령변화기(1)에서 출력되는 전압지령치

Figure kpo00001
,
Figure kpo00002
가 직류/교류전압 변환기(2)를 통해 아날로그 변환된 전압
Figure kpo00003
으로 출력되며, 이는 다시 상전압지령부(3)를 통해 상지령전압
Figure kpo00004
으로 출력된다.1 is a block diagram of a speed estimating system of a general induction motor, and as shown therein, a voltage command value output from the current / voltage command changer 1.
Figure kpo00001
,
Figure kpo00002
Voltage converted analog by DC / AC converter (2)
Figure kpo00003
It is outputted as, and this is again the phase command voltage through the phase voltage command unit 3
Figure kpo00004
Is output.

이에따라 인버터부(4)가 상기 상전압 지령부(3)로

Figure kpo00005
부터 입력되는 상지령전압
Figure kpo00006
으로 스위칭되어 유도모터(IM)가 구동된다.Accordingly, the inverter unit 4 is transferred to the phase voltage command unit 3.
Figure kpo00005
Phase command voltage input from
Figure kpo00006
Induction motor (IM) is driven by switching to.

이때, 상전류감지부(5)는 상기 인버터(4)의 상전류(Ia)(Ic)를 감지하여 그에따른 감진신호(hd)(hq)를 출력하고, 전동기자속 산출부(6)는 상기 직류/교류전압변환기(2)의 전압지령치

Figure kpo00007
및 상전류 감지부(5)의 감지신호(hd, hq)에 따른 지속치(λ2d, λ2q)를 계산하여 좌표변환부(7)에 출력하면 그 좌표변환부(7)는 α-β축으로 변환된 자속치(λ2α,λ2β)를 계산하여 이를 출력한다.At this time, the phase current detecting unit 5 detects the phase currents Ia and Ic of the inverter 4 and outputs a corresponding sensing signal hd and hq, and the motor flux calculating unit 6 outputs the DC / Voltage command value of AC voltage converter (2)
Figure kpo00007
And calculating the continuous values λ2d and λ2q according to the detection signals hd and hq of the phase current detecting unit 5 and outputting them to the coordinate converting unit 7. The coordinate converting unit 7 converts the α-β axis. The calculated magnetic flux values λ2α and λ2β are calculated and output.

그리고, 비례상수계산부(8), 적분상수계산부(9)는 상기 좌표 변환부(7)의 자속치(λ2β)로 부터 비례상수(Kn), 적분상수(KI)를 각기 계산하고, 이들이 가산기(10a)에서 가산되어 추정각속도(Wr)가 얻어지며, 이 추정각속도(Wr)가 요구된 각속도(Wr)와 가산기(10b)에서 가산되어 그 결과치가 비례적분기(PI)의 입력신호로 인가되므로 유동전동기가 요구된 속도로 회전되게 된다.The proportional constant calculating section 8 and the integral constant calculating section 9 calculate proportional constants Kn and integral constants KI from the magnetic flux values λ 2β of the coordinate transformation section 7, respectively. The estimated angular velocity Wr is added by adding in the adder 10a, and the estimated angular velocity Wr is added in the required angular velocity Wr and the adder 10b, and the resultant is applied as an input signal of the proportional integrator PI. The flow motor is then rotated at the required speed.

여기서, 미설명 부호 'r1'은 전동기의 고정저항, 'L0'는 전동기의 상호인덕턴스, 'L1'은 전동기의 고정자 인덕턴스이며, '11'은 슬립각속도 지령기이다.Here, reference numeral 'r 1 ' is a fixed resistance of the motor, 'L 0 ' is the mutual inductance of the motor, 'L 1 ' is the stator inductance of the motor, '11' is the slip angular velocity commander.

그러나 이와같은 속도주정시스템에 있어서는 자속을 PI 제어하여 추정각속도를 계산하기 위해 비례적분기의 비례상수 및 적분상수값이 정확히 산출되도록 설계되어야 하는데, 이는 현실적으로 거의 불가능할 뿐더러 속도추정에 지연요소가 발생되는 문제점이 있었다.However, in this speed estimation system, the proportional constant and integral constant value of the proportional integrator must be designed to calculate the estimated angular velocity by PI control of the magnetic flux, which is almost impossible and the problem of delay in speed estimation. There was this.

본 발명은 이와같은 문제점을 해결하기 위하여 유도전동기에 대한 슬립 각 속도의 연산을 통하여 유도전동기의 속도를 추정할 수 있는 시스템을 창안한 것으로 이를 첨부한 도면에 의하여 상세히 설명한다.In order to solve this problem, the present invention has been devised a system capable of estimating the speed of an induction motor by calculating the slip angular velocity of the induction motor, which will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

제2도는 본 발명 유도전동기의 속도추정 벡터제어시스템에 대한 블록도로서 이에 도시한 바와같이, 가산기(20a)로 부터 각 속도를 입력하여 원하는 속도에 추종하기 위한 토오크(T)를 발생하는 비례적분제어기(21)와, 인버터의 용랸한계를 감안하여 상기 비례적분제어기(21)로부터 입력되는 토오크를 제한하여 출력하는 토오크제한기(22)와, 상기 토오크제한기(22)로 부터 입력되는 토오크(T)로 부터 요구된 토오크전류

Figure kpo00008
를 산출하는 토오크전류연산기(23)와, 상기 토오크전류연산기(23)의 요구된 토오크전류
Figure kpo00009
및 요구된 자속전류
Figure kpo00010
를 좌표변환하여 요구된 토오크전류
Figure kpo00011
로 출력하는 좌표변환기(24a)와, 상기 좌표변화기(24a)의 요구된 토오크전류
Figure kpo00012
와 아날로그(A)/디지탈(D)변환기(25)를 통하는 전동기 전류
Figure kpo00013
를 입력하여 원하는 전류치로 접근시키기 위한 인버터게이팅신호(IGS)를 출력하는 전류제어기(26)와, 상기 전류제어기(26)의 인버터게이팅신호(IGS) 및 A/D변환기(25)의 인버터의 전원단자전압(VDC)을 입력하여 그 인버터의 출력전압
Figure kpo00014
을 계산하는 출력전압연산기(27)와, 상기 A/D변환기(25)의 전동기전류
Figure kpo00015
및 상기 출력전압연산기(27)의 출력전압
Figure kpo00016
을 입력하여 역기전력
Figure kpo00017
을 산출하는 역기전력연산기(28)와, 상기 역기전력연산기(28)의 역기전력을 필터링하여 자속
Figure kpo00019
을 출력하는 필터(29a)와, 요구된 자속전류
Figure kpo00020
에서 요구된 자속
Figure kpo00021
을 산출하는 자속지령치연산기(31)와, 상기 자속지령치연산기(31)의 요구된 자속
Figure kpo00022
을 좌표 변환하여 원하는 교류자속치
Figure kpo00023
로 출력하는 좌표변환기(24c)와, 상기 필터(29a)로 부정확하게 산출된 자속
Figure kpo00024
을 보완하기 위해 상기 좌표변환기(24c)의 교류자속치
Figure kpo00025
를 필터링하여 자속
Figure kpo00026
을 출력하는 필터(29b)와, 상기 필터(29a)(29b)의 자속
Figure kpo00027
,
Figure kpo00028
을 가산하는 가산기(20b)와, 상기 가산기(20b)의 자속
Figure kpo00029
을 좌표변환하여 원하는 자속
Figure kpo00030
과 제어상의 오차에 기인한 자속
Figure kpo00031
을 출력하는 좌표변환기(24b)와, 상기 좌표변환기(24b)의 q축 성분의 회전자 자속
Figure kpo00032
을 d축 성분의 절대치 자속(｜
Figure kpo00033
｜)으로 나누어 전동기의 전기각증가분(Δθ)을 출력하는 보상각도연산기(32)와, 상기 보상각도연산기(32)의 증가분각도(Δθ)와 직전각도 출력부(33)의 직전각도[θ(z-1)]를 가산하여 현재 제공할 전기각(θ)을 상기 좌표변환기(24a)에 출력하는 가산기(20c)와, 상기 보상각도연산기(32)의 전기각 증가분(Δθ)을 프로그램계산시간(ΔT)으로 나누어 전기각속도(We)를 산출하는 전기각속도연산기(34)와, 상기 토오크전류연산기(23)의 요구된 토오크전류
Figure kpo00034
와 전동기의 상호인덕턴스(Lm), 전동기의 2차 시정수(τr), d축 성부의 회전자속 절대치
Figure kpo00035
로 부터 전동기의 슬립 각 속도(Ws1)를 산출하는 슬립각속도연산기(35a)(35b)와, 상기 전기각속도 연산기(34)의 전기각속도(We)와 슬립각속도연산기(35a, 35b)의 슬립각속도(Wsl
Figure kpo00036
)의 차를 계산하여 전동기의 추정속도(Wr)를 출력하는 감산기(20d)로 구성한 것으로 여기서 미설명부호 '30'은 샘플링부이며, 첨자 'e'는 직류값, '*'는 지령치, 's'는 고정자측, 'd'는 3상을 2상으로 변환한 것을 표시한 것이고, 이와같이 구성된 본 발명의 작용 및 효과를 상세히 설명하면 다음과 같다.2 is a block diagram of a speed estimation vector control system of an induction motor according to the present invention. As shown in FIG. Torque limiter 22 for limiting and outputting the torque input from the proportional integral controller 21 in consideration of the controller 21, the solvent limit of the inverter, and the torque input from the torque limiter 22 ( Torque current required from T)
Figure kpo00008
Torque current operator 23, which calculates?, And the required torque current of the torque current operator 23?
Figure kpo00009
And required flux current
Figure kpo00010
Required torque current
Figure kpo00011
Coordinate transformer 24a outputted at
Figure kpo00012
And electric motor current through analog (A) / digital (D) converter 25
Figure kpo00013
Inputs a current controller 26 for outputting an inverter gating signal IGS to approach a desired current value, the inverter gating signal IGS of the current controller 26 and the power supply of the inverter of the A / D converter 25. Input terminal voltage (V DC ) and output voltage of the inverter
Figure kpo00014
The output voltage calculator 27 and the motor current of the A / D converter 25
Figure kpo00015
And an output voltage of the output voltage calculator 27.
Figure kpo00016
Back EMF
Figure kpo00017
The back electromotive force calculator 28 and the back electromotive force of the back electromotive force calculator 28 To filter the magnetic flux
Figure kpo00019
Filter (29a) for outputting the required magnetic flux current
Figure kpo00020
Flux required
Figure kpo00021
The magnetic flux command value operator 31 and the required magnetic flux of the magnetic flux command value operator 31
Figure kpo00022
Coordinate conversion
Figure kpo00023
The magnetic flux calculated incorrectly by the coordinate converter 24c outputted by the filter 29a and the filter 29a.
Figure kpo00024
AC flux value of the coordinate converter 24c to compensate
Figure kpo00025
Flux to filter
Figure kpo00026
Filter 29b for outputting the magnetic flux of the filter 29a and 29b
Figure kpo00027
,
Figure kpo00028
An adder 20b to add s, and a magnetic flux of the adder 20b
Figure kpo00029
To transform the desired flux
Figure kpo00030
Magnetic flux due to over and control errors
Figure kpo00031
And a rotor flux of the q-axis component of the coordinate converter 24b.
Figure kpo00032
Is the absolute magnetic flux of the d-axis component (|
Figure kpo00033
Compensation angle calculator 32 for outputting the electric angle increase Δθ of the electric motor divided by | z- 1 )] to add an electric angle θ to be provided to the coordinate converter 24a and an electric angle increment Δθ of the compensation angle calculator 32. An electric angular velocity operator 34 for dividing by [Delta] T to calculate an electric angular velocity We; and a required torque current of the torque current operator 23
Figure kpo00034
And mutual inductance of motor (Lm), secondary time constant of motor (τ r ), absolute value of rotor flux of d-axis component
Figure kpo00035
The slip angular velocity calculator 35a (35b) for calculating the slip angular velocity Ws1 of the electric motor from the above, and the slip angular velocity (We) of the electric angular velocity calculator 34 and the slip angular velocity calculator 35a, 35b Wsl
Figure kpo00036
), And the subtractor 20d outputs the estimated speed (Wr) of the motor. s' is the stator side, and 'd' indicates that the three phases are converted to two phases. The operation and effects of the present invention configured as described above are described in detail.

유도전동기의 속도(Wr*)는 입력 각속도(We)와 슬립각속도(Ws

Figure kpo00037
)의 차로 나타낼 수 있으며, 상기 입력각속도(We)는 인버터가 인가하는 각 속도이므로 상기 슬립각속도(Ws
Figure kpo00038
)를 계산하면 전동기속도(Wr)를 추정할 수 있다.The speed of induction motor (Wr *) is the input angular velocity (We) and slip angular velocity (Ws).
Figure kpo00037
And the input angular velocity We is an angular velocity applied by the inverter, so that the slip angular velocity Ws
Figure kpo00038
), The motor speed (Wr) can be estimated.

비례적분(PI)제어기(21)는 순간적인 응답특성이 우수하고 정상상태에서 안정된 응답특성을 갖으며, 이는 원하는 속도에 추종하기 위해 토오크(T)를 발생하는데, T*=K1(Wr*-Wr)T+KP(Wr*-Wr)로 표현되며, 여기서 K1, KP는 상수이고, T는 다음 계산까지의 시간이다.Proportional integral (PI) controller 21 has excellent instantaneous response and stable response at steady state, which generates torque (T) to follow the desired speed, T * = K 1 (Wr * -Wr) T + K P (Wr * -Wr), where K 1 , K P are constants, and T is the time until the next calculation.

이렇게 발생된 토오크(T*)를 인버터의 용량한계를 감안하여 토오크제한기(22)에서 적정수준으로 제한시킨다.The torque T * generated in this way is limited to an appropriate level in the torque limiter 22 in consideration of the capacity limit of the inverter.

그리고 토오크전류연산기(23)는 상기 토오크제한기(22)로 부터 입력되는 토오크(T*)에서 요구된 토오크전류(iq*)를 산출하는데 왜냐하면 T=dr×iq로 표현되므로 여기서 요구된 토오크전류

Figure kpo00039
가 되기 때문이다.The torque current operator 23 calculates the required torque current iq * at the torque T * input from the torque limiter 22 because the torque current required is represented by T = dr × iq.
Figure kpo00039
Because it becomes.

이에따라 좌표변환기(24a)는 상기 요구된 자속전류

Figure kpo00040
와 상기 토오크전류연산기(23)로 부터 입력되는 요구된 자속전류
Figure kpo00041
를 좌표변환하여 요구된 토오크전류
Figure kpo00042
를 발생하게 되며, 여기서,Accordingly, the coordinate converter 24a performs the required flux current.
Figure kpo00040
And the required flux current input from the torque current operator 23
Figure kpo00041
Required torque current
Figure kpo00042
Will occur, where

Figure kpo00043
Figure kpo00043

로 변환된다.Is converted to.

또한, 전류제어기(26)는 상기의 요구된 토오크전류

Figure kpo00044
를 제어하기 위한 인버터게이팅신호(IGS)를 출력하게 되며, 출력전압연산기(27)는 상기의 인버터게이팅신호(IGS) 및 A/D변환기(25)의 인버터의 전원단자전압(VDC)을 입력하여 그 인버터의 출력전압
Figure kpo00045
을 계산한다.In addition, the current controller 26 is the required torque current.
Figure kpo00044
Output the inverter gating signal (IGS) for controlling the output voltage calculator 27 inputs the inverter gating signal (IGS) and the power terminal voltage (V DC ) of the inverter of the A / D converter 25. Output voltage of the inverter
Figure kpo00045
Calculate

이어서 역기전력연산기(28)는 상기 출력전압연산기(27)의 출력전압

Figure kpo00046
및 A/D변환기(25)의 전동기전류(as, bs)로 1차저항(Rs), 등가누설인덕턴스(Lσ)를 갖는 유동전동기의 역기전력
Figure kpo00047
을 계산하는데, 이때Subsequently, the back EMF operator 28 outputs the output voltage of the output voltage operator 27.
Figure kpo00046
And counter electromotive force of a floating motor having a primary resistance Rs and an equivalent leakage inductance Lσ as motor currents as and bs of the A / D converter 25.
Figure kpo00047
, Where

Figure kpo00048
Figure kpo00048

로 표현되며, 그 역기전력

Figure kpo00049
은 필터(29a)에서
Figure kpo00050
로 필터링되어 가산기(20b)의 일측에 자속
Figure kpo00051
이 된다.Expressed as, and the counter electromotive force
Figure kpo00049
In the filter 29a
Figure kpo00050
Is filtered by the magnetic flux on one side of the adder 20b
Figure kpo00051
Becomes

이와동시에 요구된 자속전류

Figure kpo00052
가 자속지령치연산기(31)를 통해 자속
Figure kpo00053
으로 출력되는데, 여기서 자속
Figure kpo00054
로 표현되며, 이는 다시 좌표변환기(24c)를 통해 원하는 자속교류치
Figure kpo00055
Figure kpo00056
로 변환되고, 이어서 필터(29b)에 입력되어
Figure kpo00057
로 필터링되어 상기 가산기(20b)의 타측 입력단자에 인가된다.Simultaneously required flux current
Figure kpo00052
Magnetic flux through the magnetic flux command value operator 31
Figure kpo00053
Output, where magnetic flux
Figure kpo00054
This is again expressed by the desired flux exchange value through the coordinate converter 24c.
Figure kpo00055
Figure kpo00056
Is then converted into a filter 29b
Figure kpo00057
Is filtered and applied to the other input terminal of the adder 20b.

이에따라 가산기(20b)는 상기 필터(29a)(29b)의 출력자속을 가산하여 회전자속

Figure kpo00058
을 계산하는데, 여기서,Accordingly, the adder 20b adds the output magnetic flux of the filters 29a and 29b to rotate the magnetic flux.
Figure kpo00058
, Where

Figure kpo00059
Figure kpo00059

로 표현된다.It is expressed as

한편, 고정좌표계에서의 회전자 쇄교자속

Figure kpo00060
을 회전 좌표계로 변환할 때 자속의 위상(
Figure kpo00061
)을 정확히 추정하면 q축 성부의 자속 (
Figure kpo00062
qr)은 영이 되어야 한다.On the other hand, the rotor linkage flux in the fixed coordinate system
Figure kpo00060
Phase of the magnetic flux when
Figure kpo00061
), The exact magnetic flux of the q-axis
Figure kpo00062
qr) must be zero.

자속위상(

Figure kpo00063
)을 추정할때 자속의 위상오차(Δ
Figure kpo00064
)가 있다고 가정하면 회전자 자속의 벡터도는 제3도와 같아, 여기서 r축은 실제 자속의 위치이고, d축은 추정된 자속의 위치를 나타내며, 상기 위상오차(Δ
Figure kpo00065
)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.Magnetic flux phase
Figure kpo00063
Phase error of magnetic flux when estimating
Figure kpo00064
), The vector diagram of the rotor flux is the same as the third diagram, where r-axis is the actual magnetic flux position, d-axis represents the estimated magnetic flux position, and the phase error
Figure kpo00065
) Can be expressed as

Figure kpo00066
Figure kpo00066

따라서 위상오차(Δ

Figure kpo00067
)를 자속위상(
Figure kpo00068
)에 더하여 보상하면 q축 성분의 자속(
Figure kpo00069
qr)을 영으로 유지할 수 있는데, 이를 실행하는 것이 좌표변환기(24b), 보상각도연산기(32), 직전각도 출력부(33) 및 가산기(20c)로 구성된 자속위상보상부(300)로서 이를 상세히 설명하면 다음과 같다.Therefore, the phase error (Δ
Figure kpo00067
) Magnetic flux phase (
Figure kpo00068
In addition to), the magnetic flux of the q-axis component (
Figure kpo00069
qr) can be kept at zero, which is implemented in detail as a flux phase compensator 300 composed of a coordinate converter 24b, a compensating angle operator 32, a right angle output 33 and an adder 20c. The explanation is as follows.

상기 가산기(20b)의 회전자속

Figure kpo00070
은 다시 원하는 자속
Figure kpo00071
과 제어상의 오차에 기인한 자속
Figure kpo00072
으로 변환되는데, 여기서,Rotor flux of the adder 20b
Figure kpo00070
Want back magnetic flux
Figure kpo00071
Magnetic flux due to over and control errors
Figure kpo00072
To, where

Figure kpo00073
Figure kpo00073

로 표현된다.It is expressed as

그리고 보상각도연산기(32)는 q축 성분의 회전자속

Figure kpo00074
을 d축 성분의 절대치 자속(｜
Figure kpo00075
｜) 으로 나누어 전동기의 전기각 증가분(Δ
Figure kpo00076
)을 출력하므로 가산기(20c)는 그 전기각 증가분(Δ
Figure kpo00077
)에 직전 전기각 출력부(33)의 전기각[
Figure kpo00078
(z-1)]을 더하여 새로운 전기각
Figure kpo00079
=
Figure kpo00080
(z-1)+Δ
Figure kpo00081
를 계산하며, 이렇게 산출된 새로운 전기각(
Figure kpo00082
)은 상기 좌표변환기(24a-24c)에 제공된다.And the compensation angle calculator 32 is the rotor flux of the q-axis component
Figure kpo00074
Is the absolute magnetic flux of the d-axis component (|
Figure kpo00075
Electric angle increment of motor divided by |
Figure kpo00076
), The adder 20c increases its electric angle increment Δ
Figure kpo00077
Electrical angle of the electrical angle output section 33 immediately before
Figure kpo00078
(z -1 )] plus the new electric angle
Figure kpo00079
=
Figure kpo00080
(z -1 ) + Δ
Figure kpo00081
And calculate the new electrical angle (
Figure kpo00082
Is provided to the coordinate converters 24a-24c.

한편, 전기각속도 연산기(34)는 상기 보상각도연산기(32)로 부터 입력되는 전기각 증가분(ΔΦ)을 프로그램계산시간(ΔT)으로 나누어 전기각속도(We)를 출력한다.On the other hand, the electric angular velocity calculator 34 outputs the electric angular velocity We by dividing the electric angle increment ΔΦ input from the compensation angle calculator 32 by the program calculation time ΔT.

그리고 슬립각속도연산기(35a)는 상기 토오크전류연산기(23)로 부터 출력되는 요구된 토오크전류

Figure kpo00083
에 전동기의 상호 인덕턴스(Lm)를 곱한 다음 이를 전동기의 2차 시정수(τr)로 나누고, 슬립각속도연산기(35b)는 상기 슬립각속도연산기(35a)의 결과치를 d축 성분의 회전자속 절대치(｜
Figure kpo00084
｜) 로 나누어 슬립각속도 (Ws
Figure kpo00085
)를 출력한다.And the slip angular velocity operator 35a is the required torque current output from the torque current operator 23.
Figure kpo00083
Is multiplied by the mutual inductance (Lm) of the motor, and then divided by the second time constant (τr) of the motor.
Figure kpo00084
Divided by ｜) Slip Angular Velocity (Ws
Figure kpo00085
)

또한 감산기(20d)는 상기 전기각속도연산기(34)의 전기각속도(We)와 상기 슬립각속도연산기(35a)의 슬립각속도(Ws

Figure kpo00086
)의 차를 계산하여 전동기 추정속도(Wr)를 출력하며, 이는 요구된 각속도(Wr*)와 감산기(20a)에서 계산되고, 이의 결과치가 상기 비례적분제어기(21)에 제공된다.The subtractor 20d also includes the electric angular velocity We of the electric angular velocity operator 34 and the slip angular velocity Ws of the slip angular velocity operator 35a.
Figure kpo00086
Is calculated by outputting the estimated motor speed Wr, which is calculated from the required angular speed Wr * and the subtractor 20a, and the resultant value is provided to the proportional integral controller 21.

이상에서 상세히 설명한 바와같이 본 발명은 슬립 각 속도의 연산을 통하여 전동기의 속도를 추정함으로써 원가절감의 효과를 거둘 수 있다.As described in detail above, the present invention can achieve the cost reduction effect by estimating the speed of the motor through the calculation of the slip angular speed.

Claims (4)

지령속도(Wr*)와 추정속도(Wr)의 차를 비례적분제어하여 토오크성분 전류지령치
Figure kpo00087
를 생성하는 속도제어부(100)와, 출력전압에서 임피던스 강하분을 빼서 회전자 역기전력
Figure kpo00088
을 생성한 다음 1차 지연필터를 이용하여 자속의 지령치
Figure kpo00089
와 더하여 추정자속
Figure kpo00090
을 연산하는 회전자속연산부(200)와, 회전좌표계에서의 자속 (
Figure kpo00091
dr,
Figure kpo00092
qr)을 얻고, 위상 보상각(Δ
Figure kpo00093
)을 연산하여 자속(
Figure kpo00094
qr)이 0으로 유지되게 하는 자속위상보상부(300)로 구성된 것을 특징으로 하는 유도전동기의 속도추정 벡터 제어시스템.Torque component current command value by proportional integral control of difference between command speed (Wr * ) and estimated speed (Wr)
Figure kpo00087
Rotor counter electromotive force by subtracting the impedance drop from the output voltage and the speed controller 100
Figure kpo00088
After generating, setpoint of magnetic flux using first order delay filter
Figure kpo00089
Plus estimated flux
Figure kpo00090
Rotor flux calculation unit 200 for calculating a and magnetic flux in the rotational coordinate system (
Figure kpo00091
dr,
Figure kpo00092
qr) and the phase compensation angle (Δ
Figure kpo00093
) To calculate the magnetic flux (
Figure kpo00094
Speed estimating vector control system of an induction motor, characterized in that consisting of the magnetic flux phase compensation unit 300 to keep qr) is zero. 제1항에 있어서, 토오크를 발생하는 비례적분제어기(21)와, 상기 비례적분제어기(21)의 출력토오크를 제한하는 토오크제한기(22)와, 상기 토오크제한기(22)의 토오크로 부터 요구된 토오크전류
Figure kpo00095
를 산출하는 토오크전류연산기(23)와, 상기 토오크전류
Figure kpo00096
로 부터 슬립각속도(Ws
Figure kpo00097
)를 산출하는 슬립각속도연산기(35a, 35b)와, 전기각 증가분(Δ
Figure kpo00098
)을 프로그램계산시간으로 나누어 전기각속도(We)를 산출하는 전기각속도연산기(34)와, 상기 전기각속도(We)와 슬립각속도(Ws
Figure kpo00099
)의 차를 계산하여 전동기의 추정속도
Figure kpo00100
를 출력하는감산기(20d)와, 상기 추정속도
Figure kpo00101
와 요구된 속도(Wr*)를 가산하여 이를 상기 비례적분제어기(21)에 출력하는 가상기(20a)로 속도제어부(100)를 구성한 것을 특징으로 하는 유도전동기의 속도추정 벡터 제어시스템.The torque control device according to claim 1, wherein the torque limiter (22) for generating torque, the torque limiter (22) for limiting the output torque of the proportional integral controller (21), and the torque limiter (22) Required torque current
Figure kpo00095
Torque current calculator 23 for calculating the torque current,
Figure kpo00096
Slip angular velocity from
Figure kpo00097
Slip angular velocity calculators 35a and 35b for calculating < RTI ID = 0.0 >
Figure kpo00098
) An electric angular velocity calculator 34 that calculates an electric angular velocity We by dividing by a program calculation time, and the electric angular velocity We and a slip angular velocity Ws.
Figure kpo00099
Estimated speed of the motor by calculating the difference of
Figure kpo00100
A subtractor 20d for outputting the estimated speed
Figure kpo00101
And a speed controller 100 comprising a virtual machine 20a which adds the required speed Wr * and outputs it to the proportional integral controller 21. 제1항에 있어서, 요구된 토오크전류
Figure kpo00102
및 자속전류
Figure kpo00103
를 좌표변환하여 요구된 토오크전류
Figure kpo00104
를 출력하는 좌표변환기(24a)와, A/D변환기(25)를 통하는 전류(ias, ibs)를 입력하여 운하는 전류치로 접근시키기 위한 인버터게이팅신호(IGS)를 출력하는 전류제어기(26)와, 상기 인버터게이팅신호(IGS) 및 인버터의 전원단자전압(VDC)을 입력하여 그 인버터의 출력전압
Figure kpo00105
을 계산하는 출력전압연산기(27)와, 상기 A/D변환기(25)의 전동기 전류(ias, ibs) 및 출력전압연산기(27)의 출력전압
Figure kpo00106
으로 부터 역기전력
Figure kpo00107
을 산출하는 역기전력연산기(28)와, 상기 역기전력
Figure kpo00108
을 필터링하여 자속
Figure kpo00109
을 출력하는 필터(29a)와, 요구된 자속전류
Figure kpo00110
에서 요구된 자속
Figure kpo00111
을 산출하는 자속지령치연산기(31)와, 상기 요구된 자속
Figure kpo00112
을 좌표변환하여 원하는 교류자속치
Figure kpo00113
로 출력하는 좌표변환기(24c)와, 상기 교류자속치
Figure kpo00114
를 필터링하여 자속
Figure kpo00115
을 출력하는 필터(29b)와, 상기 필터(29a)(29b)의 출력자속
Figure kpo00116
,
Figure kpo00117
을 가산하는 가산기(20b)로 회전자속연산부(200)를 구성한 것을 특징으로 하는 유도전동기의 속도추정 벡터 제어시스템.A torque current as claimed in claim 1
Figure kpo00102
And magnetic flux current
Figure kpo00103
Required torque current
Figure kpo00104
A current controller 26 for outputting an inverter gating signal IGS for approaching the canal by inputting a current i as , i bs through the coordinate converter 24a for outputting the A / D converter 25. ) And the output voltage of the inverter by inputting the inverter gating signal IGS and the power terminal voltage V DC of the inverter.
Figure kpo00105
An output voltage calculator 27 that calculates?, The motor current i as , i bs of the A / D converter 25, and an output voltage of the output voltage calculator 27.
Figure kpo00106
Back EMF from
Figure kpo00107
Back electromotive force calculator 28 and calculates the back electromotive force
Figure kpo00108
To filter the magnetic flux
Figure kpo00109
Filter (29a) for outputting the required magnetic flux current
Figure kpo00110
Flux required
Figure kpo00111
A magnetic flux command value operator 31 for calculating the
Figure kpo00112
To convert the desired magnetic flux value
Figure kpo00113
Coordinate converter 24c outputted by the
Figure kpo00114
Flux to filter
Figure kpo00115
Filter (29b) for outputting the output magnetic flux of the filter (29a, 29b)
Figure kpo00116
,
Figure kpo00117
Speed estimating vector control system of an induction motor, characterized in that the rotor flux calculation unit 200 is configured by an adder (20b) to add a. 제1항에 있어서, 상기 가산기(20b)의 자속
Figure kpo00118
을 좌표변환하여 원하는 자속
Figure kpo00119
과 제어상의 오차에 기인한 자속
Figure kpo00120
을 출력하는 좌표변환기(24b)와, 상기 좌표변환기(24b)의 q축 성분의 회전자속
Figure kpo00121
을 d축 성분의 절대치자속(
Figure kpo00122
)으로 나누어 전동기의 전기각 증가분(ΔΦ)을 출력하는 보상각도연산기(32)와, 상기의 증가분각도(ΔΦ)와 직전각도 출력부(33)의 직전각도[Φ(z-1)]을 가산하여 현재 제공할 전기각(Φ)을 상기 좌표변환기(24a,24b)에 출력하는 가산기(20c)로 자속위상보상부(300)를 구성한 것을 특징으로 하는 유동전동기의 속도추정 벡터 제어시스템.The magnetic flux of the adder 20b according to claim 1, wherein
Figure kpo00118
To transform the desired flux
Figure kpo00119
Magnetic flux due to over and control errors
Figure kpo00120
A coordinate converter 24b for outputting the data and the rotor flux of the q-axis component of the coordinate converter 24b.
Figure kpo00121
Is the absolute magnetic flux of the d-axis component (
Figure kpo00122
Is added to the compensation angle calculator 32 for outputting the electric angle increment ΔΦ of the motor, and the incremental angle ΔΦ and the immediately preceding angle Φ (z −1 ) of the direct angle output unit 33. And a magnetic flux phase compensation unit 300 as an adder 20c for outputting an electric angle Φ to be provided to the coordinate converters 24a and 24b.
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