KR20240094526A - Dc-dc 컨버터의 비교기 기준신호 생성방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

Dc-dc 컨버터의 비교기 기준신호 생성방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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Abstract

DC-DC 컨버터의 출력전압에 비례하는 제2감지전압을 기초로 기준신호를 생성하는 기준신호 생성부, 및 상기 출력전압에 비례하는 제1감지전압의 크기와 상기 기준신호의 크기를 비교하여 셋 신호를 생성하는 PWM 비교부를 포함하는 DC-DC 컨버터 제어부가 공개된다. 상기 DC-DC 컨버터 제어부는, 상기 셋 신호를 기초로 상기 PWM 신호를 생성하도록 되어 있으며, 상기 제2감지전압은 상기 제1감지전압보다 항상 작다.

Description

DC-DC 컨버터의 비교기 기준신호 생성방법 및 이를 위한 장치{Method for generating a reference signal input to a comparator in a Dc-DC converter and a device for the same}
본 발명은 DC-DC 컨버터에 관한 것으로서, 특히 DC-DC 컨버터 내의 비교기에 입력되는 기준신호의 생성 기술에 관한 것이다.
도 1은 종래기술인 미국등록특허 US 8,476,882에 제시된 피드백 전압에 기초하여 기준전압신호의 피크(peak)와 밸리(valley)를 조절하는데 사용되는 회로를 나타낸 것이다. 이 예에서 비교기(COMP2)에 입력되는 두 개의 신호 중 피드백신호(FB)는 컨버터의 출력전압에 비례하는 값이고, 기준전압(VREF4)은 스위치(SW2)에 의해 제1고정전압(VREF2)와 제2고정전압(VREF1) 중 하나의 값을 갖도록 되어 있다.
도 1과 같은 종래기술에 따라 제공되는 컨버터는, 부하가 작을 때에는 정상적으로 동작하지만, 부하가 커지면 이상동작을 하게 되는 문제가 있다.
본 발명에서는 부하가 증가하더라도 정상동작을 유지하는 신뢰성 높은 DC-DC 컨버터의 구조를 제공하고자 한다.
본 발명이 일 관점에 따라, DC-DC 컨버터 제어부(1)를 포함하는 DC-DC 컨버터가 제공될 수 있다. 상기 DC-DC 컨버터 제어부는, PWM 신호로 제어되는 DC-DC 컨버터의 출력전압(VBST)에 비례하는 제2감지전압(VSL)을 기초로 기준신호(VRef)를 생성하는 기준신호 생성부(100); 및 상기 DC-DC 컨버터의 출력전압에 비례하는 제1감지전압(VSH)의 크기와 상기 기준신호의 크기를 비교하여, 셋 신호(VS)를 생성하는 PWM 비교부(200);를 포함하며, 상기 DC-DC 컨버터 제어부는, 상기 셋 신호를 기초로 상기 PWM 신호를 생성하도록 되어 있으며, 상기 제2감지전압은 상기 제1감지전압보다 항상 작다.
이때, 상기 DC-DC 컨버터 제어부는, 전압 디바이더(600)를 더 포함할 수 있다. 상기 전압 디바이더는, 제1디바이더 저항(161), 제2디바이더 저항(162), 및 제3디바이더 저항(63)을 포함하며, 상기 제3디바이더 저항(63)의 제1단부는 상기 부스터 컨버터의 출력전압을 제공하는 노드에 직접 연결되어 있고, 상기 제3디바이더 저항(63)의 타단부는 상기 제2디바이더 저항(162)의 일단부에 직접 연결되어 있고, 상기 제2디바이더 저항(162)의 타단부는 상기 제1디바이더 저항(161)의 일단부에 직접 연결되어 있고, 상기 제1디바이더 저항(161)의 타단부는 기준전위(GND)에 직접 연결되어 있고, 상기 제1감지전압(VSH)은 상기 제3디바이더 저항(63)의 타단부의 전압이고, 그리고 상기 제2감지전압(VSL)은 상기 제2디바이더 저항(162)의 타단부의 전압일 수 있다.
이때, 상기 기준신호 생성부는, 제1스위치(121), 제2스위치(122), 램프저항(140), 및 커패시터(130)를 포함할 수 있다. 상기 제1스위치의 일단자에는 상기 제2감지전압이 인가되도록 되어 있고, 상기 제1스위치의 타단자는 상기 제2스위치의 일단자에 연결되어 있고, 상기 제2스위치의 타단자는 상기 램프저항의 일단자에 연결되어 있고, 상기 램프저항의 타단자에는 소정의 제1기준전압이 인가되도록 되어 있고, 상기 제1스위치의 온오프 제어신호는 상기 셋 신호를 기초로 생성되는 PWM 온신호(PWM_ON)이고, 상기 제2스위치의 온오프 제어신호는 상기 PWM 온신호가 인버팅된 PWM 오프신호(PWM_OFF)이고, 상기 기준신호는 상기 제1스위치의 타단자의 전압이고, 상기 커패시터의 일단자는 상기 제1스위치의 타단자에 연결되어 있을 수 있다.
이때, 상기 기준신호 생성부는, 연산증폭기(110)를 더 포함할 수 있다. 상기 연산증폭기의 출력단자는 상기 연산증폭기의 반전 입력단자 및 상기 램프저항의 타단자에 연결되어 있고, 상기 연상증폭기의 비반전 입력단자에는 상기 제1기준전압이 인가되도록 되어 있을 수 있다.
이때, 상기 DC-DC 컨버터 제어부는, 상기 PWM 신호의 온타임(on-time)을 제어하는 PWM 온신호(PWM_ON)를 생성하는 PWM 제어부(300); 및 상기 셋 신호를 이용하여 리셋 신호를 생성하는 온타임 제어부(400);를 더 포함할 수 있다. 상기 온타임 제어부는, 상기 셋 신호가 로지컬 하이인 상태를 감지한 시점부터 소정의 제1시간(ΔT1) 동안 상기 리셋 신호를 로지컬 로우 상태로 유지하도록 되어 있고, 상기 제1시간이 경과한 후 소정의 제2시간(ΔT2) 동안 상기 리셋 신호를 로지컬 하이 상태로 유지하도록 되어 있으며, 상기 제2시간이 경과한 후에 다시 상기 리셋 신호를 로지컬 로우 상태로 변경하도록 되어 있을 수 있다. 상기 PWM 제어부는, 상기 셋 신호를 입력받는 셋 단자(S), 상기 리셋 신호를 입력받는 리셋 단자(R), 및 상기 PWM 온신호를 출력하는 출력 단자(Q)를 포함하는 랫치일 수 있다.
이때, 상기 DC-DC 컨버터는 입력전압으로부터 상기 출력전압을 생성하는 NMOS 트랜지스터 및 PMOS 트랜지스터를 더 포함할 수 있다. 상기 DC-DC 컨버터 제어부는, 상기 PWM 온신호를 이용하여 상기 NMOS 트랜지스터를 제어하는 제어신호(SW_N) 및 상기 PMOS 트랜지스터를 제어하는 제어신호(SW_P)를 생성하는 게이트 구동부를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 관점에 따라, DC-DC 컨버터 제어부(1)를 포함하는 DC-DC 컨버터가 제공될 수 있다. 상기 DC-DC 컨버터 제어부는, PWM 신호(PWM_ON)로 제어되는 DC-DC 컨버터의 출력전압(VBST)에 비례하는 제2감지전압(VSL)을 기초로 기준신호(VRef)를 생성하는 기준신호 생성부(100); 및 상기 DC-DC 컨버터의 출력전압에 비례하는 제1감지전압(VSH)의 크기와 상기 기준신호의 크기를 비교하여, 상기 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성부(1000);를 포함한다. 상기 제2감지전압은 상기 제1감지전압보다 항상 작다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라 PWM 신호 생성부(1000)를 갖는 DC-DC 컨버터 제어부(1)를 포함하는 DC-DC 컨버터가 제공될 수 있다. 이때, 상기 PWM 신호 생성부는 제1신호와 제2신호를 비교하여 PWM 신호를 생성하도록 되어 있고, 상기 제1신호는 상기 DC-DC 컨버터의 출력전압에 비례하는 제1감지전압(VSH)이고, 상기 제2신호는 상기 DC-DC 컨버터의 출력전압에 비례하는 제2감지전압(VSL)을 기초로 생성한 기준신호(VRef)이며, 상기 제2감지전압(VSL)은 상기 제1감지전압(VSH)보다 작다.
본 발명의 일 관점에 따라 상기 DC-DC 컨버터; 및 상기 DC-DC 컨버터로부터 전력을 공급받는 부하 회로장치;를 포함하는, 전자장치가 제공될 수 있다.
본 발명에 따르면 부하가 증가하더라도 정상동작을 유지하는 신뢰성 높은 DC-DC 컨버터의 구조를 제공할 수 있다.
도 1은 종래기술에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터의 제어회로를 나타낸 것이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터 제어부의 구성을 나타낸 것이다.
도 3은 종래기술에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터에 작은 전류를 소모하는 부하가 연결되어 작동하는 경우의 동작 과정을 나타낸 것이다.
도 4는 종래기술에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터에 큰 전류를 소모하는 부하가 연결되어 작동하는 경우의 동작 과정을 나타낸 것이다.
도 5는 도 2에 제시한 본 발명의 일 실시예에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터 제어부를 이용하는 DC-DC 컨버터에 고부하가 연결된 경우에 있어서, 상기 PWM 제어부의 동작 상태를 나타낸 타이밍도이다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참고하여 설명한다. 그러나 본 발명은 본 명세서에서 설명하는 실시예에 한정되지 않으며 여러 가지 다른 형태로 구현될 수 있다. 본 명세서에서 사용되는 용어는 실시예의 이해를 돕기 위한 것이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 의도된 것이 아니다. 또한, 이하에서 사용되는 단수 형태들은 문구들이 이와 명백히 반대의 의미를 나타내지 않는 한 복수 형태들도 포함한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터 제어부(1)의 구성을 나타낸 것이다.
상기 DC-DC 컨버터 제어부(1)는 본 발명의 일 실시예에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터의 일 구성요소로서 제공될 수 있다. 이때, 상기 DC-DC 컨버터는 부스트 컨버터 또는 벅 컨버터일 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따라 제공되는 상기 DC-DC 컨버터 제어부(1)는 부스트 컨버터 및 벅 컨버터 모두에 대하여 적용될 수 있다.
DC-DC 컨버터 제어부(1)는, 기준신호 생성부(100), PWM 비교부(200), PWM 제어부(300), 온타임 제어부(400), 게이트 구동부(500), 및 전압 디바이더(600)를 포함할 수 있다.
전압 디바이더(600)는, 제1디바이더 저항(161), 제2디바이더 저항(162), 및 제3디바이더 저항(63)을 포함할 수 있다. 상기 제3디바이더 저항(63)의 제1단부는 DC-DC 컨버터의 출력전압(VBST)을 제공하는 노드에 연결될 수 있다. 상기 제3디바이더 저항(63)의 타단부는 상기 제2디바이더 저항(162)의 일단부에 연결되고, 상기 제2디바이더 저항(162)의 타단부는 상기 제1디바이더 저항(161)의 일단부에 연결되고, 그리고 상기 제1디바이더 저항(161)의 타단부는 기준전위(GND)에 연결될 수 있다.
상기 제3디바이더 저항(63)의 타단부의 전압인 감지전압H(VSH)는 상기 PWM 비교부(200)의 제1입력단자에 입력될 수 있다. 상기 제2디바이더 저항(162)의 타단부의 전압인 감지전압L(VSL)을 이용하여 생성되는 상기 기준신호 생성부(100)의 출력전압인 기준전압(VRef)은 상기 PWM 비교부(200)의 제2입력단자에 입력될 수 있다.
본 명세서에서 상기 감지전압H 및 감지전압L은 각각 제1감지전압 및 제2감지전압으로 지칭될 수도 있다.
일 실시예에서 상기 PWM 비교부(200)는 연산증폭기일 수 있고, 상기 PWM 비교부(200)의 제1입력단자 및 제2입력단자는 각각 상기 PWM 비교부(200)의 반전 입력단자 및 비반전 입력단자일 수 있다.
여기서 상기 감지전압L(VSL)는 상기 감지전압H(VSH)보다 작다. 즉, 상기 PWM 비교부(200)의 제2입력단자에 입력되는 상기 기준전압(VRef)은 상기 PWM 비교부(200)의 제1입력단자에 입력되는 상기 감지전압H(VSH)보다 작은 전압인 상기 감지전압L(VSL)를 기초로 생성된다.
상기 기준신호 생성부(100)는, 증폭부(110), 제1스위치(121), 제2스위치(122), 커패시터(130), 램프저항(140)를 포함할 수 있다.
상기 기준신호 생성부(100)는 연산증폭기일 수 있다. 상기 기준신호 생성부(100)의 출력단자는 상기 기준신호 생성부(100)의 비반전 입력단자에 연결되어 있을 수 있다. 상기 기준신호 생성부(100)의 반전 입력단자에는 소정의 증폭기 기준전압인 제1기준전압이 인가될 수 있다.
상기 제1스위치(121)의 일단자에는 상기 감지전압L(VSL)가 인가될 수 있다. 상기 제1스위치(121)의 타단자는 상기 제2스위치(122)의 일단자에 연결될 수 있다. 상기 제2스위치(122)의 타단자는 상기 램프저항(140)의 일단자에 연결될 수 있다. 상기 램프저항(140)의 타단자는 상기 증폭부(110)의 출력단자에 연결될 수 있다. 상기 제1스위치(121)의 타단자는 상기 커패시터(130)의 일단자에 연결될 수 있다. 상기 커패시터(130)의 타단자는 기준전위에 연결될 수 있다. 상기 제1스위치(121)의 온오프 제어신호는 후술하는 상기 PWM 제어부(300)가 출력하는 PWM 온신호(PWM_ON)일 수 있다. 상기 제2스위치(122)의 온오프 제어신호는 상기 PWM 제어부(300)가 출력하는 PWM 온신호(PWM_ON)를 인버터(700)를 이용하여 반전시킨 신호인 PWM 오프신호(PWM_OFF)일 수 있다.
상기 PWM 비교부(200)는 상기 감지전압H(VSH)와 상기 기준전압(VRef)을 서로 비교하여 상기 셋 신호(VS)를 출력할 수 있다.
상기 PWM 제어부(300)는 랫치로 구성될 수 있다. 상기 PWM 제어부(300)은 두 개의 입력단자인 셋 입력단자(S) 및 리셋 입력단자(R)를 포함하고, 한 개의 출력단자(Q)를 포함할 수 있다. 또는 다른 실시예에서, 상기 출력단자(Q)가 출력하는 신호의 반전값을 출력하는 다른 출력단자(Q')를 더 포함할 수 있다.
상기 셋 신호(VS)는 상기 온타임 제어부(400)로 입력될 수 있다. 상기 온타임 제어부(400)는 상기 셋 신호(VS)를 기초로 리셋 신호(VR)를 생성하여 출력할 수 있다.
상기 PWM 제어부(300)의 셋 입력단자(S)에는 상기 셋 신호(VS)가 입력되고, 리셋 입력단자(R)에는 상기 리셋 신호(VR)가 입력될 수 있다. 상기 PWM 제어부(300)는 상기 셋 신호(VS)와 상기 리셋 신호(VR)를 기초로 PWM 온신호(PWM_ON)를 생성하여 상기 출력단자(Q)를 통해 출력할 수 있다.
인버터(700)는 상기 PWM 온신호(PWM_ON)를 반전하여 PWM 오프신호(PWM_OFF)를 생성할 수 있다.
상기 게이트 구동부(500)는 상기 PWM 온신호(PWM_ON)를 입력으로 받아, 이를 이용하여 NMOS 제어신호(SW_N) 및 PMOS 제어신호(SW_P)를 생성할 수 있다. 상기 NMOS 제어신호(SW_N) 및 PMOS 제어신호(SW_P)는 각각 DC-DC 컨버터의 NMOS 파워 FET(트랜지스터) 및 PMOS 파워 FET(트랜지스터)의 제어신호로서 제공될 수 있다.
도 3은 종래기술에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터에 작은 전류를 소모하는 부하가 연결되어 작동하는 경우의 동작 과정을 나타낸 것이다.
도 3에 제시한 현상은 예컨대 도 1에 제시한 종래기술에서 발생할 수 있다.
도 3에 나타낸 감지전압(VSense) 그래프는 DC-DC 컨버터가 출력하는 출력전압에 비례하는 값이다.
도 3에 나타낸 감지전압(VSense)은 도 2의 감지전압(VSH)에 대응될 수 있다.
도 3에 나타낸 감지전압(VSense) 그래프는 상승과 하강을 주기적으로 반복하며, 기준전압(VRef) 그래프 역시 상승과 하강을 주기적으로 반복한다.
감지전압(VSense)과 기준전압(VRef)은 각각 상기 PWM 비교부(200)에 입력된다. 기준전압(VRef)이 감지전압(VSense)보다 높아지는 시점(tc1)으로부터 소정의 제1동작지연시간이 경과한 시점(tre)에 상기 PWM 비교부(200)의 출력신호인 상기 셋 신호(VS)이 로지컬 하이값으로 변화하고, 기준전압(VRef)이 감지전압(VSense)보다 낮아지는 제2시점(tc2)으로부터 소정의 제2동작지연시간이 경과한 시점(tfe)에 상기 PWM 비교부(200)의 출력신호인 상기 셋 신호(VS)이 로지컬 로우값으로 변화한다. 여기서 상기 제1동작지연시간과 상기 제2동작지연시간은 상기 PWM 비교부(200)의 입력변화에 대한 출력변화의 반응시간일 수 있다.
랫치로 이루어진 상기 PWM 제어부(300)의 출력값인 PWM 온신호(PWM_ON) 및 상기 온타임 제어부(400)의 출력값인 리셋 신호(VR)의 시간에 따른 값의 변화가 도 3에 도시되어 있다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 온타임 제어부(400)가 출력하는 리셋 신호(VR)는 상기 PWM 비교부(200)가 출력하는 셋 신호(VS)의 상승엣지가 검출된 제1시점(t1)(=tre)으로부터 소정의 시간(t2-t1) 동안 로지컬 로우('L')를 유지하도록 되어 있다. 그리고 상기 온타임 제어부(400)가 출력하는 리셋 신호(VR)는 상기 소정의 제1시간(t2-t1)이 경과한 제2시점(t2)에 로지컬 하이('H')로 상승하도록 되어 있다. 그 다음, 상기 온타임 제어부(400)가 출력하는 리셋 신호(VR)는 로지컬 하이('H')로 상승한 제2시점(t2)으로부터 소정의 제2시간(t3-t2)이 경과한 제3시점(t3)에 로지컬 로우('L')로 다시 하강하도록 되어 있다.
상기 시점(tre)과 상기 시점(t1)은 동일한 시점이다.
이때, 상기 PWM 제어부(300)가 출력하는 PWM 온신호(PWM_ON)는, 상기 리셋 신호(VR)가 로지컬 로우('L')일 때에는 상기 셋 신호(VS)와 동일한 값을 갖도록 되어 있고, 상기 리셋 신호(VR)가 로지컬 하이('H')일 때에는 로지컬 로우('L')를 갖도록 되어 있다.
도 3과 같이 DC-DC 컨버터에 작은 전류를 소모하는 부하(저부하)가 연결된 경우에는, 상기 제2시점(t2)과 제3시점(t3) 사이에 이미 상기 셋 신호(VS)이 로지컬 로우('L')로 변화된다. 이를 위해 상기 제1시간(t2-t1)과 상기 제2시간(t3-t2)은 이를 만족시키는 값으로 미리 설정되어 있을 수 있다.
이로써, 상기 제3시점(t3) 직후에는 이미 상기 셋 신호(VS)이 로지컬 로우('L') 상태이므로, 상기 PWM 온신호(PWM_ON)는 로지컬 로우('L') 상태를 갖는다. 즉, 상기 제3시점(t3) 직후에 상기 PWM 온신호(PWM_ON)는 로지컬 로우('L') 상태를 유지한다. 그리고 상기 제3시점(t3) 이후로 상기 셋 신호(VS)가 로지컬 로우('L')를 유지하므로, 상기 제3시점(t3) 이후로 상기 리셋 신호(VR)와 상기 PWM 온신호(PWM_ON)는 모두 로지컬 로우('L') 상태를 안정적으로 유지한다. 이러한 안정의 유지는 상기 셋 신호(VS)가 다시 로지컬 하이('H')로 변할 때까지 유지된다.
이와 같이, 상기 PWM 온신호(PWM_ON)의 로지컬 하이를 나타내는 펄스는 소정의 주기(T)마다 규칙적으로 발생한다.
이때, 상기 제2시점(t2)과 제3시점(t3) 사이에 이미 상기 셋 신호(VS)이 로지컬 로우('L')로 변화될 수 있는 이유는, 상기 제1시점(t1)과 제2시점(t2) 사이에서 상기 기준전압(VRef)이 상기 감지전압(VSense)보다 더 작아지는 시점이 존재하기 때문이다.
그러나 DC-DC 컨버터에 큰 전류를 소모하는 부하(고부하)가 연결된 경우에는 이러한 현상이 만족되지 않으며, 그 결과 상기 PWM 온신호(PWM_ON)의 로지컬 하이를 나타내는 펄스가 단일 주기를 만족하지 않는다는 문제가 발생한다. 즉, 상기 PWM 온신호(PWM_ON)에 의한 스위칭 주기가 일정하지 않게 되는 현상인 지터(jitter)가 발생한다는 문제가 있다.
즉, 종래기술에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터는 저부하에서는 정상동작을 하지만 고부하에서는 이상동작을 할 수 있다는 문제가 있다.
이하, 종래기술에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터에 큰 전류를 소모하는 부하(고부하)가 연결된 경우의, 종래기술에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터의 동작 과정을 도 4에서 설명한다.
도 4에 제시한 현상은 예컨대 도 1에 제시한 종래기술에서 발생할 수 있다.
도 4에 나타낸 감지전압(VSense)은 도 2의 감지전압(VSH)에 대응될 수 있다.
도 4에 제시한 것과 같이, 고부하 환경에서는 결과적으로 PWM 온신호(PWM_ON)의 펄스들이 단일 주기에 따라 발생하지 않고, 두 개의 펄스가 몰려서 발생하는 결과로 이어진다. 즉, 도 4의 PWM 온신호(PWM_ON)의 그래프를 살펴보면 한 개의 펄스 발생 후 T1이라는 시간 후에 다음 펄스가 발생하고 그 이후 다시 T1와 다른 T2라는 시간 후에 그 다음 펄스가 발생한다. 이러한 과정은 계속 반복된다. 이러한 문제점은 셋 신호(VS)의 온 상태의 지속시간이 의도한 것보다 길기 때문에 발생한다. 구체적인 이유를 아래에 설명한다.
도 4에서는 PWM 온신호(PWM_ON) 및 리셋 신호(VR)에 있어서, 두 개의 펄스가 몰려서 발생하는 상황을 도시하였지만, 종래기술에 따르면, 고부하 환경에서 PWM 온신호(PWM_ON)의 펄스들이 3개 이상 짧은 시구간 동안 몰려서 생성되는 상황도 발생할 수 있다는 문제가 있다.
상술한 바와 같이, 상기 온타임 제어부(400)가 출력하는 리셋 신호(VR)는 상기 PWM 비교부(200)가 출력하는 셋 신호(VS)가 로지컬 하이값을 갖기 시작한 제1시점(t1)(=tre)으로부터 소정의 제1시간(ΔT1=t2-t1) 동안 로지컬 로우('L')를 유지하도록 되어 있다. 그리고 리셋 신호(VR)는 상기 소정의 제1시간(ΔT1=t2-t1)이 경과한 제2시점(t2)에 로지컬 하이('H')로 상승하도록 되어 있다. 그 다음, 상기 리셋 신호(VR)는 로지컬 하이('H')로 상승한 제2시점(t2)으로부터 소정의 제2시간(ΔT2=t3-t2)이 경과한 제3시점(t3)에 로지컬 로우('L')로 다시 하강하도록 되어 있다. 상기 시점(tre)과 상기 시점(t1)은 동일한 시점이다.
도 4와 같이 종래기술의 DC-DC 컨버터에 큰 전류를 소모하는 부하(고부하)가 연결된 경우에는, 상기 제2시점(t2)과 제3시점(t3) 사이에 상기 셋 신호(VS)가 로지컬 로우('L')로 변화되지 않는 현상을 나타낸다. 또한, 상기 제3시점(t3) 직후에도 상기 셋 신호(VS)이 로지컬 로우('L')로 변화되지 않는 현상을 나타낸다.
그리고 상기 제3시점(t3) 직후에, 리셋 신호(VR)는 상기 PWM 비교부(200)가 출력하는 셋 신호(VS)가 로지컬 하이값을 갖기 시작한 제3시점(t3)으로부터 상기 소정의 제1시간(ΔT1) 동안 로지컬 로우('L')를 유지하도록 되어 있다. 그리고 리셋 신호(VR)는 상기 소정의 제1시간(ΔT1)이 경과한 제4시점(t4)에 로지컬 하이('H')로 상승하도록 되어 있다. 그 다음, 상기 리셋 신호(VR)는 로지컬 하이('H')로 상승한 제4시점(t4)으로부터 상기 소정의 제2시간(ΔT2)이 경과한 제5점(t5)에 로지컬 로우('L')로 다시 하강하도록 되어 있다.
이때, 상기 PWM 제어부(300)이 출력하는 PWM 온신호(PWM_ON)는, 상기 리셋 신호(VR)가 로지컬 로우('L')일 때에는 상기 셋 신호(VS)와 동일한 값을 갖도록 되어 있고, 상기 리셋 신호(VR)가 로지컬 하이('H')일 때에는 로지컬 로우('L')를 갖도록 설계되어 있다. 이러한 규칙에 따르면, PWM 온신호(PWM_ON)는 제1시점(t1)과 제2시점(t2) 사이에는 로지컬 하이('H')가 되고, 제2시점(t2)와 제3시점(t3) 사이에는 로지컬 로우('L')가 되고, 제3시점(t3)과 제4시점(t4) 사이에는 로지컬 하이('H')가 되고, 그리고 제4시점(t4)과 제5시점(t5) 사이에는 로지컬 로우('L')가 된다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, 상기 PWM 제어부(300)를 구성하는 랫치의 진리표는 다음과 같을 수 있다. 즉, S, R이 '0', '0'이면 Q는 '유지' 상태이고, S, R이 '0', '1'이면 Q는 '0' 상태이고, S, R이 '1', '0'이면 Q는 '1' 상태이고, S, R이 '1', '1'이면 Q는 '0' 또는 'x' 상태일 수 있다.
도 4에 나타낸 상황에서, 셋 신호(VS)은 제4시점(t4)과 제5시점(t5) 사이에 로지컬 로우('L') 상태로 변화한다.
이로써, 상기 제5시점(t5) 직후에는 이미 상기 셋 신호(VS)가 로지컬 로우('L') 상태이므로, 상기 PWM 온신호(PWM_ON)는 로지컬 로우('L') 상태를 갖는다. 즉, 상기 제5시점(t5) 전후로 상기 PWM 온신호(PWM_ON)는 로지컬 로우('L') 상태를 유지한다. 그리고 상기 제5시점(t5) 이후로 상기 셋 신호(VS)가 로지컬 로우('L')를 유지하므로, 상기 제5시점(t5) 이후로 상기 리셋 신호(VR)와 상기 PWM 온신호(PWM_ON)는 모두 로지컬 로우('L') 상태를 안정적으로 유지한다. 이러한 안정의 유지는 상기 셋 신호(VS)가 다시 로지컬 하이('H')로 변할 때까지 유지된다.
도 4에 따르면, 상기 PWM 온신호(PWM_ON)의 로지컬 하이를 나타내는 펄스는 소정의 제1주기(T1)와 소정의 제2주기(T2)를 번갈아가면서 규칙적으로 발생한다(제1주기와 제2주기는 서로 다름). 또는 상기 PWM 온신호(PWM_ON)의 로지컬 하이를 나타내는 펄스가 3개 이상 몰려서 발생하는 현상이 발생할 수도 있다. 이와 같이 종래기술에 따른 고부하 환경에서 상기 PWM 온신호(PWM_ON)의 로지컬 하이를 나타내는 펄스의 발생이 불규칙할 수 있다.
만일, 상기 제2시점(t2)과 제3시점(t3) 사이에 이미 상기 셋 신호(VS)가 로지컬 로우('L')로 변화했다면, 도 4의 PWM 온신호의 그래프는 도 3의 PWM온신호의 그래프와 동일할 것이다. 그러나 도 4와 같은 고부하 상태에서는 상기 제2시점(t2)과 제3시점(t3) 사이에 상기 셋 신호(VS)가 로지컬 로우('L')로 변화하지 않았기 때문에 상기 PWM 온신호(PWM_ON)의 단일 주기성이 깨지는 문제가 발생한 것이다.
이러한 점을 고려하여, 도 4에 제시한 감지전압(VSense) 그래프와 기준전압(VRef) 그래프를 다시 살펴보면, 제1시점(t1)과 제3시점(t3) 사이에서 상기 기준전압(VRef)의 크기가 상기 감지전압(VSense)의 크기보다 작아지지 않는다는 점이 이러한 문제들을 초래한다는 점을 이해할 수 있다.
이러한 원인에 대한 이해를 바탕으로, 본 발명의 바람직한 실시예에서는, 고부하가 연결된 경우에도 셋 신호(VS)가 로지컬 하이 상태로 변화한 시점부터 소정의 결정된 시간(=t3-t1) 이내에 다시 상기 기준전압(VRef)의 크기가 상기 감지전압(VSense)의 크기보다 작아지도록 하는 회로의 구성을 제공한다. 즉, 본 발명의 바람직한 실시예에서는, 리셋 신호(VR)가 하이('1') 상태로 변한 이후 리셋 신호(VR)가 로우('0') 상태로 떨어지기 이전에 상기 기준전압(VRef)의 크기가 상기 감지전압(VSense)의 크기보다 작아지도록 하는 회로의 구성을 제공한다.
본 발명에서는 셋 신호(VS)가 로지컬 하이로 변화한 제1시점(t1)과 그 이후의 소정의 제3시점(t3) 사이에서 기준전압(VRef)의 값을 감소시키거나 또는 기준전압(VRef)의 시간에 따른 감소율을 증가시키는 방식으로 상술한 문제를 해결할 수 있다. 이렇게 한다면, 상기 제1시점(t1) 이후에 기준전압(VRef)이 감지전압(VSense)보다 작아지는 시간이 더 단축될 수 있다.
도 5는 도 2에 제시한 본 발명의 일 실시예에 따라 제공되는 DC-DC 컨버터 제어부를 이용하는 DC-DC 컨버터에 고부하가 연결된 경우에 있어서, 상기 PWM 제어부(300)의 동작상태를 나타낸 타이밍도이다.
물론, 도 2에 제시한 본 발명의 일 실시예에 따라 제공되는 상기 DC-DC 컨버터에 저부하를 연결한 경우에도, 상기 PWM 제어부(300)의 동작상태를 나타낸 도 5의 타이밍도는 실질적으로 변화하지 않는다.
도 2에 따른 본 발명의 일 실시예에 의한 회로를 이용할 경우, 첫째, 상기 PWM 비교부(200)에 입력되는 상기 기준전압(VRef)이 DC-DC 컨버터의 출력전압(VBST)의 변화에 비례하여 함께 변화하는 상기 감지전압L (VSL)을 기초로 생성되기 때문에, 그리고 둘째, 상기 감지전압L (VSL)은 상기 PWM 비교부(200)에 입력되는 또 다른 신호인 감지전압H (VSH)에 비하여 작기 때문에, 도 5의 경우 제1시각(t1)과 제3시각(t3) 사이에서 이미 기준전압(VRef)의 크기가 셋 신호(VS)의 크기보다 작게 된다. 이러한 동작 원리 덕분에 도 2에 제시한 본 발명의 일 실시예에 따라 제공되는 상기 DC-DC 컨버터에 연결된 부하가 저부하이든 고부하인던 상관없이 상기 PWM 온신호(PWM_ON)가 규칙적으로 발생할 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예들을 이용하여, 본 발명의 기술 분야에 속하는 자들은 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위 내에 다양한 변경 및 수정을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 특허청구범위의 각 청구항의 내용은 본 명세서를 통해 이해할 수 있는 범위 내에서 인용관계가 없는 다른 청구항에 결합될 수 있다.

Claims (9)

  1. DC-DC 컨버터 제어부(1)를 포함하는 DC-DC 컨버터로서,
    상기 DC-DC 컨버터 제어부는,
    PWM 신호로 제어되는 DC-DC 컨버터의 출력전압(VBST)에 비례하는 제2감지전압(VSL)을 기초로 기준신호(VRef)를 생성하는 기준신호 생성부(100); 및
    상기 DC-DC 컨버터의 출력전압에 비례하는 제1감지전압(VSH)의 크기와 상기 기준신호의 크기를 비교하여, 셋 신호(VS)를 생성하는 PWM 비교부(200);
    를 포함하며,
    상기 DC-DC 컨버터 제어부는, 상기 셋 신호를 기초로 상기 PWM 신호를 생성하도록 되어 있으며,
    상기 제2감지전압은 상기 제1감지전압보다 항상 작은 것을 특징으로 하는,
    DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터 제어부는, 전압 디바이더(600)를 더 포함하며,
    상기 전압 디바이더는, 제1디바이더 저항(161), 제2디바이더 저항(162), 및 제3디바이더 저항(63)을 포함하며,
    상기 제3디바이더 저항(63)의 제1단부는 상기 부스터 컨버터의 출력전압을 제공하는 노드에 직접 연결되어 있고,
    상기 제3디바이더 저항(63)의 타단부는 상기 제2디바이더 저항(162)의 일단부에 직접 연결되어 있고,
    상기 제2디바이더 저항(162)의 타단부는 상기 제1디바이더 저항(161)의 일단부에 직접 연결되어 있고,
    상기 제1디바이더 저항(161)의 타단부는 기준전위(GND)에 직접 연결되어 있고,
    상기 제1감지전압(VSH)은 상기 제3디바이더 저항(63)의 타단부의 전압이고, 그리고
    상기 제2감지전압(VSL)은 상기 제2디바이더 저항(162)의 타단부의 전압인,
    DC-DC 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 기준신호 생성부는, 제1스위치(121), 제2스위치(122), 램프저항(140), 및 커패시터(130)를 포함하며,
    상기 제1스위치의 일단자에는 상기 제2감지전압이 인가되도록 되어 있고,
    상기 제1스위치의 타단자는 상기 제2스위치의 일단자에 연결되어 있고,
    상기 제2스위치의 타단자는 상기 램프저항의 일단자에 연결되어 있고,
    상기 램프저항의 타단자에는 소정의 제1기준전압이 인가되도록 되어 있고,
    상기 제1스위치의 온오프 제어신호는 상기 셋 신호를 기초로 생성되는 PWM 온신호(PWM_ON)이고,
    상기 제2스위치의 온오프 제어신호는 상기 PWM 온신호가 인버팅된 PWM 오프신호(PWM_OFF)이고,
    상기 기준신호는 상기 제1스위치의 타단자의 전압이고,
    상기 커패시터의 일단자는 상기 제1스위치의 타단자에 연결되어 있는,
    DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 기준신호 생성부는, 연산증폭기(110)를 더 포함하며,
    상기 연산증폭기의 출력단자는 상기 연산증폭기의 반전 입력단자 및 상기 램프저항의 타단자에 연결되어 있고,
    상기 연상증폭기의 비반전 입력단자에는 상기 제1기준전압이 인가되도록 되어 있는,
    DC-DC 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터 제어부는,
    상기 PWM 신호의 온타임(on-time)을 제어하는 PWM 온신호(PWM_ON)를 생성하는 PWM 제어부(300); 및
    상기 셋 신호를 이용하여 리셋 신호를 생성하는 온타임 제어부(400);
    를 더 포함하며,
    상기 온타임 제어부는, 상기 셋 신호가 로지컬 하이인 상태를 감지한 시점부터 소정의 제1시간(ΔT1) 동안 상기 리셋 신호를 로지컬 로우 상태로 유지하도록 되어 있고, 상기 제1시간이 경과한 후 소정의 제2시간(ΔT2) 동안 상기 리셋 신호를 로지컬 하이 상태로 유지하도록 되어 있으며, 상기 제2시간이 경과한 후에 다시 상기 리셋 신호를 로지컬 로우 상태로 변경하도록 되어 있고,
    상기 PWM 제어부는, 상기 셋 신호를 입력받는 셋 단자(S), 상기 리셋 신호를 입력받는 리셋 단자(R), 및 상기 PWM 온신호를 출력하는 출력 단자(Q)를 포함하는 랫치인,
    DC-DC 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    입력전압으로부터 상기 출력전압을 생성하는 NMOS 트랜지스터 및 PMOS 트랜지스터를 더 포함하며,
    상기 DC-DC 컨버터 제어부는, 상기 PWM 온신호를 이용하여 상기 NMOS 트랜지스터를 제어하는 제어신호(SW_N) 및 상기 PMOS 트랜지스터를 제어하는 제어신호(SW_P)를 생성하는 게이트 구동부를 더 포함하는,
    DC-DC 컨버터.
  7. DC-DC 컨버터 제어부(1)를 포함하는 DC-DC 컨버터로서,
    상기 DC-DC 컨버터 제어부는,
    PWM 신호(PWM_ON)로 제어되는 DC-DC 컨버터의 출력전압(VBST)에 비례하는 제2감지전압(VSL)을 기초로 기준신호(VRef)를 생성하는 기준신호 생성부(100); 및
    상기 DC-DC 컨버터의 출력전압에 비례하는 제1감지전압(VSH)의 크기와 상기 기준신호의 크기를 비교하여, 상기 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성부(1000);
    를 포함하며,
    상기 제2감지전압은 상기 제1감지전압보다 항상 작은 것을 특징으로 하는,
    DC-DC 컨버터.
  8. PWM 신호 생성부(1000)를 갖는 DC-DC 컨버터 제어부(1)를 포함하는 DC-DC 컨버터로서,
    상기 PWM 신호 생성부는 제1신호와 제2신호를 비교하여 PWM 신호를 생성하도록 되어 있고,
    상기 제1신호는 상기 DC-DC 컨버터의 출력전압에 비례하는 제1감지전압(VSH)이고,
    상기 제2신호는 상기 DC-DC 컨버터의 출력전압에 비례하는 제2감지전압(VSL)을 기초로 생성한 기준신호(VRef)이며,
    상기 제2감지전압(VSL)은 상기 제1감지전압(VSH)보다 작은,
    DC-DC 컨버터.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항의 DC-DC 컨버터; 및
    상기 DC-DC 컨버터로부터 전력을 공급받는 부하 회로장치;
    를 포함하는,
    전자장치.
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