KR20240068521A - 간섭 제거 회로 및 이의 동작 방법 - Google Patents

Abstract

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 간섭 제거 회로는, 제1 주파수의 제1 송신 신호, 제1 주파수와 상이한 제2 주파수의 제2 송신 신호를 수신하고, 상기 제2 송신 신호를 제1 지연 시간만큼 지연하는 제1 지연 버퍼, 및 상기 제2 송신 신호를 제2 지연 시간만큼 지연시키기 위한 제2 지연 버퍼를 포함하는 상대 지연 제어 회로, 상기 상대 지연 제어 회로로부터 상기 제1 송신 신호 및 지연된 제2 송신 신호를 각각 수신하여 레퍼런스 신호들을 생성하기 위한 지연 레퍼런스 생성 회로, 가중치 벡터를 업데이트하기 위한 가중치 제어 회로, 상기 레퍼런스 신호에 기반하여 상대 지연을 추정하기 위한 상대 지연 추정 회로 및 상기 가중치 벡터 및 상기 레퍼런스 신호들 중 제1 레퍼런스 신호에 기반하여 간섭 모델 신호를 생성하고, 수신 신호에서 상기 간섭 모델 신호를 필터링하는 적응형 필터를 포함할 수 있다.

Description

간섭 제거 회로 및 이의 동작 방법{CIRCUITRY OF TRANSMIT SELF INTERFERENCE CANCELLATION AND OPERATING METHOD THEREOF}

본 개시의 기술적 사상은 간섭 제거 회로 및 이의 동작 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 송신 신호들 간에 상대 지연에 기반한 패시브 혼변조 간섭을 제거하기 위한 간섭 제거 회로 및 이의 동작 방법에 관한 것이다.

무선 통신 시스템은 전송량(throughput) 증대를 위하여 다양한 기법들을 채용할 수 있다. 예를 들면, 무선 통신 시스템은 복수의 안테나들을 사용하여 통신 용량을 증가시키는 CA(Carrier Aggregation), EN-DC(E-UTRA NR Dual connectivity), MIMO(Multiple-Input and Multiple-Output) 등을 채용할 수 있다. 전송량 증대를 위한 기법들이 채용됨에 따라, 송신 측은 높은 복잡도를 가지는 신호를 송신할 수 있는 한편, 수신 측은 높은 복잡도의 신호를 처리할 것이 요구될 수 있다.

간섭(interference) 신호는 수신 측에서 안테나를 통해서 수신된 신호를 처리하는 것을 방해할 수 있고, 간섭 신호는 다양하게 발생할 수 있다. 예를 들어, 간섭 신호는 서빙(serving) 기지국 경계에서 인접(neighboring) 기지국으로부터 수신된 신호인 셀 간 간섭(inter cell interference), 서빙 기지국 커버리지 내에서 다른 단말의 무선 신호에 상응하는 셀 내 간섭(intra cell interference), 및 채널 간섭 등을 포함할 수 있다.

안테나를 통해 수신되는 간섭 신호 외에도, 단말 내에서 송신 신호가 수신 경로로 누출되거나, 또는 수신 경로 상으로 커플링되어 생성되는 간섭 신호 역시 존재한다. 단말 내에서 생성되는 자기 간섭 신호의 경우, 전력 증폭된 송신 신호가 그대로 간섭 신호로서 되먹임 되는 것이므로 수신 감도의 열화에 큰 영향을 끼칠 수 있다. 이 때, CA, EN-DC, MIMO 등 송신 기법에 따라, 복수의 송신 신호들을 각각 독립적으로 송신하는 경우, 복수의 송신 신호들 마다 송신 주파수가 상이할 수 있으며, 서로 다른 주파수의 송신 신호들 간에 혼변조(intermodulation)에 의한 수동(passive) 간섭이 추가적으로 발생할 수 있다. 따라서, 혼변조에 의한 수동 간섭을 제거하기 위한 방안이 요구된다.

본 개시의 기술적 사상이 해결하려는 과제는, LMS(least mean square) 알고리즘에 기반하여 송신 신호들 간에 상대 지연을 추정하는 간섭 제거 회로 및 이의 동작 방법을 제공하는 데에 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 간섭 제거 회로는, 제1 주파수의 제1 송신 신호, 제1 주파수와 상이한 제2 주파수의 제2 송신 신호를 수신하고, 상기 제2 송신 신호를 제1 지연 시간만큼 지연하는 제1 지연 버퍼, 및 상기 제2 송신 신호를 제2 지연 시간만큼 지연시키기 위한 제2 지연 버퍼를 포함하는 상대 지연 제어 회로, 상기 상대 지연 제어 회로로부터 상기 제1 송신 신호 및 지연된 제2 송신 신호를 각각 수신하여 레퍼런스 신호들을 생성하기 위한 지연 레퍼런스 생성 회로, 가중치 벡터를 업데이트하기 위한 가중치 제어 회로, 상기 레퍼런스 신호에 기반하여 상대 지연을 추정하기 위한 상대 지연 추정 회로 및 상기 가중치 벡터 및 상기 레퍼런스 신호들 중 제1 레퍼런스 신호에 기반하여 간섭 모델 신호를 생성하고, 수신 신호에서 상기 간섭 모델 신호를 필터링하는 적응형 필터를 포함할 수 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 예시적인 실시예에 따른 간섭 제거 회로는, 제1 주파수의 제1 송신 신호, 제1 주파수와 상이한 제2 주파수의 제2 송신 신호를 수신하고, 상기 제2 송신 신호를 상대 지연만큼 지연하는 제1 지연 버퍼, 및 상기 상대 지연만큼 지연된 제2 송신 신호를 간섭 샘플링 주기만큼 다시 지연시키기 위한 제2 지연 버퍼를 포함하는 상대 지연 제어 회로, 상기 제1 송신 신호 및 상기 제1 지연 버퍼를 통해 지연된 제2 송신 신호를 수신하여 제1 레퍼런스 신호를 생성하고, 상기 제1 송신 신호 및 상기 제2 지연 버퍼를 통해 지연된 제2 송신 신호를 수신하여 제2 레퍼런스 신호를 생성하기 위한 지연 레퍼런스 생성 회로, 가중치 벡터를 업데이트하기 위한 가중치 제어 회로, 상기 제1 레퍼런스 신호 및 상기 제2 레퍼런스 신호에 기반하여 상대 지연을 추정하기 위한 상대 지연 추정 회로 및 상기 가중치 벡터 및 상기 제1 레퍼런스 신호에 기반하여 간섭 모델 신호를 생성하고, 수신 신호에서 상기 간섭 모델 신호를 필터링하는 적응형 필터를 포함할 수 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 예시적인 실시예에 따른 간섭 제거 회로의 동작 방법은, 제1 레퍼런스 신호 내지 제3 레퍼런스 신호를 생성하는 단계와, 상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산하는 단계와, 가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산하는 단계와 가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 및 상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분을 이용하여 상대 지연을 추정하는 단계를 포함하고, 상기 제1 레퍼런스 신호는, 지연되지 않은 제1 송신 신호와 상대 지연만큼 지연된 제2 송신 신호에 기반한 혼변조 간섭을 모델링한 신호에 상응하고, 상기 제2 레퍼런스 신호는, 상기 제1 송신 신호와 지연되지 않은 제2 송신 신호에 기반한 혼변조 간섭을 모델링한 신호에 상응하고, 상기 제3 레퍼런스 신호는, 상기 제1 송신 신호와 간섭 샘플링 주기만큼 지연된 제3 송신 신호에 기반한 혼변조 간섭을 모델링한 신호에 상응할 수 있다.

본 개시의 예시적인 실시예에 따른 간섭 제거 회로는, 상대 지연이 발생하는 경우, 상대 지연을 실시간으로 빠르게 추정 가능하며, 구조가 간단하고 복잡도도 상대적으로 낮다.

본 개시의 예시적인 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 아니하며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 이하의 기재로부터 본 개시의 예시적 실시예들이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 개시의 예시적 실시예들을 실시함에 따른 의도하지 아니한 효과들 역시 본 개시의 예시적 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.

도 1은 송신 신호에 의한 자기 간섭의 일 예를 도시한다.
도 2는 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 무선 통신 장치(10)의 예를 도시한다.
도 3은 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 간섭 제거 회로(300)의 일 예를 도시한다.
도 4는 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연 제거 회로(400)의 일 예를 도시한다.
도 5는 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연 제거 회로(500a)의 일 예를 도시한다.
도 6은 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연 제거 회로(500a)의 동작 방법을 나타내는 순서도이다.
도 7은 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연 제거 회로(500b)의 일 예를 도시한다.
도 8은 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연별 가중치 벡터의 평균 값을 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연 값을 나타내는 그래프이다.
도 10은 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 성능 개선을 나타내는 그래프이다.
도 11은 본 개시의 예시적인 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록도이다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 개시의 예시적 실시예들에 대하여 상세히 설명하기로 한다.

도 1은 송신 신호에 의한 자기 간섭의 일 예를 도시한다.

도 1을 참조하면, 무선 통신 장치(10)는 송신 안테나 및 수신 안테나를 구비할 수 있다. 상기 단일 안테나는, 듀플렉서(duplexer)를 통해 송신 RF(radio frequency) 체인 및 수신 RF 체인에 모두 연결될 수 있다. 예를 들어, 무선 통신 장치(10)는 수신 모드(receiving mode)에서는 수신 RF 체인을 통해 무선 신호를 수신할 수 있고, 송신 모드(transmitting mode)에서는 송신 RF 체인을 통해 베이스밴드(baseband) 신호를 외부 장치에게 송신할 수 있다.

다양한 실시예들에 따라, 듀플렉서를 통해 연결되는 송신 안테나 및 수신 안테나를 포함하는 무선 통신 장치(10)의 경우, 서로 이웃하는 송신 안테나 및 수신 안테나에 기반한 송신 신호의 되먹임이 발생할 수 있다. 다만, 상기 듀플렉서가 송신 RF 체인 및 수신 RF 체인과 모두 연결되어 있는 바, 송신 RF 체인으로부터 송신 신호의 적어도 일부가 수신 RF 체인으로 누출(leak)될 수 있다. 상기 누출된 신호가 수신 RF 체인으로 입력되는 경우에 자기 간섭이 발생할 수 있다.

다양한 실시예들에 따라, 상기 수신 안테나는, 상기 외부 장치로부터 송신된 무선 신호 뿐만 아니라, 상기 송신 안테나로부터 송신된 무선 신호를 수신할 수 있다. 예를 들어, 상기 송신 안테나 및 수신 안테나가 무지향성 안테나에 상응하고, 상기 송신 안테나와 상기 수신 안테나가 서로 이웃하도록 배치된 경우, 상기 송신된 무선 신호 중 일부 신호는 상기 수신 안테나를 통해 되먹임(feedback)될 수 있다. 상기 되먹임 된 무선 신호에 기반하여 자기 간섭이 발생할 수도 있다.

도 2는 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 무선 통신 장치(10)의 예를 도시한다.

도 2를 참조하면, 제1 송신 신호(TX1) 및 제2 송신 신호(TX2)가 송신될 수 있다. 즉, 무선 통신 장치(10)는 2개의 안테나를 구비할 수 있으며, 상기 2개의 안테나는 신호의 송수신을 위한 안테나일 수 있다.

예를 들어, 제1 송신 신호(TX1)는 제1 송신 필터(110)를 통해 원하는 주파수 대역만을 필터링하고, 제1 DAC(digital to analog converter)(111)를 통해 디지털 신호에서 아날로그 신호로 변환될 수 있다. 이후, 제1 송신 신호(TX1)의 송신 주파수는 제1 믹서(112)를 통해 국부 발진기(LO, Local Oscillator)로부터 수신된 LO 주파수만큼 상향 변환되어 제1 전력 증폭기(PA, Power Amplifier)(113)를 통해 증폭된 이후 안테나를 통해 외부 장치(예를 들어, 기지국)에게 송신될 수 있다. 제2 송신 신호(TX2)는 제2 송신 필터(120)를 통해 원하는 주파수 대역만을 필터링하고, 제2 DAC(121)를 통해 디지털 신호에서 아날로그 신호로 변환될 수 있다. 이후, 제2 송신 신호(TX2)의 송신 주파수는 제2 믹서(122)로 수신된 LO 주파수만큼 상향 변환되어 제2 전력 증폭기(PA, Power Amplifier)(123)를 통해 증폭된 이후 안테나를 통해 상기 외부 장치에게 송신될 수 있다.

다양한 실시예들에 따라, 무선 통신 장치(10)가 주파수 집성(carrier aggregation) 또는 이중 접속(dual connectivity)를 수행할 수 있으며, 제1 송신 필터(110), 제2 송신 필터(120) 및 수신 필터(210)는 모두 온(on) 상태일 수 있다. 이 때, 자기 간섭이 발생하면, 제1 PA(113)를 통해 증폭된 제1 송신 신호(TX1)는 이웃하는 수신 RF 체인 상으로 커플링될 수 있다. 예를 들어, 제1 송신 신호(TX1)는 수신 신호로서 수신 RF 체인의 저 잡음 증폭기(LNA, Low Noise Amplifier)(211)에게 입력될 수 있다. 또한, 듀플렉서(124)를 통해 연결된 송신 RF 체인으로부터 제2 송신 신호(TX2)가 누출될 수 있다. 즉, 제2 송신 신호(TX2)는 듀플렉서(124)를 통해 수신 신호로서 저 잡음 증폭기(211)에게 입력될 수 있다. 상기 제1 송신 신호(TX1) 및 상기 제2 송신 신호(TX2)는 수신 RF 체인의 비선형적 특성에 의해 수신 주파수 부근에 간섭 신호를 생성하며, 이는 제3 믹서(212)로 수신된 LO 주파수만큼 다시 하향 변환되고, ADC(Analog to digital converter)(213)를 통해 디지털 신호로 변환될 수 있다. 이후, 제1 송신 신호(TX1) 및 제2 송신 신호(TX2)에 의해 생성된 간섭 신호는 간섭 제거 회로(214)를 통해 제거될 수도 있다.

간섭 제거 회로(214)는 레퍼런스 생성 회로(240) 및 적응형 필터(adaptive filter)(250)를 더 포함할 수 있다. 레퍼런스 생성 회로(240)는 간섭 신호(예를 들어, 제1 송신 신호(TX1), 제2 송신 신호(TX2))를 수신하여 간섭 모델을 재현(또는 재생성)하는 회로일 수 있다. 상기 재현된 간섭 모델은 능동(active) 간섭 신호 및 수동(passive) 간섭 신호를 모두 포함할 수 있다. 적응형 필터(250)는 레퍼런스 생성 회로(240)의 계수를 추정하여 간섭 신호를 생성할 수 있고, 수신 신호에서 상기 간섭 신호를 차감함으로써 간섭 신호의 필터링을 수행할 수 있다. 예를 들어, 적응형 필터(250)는 스토캐스틱 그래디언트 디센트(stochastic gradient descent) 방식을 이용한 LMS(least mean square) 알고리즘, RLS(recursive least squares) 알고리즘, DCD(dichotomous coordinate descent)-RLS 알고리즘 등 적응형 필터 알고리즘 중 하나에 기반할 수 있다.

도 3은 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 간섭 제거 회로(300)의 일 예를 도시한다.

도 3을 참조하면, 간섭 제거 회로(300)는 송수신 지연 제거 회로(310) 및 상대 지연 제거 회로(320)를 포함할 수 있다. 도 3의 간섭 제거 회로(300)는 도 2의 간섭 제거 회로(214)에 상응할 수 있다. 도 2의 레퍼런스 생성 회로(240) 및 적응형 필터(250)를 포함하는 간섭 제거 회로(214)는 간섭 제거 회로(214)가 수신한 제1 송신 신호(TX1) 및 제2 송신 신호(TX2)를 모델링하여 간섭 레퍼런스 신호를 생성하고, 이에 기반하여 간섭을 제거하는 동작적 측면에서 기술한 것이며, 도 3의 간섭 제거 회로(300)는 다양한 종류의 간섭을 제거하는 기능적 측면에서 기술한 것이다.

송수신(T/RX) 지연 제거 회로(310)는 송수신하는 신호들 상에 직접적으로 발생하는 지연에 따른 간섭을 제거할 수 있다. 일 실시예에 따라, 제1 송신 신호(TX1), 제2 송신 신호(TX2)의 간섭 채널은 무선 통신 장치(10)의 내부 블록의 온/오프에 기반하여 실시간으로 변경될 수 있다. 예를 들어, 무선 통신 장치(10)의 저전력을 위하여 idle-DRX(discontinuous reception), C-DRX, DTX(discontinuous transmit) 등이 동작하면서 아날로그 블록 및 디지털 블록들이 온/오프를 반복할 수 있다. 상기 아날로그 블록 및 디지털 블록들이 온/오프 될 때마다 간섭 채널의 크기 및 위상이 변경되며, 따라서 제1 송신 신호(TX1) 및 제2 송신 신호(TX2) 자체의 지연이 발생할 수 있다. 송수신 지연 제거 회로(310)는 무선 통신 장치(10)의 상기 아날로그 블록 및 디지털 블록의 온/오프에 기반하여 실시간으로 발생하는 송수신 지연에 의한 간섭을 제거할 수 있다.

일 실시예에 따라, 제1 송신 신호(TX1) 및 제2 송신 신호(TX2)는 서로 주파수가 상이할 수 있다. 서로 주파수가 상이한 제1 송신 신호(TX1) 및 제2 송신 신호(TX2)간에 상대 지연이 발생하는 경우, 제1 송신 신호(TX1) 및 제2 송신 신호(TX2)는 상호 간섭에 의한 혼변조(intermodulation)를 발생시켜 예측하지 못한 주파수 성분의 간섭 신호가 생성될 수 있다. 여기서, 상대 지연은, 제1 송신 신호(TX1)에 비하여 제2 송신 신호(TX2)가 얼마나 지연되는지를 나타낸다. 예를 들어, 제1 송신 신호(TX1)의 주파수가 f1, 제2 송신 신호(TX2)의 주파수가 f2일 수 있다. 이 때, (2f1-f2)의 주파수를 갖는 제1 혼변조 신호, (2f2-f1)의 주파수를 갖는 제2 혼변조 신호 등이 생성될 수 있다. 상대 지연 제거 회로(320)는 제1 송신 신호(TX1)와 제2 송신 신호(TX2)의 상대 지연에 기반하여 생성되는 혼변조 간섭을 제거할 수 있다.

도 4는 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연 제거 회로(400)의 일 예를 도시한다.

도 4를 참조하면, 상대 지연 제거 회로(400)는 상대 지연 제어 회로(410), 지연 레퍼런스 생성 회로(420), 적응형 필터(430) 및 상대 지연 추정 회로(440)를 포함할 수 있다. 도 4의 상대 지연 제거 회로(400)는 도 3의 상대 지연 제거 회로(320)에 상응할 수 있다.

일 실시예에 따라, 상대 지연 제어 회로(410)는 송신 신호를 수신하여 송신 회로를 미리 저장된 값만큼 지연하여 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에게 출력할 수 있다. 예를 들어, 상대지연 제어 회로(410)는 제1 송신 신호(TX1)를 수신하여 지연 없이 곧바로 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에게 출력할 수 있다. 동시에, 상대 지연 제어 회로(410)는 제2 송신 신호(TX2)를 수신하여 제1 상대 지연 값만큼 지연된 시간 이후에 상기 수신한 제2 송신 신호(TX2)를 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에게 출력할 수 있다. 일 실시예에 따라, 상대 지연 제어 회로(410)는 지연 버퍼(delay buffer), 분수 지연 필터(fractional delay filter)로 구현될 수 있으나, 이에 제한되는 것은 아니다. 상대 지연 제어 회로(410)는 신호를 수신하여 일정 크기만큼 수신한 신호를 지연시킨 이후 출력하는 모든 엘리먼트들을 모두 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 지연 레퍼런스 생성 회로(420)는 레퍼런스 신호를 생성할 수 있다. 지연 레퍼런스 생성 회로(420)는 제1 송신 신호(TX1) 및 상대 지연 값만큼 지연된 제2 송신 신호(TX2)를 모두 수신하여 레퍼런스 신호를 출력할 수 있다. 상기 레퍼런스 신호는, 입력된 2개의 신호 사이에 상대 지연 값만큼 지연 시간이 존재하는 경우에 간섭 모델 신호의 생성에 기반이 되는 신호일 수 있다. 일 실시예에 따라, 상대 지연 제거 회로(400)는 적어도 2개 이상의 레퍼런스 생성 회로들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 적어도 2개 이상의 레퍼런스 생성 회로들 중 하나의 레퍼런스 생성 회로는 업데이트된 상대 지연 값에 따라 상기 업데이트마다 제2 송신 신호(TX2)를 지연시키는 시간을 다르게 설정할 수 있다. 상기 적어도 2개 이상의 레퍼런스 생성 회로들 중 나머지 레퍼런스 생성 회로들은 고정된 상대지연 값에 따라 제2 송신 신호(TX2)를 지연시킬 수 있다. 예를 들어, 상기 고정된 상대 지연 값은 0일 수도 있고, 간섭 신호의 샘플링 주기()일 수 있다.

적응형 필터(430)는 지연 레퍼런스 생성 회로(420)의 계수를 추정하여 간섭 모델 신호를 생성할 수 있다. 적응형 필터(430)는 레퍼런스 신호와 가중치 벡터를 내적하여 간섭 모델 신호를 생성하고, 수신 신호로부터 상기 간섭 모델 신호를 차감할 수 있다. 예를 들어, 적응형 필터(430)는 스토캐스틱 그래디언트 디센트(stochastic gradient descent) 방식을 이용한 LMS(least mean square) 알고리즘에 기반할 수 있다. 일 실시예에 따라, 적응형 필터(330)는 FIR(finite impulse response) 필터 및 가중치 벡터를 업데이트하기 위한 가중치 제어 회로를 더 포함할 수 있다.

상대 지연 추정 회로(440)는 레퍼런스 신호에 기반하여 상대 지연 값을 추정할 수 있다. 예를 들어, 상대 지연 추정 회로(440)는 LMS 알고리즘에 기반하여 간섭 레퍼런스 신호에 대한 상대 지연 값을 반복적으로(iteratively) 업데이트할 수 있다. 상대 지연 값을 업데이트하는 구체적인 내용은 후술하기로 한다.

도 5는 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연 제거 회로(500a)의 일 예를 도시한다.

도 5를 참조하면, 간섭 제거 회로(500a)는 복수의 지연 버퍼들(511 내지 513), 복수의 레퍼런스 생성 회로들(521 내지 523), 상대 지연 추정 회로(530), 가중치 제어 회로(540), FIR 필터(550)를 포함할 수 있다.

상대 지연 제어 회로(410)는 제1 송신 신호(TX1)를 수신하여 제1 지연 버퍼(511)를 통해 지연 없이 곧바로 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에게 출력할 수 있다. 지연 없이 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에게 출력된 신호는 제1 신호()일 수 있다. 다른 예를 들어, 상대 지연 제어 회로(410)는 제2 송신 신호(TX2)를 수신하여 제2 지연 버퍼(512)를 통해 제1 상대 지연()만큼 지연시킨 이후에 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에게 출력할 수 있다. 제1 상대 지연()만큼 지연되어 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에게 출력된 신호는 제2 신호()일 수 있다. 또 다른 예를 들어, 상대 지연 제어 회로(410)는 제2 송신 신호(TX2)를 수신하여 제3 지연 버퍼(513)를 통해 제2 상대 지연()만큼 지연시킨 이후에 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에게 출력할 수 있다. 제2 상대 지연()만큼 지연되어 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에게 출력된 신호는 제3 신호()일 수 있다.

제1 레퍼런스 생성 회로(521)는 제1 신호() 및 제2 신호()에 기반하여, 제1 레퍼런스 신호()를 생성할 수 있다. 제1 레퍼런스 신호()는 가중치 벡터와 곱셈 연산을 통해 간섭 모델 신호()를 생성하는 데에 사용될 수 있다. 또한, 제1 레퍼런스 신호()는 제2 레퍼런스 생성 회로(522)에서 생성되는 제2 레퍼런스 신호() 및 제3 레퍼런스 생성 회로(523)를 통해 생성되는 제3 레퍼런스 신호()와 함께 상대 지연을 추정하는 데에 이용될 수 있다.

제2 레퍼런스 생성 회로(522)는 제1 신호() 및 제4 신호()에 기반하여, 제2 레퍼런스 신호()를 생성할 수 있다. 상기 제1 신호()는 제1 송신 신호(TX1)가 지연 없이 수신된 신호에 상응할 수 있다. 상기 제4 신호()는 제2 송신 신호(TX2)가 지연 없이 수신된 신호에 상응할 수 있다. 즉, 제2 레퍼런스 생성 회로(522)는 지연되지 않은 제1 송신 신호(TX1) 및 제2 송신 신호(TX2)에 기반하여 제2 레퍼런스 신호()를 생성할 수 있다. 제2 레퍼런스 신호()는 제1 레퍼런스 생성 회로(521)에서 생성되는 제1 레퍼런스 신호() 및 제3 레퍼런스 생성 회로(523)를 통해 생성되는 제3 레퍼런스 신호()와 함께 상대 지연을 추정하는 데에 이용될 수 있다.

제3 레퍼런스 생성 회로(523)는 제1 신호() 및 제3 신호()에 기반하여, 제3 레퍼런스 신호()를 생성할 수 있다. 상기 제3 레퍼런스 신호()는 제1 레퍼런스 생성 회로(521)에서 생성된 제1 레퍼런스 신호() 및 제2 레퍼런스 생성 회로(522)를 통해 생성되는 제2 레퍼런스 신호()와 함께 상대 지연을 추정하는 데에 이용될 수 있다.

일 실시예에 따라, 수신 신호()에서 간섭 신호()를 제거한 이후의 에러 신호()를 나타내면 하기의 수학식과 같을 수 있다.

LMS 알고리즘을 채용하기 위하여, 에러 신호()의 MSE(mean square error)를 비용 함수(cost function)로 설정할 수 있다. 즉, 비용 함수는 하기의 수학식과 같을 수 있다.

또한, 간섭 모델 신호()를 나타내면 하기의 수학식과 같을 수 있다.

여기서, 는 추정된 계수로서, N개의 탭 지연 엘리먼트를 가지는 가중치 벡터이며, 는 N개의 탭 지연 엘리먼트를 가지는 벡터의 상대 지연()이 적용된 제1 레퍼런스 신호()이다.

일 실시예에 따라, 가중치 제어 회로(530)는 수학식 3에서 가중치 벡터에 대한 그래디언트를 구하고, LMS 알고리즘에 적용함으로써, 가중치를 업데이트할 수 있다. 가중치 업데이트 알고리즘은 하기의 수학식과 같을 수 있다.

여기서 는 스텝 사이즈이다. 가중치 제어 회로(530)는 추정한 가중치 벡터()를 상대 지연 추정 회로(540)에게 제공할 수 있다. 또한, 가중치 제어 회로(430)는 간섭 모델 신호()를 생성하기 위하여 추정한 가중치 벡터()를 적응형 필터(550)에 제공할 수 있다.

일 실시예에 따라, 상대 지연 추정 회로(540)는 레퍼런스 신호들에 기반하여 상대 지연 값을 추정할 수 있다. 상대 지연 추정 회로(540)는 LMS 알고리즘에 기반하여 상대 지연 값을 반복적으로(iteratively) 업데이트할 수 있다. 예를 들어, 상대 지연 추정 회로(540)는 상대 지연()에 대한 그래디언트를 구하고, LMS 알고리즘에 적용함으로써 상대 지연()을 업데이트할 수 있다. 상대 지연()의 업데이트 알고리즘은 하기의 수학식과 같을 수 있다.

여기서, 는 상대 지연 추정에 대한 스텝 사이즈를 나타내며, 는 실수부를 나타낸다. 즉, 상대 지연()을 업데이트하기 위하여 및 를 구해야 한다.

이하, 본 개시의 예시적인 실시예에서는 설명의 편의를 위하여 의 주파수 위치에 발생하는 3차 비선형 항 중 하나인 형태의 간섭을 기준으로 설명할 것이나, 이에 제한되는 것은 아니다. 다양한 실시예들에 따른, 모든 비선형 차수 항(nonlinear order term), 메모리 차수 항(memory order term)에 대해 확장 가능함은 자명할 것이다.

일 실시예에 따라, 제1 송신 신호(TX1)에 대해 제2 송신 신호(TX2)가 상대 지연()만큼 지연되는 경우, 3차 비선형 항의 간섭 성분에 대한 레퍼런스 신호()는 다음과 같다.

여기서, 는 제1 송신 신호(TX1) 또는 제1 지연 버퍼(511)를 통과한 제1 신호, 는 제2 송신 신호(TX2), 는 제1 송신 신호(TX1)에 대한 상대 지연()만큼 지연되는 제2 송신 신호(TX2) 또는 제2 지연 버퍼(512)를 통과한 제2 신호를 나타낸다.

상대 지연()가 매우 작다고 가정하면 아래와 같이 근사가 가능할 수 있다. 여기서 상대 지연()은 수신 필터(210)의 샘플링 주기() 기준의 지연 크기를 나타낸다.

이를 에 대해 미분하면 아래와 같다.

일반적으로 간섭 신호의 대역폭이 크므로 지연 레퍼런스 생성 회로(420)에서의 샘플링 레이트는 수신 필터(210)의 샘플링 레이트보다 높을 수 있다. 따라서, 상대 지연()만큼 지연된 제2 송신 신호(TX2)인 의 근사를 간섭 샘플 주기 만큼 떨어진 신호인 을 이용해 구할 수 있으며, 는 아래와 같이 근사가 가능할 수 있다.

즉, 는 수신 필터(210)의 샘플링 주기()를 지연 레퍼런스 생성 회로(420)의 샘플링 주기()로 나눈 값과 제3 레퍼런스 생성 회로(523)의 출력()에서 제2 레퍼런스 생성 회로(522)의 출력()을 뺀 값을 곱셈함으로써 근사하여 계산할 수 있다.

적응형 필터(550)는 제1 레퍼런스 신호()와 가중치 벡터에 기반하여 간섭 모델 신호()를 생성할 수 있고, 수신 신호에서 상기 간섭 모델 신호()를 차감함으로써 간섭 신호의 필터링을 수행할 수 있다. 적응형 필터(550)는 간섭 레퍼런스 신호와 가중치 벡터를 내적하여 간섭 모델 신호()를 생성하고, 수신 신호()로부터 상기 간섭 모델 신호()를 차감할 수 있다. 예를 들어, 적응형 필터(550)는 스토캐스틱 그래디언트 디센트(stochastic gradient descent) 방식을 이용한 LMS(least mean square) 알고리즘, RLS 알고리즘, DCD-RLS 알고리즘 등 적응형 필터 알고리즘 중 하나에 기반할 수 있다. 일 실시예에 따라, 적응형 필터(550)는 FIR(finite impulse response) 필터 및 가중치 벡터를 업데이트하기 위한 제어 회로를 더 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 수학식 5의 를 계산하기 위하여 가중치 제어 회로(530)는 를 근사할 수 있다. 예를 들어, 수학식 4의 허미션(hermitian) 연산을 상대 지연()에 대하여 미분하면 아래와 같을 수 있다.

여기서, 는 단위 행렬이다. 일 실시예에 따라, 수학식 4의 허미션 연산을 상대 지연()에 대해 미분하여 계산하는 것은 복잡도가 높을 수 있다. 따라서, 복잡도를 경감하기 위하여 가중치가 상대 지연()에 대해 정적(stationary)이며, 연속 함수라고 가정할 수 있다. 이 경우, 는 다음과 같다. 구체적으로, 수학식 7에서 상대 지연()에 대해 제1 레퍼런스 신호()를 근사한 것과 동일하게 가중치 벡터()가 상대 지연()에 대한 연속 함수라고 가정하고, 상대 지연()에 대해 근사한 다음, 업데이트 상대 지연에 대해 미분하면 다음과 같다.

여기서, 다시 가 상대 지연()에 대해 정적이라고 가정하고 라고 한다면 다음과 같이 기술할 수 있다.

다만, 상대 지연()이 매 샘플 마다 바뀌어야 값을 구할 수 있으며, 상대 지연()이 바뀌지 않는 경우, 아래의 표와 같이 상대 지연()이 바뀌기 전까지 가중치를 누적한 값을 대신 사용할 수 있다.

Step	Equation
	Initialization: , ,
	for n = 0, 1, ...
1	If
2
3

도 6은 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연 제거 회로(500a)의 동작 방법을 나타내는 순서도이다.

도 6을 참조하면, 동작 S610에서, 상대 지연 제거 회로(500a)는 제1 레퍼런스 신호, 제2 레퍼런스 신호 및 제3 레퍼런스 신호를 생성할 수 있다. 제1 레퍼런스 신호()는 0만큼 지연된 제1 송신 신호와 상대 지연만큼 지연된 제2 송신 신호에 의한 간섭을 나타내기 위한 신호에 상응할 수 있다. 제2 레퍼런스 신호()는 0만큼 지연된 제1 송신 신호(TX1)와 0만큼 지연된 제2 송신 신호(TX2)에 의한 간섭을 나타내기 위한 신호에 상응할 수 있다. 제3 레퍼런스 신호()는 0만큼 지연된 제1 송신 신호(TX1)와 간섭 샘플링 주기()만큼 지연된 제2 송신 신호(TX2)에 의한 간섭을 나타내기 위한 신호에 상응할 수 있다.

동작 S620에서, 상대 지연 제거 회로(500a)는 제1 레퍼런스 신호()의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산할 수 있다. 실시예에 따라, 수학식 9에 기반하여 수신 필터(210)의 샘플링 주기()를 지연 레퍼런스 생성 회로(420)의 샘플링 주기()로 나눈 값과 제3 레퍼런스 생성 회로(523)의 출력()에서 제2 레퍼런스 생성 회로(522)의 출력()을 뺀 값을 곱셈함으로써 근사하여 계산할 수 있다.

동작 S630에서, 상대 지연 제거 회로(500a)는 가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산할 수 있다. 일 실시예에 따라, 수학식 10에 기반하여 수학식 4의 허미션 연산의 상대 지연에 대한 미분을 직접 계산할 수도 있고, 수학식 15에 따라, 상대 지연의 값이 변경될 때에만 누적된 가중치 벡터를 이용함으로써 수학식 14에 따라 가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산할 수도 있다.

동작 S640에서, 상대 지연 제거 회로(500a)는 LMS 알고리즘에 기반하여 계산된 편미분 값들을 이용하여 상대 지연을 추정할 수 있다. 예를 들어, LMS 알고리즘에 기반하여 도출된 수학식 5를 이용하여 상대 지연을 추정할 수 있으며, 이 때 동작 S620 및 동작 S630에서 근사하여 계산된 및 를 이용할 수 있다.

도 7은 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연 제거 회로(500b)의 일 예를 도시한다.

도 7을 참조하면, 상대 지연 제거 회로(500b)는 2개의 레퍼런스 생성 회로들(721, 722)만 포함할 수 있다. 즉, 도 5의 0만큼 지연된 제1 송신 신호(TX1) 및 0만큼 지연된 제2 송신 신호(TX2)에 기반한 간섭을 모델링하기 위한 제2 레퍼런스 신호는 생략할 수 있다.

일 실시예에 따라, 상대 지연 제거 회로(500b)는 복잡도를 낮추기 위하여 상대 지연을 매 샘플마다 업데이트하지 않고 이산적으로 업데이트할 수 있다. 이 때, 상대 지연()이 미리 적용된 레퍼런스 신호()를 기준으로 하는 경우, 도 5의 제2 레퍼런스 신호()를 하기의 수학식에 따라 생략할 수 있다.

즉, 을 구할 때 상대 지연()이 적용된 레퍼런스 신호()를 기준으로 만큼 상대 지연만큼 지연된 레퍼런스 신호()만 필요할 수 있다. 일 실시예에 따라, 상대 지연()이 상대 지연 제거 회로(500b)의 지연 버퍼에서 업데이트 되는 경우, 만큼 에 대한 보정이 필요할 수 있다.

도 8은 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 상대 지연별 가중치 벡터의 평균 값을 나타내는 그래프이다.

도 8을 참조하면, 적응형 필터(550)가 5-tap RLS일 때, 상대 지연별 가중치 벡터()의 실수부의 평균 값이 도시된다. 그래프를 참조하면, 전체 가중치 벡터의 크기에 비해 상대 지연이 거의 없는(=0) 지점에서는 상대 지연의 변화에 따른 가중치 벡터)의 실수부의 평균 값의 차이가 크지 않은 것을 알 수 있다.

추가적으로, 제1 송신 필터(110), 제2 송신 필터(120) 및 수신 필터(210) 중 적어도 하나의 온/오프가 발생한 후 가중치 벡터가 수렴한 상태에서 을 계산해보면 상대적으로 에 비해 값이 작을 수 있다. 따라서, 수학식 5에서 의 비중이 높으며, 복잡도를 낮추기 위해 으로 생략함으로써 복잡도를 경감시킬 수 있다.

도 9는 본 개시의 예시적인 실시예들에 따른 성능 개선을 나타내는 그래프이다.

도 9를 참조하면, 제1 송신 필터(110)는 NR 대역폭 50MHz, 서브캐리어 간격 15KHz, QPSK에 따라 동작하고, 제2 송신 필터(120)는 LTE 대역폭 20MHz, 서브캐리어 간격 15KHz, QPSK에 따라 동작할 수 있다.

수신 필터(210)는 NR bandwidth 50MHz, SCS 15KHz, QPSK에 따라 동작할 수 있고, 혼변조 간섭은 3차 비선형 항 중 만을 기준으로 하였다. 상대 지연은 매 슬롯 마다 샘플링 주기 Ts=1/245.76MHz 기준 0,8 sample 지연 오프셋을 반복하여 적용하였으며, 적응형 필터(550)는, 5-tap RLS에 기반할 수 있다. 지연 버퍼의 동작 주파수가 245.76MHz이고, 슬롯의 마지막 심볼은 할당되지 않을 수 있다.

일 실시예에 따라, 상대 지연을 추정하기 위한 수학식 5에서 는 도 7의 상대 지연 제거 회로(500b)에 따라 근사하여 계산되었으며, 는 수학식 14에 따라, 상대 지연이 업데이트될 때에만 누적된 가중치 벡터를 이용하여 근사하였다. 도 8을 참조하면 상대 지연 제거 회로(500)를 포함하는 무선 통신 장치(10)는 매 슬롯 마다 변하는 상대 지연을 성공적으로 추종하는 것을 확인할 수 있다.

도 10은 본 개시의 예시적인 실시예에 따른 성능 개선을 나타내는 그래프이다.

도 10을 참조하면, INR(interference-to-noise ratio)가 0dB인 상황에서 본 개시의 실시예에 따른 자기 간섭 제거를 동작 시켰을 때, BLER(block error rate) 성능을 측정한 것이다.

제1 그래프(1010)는 이상적으로 간섭이 존재하지 않는 상황에서 SNR에 따른 BLER를 도시한다. 예를 들어, 간섭이 존재하지 않는 경우, BLER는 노이즈에만 기반하여 결정될 수 있다. 즉, 도 10을 참조하면, 제1 그래프(1010)는 제1 SNR(=a)의 비교적 낮은 값부터 BLER가 낮아지기 시작하는 것을 확인할 수 있다.

제2 그래프(1020)는 INR이 0dB이고, 상대 지연의 발생 없이 자기 간섭 제거를 동작 시켰을 때, BLER를 도시한다. 즉, 제1 그래프(1010)의 상황과 다르게 INR은 0dB이므로, 간섭과 노이즈는 같은 비율일 수 있으며, BLER는 자기 간섭 및 노이즈에 모두 기반하여 결정될 수 있다. 따라서, 도 10에 도시된 바와 같이, 제2 그래프(1010)는 제2 SNR(=b) 값부터 BLER가 개선되는 것을 확인할 수 있다. 제2 SNR 값은 제1 SNR 값보다 클 수 있다. 제1 그래프(1010) 및 제2 그래프(1020)를 비교하면, 간섭 성분이 추가됨으로써 BLER가 낮아지기 위해서 더 큰 SNR(=제2 SNR 값)이 요구되는 것을 확인할 수 있다.

제3 그래프(1030)는 INR이 0dB이고, 상대 지연이 발생한 경우에 자기 간섭 제거를 동작하였을 때 BLER를 도시한다. 따라서, 도 10에 도시된 바와 같이, 제3 그래프(1030)는 제3 SNR(=c) 값부터 BLER가 개선되는 것을 확인할 수 있다. 제3 SNR 값은 제2 SNR 값보다 클 수 있다. 제2 그래프(1020) 및 제3 그래프(1030)를 비교하면, 상대 지연에 따른 간섭 성분이 추가됨으로써 BLER를 낮추기 위하여 더 큰 SNR(=제3 SNR 값)이 요구되는 것을 확인할 수 있다.

제4 그래프(1040)는 INR이 0dB이고, 상대 지연이 발생한 경우에 본 개시의 예시적인 실시예에 따른 LMS 알고리즘에 기반하여 상대 지연 제거 회로(320)를 동작하였을 때, BLER를 도시한다. 도 10에 도시된 바와 같이, 제4 그래프(1040)는 제2 SNR(=b) 값부터 BLER가 개선되는 것을 확인할 수 있다. 즉, LMS 알고리즘에 기반하여 상대 지연 제거 회로(320)를 동작하는 경우, 상대 지연이 발생하더라도, 상대 지연이 발생하지 않은 환경과 거의 같은 성능을 보여준다.

이 때, 제2 SNR 값(=b) 또는 제4 SNR 값(=d)을 기준으로 제2 그래프(1020)와 제4 그래프(1040)의 BLER를 비교하면 제2 그래프(1020)의 BLER이 조금 더 낮은 것을 알 수 있다. 즉, 동일한 SNR 값에서 제4 그래프(1040)가 갖는 약간의 성능 저하는 상대 지연이 수렴한 다음에도 샘플 단위로 교차하는 이터레이션에 기반할 수 있다. 상기 성능 저하는, 상대 지연 제어 단위를 더 짧게 설정함으로써 감소될 수 있다.

도 11은 본 개시의 예시적인 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록도이다.

도 11을 참조하면, 무선 통신 장치(1100)는 모뎀(MODEM)(미도시) 및 RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit)(1160)를 포함할 수 있고, 모뎀은 ASIC(Application Specific Integrated Circuit)(1110), ASIP(Application Specific Instruction set Processor)(1130), 메모리(1150), 메인 프로세서(1170) 및 메인 메모리(1190)를 포함할 수 있다. 도 11의 무선 통신 장치(1100)는 본 개시의 일 실시 예에 따른 무선 통신 장치(10)일 수 있다.

RFIC(1160)은 안테나(Ant)와 연결되어 무선 통신망을 이용하여 외부로부터 신호를 수신하거나 외부로 신호를 송신할 수 있다. ASIP(1130)은 특정한 용도를 위하여 커스텀된 집적 회로로서, 특정 어플리케이션을 위한 전용의 명령어 세트(instruction set)를 지원할 수 있고, 명령어 세트에 포함된 명령어를 실행할 수 있다. 메모리(1150)는 ASIP(1130)와 통신할 수 있고, 비 일시적인 저장장치로서 ASIP(1130)에 의해서 실행되는 복수의 명령어들을 저장할 수도 있다. 예를 들면, 메모리(1150)는, 비 제한적인 예시로서 RAM(Random Access Memory), ROM(Read Only Memory), 테이프, 자기 디스크, 광학 디스크, 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 및 이들의 조합과 같이, ASIP(1130)에 의해서 접근 가능한 임의의 유형의 메모리를 포함할 수 있다.

메인 프로세서(1170)는 복수의 명령어들을 실행함으로써 무선 통신 장치(1100)를 제어할 수 있다. 예를 들면, 메인 프로세서(1170)는 ASIC(1110) 및 ASIP(1130)를 제어할 수도 있고, 무선 통신 네트워크를 통해서 수신된 데이터를 처리하거나 무선 통신 장치(1100)에 대한 사용자의 입력을 처리할 수도 있다.

메인 메모리(1190)는 메인 프로세서(1170)와 통신할 수 있고, 비 일시적인 저장장치로서 메인 프로세서(1170)에 의해서 실행되는 복수의 명령어들을 저장할 수도 있다. 예를 들면, 메인 메모리(1190)는, 비 제한적인 예시로서 RAM(Random Access Memory), ROM(Read Only Memory), 테이프, 자기 디스크, 광학 디스크, 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 및 이들의 조합과 같이, 메인 프로세서(1170)에 의해서 접근 가능한 임의의 유형의 메모리를 포함할 수 있다.

이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 청구 범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (20)

1. 간섭 제거 회로에 있어서,
   제1 주파수의 제1 송신 신호, 제1 주파수와 상이한 제2 주파수의 제2 송신 신호를 수신하고, 상기 제2 송신 신호를 제1 지연 시간만큼 지연하는 제1 지연 버퍼, 및 상기 제2 송신 신호를 제2 지연 시간만큼 지연시키기 위한 제2 지연 버퍼를 포함하는 상대 지연 제어 회로;
   상기 상대 지연 제어 회로로부터 상기 제1 송신 신호 및 지연된 제2 송신 신호를 각각 수신하여 레퍼런스 신호들을 생성하기 위한 지연 레퍼런스 생성 회로;
   가중치 벡터를 업데이트하기 위한 가중치 제어 회로;
   상기 레퍼런스 신호에 기반하여 상대 지연을 추정하기 위한 상대 지연 추정 회로; 및
   상기 가중치 벡터 및 상기 레퍼런스 신호들 중 제1 레퍼런스 신호에 기반하여 간섭 모델 신호를 생성하고, 수신 신호에서 상기 간섭 모델 신호를 필터링하는 적응형 필터;를 포함하는, 간섭 제거 회로.
2. 제1항에 있어서,
   상기 제1 지연 시간은,
   업데이트 이전의 상대 지연에 상응하고,
   상기 제2 지연 시간은, 간섭 샘플링 주기에 상응하는, 간섭 제거 회로.
3. 제2항에 있어서,
   상기 지연 레퍼런스 회로는,
   지연되지 않은 상기 제1 송신 신호 및 상기 제1 지연 시간만큼 지연된 제2 송신 신호에 기반하여 상기 제1 레퍼런스 신호를 생성하는 제1 레퍼런스 회로;
   지연되지 않은 상기 제1 송신 신호 및 지연되지 않은 상기 제2 송신 신호에 기반하여 제2 레퍼런스 신호를 생성하는 제2 레퍼런스 회로;
   지연되지 않은 상기 제1 송신 신호 및 상기 제2 지연 시간만큼 지연된 상기 제2 송신 신호에 기반하여 제3 레퍼런스 신호를 생성하는 제3 레퍼런스 회로;를 더 포함하는, 간섭 제거 회로.
4. 제3항에 있어서,
   상기 상대 지연 추정 회로는,
   상기 제1 레퍼런스 신호, 상기 제2 레퍼런스 신호, 및 상기 제3 레퍼런스 신호에 기반하여, LMS 알고리즘, RLS 알고리즘, DCD-RLS 알고리즘을 포함하는 적응형 필터 알고리즘 중 적어도 하나에 따라 상기 상대 지연을 업데이트하는, 간섭 제거 회로.
5. 제3항에 있어서,
   상기 가중치 제어 회로는,
   상기 제1 레퍼런스 신호에 기반하여, LMS 알고리즘, RLS 알고리즘, DCD-RLS 알고리즘을 포함하는 적응형 필터 알고리즘 중 적어도 하나에 따라 상기 가중치 벡터를 업데이트하는, 간섭 제거 회로.
6. 제4항에 있어서,
   상기 상대 지연 추정 회로는,
   수신 필터의 샘플링 주기를 간섭 샘플링 주기로 나눈 값에 제3 레퍼런스 신호와 제2 레퍼런스 신호의 차이를 곱하여 상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 근사하는, 간섭 제거 회로.
7. 제6항에 있어서,
   상기 상대 지연 추정 회로는,
   가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값을 근사하는, 간섭 제거 회로.
8. 제7항에 있어서,
   상기 상대 지연 추정 회로는,
   상기 가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값 및 상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 이용하여 업데이트된 상대 지연을 계산하는, 간섭 제거 회로.
9. 간섭 제거 회로에 있어서,
   제1 주파수의 제1 송신 신호, 제1 주파수와 상이한 제2 주파수의 제2 송신 신호를 수신하고, 상기 제2 송신 신호를 상대 지연만큼 지연하는 제1 지연 버퍼, 및 상기 상대 지연만큼 지연된 제2 송신 신호를 간섭 샘플링 주기만큼 다시 지연시키기 위한 제2 지연 버퍼를 포함하는 상대 지연 제어 회로;
   상기 제1 송신 신호 및 상기 제1 지연 버퍼를 통해 지연된 제2 송신 신호를 수신하여 제1 레퍼런스 신호를 생성하고, 상기 제1 송신 신호 및 상기 제2 지연 버퍼를 통해 지연된 제2 송신 신호를 수신하여 제2 레퍼런스 신호를 생성하기 위한 지연 레퍼런스 생성 회로;
   가중치 벡터를 업데이트하기 위한 가중치 제어 회로;
   상기 제1 레퍼런스 신호 및 상기 제2 레퍼런스 신호에 기반하여 상대 지연을 추정하기 위한 상대 지연 추정 회로; 및
   상기 가중치 벡터 및 상기 제1 레퍼런스 신호에 기반하여 간섭 모델 신호를 생성하고, 수신 신호에서 상기 간섭 모델 신호를 필터링하는 적응형 필터;를 포함하는, 간섭 제거 회로.
10. 제9항에 있어서,
    상기 상대 지연 추정 회로는,
    상기 제1 레퍼런스 신호, 및 상기 제2 레퍼런스 신호에 기반하여, LMS 알고리즘, RLS 알고리즘, DCD-RLS 알고리즘 중 적어도 하나에 따라 상기 상대 지연을 업데이트하는, 간섭 제거 회로.
11. 제9항에 있어서,
    상기 가중치 제어 회로는,
    상기 제1 레퍼런스 신호에 기반하여, LMS 알고리즘, RLS 알고리즘, DCD-RLS 알고리즘 중 적어도 하나에 따라 상기 가중치 벡터를 업데이트하는, 간섭 제거 회로.
12. 제9항에 있어서,
    상기 상대 지연 추정 회로는,
    수신 필터의 샘플링 주기를 간섭 샘플링 주기로 나눈 값에 상기 제2 레퍼런스 신호와 상기 제1 레퍼런스 신호의 차이를 곱하여 상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 근사하는, 간섭 제거 회로.
13. 제12항에 있어서,
    상기 상대 지연 추정 회로는,
    가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값을 근사하는, 간섭 제거 회로.
14. 제13항에 있어서,
    상기 상대 지연 추정 회로는,
    상기 가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값 및 상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 이용하여 업데이트된 상대 지연을 계산하는, 간섭 제거 회로.
15. 간섭 제거 회로의 동작 방법에 있어서,
    제1 레퍼런스 신호, 제2 레퍼런스 신호 및 제3 레퍼런스 신호를 생성하는 단계;
    상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산하는 단계;
    가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산하는 단계; 및
    가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 및 상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분을 이용하여 상대 지연을 추정하는 단계를 포함하고,
    상기 제1 레퍼런스 신호는, 지연되지 않은 제1 송신 신호와 상대 지연만큼 지연된 제2 송신 신호에 기반한 혼변조 간섭을 모델링한 신호에 상응하고,
    상기 제2 레퍼런스 신호는, 상기 제1 송신 신호와 지연되지 않은 제2 송신 신호에 기반한 혼변조 간섭을 모델링한 신호에 상응하고,
    상기 제3 레퍼런스 신호는, 상기 제1 송신 신호와 간섭 샘플링 주기만큼 지연된 제3 송신 신호에 기반한 혼변조 간섭을 모델링한 신호에 상응하는, 동작 방법.
16. 제15항에 있어서,
    상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산하는 단계는,
    수신 필터의 샘플링 주기를 간섭 샘플링 주기로 나눈 값에 제3 레퍼런스 신호와 제2 레퍼런스 신호의 차이를 곱하여 상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 근사하는 단계를 더 포함하는, 동작 방법.
17. 제15항에 있어서,
    상기 가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산하는 단계는, 상대 지연이 업데이트될 때마다 누적하여 계산한 가중치 벡터에 기반하는, 동작 방법.
18. 제15항에 있어서,
    상기 상대 지연을 추정하는 단계는,
    상기 제1 레퍼런스 신호, 상기 제2 레퍼런스 신호, 및 상기 제3 레퍼런스 신호에 기반하여, LMS 알고리즘, RLS 알고리즘, DCD-RLS 알고리즘을 포함하는 적응형 필터 알고리즘 중 적어도 하나에 따라 상기 상대 지연을 업데이트하는 단계를 포함하는, 동작 방법.
19. 제18항에 있어서,
    상기 가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산하는 단계는,
    상기 업데이트된 상대 지연의 크기가 임계 크기 이하인 경우, 상기 가중치 벡터의 상대 지연에 대한 편미분 값을 0으로 계산하는 단계를 더 포함하는, 동작 방법.
20. 제15항에 있어서,
    상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 계산하는 단계는,
    수신 필터의 샘플링 주기를 간섭 샘플링 주기로 나눈 값에 제3 레퍼런스 신호와 제2 레퍼런스 신호의 차이를 곱하여 상기 제1 레퍼런스 신호의 상대 지연에 대한 편미분 값을 근사하는 단계를 더 포함하는, 동작 방법.

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