KR20240061971A

KR20240061971A - High Step-Up Digital-Controlled DC Power Converter using the Clamping-Mode Boost Inductor and Its Control Method

Info

Publication number: KR20240061971A
Application number: KR1020220143932A
Authority: KR
Inventors: 정강률; 고두은
Original assignee: 순천향대학교 산학협력단
Priority date: 2022-11-01
Filing date: 2022-11-01
Publication date: 2024-05-08
Also published as: KR102723818B1

Abstract

본 발명의 일 실시 예에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치는, 제1권선수(N₁)로 권선되고 자화인덕턴스와 누설인덕턴스를 가지는 제1인덕터, 제2권선수(N₂)로 권선되는 제2인덕터를 포함하고, 입력되는 입력전압(V_i)을 승압하여 출력전압(V_o)을 출력하는 승압부; 상기 제1인덕터 및 제2인덕터 사이에 일단이 연결되고 타단이 입력전압단(+)에 연결되어 출력전압(V_o)을 클램핑하는 클램핑 회로부; 스위치 구동 전압(v_GS)에 의해 턴온 또는 턴오프 되어 상기 입력전압에 대한 스위치 전압(v_DS)을 출력하는 스위치부; 상기 스위치부가 턴오프될 때 상기 제1인덕터 및 제2인덕터의 권선비(N=N₂/N₁)에 따른 상기 출력전압(V_o)을 출력하는 출력부; 및 출력전압(V_o)과 스위치 전류(i_D)의 피드백 값에 따른 전압제어기와 전류제어기의 동작에 의해 상기 스위치부의 PWM 듀티 사이클을 계산하여 출력전압(V_o)을 제어하는 마이크로컨트롤러를 포함하는 점에 그 특징이 있다.A high-voltage direct current power conversion device using a clamping mode boost inductor according to an embodiment of the present invention includes a first inductor wound with a first winding (N ₁ ) and a first inductor having a magnetizing inductance and a leakage inductance, and a second winding (N ₂ ) a boosting unit including a second inductor wound with a voltage (V _i ) and outputting an output voltage (V _o ) by boosting the input voltage (V i ); a clamping circuit unit with one end connected between the first inductor and the second inductor and the other end connected to an input voltage terminal (+) to clamp the output voltage (V _o ); a switch unit that is turned on or off by a switch driving voltage (v _GS ) and outputs a switch voltage (v _DS ) for the input voltage; An output unit that outputs the output voltage (V _o ) according to the turns ratio (N=N ₂ /N ₁ ) of the first inductor and the second inductor when the switch unit is turned off; And a microcontroller that controls the output voltage (V _o ) by calculating the PWM duty cycle of the switch unit through the operation of the voltage controller and current controller according to the feedback values of the output voltage (V _o ) and the switch current ₍ i D ). Its characteristic lies in the fact that it does so.

Description

High Step-Up Digital-Controlled DC Power Converter using the Clamping-Mode Boost Inductor and Its Control Method}

본 발명은 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치 및 그 제어 방법에 관한 것으로, 특히 스위치 전압스트레스를 저감시킬 수 있는 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용하여 입출력 승압비를 높인 고승압 직류 전력변환장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다. The present invention relates to a high-voltage DC power conversion device using a clamping mode boost inductor and a control method thereof. In particular, a high-voltage DC power conversion device with an increased input/output boost ratio using a clamping mode boost inductor that can reduce switch voltage stress. and its control method.

최근 들어, 신재생 에너지가 새로운 전원으로 큰 주목을 받고 있다. 신재생 에너지에 의한 전원의 대표적인 예로는 저전압 직류 출력의 연료전지나 태양광 어레이 또는 중간 저장 축전지 등이 있다. 이러한 전원은 통상적으로 다시 다른 전원공급장치의 직류 입력전원으로 이용되는데, 그 전압이 매우 낮은 편이다.Recently, renewable energy has been receiving great attention as a new power source. Representative examples of power sources from renewable energy include low-voltage direct current output fuel cells, solar arrays, or intermediate storage batteries. This power source is typically used as a direct current input power source for other power supplies, but its voltage is very low.

그러나 산업현장에는 입력전원으로 고전압 직류를 필요로 하는 전원공급장치가 다수 있다. 그래서 이를 위하여 전통적 방식의 승압 직류 전력변환기를 많이 이용하기도 하는데, 그럴 때 이 직류 전력변환기는 그 구조적 문제로 인하여 극단적으로 큰 듀티 사이클에서 동작하게 될 뿐만 아니라, 그 승압비가 회로의 기생요소에 의해 큰 영향을 받으며, 효율 저하와 다이오드의 역회복 및 전자유도장해(EMI; Electromagnetic Interference) 문제 등이 심화되는 경향이 있다.However, in industrial sites, there are many power supply devices that require high-voltage direct current as input power. Therefore, for this purpose, a traditional step-up DC power converter is often used. In such cases, not only does this DC power converter operate at an extremely large duty cycle due to its structural problems, but also the step-up ratio is large due to the parasitic elements of the circuit. As a result, problems such as reduced efficiency, reverse recovery of diodes, and electromagnetic interference (EMI) tend to worsen.

도 1은 전통적 승압 직류 전력변환기의 회로도를 나타낸 도면이고, 도 2는 종래의 자기 결합 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환기의 회로도를 나타낸 도면이다.Figure 1 is a diagram showing a circuit diagram of a traditional step-up DC power converter, and Figure 2 is a diagram showing a circuit diagram of a high-step-up DC power converter using a conventional magnetic coupling inductor.

도 1의 전통적 방식의 승압 전력변환회로를 직렬로 2개 이상 연결하여 캐스케이드 형태의 승압 직류 전력변환기를 사용하면, 듀티 사이클의 확대 없이 승압비를 간단하게 증가시킬 수 있다. 하지만 이러한 방식에서는 전력반도체스위치(스위치) 역시 다수 개가 필요하며 전력처리단의 갯수가 증가하면서 전력변환기의 전체 효율이 저하되는 단점이 있다. 또한 1개의 스위치를 이용하는 N-단 캐스케이드 승압 전력변환기도 고승압비의 직류 전력변환기를 구현하기 위해 제안되기는 하였으나, 이 전력변환기 역시 스위치의 전압스트레스가 높을 뿐만 아니라, 낮은 전체 효율을 보였다.By using a cascade type boost DC power converter by connecting two or more of the traditional boost power conversion circuits of FIG. 1 in series, the boost ratio can be easily increased without increasing the duty cycle. However, this method also requires a large number of power semiconductor switches (switches), and as the number of power processing stages increases, the overall efficiency of the power converter decreases. In addition, an N-stage cascade boost power converter using one switch was proposed to implement a DC power converter with a high boost ratio, but this power converter not only had high voltage stress on the switch, but also showed low overall efficiency.

또한, 도 2에 도시된 바와 같이, 자기 결합 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환기는, 캐스케이드 전력처리단 대신에 자기 결합 인덕터의 권선비를 이용하므로, 향상된 효율과 함께 고승압 입출력 전압전달비를 구현하고 캐스케이드 구조에 비해 더 낮은 스위치 전압스트레스가 가능하다. 하지만 이러한 방식의 고승압 전력변환기는 자기 결합 인덕터의 누설인덕턴스로 인하여 스위치 턴오프 시 발생하는 높은 스위치 전압스트레스와 함께 출력 다이오드의 턴오프 시 발생하는 다이오드 역회복 문제 등이 해결되지 못했다는 문제점이 있다.In addition, as shown in FIG. 2, the high-boosting DC power converter using a magnetically coupled inductor uses the turns ratio of the magnetically coupled inductor instead of the cascade power processing stage, thereby realizing a high boosted input/output voltage transfer ratio with improved efficiency. Lower switch voltage stress is possible compared to the cascade structure. However, this type of high-voltage power converter has a problem in that the high switch voltage stress that occurs when the switch is turned off due to the leakage inductance of the magnetic coupling inductor and the diode reverse recovery problem that occurs when the output diode is turned off have not been solved. .

그런데 지금까지의 관련 연구에서는, 각 전력변환기의 동작원리와 설계방식 등에 대해서는 어느 정도 설명이 되었으나, 각 전력변환기의 실질적 제어기법이나 구현방식에 대해서는 거의 다루지 않았다. 또한 각 전력변환기의 제어회로에 있어서는 주제어기로 주로 상용 PWM 제어 IC를 이용하기 때문에 그 주변회로 등으로 인하여 전체 제어부가 다소 복잡한 단점이 있었다. However, in related studies so far, the operating principles and design methods of each power converter have been explained to some extent, but the actual control techniques or implementation methods of each power converter have been barely discussed. In addition, since the control circuit of each power converter mainly uses a commercial PWM control IC as the main controller, the entire control part has the disadvantage of being somewhat complicated due to its peripheral circuits.

한국등록특허 제10-1349906호(2014.01.03. 공고)Korean Patent No. 10-1349906 (announced on January 3, 2014)

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 스위치 전압스트레스를 저감시킬 수 있는 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용하여 입출력 승압비를 높인 고승압 직류 전력변환장치 및 그 제어 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다. The purpose of the present invention is to provide a high-boosting DC power converter with an increased input-output boosting ratio using a clamping mode boost inductor that can reduce switch voltage stress and a control method thereof to solve the above problems.

다만, 본 실시예가 이루고자 하는 기술적 과제는 상기된 바와 같은 기술적 과제로 한정되지 않으며, 또 다른 기술적 과제들이 존재할 수 있다.However, the technical challenge that this embodiment aims to achieve is not limited to the technical challenges described above, and other technical challenges may exist.

상술한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로써, 본 발명의 일 실시 예에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력 변환 장치는, 제1권선수(N₁)로 권선되고 자화인덕턴스와 누설인덕턴스를 가지는 제1인덕터, 제2권선수(N₂)로 권선되는 제2인덕터를 포함하고, 입력되는 입력전압(V_i)을 승압하여 출력전압(V_o)을 출력하는 승압부; 상기 제1인덕터 및 제2인덕터 사이에 일단이 연결되고 타단이 입력전압단(+)에 연결되어 출력전압(V_o)을 반영하여 제1 인덕터의 전압(v₁)을 클램핑하는 클램핑 회로부; 스위치 구동 전압(v_GS)에 의해 온 또는 오프되어 상기 입력전압에 대해 스위치 전압(v_DS)을 출력하는 스위치부; 상기 스위치부가 오프될 때 상기 제1인덕터 및 제2인덕터의 권선비(N=N₂/N₁)에 따른 상기 출력전압(V_o)을 출력하는 출력부; 및 상기 스위치부의 듀티 사이클을 계산하고 출력전압(V_o)을 제어하는 마이크로컨트롤러를 포함하는 점에 그 특징이 있다. As a technical means for achieving the above-described technical problem, a high-voltage DC power conversion device using a clamping mode boost inductor according to an embodiment of the present invention is wound with a first winding (N ₁ ) and has magnetization inductance and leakage inductance. A booster including a first inductor having a first inductor, a second inductor wound with a second number of turns (N ₂ ), and outputting an output voltage (V _o ) by boosting the input voltage (V _i ); A clamping circuit unit with one end connected between the first inductor and the second inductor and the other end connected to an input voltage terminal (+) to clamp the voltage (v ₁ ) of the first inductor by reflecting the output voltage (V _o ); a switch unit that is turned on or off by a switch driving voltage (v _GS ) and outputs a switch voltage (v _DS ) for the input voltage; An output unit that outputs the output voltage (V _o ) according to the turns ratio (N=N ₂ /N ₁ ) of the first inductor and the second inductor when the switch unit is turned off; And it is characterized in that it includes a microcontroller that calculates the duty cycle of the switch unit and controls the output voltage (V _o ).

여기서, 특히 상기 클램핑 회로부는, 상기 제1인덕터의 타단 및 상기 제2인덕터의 일단 사이에 연결되는 클램핑 다이오드(D_c); 및 상기 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고 타단이 상기 제1인덕터의 일단에 연결되는 클램핑 커패시터(C_c)를 포함하는 점에 그 특징이 있다. Here, in particular, the clamping circuit unit includes a clamping diode (D _c ) connected between the other end of the first inductor and one end of the second inductor; And it is characterized in that it includes a clamping capacitor (C _c ), one end of which is connected to the cathode of the diode and the other end of which is connected to one end of the first inductor.

여기서, 특히 상기 스위치부의 한 스위칭 주기 동안 스위치(S)가 턴오프되어 시간 t = t_c에서 자화전류에 의해 충전된 스위치 전압(v_DS)로 인해 클램핑 다이오드 클램핑 다이오드(D_c)가 턴온하여 도통되고, 자화전류에 의해 클램핑 커패시터(C_c)를 충전하여 클램핑 커패시터 전압(v_c)은 하기 수학식 2에 의해 상승하는 점에 그 특징이 있다. Here, in particular, during one switching cycle of the switch unit, the switch (S) is turned off and the clamping diode (D _c ) is turned on and conductive due to the switch voltage (v _DS ) charged by the magnetizing current at time t = t _c. It is characterized in that the clamping capacitor (C _c ) is charged by the magnetizing current, and the clamping capacitor voltage (v _c ) rises according to Equation 2 below.

[수학식 2] [Equation 2]

여기서, 특히 상기 스위치부의 한 스위칭 주기 동안의 시간 t = t_d에서 클램핑 커패시터 전압(v_c)이 충전되어 하기 수학식 3에 의해 출력 다이오드(D₂)가 턴온하고 도통하여 출력 다이오드 전류(i₂)가 흐르면, 하기 수학식 4와 같이 제1인덕터의 전압(v₁)이 클램핑되는 점에 그 특징이 있다. Here, in particular, at time t = t _d during one switching cycle of the switch unit, the clamping capacitor voltage (v _c ) is charged, and the output diode (D ₂ ) turns on and conducts according to Equation 3 below, producing an output diode current (i ₂ ) flows, the voltage (v ₁ ) of the first inductor is clamped as shown in Equation 4 below.

[수학식 3][Equation 3]

[수학식 4][Equation 4]

여기서, 특히 상기 스위치부의 한 스위칭 주기 동안의 시간 t = t_e에서 출력 다이오드 전류가 클램핑 커패시터(C_c)의 방전전류와 같아지면(i₂= -i_c), 클램핑 다이오드(D_c)가 턴오프하여 차단되고, 시간 t = t_e~t_f 동안 자화전류(i_m)은 자기 결합 인덕터의 제1권선수(N₁)과 제2권선수(N₂)를 통하여 자화 인덕턴스 L_m에 충전된 에너지를 출력측으로 방전하고, 클램핑 커패시터 전압(v_c)도 출력 다이오드(D₂)를 통하여 출력단으로 방전하면, 출력 다이오드 전류(i₂)는 다음 하기 수학식 5와 같이 선형적으로 감소하는 점에 그 특징이 있다. Here, in particular, when the output diode current becomes equal to the discharge current of the clamping capacitor (C _c ) at time t = t _e during one switching cycle of the switch unit (i ₂ = -i _c ), the clamping diode (D _c ) turns. It is turned off and blocked, and during the time t = t _e ~t _f , the magnetizing current ( _im ) charges the magnetizing inductance L _m through the first winding (N ₁ ) and the second winding (N ₂ ) of the magnetic coupling inductor. When the energy is discharged to the output side and the clamping capacitor voltage (v _c ) is also discharged to the output terminal through the output diode (D ₂ ), the output diode current (i ₂ ) decreases linearly as shown in Equation 5 below. It has that feature.

[수학식 5][Equation 5]

여기서 v₁=(V_i+v_c-V_o)/N은 자기 결합 인덕터의 1차 권선 N₁의 전압이다.Here v ₁ =(V _i +v _c -V _o )/N is the voltage of the primary winding N ₁ of the magnetically coupled inductor.

여기서, 특히 상기 마이크로컨트롤러는, 제1, 제2 타이머, 상기 제1 타이머와 연결된 타이머 인터럽트 및 제2 타이머와 연결된 PWM 인터럽트, 상기 PWM 인터럽트에 포함된 전류 제어기, 상기 타이머 인터럽트에 포함된 전압 제어기와 상기 전류 제어기 및 상기 전압 제어기에 연결된 A/D 컨버터, 상기 PWM 인터럽트 및 상기 전류 제어기와 연결된 디지털 I/O 포트를 포함하고, 상기 승압부의 입출력 승압비(V_o/V_i)와 상기 클램핑 회로부의 커패시터 전압 대 입력전압의 평균 전압전달비가 하기 수학식 7 및 8로 각각 계산되는 점에 그 특징이 있다. Here, in particular, the microcontroller includes first and second timers, a timer interrupt connected to the first timer and a PWM interrupt connected to the second timer, a current controller included in the PWM interrupt, and a voltage controller included in the timer interrupt. It includes an A/D converter connected to the current controller and the voltage controller, a digital I/O port connected to the PWM interrupt and the current controller, and an input/output step-up ratio (V _o /V _i ) of the booster and the clamping circuit. It is characterized in that the average voltage transfer ratio of the capacitor voltage to the input voltage is calculated using the following equations 7 and 8, respectively.

[수학식 7][Equation 7]

[수학식 8][Equation 8]

여기서 M=L_m/(L_m+L_l)는 자기 결합 인덕터의 1, 2차 권선 N₁과 N₂의 결합계수이다.Here, M=L _m /(L _m +L _l ) is the coupling coefficient of the first and second windings N ₁ and N ₂ of the magnetically coupled inductor.

여기서, 상기 스위치부에 흐르는 스위치 전류i_D를 검출하는 전류센서(CT); 상기 스위치 전류 i_D를 스케일링하여 상기 피드백 전류에 대응하는 전류 피드백 전압(v_cs)을 출력하는 피드백 저항(R_cs); 및 상기 전류 피드백 전압(v_cs)의 노이즈를 제거하는 RC 필터를 포함하는 전류 피드백 회로를 더 포함하는 점에 그 특징이 있다.Here, a current sensor (CT) that detects the switch current i _D flowing through the switch unit; a feedback resistor (R _cs ) that scales the switch current i _D to output a current feedback voltage (v _cs ) corresponding to the feedback current; And it is characterized in that it further includes a current feedback circuit including an RC filter for removing noise of the current feedback voltage (v _cs ).

여기서, 특히 상기 마이크로컨트롤러는 상기 전류모드 제어 레벨의 동작범위이면, 전류모드 제어를 위한 플래그 비트를 세트 (CM_ctr=1)하여 PWM 인터럽트 시 전류 제어 동작을 하도록 준비하고, 상기 스위치 전류 i_D가 전류모드 제어 레벨의 범위가 아닌 노멀(normal) 상태이면, 하기 수학식 14에 의해 PWM 듀티 사이클 레지스터 값으로 단순 환산하는 점에 그 특징이 있다. Here, in particular, if the microcontroller is within the operating range of the current mode control level, the flag bit for current mode control is set (CM_ctr=1) to prepare for current control operation upon PWM interrupt, and the switch current i _D is the current If it is in a normal state outside the range of the mode control level, the characteristic is that it is simply converted to the PWM duty cycle register value using Equation 14 below.

[수학식 14][Equation 14]

여기서 β는 마이크로컨트롤러의 PWM 듀티 사이클 레지스터에 로드되는 숫자로의 환산인자이다.Here, β is a conversion factor to a number loaded into the PWM duty cycle register of the microcontroller.

여기서, 특히 상기 출력전압의 플러스 단에 일단이 연결되는 제1분배 저항(R_o1); 및 상기 제1분배 저항(R_o1)의 타단에 일단이 연결되고 상기 출력전압의 마이너스 단에 타단이 연결되는 제2분배 저항(R_o2);를 포함하는 전압 피드백 회로를 더 포함하는 점에 그 특징이 있다. Here, in particular, a first distribution resistor (R _o1 ) whose end is connected to the positive end of the output voltage; and a second distribution resistor (R _o2 ), one end of which is connected to the other end of the first distribution resistor (R _o1 ) and the other end of which is connected to the minus end of the output voltage. There is a characteristic.

여기서, 특히 상기 마이크로컨트롤러는 상기 전압 피드백 회로에서 출력전압 V_o(t) 피드백 값의 과전압(Over Voltage) 여부를 검출하고, 과전압이 발생한 경우에는 상기 스위치부를 턴오프하고 리셋 신호가 입력될 때까지 대기하는 점에 그 특징이 있다. Here, in particular, the microcontroller detects whether the output voltage V _o (t) feedback value is overvoltage in the voltage feedback circuit, and when overvoltage occurs, turns off the switch unit and continues until a reset signal is input. Its characteristic lies in the point of waiting.

여기서, 특히 상기 마이크로컨트롤러의 출력전압 레벨에 따라 스위치의 턴온 듀티 동안 구동 전압을 출력하는 상기 스위치 구동회로를 더 포함하는 점에 그 특징이 있다. Here, it is particularly characterized in that it further includes the switch driving circuit that outputs a driving voltage during the turn-on duty of the switch according to the output voltage level of the microcontroller.

또한, 본 발명에 따른 상술한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로써, 본 발명의 일 실시 예에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치의 제어방법은, 마이크로컨트롤러가 전압 피드백 회로를 통해 전력변환장치의 출력전압(V_o)을 피드백받는 출력전압 피드백 단계; 상기 마이크로컨트롤러가 전류 피드백 회로를 통해 전력변환장치의 스위치 전류 피드백 전압(v_cs)을 피드백 받는 전류 피드백 단계; 및 상기 마이크로컨트롤러가 상기 피드백 전압 및 스위치 전류 피드백 전압(v_cs)을 입력받고 상기 피드백 전압 및 스위치 전류 피드백 전압에 대응하여 전압 및 전류 제어기의 동작에 의해 펄스폭변조 신호(PWM)를 출력하여 제어 단계;를 포함하는 점에 그 특징이 있다.In addition, as a technical means for achieving the above-described technical problem according to the present invention, the control method of a high voltage step-up DC power converter using a clamping mode boost inductor according to an embodiment of the present invention includes a microcontroller using a voltage feedback circuit. An output voltage feedback step of receiving feedback of the output voltage (V _o ) of the power conversion device through an output voltage feedback step; A current feedback step in which the microcontroller receives the switch current feedback voltage (v _cs ) of the power converter through a current feedback circuit; And the microcontroller receives the feedback voltage and the switch current feedback voltage (v _cs ) and outputs and controls a pulse width modulation signal (PWM) by the operation of the voltage and current controller in response to the feedback voltage and the switch current feedback voltage. Its characteristic is that it includes steps.

여기서, 특히 상기 출력전압 피드백 단계는, 상기 전압 피드백 회로에서 피드백되는 출력전압(V_o)을 A/D 변환기에 의해 디지털 값으로 변환하는 단계; 상기 디지털 값으로 변환된 출력전압(V_o)이 과전압(Over Voltage)인지 여부를 검출하는 단계; 상기 검출된 출력전압(V_o)이 과전압인 경우 스위치를 턴오프하는 단계; 및 과전압인 경우의 상기 스위치 턴오프 이후 모든 인터럽트 비활성화 후, 리셋 신호의 입력 여부를 검출하는 단계; 를 포함하는 점에 그 특징이 있다.Here, in particular, the output voltage feedback step includes converting the output voltage (V _o ) fed back from the voltage feedback circuit into a digital value by an A/D converter; Detecting whether the output voltage (V _o ) converted to the digital value is overvoltage; Turning off the switch when the detected output voltage (V _o ) is overvoltage; and detecting whether a reset signal is input after deactivating all interrupts after turning off the switch in the case of overvoltage. Its characteristic is that it includes .

여기서, 특히 상기 전류 피드백 단계는, 상기 출력전압 피드백 단계의 출력전압(V_o)의 과전압(Over Voltage)이 아닌 경우, 상기 스위치 전류i_D의 피드백 값의 과전류(Over Current) 여부를 검출하는 단계; 상기 스위치 전류i_D가 과전류가 아닌 경우, 전류모드 제어 레벨의 동작범위에 해당하는지 여부를 검출하는 단계; 및 상기 전류모드 제어 레벨의 동작범위이면, 전류모드 제어를 위한 플래그 비트를 세트(CM_ctr=1)하여 PWM 인터럽트 시 전류제어 동작을 하도록 준비하는 단계;를 포함하는 점에 그 특징이 있다.Here, in particular, in the current feedback step, if the output voltage (V _o ) of the output voltage feedback step is not overvoltage, a step of detecting whether the feedback value of the switch current i _D is overcurrent. ; If the switch current i _D is not an overcurrent, detecting whether it corresponds to the operating range of the current mode control level; And if it is within the operating range of the current mode control level, setting a flag bit for current mode control (CM_ctr=1) to prepare for a current control operation upon PWM interrupt.

여기서, 특히 상기 스위치 전류 i_D가 전류모드 제어 레벨의 범위가 아닌 노멀(normal) 상태 시, 상기 타이머 인터럽트 루틴 내의 비례-적분(PI: Proportional-Integral) 디지털 제어기의 출력인 v_ctr[(k+1)T] 값을 하기 수학식 14에 적용하여 PWM 듀티 사이클 레지스터값으로 환산하는 점에 그 특징이 있다. Here, especially when the switch current i _D is in a normal state outside the range of the current mode control level, the proportional-integral (PI: Its characteristic feature is that the v _ctr [(k+1)T] value, which is the output of the Proportional-Integral digital controller, is converted to a PWM duty cycle register value by applying Equation 14 below.

[수학식 14][Equation 14]

여기서, 특히 상기 스위치 전류 i_D가 전류모드 제어 레벨의 범위이면, 상기 수학식 14에 의해 계산된 PWM 듀티 사이클 레이지터 값을 하기 수학식 16과 같이 일정량 α만큼 감소한 후 PWM 듀티 사이클 레지스터에 최종 로드하는 점에 그 특징이 있다. Here, in particular, if the switch current i _D is in the range of the current mode control level, the PWM duty cycle razor value calculated by Equation 14 is reduced by a certain amount α as shown in Equation 16 below, and then finally loaded into the PWM duty cycle register. Its characteristic lies in the fact that it does so.

[수학식 16][Equation 16]

전술한 본 발명의 과제 해결 수단 중 어느 하나에 의하면, 입출력 승압비가 높고, 스위치 전압스트레스를 저감시킬 수 있다. According to any one of the above-described means for solving the problems of the present invention, the input/output step-up ratio can be high and switch voltage stress can be reduced.

도 1은 전통적 승압 직류 전력변환기의 회로도를 나타낸 도면.
도 2는 종래의 자기 결합 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환기의 회로도를 나타낸 도면.
도 3은 본 발명에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치의 전체적인 제어 구성을 개략적으로 도시한 도면.
도 4는 상기 도 3의 고승압 직류 전력변환기의 전력 회로를 도시한 도면.
도 5는 본 발명에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치의 전력회로의 이론적인 동작파형을 나타낸 도면.
도 6 내지 도 11은 본 발명에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치의 동작모드별 등가회로를 나타낸 도면.
도 12는 본 발명의 전류 피드백 회로를 개략적으로 도시한 도면.
도 13은 본 발명의 전압 피드백 회로를 개략적으로 도시한 도면.
도 14내지 도 16은 본 발명에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치의 마이크로컨트롤러에 의한 제어기의 제어 방법을 개략적으로 도시한 순서도.
도 17은 본 발명의 전류모드 제어에 의한 스위치 전류제어 개념을 도시한 도면.
도 18은 본 발명의 스위치 구동회로 및 파형의 일 예를 도시한 도면.Figure 1 is a diagram showing a circuit diagram of a traditional step-up direct current power converter.
Figure 2 is a diagram showing a circuit diagram of a high-voltage DC power converter using a conventional magnetically coupled inductor.
Figure 3 is a diagram schematically showing the overall control configuration of a high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor according to the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating the power circuit of the high-voltage DC power converter of FIG. 3.
Figure 5 is a diagram showing the theoretical operating waveform of the power circuit of the high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor according to the present invention.
6 to 11 are diagrams showing equivalent circuits for each operation mode of the high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor according to the present invention.
Figure 12 is a diagram schematically showing the current feedback circuit of the present invention.
Figure 13 is a diagram schematically showing the voltage feedback circuit of the present invention.
Figures 14 to 16 are flow charts schematically showing a control method of a controller using a microcontroller of a high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor according to the present invention.
Figure 17 is a diagram showing the concept of switch current control by current mode control of the present invention.
Figure 18 is a diagram showing an example of a switch driving circuit and waveform of the present invention.

아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 본 발명을 명확하게 설명하기 위해 도면에서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다. 또한, 도면을 참고하여 설명하면서, 같은 명칭으로 나타낸 구성일지라도 도면에 따라 도면 번호가 달라질 수 있고, 도면 번호는 설명의 편의를 위해 기재된 것에 불과하고 해당 도면 번호에 의해 각 구성의 개념, 특징, 기능 또는 효과가 제한 해석되는 것은 아니다.Below, with reference to the attached drawings, embodiments of the present invention will be described in detail so that those skilled in the art can easily implement the present invention. However, the present invention may be implemented in many different forms and is not limited to the embodiments described herein. In order to clearly explain the present invention, parts unrelated to the description have been omitted from the drawings, and similar parts have been assigned similar reference numerals throughout the specification. In addition, while explaining with reference to the drawings, even if the configuration is shown with the same name, the drawing number may vary depending on the drawing, and the drawing number is merely written for convenience of explanation, and the concept, feature, and function of each component are determined by the drawing number. Alternatively, the effect is not interpreted as limited.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미하며, 하나 또는 그 이상의 다른 특징이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.Throughout the specification, when a part is said to be “connected” to another part, this includes not only cases where it is “directly connected,” but also cases where it is “electrically connected” with another element in between. . In addition, when a part is said to "include" a certain component, this does not mean excluding other components unless specifically stated to the contrary, but may further include other components, and means that it may further include one or more other components. It should be understood that this does not exclude in advance the possibility of the presence or addition of features, numbers, steps, operations, components, parts, or combinations thereof.

본 명세서에 있어서 '부(部)' 또는 '모듈'이란, 하드웨어 또는 소프트웨어에 의해 실현되는 유닛(unit), 양방을 이용하여 실현되는 유닛을 포함하며, 하나의 유닛이 둘 이상의 하드웨어를 이용하여 실현되어도 되고, 둘 이상의 유닛이 하나의 하드웨어에 의해 실현되어도 된다. In this specification, 'part' or 'module' includes a unit realized by hardware or software, and a unit realized using both, and one unit is realized using two or more hardware. This may be possible, or two or more units may be realized by one hardware.

도 3은 본 발명에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치의 전체적인 제어 구성을 개략적으로 도시한 도면이고, 도 4는 상기 도 3의 고승압 직류 전력변환기의 전력 회로를 도시한 도면이다.FIG. 3 is a diagram schematically showing the overall control configuration of a high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor according to the present invention, and FIG. 4 is a diagram showing the power circuit of the high-voltage DC power converter of FIG. 3. am.

도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치는, 크게 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 DC 컨버터(100), 마이크로컨트롤러(200), 스위치 구동회로(310), 전류 피드백 회로(320) 및 전압 피드백 회로(330)를 포함하여 구성될 수 있다.As shown in Figure 3, the high-voltage DC power converter using the clamping mode boost inductor of the present invention largely consists of a DC converter 100, a microcontroller 200, and a switch driving circuit 310 using a clamping mode boost inductor. , may be configured to include a current feedback circuit 320 and a voltage feedback circuit 330.

또한, 도 4에 도시된 바와 같이, 상기 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 DC 컨버터(100)는, 승압부(111), 클램핑 회로부(112), 스위치부(113) 및 출력부(114)를 포함하여 구성될 수 있다. In addition, as shown in FIG. 4, the DC converter 100 using the clamping mode boost inductor includes a boosting unit 111, a clamping circuit unit 112, a switch unit 113, and an output unit 114. It can be configured.

상기 승압부(111)는 제1권선수(N₁)로 권선되고 자화인덕턴스(L_m)와 누설인덕턴스(L_l)를 가지는 제1인덕터(111a), 제2권선수(N₂)로 권선되는 제2인덕터(111b)를 포함하고, 입력되는 입력전압(V_i)를 승압하여 출력전압(V_o)를 출력하게 된다. 즉, 입력전압(V_i)를 1차측으로 입력받고, 상기 입력전압(V_i)를 승압하여 2차측의 출력전압(V_o)을 출력부(114)로 전달한다. The boosting unit 111 is wound with a first winding (N ₁ ), a first inductor (111a) having a magnetizing inductance (L _m ) and a leakage inductance (L _l ), and a second winding (N ₂ ). It includes a second inductor (111b), which boosts the input voltage (V _i ) to output an output voltage (V _o ). That is, the input voltage (V _i ) is input to the primary side, the input voltage (V _i ) is boosted, and the output voltage (V _o ) of the secondary side is transmitted to the output unit 114.

보다 구체적으로, 상기 승압부(111)의 제1인덕터(111a)는 일단이 입력전압(V_i)의 플러스(+) 단에 연결되고 타단이 상기 클램핑 회로부(112)의 클램핑 다이오드(D_c)의 애노드에 연결되고 상기 클램핑 다이오드(D_c)의 캐소드가 제2인덕터(111b)의 일단에 연결되며, 상기 제2인덕터(111b)의 타단은 제2 다이오드(D₂)의 일단에 연결된다.More specifically, the first inductor 111a of the boosting unit 111 has one end connected to the plus (+) terminal of the input voltage (V _i ) and the other end connected to the clamping diode (D _c ) of the clamping circuit unit 112. is connected to the anode of and the cathode of the clamping diode (D _c ) is connected to one end of the second inductor (111b), and the other end of the second inductor (111b) is connected to one end of the second diode (D ₂ ).

상기 클램핑 회로부(112)는 상기 입력전압(V_i)의 플러스(+) 단이 연결된 제1인덕터(111a)의 일단에 연결된 클램핑 커패시터(C_c) 및 클램핑 커패시터(C_c)의 타단에 연결된 클램핑 다이오드 (D_c)를 포함한다. 이때, 클램핑 다이오드 (D_c)는 제2인덕터(111b)의 일단에 연결되어 출력전압(V_o)을 반영하여 제1인덕터의 전압(v₁)을 클램핑하게 된다. The clamping circuit unit 112 includes a clamping capacitor (C c ) connected to one end of the first inductor (111a) to which the plus (+) end of the input voltage (V _i ) is connected and a clamping capacitor (C _c ) connected to the other end of the clamping capacitor (C _c ). Contains a diode (D _c ). At this time, the clamping diode (D _c ) is connected to one end of the second inductor (111b) and clamps the voltage (v ₁ ) of the first inductor by reflecting the output voltage (V _o ).

상기 스위치부(113)은 스위치 구동 전압(v_GS)에 의해 온 또는 오프되어 상기 입력전압(V_i)에 대한 스위치 전압(v_DS)을 출력하게 된다. 상기 스위치 구동 전압은 펄스폭 변조(Pulse-Width Modulation: PWM) 신호이다.The switch unit 113 is turned on or off by the switch driving voltage (v _GS ) and outputs a switch voltage (v _DS ) for the input voltage (V _i ). The switch driving voltage is a pulse-width modulation (PWM) signal.

상기 스위치부(113)는 스위치 구동 전압을 게이트로 인가받고, 소스가 접지되며, 드레인으로 스위치 전압을 출력하는 주 스위치(S), 상기 드레인에 캐소드가 연결되고 소스에 애노드가 연결되는 역병렬 다이오드 및 상기 역병렬 다이오드에 병렬 연결되는 스위치 커패시터(C_S)를 포함한다.The switch unit 113 includes a main switch (S) that receives the switch driving voltage to the gate, the source is grounded, and outputs the switch voltage to the drain, and an anti-parallel diode in which the cathode is connected to the drain and the anode is connected to the source. And a switch capacitor (C _S ) connected in parallel to the anti-parallel diode.

상기 주 스위치(S)는 펄스폭 변조(Pulse-Width Modulation: PWM) 방식으로 동작한다.The main switch (S) operates using pulse-width modulation (PWM).

상기 출력부(114)는 상기 스위치부(113)가 오프될 때 상기 제1인덕터(111a) 및 제2인덕터(111b)의 권선비(N=N₂/N₁)에 따른 상기 출력전압(V_o)을 출력하게 된다. When the switch unit 113 is turned off _, the output unit 114 outputs the output voltage ₍ V _o ) is output.

도 5는 본 발명에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치의 전력회로의 이론적인 동작파형을 나타낸 도면이고, 도 6 내지 도 11은 본 발명에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치의 동작모드별 등가회로를 나타낸 도면이다. 이하 도 5와 도 6 내지 도 11을 참조하여 제안한 전력변환기의 동작을 설명한다.Figure 5 is a diagram showing the theoretical operating waveform of the power circuit of the high voltage boost DC power converter using the clamping mode boost inductor according to the present invention, and Figures 6 to 11 are diagrams showing the high voltage boost using the clamping mode boost inductor according to the present invention. This is a diagram showing the equivalent circuit for each operation mode of the DC power converter. Hereinafter, the operation of the proposed power converter will be described with reference to FIGS. 5 and 6 to 11.

제안한 전력변환기의 전력회로의 정상상태 동작은 한 스위칭 주기 동안 주요 회로부의 전류의 도통 및 차단 상태에 따라 6개의 동작모드로 구분된다. 다음은 각 동작모드의 간략한 동작설명이다.The steady-state operation of the power circuit of the proposed power converter is divided into six operation modes depending on the current conduction and interruption status of the main circuit part during one switching cycle. The following is a brief operation description of each operation mode.

모드 1(t_a~ t_b): 이 모드 전에 이미 턴온 되어 있던 스위치S와 턴오프 되어 있던 출력 다이오드 D₂는 시간 t=t_a에서 각 전류의 도통 상태와 차단 상태를 각각 계속 유지한다. 그래서 입력전류 i_i와 자화전류 i_m은 같고(i_{i =}i_m), 출력 다이오드 D₂의 전류는 i₂=0이다. 이때 입력전압 V_i는 자화인덕턴스 L_m과 누설인덕턴스 L_l의 직렬 합성 인덕턴스 L_{m +} L_l을 충전하므로 자화전류 i_m 은 하기의 수학식 1과 같이 선형적으로 증가한다.Mode 1 (t _a ~ t _b ): Switch S, which was already turned on before this mode, and output diode D ₂ , which was turned off, continue to conduct and block each current, respectively, at time t = t _a . So, the input current i _i and the magnetization current i _m are the same (i _{i =} i _m ), and the current of the output diode D ₂ is i ₂ = 0. At this time, the input voltage V _i charges the series composite inductance L _m ₊ L _l of the magnetization inductance L m and the leakage inductance L _l , so the magnetization current i _m increases linearly as shown in Equation 1 below.

[수학식 1][Equation 1]

모드 2(t_b~ t_c): 시간 t=t_b에서 스위치 구동신호 v_GS를 제거하여 스위치 S를 턴오프한다. 그러면 자화전류 i_m 이 스위치 커패시터 C_S를 선형적으로 충전한다. 그리고 이때 클램핑 다이오드 D_c는 역바이어스 되어 있으므로 턴오프 상태이다.Mode 2 (t _b ~ t _c ): Turn off switch S by removing the switch driving signal v _GS at time t=t _b . Then, the magnetizing current i _m charges the switch capacitor C _S linearly. And at this time, the clamping diode D _c is reverse biased, so it is turned off.

모드 3(t_c~ t_d): 시간 t=t_c에서 자화전류 i_m에 의해 충전된 스위치 전압v_DS로 인해 클램핑 다이오드 D_c가 턴온하여 도통한다. 그러면 자화전류 i_m 은 클램핑 커패시터 C_c를 충전하고 클램핑 커패시터 전압 v_c는 이 모드 동안 하기의 수학식 2와 같이 상승한다.Mode 3 (t _c ~ t _d ): At time t=t _c , the clamping diode D _c turns on and conducts due to the switch voltage v _DS charged by the magnetizing current _im . Then, the magnetizing current _im charges the clamping capacitor C _c and the clamping capacitor voltage v _c rises as shown in Equation 2 below during this mode.

[수학식 2][Equation 2]

또한 클램핑 다이오드 D_c의 턴온으로 스위치 전압v_DS 도 클램핑 커패시터 C_c쪽으로 방전한다.Additionally, when the clamping diode D _c is turned on, the switch voltage v _DS is also discharged toward the clamping capacitor C _c .

모드 4(t_d~ t_e): 시간 t=t_d에서 클램핑 커패시터C_c의 전압 v_c가 충전되어 하기 수학식 3을 만족하게 되면, 출력 다이오드 D₂가 턴온하고 도통하여 출력 다이오드 전류 i₂를 흘린다. Mode 4 (t _d ~ t _e ): At time t=t _d , when the voltage v _c of the clamping capacitor C _c is charged and satisfies Equation 3 below, the output diode D ₂ turns on and conducts, producing the output diode current i ₂ sheds

[수학식 3][Equation 3]

그러면 자기 결합 인덕터의 1차 권선 N₁의 전압v₁은 2차 권선 N₂로부터 반영된 하기의 수학식 4의 전압으로 클램핑된다.Then, the voltage v ₁ of the primary winding N ₁ of the magnetically coupled inductor is clamped to the voltage of Equation 4 below reflected from the secondary winding N ₂ .

[수학식 4][Equation 4]

따라서 스위치 전압 v_DS(=V_i+v_c)도 클램핑된다. 그리고 누설인덕턴스 L_l과 클램핑 커패시터 C_c의 공진으로 인하여 시간 t=t_d ^*에서 클램핑 커패시터 전류 i_c가 방향을 바꾸고 클램핑 커패시터 C_c의 충전 전압을 방전하므로 클램핑 커패시터 전압 v_c 가 감소한다.Therefore, the switch voltage v _DS (=V _i +v _c ) is also clamped. And due to the resonance of the leakage inductance L _l and the clamping capacitor C _c , the clamping capacitor current i _c changes direction at time t = t _d ^* and discharges the charging voltage of the clamping capacitor C _c , so the clamping capacitor voltage v _c decreases.

모드 5(t_e~ t_f): 시간 t=t_e에서 출력 다이오드 전류가 클램핑 커패시터 C_c의 방전전류와 같아지면(i₂=-i_c), 클램핑 다이오드 D_c가 턴오프하여 차단된다. 이 모드 동안 자화전류 i_m 은 자기 결합 인덕터의 권선 N₁과 N₂를 통하여 자화인덕턴스 L_m에 충전된 에너지를 출력측으로 방전하고, 클램핑 커패시터 전압 v_c도 출력 다이오드 D₂를 통하여 출력단으로 방전한다. 따라서 출력 다이오드 전류 i₂는 하기의 수학식 5와 같이 선형적으로 감소한다.Mode 5 (t _e ~ t _f ): At time t=t _e , when the output diode current becomes equal to the discharge current of the clamping capacitor C _c (i ₂ =-i _c ), the clamping diode D _c turns off and is blocked. During this mode, the magnetizing current _im discharges the energy charged in the magnetizing inductance L _m to the output side through the windings N ₁ and N ₂ of the magnetic coupling inductor, and the clamping capacitor voltage v _c also discharges to the output terminal through the output diode D ₂ . . Therefore, the output diode current i ₂ decreases linearly as shown in Equation 5 below.

[수학식 5][Equation 5]

여기서 v₁=(V_i+v_c-V_o)/N는 자기 결합 인덕터의 1차 권선 N₁의 전압이다.Here v ₁ =(V _i +v _c -V _o )/N is the voltage of the primary winding N ₁ of the magnetically coupled inductor.

모드 6(t_f- t_a'): 시간 t=t_f에서 스위치 구동신호 v_GS를 인가하여 스위치 S를 턴온한다. 그러면 누설인덕턴스 전류i_l은 다음 수학식 6과 같이 선형적으로 증가하며 누설인덕턴스 L_l을 충전한다.Mode 6 (t _f - t _a '): Switch S is turned on by applying the switch driving signal v _GS at time t=t _f . Then, the leakage inductance current i _l increases linearly as shown in Equation 6 below, and the leakage inductance L _l is charged.

[수학식 6][Equation 6]

여기서 v₁=(V_i+v_c-V_o)/N은 자기 결합 인덕터의 1차 권선 N₁의 전압이다. 이 모드 중 시간 t=t_f ^*에서 누설인덕턴스 전류i_l 이 자화전류 i_m 과 같아지고(i_{l =}i_m), 출력 다이오드 전류는 이 모드 동안 급격히 감소하여 i₂ = 0이 되므로 출력 다이오드 D₂는 턴오프하여 차단된다. 그런데 이때 출력 다이오드 D₂는 턴오프 시 다이오드의 고유 특성으로 인하여 잠시 역회복 전류를 흘리는데, 이 전류는 작으며 무시할 만한 정도로 작게 클램핑 커패시터 C_c를 충전한다. 이 모드의 끝부분인 시간 t=t_a'에서 클램핑 커패시터 전압은 충방전이 완료되어 초기치 v_c=v_c(t_a)=v_c(t_a')가 되고 그 전류는 i_c=0이 된다. 이후 다시 모드 1부터 다음 스위칭 주기의 동작이 시작된다.Here v ₁ =(V _i +v _c -V _o )/N is the voltage of the primary winding N ₁ of the magnetically coupled inductor. During this mode, at time t=t _f ^* , the leakage inductance current i _l becomes equal to the magnetization current i _m (i _{l =} i _m ), and the output diode current rapidly decreases during this mode to i ₂ = 0, so the output diode D ₂ is turned off and blocked. However, at this time, the output diode D ₂ briefly flows reverse recovery current due to the inherent characteristics of the diode when turned off, but this current is small and negligibly small and charges the clamping capacitor C _c . At the end of this mode, time t=t _a ', the clamping capacitor voltage becomes the initial value v _c =v _c (t _a )=v _c (t _a ') after charging and discharging is completed, and the current is i _c =It becomes 0. Afterwards, the operation of the next switching cycle begins again from mode 1.

이상의 동작에 근거하여 제안한 고승압 직류 전력변환기의 입출력 승압비 V_o/V_i와 클램핑 커패시터 전압 대 입력전압의 평균 전압전달비 V_c/V_i는 각각 하기의 다음 수학식 7 및 8과 같이 계산된다.Based on the above operation, the input/output step-up ratio V _o /V _i and the average voltage transfer ratio V _c /V _i of the clamping capacitor voltage to the input voltage of the proposed high-step-up DC power converter are calculated according to the following equations 7 and 8, respectively. do.

[수학식 7, 8][Equation 7, 8]

여기서 M = L_m/(L_m+L_l)는 자기 결합 인덕터의 1, 2차 권선 N₁과 N₂의 결합계수이다.Here, M = L _m /(L _m +L _l ) is the coupling coefficient of the first and second windings N ₁ and N ₂ of the magnetically coupled inductor.

또한, 상술한 도 3에 도시된 바와 같이, 제안한 전력변환장치의 전체 구성 중 상기 마이크로컨트롤러(200)는, 제1, 제2 타이머(210, 220), 상기 제1 타이머(210)와 연결된 타이머 인터럽트(230) 및 제2 타이머(220)와 연결된 PWM 인터럽트(240), 상기 PWM 인터럽트(240)와 연결된 전류 제어기(280), 상기 타이머 인터럽트(220)와 연결된 전압 제어기(290), 및 상기 전류 제어기(280) 및 상기 전압 제어기(290)에 연결된 A/D 컨버터(260), 상기 PWM 인터럽트(240) 및 상기 전류 제어기(280)와 연결된 PWM 듀티 레지스터(250) 및 상기 PWM 듀티 레지스터(250)과 연결된 디지털 I/O 포트(270)를 포함하여 구성된다. In addition, as shown in FIG. 3 described above, among the overall configuration of the proposed power conversion device, the microcontroller 200 includes first and second timers 210 and 220, and a timer connected to the first timer 210. A PWM interrupt 240 connected to the interrupt 230 and the second timer 220, a current controller 280 connected to the PWM interrupt 240, a voltage controller 290 connected to the timer interrupt 220, and the current A controller 280 and an A/D converter 260 connected to the voltage controller 290, a PWM duty register 250 connected to the PWM interrupt 240 and the current controller 280, and the PWM duty register 250 It is configured to include a digital I/O port 270 connected to.

또한, 전력변환장치의 전체 구성 중 스위치 구동 회로(310), 전류 피드백 회로(320) 및 전압 피드백 회로(330)를 더 포함한다.In addition, the overall configuration of the power conversion device further includes a switch driving circuit 310, a current feedback circuit 320, and a voltage feedback circuit 330.

여기서, 제1, 제2 타이머(210, 220), 타이머 인터럽트(230), PWM 인터럽트(240), PWM 듀티 레지스터(250), A/D 컨버터(260), 디지털 I/O 포트(270), 전류 제어기(280) 및 상기 전압 제어기(290), 스위치 구동 회로(310), 전류 피드백 회로(320) 및 전압 피드백 회로(330) 기능은 도 12 내지 도 18의 설명과 관련하여 후술된다.Here, the first and second timers 210 and 220, timer interrupt 230, PWM interrupt 240, PWM duty register 250, A/D converter 260, digital I/O port 270, The functions of the current controller 280, the voltage controller 290, the switch driving circuit 310, the current feedback circuit 320, and the voltage feedback circuit 330 will be described later in connection with the description of FIGS. 12 to 18.

도 12는 본 발명의 전류 피드백 회로를 개략적으로 도시한 도면이고, 도 13은 본 발명의 전압 피드백 회로를 개략적으로 도시한 도면이고, 도 14내지 도 16은 본 발명에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환장치의 마이크로컨트롤러에 의한 제어기의 제어 방법을 개략적으로 도시한 순서도이고, 도 17은 본 발명의 전류모드 제어에 의한 스위치 전류제어 개념을 도시한 도면이고, 도 18은 본 발명의 스위치 구동회로 및 파형의 일 예를 도시한 도면이다.Figure 12 is a diagram schematically showing the current feedback circuit of the present invention, Figure 13 is a diagram schematically showing the voltage feedback circuit of the present invention, and Figures 14 to 16 are diagrams schematically showing the current feedback circuit of the present invention using the clamping mode boost inductor according to the present invention. It is a flowchart schematically showing the control method of the controller using the microcontroller of the high voltage DC power converter, Figure 17 is a diagram showing the concept of switch current control by current mode control of the present invention, and Figure 18 is the This diagram shows an example of a switch driving circuit and waveform.

제안한 전력변환기는 단일칩 마이크로컨트롤러(200)를 이용하여 디지털 제어 기법에 의해 제어된다.The proposed power converter is controlled by digital control technique using a single-chip microcontroller (200).

제안한 전력변환기의 출력전압 V_o는 다음 수학식 9와 같은 비례-적분(PI; Proportional-Integral) 제어기를 이용하여 제어된다. The output voltage V _o of the proposed power converter is controlled using a proportional-integral (PI) controller as shown in Equation 9 below.

[수학식 9][Equation 9]

여기서 v_ctr은 출력전압 V_o를 제어하기 위한 제어기의 출력값으로 스위치 S의 듀티 사이클을 계산하는데 이용되며, K_p와 K_i는 각각 비례와 적분이득이다. 또한 e(t)=V^* _o-V_o(t)는 기준 출력전압 V_o ^*와 출력전압의 피드백 값 V_o(t)간의 오차신호이다. Here, v _ctr is the output value of the controller to control the output voltage V _o and is used to calculate the duty cycle of switch S, and K _p and K _i are the proportional and integral gains, respectively. Also, e(t)=V ^* _o -V _o (t) is the reference output voltage V _o ^* and the feedback value of the output voltage V _o (t).It is an error signal between the liver.

도 13에 도시된 바와 같이, 출력전압 V_o는 분압 저항 R₀₁과 R₀₂에 의한 전압 스케일링 회로를 이용하여 피드백되고 단일칩 마이크로컨트롤러에 내장된 아날로그-디지털(A/D; Analog-to-Digital) 변환기(260)에 의해 디지털 수치화된다. As shown in Figure 13, the output voltage V _o is fed back using a voltage scaling circuit by voltage dividing resistors R ₀₁ and R ₀₂ and is connected to an analog-to-digital (A/D) built-in single-chip microcontroller. ) is converted into digital numbers by the converter 260.

도 14에 도시된 바와 같이, 출력전압 피드백 값 V_o(t)는 먼저 'OV_Check' 부분에서 과전압(Over Voltage) 여부가 체크된다. 그리하여 만약 과전압이 발생한 경우에는 폴트 상태(도 14의 'Fault' 부분)로 들어가서 스위치 S를 턴오프하고 'Fault' 부분에서 리셋 신호가 입력될 때까지 기다리며 무한루프를 돌게 된다.As shown in Figure 14, the output voltage feedback value V _o (t) is first checked for overvoltage in the 'OV_Check' part. Therefore, if overvoltage occurs, it enters a fault state ('Fault' part of Figure 14), turns off switch S, and goes into an infinite loop while waiting until a reset signal is input from the 'Fault' part.

수학식 9의 아날로그 PI 출력전압 제어기는 디지털화 기법을 이용하여 PI 디지털 출력전압 제어기로 변환하여 단일칩 마이크로컨트롤러에 적용된다. 디지털화의 편의를 위하여, 상기 수학식 9의 적분 부분을 하기의 수학식 10과 같이 다시 표현한다.The analog PI output voltage controller in Equation 9 is converted to a PI digital output voltage controller using digitization techniques and applied to a single-chip microcontroller. For convenience of digitization, the integral part of Equation 9 is re-expressed as Equation 10 below.

[수학식 10][Equation 10]

여기서 t₀는 초기 시간이고, x(t₀)는 x(t)의 초기치이며, t=kT그리고 t₀=(k-1)T로 둔 다음, 사다리꼴 기법(trapezoidal rule)을 이용하여 상기 수학식 10의 적분항을 하기의 수학식 11과 같이 근사화한다.Here, t ₀ is the initial time, x(t ₀ ) is the initial value of x(t), let t=kT and t ₀ =(k-1)T, and then use the trapezoidal rule to calculate The integral term in Equation 10 is approximated as Equation 11 below.

[수학식 11][Equation 11]

여기서 k=1,2,??이고 T는 샘플링 주기이다. 한편, 수학식 11의 샘플링 주기 T와 계산 지연시간이 같다고 가정하면, 제어기의 시간 t=(k+1)T에서의 수학식 11의 디지털 이산화 식은 하기의 수학식 12와 같이 표현된다.Here k=1,2,?? and T is the sampling period. Meanwhile, assuming that the sampling period T of Equation 11 and the calculation delay time are the same, the digital discretization equation of Equation 11 at the controller time t=(k+1)T is expressed as Equation 12 below.

[수학식 12][Equation 12]

그리하여 x(t)의 초기 상태로 x[(k-1)T]을 대신하여x(kT)를 이용하고 수학식 9의 적분 부분을 수학식 12의 x[(k+1)T]로 대치하여 정리하면, 수학식 9의 디지털 이산화 식은 결국 하기의 수학식 13과 같이 변환된다.Therefore, as the initial state of x(t), x(kT) is used instead of x[(k-1)T], and the integral part of Equation 9 is replaced with x[(k+1)T] of Equation 12. To summarize, the digital discretization equation of Equation 9 is ultimately converted as shown in Equation 13 below.

[수학식 13][Equation 13]

여기서 샘플링 주기 T는 상수이고, 이 제어기는 시간 t=(k+1)T, k=0,1,2,?? 에서 적용되어 매 샘플링 주기 T마다 업데이트된다.Here, the sampling period T is a constant, and this controller operates at time t=(k+1)T, k=0,1,2,?? It is applied in and updated every sampling period T.

제안한 전력변환기에서 제어 대상인 출력전압 V_o는 매우 큰 출력 커패시턴스 C_o로 인하여 비교적 느리게 변한다. 그리하여 수학식 13의 샘플링 주기T를 스위치의 PWM(Pulse-Width Modulation) 주기 T_p의 5배 정도(T=5T_p)로 하고 출력전압의 제어 주기로 설정한 후, 타이머 인터럽트(230)를 이용하여 출력전압의 제어를 수행한다. 수학식 13의 출력전압 제어기의 출력값 v_ctr[(k+1)T]는 하기의 수학식 14에 의해 마이크로컨트롤러의 PWM 듀티 사이클 레지스터값인 PWM_duty로 환산된다. The output voltage V _o , which is the control target in the proposed power converter, changes relatively slowly due to the very large output capacitance C _o . Therefore, the sampling period T of Equation 13 is set to about 5 times the PWM (Pulse-Width Modulation) period T _p of the switch (T = 5T _p ) and set as the control period of the output voltage, and then using the timer interrupt 230. Controls the output voltage. The output value v _ctr [(k+1)T] of the output voltage controller in Equation 13 is converted to PWM_duty, which is the PWM duty cycle register value of the microcontroller, using Equation 14 below.

[수학식 14][Equation 14]

도 12에 도시된 바와 같이, 전류 피드백 회로(320)는, 전력변환기의 스위치 전류 i_D의 센싱/피드백 회로로, i_D는 전류센서 CT와 피드백 저항R_cs에 의해 하기의 수학식 15와 같이 전압레벨로 스케일링 된다.As shown in FIG. 12, the current feedback circuit 320 is a sensing/feedback circuit of the switch current i _D of the power converter, where i _D is measured by the current sensor CT and the feedback resistor R _cs as shown in Equation 15 below. It is scaled by voltage level.

[수학식 15][Equation 15]

여기서 N_cs는 전류센서 CT의 2차 권선수이다. 그리고 도 13의 회로에서 저항 R_f와 커패시터 C_f는 고주파 노이즈를 바이패스하는 필터회로이고, 다이오드 D_f는 마이크로컨트롤러의 역전압 방지용 다이오드이다. Here, N _cs is the number of secondary windings of the current sensor CT. And in the circuit of FIG. 13, the resistor R _f and the capacitor C _f are a filter circuit that bypasses high-frequency noise, and the diode D _f is a diode for preventing reverse voltage of the microcontroller.

또한, 도 14 내지 16에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시 예에 따른 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용한 고승압 전력변환장치의 제어 방법은 다음과 같다. 도 14를 참조하여 메인 루프를 설명하면, 마이크로컨트롤러가 전압 피드백 회로를 통해 전력변환장치의 출력전압(V_o)을 피드백받는 출력전압 피드백 과정을 수행하고, 상기 마이크로컨트롤러가 전류 피드백 회로를 통해 전력변환장치의 스위치 전류 피드백 전압(v_cs)을 피드백 받는 전류 피드백 과정을 수행한다.In addition, as shown in FIGS. 14 to 16, a control method of a high voltage boost power conversion device using a clamping mode boost inductor according to an embodiment of the present invention is as follows. When explaining the main loop with reference to FIG. 14, the microcontroller performs an output voltage feedback process in which the output voltage (V _o ) of the power converter is fed back through a voltage feedback circuit, and the microcontroller receives power through a current feedback circuit. A current feedback process is performed in which the switch current feedback voltage (v _cs ) of the converter is fed back.

다음으로, 출력전압 V_o의 A/D 변환(S410) 앞으로 돌아가서 무한 루프를 돈다. 상기 도 14의 메인루프에서 피드백 받은 피드백 전압 값 및 스위치 전류 피드백 전압 값에 대응하여 도 15 내지 도 16의 각 인터럽트 루틴의 전압 제어기 및 전류 제어기의 동작에 의해 펄스폭변조 신호(PWM)를 출력하여 제어 과정을 수행한다.Next, go back to the A/D conversion (S410) of the output voltage V _o and run an infinite loop. A pulse width modulation signal (PWM) is output by the operation of the voltage controller and current controller of each interrupt routine in FIGS. 15 and 16 in response to the feedback voltage value and the switch current feedback voltage value fed back from the main loop of FIG. 14. Carry out the control process.

보다 구체적으로, 도 14에 도시된 바와 같이, 상기 출력전압 피드백 과정은, 상기 전압 피드백 회로에서 피드백되는 출력전압(V_o)를 A/D 변환기에 의해 디지털 값으로 변환하는 단계가 수행된다(S410). 그리고, 상기 디지털 값으로 변환된 출력전압(V_o)이 과전압(Over Voltage)인지 여부를 검출하여 판단하는 단계가 수행된다(S411). More specifically, as shown in FIG. 14, the output voltage feedback process includes converting the output voltage (V _o ) fed back from the voltage feedback circuit into a digital value by an A/D converter (S410 ). Then, a step of detecting and determining whether the output voltage (V _o ) converted to the digital value is overvoltage is performed (S411).

상기 검출된 출력전압(V_o)이 과전압인 경우 스위치를 턴오프하는 단계가 수행되고(S416), 상기 스위치 턴오프 이후 모든 인터럽트의 비활성화 후(S417), 리셋 신호의 입력여부를 체크하고(S418), 이때 리셋 신호가 검출되면 모든 변수 초기화 및 모든 인터럽트 활성화하게 된다(S419). 리셋 신호가 검출되지 않으면, S416 단계로 돌아가서 Fault 루틴을 무한 반복하게 된다. 하지만 과전압이 아닌 경우에 그 다음 단계인 스위치 전류 i_D의 A/D 변환 단계(S412)로 진행한다.If the detected output voltage (V _o ) is overvoltage, a step of turning off the switch is performed (S416), after the switch is turned off, all interrupts are deactivated (S417), and then whether a reset signal is input is checked (S418). ), at this time, when a reset signal is detected, all variables are initialized and all interrupts are activated (S419). If the reset signal is not detected, it returns to step S416 and repeats the fault routine infinitely. However, if it is not overvoltage, the process proceeds to the next step, the A/D conversion step of the switch current i _D (S412).

도 12와 도 14에 도시된 바와 같이, 전류 피드백 전압 v_cs는 주제어기인 마이크로컨트롤러의 A/D 변환기로 인가되어 전류제어를 위한 디지털 값으로 변환된다. 이렇게 변환된 스위치 전류 피드백 값은, 'OC_Check' 부분에서 과전류(Over Current) 여부가 바로 체크된다. 그래서 이때 과전류 발생의 경우에는 폴트 상태인 'Fault' 부분으로 들어가며 출력전압의 과전압 발생 시와 동일한 동작을 한다. 하지만 과전류가 아닌 경우에는 스위치 전류 i_D의 레벨이 전류모드 제어 레벨인지를 체크하는 단계(S413)로 진행한다.As shown in Figures 12 and 14, the current feedback voltage v _cs is applied to the A/D converter of the microcontroller, which is the main controller, and converted into a digital value for current control. The switch current feedback value converted in this way is immediately checked for overcurrent in the 'OC_Check' section. So, in the case of overcurrent occurring at this time, it enters the 'Fault' part, which is a fault state, and performs the same operation as when overvoltage of the output voltage occurs. However, if it is not an overcurrent, the process proceeds to step S413 to check whether the level of the switch current i _D is the current mode control level.

또한, 상기 전류 피드백 단계는, 상기 출력전압 피드백 단계의 출력전압(V_o)이 과전압(Over Voltage)이 아닌 경우(S411), 스위치 회로에서 스위치 전류i_D 값을 A/D 변환기에 의해 디지털 값으로 변환하고(S412), 상기 스위치 전류i_D의 피드백 값의 과전류(Over Current) 여부를 검출하여 판단하고(S413), 상기 스위치 전류i_D가 과전류가 아닌 경우, 전류모드 제어 레벨의 동작범위에 해당하는지 여부를 검출하고(S414), 상기 전류모드 제어 레벨의 동작범위이면, 전류모드 제어를 위한 플래그 비트를 세트 (CM_ctr=1)하여(S415) PWM 인터럽트 시 전류 제어 동작(S423)을 하도록 준비한다. In addition, in the current feedback step, when the output voltage (V _o ) of the output voltage feedback step is not overvoltage (S411), the switch current i _D value in the switch circuit is converted to a digital value by an A/D converter. (S412), detect and determine whether the feedback value of the switch current i _D is overcurrent (S413), and if the switch current i _D is not an overcurrent, it is within the operating range of the current mode control level. Detect whether it is applicable (S414), and if it is within the operating range of the current mode control level, set the flag bit for current mode control (CM_ctr=1) (S415) and prepare for current control operation (S423) upon PWM interrupt. do.

여기서, 상기 스위치 전류 i_D가 전류모드 제어 레벨의 범위가 아닌 노멀(normal) 상태이면, 상기 타이머 인터럽트 내의 비례-적분(PI: Proportional-Integral) 디지털 제어기의 출력인 v_ctr[(k+1)T] 값을 하기 수학식 14에 적용하여 계산된 PWM 듀티 사이클 레지스터값으로 환산한다(S421)Here, if the switch current i _D is in a normal state outside the range of the current mode control level, the proportional-integral (PI: Proportional-Integral) The v _ctr [(k+1)T] value, which is the output of the digital controller, is converted to the PWM duty cycle register value calculated by applying Equation 14 below (S421)

[수학식 14][Equation 14]

도 17에 도시된 바와 같이, 제안한 전력변환기에서 이용된 전류모드(Current Mode) 제어에 의한 스위치 전류제어 기법의 개념을 보인다. 도 14에서 스위치 전류 i_D의 피드백 값이 과전류 레벨 이상이 아니면, 'CM_Check' 부분에서 그 크기가 전류모드 제어 레벨의 동작범위에 해당하는지 체크한다. 그래서 스위치 전류 i_D가 전류모드 제어 레벨의 범위이면, 수학식 14에 의해 계산된 PWM 듀티 사이클 레지스터값 PWM_duty를 도 16에 도시된 바와 같이, 'PWM 인터럽트' 부분에서 하기 수학식 16과 같이 일정량 α만큼 감소한 후 PWM 듀티 사이클 레지스터에 최종 로드한다(S425). As shown in Figure 17, the concept of the switch current control technique using current mode control used in the proposed power converter is shown. In FIG. 14, if the feedback value of the switch current i _D is not above the overcurrent level, it is checked in the 'CM_Check' part whether the size corresponds to the operating range of the current mode control level. Therefore, if the switch current i _D is in the range of the current mode control level, the PWM duty cycle register value PWM_duty calculated by Equation 14 is set to a certain amount α as shown in Equation 16 below in the 'PWM interrupt' part, as shown in FIG. 16. After it decreases, it is finally loaded into the PWM duty cycle register (S425).

[수학식 16][Equation 16]

이렇게 하여 스위치 전류 i_D의 첨두치를 감소시키고 흐르는 스위치 전류의 레벨을 조정함으로써 스위치를 보호한다. 전류모드 제어의 레벨은 사전에 초기치로 미리 설정해 둔다.In this way, the switch is protected by reducing the peak value of the switch current i _D and adjusting the level of the flowing switch current. The level of current mode control is set to the initial value in advance.

도 18에 도시된 바와 같이, 제안한 전력변환기의 스위치 구동회로(310)와 그 개념 파형을 나타내고 있다. 단일칩 마이크로컨트롤러(200)의 'HIGH' 레벨의 출력전압은 V_cc레벨(5V)이므로, 이러한 레벨의 전압에 의해 MOSFET 스위치를 구동하기 위해 MOSFET 구동 IC를 이용하여 MOSFET 스위치의 턴온 구동전압 V_drive의 레벨(15V)이 간단하게 출력되도록 한다.As shown in Figure 18, it shows the switch driving circuit 310 of the proposed power converter and its conceptual waveform. Since the 'HIGH' level output voltage of the single-chip microcontroller 200 is V _cc level (5V), in order to drive the MOSFET switch by this level of voltage, a MOSFET driver IC is used to drive the turn-on driving voltage of the MOSFET switch V _drive. The level (15V) is simply output.

전술한 본 발명의 설명은 예시를 위한 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.The description of the present invention described above is for illustrative purposes, and those skilled in the art will understand that the present invention can be easily modified into other specific forms without changing the technical idea or essential features of the present invention. will be. Therefore, the embodiments described above should be understood in all respects as illustrative and not restrictive. For example, each component described as single may be implemented in a distributed manner, and similarly, components described as distributed may also be implemented in a combined form.

본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.The scope of the present invention is indicated by the claims described below rather than the detailed description above, and all changes or modified forms derived from the meaning and scope of the claims and their equivalent concepts should be construed as being included in the scope of the present invention. do.

100: 직류 전력변환기 110: DC 컨버터
111: 승압부 111a: 제1 인덕터
111b: 제2 인덕터 112: 클램핑 회로
113: 스위치부 114: 출력부
200: 마이크로컨트롤러 210: 제1 타이머
220: 제2타이머 230: 타이머 인터럽트
240: PWM 인터럽트 250: PWM 듀티 레지스터
260: A/D 컨버터 270: 디지털 I/O 포트
280: 전류 제어기 290: 전압 제어기
310: 스위치 구동 회로 320: 전류 피드백 회로
330: 전압 피드백 회로 100: DC power converter 110: DC converter
111: boosting unit 111a: first inductor
111b: second inductor 112: clamping circuit
113: switch unit 114: output unit
200: Microcontroller 210: First timer
220: second timer 230: timer interrupt
240: PWM interrupt 250: PWM duty register
260: A/D converter 270: Digital I/O port
280: current controller 290: voltage controller
310: switch driving circuit 320: current feedback circuit
330: Voltage feedback circuit

Claims

It includes a first inductor wound with a first winding (N ₁ ) and having a magnetizing inductance and a leakage inductance, and a second inductor wound with a second winding (N ₂ ), and boosts the input voltage (V _i ). A booster that outputs an output voltage (V _o );
a clamping circuit unit with one end connected between the first inductor and the second inductor and the other end connected to an input voltage terminal (+) to clamp the output voltage (V _o );
a switch unit that is turned on or off by a switch driving voltage (v _GS ) and outputs a switch voltage (v _DS ) for the input voltage;
An output unit that outputs the output voltage (V _o ) according to the turns ratio (N=N ₂ /N ₁ ) of the first inductor and the second inductor when the switch unit is turned off; and
A high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor, comprising a microcontroller that calculates the duty cycle of the switch unit and controls the output voltage (V _o ).

According to paragraph 1,
The clamping circuit part,
A clamping diode (D _c ) connected between the other end of the first inductor and one end of the second inductor; and
A high-voltage DC power conversion device using a clamping mode boost inductor, comprising a clamping capacitor (C _c ) whose one end is connected to the cathode of the diode and the other end is connected to one end of the first inductor.

According to paragraph 2,
At time t = t _c during one switching cycle of the switch unit, the clamping diode (D _c ) turns on and conducts due to the switch voltage (v _DS ) charged by the magnetizing current, and the clamping capacitor (C By charging _c ), the clamping capacitor voltage (v _c ) is increased by the following equation 2. A high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor.
[Equation 2]

According to paragraph 2,
When the clamping capacitor voltage (v _c ) is charged at time t = t _d during one switching cycle of the switch unit, the output diode (D ₂ ) turns on and conducts according to Equation 3 below, and the output diode current (i ₂ ) flows. , A high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor, characterized in that the voltage (v ₁ ) of the first inductor is clamped as shown in Equation 4 below.
[Equation 3]

[Equation 4]

According to paragraph 2,
When the output diode current becomes equal to the discharge current of the clamping capacitor (C _c ) at time t = t _e during one switching cycle of the switch unit (i ₂ = -i _c ), the clamping diode (D _c ) turns off and blocks. During the time t = t _e ~t _f, the magnetization current ( _im ) is the energy charged in the magnetization inductance L _m through the first winding (N ₁ ) and the second winding (N ₂ ) of the magnetic coupling inductor. When discharged to the output side, and the clamping capacitor voltage (v _c ) is also discharged to the output terminal through the output diode (D ₂ ), the output diode current (i ₂ ) is characterized in that it decreases linearly as shown in Equation 5 below: A high-voltage direct current power converter using a clamping mode boost inductor.

[Equation 5]

Here v ₁ =(V _i +v _c -V _o )/N is the voltage of the primary winding N ₁ of the magnetically coupled inductor.

According to paragraph 1,
The microcontroller is,
First and second timers, a timer interrupt connected to the first timer and a PWM interrupt connected to the second timer, a current controller included in the PWM interrupt, a voltage controller included in the timer interrupt, and the current controller and the voltage controller An A/D converter connected to, a PWM duty register connected to the PWM interrupt and the current controller, and a PWM duty register connected to the PWM duty register. Contains digital I/O ports,
High boosting voltage using a clamping mode boost inductor, wherein the input/output boosting ratio (V _o /V _i ) of the boosting unit and the average voltage transfer ratio of the capacitor voltage of the clamping circuit unit to the input voltage are calculated by the following equations 7 and 8, respectively. Direct current power converter.
[Equation 7]

[Equation 8]

Here, M = L _m /(L _m +L _l ) is the coupling coefficient of the first and second windings N ₁ and N ₂ of the magnetically coupled inductor.

According to paragraph 1,
A current sensor that detects a switch current i _D flowing through the switch unit;
a feedback resistor (R _cs ) that scales the switch current i _D to output a current feedback voltage (v _cs ) corresponding to the feedback current; and
A high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor, further comprising a current feedback circuit including an RC filter for removing noise of the current feedback voltage (v _cs ).

In clause 7,
If it is within the operating range of the current mode control level, the microcontroller sets a flag bit for current mode control (CM_ctr=1) to prepare for current control operation upon PWM interrupt, and the switch current i _D is set to the current mode control level. If the normal state is not in the range, a high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor is characterized in that it is simply converted to a PWM duty cycle register value using Equation 14 below.
[Equation 14]

Here, β is a conversion factor to a number loaded into the PWM duty cycle register of the microcontroller.

According to paragraph 1,
A first distribution resistor (R _o1 ), one end of which is connected to the positive end of the output voltage; and a second distribution resistor (R _o2 ), one end of which is connected to the other end of the first distribution resistor (R _o1 ) and the other end of which is connected to the minus end of the output voltage. A high-voltage direct current power converter using a clamping mode boost inductor.

According to clause 9,
The microcontroller detects whether the output voltage V _o (t) feedback value is overvoltage in the voltage feedback circuit, and when overvoltage occurs, turns off the switch unit and waits until a reset signal is input. A high voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor.

According to paragraph 1,
A high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor, further comprising the switch driving circuit that outputs a turn-on driving voltage of the switch according to the output voltage level of the microcontroller.

An output voltage feedback step in which the microcontroller receives feedback on the output voltage (V _o ) of the power converter through a voltage feedback circuit;
A current feedback step in which the microcontroller receives the switch current feedback voltage (v _cs ) of the power converter through a current feedback circuit; and
The microcontroller receives the feedback voltage and the switch current feedback voltage (v _cs ) and outputs a pulse width modulation signal (PWM) by operating the voltage and current controller in response to the feedback voltage and the switch current feedback voltage. A control method of a high-voltage direct current power converter using a clamping mode boost inductor, comprising:

According to clause 12,
The output voltage feedback step is,
Converting the output voltage (V _o ) fed back from the current feedback circuit into a digital value by an A/D converter;
Detecting whether the output voltage (V _o ) converted to the digital value is overvoltage;
Turning off the switch when the detected output voltage (V _o ) is overvoltage; and
After turning off the switch, deactivating all interrupts, detecting whether a reset signal is input, and controlling the output voltage in the proportional-integral voltage controller of the timer interrupt based on the feedback value of the output voltage. Control method of a high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor.

According to clause 12,
The current feedback step is,
If the output voltage (V _o ) of the output voltage feedback step is not overvoltage (Over Voltage), detecting whether the feedback value of the switch current i _D is over current (Over Current);
If the switch current i _D is not an overcurrent, detecting whether it corresponds to the operating range of the current mode control level; and
If it is within the operating range of the current mode control level, setting a flag bit for current mode control (CM_ctr=1) to prepare for a current control operation upon PWM interrupt, wherein the bit of the current mode control flag is set. A control method of a high-voltage DC power converter using a clamping mode boost inductor, characterized by current mode current control in a PWM interrupt when (CM_ctr=1).

According to clause 14,
A clamping mode boost inductor characterized in that when the switch current i _D is in a normal state outside the range of the current mode control level, the output voltage is controlled by converting it to the PWM duty cycle register value calculated by Equation 14 below. Control method of high voltage DC power converter using .
[Equation 14]

Here, β is a conversion factor to a number loaded into the PWM duty cycle register of the microcontroller.

According to clause 14,
If the switch current i _D is within the range of the current mode control level, it is reduced by a certain amount α as shown in Equation 16 below and then finally loaded into the PWM duty cycle register. Control method.
[Equation 16]