KR20240008619A - 보정 없이 대역 외 블럭커 제거가 가능한 광대역 저잡음 증폭기 구조 및 그 방법 - Google Patents

보정 없이 대역 외 블럭커 제거가 가능한 광대역 저잡음 증폭기 구조 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 보정 없이 대역 외 블럭커를 제거하는 광대역 저잡음 증폭기에 있어서, 입력 단에 인가된 전압 신호를 전류 신호로 변환하여 하기 필터 단의 입력으로 전달하는 트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단; 대역 내외 주파수 신호를 모두 통과시키는 주 경로와, 상기 주 경로와 병렬로 연결되며 대역 내 수신 신호만 제거하고 대역 외 모든 신호를 통과시키는 보조 경로를 포함하는 필터 단; 상기 필터 단의 후단에 연결되어 상기 주 경로 출력과 상기 보조 경로 출력의 차이를 출력하는 결합 단;을 포함하여, 대역 외 신호를 상쇄하고 대역 내 수신 신호만을 출력하는 것을 특징으로 한다.

Description

보정 없이 대역 외 블럭커 제거가 가능한 광대역 저잡음 증폭기 구조 및 그 방법 {Calibration-Free Out-of-band blocker Rejection Low Noise Amplifier and the Method}
본 발명은 광대역 저잡음 증폭기 구조에 관한 것으로서, 특히 다양한 무선 통신시스템에서 수신단에 인가되는 대역 외 블럭커를 보정 없이 제거할 수 있는 광대역 저잡음 증폭기 구조에 관한 것이다.
3G, 4G 와 같이, 송수신이 동시에 이루어지는 주파수 분할 방식(Frequency Division Duplexing, FDD)을 사용하는 무선 이동통신의 경우, 사용되는 듀플렉서(duplexer)의 제한된 격리도(isolation) 특성으로 인해 송신단(Transmitter, TX) 신호가 수신단으로 누설되는 현상이 발생하게 된다. 이러한 누설 신호(leakage signa)는 수신단의 비선형 특성을 증가시킬 뿐만 아니라, 잡음 성능도 악화시키게 된다. 이는 결국 수신단 전체의 신호 대 잡음비(singnal-to-noise ratio, SNR)와 감도(sensitivity) 성능을 저하시키게 된다.
이러한 대역 외 블럭커에 의한 수신단 성능 저하를 최소화 하기 위해서는 수신단의 전치단(front-end)에서 RF 필터(filter) 등의 적용을 통해 블럭커를 제거해주는 것이 요구된다. 이는 기본적으로 듀플렉서의 격리도 특성을 개선하거나, 추가 대역 통과 필터(Band Pass Filter, BPF)를 적용을 통해 개선할 수 있다. 하지만, 현재 상용 듀플렉서의 격리도 특성은 약 52 dB 로 추가 개선이 제한적이고, 추가 필터 사용은 삽입 손실(Insertion loss) 증가로 인한 노이즈 특성 저하와 부품 비용 증가라는 단점이 존재한다. 또한, 지원 주파수 증가에 따른 다양한 주파수 밴드를 지원해야 하는 수신단이 요구됨에 따라, 고정된 주파수 영역에서만 블럭커 제거가 가능한 기존 듀플렉서 경우, 밴드 별 듀플렉서와 함께 밴드 선택을 위한 추가 스위치가 필요하게 된다. 이는 추가 비용 및 삽입 손실을 증가의 단점이 존재한다. 따라서, 수신 경로 상 가장 먼저 위치한 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)에 회로적인 RF 필터를 구현을 통해, 송신단 누설 신호를 최대한 제거하여 선형성 및 잡음 성능을 개선하는 구조가 요구된다. 수신단에서 송신단 누설 신호를 제거하기 위해 기존 듀플렉서 이외에 다양한 방법들이 발명되어 왔다.
도 1은 피드포워드(feedforward) 경로를 통해 블럭커를 제거하는 시스템을 나타낸다. 도 1을 참조하면, 저잡음 증폭기를 통과하는 주 경로(Main Path)의 경우, 대역 내(In-Band, IB) 수신 신호(fIB) 및 대역 외 블럭커 신호(fBLK)를 모두 증폭시키고, 믹서(mixer), 고주파 통과 필터(High-Pass Filter, HPF), 이득 변환 증폭기(Variable Gain Amplifier, VGA), 위상 천이기(Phase Shifter, PS)로 구성된 보조 경로 (Auxillairy Path)는 대역 외 블럭커만 통과시킨 뒤, 결합기(combiner)를 통하여 블럭커를 제거하게 된다. 주 경로와 보조 경로의 블럭커 성분의 크기 (amplitude)와 위상(phase)이 정확히 일치할수록 많은 블럭커가 출력단에서 제거되게 된다. 하지만, 주파수에 따라 다른 위상과 크기를 보정하기 위해 추가 위상 천이기, 이득 변환 증폭기가 추가로 필요하고, 온도 및 환경에 따른 위상과 크기의 불일치(mismatch)로 인해 블럭커 제거 효과가 떨어질 수 있는 단점이 존재한다. 또한, 주파수마다 다른 이득 및 위상 특성으로 특정 주파수 블럭커만 제거가 가능한 점에 한계가 있다.
도 2는 Mixer-first 구조를 적용한 고선형성 수동 믹서와 저주파 통과 필터를 이용하여 블럭커를 제거하는 시스템을 나타낸다. 도 2를 참조하면, 해당 시스템은 수신단에서 저잡음 증폭기 대신에 블럭커에 강한 고선형성 수동 믹서를 수신단 첫 번째 경로에 배치하여, 수신되는 신호를 기저 대역(Baseband, BB)로 하향 변환시킨 후에 높은 선택도를 가진 저주파 통과 필터 (Low Pass Filter, LPF)를 이용하여 블럭커를 제거하는 방식이다. 이 방법은 블럭커를 효과적으로 제거할 수 있지만 저잡음 증폭기가 첫 번째 단에 적용되지 않았기 때문에 수신단 전체의 노이즈가 증가하는 단점이 있다.
도 3은 전기적 평형 듀플렉서(Electrical Balanced Duplexer, EBD)를 이용하여 누설 신호를 최소화하는 시스템을 나타낸다. 도 3을 참조하면, 해당 시스템은 기존 듀플렉서를 대신해 하이브리드 트랜스포머(Hybrid Transformer)를 적용한 전기적 평형 듀플렉서(Electrical Balanced Duplexer, EBD)를 이용하여, 수신단에서 송신단 누설 신호를 최소화하는 방법을 보여준다. 전기적 평형 듀플렉서 동작에서 송신 포트(TX port )에서 안테나 포트 (Antenna port) 경로는 바로 송신 신호 전달이 이루어지지만, 송신 포트(TX port)에서 수신 포트(RX port)의 경우, 하이브리드 트랜스포머로 인해 위상이 다른 두 신호가 동시에 유도되게 된다. 만약, 안테나 포트의 임피던스(impedance)와 밸런스 네트워크(balance network) 임피던스가 동일하다면, 수신단을 전달된 두 누설신호를 서로 상쇄되게 된다. 이 방법은 상대적으로 높은 격리도(> 60 dB)를 얻을 수 있지만, 다소 복잡한 밸러스 네트워크 설계가 요구되고, 밸런스 네크워크 임피던스 불일치 문제에 의해 블럭커 제거 성능 저하가 발생할 수 있다. 또한, 광대역 주파수 영역에 적용이 힘들고, 특정 주파수의 송신 누설 신호만 제거가 가능하다는 점에 전체 대역 외 필터 적용에 한계가 존재한다.
본 과제(결과물)는 2022년도 교육부의 재원으로 한국연구재단의 지원을 받아 수행된 지자체-대학 협력기반 지역혁신 사업의 결과입니다. (2021RIS-004)
본 발명은 위상 천이기나 이득 변환 증폭기의 추가 사용 없이, 대역 외 광대역 영역에서 이득과 위상을 동일하게 유지하면서 블럭커를 제거하는 광대역 저잡음 증폭기 구조를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 대역 외 블럭커를 제거하는 광대역 저잡음 증폭기에 있어서, 입력 단에 인가된 전압 신호를 전류 신호로 변환하여 하기 필터 단의 입력으로 전달하는 트랜스컨덕턴스 (Transconductance) 전치증폭기 단; 대역 내외 주파수 신호를 모두 통과시키는 주 경로와, 상기 주 경로와 병렬로 연결되며 대역 내 수신 신호만 제거하고 대역 외 모든 신호를 통과시키는 보조 경로를 포함하는 필터 단; 및 상기 필터 단의 후단에 연결되어 상기 주 경로 출력과 상기 보조 경로 출력의 차이를 출력하는 결합 단;을 포함하여, 대역 외 신호를 상쇄하고 대역 내 수신 신호만을 출력하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 주 경로는, N-phase로 구성되고, 각 phase는 주파수 하향 변환 믹서와 주파수 상향 변환 믹서가 직렬로 연결되도록 구성될 수 있다.
바람직하게는, 상기 보조 경로는, N-phase N-path 필터로 구성되고, 상기 N-path 필터는 주파수 하향 변환 믹서, 고주파 통과필터, 및 주파수 상향 변환 믹서가 직렬로 연결되도록 구성될 수 있다.
바람직하게는, 상기 주 경로 및 상기 보조 경로의 주파수 하향 변환 믹서와 주파수 상향 변환 믹서는 대역 내 주파수로 동일하게 동작할 수 있다.
바람직하게는, 상기 보조 경로는, 제거할 대역 내 수신 신호의 주파수를 조정할 수 있도록 구성될 수 있다.
본 발명은, 기존 피드포워드 방식과 달리 별도의 진폭 및 위상을 보정 및 조절할 필요 없이 주 경로와 보조 경로를 결합하는 구조를 통해 효과적으로 대역 외 블럭커를 제거할 수 있다는 이점이 있다.
또한, 본 발명은 보조 경로의 믹서에 인가되는 주파수 변화를 통해 제거할 블럭커의 주파수 영역을 조정할 수 있다는 이점이 있다.
도 1은 피드포워드(feedforward) 경로를 통해 블럭커를 제거하는 시스템을 나타낸다.
도 2는 Mixer-first 구조를 적용한 고선형성 수동 믹서와 저주파 통과 필터를 이용하여 블럭커를 제거하는 시스템을 나타낸다.
도 3은 전기적 평형 듀플렉서(Electrical Balanced Duplexer, EBD)를 이용하여 누설 신호를 최소화하는 시스템을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 광대역 저잡음 증폭기의 구성도를 나타낸다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 광대역 저잡음 증폭기의 블록도를 나타낸다.
도 6은 N-phase N-path 필터가 적용된 보조 경로에 관한 것으로서, 도 6의 (a)는 회로도를 나타내고, 도 6의 (b)는 RLC 등가회로를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 주파서 변환 믹서에 인가되는 N-phase 신호 파형을 나타낸다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 4-phase N-path 필터가 적용된 광대역 저잡음 증폭기의 회로도를 나타낸다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 광대역 저잡음 증폭기의 전압 이득 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
이하, 첨부된 도면들에 기재된 내용들을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다. 다만, 본 발명이 예시적 실시 예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 각 도면에 제시된 동일 참조부호는 실질적으로 동일한 기능을 수행하는 부재를 나타낸다.
본 발명의 목적 및 효과는 하기의 설명에 의해서 자연스럽게 이해되거나 보다 분명해 질 수 있으며, 하기의 기재만으로 본 발명의 목적 및 효과가 제한되는 것은 아니다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 구성도를 나타낸다. 도 4를 참조하면, 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단(100), 필터 단(300), 및 결합 단(500)을 포함할 수 있다. 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 대역 외 신호를 상쇄하고 대역 내 수신 신호만을 출력할 수 있다.
광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 별도의 이득 및 위상 보정이 없이, 성능 저하를 최소화하고, 송신단 누설 신호와 같은 대역 외 특정 주파수 블럭커 뿐만 아니라 대역 외 광대역 주파수 영역에서 블럭커를 효과적으로 제거할 수 있다. 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 수신단 전체의 선형성과 잡음 특성을 개선할 수 있다.
광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 대역 외 이득과 위상이 동일한 주 경로와 N-path 필터로 구성된 보조 경로는 결합하는 구조를 통해 효과적으로 대역 외 블럭커를 제거할 수 있다. 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 주파수에 따른 이득 및 위상 보정을 위한 위상 천이기나 이득 변환 증폭기의 추가 사용 없이, 대역 외광대역 영역에서 이득과 위상이 동일하게 유지된다는 점에서 기존 발명과 차별화될 수 있다. 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 FDD Cellular 통신시스템(3G, LTE, 5G, 사물인터넷(Internet-of-things, IoT), 광대역 통신시스템 등 다양한 무선 통신시스템의 수신 단에서 사용될 수 있다.
광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 특히, 3G, 4G 이동통신 등과 같이 FDD(Frequency Division Duplexing) 통신을 필요로 하는 무선 통신에서 TX 누설 신호를 효과적으로 제거하여 성능 개선을 제공할 수 있다. 실제 셀룰러 FDD 시스템의 경우, 전치단 듀플렉서의 사용에도 불구하고 충분히 제거되지 않은 송신 누설 신호로 인한 2차 비선형성 개선을 위해 다양한 보정 방법을 적용하는데 이로 인해 테스트 시간 증가로 인한 비용 증가가 발생하고 있다. 본 발명인 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 다양한 밴드 및 주파수 영역에서 추가 전치단 RF 필터 사용 없이, 수신단 전체의 선형성 및 노이즈 특성 개선 및 복잡한 선형성 보정 과정 제거를 통해 추가 비용 감효 효과를 얻을 수 있다.
광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 실제 CMOS 공정을 통해 설계된 실시예의 시뮬레이션 결과에서, 송신 누설 주파수 블럭커의 경우 20dB 이상, 광대역 대역 외 주파수 영역에서의 블럭커의 경우 30dB 이상의 제거 효과를 얻을 수 있음을 확인하였다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 블록도를 나타낸다. 도 5를 참조하면, 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 주파수 조정이 가능한(Band-tunable) 대역 제거 필터(Band-Reject Filter, BRF) 특성을 갖는 N-path 필터를 이용하여 광대역 영역에서 대역 외 블럭커를 제거할 수 있다. 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 최근 무선통신 발전에 따라 요구되는 하나의 송수신단으로 여러 주파수 밴드와 여러 통신 규격을 지원하게 하는 Multi-Mode Multi-Band(MMMB) 트랜시버(transceiver) 설계에 맞춰 차세대 통신에 적합한 방식으로 사용될 수 있다.
트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단(100)은 입력 단에 인가된 전압 신호를 전류 신호로 변환하여 하기 필터 단의 입력으로 전달할 수 있다. 트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단(100)은 광대역 매칭 및 이득 특성으로 입력 단 단(IN)에 인가된 전압 신호를 전류 신호로 변환하여 필터 단(300)의 주 경로와 보조 경로 입력으로 전달할 수 있다. 트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단(100)은 광대역 매칭 및 저잡음, 높은 선형성 유지를 위해 트랜스 컨덕턴스 전치증폭기(Transconductance pre-amplifier)로 구성될 수 있다.
필터 단(300)은 주 경로(310)와 보조 경로(330)을 포함할 수 있다. 필터 단(300)은 실질적으로 대역 외 주파수를 필터링하는 구성이다.
주 경로(310)는 대역 내외 주파수 신호를 모두 통과시킬 수 있다. 주 경로(310)는 N-phase로 구성되고, 각 phase는 주파수 하향 변환 믹서와 주파수 상향 변환 믹서가 직렬로 연결되도록 구성될 수 있다. 이하에서는 주파수 하향 변환 믹서와 주파수 상향 변화 믹서를 통칭하는 경우 주파수 변환 믹서라고 칭한다.
보조 경로(330)는 대역 내 수신 신호만 제거하고 대역 외 모든 신호를 통과시킬 수 있다. 보조경로(330)는 주 경로(310)와 병렬로 연결되며, N-phase N-path 필터로 구성되고, 상기 N-path 필터는 주파수 하향 변환 믹서, 고주파 통과필터, 및 주파수 상향 변환 믹서가 직렬로 연결되도록 구성될 수 있다.
도 6은 N-phase N-path 필터가 적용된 보조 경로(330)에 관한 것으로서, 도 6의 (a)는 회로도를 나타내고, 도 6의 (b)는 RLC 등가회로를 나타낸다.
도 6의 (a)를 참조하면, 보조 경로(330)는 N-phase N-path 필터로 구성되고, N-path 필터는 주파수 하향 변환 믹서, 고주파 통과필터(HPF), 및 주파수 상향 변환 믹서가 직렬로 연결되도록 구성될 수 있다. 보조 경로(330)는 전체적으로 밴드 제거 특성을 나타낼 수 있다. 주파수 변환 믹서는 국부발진기(Local Oscillator, LO) 신호에 의해 온/오프(on/off) 동작을 하는 스위치()로 구성될 수 있다. N-path 필터는 N개의 위상을 가진 국부발진기(Local Oscillator, LO) 신호에 의해 온/오프(on/off) 동작을 하는 스위치()로 구성될 수 있다. 고주파 통과 필터(HPF)는 고주파 통과 특성을 갖는 직렬 캐패시터()로 구성될 수 있다.
광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단(100), 필터 단(300), 및 결합 단(500)을 고려한 전체 이득은 아래의 [수학식 1]로 표현될 수 있다.
[수학식 1]
[수학식 1]에서 은 트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단(100)의 광대역 전치즉폭기의 트랜스컨덕턴스 이득을 의미하고, 는 보조 경로(330)의 N-Path 필터 전달 함수(Transfer function)을 나타낸다.
도 6의 (b)를 참조하면, N-phase N-path 필터는 병렬 RLC 등가회로로 표현할 될 수 있으며, 각각의 소자값은 아래의 [수학식 2]와 같이 결정될 수 있다.
[수학식 2]
[수학식 2]에서 N은 N-path 필터의 차수로 N개의 위상의 국부발진기(LO)가 각각의 스위치에 인가되는 경우를 나타낸다. 는 N-path 필터의 소스(source) 임피던스를 나타내고, 은 다음 단의 입력 임피던스를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 변환 믹서에 인가되는 N-phase 신호 파형을 나타낸다. 도 7은 참조하면, N개의 위상을 가진 국부발진기(LO)에서 발생시키는 주기() 내 N개 위상 LO 신호파형을 확인할 수 있다. 는 인가되는 국부발진기(LO) 신호의 주파수이며, N-path 필터의 대역 제거 주파수와 동일함을 의미한다().
병렬 RLC 등가회로에서 일 때 과 가 공진하게 되면, 주파수에서 값만 보이게 된다. 식 간략화를 위해 =0과 N=4(4-phase N-path 필터)를 가정하면, 대역 내 주파수()에서 N-path 필터의 전달 함수 와 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 이득()은 아래의 [수학식 3]과 [수학식 4]로 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
[수학식 4]
[수학식 4]에서 을 가정하면, 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 전체 이득을 로 간략화할 수 있다. 반면, 주파수가 아닌 대역 외(OB) 주파수 영역()에서는 RLC 등가회로가 capacitive 또는 inductive한 값을 가진다. 즉, 블럭커 주파수 가 에 비해 충분히 이격되고 있다면, 주파수 영역에서 또는 는 단락(short)으로 볼 수 있다(). 따라서, 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 전체 이득은 아래의 [수학식 5]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 5]
[수학식 4]와 [수학식 5]에서 확인할 수 있듯이, 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)는 약간의 이득 저하를 가져오지만, 별도의 이득 및 위상 보정 없이 대역 외 모든 주파수 블럭커를 효과적으로 제거할 수 있다. 이는, 대역 외 한 주파수 성분만을 제거하는 기존 방식과 달리 대역 외 모든 주파수 블럭커를 광대역 영역에서 제거할 수 있다는 점에서 차별화됨을 알 수 있다.
보조 경로(330)는 제거할 대역 내 수신 신호의 주파수를 조정할 수 있도록 구성될 수 있다. 보조 경로(330)는 고정된 주파수 성분에 대한 블럭커 제거만 가능했던 기존 듀플렉서에 비해 N-path 필터의 주파수 변화를 통해 블럭커 제거 주파수 영역에 대한 조정을 가능하게 할 수 있다. 이는 기존 블럭커 제거 구조보다 광대역 영역에서 블럭커 제거가 가능하다는 것을 의미한다. 보조 경로(330)는 N-path 필터의 국부발진기(LO) 신호 주파수 변화를 통해 대역 내 수신 신호 제거를 위한 주파수 조정이 가능하다. 이는 결합단(500)에서 제거하고자 하는 블럭커가 존재하는 주파수 조정 및 선택을 가능하게 한다.
주 경로(310) 및 보조 경로(330)의 주파수 하향 변환 믹서와 주파수 상향 변환 믹서는 대역 내 주파수()로 동일하게 동작할 수 있다. 즉, 주 경로(310)와 보조 경로(330)에 고주파 통과 필터(HPF)를 제외한 대역 내 주파수()로 동작하는 주파수 변환 믹서를 동일하게 적용하여 주파수에 따른 대역 외 신호의 크기 및 위상을 같게 유지할 수 있다. 이를 통해, 필터 단(300)은 신호의 크기 및 위상을 보정하지 않고도 대역 외 블럭커 상쇄 극대화를 할 수 있다. 이는 기존의 대역 외 블럭커를 제거하는 방식과 다르게 이득 및 위상을 보정하기 위한 이득 변환 증폭기와 위상 천이기가 필요하지 않음을 의미한다.
주 경로(310) 및 보조 경로(330)는 동일한 크기와 위상을 갖도록 구성되어, 보조 경로(330)에서 추가적인 이득 및 위상 변환 없이, 대역 외에서 주 경로(310) 대비 동일 이득과 위상 신호 전달이 가능함에 따라 결합 단(500)에서 대역 외 블록커를 제거할 수 있다.
결합 단(500)은 필터 단(300)의 후단에 연결되어 주 경로(310) 출력과 보조 경로(330) 출력의 차이를 출력할 수 있다. 결합 단(500)은 최종적으로 주 경로(310)와 보조 경로(330)에서 출력되는 신호의 차로 결합함으로써 대역 외 신호를 상쇄시키고, 대역 내 수신 신호만 출력 단(OUT)에서 출력되게 할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 시뮬레이션 결과를 설명한다.
본 발명의 일 실시예로 실제 65nm CMOS 공정을 사용하여 N-path 필터를 적용한 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)를 설계하고 시뮬레이션을 통해 그 성능을 증명하고자 하였다. 시뮬레이션은 셀룰러(Cellular) 무선 통신에서 주파수 분할 방식인 Long-Term Evolution(LTE) 밴드 8(Band 8)(=940MHz, =895MHz)와 밴드2(Band 2)(=1960MHz, =1880MHz), 밴드7(Band 7) (RX 주파수, =2660MHz, TX 주파수, =2540MHz)를 가정하였다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 4-phase N-path 필터가 적용된 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 회로도를 나타낸다. 도 8을 참조하면, 대역 외 블럭커 제거 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 회로도에 대한 예를 보여준다. 이 회로도는 저항 피드백()을 사용한 인버터 (inverter) 타입 광대역 트랜스 컨덕턴스 전치증폭기와 주 경로의 4-phase 하향/상향 믹서, 보조 경로의 4-phase N-path 필터, common-source+source follower 결합기를 포함하고 있다. 4-phase N-path 필터는 앞서 설명한 것과 같이 4개의 스위치()와 직렬 캐패시터()쌍으로 구성되어 있다. 이때, 주 경로(310)와 보조 경로(330)에서 동일한 이득 및 위상 변화를 구현하기 위해 주파수 하향/상향 믹서에서 동일한 크기의 스위치()를 사용하였다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 전압 이득 시뮬레이션 결과를 나타낸다.도 9를 참조하면, LTE Band 8, Band 2, Band 7에 대한 대역 외 블럭커 제거 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 주파수에 따른 전입 이득 시뮬레이션 결과를 보여준다. 송신 누설신호 주파수()를 기준으로 Band 8, Band 2, Band 7에서 각각 20 dB, 23 dB, 25 dB 이상의 대역 외 블럭커 제거 특성을 보여준다. 또한, 300 MHz 주파수 오프셋()에서는 모두 30dB 이상의 대역 외 블럭커 제거 효과를 안정적으로 확보할 수 있음을 알 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 대역 외 블럭커 제거를 위한 광대역 저잡음 증폭기 구조(10)의 경우, 시뮬레이션 결과에서도 알 수 있듯이 주파수 별 추가적인 이득 및 위상 보정 없이 다양한 주파수 밴드의 대역 외 광대역 주파수 영역에서 안정적인 블럭커 제거 특성을 보여준다는 점에 기존 다른 블럭커 제거 방식과 차별화됨을 알 수 있다.
본 발명의 다른 실시예인 대역 외 블럭커를 제거하는 광대역 저잡음 증폭 방법은 전치증폭단계, 주 경로 필터 단계, 보조 경로 필터 단계, 및 결합 단계를 포함할 수 있다.
전치증폭단계는 입력 단에 인가된 전압 신호를 전류 신호로 변환할 수 있다. 전치증폭단계는 전술한 트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단에서 수행되는 동작을 의미할 수 있다.
주 경로 필터 단계는 전치증폭단계에서 변환된 신호를 전달받아 대역 내외 주파수 신호를 모두 통과시킬 수 있다. 주 경로 필터 단계는 전술한 주 경로에서 수행되는 동작을 의미할 수 있다.
보조 경로 필터 단계는 전치증폭단계에서 변환된 신호를 전달받아 대역 내 수신 신호만 제거하고 대역 외 모든 신호를 통과시킬 수 있다. 보조 경로 필터 단계는 전술한 보조 경로에서 수행되는 동작을 의미할 수 있다.
결합 단계는 상기 주 경로 필터 단계와 상기 보조 경로 필터 단계에서 통과된 출력의 차이를 출력할 수 있다. 결합 단계는 전술한 결합 단에서 수행되는 동작을 의미할 수 있다.
이상에서 대표적인 실시예를 통하여 본 발명을 상세하게 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상술한 실시예에 대하여 본 발명의 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서 다양한 변형이 가능함을 이해할 것이다. 그러므로 본 발명의 권리 범위는 설명한 실시예에 국한되어 정해져서는 안 되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 특허청구범위와 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태에 의하여 정해져야 한다.
10 : 광대역 저잡음 증폭기 구조
100 : 트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단
300 : 필터 단
310 : 주 경로
330 : 보조 경로
500 : 결합 단

Claims (7)

  1. 대역 외 블럭커를 제거하는 광대역 저잡음 증폭기에 있어서,
    입력 단에 인가된 전압 신호를 전류 신호로 변환하여 하기 필터 단의 입력으로 전달하는 트랜스컨덕턴스 전치증폭기 단;
    대역 내외 주파수 신호를 모두 통과시키는 주 경로와, 상기 주 경로와 병렬로 연결되며 대역 내 수신 신호만 제거하고 대역 외 모든 신호를 통과시키는 보조 경로를 포함하는 필터 단; 및
    상기 필터 단의 후단에 연결되어 상기 주 경로 출력과 상기 보조 경로 출력의 차이를 출력하는 결합 단;을 포함하여,
    대역 외 신호를 상쇄하고 대역 내 수신 신호만을 출력하는 것을 특징으로 하는 광대역 저잡음 증폭기 구조.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 주 경로는,
    N-phase로 구성되고, 각 phase는 주파수 하향 변환 믹서와 주파수 상향 변환 믹서가 직렬로 연결되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 광대역 저잡음 증폭기 구조.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 보조 경로는,
    N-phase N-path 필터로 구성되고, 상기 N-path 필터는 주파수 하향 변환 믹서, 고주파 통과필터, 및 주파수 상향 변환 믹서가 직렬로 연결되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 광대역 저잡음 증폭기 구조.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 주 경로 및 상기 보조 경로의 주파수 하향 변환 믹서와 주파수 상향 변환 믹서는 대역 내 주파수로 동일하게 동작하는 것을 특징으로 하는 광대역 저잡음 증폭기 구조.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 주 경로 및 상기 보조 경로는 동일한 크기와 위상을 갖도록 구성되어,
    상기 보조 경로에서 추가적인 이득 및 위상 변환 없이, 대역 외에서 주 경로 대비 동일 이득과 위상 신호 전달이 가능함에 따라 상기 결합 단에서 대역 외 블록커를 제거할 수 있는 것을 특징으로 하는 광대역 저잡음 증폭기 구조.

  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 보조 경로는,
    제거할 대역 내 수신 신호의 주파수를 조정할 수 있도록 구성되는 것을 특징으로 하는 광대역 저잡음 증폭기 구조.
  7. 대역 외 블럭커를 제거하는 광대역 저잡음 증폭 방법에 있어서,
    입력으로 인가된 전압 신호를 전류 신호로 변환하는 트랜스컨덕턴스 전치증폭단계;
    상기 전치증폭단계에서 변환된 신호를 전달받아 대역 내외 주파수 신호를 모두 통과시키는 주 경로 필터 단계;
    상기 전치증폭단계에서 변환된 신호를 전달받아 대역 내 수신 신호만 제거하고 대역 외 모든 신호를 통과시키는 보조 경로 필터 단계 및
    상기 주 경로 필터 단계와 상기 보조 경로 필터 단계에서 통과된 출력의 차이를 출력하는 결합 단계;를 포함하여,
    대역 외 신호를 상쇄하고 대역 내 수신 신호만을 출력하는 것을 특징으로 하는 광대역 저잡음 증폭 방법.
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