KR20160033600A - 동일대역 전이중 송수신기 및 동일대역 전이중 mimo 송수신기 - Google Patents

동일대역 전이중 송수신기 및 동일대역 전이중 mimo 송수신기 Download PDF

Info

Publication number
KR20160033600A
KR20160033600A KR1020150125001A KR20150125001A KR20160033600A KR 20160033600 A KR20160033600 A KR 20160033600A KR 1020150125001 A KR1020150125001 A KR 1020150125001A KR 20150125001 A KR20150125001 A KR 20150125001A KR 20160033600 A KR20160033600 A KR 20160033600A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
output
fir filter
combiner
reception
Prior art date
Application number
KR1020150125001A
Other languages
English (en)
Inventor
장갑석
김선애
주형식
Original Assignee
한국전자통신연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국전자통신연구원 filed Critical 한국전자통신연구원
Priority to US14/856,787 priority Critical patent/US20160087698A1/en
Publication of KR20160033600A publication Critical patent/KR20160033600A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
    • H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/44—Transmit/receive switching
    • H04B1/48—Transmit/receive switching in circuits for connecting transmitter and receiver to a common transmission path, e.g. by energy of transmitter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Abstract

동일대역 전이중 송수신기가 개시된다. 동일대역 전이중 송수기는 분배기 및 FIR 필터를 포함한다. 분배기는 송신신호와 수신신호를 분배하고, 수신신호를 출력하는 수신출력단, 그리고 상기 송신신호에 대응하는 신호인 제1 신호를 출력하는 제1 출력단을 포함할 수 있다. 그리고 FIR 필터는, 제1 신호를 입력 받아, 수신출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거할 수 있다.

Description

동일대역 전이중 송수신기 및 동일대역 전이중 MIMO 송수신기{IN-BAND FULL DUPLEX TRANSCEIVER AND IN-BAND FULL DUPLEX Multi-Input Multi-Output TRANSCEIVER}
본 발명은 동일대역 전이중 송수신기 및 동일대역 전이중 MIMO 송수신기에 관한 것이다.
현재 무선통신 시스템은 반이중(Half Duplex) 방식을 대부분 채용하고 있다. 반이중 방식은 시간 또는 주파수를 분배하여 송신 또는 수신하므로 송수신 간에 직교성이 유지될 수 있다. 그러나 이러한 반이중 방식은 자원(시간 또는 주파수)을 낭비할 뿐만 아니라 이동형 소형셀 간 멀티 홉 중계가 어려운 문제점이 있으며 은닉장치문제(Hidden Node Problem)를 해결하기 위해 별도의 오버헤드(overhead)가 요구된다.
동일대역 전이중(In-band Full Duplex) 방식은 반이중 방식의 비효율을 해결하기 위한 솔루션으로 제시되고 있다. 동일대역 전이중 방식은 동일대역에서 동시에 송수신이 가능한 기술이다. 동일대역 전이중 방식은 이론적으로 최대 2배의 링크용량 증대가 가능하며 자원의 낭비 없이 이동형 소형셀간 멀티 홉 중계가 가능하다. 그리고 동일대역 전이중 방식은 수신하면서 송신할 수 있으므로 은닉장치문제를 해결하기 위한 별도의 오버헤드가 필요 없다. 따라서, 동일대역 전이중 방식은 5G 이동통신에서 요구하는 1000배 트래픽 용량 달성에 없어서는 안될 기술이다.
그러나 동일대역 전이중 방식은 자기송신신호가 수신기에 유입되어, 자기송신신호가 유효 수신신호보다 매우 강하게 자기간섭신호로 작용하는 단점이 있다. 이러한 자기간섭제거(Self-Interference Cancellation, SIC)를 위해 송신 안테나와 수신 안테나를 물리적으로 상당히 이격하는 안테나 영역 SIC 기술이 있다. 안테나 영역 SIC 기술을 통해 자기간섭레벨을 낮추고 디지털 영역에서 남은 자기간섭을 제거하는 기술을 ICS(Interference Cancellation System) 기술이라 한다. 이 ICS 기술의 문제점은 송수신 안테나 간 물리적 이격으로 인해 소형 장치에 적용이 불가능하다.
동일대역 전이중 방식에서 SIC를 위한 기술로서 EBD(Electrical Balance Duplex)가 있다. EBD는 SIC를 위한 별도의 밸런스 네트워크(Balance Network)가 설치되며, PA(Power Amplifier)를 통과한 아날로그 송신신호는 안테나 단과 밸런스 네트워크 단으로 분기된다. 밸런스 네트워크는 안테나 단으로 흐르는 임피던스와 밸런스 네트워크 단으로 흐르는 임피던스를 동일하게 제어하는 역할을 수행한다. 이러한 역할을 통해 수신단에 송신신호가 유입되는 것을 방지한다. 수신 동작에서는 밸런스 네트워크의 역할을 통해 안테나 단으로 유입되는 수신신호는 PA 단과 LNA(Low Noise Amplifier) 전단에 흐른다. 이와 같은 EBD 기술은 하나의 송수신 공유 안테나를 이용해 동일대역 전이중 방식 송수신 기능을 구현할 수 있다. EBD 기술의 장점은 밸런스 네트워크를 이용한 단순한 구조를 가지며, IC(Integrated Circuit) 칩화 할 수 있어 소형화 및 저전력 설계가 가능하다. 그러나, EDB 기술의 단점은 임피던스 매칭(matching) 개념만을 이용하므로 시스템의 대역폭이 광대역인 경우 대역 내 주파수 특성을 다 만족시킬 수 없어 SIC 성능이 저하되거나 불안정해질 수 있다. 또한 EBD 기술은 MIMO(Multi-Input Multi-Output)로의 확장이 어렵다. 즉, MIMO에서 다른 안테나로부터 유입되는 강한 간섭을 밸런스 네트워크로 제거하기 어렵다.
한편 동일대역 전이중 방식은 반이중 방식에 비해 AGC(Automatic Gain Control)를 통한 ADC(Analog-to-Digital Converter) 수행 시 매우 큰 양자에러(Quantization error)가 발생한다. 동일대역 전이중 방식에서 수신단에 유입되는 수신신호에는 자기수신신호보다 매우 큰 자기송신간섭신호가 유입되므로, 자기수신신호와 자기송신간섭의 합에 대해서 AGC와 ADC가 수행된다. 이로 인해, 동일대역 전이중 방식은 매우 높은 양자에러를 가질 수 있으므로 고차원 변조 방식(예를 들면, M-QAM(Quadrature Amplitude Modulation))을 적용하기 어렵다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 광대역에 적용가능하며 양자에러를 줄이는 동일대역 전이중 송수신기 및 동일대역 전이중 MIMO 송수신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 실시예에 따르면, 동일대역 전이중 송수신기가 제공된다. 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 송신신호를 생성하는 송신기, 상기 송신신호를 안테나로 분배하고 상기 안테나를 통해 수신되는 수신신호를 수신출력단을 통해 수신기로 분배하는 분배기, 그리고 상기 송신신호를 입력 받아, 상기 수신출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함할 수 있다.
상기 FIR 필터는, 상기 송신신호를 각각 입력 받아 지연시키는 복수의 지연기, 상기 복수의 지연기에 각각 연결되며 신호를 감쇄시키는 복수의 감쇄기, 그리고 상기 자기송신간섭신호를 제거하도록, 상기 복수의 감쇄기의 감쇄 정도를 설정하는 제어부를 포함할 수 있다.
상기 제어부는 상기 자기송신간섭신호를 주파수 영역으로 변환한 신호, 그리고 상기 송신신호를 주파수 영역으로 변환한 신호를 이용하여, 상기 자기송신간섭신호를 최소화시키는 상기 감쇄 정도를 설정할 수 있다.
상기 수신출력단은 제1 수신출력단 및 제2 수신출력단을 포함할 수 있으며, 상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 제1 신호와 상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제2 신호는 서로 위상이 반전된 신호일 수 있다.
상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 결합하는 제1 결합기, 그리고 상기 제1 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있으며, 상기 FIR 필터는 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력할 수 있다.
상기 FIR 필터는, 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제1 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제2 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제1 결합기, 그리고 상기 제2 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있다.
상기 분배기는 상기 송신신호에 대응하는 신호를 출력하는 제1 출력단을 더 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 결합하는 제1 결합기, 상기 제1 결합기의 출력과 상기 제1 출력단의 출력을 결합하는 제2 결합기, 그리고 상기 제2 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제3 결합기를 더 포함할 수 있으며, 상기 FIR 필터는 상기 제2 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제3 결합기로 출력할 수 있다.
상기 분배기는 상기 송신신호에 대응하는 신호를 출력하는 제1 출력단을 더 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제1 출력단의 출력을 결합하는 제1 결합기, 그리고 상기 제2 신호와 상기 제1 출력단의 출력을 결합하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있으며, 상기 FIR 필터는, 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제2 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 결합기의 출력 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력 신호를 결합하는 제3 결합기, 그리고 상기 제2 결합기의 출력 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력 신호를 결합하는 제4 결합기를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 동일대역 전이중 송수신기가 제공된다. 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 송신신호를 안테나로 분배하고 상기 안테나를 통해 수신되는 수신신호를 수신기로 분배하며, 상기 수신신호를 출력하는 수신출력단, 그리고 상기 송신신호에 대응하는 신호인 제1 신호를 출력하는 제1 출력단을 포함하는 분배기, 그리고 상기 제1 신호를 입력 받아, 상기 수신출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함할 수 있다.
상기 분배기는, 상기 송신신호를 분배하고 상기 수신신호를 분배하는 하이브리드 트랜스포머, 그리고 상기 하이브리드 트랜스포머에 연결되며, 상기 안테나로 흐르는 임피던스에 대응하여 임피던스를 제어하는 밸런스 네트워크를 포함할 수 있으며, 상기 제1 신호는 상기 하이브리드 트랜스포머와 상기 밸런스 네트워크의 접점에 출력되는 신호일 수 있다.
상기 제1 신호는 전력 증폭기로부터 출력되는 신호에 대응하거나 상기 안테나를 통해 송신되는 신호에 대응할 수 있다.
상기 수신출력단은 제1 수신출력단 및 제2 수신출력단을 포함할 수 있으며, 상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 제2 신호와 상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제3 신호는 서로 위상이 반전된 신호일 수 있다.
상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제2 신호와 상기 제3 신호를 결합하는 제1 결합기, 그리고 상기 제1 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하며, 상기 FIR 필터는 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력할 수 있다.
상기 FIR 필터는, 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제2 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제3 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제2 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제1 결합기, 그리고 상기 제3 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 동일대역 전이중 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 송수신기가 제공된다. 상기 동일대역 전이중 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 송수신기는, 제1 송신신호를 제1 안테나로 분배하고 상기 제1 안테나를 통해 수신되는 제1 수신신호를 제1 수신기로 분배하며, 상기 제1 수신신호를 출력하는 제1 수신출력단, 그리고 상기 제1 송신신호에 대응하는 신호인 제1 신호를 출력하는 제1 출력단을 포함하는 제1 분배기; 및 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 간섭신호를 제거하는 제1 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함할 수 있는, 제1 동일대역 전이중 송수신기, 그리고 제2 송신신호를 제2 안테나로 분배하고 상기 제2 안테나를 통해 수신되는 제2 수신신호를 제2 수신기로 분배하며, 상기 제2 송신신호에 대응하는 신호인 제2 신호를 출력하는 제2 출력단을 포함하는 제2 분배기를, 포함하는 제2 동일대역 전이중 송수신기를, 포함할 수 있으며, 상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제2 신호를 입력 받아 상기 간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 더 포함할 수 있다.
상기 제1 수신출력단은 제2 수신출력단 및 제3 수신출력단을 포함할 수 있으며, 상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제3 신호와 상기 제3 수신출력단으로부터 출력되는 제4 신호는 서로 위상이 반전된 신호일 수 있다.
상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제3 신호와 상기 제4 신호를 결합하는 제1 결합기; 및 상기 제1 결합기의 출력, 상기 제1 FIR 필터의 출력, 그리고 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 제1 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있으며, 상기 제1 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력할 수 있으며, 상기 제2 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력할 수 있다.
상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제3 신호와 상기 제4 신호를 결합하는 제1 결합기; 상기 제1 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하는 제2 결합기; 및 상기 제1 결합기의 출력과 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하는 제3 결합기를 더 포함할 수 있으며, 상기 제1 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제3 결합기로 출력할 수 있으며, 상기 제2 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력할 수 있다.
상기 제1 FIR 필터는, 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제3 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제3 FIR 필터; 및 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제4 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제4 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 상기 제2 FIR 필터는, 상기 제2 신호를 입력 받으며, 상기 제3 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 제5 FIR 필터; 및 상기 제2 신호를 입력 받으며, 상기 제4 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 제6 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제3 FIR 필터의 출력과 상기 제4 FIR 필터의 출력을 결합하는 제1 결합기; 및 상기 제5 FIR 필터의 출력과 상기 제6 FIR 필터의 출력을 결합하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있다.
상기 제2 FIR 필터는, 상기 제2 신호를 입력 받으며, 상기 제3 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 제3 FIR 필터; 및 상기 제2 신호를 입력 받으며, 상기 제4 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 제4 FIR필터를 포함할 수 있으며, 상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제3 FIR 필터의 출력을 결합하는 제1 결합기; 및 상기 제1 신호와 상기 제4 FIR 필터의 출력을 결합하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있으며, 상기 제1 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력을 입력 받아 상기 제3 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제5 FIR 필터; 및 상기 제2 결합기의 출력을 입력 받아 상기 제4 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제6 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제3 신호와 상기 제5 FIR 필터의 출력을 결합하는 제3 결합기; 및 상기 제4 신호와 상기 제6 FIR 필터의 출력을 결합하는 제4 결합기를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, FIR (Finite Impulse Response) 필터를 이용하여 자기송신간섭신호를 제거함으로써, 광대역뿐만 아니라 양자에러를 줄일 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, FIR 필터를 이용하여 자기송신간섭신호뿐만 아니라 크로스-간섭신호를 제거함으로써, MIMO로 확장할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 FIR 필터를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 9는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 11는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기를 나타내는 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 송수신기(transceiver)는 단말(terminal), 이동 단말(mobile terminal, MT), 이동국(mobile station, MS), 진보된 이동국(advanced mobile station, AMS), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station, HR-MS), 가입자국(subscriber station, SS), 휴대 가입자국(portable subscriber station, PSS), 접근 단말(access terminal, AT), 사용자 장비(user equipment, UE) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, MT, AMS, HR-MS, SS, PSS, AT, UE 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
또한, 송수신기(transceiver)는 기지국(base station, BS), 진보된 기지국(advanced base station, ABS), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB), 접근점(access point, AP), 무선 접근국(radio access station, RAS), 송수신 기지국(base transceiver station, BTS), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station, RS), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station, HR-RS) 등을 지칭할 수도 있고, ABS, 노드B, eNodeB, AP, RAS, BTS, MMR-BS, RS, HR-RS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100)를 나타내는 도면이다.
도 1에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100)는 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)(110), 분배기(120), 안테나(130), FIR(Finite Impulse Response) 필터(140), 제1 결합기(150), 제2 결합기(160), 그리고 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(170)를 포함한다.
PA(110)는 RF(Radio Frequency) 신호를 증폭하여 출력한다. 도 1에서PA(110)가 출력하는 송신 신호를 w로 나타내었다. 송신 신호(w)는 분배기(120)와 FIR 필터(140)로 입력된다. 이러한 PA(110)는 송신기의 일부를 구성한다.
분배기(120)는 안테나(130)에 연결되며 송신 신호(w)를 안테나(130)로 보낸다. 그리고 분배기(120)는 안테나(130)로부터 수신되는 수신 신호를 수신출력단(Rx1, Rx2)으로 보낸다. 즉, 본 발명의 실시예에 따른 분배기(120)는 송신 신호를 안테나(130)로 보내고 수신 신호를 수신기(LNA등)로 보내는 역할을 수행한다. 분배기(120)는 서큘레이터(circulator)로 구현될 수 있다. 그리고 분배기(120)는 EBD(Electrical Balance Duplex)로 구현될 수 있다. EBD는 하이브리드 트랜스포머(Hybrid Transformer)와 밸런스 네트워크(Balance Network)를 포함할 수 있다. 분배기(120)가 EBD로 구현되는 경우 안테나(130)로부터 수신되는 수신신호는 하이브리드 트랜스포머에 의해 위상이 반전되어 분리되며, 분리된 수신신호가 각각 수신 출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)로 출력된다.
안테나(130)는 송신기능 뿐만 아니라 수신기능을 동시에 수행한다. 안테나(130)를 통해 송신신호가 발송되고 수신신호가 수신된다.
제1 결합기(150)는 수신출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호와 수신출력단(Rx2)의 수신 신호는 서로 위상이 반대이므로, 제1 결합기(150)는 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호에서 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 도 1에서, 결합된 수신신호를 x로 나타내었으며, 수신신호(x)는 동일대역 전이중 송수신기(100)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 분배기(120)에 의해, 송신신호(w)는 안테나(130)로 송신되지만 일부는 수신단(LNA 등)으로 유입되어 간섭신호로 작용하며, 이러한 간섭신호가 자기송신간섭신호이다. 이하의 설명에서는 자기송신간섭신호를
Figure pat00001
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure pat00002
)를 FIR 필터(140)를 사용하여 제거한다.
FIR 필터(140)는 송신신호(w)를 입력받으며 자기송신간섭신호(
Figure pat00003
)를 최소시키는 신호를 생성하여 출력한다. FIR 필터(140)의 구체적인 구성 및 동작에 대해서는 아래의 도 2에서 상세히 설명한다.
제2 결합기(160)는 수신신호(x)와 FIR 필터(140)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160)는 수신신호(x)에서 FIR 필터(140)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, FIR 필터(140)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure pat00004
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160)는 수신신호(x)에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00005
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
LNA(170)는 제2 결합기(160)로부터 자기송신간섭신호(
Figure pat00006
)가 제거된 수신신호를 입력 받으며, 입력된 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다. 이러한 LNA(170)는 수신기의 일부를 구성한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 FIR 필터(140)를 나타내는 도면이다.
도 2에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 FIR 필터(140)는 복수의 지연기(d1 ~ dN), 복수의 감쇄기(a1 ~ aN), 결합기(141), 제어부(142)를 포함한다.
복수의 지연기(d1 ~ dN)는 각각 고정의 지연(delay)을 가진다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다를 수 있고 서로 동일한 지연 간격을 가지는 복수의 그룹으로 나눌 수 있다.
복수의 감쇄기(a1 ~ aN)는 복수의 지연기(d1 ~ dN)에 각각 연결되며 신호를 감쇄시킨다. 각 감쇄기(ai(i=1,2…,N))의 감쇄 정도는 가변적이며, 감쇄 정도는 제어부(142)에 의해 설정된다.
제어부(142)는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 가변적으로 설정한다. 제어부(142)는 자기송신간섭신호(
Figure pat00007
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00008
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00009
)를 이용하여, 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구한다. 여기서
Figure pat00010
를 구하는 방법은 자기수신신호가 포함된 패킷 또는 그 주변 패킷들의 서두에 포함된 주파수 영역 부반송파들을 사용하여 구할 수 있는데, 이는 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는 바 구체적인 설명은 생략한다.
제어부(142)가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다.
첫 번째로, 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, FIR 필터(140)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. FIR 필터(140)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 1과 같다.
Figure pat00011
상기 수학식 1에서 수신신호(x)를 사용하지 않고 자기송신간섭신호(
Figure pat00012
)가 사용된다. 도 1에서의 수신신호(x)는 자기송신간섭신호(
Figure pat00013
)와 자기수신신호를 더한 신호에 해당된다. 따라서 x를 사용하면 LNA(170)의 앞단에 자기송신간섭호 뿐만 아니라 자기수신신호도 감쇄될 수 있으므로, 수학식 1에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00014
)가 사용된다. 아날로그 회로영역에서 상기 수학식 1과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 1을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 FIR 필터(140)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 2와 같다.
Figure pat00015
상기 수학식 2에 나타낸 바와 같이, 제어부(142)는 자기송신간섭신호(
Figure pat00016
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00017
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00018
)를 이용하여, 수학식 2를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다. 상기 수학식 2에서, ()2 부분은 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도에 대한 2차 방정식을 가지므로, 2차 방정식의 최소 값을 구할 수 있다. 상기 수학식 2를 만족시키는 a1, a2, …,aN을 구하는 방법은 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는바 구체적인 설명은 생략한다.
두 번째로, 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격이 서로 동일한 지연 간격을 가지는 2개의 그룹(a1~aL, aL+1~aN)이 있는 경우, FIR 필터(140)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. FIR 필터(140)의 ai를 구하는 방법을 주파수영역에서 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 3과 같다.
Figure pat00019
Figure pat00020
아래에서는 설명의 편의상 상기 첫 번째 지연 간격의 예(지연 간격이 모두 동일하거나 모두 다른 경우)에 대해서만 설명하지만 상기 두 번째 지역 간격의 예와 그 외 다른 지연 간격의 예도 적용 가능하다.
이와 같이 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100)는 FIR 필터(140)를 적용하여, 주파수 특성을 개선(즉, 광대역에 적용 가능함)할 수 있으며 디지털 영역에서의 양자화 에러 문제를 해결할 수 있다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100a)를 나타내는 도면이다.
도 3에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100a)는 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)(110), 분배기(120), 안테나(130), 제1 FIR(Finite Impulse Response) 필터(140a), 제2 FIR 필터(140a'), 제1 결합기(160a), 제2 결합기(160a'), 그리고 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(170)를 포함한다. 도 3의 동일대역 전이중 송수신기(100a)는 2개의 FIR 필터를 사용하고 신호를 결합하는 점을 제외하고 도 1의 동일대역 전이중 송수신기(100)와 동일하다. 따라서 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
PA(110)에서 출력되는 송신신호(w)는 분배기(120), 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')로 입력된다.
상기 도 1에서 설명한 바와 같이, 분배기(120)는 안테나(130)로부터 수신되는 수신 신호를 위상 반전하여 분리하며, 분리된 수신 신호가 각각 수신 출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)로 출력된다. 도 3에서, 수신 출력단(Rx1)에 출력되는 결합된 수신 신호(자기수신신호와 자기송신간섭 신호의 합)를 x1로 나타내었으며, 수신 출력단(Rx2)에 출력되는 결합된 수신 신호(자기수신신호와 자기송신간섭 신호의 합)를 x2로 나타내었다. x1과 x2는 서로 위상이 반전된 신호이다. 이하의 설명에서, x1에서 자기송신간섭신호를
Figure pat00021
로 표시하며, x2에서 자기송신간섭신호를
Figure pat00022
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 자기송신간섭신호
Figure pat00023
는 제1 FIR 필터(140a)에 의해 제거되며, 자기송신간섭신호
Figure pat00024
는 제2 FIR 필터(140a')에 의해 제거된다.
제1 FIR 필터(140a)는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure pat00025
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제2 FIR 필터(140a')는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure pat00026
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')의 내부적인 구성은 상기에서 설명한 도 2의 FIR 필터(140)와 동일하며 동작 또한 도 2의 FIR 필터(140)와 유사하다.
제1 결합기(160a)는 수신신호(x1)와 제1 FIR 필터(140a)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제1 결합기(160a)는 수신신호(x1)를 반전한 신호(즉, -x1)에서 제1 FIR 필터(140a)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 여기서 제1 결합기(160a)가 수신신호(x1)를 반전하는 이유는 수신신호(x1)은 위상 반전된 수신신호이기 때문이다. 이때, 제1 FIR 필터(140a)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure pat00027
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제1 결합기(160a)는 반전한 수신신호(-x1)에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00028
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제2 결합기(160a')는 수신신호(x2)와 제2 FIR 필터(140a')의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160a')는 수신신호(x2) 에서 제2 FIR 필터(140a')로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제2 FIR 필터(140a')는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure pat00029
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160a')는 수신신호(x2)에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00030
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
LNA(170)는 제1 결합기(160a)로부터 자기송신간섭신호(
Figure pat00031
)가 제거된 수신신호를 입력 받고 제2 결합기(160a')로부터 자기송신간섭신호(
Figure pat00032
)가 제거된 수신신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다. 또는, LNA(170)는 제1 결합기(160a)로부터 자기송신간섭신호(
Figure pat00033
)가 제거된 수신신호와, 제2 결합기(160a')로부터 자기송신간섭신호(
Figure pat00034
)가 제거된 수신신호를 결합한 신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다.
제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR필터(140a')가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 4와 같다.
Figure pat00035
아날로그 회로영역에서 상기 수학식 4과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 4을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 5와 같다.
Figure pat00036
상기 수학식 5에 나타낸 바와 같이, 제1 FIR 필터(140a)는 자기송신간섭신호(-
Figure pat00037
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00038
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00039
)를 이용하여, 수학식 5를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다. 그리고 제2 FIR 필터(140a')는 자기송신간섭신호(
Figure pat00040
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00041
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00042
)를 이용하여, 수학식 5를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100b)를 나타내는 도면이다.
도 4에 나타낸 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100b)는 전력 증폭기(110), 분배기(120b), 안테나(130), FIR 필터(140b), 제1 결합기(150b), 제2 결합기(150b'), 제3 결합기(160b), 그리고 저잡음 증폭기(170)를 포함한다. 도 4의 동일대역 전이중 송수신기(100b)는 분배기(120b)가 EBD(Electrical Balance Duplex)로 구현되는 것을 제외하고 도 1의 동일 대역 전이중 송수신기(100)와 유사하다. 따라서, 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
분배기(120b)는 하이브리드 트랜스포머(Hybrid Transformer)(121)와 밸런스 네트워크(122)를 포함한다. 하이브리드 트랜스포머(121)는 송신신호(w)를 안테나(130)와 밸런스 네트워크(122)로 분기한다. 하이브리드 트랜스포머(121)와 밸런스 네트워크(122)의 접점(이하, 밸런스 포인트(Balance Point, BP)라 함)에는 PA(110)의 후단의 신호나 안테나(130)의 송신신호에 대응하는 신호가 출력된다. 한편, 밸런스 네트워크(122)는 수동소자로 구성되며 안테나(130)로 흐르는 임피던스와 밸런스 네트워크(122)단으로 흐르는 임피던스를 동일하게 제어해주는 역할을 수행한다. 그리고 안테나(130)로부터 수신되는 수신신호는 하이브리드 트랜스포머(121)에 의해 위상이 반전되어 분리되며, 분리된 수신신호가 각각 수신 출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)로 출력된다. 그리고 안테나(130)로부터 수신되는 신호는 밸런스 포인트(BP)에도 출력된다. 따라서, 밸런스 포인트(BP)에는 송신신호의 일부뿐만 아니라 수신신호의 일부가 출력된다. 이와 같은 하이브리드 트랜스포머(120) 및 밸런스 네트워크(122)의 구체적인 내부 구성은 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 자는 알 수 있는바 이하 구체적인 설명은 생략한다.
제1 결합기(150b)는 수신출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호와 수신출력단(Rx2)의 수신 신호는 서로 위상이 반대이므로, 제1 결합기(150b)는 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호에서 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다.
제2 결합기(150b')는 제1 결합기(150b)로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로부터 출력되는 신호를 결합한다. 이때, 제1 결합기(150b)로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로부터 출력되는 신호는 서로 위상이 동일하므로, 제2 결합기(150b')는 두 신호를 결합한다. 한편, 도 4에서, 제2 결합기(150b')가 출력하는 신호를 xb로 나타내었으며, xb는 동일대역 전이중 송수신기(100b)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100b)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 이하에서, xb 중에서 자기송신간선신호를
Figure pat00043
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure pat00044
)를 FIR 필터(140b)를 사용하여 제거한다.
FIR 필터(140b)는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure pat00045
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. FIR 필터(140b)의 내부적인 구성은 상기에서 설명한 도 2의 FIR 필터(140)와 동일하며 동작 또한 도 2의 FIR 필터(140)와 유사하다.
제3 결합기(160b)는 제2 결합기(150b')의 출력신호(xb)와 FIR 필터(140b)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제3 결합기(160b)는 xb 에서 제2 FIR 필터(140b)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제3 FIR 필터(140b)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure pat00046
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제3 결합기(160b)는 xb에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00047
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
FIR 필터(140b)가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, FIR 필터(140b)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. FIR 필터(140b)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 6과 같다.
Figure pat00048
아날로그 회로영역에서 상기 수학식 6과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 6을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 FIR 필터(140b)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 7과 같다.
Figure pat00049
상기 수학식 7에 나타낸 바와 같이, FIR 필터(140b)는 자기송신간섭신호(
Figure pat00050
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00051
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00052
)를 이용하여, 수학식 7를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100c)를 나타내는 도면이다.
도 5에 나타낸 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100c)는 전력 증폭기(110), 분배기(120b), 안테나(130), 제1 FIR 필터(140c), 제2 FIR 필터(140c'), 제1 결합기(150c), 제2 결합기(150c'), 제3 결합기(160c), 제4 결합기(160c'), 그리고 저잡음 증폭기(170)를 포함한다. 도 5의 동일대역 전이중 송수신기(100c)는 2개의 FIR 필터를 사용하고 신호를 결합하는 점을 제외하고 도 4의 동일대역 전이중 송수신기(100b)와 유사하다. 따라서 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
PA(100)에서 출력되는 송신신호(w)는 분배기(120b), 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')로 입력된다.
도 4에서 설명한 바와 같이, 안테나(130)로부터 수신되는 수신신호는 하이브리드 트랜스포머(121)에 의해 위상이 반전되어 분리되며, 분리된 수신신호가 각각 수신 출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)로 출력된다. 그리고 안테나(130)로부터 수신되는 신호는 밸런스 포인트(BP)에도 출력된다. 따라서, 밸런스 포인트(BP)에는 송신신호의 일부뿐만 아니라 수신신호의 일부가 출력된다.
제1 결합기(150c)는 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx1)로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호는 서로 위상이 반대이므로, 제1 결합기(150c)는 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호에서 수신출력단(Rx1)으로 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 한편, 도 5에서, 제1 결합기(150c)가 출력하는 신호를 xc1로 나타내었으며, xc1은 동일대역 전이중 송수신기(100c)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100c)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 이하에서, xc1 중에서 자기송신간섭신호를
Figure pat00053
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure pat00054
)를 제1 FIR 필터(140c)를 사용하여 제거한다.
제2 결합기(150c')는 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx2)로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호는 서로 위상이 동일하므로, 제2 결합기(150c')는 두 신호를 결합한다. 한편, 도 5에서, 제2 결합기(150c')가 출력하는 신호를 xc2로 나타내었으며, xc2는 동일대역 전이중 송수신기(100c)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100c)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 이하에서, xc2 중에서 자기송신간선신호를
Figure pat00055
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure pat00056
)를 제2 FIR 필터(140c')를 사용하여 제거한다.
제1 FIR 필터(140c)는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure pat00057
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제2 FIR 필터(140c')는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure pat00058
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')의 내부적인 구성은 상기에서 설명한 도 2의 FIR 필터(140)와 동일하며 동작 또한 도 2의 FIR 필터(140)와 유사하다.
제3 결합기(160c)는 제1 결합기(150c)의 출력신호(xc1)와 제1 FIR 필터(140c)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제3 결합기(160c)는 xc1 에서 제1 FIR 필터(140c)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제3 FIR 필터(140c)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure pat00059
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제3 결합기(160c)는 xc1에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00060
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제4 결합기(160c')는 제2 결합기(150c')의 출력신호(xc2)와 제2 FIR 필터(140c')의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 또는, LNA(170)는 제3 결합기(160c)로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호와, 제4 결합기(160c')로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호를 결합한 신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다.
제4 결합기(160c')는 xc2 에서 제2 FIR 필터(140c')로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제4 FIR 필터(140c')는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure pat00061
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제4 결합기(160c')는 xc2에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00062
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR필터(140c')가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 8과 같다.
Figure pat00063
아날로그 회로영역에서 상기 수학식 8과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 8을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 9와 같다.
Figure pat00064
상기 수학식 9에 나타낸 바와 같이, 제1 FIR 필터(140c)는 자기송신간섭신호(
Figure pat00065
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00066
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00067
)를 이용하여, 수학식 9를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다. 그리고 제2 FIR 필터(140c')는 자기송신간섭신호(
Figure pat00068
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00069
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00070
)를 이용하여, 수학식 5를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100d)를 나타내는 도면이다.
도 6에 나타낸 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100d)는 전력 증폭기(110), 분배기(120b), 안테나(130), FIR 필터(140d), 제1 결합기(150d), 제2 결합기(160d), 그리고 저잡음 증폭기(170)를 포함한다. 도 4의 동일대역 전이중 송수신기(100d)는 분배기(120b)가 EBD(Electrical Balance Duplex)로 구현되는 것을 제외하고 도 1의 동일 대역 전이중 송수신기(100)와 유사하다. 따라서, 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
상기에서 도 4에서 설명한 바와 같이, 하이브리드 트랜스포머(121)는 송신신호(w)를 안테나(130)와 밸런스 네트워크(122)로 분기한다. 즉, 밸런스 포인트(BP)에는 PA(110)의 후단의 신호나 안테나(130)의 송신신호에 대응하는 신호가 출력된다. 도 6에서, 밸런스 포인트(BP)에 출력되는 신호를 y로 나타내었다. 그리고, 안테나(130)로부터 수신되는 수신신호는 하이브리드 트랜스포머(121)에 의해 위상이 반전되어 분리되며, 분리된 수신신호가 각각 수신 출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)로 출력된다.
제1 결합기(150d)는 수신출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호와 수신출력단(Rx2)의 수신 신호는 서로 위상이 반대이므로, 제1 결합기(150d)는 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호에서 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 한편, 제1 결합기(150d)가 출력하는 신호는 도 1의 x와 동일하므로 x로 나타내었다. 이러한, x는 동일대역 전이중 송수신기(100)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 그리고, 도 1과 동일하게, x 중에서 자기송신간선신호를
Figure pat00071
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure pat00072
)를 FIR 필터(140d)를 사용하여 제거한다.
FIR 필터(140d)는 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure pat00073
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. FIR 필터(140d)의 내부적인 구성은 상기에서 설명한 도 2의 FIR 필터(140)와 동일하며 동작 또한 도 2의 FIR 필터(140)와 유사하다. 상기에서 설명한 바와 같이, 밸런스 포인트(BP)에는 송신신호(w)에 대응하는 신호가 출력된다. FIR 필터(140d)는 송신신호(w)를 직접 이용하는 대신에 송신신호(w)에 대응하는 신호를 이용하여 자기송신간섭신호(
Figure pat00074
)를 최소화 시키는 신호를 생성한다.
제2 결합기(160d)는 제1 결합기(150d)의 출력신호(x)와 FIR 필터(140d)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160d)는 x 에서 FIR 필터(140d)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, FIR 필터(140d)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure pat00075
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160d)는 x에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00076
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
FIR 필터(140d)가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, FIR 필터(140d)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. FIR 필터(140d)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 10과 같다.
Figure pat00077
상기 수학식 10은 상기 수학식 1에서의 w가 y로 대체된 것을 제외하고 동일하다.
아날로그 회로영역에서 상기 수학식 10과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 10을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 FIR 필터(140d)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 11과 같다.
Figure pat00078
상기 수학식 11에 나타낸 바와 같이, FIR 필터(140d)는 자기송신간섭신호(
Figure pat00079
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00080
)와 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00081
)를 이용하여, 수학식 11를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100e)를 나타내는 도면이다.
도 7에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100e)는 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)(110), 분배기(120b), 안테나(130), 제1 FIR(Finite Impulse Response) 필터(140e), 제2 FIR 필터(140e'), 제1 결합기(160e), 제2 결합기(160e'), 그리고 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(170)를 포함한다. 도 7의 동일대역 전이중 송수신기(100e)는 2개의 FIR 필터를 사용하고 신호를 결합하는 점을 제외하고 도 6의 동일대역 전이중 송수신기(100d)와 동일하다. 따라서 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
도 7에서, 수신 출력단(Rx1)에서 출력되는 신호는 도 3의 x1과 동일하므로 x1로 나내었으며, 수신 출력단(Rx2)에서 출력되는 신호는 도 3의 x2와 동일하므로 x2로 나타내었다. x1 중에서 자기송신간섭신호를
Figure pat00082
로 표시하며, x2 중에서 자기송신간섭신호를
Figure pat00083
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 자기송신간섭신호
Figure pat00084
는 제1 FIR 필터(140e)에 의해 제거되며, 자기송신간섭신호
Figure pat00085
는 제2 FIR 필터(140e')에 의해 제거된다.
제1 FIR 필터(140e)는 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure pat00086
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제2 FIR 필터(140e')는 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure pat00087
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다.
제1 결합기(160e)는 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x1)와 제1 FIR 필터(140e)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제1 결합기(160e)는 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x1)를 반전한 신호(즉, -x1)에서 제1 FIR 필터(140e)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 여기서 제1 결합기(160e)가 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x1)를 반전하는 이유는 위상 반전된 수신신호이기 때문이다. 이때, 제1 FIR 필터(140e)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure pat00088
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제1 결합기(160e)는 반전한 수신출력단(Rx1)의 출력신호(-x1)에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00089
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제2 결합기(160e')는 수신출력단(Rx2)의 출력신호(x2)와 제2 FIR 필터(140e')의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160e')는 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x1)에서 제1 FIR 필터(140e)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제2 FIR 필터(140e')는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure pat00090
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160e')는 수신출력단(Rx2)의 출력신호(x2)에서 자기송신간섭신호(
Figure pat00091
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다. 또는, LNA(170)는 제1 결합기(160e)로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호와, 제2 결합기(160e')로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호를 결합한 신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다.
제1 FIR 필터(140e) 및 제2 FIR 필터(140e')가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, 제1 FIR 필터(140e) 및 제2 FIR필터(140e')가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. 제1 FIR 필터(140e) 및 제2 FIR 필터(140e')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 12와 같다.
Figure pat00092
아날로그 회로영역에서 상기 수학식 12과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 12를 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 제1 FIR 필터(140e) 및 제2 FIR 필터(140e')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 13과 같다.
Figure pat00093
상기 수학식 13에 나타낸 바와 같이, 제1 FIR 필터(140e)는 자기송신간섭신호(-
Figure pat00094
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00095
)와 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00096
)를 이용하여, 수학식 13를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다. 그리고 제2 FIR 필터(140e')는 자기송신간섭신호(
Figure pat00097
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00098
)와 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure pat00099
)를 이용하여, 수학식 13를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
한편, 상기 도 1 내지 도 7에서 설명한 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기는 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 송수신기에 적용될 수 있다. 이하에서는 이러한 동일대역 전이중 MIMO 송수신기에 대해서 설명한다. 설명의 편의상 2x2 MIMO에 대해서만 설명하지만 기타 다른 MIMO에도 적용될 수 있다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 8에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 제1 동일대역 전이중 송수신기(100d_1) 및 제2 동일대역 전이중 송수신기(100d_2)를 포함한다. 도 8의 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 도 6의 동일대역 전이중 송수신기(100d)를 2x2 MIMO로 확장한 것이므로 도면 부호도 유사하게 사용한다. 도 8에 나타낸 바와 같이 4개의 필터를 사용하는 것을 제외하고 도 6의 동일대역 전이중 송수신기(100d)와 동일한 바, 중복되는 부분에 대한 설명은 생략한다.
동일대역 전이중 MIMO 송수신기에서는 자기송신간섭 뿐만 아니라 송수신기간의 간섭인 크로스-자기간섭(cross-interference)이 발생한다. 이러한 크로스-자기간섭을 제거하기 위해, 제2 FIR 필터(140d_12)와 제4 FIR 필터(140d_22)가 추가된다. 도 8의 x1과 x2는 도 6의 x에 대응되나, x1과 x2는 자기수신신호 및 자기송신간섭신호 뿐만 아니라 크로스-자기간섭신호를 포함한다. 그리고 도 8의 y1과 y2는 도 6의 y에 대응된다. 한편, 이하에서는, x1 중에서 자기송신간섭신호와 크로스-간섭신호의 합을
Figure pat00100
로 표시하며 x2 중에서 자기간섭신호와 크로스-간섭신호의 합을
Figure pat00101
로 표시한다. 즉,
Figure pat00102
에는 크로스-자기간섭신호가 더 포함되어 있으며,
Figure pat00103
에도 크로스-자기간섭신호가 더 포함되어 있다.
제2 FIR 필터(140d_12)는 y2 신호를 입력 받으며
Figure pat00104
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제2 FIR 필터(140d_12)는 크로스-간섭신호를 제거하기 위해 y2신호를 입력 받는다. 그리고, 제4 FIR 필터(140d_22)는 y1 신호를 입력 받으며
Figure pat00105
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제4 FIR 필터(140d_22)는 크로스-간섭신호를 제거하기 위해 y1 신호를 입력 받는다. 한편, 제1 FIR 필터(140d_11) 및 제3 FIR 필터(140d_21)는 각각 도 6의 FIR 필터(140d)와 동일하다.
제2 결합기(160d_1)는 제1 결합기(150d_1)의 출력신호(x1), 제1 FIR 필터(140d_11)의 출력신호, 그리고 제2 FIR 필터(140d_12)의 출력신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160d_1)는 x1에서 제1 FIR 필터(140d_11)의 출력신호와 그리고 제2 FIR 필터(140d_12)의 출력신호를 뺀 후 세 신호를 결합한다. 이때, 제1 FIR 필터(140d_11) 및 제2 FIR 필터(140d_12)는 아래에서 설명하는 바와 같이
Figure pat00106
를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160d_1)는 x1에서
Figure pat00107
(자기송신간섭신호 + 크로스-간섭신호)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제4 결합기(160d_2)는 제3 결합기(150d_2)의 출력신호(x2), 제3 FIR 필터(140d_21)의 출력신호, 그리고 제4 FIR 필터(140d_22)의 출력신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제4 결합기(160d_2)는 x2에서 제3 FIR 필터(140d_21)의 출력신호와 그리고 제4 FIR 필터(140d_22)의 출력신호를 뺀 후 세 신호를 결합한다. 이때, 제3 FIR 필터(140d_21) 및 제4 FIR 필터(140d_22)는 아래에서 설명하는 바와 같이
Figure pat00108
를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제4 결합기(160d_4)는 x2에서
Figure pat00109
(자기송신간섭신호 + 크로스-간섭신호)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11 ~ 140_22)가 각각 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11 ~ 140_22)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11 ~ 140_22)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 14과 같다. 수학식 14의 각 식은 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11 ~ 140_22)의 ai를 구하는 방법에 각각 대응된다.
Figure pat00110
수학식 14의 각 식은 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11 ~ 140d_22)의 ai를 구하는 방법에 각각 대응된다.
아날로그 회로영역에서 상기 수학식 14와 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 14를 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11 ~ 140_22)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 15와 같다.
Figure pat00111
상기 수학식 15에 나타낸 바와 같이, 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11 ~ 140_22)는 각각
Figure pat00112
,
Figure pat00113
,
Figure pat00114
및
Figure pat00115
를 이용하여, 상기 수학식 15를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 각각 구할 수 있다. 여기서
Figure pat00116
및
Figure pat00117
를 구하는 방법은 자기수신신호가 포함된 패킷 또는 그 주변 패킷들의 서두에 포함된 주파수 영역 부반송파들을 사용하여 구할 수 있는데, 이는 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는 바 구체적인 설명은 생략한다.
도 9는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 9에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 제1 동일대역 전이중 송수신기(100d_1') 및 제2 동일대역 전이중 송수신기(100d_2')를 포함한다. 도 9의 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 도 6의 동일대역 전이중 송수신기(100d)를 2x2 MIMO로 확장한 다른 예이다. 즉, 도 9의 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 FIR 필터를 직렬(cascade)로 구성한 것을 제외하고 8과도 유사하므로 도면부호도 유사하게 사용한다.
제2 FIR 필터(140d_12')는 y2 신호를 입력 받으며
Figure pat00118
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제2 FIR 필터(140d_12')는 y2 신호를 입력 받으며
Figure pat00119
중에서 크로스-간섭신호를 제거하는 역할을 수행한다. 그리고, 제4 FIR 필터(140d_22')는 y1 신호를 입력 받으며
Figure pat00120
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제4 FIR 필터(140d_22')는 y1 신호를 입력 받으며
Figure pat00121
중에서 크로스-간섭신호를 제거하는 역할을 수행한다.
제5 결합기(160e_1)는 y1 신호와 제2 FIR 필터(140d_12')의 출력 신호를 결합한 후 제1 FIR 필터(140d_11')로 출력한다. 즉, 제5 결합기(160e_1)는 y1 신호에서 제2 FIR 필터(140d_12')의 출력 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 도 9에서, 제5 결합기(160e_1)가 출력하는 신호를 y11로 나타내었다.
제1 FIR 필터(140d_11')는 y11 신호를 입력 받으며,
Figure pat00122
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. y11 신호에는 y1 신호와 y2 신호를 모두 포함되어 있으므로, 도 9의 제1 FIR 필터(140d_11')는 y11 신호를 입력 받아 최종적으로
Figure pat00123
를 제거하는 역할을 수행한다.
제6 결합기(160e_2)는 y2 신호와 제4 FIR 필터(140d_22')의 출력 신호를 결합한 후 제3 FIR 필터(140d_21')로 출력한다. 즉, 제6 결합기(160e_1)는 y2 신호에서 제4 FIR 필터(140d_22')의 출력 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 도 9에서, 제6 결합기(160e_2)가 출력하는 신호를 y21로 나타내었다.
제3 FIR 필터(140d_21')는 y21 신호를 입력 받으며,
Figure pat00124
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. y21 신호에는 y1 신호와 y2 신호를 모두 포함되어 있으므로, 도 9의 제3 FIR 필터(140d_21')는 y21 신호를 입력 받아 최종적으로
Figure pat00125
를 제거하는 역할을 수행한다.
제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11' ~ 140d_22')가 각각 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11' ~ 140d_22')가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11' ~ 140d_22')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 16과 같다. 수학식 16의 각 식은 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11' ~ 140d_22')의 ai를 구하는 방법에 각각 대응된다.
Figure pat00126
수학식 16의 각 식은 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11' ~ 140d_22')의 ai를 구하는 방법에 각각 대응된다.
아날로그 회로영역에서 상기 수학식 16과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 16을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11' ~ 140_22')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 17과 같다.
Figure pat00127
상기 수학식 17에 나타낸 바와 같이, 제1 내지 제4 FIR 필터(140d_11' ~ 140_22')는 각각
Figure pat00128
,
Figure pat00129
,
Figure pat00130
,
Figure pat00131
,
Figure pat00132
, 그리고
Figure pat00133
를 이용하여, 상기 수학식 17를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 각각 구할 수 있다. 여기서
Figure pat00134
및
Figure pat00135
를 구하는 방법은 자기수신신호가 포함된 패킷 또는 그 주변 패킷들의 서두에 포함된 주파수 영역 부반송파들을 사용하여 구할 수 있는데, 이는 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는 바 구체적인 설명은 생략한다.
도 10은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 10에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 제1 동일대역 전이중 송수신기(100e_1) 및 제2 동일대역 전이중 송수신기(100e_2)를 포함한다. 도 10의 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 도 7의 동일대역 전이중 송수신기(100e)를 2x2 MIMO로 확장한 것이므로 도면 부호도 유사하게 사용한다. 도 10에 나타낸 바와 같이 8개의 필터를 사용하는 것을 제외하고 도 7의 동일대역 전이중 송수신기(100e)와 동일한 바, 중복되는 부분에 대한 설명은 생략한다.
동일대역 전이중 MIMO 송수신기에서는 자기송신간섭 뿐만 아니라 송수신기간의 간섭인 크로스-자기간섭(cross-interference)이 발생한다. 이러한 크로스-자기간섭을 제거하기 위해, 제2 FIR 필터(140e_12), 제4 FIR 필터(140e_14), 제6 FIR 필터(140e_22) 및 제8 FIR 필터(140e_24)가 추가된다. 도 10의 x11과 x12는 각각 도 7의 x1 x2에 대응되며, x21과 x22도 각각 도 7의 x1 x2에 대응된다. x11 ~ x22는 각각 자기수신신호 및 자기송신간섭신호 뿐만 아니라 크로스-자기간섭신호를 포함한다. 그리고 도 9의 y1과 y2는 도 7의 y에 대응된다. 한편, 이하에서는, x11 중에서 자기송신간섭신호와 크로스-간섭신호의 합을
Figure pat00136
로 표시하며 x12 중에서 자기간섭신호와 크로스-간섭신호의 합을
Figure pat00137
로 표시한다. 그리고, x21 중에서 자기송신간섭신호와 크로스-간섭신호의 합을
Figure pat00138
로 표시하며 x22 중에서 자기간섭신호와 크로스-간섭신호의 합을
Figure pat00139
로 표시한다.
제2 FIR 필터(140e_12)는 y2 신호를 입력 받으며
Figure pat00140
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 즉, 제2 FIR 필터(140d_12)는 y2 신호를 입력 받아
Figure pat00141
중에서 크로스-간섭신호를 제거하는 역할을 수행한다. 제4 FIR 필터(140e_14)도 y2 신호를 입력 받으며
Figure pat00142
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 즉, 제4 FIR 필터(140d_14)는 y2 신호를 입력 받아
Figure pat00143
중에서 크로스-간섭신호를 제거하는 역할을 수행한다.
한편, 제1 FIR 필터(140e_11)와 제3 FIR 필터(140e_13)는 각각 도 7의 제1 FIR 필터(140e)와 제2 FIR 필터(140e)와 동일한 역할을 수행하는 바 구체적인 설명은 생략한다.
제1 결합기(160e_11)는 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x11), 제1 FIR 필터(140e_11)의 출력 신호, 그리고 제2 FIR 필터(140e_12)의 출력신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제1 결합기(160e_11)는 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x11)를 반전한 신호(즉, -x11)에서 제1 FIR 필터(140e_11)의 출력 신호와 제2 FIR 필터(140e_12)의 출력 신호를 뺀 후 세 신호를 결합한다. 이때, 제1 FIR 필터(140e_11) 및 제2 FIR 필터(140e_12)는 아래에서 설명하는 바와 같이
Figure pat00144
를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제1 결합기(160e_11)는 x11에서
Figure pat00145
(자기송신간섭신호 + 크로스-간섭신호)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제2 결합기(160e_12)는 수신출력단(Rx2)의 출력신호(x12), 제3 FIR 필터(140e_13)의 출력 신호, 그리고 제4 FIR 필터(140e_14)의 출력신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160e_112는 수신출력단(Rx2)의 출력신호(x12)에서 제3 FIR 필터(140e_13)의 출력 신호와 제4 FIR 필터(140e_14)의 출력 신호를 뺀 후 세 신호를 결합한다. 이때, 제3 FIR 필터(140e_13) 및 제4 FIR 필터(140e_14)는 아래에서 설명하는 바와 같이
Figure pat00146
를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160e_12)는 x12에서
Figure pat00147
(자기송신간섭신호 + 크로스-간섭신호)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다. 또는, LNA(170)는 제1 결합기(160e_11)로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호와, 제2 결합기(160e_12)로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호를 결합한 신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다.
한편, 제2 동일대역 전이중 송수신기(100e_2)는 제1 동일대역 전이중 송수신기(100e_1)와 대칭적이므로, 구체적인 설명은 생략한다.
제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11 ~ 140e_24)가 각각 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11 ~ 140e_24)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11 ~ 140e_24)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 18과 같다. 수학식 18의 각 식은 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11 ~ 140e_24)의 ai를 구하는 방법에 각각 대응된다.
Figure pat00148
수학식 18의 각 식은 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11 ~ 140e_24)의 ai를 구하는 방법에 각각 대응된다.
아날로그 회로영역에서 상기 수학식 18와 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 18을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11 ~ 140e_24)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 19와 같다.
Figure pat00149
상기 수학식 19에 나타낸 바와 같이, 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11 ~ 140e_24)는 각각
Figure pat00150
,
Figure pat00151
,
Figure pat00152
,
Figure pat00153
,
Figure pat00154
,
Figure pat00155
및
Figure pat00156
를 이용하여, 상기 수학식 19를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 각각 구할 수 있다. 여기서
Figure pat00157
,
Figure pat00158
,
Figure pat00159
,
Figure pat00160
, 및
Figure pat00161
를 구하는 방법은 자기수신신호가 포함된 패킷 또는 그 주변 패킷들의 서두에 포함된 주파수 영역 부반송파들을 사용하여 구할 수 있는데, 이는 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는 바 구체적인 설명은 생략한다.
도 11는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 11에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 제1 동일대역 전이중 송수신기(100e_1') 및 제2 동일대역 전이중 송수신기(100e_2')를 포함한다. 도 11의 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 도 7의 동일대역 전이중 송수신기(100e)를 2x2 MIMO로 확장한 다른 예이다. 즉, 도 11의 동일대역 전이중 MIMO 송수신기는 FIR 필터를 직렬(cascade)로 구성한 것을 제외하고 10과도 유사하므로 도면부호도 유사하게 사용한다.
제2 FIR 필터(140e_12')는 y2 신호를
Figure pat00162
입력 받으며 를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제2 FIR 필터(140e_12')는 y2 신호를 입력 받으며
Figure pat00163
중에서 크로스-간섭신호를 제거하는 역할을 수행한다. 제4 FIR 필터(140e_14')도 y2 신호를 입력 받으며
Figure pat00164
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 즉, 제4 FIR 필터(140d_14')는 y2 신호를 입력 받아
Figure pat00165
중에서 크로스-간섭신호를 제거하는 역할을 수행한다.
제5 결합기(160e_13)는 y1 신호와 제2 FIR 필터(140e_12')의 출력 신호를 결합한 후 제1 FIR 필터(140e_11')로 출력한다. 즉, 제5 결합기(160e_13)는 y1 신호에서 제2 FIR 필터(140e_12')의 출력 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 도 9에서, 제5 결합기(160e_13)가 출력하는 신호를 y11로 나타내었다.
제1 FIR 필터(140e_11')는 y11 신호를 입력 받으며,
Figure pat00166
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. y11 신호에는 y1 신호와 y2 신호를 모두 포함되어 있으므로, 도 11의 제1 FIR 필터(140e_11')는 y11 신호를 입력 받아 최종적으로
Figure pat00167
를 제거하는 역할을 수행한다.
제6 결합기(160e_13)는 y1 신호와 제4 FIR 필터(140d_14')의 출력 신호를 결합한 후 제3 FIR 필터(140d_13')로 출력한다. 즉, 제6 결합기(160e_13)는 y1 신호에서 제4 FIR 필터(140d_14')의 출력 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 도 11에서, 제6 결합기(160e_2)가 출력하는 신호를 y12로 나타내었다.
제3 FIR 필터(140d_13')는 y12 신호를 입력 받으며,
Figure pat00168
를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. y12 신호는 y1 신호와 y2 신호를 모두 포함하고 있으므로, 도 11의 제3 FIR 필터(140e_13')는 y12 신호를 입력 받아 최종적으로
Figure pat00169
를 제거하는 역할을 수행한다.
제2 동일대역 전이중 송수신기(100e_2')는 제1 동일대역 전이중 송수신기(100e_1')와 대칭적이므로, 구체적인 설명은 생략한다.
제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11' ~ 140e_24')가 각각 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,….,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다 다른 경우, 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11' ~ 140e_24')가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다.
도 11에서, 제1 결합기(160e_11)는 자기송신간섭신호와 크로스-간섭신호를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력하고, 제2 결합기(160e_12)도 자기송신간섭신호와 크로스-간섭신호를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다. 또는, LNA(170)는 제1 결합기(160e_11)로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호와, 제2 결합기(160e_12)로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호를 결합한 신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다.
제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11' ~ 140e_24')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 18과 같다. 수학식 20의 각 식은 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11' ~ 140e_24')의 ai를 구하는 방법에 각각 대응된다.
Figure pat00170
수학식 20의 각 식은 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11' ~ 140e_24')의 ai를 구하는 방법에 각각 대응된다.
아날로그 회로영역에서 상기 수학식 20과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 20을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11' ~ 140e_24')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 21과 같다.
Figure pat00171
상기 수학식 21에 나타낸 바와 같이, 제1 내지 제8 FIR 필터(140e_11' ~ 140e_24')는 각각
Figure pat00172
,
Figure pat00173
,
Figure pat00174
,
Figure pat00175
,
Figure pat00176
,
Figure pat00177
및
Figure pat00178
를 이용하여, 상기 수학식 21를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 각각 구할 수 있다. 여기서
Figure pat00179
,
Figure pat00180
,
Figure pat00181
,
Figure pat00182
, 및
Figure pat00183
를 구하는 방법은 자기수신신호가 포함된 패킷 또는 그 주변 패킷들의 서두에 포함된 주파수 영역 부반송파들을 사용하여 구할 수 있는데, 이는 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는 바 구체적인 설명은 생략한다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (20)

  1. 송신신호를 생성하는 송신기,
    상기 송신신호를 안테나로 분배하고 상기 안테나를 통해 수신되는 수신신호를 수신출력단을 통해 수신기로 분배하는 분배기, 그리고
    상기 송신신호를 입력 받아, 상기 수신출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 FIR 필터는,
    상기 송신신호를 각각 입력 받아 지연시키는 복수의 지연기,
    상기 복수의 지연기에 각각 연결되며 신호를 감쇄시키는 복수의 감쇄기, 그리고
    상기 자기송신간섭신호를 제거하도록, 상기 복수의 감쇄기의 감쇄 정도를 설정하는 제어부를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 자기송신간섭신호를 주파수 영역으로 변환한 신호, 그리고 상기 송신신호를 주파수 영역으로 변환한 신호를 이용하여, 상기 자기송신간섭신호를 최소화시키는 상기 감쇄 정도를 설정하는 동일대역 전이중 송수신기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 수신출력단은 제1 수신출력단 및 제2 수신출력단을 포함하며,
    상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 제1 신호와 상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제2 신호는 서로 위상이 반전된 신호인 동일대역 전이중 송수신기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 결합하는 제1 결합기, 그리고
    상기 제1 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하며,
    상기 FIR 필터는 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력하는 동일대역 전이중 송수신기.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 FIR 필터는, 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제1 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제2 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함하며,
    상기 제1 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제1 결합기, 그리고
    상기 제2 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하는 동일대역 전이중 송수신기.
  7. 제4항에 있어서,
    상기 분배기는 상기 송신신호에 대응하는 신호를 출력하는 제1 출력단을 더 포함하며,
    상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 결합하는 제1 결합기,
    상기 제1 결합기의 출력과 상기 제1 출력단의 출력을 결합하는 제2 결합기, 그리고
    상기 제2 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제3 결합기를 더 포함하며,
    상기 FIR 필터는 상기 제2 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제3 결합기로 출력하는 동일대역 전이중 송수신기.
  8. 제4항에 있어서,
    상기 분배기는 상기 송신신호에 대응하는 신호를 출력하는 제1 출력단을 더 포함하며,
    상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제1 출력단의 출력을 결합하는 제1 결합기, 그리고 상기 제2 신호와 상기 제1 출력단의 출력을 결합하는 제2 결합기를 더 포함하며,
    상기 FIR 필터는, 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제2 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함하며,
    상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 결합기의 출력 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력 신호를 결합하는 제3 결합기, 그리고 상기 제2 결합기의 출력 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력 신호를 결합하는 제4 결합기를 더 포함하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  9. 송신신호를 안테나로 분배하고 상기 안테나를 통해 수신되는 수신신호를 수신기로 분배하며, 상기 수신신호를 출력하는 수신출력단, 그리고 상기 송신신호에 대응하는 신호인 제1 신호를 출력하는 제1 출력단을 포함하는 분배기, 그리고
    상기 제1 신호를 입력 받아, 상기 수신출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 분배기는,
    상기 송신신호를 분배하고 상기 수신신호를 분배하는 하이브리드 트랜스포머, 그리고
    상기 하이브리드 트랜스포머에 연결되며, 상기 안테나로 흐르는 임피던스에 대응하여 임피던스를 제어하는 밸런스 네트워크를 포함하며,
    상기 제1 신호는 상기 하이브리드 트랜스포머와 상기 밸런스 네트워크의 접점에 출력되는 신호인 동일대역 전이중 송수신기.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제1 신호는 전력 증폭기로부터 출력되는 신호에 대응하거나 상기 안테나를 통해 송신되는 신호에 대응하는 동일대역 전이중 송수신기.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 수신출력단은 제1 수신출력단 및 제2 수신출력단을 포함하며,
    상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 제2 신호와 상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제3 신호는 서로 위상이 반전된 신호인 동일대역 전이중 송수신기.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제2 신호와 상기 제3 신호를 결합하는 제1 결합기, 그리고
    상기 제1 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하며,
    상기 FIR 필터는 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력하는 동일대역 전이중 송수신기.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 FIR 필터는, 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제2 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제3 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함하며,
    상기 제2 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제1 결합기, 그리고
    상기 제3 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하는 동일대역 전이중 송수신기.
  15. 제1 송신신호를 제1 안테나로 분배하고 상기 제1 안테나를 통해 수신되는 제1 수신신호를 제1 수신기로 분배하며, 상기 제1 수신신호를 출력하는 제1 수신출력단, 그리고 상기 제1 송신신호에 대응하는 신호인 제1 신호를 출력하는 제1 출력단을 포함하는 제1 분배기; 및 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 간섭신호를 제거하는 제1 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하는, 제1 동일대역 전이중 송수신기, 그리고
    제2 송신신호를 제2 안테나로 분배하고 상기 제2 안테나를 통해 수신되는 제2 수신신호를 제2 수신기로 분배하며, 상기 제2 송신신호에 대응하는 신호인 제2 신호를 출력하는 제2 출력단을 포함하는 제2 분배기를, 포함하는 제2 동일대역 전이중 송수신기를, 포함하며,
    상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제2 신호를 입력 받아 상기 간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 더 포함하는
    동일대역 전이중 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 송수신기.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제1 수신출력단은 제2 수신출력단 및 제3 수신출력단을 포함하며,
    상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제3 신호와 상기 제3 수신출력단으로부터 출력되는 제4 신호는 서로 위상이 반전된 신호인 동일대역 전이중 MIMO 송수신기.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는,
    상기 제3 신호와 상기 제4 신호를 결합하는 제1 결합기; 및
    상기 제1 결합기의 출력, 상기 제1 FIR 필터의 출력, 그리고 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 제1 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하며,
    상기 제1 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력하며,
    상기 제2 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력하는
    동일대역 전이중 MIMO 송수신기.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는,
    상기 제3 신호와 상기 제4 신호를 결합하는 제1 결합기;
    상기 제1 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하는 제2 결합기; 및
    상기 제1 결합기의 출력과 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하는 제3 결합기를 더 포함하며,
    상기 제1 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제3 결합기로 출력하며,
    상기 제2 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력하는
    동일대역 전이중 MIMO 송수신기.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 제1 FIR 필터는, 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제3 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제3 FIR 필터; 및 상기 제1 신호를 입력 받아 상기 제4 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제4 FIR 필터를 포함하며,
    상기 제2 FIR 필터는, 상기 제2 신호를 입력 받으며, 상기 제3 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 제5 FIR 필터; 및 상기 제2 신호를 입력 받으며, 상기 제4 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 제6 FIR 필터를 포함하며,
    상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제3 FIR 필터의 출력과 상기 제4 FIR 필터의 출력을 결합하는 제1 결합기; 및 상기 제5 FIR 필터의 출력과 상기 제6 FIR 필터의 출력을 결합하는 제2 결합기를 더 포함하는
    동일대역 전이중 MIMO 송수신기.
  20. 제16항에 있어서,
    상기 제2 FIR 필터는, 상기 제2 신호를 입력 받으며, 상기 제3 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 제3 FIR 필터; 및 상기 제2 신호를 입력 받으며, 상기 제4 신호에 포함되어 있으며 상기 제2 송신신호에 의해 발생되는 크로스-간섭신호를 제거하는 제4 FIR필터를 포함하며,
    상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제3 FIR 필터의 출력을 결합하는 제1 결합기; 및 상기 제1 신호와 상기 제4 FIR 필터의 출력을 결합하는 제2 결합기를 더 포함하며,
    상기 제1 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력을 입력 받아 상기 제3 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제5 FIR 필터; 및 상기 제2 결합기의 출력을 입력 받아 상기 제4 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제6 FIR 필터를 포함하며,
    상기 제1 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제3 신호와 상기 제5 FIR 필터의 출력을 결합하는 제3 결합기; 및 상기 제4 신호와 상기 제6 FIR 필터의 출력을 결합하는 제4 결합기를 포함하는
    동일대역 전이중 MIMO 송수신기.
KR1020150125001A 2014-09-18 2015-09-03 동일대역 전이중 송수신기 및 동일대역 전이중 mimo 송수신기 KR20160033600A (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/856,787 US20160087698A1 (en) 2014-09-18 2015-09-17 In-band full duplex transceiver and in-band full duplex multi-input multi-output transceiver

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020140124595 2014-09-18
KR20140124595 2014-09-18
KR20140127142 2014-09-23
KR1020140127142 2014-09-23
KR1020140160311 2014-11-17
KR20140160311 2014-11-17

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20160033600A true KR20160033600A (ko) 2016-03-28

Family

ID=57007524

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020150125001A KR20160033600A (ko) 2014-09-18 2015-09-03 동일대역 전이중 송수신기 및 동일대역 전이중 mimo 송수신기

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR20160033600A (ko)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101901220B1 (ko) 간섭 제거 장치 및 방법
AU2014399206B2 (en) Interference cancellation apparatus and method
EP2719093B1 (en) Distributed antenna system architectures
EP3210307B1 (en) Full duplex radio with tx leakage cancellation
CN111800179B (zh) 一种分集接收机及终端
US10998865B2 (en) Methods and apparatuses for digital pre-distortion
JP5603950B2 (ja) アンテナ素子の多重化方法および多重化装置、ならびにアンテナ構成要素
US20160087698A1 (en) In-band full duplex transceiver and in-band full duplex multi-input multi-output transceiver
JP2012138651A (ja) 移動通信端末用モジュール、及び移動通信端末
US9893871B2 (en) In-band full duplex transceiver
CN109845118A (zh) 一种塔顶设备及无源互调消除方法
van Liempd et al. An electrical-balance duplexer for in-band full-duplex with<-85dBm in-band distortion at+ 10dBm TX-power
Debaillie et al. In-band full-duplex transceiver technology for 5G mobile networks
WO2014210518A1 (en) All-analog and hybrid radio interference cancelation using cables, attenuators and power splitters
KR20170061087A (ko) 자기간섭제거 회로 및 이를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기
Gheidi et al. Digital cancellation technique to mitigate receiver desensitization in cellular handsets operating in carrier aggregation mode with multiple uplinks and multiple downlinks
CN110061759B (zh) 一种电磁频谱伞罩射频域自干扰抑制方法及系统
EP1891734A1 (en) Method and arrangement for improved feeder sharing in a telecommunication system
KR101375723B1 (ko) 송수신 신호를 분리하는 고주파 전단장치
KR20160033600A (ko) 동일대역 전이중 송수신기 및 동일대역 전이중 mimo 송수신기
KR102372371B1 (ko) 동일대역 전이중 송수신기
KR102441528B1 (ko) 동일대역 전이중 송수신기에서 fir 필터의 입력 정보를 추정하는 방법 및 장치
KR102449738B1 (ko) 동일대역 전이중 송수신기에서 fir 필터의 입력 정보를 추정하는 방법 및 장치
KR20160058714A (ko) 전이중 시스템의 신호 송수신 장치 및 방법
WO2021027316A1 (zh) 一种噪声信号处理装置和处理方法