KR102372371B1 - 동일대역 전이중 송수신기 - Google Patents

동일대역 전이중 송수신기 Download PDF

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한국전자통신연구원
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Abstract

동일대역 전이중 송수신기가 개시된다. 동일대역 전이중 송수신기는 송신기, 하이브리드 트랜스포머, 임피던스 매칭부를 포함할 수 있다. 하이브리드 트랜스포머는 안테나에 일단이 연결되고 송신 신호를 안테나로 출력하며 안테나를 통해 수신되는 수신 신호를 수신기로 출력할 수 있다. 그리고 임피던스 매칭부는 하이브리드 트랜스포머의 타단에 각각 연결되며 안테나의 임피던스를 매칭하는 복수의 밸런스 네트워크를 포함할 수 있다.

Description

동일대역 전이중 송수신기{IN-BAND FULL DUPLEX TRANSCEIVER}
본 발명은 동일대역 전이중 송수신기에 관한 것이다.
현재 무선통신 시스템은 반이중(Half Duplex) 방식을 대부분 채용하고 있다. 반이중 방식은 시간 또는 주파수를 분배하여 송신 또는 수신하므로 송수신 간에 직교성이 유지될 수 있다. 그러나 이러한 반이중 방식은 자원(시간 또는 주파수)을 낭비할 뿐만 아니라 이동형 소형셀 간 멀티 홉 중계가 어려운 문제점이 있으며 은닉장치문제(Hidden Node Problem)를 해결하기 위해 별도의 오버헤드(overhead)가 요구된다.
동일대역 전이중(In-band Full Duplex) 방식은 반이중 방식의 비효율을 해결하기 위한 솔루션으로 제시되고 있다. 동일대역 전이중 방식은 동일대역에서 동시에 송수신이 가능한 기술이다. 동일대역 전이중 방식은 이론적으로 최대 2배의 링크용량 증대가 가능하므로, 5G 이동통신에서 요구하는 1000배 트래픽 용량 달성에 없어서는 안될 기술이다.
그러나 동일대역 전이중 방식은 자기송신신호가 수신기에 유입되어, 자기송신신호가 유효 수신신호보다 매우 강하게 자기간섭신호로 작용하는 단점이 있다. 이러한 자기간섭제거(Self-Interference Cancellation, SIC)를 위해 송신 안테나와 수신 안테나를 물리적으로 상당히 이격하는 안테나 영역 SIC 기술이 있다. 안테나 영역 SIC 기술을 통해 자기간섭레벨을 낮추고 디지털 영역에서 남은 자기간섭을 제거하는 기술을 ICS(Interference Cancellation System) 기술이라 한다. 이 ICS 기술의 문제점은 송수신 안테나 간 물리적 이격으로 인해 소형 장치에 적용이 불가능하다.
한편, 동일대역 전이중 방식에서 SIC 기술로서 EBD((Electrical Balance Duplex) 기술이 있으나, EBD 기술은 시스템 대역폭이 광대역이 될수록 SIC 성능이 저하되거나 불안정해지는 문제점이 있다. 즉, 기존의 EBD 기술은 특정 주파수 대역에서만 SIC 이득이 크고 나머지 주파수 대역에서는 SIC 이득이 작아지는 문제점이 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 광대역에 적용 가능한 동일대역 전이중 송수신기를 제공하는 것이다. 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 송신 신호를 생성하는 송신기, 안테나에 일단이 연결되고, 상기 송신 신호를 안테나로 출력하고, 상기 안테나를 통해 수신되는 수신 신호를 수신기로 출력하는 하이브리드 트랜스포머, 그리고 상기 하이브리드 트랜스포머의 타단에 각각 연결되며 상기 안테나의 임피던스를 매칭하는 복수의 밸런스 네트워크를 포함하는 임피던스 매칭부를 포함할 수 있다.
상기 복수의 밸런스 네트워크의 임피던스 총합은 상기 안테나의 임피던스와 동일할 수 있다.
상기 복수의 밸런스 네트워크는 각각 커패시터, 인덕터 및 저항 중 적어도 하나로 구성될 수 있으며, 상기 복수의 밸런스 네트워크 각각은 서로 다른 주파수 대역을 튜닝할 수 있다.
상기 하이브리드 트랜스포머는 상기 송신신호를 상기 임피던스 매칭부로 분기시킬 수 있다.
상기 하이브리드 트랜스포머는 상기 수신 신호가 출력되는 수신출력단을 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 송신 신호를 입력 받아, 상기 수신출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 더 포함할 수 있다.
상기 FIR 필터는, 상기 송신 신호를 각각 입력 받아 지연시키는 복수의 지연기, 상기 복수의 지연기에 각각 연결되며 신호를 감쇄시키는 복수의 감쇄기, 그리고 상기 자기송신간섭신호를 제거하도록, 상기 복수의 감쇄기의 감쇄 정도를 설정하는 제어부를 포함할 수 있으며, 상기 제어부는, 상기 자기송신간섭신호를 주파수 영역으로 변환한 신호, 그리고 상기 송신신호를 주파수 영역으로 변환한 신호를 이용하여, 상기 자기송신간섭신호를 최소화시키는 상기 감쇄 정도를 설정할 수 있다.
상기 수신출력단은 제1 수신출력단 및 제2 수신출력단을 포함할 수 있으며, 상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 제1 신호와 상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제2 신호는 서로 위상이 반전된 신호일 수 있다.
상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 결합하는 제1 결합기, 그리고 상기 제1 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있으며, 상기 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력할 수 있다.
상기 FIR 필터는, 상기 송신 신호를 입력 받아 상기 제1 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제2 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제1 결합기, 그리고 상기 제2 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있다.
상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 결합하는 제1 결합기, 상기 제1 결합기의 출력과 상기 하이브리드 트랜스포머의 타단의 출력을 결합하는 제2 결합기, 그리고 상기 제2 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하는, 상기 수신기로 출력하는 제3 결합기를 더 포함하며, 상기 FIR 필터는, 상기 제2 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제3 결합기로 출력할 수 있다.
상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 하이브리드 트랜스포머의 타단의 출력을 결합하는 제1 결합기, 그리고 상기 제2 신호와 상기 하이브리드 트랜스포머의 타단의 출력을 결합하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있으며, 상기 FIR 필터는, 상기 송신 신호를 입력 받아 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제2 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 결합기의 출력 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력 신호를 결합하는 제3 결합기, 그리고 상기 제2 결합기의 출력 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력 신호를 결합하는 제4 결합기를 더 포함할 수 있다.
상기 하이브리드 트랜스포머는 상기 수신 신호가 출력되는 수신출력단을 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 하이브리브 트랜스포머의 타단의 신호를 입력 받아, 상기 수신 출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭 신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 더 포함할 수 있다.
상기 수신출력단은 제1 수신출력단 및 제2 수신출력단을 포함할 수 있으며, 상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 제1 신호와 상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제2 신호는 서로 위상이 반전된 신호일 수 있다.
상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 결합하는 제1 결합기, 그리고 상기 제1 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있으며, 상기 FIR 필터는 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력할 수 있다.
상기 FIR 필터는, 상기 하이브리브 트랜스포머의 타단의 신호를 입력 받아 상기 제1 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 하이브리브 트랜스포머의 타단의 신호를 입력 받아 상기 제2 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제1 결합기, 그리고 상기 제2 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면 동일대역 전이중 송수신가 제공된다. 상기 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기는, 송신 신호를 출력하는 전력 증폭기, 안테나에 일단이 연결되고 중간탭에 상기 전력 증폭기의 출력이 입력되는 1차측 코일, 그리고 상기 안테나를 통해 수신되는 수신 신호를 유도하는 2차측 코일을 포함하는 트랜스포머, 상기 1차측 코일의 타단에 각각 연결되며 상기 안테나의 임피던스를 매칭하는 복수의 밸런스 네트워크를 포함하는 임피던스 매칭부, 그리고 상기 송신 신호를 입력 받아, 상기 2차측 코일의 양단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함할 수 있다.
상기 복수의 밸런스 네트워크의 임피던스 총합은 상기 안테나의 임피던스에 대응하여 결정될 수 있다.
상기 복수의 밸런스 네트워크는 각각 커패시터, 인덕터 및 저항 중 적어도 하나로 구성될 수 있으며, 상기 복수의 밸런스 네트워크 각각은 서로 다른 주파수 대역을 튜닝할 수 있다.
상기 FIR 필터는, 상기 송신 신호를 각각 입력 받아 지연시키는 복수의 지연기, 상기 복수의 지연기에 각각 연결되며 신호를 감쇄시키는 복수의 감쇄기, 그리고 상기 자기송신간섭신호를 제거하도록, 상기 복수의 감쇄기의 감쇄 정도를 설정하는 제어부를 포함할 수 있으며, 상기 제어부는, 상기 자기송신간섭신호를 주파수 영역으로 변환한 신호, 그리고 상기 송신신호를 주파수 영역으로 변환한 신호를 이용하여, 상기 자기송신간섭신호를 최소화시키는 상기 감쇄 정도를 설정할 수 있다.
상기 복수의 네트워크는 서로 병렬로 연결될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 동일대역 전이중 송수신기가 개시된다. 상기 동일대역 전이중 송수신기는,
본 발명의 실시예에 따르면, 복수의 밸런스 네트워크를 이용하여 임피던스를 매칭시킴으로써 광대역에서도 SIC 이득을 향상시킬 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, FIR (Finite Impulse Response) 필터를 이용하여 자기송신간섭신호를 제거함으로써, 광대역뿐만 아니라 양자에러를 줄일 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 분배기를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 FIR 필터를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 송수신기(transceiver)는 단말(terminal), 이동 단말(mobile terminal, MT), 이동국(mobile station, MS), 진보된 이동국(advanced mobile station, AMS), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station, HR-MS), 가입자국(subscriber station, SS), 휴대 가입자국(portable subscriber station, PSS), 접근 단말(access terminal, AT), 사용자 장비(user equipment, UE) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, MT, AMS, HR-MS, SS, PSS, AT, UE 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
또한, 송수신기(transceiver)는 기지국(base station, BS), 진보된 기지국(advanced base station, ABS), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB), 접근점(access point, AP), 무선 접근국(radio access station, RAS), 송수신 기지국(base transceiver station, BTS), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station, RS), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station, HR-RS) 등을 지칭할 수도 있고, ABS, 노드B, eNodeB, AP, RAS, BTS, MMR-BS, RS, HR-RS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100)를 나타내는 도면이다.
도 1에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100)는 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)(110), 분배기(120), 안테나(130), FIR(Finite Impulse Response) 필터(140), 제1 결합기(150), 제2 결합기(160), 그리고 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(170)를 포함한다.
PA(110)는 RF(Radio Frequency) 신호를 증폭하여 출력한다. 도 1에서 PA(110)가 출력하는 송신 신호를 w로 나타내었다. 송신 신호(w)는 분배기(120)와 FIR 필터(140)로 입력된다. 이러한 PA(110)는 송신기의 일부를 구성한다.
분배기(120)는 안테나(130)에 연결되며 송신 신호(w)를 안테나(130)로 보낸다. 그리고 분배기(120)는 안테나(130)로부터 수신되는 수신 신호를 수신출력단(Rx1, Rx2)으로 보낸다. 즉, 본 발명의 실시예에 따른 분배기(120)는 송신 신호를 안테나(130)로 보내고 수신 신호를 수신기(LNA등)로 보내는 역할을 수행한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 분배기(120)를 나타내는 도면이다.
도 2에 나타낸 바와 같이. 본 발명의 실시예에 따른 분배기(120)는 하이브리드 트랜스포머(121)과 임피던스 매칭부(122)를 포함한다.
하이브리드 트랜스포머(121)는 1차측 코일(L1)과 2차측 코일(L2)을 포함한다. 1차측 코일(L1)의 중간 탭에 송신 신호(w)가 입력되고, 1차 코일(L1)의 일단에는 안테나(130)가 연결되고 1차 코일(L1)의 타단에는 임피던스 매칭부(122)가 연결된다. 이와 같은 구조를 가지는 하이브리드 트랜스포머(121)는 송신 신호(w)를 안테나(130)와 임피던스 매칭부(122)로 분기시킨다. 그리고 하이브리드 트랜스포머(121)는 안테나(130)를 통해 수신되는 수신 신호를 2차측 코일(L2)로 유도하고 수신 신호를 수신 출력단(Rx1, Rx2)으로 출력한다. 이때, 수신 출력단(Rx1)으로 출력되는 수신 신호와 수신 출력단(Rx2)로 출력되는 수신 신호는 서로 위상이 반대이다.
임피던스 매칭부(122)는 안테나(130)의 임피던스(ZANT)와 동일 또는 유사하게 설정되며, 송신 신호는 안테나(130)와 임피던스 매칭부(122)로 동일하게 분기된다. 즉, 임피던스 매칭부(122)는 송신신호가 수신단(하이브리드 트랜스포머(121)의 2차측 코일(L2))으로 유입되는 것을 방지한다. 본 발명의 실시예에 따른 임피던스 매칭부(122)는 광대역에서 임피던스를 매칭할 수 있도록 복수의 밸런스 네트워크(ZBN_1 ~ ZBN_K)를 포함한다. 도 2에 나타낸 바와 같이, 복수의 밸런스 네트워크(ZBN_1 ~ ZBN_K) 각각 1차 코일(L1)의 타단에 병렬로 연결된다. 각 밸런스 네트워크의 임피던스를 ZBN_1, ZBN_2…. ZBN_K으로 정의하고 안테나(130)의 임피던스를 ZANT로 정의하는 경우, ZANT = ZBN_1+ ZBN_2….+ ZBN_K되도록, 각 밸런스 네트워크의 임피던스가 설정된다. 임피던스 설정 방법의 하나로서 다음의 방법이 사용될 수 있다. 각 밸런스 네트워크의 임피던스를 균등하게(즉, ZANT/K) 또는 비균등하지만 전체 임피던스 값이 ZANT 값이 되도록 설정함으로써, 각 밸런스 네트워크의 임피던스 값을 정한다.
한편, 각 밸런스 네트워크는 수동 소자인 커패시터, 인덕터 및 저항을 포함하며, 이러한 소자들은 특정한 주파수 대역에만 관여하도록 소자 값들이 설정된다. 즉, 각 밸런스 네트워크의 임피던스를 설정한 후, 각 밸런스 네트워드들이 서로 다른 주파수 대역에만 관여하도록 커패시터의 값, 인덕터의 값 및 저항의 값이 설정된다. 이와 같이 설정된 각 밸런스 네트워크는 서로 다른 주파수 대역을 튜닝한다. 예를 들면, 밸런스 네트워크(ZBN_1)은 f1 주파수에서 SIC 이득이 크도록 설정되고, 밸런스 네트워크(ZBN_2)는 f2 주파수에서 SIC 이득이 크도록 설정되며, 밸런스 네트워크(ZBN_K)는 fk 주파수에서 SIC 이득이 크도록 설정될 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 임피던스 매칭부(122)는 복수의 밸런스 네트워크를 통해 다양한 조합이 가능하며, 이를 통해 광대역에서 전체적으로 SIC 이득을 향상시킬 수 있다.
도 2와 같은 본 발명의 실시예에 따른 분배기(120)은 송신 신호를 안테나(130)와 임피던스 매칭부(122)로 분기하며 송신 신호가 하이브리드 트랜스포머(121)의 2차측 코일로 유기되는 것을 막을 수 있다. 즉, 임피던스 매칭부(122)의 임피던스 값이 안테나(130)의 임피던스 값과 동일하게 설정되므로, 송신 신호가 수신 출력단(Rx1, Rx2)로 출력되는 것을 막을 수 있다. 그리고, 안테나(130)를 통해 수신되는 수신 신호는 하이브리드 트랜스포머(121)에 의해 수신 출력단(Rx1, Rx2)으로 출력된다.
이와 같은 본 발명의 실시예에 따른 분배기(120)는 이하의 다른 실시예에서도 동일하게 적용될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 분배기(120)를 통해 자기송신간섭신호의 간섭량을 감소시킬 수 있으나, 그 감소량은 디지털 영역에서 발생하는 양자화 에러(Quantization error) 문제를 해결하지 못할 수 있다. 이러한 문제를 해결하기 위해, 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100)는 아래에서 설명하는 FIR 필터(140)를 포함한다.
안테나(130)는 송신기능뿐만 아니라 수신기능을 동시에 수행한다. 안테나(130)를 통해 송신신호가 발송되고 수신신호가 수신된다.
제1 결합기(150)는 수신출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호와 수신출력단(Rx2)의 수신 신호는 서로 위상이 반대이므로, 제1 결합기(150)는 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호에서 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 도 1에서, 결합된 수신신호를 x로 나타내었으며, 수신신호(x)는 동일대역 전이중 송수신기(100)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 송신 신호(w)는 분배기(120)에 의해 수신단(LNA 등)으로 유입되는 것을 막을 수 있으나 그 일부는 수신단(LNA 등)으로 유입되어 간섭신호로 작용하며, 이러한 간섭신호가 자기송신간섭신호이다. 이하의 설명에서는 자기송신간섭신호를
Figure 112015104772562-pat00001
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00002
)를 FIR 필터(140)를 사용하여 제거한다.
FIR 필터(140)는 송신신호(w)를 입력받으며 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00003
)를 최소시키는 신호를 생성하여 출력한다. FIR 필터(140)의 구체적인 구성 및 동작에 대해서는 아래의 도 3에서 상세히 설명한다.
제2 결합기(160)는 수신신호(x)와 FIR 필터(140)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160)는 수신신호(x)에서 FIR 필터(140)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, FIR 필터(140)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00004
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160)는 수신신호(x)에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00005
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
LNA(170)는 제2 결합기(160)로부터 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00006
)가 제거된 수신신호를 입력 받으며, 입력된 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다. 이러한 LNA(170)는 수신기의 일부를 구성한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 FIR 필터(140)를 나타내는 도면이다.
도 3에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 FIR 필터(140)는 복수의 지연기(d1 ~ dN), 복수의 감쇄기(a1 ~ aN), 결합기(141), 제어부(142)를 포함한다.
복수의 지연기(d1 ~ dN)는 각각 고정의 지연(delay)을 가진다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다를 수 있고 서로 동일한 지연 간격을 가지는 복수의 그룹으로 나눌 수 있다.
복수의 감쇄기(a1 ~ aN)는 복수의 지연기(d1 ~ dN)에 각각 연결되며 신호를 감쇄시킨다. 각 감쇄기(ai(i=1,2…,N))의 감쇄 정도는 가변적이며, 감쇄 정도는 제어부(142)에 의해 설정된다.
제어부(142)는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 가변적으로 설정한다. 제어부(142)는 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00007
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00008
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00009
)를 이용하여, 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구한다. 여기서
Figure 112015104772562-pat00010
를 구하는 방법은 자기수신신호가 포함된 패킷 또는 그 주변 패킷들의 서두에 포함된 주파수 영역 부반송파들을 사용하여 구할 수 있는데, 이는 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는 바 구체적인 설명은 생략한다.
제어부(142)가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다.
첫 번째로, 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, FIR 필터(140)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. FIR 필터(140)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 1과 같다.
Figure 112015104772562-pat00011
상기 수학식 1에서 수신신호(x)를 사용하지 않고 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00012
)가 사용된다. 도 1에서의 수신신호(x)는 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00013
)와 자기수신신호를 더한 신호에 해당된다. 따라서 x를 사용하면 LNA(170)의 앞단에 자기송신간섭호 뿐만 아니라 자기수신신호도 감쇄될 수 있으므로, 수학식 1에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00014
)가 사용된다. 시간영역에서 상기 수학식 1과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 1을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 FIR 필터(140)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 2와 같다.
Figure 112015104772562-pat00015
상기 수학식 2에 나타낸 바와 같이, 제어부(142)는 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00016
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00017
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00018
)를 이용하여, 수학식 2를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다. 상기 수학식 2에서, ()2 부분은 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도에 대한 2차 방정식을 가지므로, 2차 방정식의 최소 값을 구할 수 있다. 상기 수학식 2를 만족시키는 a1, a2, …,aN을 구하는 방법은 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는바 구체적인 설명은 생략한다.
두 번째로, 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격이 서로 동일한 지연 간격을 가지는 2개의 그룹(a1~aL, aL+1~aN)이 있는 경우, FIR 필터(140)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. FIR 필터(140)의 ai를 구하는 방법을 주파수영역에서 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 3과 같다.
Figure 112015104772562-pat00019
Figure 112015104772562-pat00020
아래에서는 설명의 편의상 상기 첫 번째 지연 간격의 예(지연 간격이 모두 동일하거나 모두 다른 경우)에 대해서만 설명하지만 상기 두 번째 지역 간격의 예와 그 외 다른 지연 간격의 예도 적용 가능하다.
이와 같이 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100)는 분배기(120)과 FIR 필터(140)를 적용하여, 주파수 특성을 개선(즉, 광대역에 적용 가능함)할 수 있으며 디지털 영역에서의 양자화 에러 문제를 해결할 수 있다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100a)를 나타내는 도면이다.
도 4에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100a)는 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)(110), 분배기(120), 안테나(130), 제1 FIR(Finite Impulse Response) 필터(140a), 제2 FIR 필터(140a'), 제1 결합기(160a), 제2 결합기(160a'), 그리고 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(170)를 포함한다. 도 4의 동일대역 전이중 송수신기(100a)는 2개의 FIR 필터를 사용하고 신호를 결합하는 점을 제외하고 도 1의 동일대역 전이중 송수신기(100)와 동일하다. 따라서 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
PA(110)에서 출력되는 송신신호(w)는 분배기(120), 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')로 입력된다.
상기 도 1 및 도 2에서 설명한 바와 같이, 분배기(120)는 안테나(130)로부터 수신되는 수신 신호를 위상 반전하여 분리하며, 분리된 수신 신호가 각각 수신 출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)로 출력된다. 도 4에서, 수신 출력단(Rx1)에 출력되는 결합된 수신 신호(자기수신신호와 자기송신간섭 신호의 합)를 x1로 나타내었으며, 수신 출력단(Rx2)에 출력되는 결합된 수신 신호(자기수신신호와 자기송신간섭 신호의 합)를 x2로 나타내었다. x1과 x2는 서로 위상이 반전된 신호이다. 이하의 설명에서, x1에서 자기송신간섭신호를
Figure 112015104772562-pat00021
로 표시하며, x2에서 자기송신간섭신호를
Figure 112015104772562-pat00022
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 자기송신간섭신호
Figure 112015104772562-pat00023
는 제1 FIR 필터(140a)에 의해 제거되며, 자기송신간섭신호
Figure 112015104772562-pat00024
는 제2 FIR 필터(140a')에 의해 제거된다.
제1 FIR 필터(140a)는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00025
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제2 FIR 필터(140a')는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00026
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')의 내부적인 구성은 상기에서 설명한 도 3의 FIR 필터(140)와 동일하며 동작 또한 도 3의 FIR 필터(140)와 유사하다.
제1 결합기(160a)는 수신신호(x1)와 제1 FIR 필터(140a)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제1 결합기(160a)는 수신신호(x1)를 반전한 신호(즉, -x1)에서 제1 FIR 필터(140a)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 여기서 제1 결합기(160a)가 수신신호(x1)를 반전하는 이유는 수신신호(x1)은 위상 반전된 수신신호이기 때문이다. 이때, 제1 FIR 필터(140a)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00027
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제1 결합기(160a)는 반전한 수신신호(-x1)에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00028
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제2 결합기(160a')는 수신신호(x2)와 제2 FIR 필터(140a')의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160a')는 수신신호(x2) 에서 제2 FIR 필터(140a')로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제2 FIR 필터(140a')는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00029
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160a')는 수신신호(x2)에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00030
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
LNA(170)는 제1 결합기(160a)로부터 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00031
)가 제거된 수신신호를 입력 받고 제2 결합기(160a')로부터 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00032
)가 제거된 수신신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다. 또는, LNA(170)는 제1 결합기(160a)로부터 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00033
)가 제거된 수신신호와, 제2 결합기(160a')로부터 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00034
)가 제거된 수신신호를 결합한 신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다.
제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR필터(140a')가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 4와 같다.
Figure 112015104772562-pat00035
시간 영역에서, 상기 수학식 4과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 4을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 제1 FIR 필터(140a) 및 제2 FIR 필터(140a')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 5와 같다.
Figure 112015104772562-pat00036
상기 수학식 5에 나타낸 바와 같이, 제1 FIR 필터(140a)는 자기송신간섭신호(-
Figure 112015104772562-pat00037
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00038
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00039
)를 이용하여, 수학식 5를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다. 그리고 제2 FIR 필터(140a')는 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00040
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00041
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00042
)를 이용하여, 수학식 5를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100b)를 나타내는 도면이다.
도 5에 나타낸 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100b)는 전력 증폭기(110), 분배기(120), 안테나(130), FIR 필터(140b), 제1 결합기(150b), 제2 결합기(150b'), 제3 결합기(160b), 그리고 저잡음 증폭기(170)를 포함한다. 도 5의 동일대역 전이중 송수신기(100b)는 결합기들의 구성이 도 1과 다른 것을 제외하고 유사하다. 따라서, 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
분배기(120)는 하이브리드 트랜스포머(Hybrid Transformer)(121)와 임피던스 매칭부(122)를 포함한다. 하이브리드 트랜스포머(121)는 송신신호(w)를 안테나(130)와 임피던스 매칭부(122)로 분기시킨다. 하이브리드 트랜스포머(121)와 임피던스 매칭부(122)의 접점(이하, 밸런스 포인트(Balance Point, BP)라 함)에는 PA(110)의 후단의 신호나 안테나(130)의 송신신호에 대응하는 신호가 출력된다. 한편, 임피던스 매칭부(122)는 수동소자로 구성되며 안테나(130)로 흐르는 임피던스와 임피던스 매칭부(122)단으로 흐르는 임피던스를 동일하게 제어해주는 역할을 수행한다. 그리고 안테나(130)로부터 수신되는 수신신호는 하이브리드 트랜스포머(121)에 의해 위상이 반전되어 분리되며, 분리된 수신신호가 각각 수신 출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)로 출력된다. 그리고 안테나(130)로부터 수신되는 신호는 밸런스 포인트(BP)에도 출력된다. 따라서, 밸런스 포인트(BP)에는 송신신호의 일부뿐만 아니라 수신신호의 일부가 출력된다.
제1 결합기(150b)는 수신출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호와 수신출력단(Rx2)의 수신 신호는 서로 위상이 반대이므로, 제1 결합기(150b)는 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호에서 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다.
제2 결합기(150b')는 제1 결합기(150b)로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로부터 출력되는 신호를 결합한다. 이때, 제1 결합기(150b)로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로부터 출력되는 신호는 서로 위상이 동일하므로, 제2 결합기(150b')는 두 신호를 결합한다. 한편, 도 5에서, 제2 결합기(150b')가 출력하는 신호를 xb로 나타내었으며, xb는 동일대역 전이중 송수신기(100b)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100b)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 이하에서, xb 중에서 자기송신간선신호를
Figure 112015104772562-pat00043
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00044
)를 FIR 필터(140b)를 사용하여 제거한다.
FIR 필터(140b)는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00045
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. FIR 필터(140b)의 내부적인 구성은 상기에서 설명한 도 3의 FIR 필터(140)와 동일하며 동작 또한 도 3의 FIR 필터(140)와 유사하다.
제3 결합기(160b)는 제2 결합기(150b')의 출력신호(xb)와 FIR 필터(140b)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제3 결합기(160b)는 xb 에서 제2 FIR 필터(140b)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제3 FIR 필터(140b)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00046
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제3 결합기(160b)는 xb에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00047
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
FIR 필터(140b)가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, FIR 필터(140b)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. FIR 필터(140b)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 6과 같다.
Figure 112015104772562-pat00048
시간 영역에서 상기 수학식 6과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 6을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 FIR 필터(140b)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 7과 같다.
Figure 112015104772562-pat00049
상기 수학식 7에 나타낸 바와 같이, FIR 필터(140b)는 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00050
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00051
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00052
)를 이용하여, 수학식 7을 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100c)를 나타내는 도면이다.
도 6에 나타낸 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100c)는 전력 증폭기(110), 분배기(120), 안테나(130), 제1 FIR 필터(140c), 제2 FIR 필터(140c'), 제1 결합기(150c), 제2 결합기(150c'), 제3 결합기(160c), 제4 결합기(160c'), 그리고 저잡음 증폭기(170)를 포함한다. 도 6의 동일대역 전이중 송수신기(100c)는 2개의 FIR 필터를 사용하고 신호를 결합하는 점을 제외하고 도 5의 동일대역 전이중 송수신기(100b)와 유사하다. 따라서 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
PA(100)에서 출력되는 송신신호(w)는 분배기(120), 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')로 입력된다.
도 4에서 설명한 바와 같이, 안테나(130)로부터 수신되는 수신신호는 하이브리드 트랜스포머(121)에 의해 위상이 반전되어 분리되며, 분리된 수신신호가 각각 수신 출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)로 출력된다. 그리고 안테나(130)로부터 수신되는 신호는 밸런스 포인트(BP)에도 출력된다. 따라서, 밸런스 포인트(BP)에는 송신신호의 일부뿐만 아니라 수신신호의 일부가 출력된다.
제1 결합기(150c)는 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx1)로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호는 서로 위상이 반대이므로, 제1 결합기(150c)는 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호에서 수신출력단(Rx1)으로 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 한편, 도 6에서, 제1 결합기(150c)가 출력하는 신호를 xc1로 나타내었으며, xc1은 동일대역 전이중 송수신기(100c)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100c)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 이하에서, xc1 중에서 자기송신간섭신호를
Figure 112015104772562-pat00053
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00054
)를 제1 FIR 필터(140c)를 사용하여 제거한다.
제2 결합기(150c')는 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx2)로부터 출력되는 신호와 밸런스 포인트(BP)로 출력되는 신호는 서로 위상이 동일하므로, 제2 결합기(150c')는 두 신호를 결합한다. 한편, 도 5에서, 제2 결합기(150c')가 출력하는 신호를 xc2로 나타내었으며, xc2는 동일대역 전이중 송수신기(100c)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100c)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 이하에서, xc2 중에서 자기송신간선신호를
Figure 112015104772562-pat00055
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00056
)를 제2 FIR 필터(140c')를 사용하여 제거한다.
제1 FIR 필터(140c)는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00057
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제2 FIR 필터(140c')는 송신신호(w)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00058
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')의 내부적인 구성은 상기에서 설명한 도 3의 FIR 필터(140)와 동일하며 동작 또한 도 3의 FIR 필터(140)와 유사하다.
제3 결합기(160c)는 제1 결합기(150c)의 출력신호(xc1)와 제1 FIR 필터(140c)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제3 결합기(160c)는 xc1 에서 제1 FIR 필터(140c)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제3 FIR 필터(140c)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00059
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제3 결합기(160c)는 xc1에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00060
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제4 결합기(160c')는 제2 결합기(150c')의 출력신호(xc2)와 제2 FIR 필터(140c')의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. LNA(170)는 제3 결합기(160c)로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호와, 제4 결합기(160c')로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호를 결합한 신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다.
제4 결합기(160c')는 xc2 에서 제2 FIR 필터(140c')로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제4 FIR 필터(140c')는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00061
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제4 결합기(160c')는 xc2에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00062
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR필터(140c')가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 8과 같다.
Figure 112015104772562-pat00063
시간영역에서 상기 수학식 8과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 8을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 제1 FIR 필터(140c) 및 제2 FIR 필터(140c')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 9와 같다.
Figure 112015104772562-pat00064
상기 수학식 9에 나타낸 바와 같이, 제1 FIR 필터(140c)는 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00065
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00066
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00067
)를 이용하여, 수학식 9를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다. 그리고 제2 FIR 필터(140c')는 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00068
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00069
)와 송신신호(w)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00070
)를 이용하여, 수학식 9를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100d)를 나타내는 도면이다.
도 7에 나타낸 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100d)는 전력 증폭기(110), 분배기(120), 안테나(130), FIR 필터(140d), 제1 결합기(150d), 제2 결합기(160d), 그리고 저잡음 증폭기(170)를 포함한다.
상기에서 설명한 바와 같이, 하이브리드 트랜스포머(121)는 송신신호(w)를 안테나(130)와 임피던스 매칭부(122)로 분기한다. 즉, 밸런스 포인트(BP)에는 PA(110)의 후단의 신호나 안테나(130)의 송신신호에 대응하는 신호가 출력된다. 도 7에서, 밸런스 포인트(BP)에 출력되는 신호를 y로 나타내었다. 그리고, 안테나(130)로부터 수신되는 수신신호는 하이브리드 트랜스포머(121)에 의해 위상이 반전되어 분리되며, 분리된 수신신호가 각각 수신 출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)로 출력된다.
제1 결합기(150d)는 수신출력단(Rx1)과 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신 신호를 결합한다. 이때, 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호와 수신출력단(Rx2)의 수신 신호는 서로 위상이 반대이므로, 제1 결합기(150d)는 수신출력단(Rx1)으로부터 출력되는 수신신호에서 수신출력단(Rx2)으로부터 출력되는 수신신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 한편, 제1 결합기(150d)가 출력하는 신호는 도 1의 x와 동일하므로 x로 나타내었다. 이러한 x는 동일대역 전이중 송수신기(100d)의 자기수신신호뿐만 아니라 동일대역 전이중 송수신기(100)의 자기송신간섭신호도 포함한다. 그리고, 도 1과 동일하게, x 중에서 자기송신간선신호를
Figure 112015104772562-pat00071
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00072
)를 FIR 필터(140d)를 사용하여 제거한다.
FIR 필터(140d)는 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00073
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. FIR 필터(140d)의 내부적인 구성은 상기에서 설명한 도 3의 FIR 필터(140)와 동일하며 동작 또한 도 3의 FIR 필터(140)와 유사하다. 상기에서 설명한 바와 같이, 밸런스 포인트(BP)에는 송신신호(w)에 대응하는 신호가 출력된다. FIR 필터(140d)는 송신신호(w)를 직접 이용하는 대신에 송신신호(w)에 대응하는 신호를 이용하여 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00074
)를 최소화 시키는 신호를 생성한다.
제2 결합기(160d)는 제1 결합기(150d)의 출력신호(x)와 FIR 필터(140d)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160d)는 x 에서 FIR 필터(140d)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, FIR 필터(140d)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00075
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160d)는 x에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00076
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
FIR 필터(140d)가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, FIR 필터(140d)가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. FIR 필터(140d)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 10과 같다.
Figure 112015104772562-pat00077
상기 수학식 10은 상기 수학식 1에서의 w가 y로 대체된 것을 제외하고 동일하다.
시간영역에서 상기 수학식 10과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 10을 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 FIR 필터(140d)의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 11과 같다.
Figure 112015104772562-pat00078
상기 수학식 11에 나타낸 바와 같이, FIR 필터(140d)는 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00079
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00080
)와 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00081
)를 이용하여, 수학식 11를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100e)를 나타내는 도면이다.
도 8에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(100e)는 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)(110), 분배기(120), 안테나(130), 제1 FIR(Finite Impulse Response) 필터(140e), 제2 FIR 필터(140e'), 제1 결합기(160e), 제2 결합기(160e'), 그리고 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(170)를 포함한다. 도 8의 동일대역 전이중 송수신기(100e)는 2개의 FIR 필터를 사용하고 신호를 결합하는 점을 제외하고 도 7의 동일대역 전이중 송수신기(100d)와 동일하다. 따라서 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
도 8에서, 수신 출력단(Rx1)에서 출력되는 신호는 도 4의 x1과 동일하므로 x1로 나내었으며, 수신 출력단(Rx2)에서 출력되는 신호는 도 4의 x2와 동일하므로 x2로 나타내었다. x1 중에서 자기송신간섭신호를
Figure 112015104772562-pat00082
로 표시하며, x2 중에서 자기송신간섭신호를
Figure 112015104772562-pat00083
로 표시한다. 한편, 아래에서 설명하는 바와 같이, 자기송신간섭신호
Figure 112015104772562-pat00084
는 제1 FIR 필터(140e)에 의해 제거되며, 자기송신간섭신호
Figure 112015104772562-pat00085
는 제2 FIR 필터(140e')에 의해 제거된다.
제1 FIR 필터(140e)는 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00086
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다. 제2 FIR 필터(140e')는 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00087
)를 최소화시키는 신호를 생성하여 출력한다.
제1 결합기(160e)는 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x1)와 제1 FIR 필터(140e)의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제1 결합기(160e)는 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x1)를 반전한 신호(즉, -x1)에서 제1 FIR 필터(140e)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 여기서 제1 결합기(160e)가 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x1)를 반전하는 이유는 위상 반전된 수신신호이기 때문이다. 이때, 제1 FIR 필터(140e)는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00088
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제1 결합기(160e)는 반전한 수신출력단(Rx1)의 출력신호(-x1)에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00089
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다.
제2 결합기(160e')는 수신출력단(Rx2)의 출력신호(x2)와 제2 FIR 필터(140e')의 출력 신호를 결합한 후 LNA(170)로 출력한다. 제2 결합기(160e')는 수신출력단(Rx1)의 출력신호(x1)에서 제1 FIR 필터(140e)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, 제2 FIR 필터(140e')는 아래에서 설명하는 바와 같이 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00090
)를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 제2 결합기(160e')는 수신출력단(Rx2)의 출력신호(x2)에서 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00091
)를 제거한 신호를 LNA(170)로 출력한다. LNA(170)는 제1 결합기(160e)로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호와, 제2 결합기(160e')로부터 자기송신간섭신호가 제거된 수신신호를 결합한 신호를 입력받으며, 입력 받은 두 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다.
제1 FIR 필터(140e) 및 제2 FIR 필터(140e')가 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 각 지연기(di(i=1,2,…,N))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다른 경우, 제1 FIR 필터(140e) 및 제2 FIR필터(140e')가 감쇄 정도인 ai를 구하는 방법에 대해서 설명한다. 제1 FIR 필터(140e) 및 제2 FIR 필터(140e')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 12와 같다.
Figure 112015104772562-pat00092
시간영역에서 상기 수학식 12과 같은 시간영역의 필터 계수(즉, ai)를 구하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 수학식 12를 주파수 영역으로 변환하여 필터 계수를 구할 수 있다. 주파수 영역에서 제1 FIR 필터(140e) 및 제2 FIR 필터(140e')의 ai를 구하는 방법을 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 13과 같다.
Figure 112015104772562-pat00093
상기 수학식 13에 나타낸 바와 같이, 제1 FIR 필터(140e)는 자기송신간섭신호(-
Figure 112015104772562-pat00094
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00095
)와 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00096
)를 이용하여, 수학식 13를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다. 그리고 제2 FIR 필터(140e')는 자기송신간섭신호(
Figure 112015104772562-pat00097
)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00098
)와 밸런스 포인트(BP)의 출력신호(y)에 대해 주파수 영역으로 변환한 신호(
Figure 112015104772562-pat00099
)를 이용하여, 수학식 13를 만족하는 복수의 감쇄기(a1 ~ aN)의 감쇄 정도를 구할 수 있다.
한편, 상기 도 1 내지 도 8에서 설명한 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기는 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 송수신기에 적용될 수 있다. 이러한 동일대역 전이중 송수신기를 MIMO에 적용하는 것은 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는 바 이하 구체적인 설명은 생략한다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (20)

  1. 송신 신호를 생성하는 송신기,
    안테나에 일단이 연결되고, 상기 송신 신호를 안테나로 출력하고, 상기 안테나를 통해 수신되는 수신 신호를 수신기로 출력하며, 상기 수신 신호가 출력되는 수신출력단을 포함하는 하이브리드 트랜스포머,
    상기 하이브리드 트랜스포머의 타단에 각각 연결되며 상기 안테나의 임피던스를 매칭하는 복수의 밸런스 네트워크를 포함하는 임피던스 매칭부, 그리고
    상기 송신 신호를 입력 받아, 상기 수신출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하며,
    상기 수신출력단은 제1 수신출력단 및 제2 수신출력단을 포함하며,
    상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 제1 신호와 상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제2 신호는 서로 위상이 반전된 신호인
    동일대역 전이중 송수신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 밸런스 네트워크의 임피던스 총합은 상기 안테나의 임피던스와 동일한
    동일대역 전이중 송수신기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 밸런스 네트워크는 각각 커패시터, 인덕터 및 저항 중 적어도 하나로 구성되며,
    상기 복수의 밸런스 네트워크 각각은 서로 다른 주파수 대역을 튜닝하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 하이브리드 트랜스포머는 상기 송신신호를 상기 임피던스 매칭부로 분기시키는 동일대역 전이중 송수신기.
  5. 삭제
  6. 제1항에 있어서,
    상기 FIR 필터는,
    상기 송신 신호를 각각 입력 받아 지연시키는 복수의 지연기,
    상기 복수의 지연기에 각각 연결되며 신호를 감쇄시키는 복수의 감쇄기, 그리고
    상기 자기송신간섭신호를 제거하도록, 상기 복수의 감쇄기의 감쇄 정도를 설정하는 제어부를 포함하며,
    상기 제어부는, 상기 자기송신간섭신호를 주파수 영역으로 변환한 신호, 그리고 상기 송신신호를 주파수 영역으로 변환한 신호를 이용하여, 상기 자기송신간섭신호를 최소화시키는 상기 감쇄 정도를 설정하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  7. 삭제
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제1 신호로부터 상기 제2 신호를 뺀 후 두 신호를 결합하는 제1 결합기, 그리고
    상기 제1 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하며,
    상기 FIR 필터는, 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 FIR 필터는, 상기 송신 신호를 입력 받아 상기 제1 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제2 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함하며,
    상기 동일대역 전이중 송수신기는,
    상기 제1 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제1 결합기, 그리고
    상기 제2 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 결합하는 제1 결합기,
    상기 제1 결합기의 출력과 상기 하이브리드 트랜스포머의 타단의 출력을 결합하는 제2 결합기, 그리고
    상기 제2 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하는, 상기 수신기로 출력하는 제3 결합기를 더 포함하며,
    상기 FIR 필터는, 상기 제2 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제3 결합기로 출력하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 신호와 상기 하이브리드 트랜스포머의 타단의 출력을 결합하는 제1 결합기, 그리고 상기 제2 신호와 상기 하이브리드 트랜스포머의 타단의 출력을 결합하는 제2 결합기를 더 포함하며,
    상기 FIR 필터는, 상기 송신 신호를 입력 받아 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 송신신호를 입력 받아 상기 제2 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함하며,
    상기 동일대역 전이중 송수신기는, 상기 제1 결합기의 출력 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력 신호를 결합하는 제3 결합기, 그리고 상기 제2 결합기의 출력 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력 신호를 결합하는 제4 결합기를 더 포함하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  12. 삭제
  13. 송신 신호를 생성하는 송신기,
    안테나에 일단이 연결되고, 상기 송신 신호를 안테나로 출력하고, 상기 안테나를 통해 수신되는 수신 신호를 수신기로 출력하며, 상기 수신 신호가 출력되는 수신출력단을 포함하는 하이브리드 트랜스포머,
    상기 하이브리드 트랜스포머의 타단에 각각 연결되며 상기 안테나의 임피던스를 매칭하는 복수의 밸런스 네트워크를 포함하는 임피던스 매칭부, 그리고
    상기 하이브리브 트랜스포머의 타단의 신호를 입력 받아, 상기 수신 출력단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭 신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하며,
    상기 수신출력단은 제1 수신출력단 및 제2 수신출력단을 포함하며,
    상기 제1 수신출력단으로부터 출력되는 제1 신호와 상기 제2 수신출력단으로부터 출력되는 제2 신호는 서로 위상이 반전된 신호인
    동일대역 전이중 송수신기.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1 신호로부터 상기 제2 신호를 뺀 후 두 신호를 결합하는 제1 결합기, 그리고
    상기 제1 결합기의 출력과 상기 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하며,
    상기 FIR 필터는 상기 제1 결합기의 출력 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 신호를 상기 제2 결합기로 출력하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 FIR 필터는, 상기 하이브리브 트랜스포머의 타단의 신호를 입력 받아 상기 제1 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제1 FIR 필터, 그리고 상기 하이브리브 트랜스포머의 타단의 신호를 입력 받아 상기 제2 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 제2 FIR 필터를 포함하며,
    상기 제1 신호와 상기 제1 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제1 결합기, 그리고
    상기 제2 신호와 상기 제2 FIR 필터의 출력을 결합하여, 상기 수신기로 출력하는 제2 결합기를 더 포함하는 동일대역 전이중 송수신기.
  16. 송신 신호를 출력하는 전력 증폭기,
    안테나에 일단이 연결되고 중간탭에 상기 전력 증폭기의 출력이 입력되는 1차측 코일, 그리고 상기 안테나를 통해 수신되는 수신 신호를 유도하는 2차측 코일을 포함하는 트랜스포머,
    상기 1차측 코일의 타단에 각각 연결되며 상기 안테나의 임피던스를 매칭하는 복수의 밸런스 네트워크를 포함하는 임피던스 매칭부, 그리고
    상기 송신 신호를 입력 받아, 상기 2차측 코일의 양단으로부터 출력되는 신호에 포함되어 있는 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하며,
    상기 2차측 코일의 양단 중 일단에 출력되는 제1 신호와 타단에 출력되는 제2 신호는 서로 위상이 반전된 신호인
    동일대역 전이중 송수신기.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 복수의 밸런스 네트워크의 임피던스 총합은 상기 안테나의 임피던스에 대응하여 결정되는
    동일대역 전이중 송수신기.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 복수의 밸런스 네트워크는 각각 커패시터, 인덕터 및 저항 중 적어도 하나로 구성되며,
    상기 복수의 밸런스 네트워크 각각은 서로 다른 주파수 대역을 튜닝하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  19. 제17항에 있어서,
    상기 FIR 필터는,
    상기 송신 신호를 각각 입력 받아 지연시키는 복수의 지연기,
    상기 복수의 지연기에 각각 연결되며 신호를 감쇄시키는 복수의 감쇄기, 그리고
    상기 자기송신간섭신호를 제거하도록, 상기 복수의 감쇄기의 감쇄 정도를 설정하는 제어부를 포함하며,
    상기 제어부는, 상기 자기송신간섭신호를 주파수 영역으로 변환한 신호, 그리고 상기 송신신호를 주파수 영역으로 변환한 신호를 이용하여, 상기 자기송신간섭신호를 최소화시키는 상기 감쇄 정도를 설정하는
    동일대역 전이중 송수신기.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 복수의 네트워크는 서로 병렬로 연결되는
    동일대역 전이중 송수신기.
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