KR20230151479A - 스위칭 커패시터를 구비한 일반화된 멀티레벨 컨버터 회로 토폴로지 - Google Patents

스위칭 커패시터를 구비한 일반화된 멀티레벨 컨버터 회로 토폴로지 Download PDF

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니마 타샤코르
파르자트 이라지
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독터. 인제니어. 하.체. 에프. 포르쉐 악티엔게젤샤프트
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Abstract

본 발명은 직류를 교류로 변환하기 위한 스위칭 커패시터(111, 112, 113)를 구비한 일반화된 멀티레벨 컨버터 회로 토폴로지의 배열 방법에 관한 것으로, 이 배열은 지정된 출력 전압 레벨과 관련하여 구성될 수 있다. 반도체 스위치(101, 102, 103, 104, 105, 106, 107, 108, 109, 110)의 수가 동일할 때, 종래 방법에 비해 더 많은 수의 전압 레벨이 달성될 수 있다. 제기된 문제에 따라 교류의 최대 출력 전압은 직류의 입력 전압보다 훨씬 낮은 값에서부터 이 값의 수배에 이르기까지 변할 수 있다. 일반화된 회로 토폴로지(100)는 서로 나란히 배열 가능한 전압 레벨 유닛(120)의 반복 가능한 배열을 통해 원하는 수의 전압 레벨에 맞게 조정될 수 있고 서브모듈 수의 적절한 선택을 통해 다상 부하에 맞게 조정될 수 있다. 또한, 회로 토폴로지(100)로 설계된 모듈형 멀티레벨 컨버터가 청구된다. 본 발명에 따른 회로 토폴로지(100)로 설계된 상기 멀티레벨 컨버터는 바람직하게 서브모듈들의 커패시터 전압을 균등화하는 고유 기능을 갖는다.

Description

스위칭 커패시터를 구비한 일반화된 멀티레벨 컨버터 회로 토폴로지{GENERALIZED MULTILEVEL CONVERTER CIRCUIT TOPOLOGY WITH SWITCHED CAPACITORS}
본 발명은 각각의 서브모듈이 반도체 스위치를 통해 연결된 적어도 하나의 커패시터를 포함하는 모듈형 멀티레벨 컨버터에 관한 것이다. 지정된 수의 전압 레벨로 확장 가능한 일반화된 회로가 도입된다.
전력변환장치는 일상생활의 여러 응용 분야에서 매우 유용한 것으로 입증되었다. 예컨대 컴퓨터 시스템의 독립 (교류) 전력공급장치를 위해 배터리의 직류 전압을 변환하는 것과 똑같이 전력변환장치는 광전지에 의해 생성된 직류를 교류로 변환한다. 그 반대로, 전력변환장치는 정류기로 설계되어 저전압 그리드로부터 배터리를 충전할 수 있다. 전력변환장치는 탑재된 배터리팩에 의해 구동되는 전기 자동차 또는 부분 전기 자동차, 선박 또는 기관차의 트랙션 기계에서도 특히 중요하다.
그러나 삼상 전류를 사용하는 상기 트랙션 기계의 종래의 삼상 전력공급이 반드시 최상의 시스템 솔루션은 아니다. 따라서 다상 기계, 즉, 3개 이상의 위상을 갖는 전기 기계는 예컨대 증가한 위상 수에 대한 더 나은 전력 분배, 더 낮은 토크 리플 또는 더 나은 내결함성과 같은 잠재적인 이점을 제공한다. 그러나 확장된 위상 수에 관계없이 직류/교류 변환장치는 전기 기계의 적합한 매개변수 제어를 위한 다양한 가능성으로 인해 매우 중요하다.
종래의 H-브리지 인버터, 캐스케이드 H-브리지 인버터, Z-소스 인버터, 멀티레벨 컨버터 및 모듈형 멀티레벨 컨버터는 모두 이러한 변환장치의 예이다. 최근 몇 년 동안 특히 멀티레벨 컨버터는 종래의 3단계 펄스폭 변조에 비해 그 장점(예컨대, 출력의 더 작은 고조파 또는 더 높은 전압에 대한 적합성)으로 인해 두각을 나타냈다. 그러나 반도체 스위치, 게이트 드라이버 및 커패시터와 같은 필수 구성 요소의 수가 기하급수적으로 증가함에 따라, 종래의 회로 토폴로지의 사용 시 더 높은 전압 레벨을 구현하기 위한 복잡성과 비용이 과도하게 증가하며, 해당 내용은 예컨대 M. Vijeh, M. Rezanejad, E. Samadaei 및 K. Bertilsson 저, “A General Review of Multilevel Inverters Based on Main Submodules: Structural Point of View”(IEEE Transactions on Power Electronics, vol 34, no. 10, pp. 9479-9502, Oct. 2019, doi: 10.1109/TPEL.2018.2890649)에 기술되어 있다.
또한, 멀티레벨 컨버터의 경우 불균등 커패시터 전압으로 인해 발생하는 위험에 주의해야 한다. 따라서 멀티레벨 컨버터의 서브모듈들의 커패시터 전압을 공칭값으로 균등화하는 것은 위상 수를 확장할 때 큰 장애물이 된다. 예컨대 C. Gao and J. Lv 저, “A New Parallel-Connected Diode-Clamped Modular Multilevel Converter With Voltage Self-Balancing”(IEEE Transactions on Power Delivery, vol. 32, no. 3, pp. 1616-1625, June 2017, doi: 10.1109/TPWRD.2017.2670662)에서 구현된 자체 균등화 커패시터 전압이 있는 회로가 한가지 가능한 출구를 제공한다. 여기서는 병렬로 연결된 3포인트 인버터 토폴로지가 설명되며, 각각의 스트링은 2개의 병렬 연결 서브모듈 그룹을 갖는다. 그러한 회로 토폴로지에서는 서브모듈의 커패시터 전압이 자동으로 균등화되어 모니터링 컨트롤러는 더 이상 불필요하나 부품 수는 상당히 증가한다.
대안적으로 N. Tashakor, M. Kilictas, E. Bagheri and S. Goetz 저, “Modular Multilevel Converter With Sensorless Diode-Clamped Balancing Through Level-Adjusted Phase-Shifted Modulation”(IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 36, no. 7, pp. 7725-7735, July 2021, doi: 10.1109/TPEL.2020.3041599)에는 단일 서브모듈 스트링을 가진 3포인트 인버터 토폴로지가 소개되며, 이 토폴로지는 자체 균등화 커패시터 전압을 사용하는 가장 간단한 3포인트 인버터 토폴로지로 간주될 수 있다. 그러나 이러한 토폴로지는 특히 불균등 시스템에서 효율성 손실을 초래할 수 있다.
전력전자장치의 스위칭 커패시터를 갖춘 회로는 최근 몇 년 동안 상당히 발전해 온 또 다른 분야이다. 상기 스위칭 커패시터를 갖춘 변환장치는 커패시터의 직렬/병렬 접속을 재구성하여 전압을 변경하므로, 캐스케이드 브리지 인버터 또는 모듈형 멀티레벨 컨버터와 유사하다. 상기 스위칭 커패시터 및 멀티레벨 컨버터의 구성 요소들로 구성된 회로 토폴로지를 사용하여 직류와 교류를 모두 수정 없이 생성할 수 있으며, 경우에 따라서는 동일한 트랜지스터에 걸친 전류 경로로도 생성할 수 있다. 그러나 스위칭 커패시터의 이러한 도구화는 지금까지 개별 서브모듈 사이의 모듈형 멀티레벨 기능에 기초하며 개별 서브모듈 내에서 실시되지 않기 때문에, 트랜지스터 및/또는 커패시터, 때로는 다이오드와 같은 많은 구성 요소도 필요하다.
멀티레벨 컨버터의 전술한 최근의 개발은 예컨대 많은 양의 출력 전압 또는 통합 전압 증폭의 제공과 같은 매력적인 가능성을 보여주었다. 그럼에도, 대부분의 기존 회로 토폴로지는 제한된 증폭비를 갖는 제한된 수의 출력 전압 레벨만 갖는다. 또한, 멀티레벨 컨버터에서 커패시터 전압의 균등화는 매우 중요하며 회로 토폴로지 또는 제어에서 고려되어야 한다.
이러한 배경에서 본 발명의 과제는, 지정된 수의 위상 전류에 간단하게 조정될 수 있고, 직류원에 의해 제공되는 입력 전압보다 훨씬 더 높은 최대 출력 전압으로 교류를 발생시킬 수 있는, 다상 멀티레벨 컨버터용 회로 토폴로지의 배열 방법을 제공하는 것이다. 이는 저전압 커패시터에 의해 달성되어야 한다. 또한, 서브모듈들의 커패시터 전압이 자동으로 균등화될 수 있어야 한다. 또한, 회로 토폴로지로 설계된 모듈형 멀티레벨 컨버터가 제공되어야 한다.
전술한 과제의 해결을 위해 모듈형 멀티레벨 컨버터용 회로 토폴로지에 따른 회로의 배열 방법이 제안되며, 상기 모듈형 멀티레벨 컨버터는 하나의 제어 시스템 및 적어도 하나의 서브모듈을 갖고, 상기 적어도 하나의 서브모듈 내에는 복수의 반도체 스위치와 복수의 중간 회로 커패시터가 회로 토폴로지에 따라 배열된다. 회로 토폴로지는 하부 입력 단자와 상부 입력 단자 사이에 제1 중간 회로 커패시터와 이에 대해 병렬로 제1 하프 브리지를 제공한다. 상기 회로 토폴로지는 또한, 이에 대해 병렬로, 하부 입력 단자와 연결되고 제7 반도체 스위치를 통해 상부 입력 단자와 연결된 제2 및 제3 하프 브리지를 제공한다. 상기 회로 토폴로지는 또한, 제1 하프 브리지의 중앙 탭과, 제2 및 제3 하프 브리지의 제7 반도체 스위치와의 연결부 사이에 배치된 제2 중간 회로 커패시터를 제공한다. 회로 토폴로지는 선택적으로 반복 가능한 전압 레벨 유닛을 통해 지정된 수의 전압 레벨에 상응하게 각각 2개의 전압 레벨만큼 확장될 수 있다. 제어 시스템을 통해 제2 및 제3 하프 브리지에서 각각 하나의 상부 반도체 스위치가 각각 하나의 하부 반도체 스위치에 상보적으로 스위칭된다. 하부 입력 단자는 제1 인접 서브모듈의 상부 입력 단자와 또는 직류원의 음극과 연결된다. 상부 입력 단자는 제2 인접 서브모듈의 하부 입력 단자와 또는 직류원의 양극과 연결된다. 2개의 하프 브리지에 있는 각각의 중앙 탭에 의해 각각 하나의 출력 단자가 제공된다.
각각의 반복 가능한 전압 레벨 유닛은 각각 하나의 중간 회로 커패시터, 각각 하나의 하프 브리지 및 각각 하나의 반도체 스위치를 갖는다. 각각의 중간 회로 커패시터는 한 끝단이 각각의 하프 브리지의 중앙 탭과 연결되고 다른 끝단은 각각의 반도체 스위치와 연결되며, 각각의 반도체 스위치는 다시 각각의 하프 브리지의 하나의 상부 끝단과 연결된다. 각각의 반복 가능한 전압 레벨 유닛은 3개의 단자를 통해 회로 토폴로지에 연달아 통합될 수 있다. 즉, 제1 단자는 각각의 하프 브리지의 하부 끝단에 의해 형성되고, 각각 제1 하프 브리지의 중앙 탭과 연결된다. 제2 단자는 각각의 하프 브리지의 상부 끝단에 의해 그리고 제3 단자는 각각의 하프 브리지와 각각의 중간 회로 커패시터 사이의 연결부에 배치되며, 제2 단자 및 제3 단자는 2개의 추가 하프 브리지와 제7 반도체 스위치의 연결부 사이에 삽입된다.
따라서 본 발명에 따른 회로 토폴로지는 기본형에서(선택적으로 반복 가능한 전압 레벨 유닛 미포함) 5개의 전압 레벨을 제공한다. 각각의 반복 가능한 전압 레벨 유닛에 의해 전압 레벨이 2개의 전압 레벨만큼 확장된다.
각각의 반도체 스위치 유형을 선택할 때, 제1 하프 브리지의 하부 또는 상부 반도체 스위치가 내부 역병렬 다이오드를 가질 수 있지만 반드시 필요한 것은 아니며 생략할 수도 있다는 점에 유의해야 한다. 이와 달리, 제2 및 제3 하프 브리지의 하부 또는 상부 반도체 스위치는 각각 하나의 내부 역병렬 다이오드를 가져야 하지만, 제2 및 제3 하프 브리지의 각각 다른 상부 또는 하부 반도체 스위치에서는 의도된 부하 전력 공급을 위해 상기 내부 역병렬 다이오드가 불필요하다. 그 밖에도, 하프 브리지 외부의 다른 모든 반도체 스위치에서는 상기 내부 역병렬 다이오드가 허용되지 않는다.
본 발명에 따른 방법의 일 실시예에서 적어도 하나의 서브모듈은 각각의 출력 단자에서 부하의 위상과 연결된다. 반도체 스위치의 제어 시스템에 의해 펄스폭 변조를 이용하여 교류가 생성된다.
본 발명에 따른 방법의 또 다른 실시예에서 서브모듈의 수가 부하 위상의 지정된 수에 따라 선택되고 상기 서브모듈은 서로 직렬로 접속된다. 따라서 본 발명에 따른 회로 토폴로지는 바람직하게, 직류원이 고전압 영역의 단자 전압()을 갖는 경우에도, 저전압 중간 회로 커패시터를 갖는 구성을 허용한다. 출력 단자에 제공되는 출력 전압은 상기 단자 전압의 일부에서 수배까지 달할 수 있다. 따라서 하부 및 상부 입력 단자를 통해 서로 직렬로 연결된 N개의 서브모듈을 통해 N개의 (출력) 위상을 갖는 멀티포트 다상 인버터가 제공된다.
복수의 위상을 갖는 부하를 다상 부하라고도 한다. 복수의 서브모듈의 본 발명에 따른 배열에 의해 서브모듈의 모든 중간 회로 커패시터가 직류원의 전압 레벨에서 자체적으로 균등화된다. 이를 통해 바람직하게는, 상기와 다른 경우에 필요한 (그리고 종래 기술로부터 공지된) 전압 센서 또는 복잡한 제어 기술의 배열이 회피된다.
본 발명에 따른 회로 토폴로지는 서브모듈당 N L개의 전압 레벨에서 구성 요소로서 N S개의 반도체 스위치와,
(1)
N S개의 반도체 스위치의 N C개의 중간 회로 커패시터를 포함하며,
(2)
이 경우, 내부 역병렬 다이오드에 관한 상기 설명에 따라 상기 다이오드를 가지면 안 되는 N NA개의 반도체 스위치와,
(3)
상기 다이오드를 가져야 하는 N WA개의 반도체 스위치와,
(4)
상기 다이오드를 가질 수 있지만, 반드시 그럴 필요는 없는 N OW개의 반도체 스위치가 도출된다:
(5)
따라서 직렬 연결에 의해 제공되는 멀티포트 다상 인버터는 N×N C개의 중간 회로 커패시터와 N×N S개의 반도체 스위치를 갖는다. 서브모듈당 가능한 전압 레벨의 수(N L)는 다상 부하의 요건에 따라 선택될 수 있으며, 각각의 서브모듈에 의해 제공되는 각각의 위상 전압은 이러한 N L개의 전압 레벨 내에서 가변적이다. 원칙적으로 각각의 서브모듈 내에 상이한 수의 전압 레벨 유닛이 배열될 수도 있다.
동일한 N개의 서브모듈에서는 직렬로 접속된 제1 중간 회로 커패시터의 용량 (Ci1)에 대해 하기와 같이 적용되며,
(6)
그러므로 각각의 커패시터 전압()에도 상응하게 하기와 같이 적용된다:
(7)
단자 전압()을 갖는 직류원과 제1 중간 회로 커패시터의 열이 회로를 형성하므로, 다음이 적용된다:
(8)
또는
(9)
방정식 (9)로부터, 제1 중간 회로 커패시터에 대한 본 발명에 따른 회로 토폴로지가 직류원에 비해 본질적인 전압 감소를 갖는다는 결론이 나온다.
커패시터 전압()에 비해 위상 전압()은 본 발명에 따라 반복 가능한 전압 레벨 유닛의 배열에 의해 i번째 서브모듈부터 희망값으로 조정될 수 있다. 상기 희망값은 N L개의 전압 레벨에서 하기 식에 의해 주어진다.
(10)
이로써, 제공 가능한 위상 전압()은 하기의 경우에 직류원의 단자 전압()보다 높아질 수 있다:
(11)
전압 레벨의 수(N L)에 관계없이 제2 및 제3 하프 브리지의 반도체 스위치를 제외한 모든 반도체 스위치의 공칭 커패시터 전압 또는 드레인-소스 전압()을 충족시키기 위해 각각의 구성 요소를 적절하게 선택해야 한다. 그에 반해 제2 및 제3 하프 브리지의 반도체 스위치는 최대 의 드레인-소스 전압을 견딜 수 있어야 한다.
본 발명에 따른 방법의 또 다른 실시예에서 서브모듈의 수가 부하 위상의 지정된 수에 따라 선택되고, 서브모듈은 직류원과 병렬로 접속된다.
본 발명에 따른 방법의 또 다른 실시예에서, 제어 시스템을 통해 적어도 하나의 서브모듈에서 직류 전압을 생성하기 위해, 선택적으로 제2 하프 브리지에서 상부 반도체 스위치가 열리고 제3 하프 브리지에서 상부 반도체 스위치가 닫히도록 스위칭되거나, 제2 하프 브리지에서 하부 반도체 스위치가 열리고 제3 하프 브리지에서 하부 반도체 스위치가 닫히도록 스위칭된다. 부하 요건에 따라 제어 시스템은 적어도 하나의 서브모듈에서 적어도 하나의 중간 회로 커패시터를 출력 단자들과 연결된 (직류 전압) 회로로 스위칭한다. 적어도 하나의 서브모듈의 모든 중간 회로 커패시터의 우회도 고려될 수 있다.
본 발명에 따른 방법의 또 다른 실시예에서 제2 하프 브리지의 제1 출력 단자 및 하부 입력 단자로의 연결부는 제1 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결된다. 제3 하프 브리지의 제2 출력 단자 및 상부 입력 단자로의 연결부는 제2 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결된다. 직렬 및 병렬 연결을 갖는 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 공지된 병렬 스위칭 상태의 도구화를 통해 전체 교류 전압 출력에 대한 기여가 생성된다. 이러한, MMSPC로 약칭되는, 직렬 및 병렬 연결을 갖는 모듈형 멀티레벨 컨버터는 예컨대 Goetz, S.M.; Peterchev, A.V.; Weyh, T. 저, “Modular Multilevel Converter With Series and Parallel Module Connectivity: Topology and Control”(Power Electronics, IEEE Transactions on , vol.30, no.1, pp.203,215, 2015. doi: 10.1109/TPEL.2014.231022)에 기술되어 있다. 본 발명에 따른 실시예에 의해 병렬 스위칭 상태를 이용하여, 하나의 스트링에서 서로 연결된 서브모듈의 각각의 입력 단자를 통해 각각의 인접 서브모듈의 각각의 중간 회로 커패시터를, 더 정확히는 원칙적으로 모든 서브모듈의 모든 중간 회로 커패시터까지, 병렬로 스위칭하는 것이 가능하다.
본 발명에 따른 방법의 또 다른 실시예에서 제2 및 제3 하프 브리지에 대해 병렬로 제4 및 제5 하프 브리지가 배열된다. 제4 및 제5 하프 브리지의 각각의 중앙 탭은 제1 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결된다. 제2 및 제3 하프 브리지의 각각의 출력 단자는 제2 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결된다. 제어 시스템에 의해 각각의 출력 단자에서 교류가 생성되고, 추가적인 제4 및 제5 하프 브리지로 인해 인접 서브모듈들의 각각의 중간 회로 커패시터가 병렬로 접속 가능하다.
또한, 모듈형 멀티레벨 컨버터가 청구되며, 이 모듈형 멀티레벨 컨버터는 하나의 제어 시스템 및 적어도 하나의 서브모듈을 갖는다. 적어도 하나의 서브모듈 내에 복수의 반도체 스위치 및 복수의 중간 회로 커패시터가 회로 토폴로지에 따라 배열된다. 회로 토폴로지는 하부 입력 단자와 상부 입력 단자 사이에 제1 중간 회로 커패시터 및 이에 대해 병렬로 제1 하프 브리지를 제공한다. 또한, 상기 회로 토폴로지는 그에 대해 병렬로, 하부 입력 단자와 연결되고 제7 반도체 스위치를 통해 상부 입력 단자와 연결된 제2 하프 브리지 및 제3 하프 브리지를 제공한다. 또한, 상기 회로 토폴로지는 제1 하프 브리지의 중앙 탭과, 제2 및 제3 하프 브리지의 제7 반도체 스위치와의 연결부 사이에 배치된 제2 중간 회로 커패시터를 제공한다. 상기 회로 토폴로지는 선택적으로 반복 가능한 전압 레벨 유닛을 통해 지정된 수의 전압 레벨에 상응하게 각각 2개의 전압 레벨만큼 확장될 수 있다. 제어 시스템은, 제2 및 제3 하프 브리지의 경우 각각 하나의 상부 반도체 스위치를 각각 하나의 하부 반도체 스위치에 대해 상보적으로 스위칭하도록 구성된다. 하부 입력 단자는 제1 인접 서브모듈의 상부 입력 단자와 또는 직류원의 음극과 연결된다. 상부 입력 단자는 제2 인접 서브모듈의 하부 입력 단자와 또는 직류원의 양극과 연결된다. 각각의 중앙 탭에 의해 2개의 하프 브리지에서 각각 하나의 출력 단자가 제공된다.
본 발명에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터의 일 실시예에서 적어도 하나의 서브모듈은 그의 각각의 출력 단자에서 부하의 위상과 연결되고, 제어 시스템은 펄스폭 변조를 사용하여 교류를 생성하도록 구성된다.
본 발명에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터의 또 다른 실시예에서 서브모듈의 수가 부하 위상의 지정된 수에 따라 선택된다. 서브모듈들은 서로 직렬로 접속된다.
본 발명에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터의 또 다른 실시예에서, 서브모듈의 수가 부하 위상의 지정된 수에 따라 선택된다. 서브모듈들은 직류원과 병렬로 접속된다.
본 발명에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터의 또 다른 실시예에서, 적어도 하나의 서브모듈의 제어 시스템을 통해 직류 전압을 생성하기 위해, 제2 하프 브리지에서 상부 반도체 스위치가 열리고 제3 하프 브리지에서 상부 반도체 스위치가 닫히도록 스위칭되거나, 제2 하프 브리지에서 하부 반도체 스위치가 열리고 제3 하프 브리지에서 하부 반도체 스위치가 닫히도록 스위칭된다.
본 발명에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터의 또 다른 실시예에서, 제2 하프 브리지의 제1 출력 단자 및 하부 입력 단자로의 연결부가 제1 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결된다. 제3 하프 브리지의 제2 출력 단자 및 상부 입력 단자로의 연결부는 제2 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결된다. 제어 시스템은, 직렬 및 병렬 연결을 갖는 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 병렬 스위칭 상태의 도구화를 통해 전체 교류 전압 출력에 대한 각각의 서브모듈의 기여를 생성하도록 구성된다.
본 발명에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터의 또 다른 실시예에서, 제2 및 제3 하프 브리지에 대해 병렬로 제4 및 제5 하프 브리지가 배열된다. 제4 및 제 5 하프 브리지의 각각의 중앙 탭은 제1 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결된다. 제2 및 제3 하프 브리지의 각각의 출력 단자는 제2 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결된다. 제어 시스템은, 각각의 출력 단자에서 교류를 생성하도록 구성된다. 추가적인 제4 및 제5 하프 브리지로 인해 인접 서브모듈의 각각의 중간 회로 커패시터가 병렬로 접속 가능하다.
본 발명에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터의 경우, 고전압 영역에서 직류 입력을 처리하고 교류 출력을 제공하기 위해, 바람직하게는 저전압 커패시터 또는 이를 대체하여 저전압 에너지 저장 셀이 사용될 수 있고, 이를 통해 총 비용과 설치 공간이 매우 적게 유지될 수 있다. 본 발명에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터는 바람직하게, 예컨대 직류원으로서의 100V 단자 전압을 갖는 배터리 팩의 경우 4.2V(3단 6상 시스템) 내지 400V(9단 단상 시스템)의 진폭을 갖는 출력 전압을 허용한다.
또한, 직류원, 적어도 하나의 위상을 갖는 부하 및 본 발명에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터를 포함하는 시스템이 청구되며, 상기 모듈형 멀티레벨 컨버터는 본 발명에 따른 방법을 수행하도록 구성된다. 상기 시스템은, 예컨대 부하가 전기 모터인 자동차의 트랙션 시스템의 일부이다.
본 발명의 그 밖의 장점 및 구성은 설명부 및 첨부 도면에 명시되어 있다.
전술한 특징들 및 하기에 추가로 설명될 특징들은 여기에 각각 명시된 조합뿐만 아니라 다른 방식으로 조합된 형태로 또는 단독으로도 본 발명의 범주 내에서 적용될 수 있다.
도면은 일관되고 포괄적인 방식으로 설명되며, 동일한 구성 요소에는 동일한 참조 부호가 할당된다.
도 1은 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 일 실시예에 따른 일반화된 회로도이다.
도 2는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 또 다른 실시예에 따른 상이한 수의 전압 레벨 유닛을 갖는 회로도이다.
도 3은 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 또 다른 실시예에 따른 5개의 전압 레벨을 갖는 회로도의 전류 경로이다.
도 4는 본 발명에 따른 회로 토폴로지를 위한 반도체 스위치의 선택을 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 제2 및 제3 하프 브리지에 대한 제어 방식을 도시한다.
도 6은 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 일 실시예에 따른 회로의 개략도이다.
도 7은 본 발명에 따른 멀티레벨 컨버터의 일 실시예에 따른 서브모듈들의 병렬 접속의 개략도이다.
도 8은 본 발명에 따른 멀티레벨 컨버터의 또 다른 실시예에 따른 서브모듈들의 직렬 접속의 개략도이다.
도 9는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 또 다른 실시예에 따른 직류 전압 출력에 대한 2개의 등가 회로도이다.
도 10은 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 또 다른 실시예에 따른 병렬 기능을 갖는 2개의 추가 회로도이다.
도 1에는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 실시예에 따른 i번째 서브모듈에 대한 일반화된 회로 토폴로지(100)가 도시되어 있다. 하부 입력 단자(131)와 상부 입력 단자(132) 사이에는 제1 중간 회로 커패시터 Ci1(111)와, 이에 대해 병렬로 제5 반도체 스위치 Si5(105) 및 제6 반도체 스위치 Si6(106)를 갖는 제1 하프 브리지가 배치된다. 또한, 이에 대해 병렬로 제1 반도체 스위치 Si1(101) 및 제2 반도체 스위치 Si2(102)를 갖는 제2 하프 브리지와, 제3 반도체 스위치 Si3(103) 및 제4 반도체 스위치 Si4(104)를 갖는 제3 하프 브리지가 하부 입력 단자(131)와 연결되고, 각각 반복 가능한 전압 레벨 유닛(120) 및 제7 반도체 스위치 Si7(107)을 통해 상부 입력 단자(132)와 연결된다. 또한, 제2 중간 회로 커패시터(Ci2)가 제1 하프 브리지의 중앙 탭과 제7 반도체 스위치 Si7(107) 사이에 배치된다. 제2 및 제3 하프 브리지의 각각의 중앙 탭을 통해 출력 전압이 출력 단자(139)에서 부하에 제공된다. 반복 가능한 전압 레벨 유닛(120)은 제3 중간 회로 커패시터(Ci3)와; 제8 반도체 스위치 Si8(108) 및 제9 반도체 스위치 Si9(109)를 포함하는 추가 하프 브리지; 및 제10 반도체 스위치를 갖는다. 전압 레벨 유닛(120)을 반복할 때마다 일반화된 회로 토폴로지(100)가 각각 2개의 전압 레벨만큼 확장되고, 그 결과 바람직하게는 출력 전압이 지정된 수의 전압 레벨에 맞게 변동될 수 있다.
도 2에는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 또 다른 실시예에 따라 상이한 수의 전압 레벨 유닛을 갖는 회로도(230, 250, 270, 290)가 도시된다. 종래 기술로부터 공지된 3레벨 회로 토폴로지(230)는 반도체 스위치(105 및 106) 및 추가 구성 요소(107 및 112)를 갖는 제1 하프 브리지의 생략에 의해 도 1의 일반화된 회로 토폴로지(100)로부터 유도될 수 있는 반면, 도 1의 전압 레벨 유닛(120)의 생략, 전압 레벨 유닛(120)의 단일 배열 및 전압 레벨 유닛(120)의 이중 배열에 상응하게 5레벨 회로 토폴로지(250), 7레벨 회로 토폴로지(270) 및 9레벨 회로 토폴로지(290)가 획득된다. 9레벨 회로 토폴로지(290)에서는 반복된 배열에 의해 반복된 제8 반도체 스위치 Si11(208), 반복된 제9 반도체 스위치 Si12(209), 반복된 제10 반도체 스위치 Si13(210) 및 반복된 제3 중간 회로 커패시터 Ci4(213)가 추가된다.
도 3에는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 또 다른 실시예에 따른 5개의 전압 레벨을 갖는 회로도(310, 320, 330, 340, 350, 360, 370)의 전류 경로(321, 331, 341, 351, 361, 371)가 도시된다. 5레벨 회로 토폴로지(310)에 기초하여, 회로도(320)에서는 제1 영전압 레벨 경로(321)가, 회로도(330)에서는 양의 전압 레벨 경로(331)가, 회로도(340)에서는 음의 전압 레벨 경로(341)가, 회로도(350)에서는 제2 영전압 레벨 경로(351)가, 회로도(360)에서는 양의 이중 전압 레벨 경로(361)가, 그리고 회로도(370)에서는 음의 이중 전압 레벨 경로(371)가 도시된다. 이를 통해 6개의 상이한 전류 경로(321, 331, 341, 351, 361, 371)가 표시되며, 이로부터 5개의 전압 레벨()이 생성된다. 이는 7개의 (전력) 반도체 스위치 Si1(101), Si2(102), Si3(103), Si4(104), Si5(105), Si6(106), Si7(107) 및 2개의 중간 회로 커패시터 Ci1(111) 및 Ci2(112)를 통해 달성되며, 제2 및 제3 하프 브리지에서 각각 상부 반도체 스위치 Si1(101) 및 Si3(103)이 각각 하부 반도체 스위치 Si2(102) 및 Si4(104)에 대해 상보적으로 스위칭된다. 제2 및 제3 하프 브리지의 하부 반도체 스위치(Si2(102) 및 Si4(104)) 또는 상부 반도체 스위치(Si1(101) 및 Si3(103))는 각각 하나의 내부 역병렬 다이오드를 갖는 한편, 이는 제2 및 제3 하프 브리지의 각각 다른 반도체 스위치, 즉, 상응하는 상부 반도체 스위치(Si1(101) 및 Si3(103)) 또는 하부 반도체 스위치(Si2(102) 및 Si4(104))에서는 선택 사항임을 유의해야 한다. 이와 동일하게, 내부 역병렬 다이오드는 제1 하프 브리지의 제5 반도체 스위치 Si5(105) 및 제6 반도체 스위치 Si6(106)에서 선택 사항인 반면, 제7 반도체 스위치 Si7(107)은 내부 역병렬 다이오드를 가지면 안 된다. 본 발명에 따른 회로 토폴로지에서 알 수 있는 바와 같이, 제1 중간 회로 커패시터 Ci1(111)의 음극 단자는 본질적으로 부하 위상의 영점과 연결된다. 서브모듈의 각각의 스위칭 상태에 따라 출력 전압의 5개의 전압 레벨 중 하나가 표시될 수 있으며, 이에 대해서는 이하에서 더 상세히 설명한다.
먼저 회로도(320 및 350)에는 출력 단자(139)를 통해 흐르는 부하 전류에 전압 기여를 제공하지 않는 2개의 영전압 레벨 경로(321 및 351)가 있으며, 제1 영전압 레벨 경로(321)에서는 반도체 스위치 Si1(101) 및 Si3(103)가 닫히고, 전압 레벨 경로(351)에서는 반도체 스위치 Si2(102) 및 Si4(104)가 닫힌다. 두 중간 회로 커패시터 Ci1(111) 및 Ci2(112)는 각각의 영전압 레벨 경로(321 및 351)에 의해 영향을 받지 않지만, 상기 중간 회로 커패시터들은, 경우에 따라 이들의 커패시터 전압의 균등화를 위해 병렬로 스위칭되어, 입력 단자와 연결된 직류 전압원에 의해 충전될 수 있다. 직류 전압원 또는 직류원은 배터리, 커패시터, 태양 전지 또는 태양광 모듈, 전기 변환장치(예: 전력전자장치)의 직류 전압 출력 또는 직류 출력, 정류기 출력 등으로서 구현될 수 있다.
양의 전압 레벨 경로(331)는 회로도(330)에서 닫힌 반도체 스위치 Si2(102), Si3(103), Si6(106) 및 Si7(107)에 의해 형성되고, 부하 전류에 전압 레벨()을 추가한다. 각각의 닫힌 반도체 스위치에 의해 제2 중간 회로 커패시터 Ci2(112)가 커패시터 전압()까지 충전됨에 따라, 가 된다.
2개의 전압 레벨()은 회로도(360)에서 2개의 중간 회로 커패시터 Ci1(111) 및 Ci2(112)를 갖는 양의 이중 전압 레벨 경로(361)에 의해 달성된다. 교류 전압 생성을 위한 스위칭 사이클에서 2개의 양의 전압 레벨을 갖는 스위칭 상태가 1개의 양의 전압 레벨을 갖는 스위칭 상태를 따르므로, 중간 회로 커패시터 Ci2(112)는 이전에 구동된 스위칭 상태에서 전압 레벨이 커패시터 전압()으로 충전되었다. 따라서 두 커패시터 전압은 동일하며, 이 적용된다. 양의 이중 전압 레벨 경로(361)는 닫힌 반도체 스위치 Si2(102), Si3(103) 및 Si5(105)에 의해 형성되는 반면, 서브모듈의 나머지 반도체 스위치는 열린다.
음의 전압 레벨 경로(341)에서는 반도체 스위치 Si1(101), Si4(104), Si6(106) 및 Si7(107)이 닫히고, 그로 인해 출력 전압()이 도출된다. 이때, 특히 2개의 닫힌 반도체 스위치 Si6(106) 및 Si7(107)은 제2 중간 회로 커패시터 Ci2(112)가 제1 중간 회로 커패시터 Ci1(111)의 커패시터 전압으로 충전되는 전류 경로를 형성하고, 그 결과 충전이 완료되면 최종적으로 이 된다.
닫힌 반도체 스위치 Si1(101), Si4(104) 및 Si5(105)에 의해 음의 이중 레벨 경로(371)가 생성되고, 에 의해 최저 출력 전압이 산출된다. 교류 전압 생성을 위한 스위칭 사이클에서 2개의 음의 전압 레벨을 갖는 스위칭 상태는 1개의 음의 전압 레벨을 갖는 스위칭 상태를 따르므로, 중간 회로 커패시터 Ci2(112)는 이전에 구동된 스위칭 상태에서 전압 레벨이 커패시터 전압()으로 충전되었다. 따라서 두 커패시터 전압이 동일하며, 이 적용된다.
각각의 반도체 스위치 위치에 따라 각각의 출력 전압으로 이어지는 서브모듈 상태가 표 1에 나와 있다.
회로도 Si1 Si2 Si3 Si4 Si5 Si6 Si7 Vi
320 ON OFF ON OFF OFF OFF OFF 0
330 OFF ON ON OFF OFF ON ON
340 ON OFF OFF ON OFF ON ON
350 OFF ON OFF ON OFF OFF OFF 0
360 OFF ON ON OFF ON OFF OFF
370 ON OFF OFF ON ON OFF OFF
도 4에는 본 발명에 따른 회로 토폴로지에 대한 반도체 스위치의 선택이 도시된다. 전술한 바와 같이 서브모듈의 일부 반도체 스위치에서는 역병렬 다이오드가 필요한 반면, 다른 반도체 스위치에는 반드시 필요하지 않거나 금지되기도 한다. 다이어그램(410)은 역병렬 다이오드가 있는 반도체 스위치의 선택을 보여준다. 하프 브리지의 반도체 스위치에 대한 도면의 회로도에서 사용된 기호는 금속산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)(411)를 나타내지만, 회로 기술 측면에서 바이폴라 트랜지스터(BJT)(412) 또는 전계 효과 트랜지스터(FET)(413), 또는 절연 게이트 전극 및 npn 구조를 갖는 바이폴라 트랜지스터(IGBT/NPN)(414) 또는 절연 게이트 전극을 갖는 n-채널 바이폴라 트랜지스터(IGBT/N-채널)(415)로 대체될 수 있고, 각각 역병렬 다이오드를 구비한다. 그러나 도시된 선택이 역병렬 다이오드가 있는 다른 반도체 스위치 유형을 배제해서는 안 된다. 다이어그램(420)은 역병렬 다이오드가 없는 반도체 스위치의 선택을 보여준다. 이러한 반도체 스위치에 대한 도면의 회로도에서 사용된 기호는 절연 게이트 전극 및 npn 구조(IGBT/NPN)(421)를 갖는 바이폴라 트랜지스터를 나타내지만, 회로 기술 측면에서 바이폴라 트랜지스터(BJT)(422) 또는 전계 효과 트랜지스터(FET)(423) 또는 절연 게이트 전극을 갖는 n-채널 바이폴라 트랜지스터(IGBT/N-채널)(424) 또는 업스트림 다이오드를 갖는 전계 효과 트랜지스터(FET)(425)로 대체될 수 있다. 그러나 여기서도 도시된 선택이 역병렬 다이오드가 없는 다른 반도체 스위치 유형을 배제해서는 안 된다.
도 5에는 펄스폭 변조를 사용하는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 제2 및 제3 하프 브리지에 대한 제어 방식(500)이 도시된다. 각각의 서브모듈의 출력 전압에서 정현파를 생성하기 위해 펄스폭 변조가 사용되는 한편, 각각의 서브모듈에 대한 각각의 기준 전압(510)의 변경에 의해 다상 전압에 대한 전압 기준이 제공된다. 이는 제어 방식(500)을 사용하여 구현되고, 이 경우, i번째 위상()의 기준 전압(510) 및 반송파 신호(520)가 반도체 스위치(Si1)를 위한 게이트 신호(501), 반도체 스위치(Si2)를 위한 게이트 신호(502), 반도체 스위치(Si3)를 위한 게이트 신호(503), 및 반도체 스위치(Si4)를 위한 게이트 신호(504)를 생성하는 데 사용된다. 기준 전압(510)을 생성하기 위해 부하 조절을 위한 다양한 제어 방법이 고려될 수 있다. 간단한 예시로서 정현파를 사용할 수 있다:
(12)
도 6에는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 제1 실시예에 따른 단일 부하(630)를 갖는 회로(600)가 개략적으로 도시된다. 회로(600)는 다른 서브모듈과의 연결 없이 직류원(611)으로부터 단일 부하(630)를 위한 단상 교류를 생성한다.
도 7에는 본 발명에 따른 멀티레벨 컨버터의 제2 실시예에 따른 서브모듈의 병렬 접속(700)이 개략적으로 도시된다. 입력 단자에서 직류원(711)과 병렬로 연결된 각각의 서브모듈(701, 702, 703, 704)은 다상 부하(730)를 위한 다상 전류의 각각 하나의 위상을 생성한다.
도 8에는 본 발명에 따른 멀티레벨 컨버터의 또 다른 실시예에 따른 서브모듈들의 직렬 접속(800)이 개략적으로 도시된다. 각각의 서브모듈(701, 702, 703, 809)은 다상 부하(730)를 위한 다상 전류의 각각 하나의 위상을 생성한다. 서브모듈(701, 702, 703, 809)은 입력 단자에서 서로 직렬로 연결되고, 제1 서브모듈(701) 및 제N 서브모듈(809)은 직류원(711)과 연결된다. 그 결과, 각각의 서브모듈(701, 702, 703, 809)의 입력 전압은 직류원(711)의 단자 전압()에 비해 1/N 분주만큼 감소한다(방정식 9 참조).
도 9에는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 또 다른 실시예에 따른 직류 전압 출력에 대한 2개의 등가 회로(910, 920)가 도시된다. 각각의 서브모듈, 특히 제3 하프 브리지의 반도체 스위치 Si3(103) 및 Si4(104)의 적절한 구동을 통해(도 1 참조), 각각의 서브모듈은 상이하게 스위칭 가능한 전압값을 갖는 전압 레벨 유닛(120)의 수에 따라 산출된 교류 전압을 출력하는 데 사용될 수 있다. 각각의 서브모듈의 또 다른 반도체 스위치(105, 106, 107, 108, 109, 110)가 선택된 전압 레벨을 생성하기 위해 적합하게 스위칭되는 동안, 등가 회로도(910)에서 도 1의 제3 반도체 스위치 Si3(103)가 열려 있음으로써 직류 전압 부하와의 연결을 위한 직류 전압 단자(911)가 생성되는 한편, 등가 회로도(920)에서 도 1의 제4 반도체 스위치 Si4(104)가 열려 있음으로써 직류 전압 부하와의 연결을 위한 직류 전압 단자(921)가 생성된다.
도 10에는 본 발명에 따른 회로 토폴로지의 또 다른 실시예에 따른 병렬 기능을 갖는 2개의 회로도(1010, 1020)가 도시된다. 회로도(1010)에서는 모듈형 멀티레벨 컨버터에서의 병렬 기능의 공지된 구현에 기초하여 예컨대 하나의 스트링에서 선행하여 인접하는 서브모듈로의 단자(1018) 및 상기 스트링에서 후행하여 인접하는 서브모듈로의 단자(1019)가 형성되며, 이는 물론 직류의 출력을 위한 것이다. 회로도(1020)에서는 본 발명에 따른 회로 토폴로지(도 1의 참조 부호 "100")에 따라 추가로, 제11 반도체 스위치 Si11(1021) 및 제12 반도체 스위치 Si12(1022)를 갖는 제4 하프 브리지와, 제13 반도체 스위치 Si13(1023) 및 제14 반도체 스위치 Si14(1024)를 갖는 제5 하프 브리지가 배치된다. 제2 및 제3 하프 브리지의 중앙 탭(도 1에서 참조 번호 "139"로 표시)에 의해, 예컨대 전술한 MMSPC와 같은 모듈형 멀티레벨 컨버터에서의 병렬 기능의 공지된 구현에 기초하여, 스트링에서 후속하여 인접하는 서브모듈로의 단자(1029)가 형성된다. 새로 추가된 제4 및 제5 하프 브리지 모두의 중앙 탭에 의해, 스트링에서 선행하여 인접한 서브모듈로의 단자(1028)가 형성된다. 회로도(1020)는 교류를 위한 것이다. 반복 가능한 전압 레벨 유닛(120)의 반도체 스위치 Si5(105) 및 Si6(106)이 있는 제1 하프 브리지의 본 발명에 따른 배열에 의해 교류에 대한 각각의 서브모듈의 전압 기여가 설계될 수 있다.
100 i번째 서브모듈에 대한 일반화된 회로 토폴로지
101 제1 반도체 스위치 Si1
102 제2 반도체 스위치 Si2
103 제3 반도체 스위치 Si3
104 제4 반도체 스위치 Si4
105 제5 반도체 스위치 Si5
106 제6 반도체 스위치 Si6
107 제7 반도체 스위치 Si7
108 제8 반도체 스위치 Si8
109 제9 반도체 스위치 Si9
110 제10 반도체 스위치 Si10
111 제1 중간 회로 커패시터 Ci1
112 제2 중간 회로 커패시터 Ci2
113 제3 중간 회로 커패시터 Ci3
120 반복 가능한 전압 레벨 유닛
131 하부 입력 단자
132 상부 입력 단자
139 부하 단자
208 반복된 제8 반도체 스위치 Si11
209 반복된 제9 반도체 스위치 Si12
210 반복된 제10 반도체 스위치 Si13
213 반복된 제3 중간 회로 커패시터 Ci4
230 3레벨 회로 토폴로지를 갖는 회로
250 5레벨 회로 토폴로지를 갖는 회로
270 7레벨 회로 토폴로지를 갖는 회로
290 9레벨 회로 토폴로지를 갖는 회로
310 5레벨 회로 토폴로지
320 출력 전압이 0인 회로도
321 제1 영전압 레벨 경로
330 출력 전압이 Vi인 회로도
331 양의 전압 레벨 경로
340 출력 전압이 -Vi인 회로도
341 음의 전압 레벨 경로
350 출력 전압이 0인 회로도
351 제2 영전압 레벨 경로
360 출력 전압이 2Vi인 회로도
361 양의 이중 전압 레벨 경로
370 출력 전압이 -2Vi인 회로도
371 음의 이중 전압 레벨 경로
410 역병렬 다이오드를 가진 반도체 스위치
411 MOSFET
412 바이폴라 트랜지스터 BJT
413 FET
414 IGBT(NPN)
415 IGBT(N-채널)
420 역병렬 다이오드가 없는 반도체 스위치
421 IGBT(NPN)
422 BJT
423 FET
424 IGBT(N-채널)
425 FET 및 다이오드
500 펄스폭 변조 제어 방식
501 게이트, Si1 방향
502 게이트, Si2 방향
503 게이트, Si3 방향
504 게이트, Si4 방향
510 i번째 위상()의 기준 전압
520 반송파 신호
600 단일 부하 회로도
611 직류원
630 단상 부하
700 병렬 접속 회로도
711 직류원
701 제1 서브모듈
702 제2 서브모듈
703 제3 서브모듈
704 제4 서브모듈
730 다상 부하
800 직렬 접속 회로도
809 제N 서브모듈
910 직류 출력을 위한 제1 버전을 갖는 등가 회로
911 부하 단자
920 직류 출력을 위한 제2 버전을 갖는 등가 회로
921 부하 단자
1010 제1 버전으로서의 직류 출력을 갖는 회로도
1018 선행 서브모듈로의 단자
1019 후속 서브모듈로의 단자
1020 제2 버전으로서의 교류 출력을 갖는 회로도
1021 제11 반도체 스위치
1022 제12 반도체 스위치
1023 제13 반도체 스위치
1024 제14 반도체 스위치
1028 선행 서브모듈로의 단자
1029 후속 서브모듈로의 단자

Claims (15)

  1. 모듈형 멀티레벨 컨버터용 회로 토폴로지(100, 250, 270, 290, 310, 600, 910, 920, 1010, 1020)에 따른 회로 배열 방법이며, 이 방법에서는,
    모듈형 멀티레벨 컨버터가 하나의 제어 시스템(500) 및 적어도 하나의 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809)을 갖고; 상기 적어도 하나의 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809) 내에 복수의 반도체 스위치(101, 102, 103, 104, 105, 106, 107, 108, 109, 110, 208, 209, 210, 1021, 1022, 1023, 1024) 및 복수의 중간 회로 커패시터(111, 112, 113, 210, 213)가 회로 토폴로지(100, 250, 270, 290, 310, 600, 910, 920, 1010, 1020)에 따라 배열되며; 회로 토폴로지(100, 250, 270, 290, 310, 600, 910, 920, 1010, 1020)는 하부 입력 단자(131)와 상부 입력 단자(132) 사이에 제1 중간 회로 커패시터(111)와 이에 대해 병렬로 제1 하프 브리지, 또한 이에 대해 병렬로, 하부 입력 단자(131)와 연결되고 제7 반도체 스위치(107)를 통해 상부 입력 단자(132)와 연결된 제2 및 제3 하프 브리지, 그리고 추가로 제1 하프 브리지의 중앙 탭과, 제2 및 제3 하프 브리지의 제7 반도체 스위치(107)와의 연결부 사이에 배치된 제2 중간 회로 커패시터(112)를 제공하며; 회로 토폴로지(100, 250, 270, 290, 310, 600, 910, 920, 1010, 1020)는 선택적으로 반복 가능한 전압 레벨 유닛(120)을 통해 지정된 수의 전압 레벨에 상응하게 각각 2개의 전압 레벨만큼 확장될 수 있으며; 상기 제어 시스템에 의해 제2 및 제3 하프 브리지에서 각각 하나의 상부 반도체 스위치(101, 103)가 각각 하나의 하부 반도체 스위치(102, 104)에 상보적으로 스위칭되며; 하부 입력 단자(131)는 제1 인접 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809)의 상부 입력 단자(132)와 또는 직류원(711)의 음극과 연결되고, 상부 입력 단자(132)는 제2 인접 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809)의 하부 입력 단자(131)와 또는 직류원(711)의 양극과 연결되며; 2개의 하프 브리지에 있는 각각의 중앙 탭에 의해 각각의 출력 단자(139)가 제공되는, 회로 배열 방법.
  2. 제1항에 있어서, 적어도 하나의 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809)이 각각의 출력 단자(139)에서 부하의 위상(630)과 연결되고, 반도체 스위치(101, 102, 103, 104)의 제어 시스템(500)에 의해 펄스폭 변조(500)를 이용하여 교류가 생성되는, 회로 배열 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 서브모듈(701, 702, 703, 809)의 수가 부하 위상(730)의 지정된 수에 따라 선택되고, 서브모듈(701, 702, 703, 809)은 서로 직렬로 접속되는, 회로 배열 방법.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 서브모듈(701, 702, 703, 704)의 수가 부하 위상(730)의 지정된 수에 따라 선택되고, 서브모듈(701, 702, 703, 704)은 직류원(711)과 병렬로 접속되는, 회로 배열 방법.
  5. 제1항에 있어서, 적어도 하나의 서브모듈에서 제어 시스템을 통해 직류 전압을 생성하기 위해, 선택적으로 제2 하프 브리지에서 상부 반도체 스위치(101)가 열리고 제3 하프 브리지에서 상부 반도체 스위치(103)가 닫히도록 스위칭되거나, 제2 하프 브리지에서 하부 반도체 스위치(102)가 열리고 제3 하프 브리지에서 하부 반도체 스위치(104)가 닫히도록 스위칭되는, 회로 배열 방법.
  6. 제1항에 있어서, 제2 하프 브리지의 제1 출력 단자(1018) 및 하부 입력 단자로의 연결부(1018)가 제1 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결되고, 제3 하프 브리지의 제2 출력 단자(1019) 및 상부 입력 단자로의 연결부(1019)가 제2 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결되며, 직렬 및 병렬 연결을 갖는 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 병렬 스위칭 상태의 도구화를 통해 전체 교류 전압 출력에 대한 기여가 생성되는, 회로 배열 방법.
  7. 제1항에 있어서, 제2 및 제3 하프 브리지에 대해 병렬로 제4 및 제5 하프 브리지가 배열되고, 제4 및 제 5 하프 브리지의 각각의 중앙 탭(1028)이 제1 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결되며, 제2 및 제3 하프 브리지의 각각의 출력 단자(1029)가 제2 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결되고, 제어 시스템에 의해 각각의 출력 단자(1028, 1029)에서 교류가 생성되며, 추가된 제4 및 제5 하프 브리지로 인해 인접 서브모듈들의 각각의 중간 회로 커패시터(111, 112, 113)가 병렬로 접속 가능한, 회로 배열 방법.
  8. 모듈형 멀티레벨 컨버터이며,
    이 모듈형 멀티레벨 컨버터가 하나의 제어 시스템 및 적어도 하나의 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809)을 갖고, 상기 적어도 하나의 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809) 내에 복수의 반도체 스위치(101, 102, 103, 104, 105, 106, 107, 108, 109, 110, 208, 209, 210, 1021, 1022, 1023, 1024) 및 복수의 중간 회로 커패시터(111, 112, 113, 210, 213)가 회로 토폴로지(100, 250, 270, 290, 310, 600, 910, 920, 1010, 1020)에 따라 배열되며; 회로 토폴로지(100, 250, 270, 290, 310, 600, 910, 920, 1010, 1020)는 하부 입력 단자(131)와 상부 입력 단자(132) 사이에 제1 중간 회로 커패시터(111)와 이에 대해 병렬로 제1 하프 브리지, 또한 이에 대해 병렬로, 하부 입력 단자(131)와 연결되고 제7 반도체 스위치(107)를 통해 상부 입력 단자(132)와 연결된 제2 및 제3 하프 브리지, 그리고 추가로 제1 하프 브리지의 중앙 탭과, 제2 및 제3 하프 브리지의 제7 반도체 스위치(107)와의 연결부 사이에 배치된 제2 중간 회로 커패시터(112)를 제공하며; 회로 토폴로지(100, 250, 270, 290, 310, 600, 910, 920, 1010, 1020)는 선택적으로 반복 가능한 전압 레벨 유닛(120)을 통해 지정된 수의 전압 레벨에 상응하게 각각 2개의 전압 레벨만큼 확장될 수 있으며; 상기 제어 시스템은, 제2 및 제3 하프 브리지의 경우 각각 하나의 상부 반도체 스위치(101, 103)를 각각 하나의 하부 반도체 스위치(102, 104)에 대해 상보적으로 스위칭하도록 구성되며; 하부 입력 단자(131)는 제1 인접 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809)의 상부 입력 단자(132)와 또는 직류원(711)의 음극과 연결되고, 상부 입력 단자(132)는 제2 인접 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809)의 하부 입력 단자(131)와 또는 직류원(711)의 양극과 연결되며; 2개의 하프 브리지에 있는 각각의 중앙 탭에 의해 각각의 출력 단자(139)가 제공되는; 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  9. 제8항에 있어서, 적어도 하나의 서브모듈(701, 702, 703, 704, 809)이 그의 각각의 출력 단자(139)에서 부하의 위상(630)과 연결되고, 제어 시스템은 펄스폭 변조(500)를 사용하여 교류를 생성하도록 구성되는, 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  10. 제8항 또는 제9항에 있어서, 서브모듈(701, 702, 703, 809)의 수가 부하 위상(730)의 지정된 수에 따라 선택되고, 서브모듈(701, 702, 703, 809)은 서로 직렬로 접속되는, 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  11. 제8항 또는 제9항에 있어서, 서브모듈(701, 702, 703, 704)의 수가 부하 위상(730)의 지정된 수에 따라 선택되고, 서브모듈(701, 702, 703, 704)은 직류원(711)과 병렬로 접속되는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  12. 제8항에 있어서, 직류 전압을 생성하기 위해 제어 시스템은, 선택적으로 제2 하프 브리지에서 상부 반도체 스위치(101)를 열고 제3 하프 브리지에서 상부 반도체 스위치(103)를 닫은 상태로 유지하거나, 제2 하프 브리지에서 하부 반도체 스위치(102)를 열고 제3 하프 브리지에서 하부 반도체 스위치(104)를 닫은 상태로 유지하도록 구성되는, 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  13. 제8항에 있어서, 제2 하프 브리지의 제1 출력 단자(1018) 및 하부 입력 단자로의 연결부(1018)가 제1 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결되고, 제3 하프 브리지의 제2 출력 단자(1019) 및 상부 입력 단자로의 연결부(1019)가 제2 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결되며, 제어 시스템은, 직렬 및 병렬 연결을 갖는 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 병렬 스위칭 상태를 도구화하여 전체 교류 전압 출력에 대한 각각의 서브모듈의 기여를 생성하도록 구성되는, 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  14. 제8항에 있어서, 제2 및 제3 하프 브리지에 대해 병렬로 제4 및 제5 하프 브리지가 배열되고, 제4 및 제5 하프 브리지의 각각의 중앙 탭(1028)이 제1 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결되고, 제2 및 제3 하프 브리지의 각각의 출력 단자(1029)가 제2 인접 서브모듈의 대응 단자와 연결되며, 제어 시스템은, 각각의 출력 단자(1028, 1029)에서 교류가 생성되고, 추가된 제4 및 제5 하프 브리지로 인해 인접 서브모듈의 각각의 중간 회로 커패시터(111, 112, 113)가 병렬로 접속 가능하도록 구성되는, 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  15. 직류원(711), 적어도 하나의 위상을 갖는 부하(630, 730) 및 제8항 내지 제14항 중 어느 한 항에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터를 포함하는 시스템이며,
    상기 모듈형 멀티레벨 컨버터는 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하도록 구성되는, 시스템.
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