KR20230145093A - 그리드-연계형 컨버터를 위한 통합 제어 전략 - Google Patents

그리드-연계형 컨버터를 위한 통합 제어 전략 Download PDF

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KR20230145093A
KR20230145093A KR1020237029203A KR20237029203A KR20230145093A KR 20230145093 A KR20230145093 A KR 20230145093A KR 1020237029203 A KR1020237029203 A KR 1020237029203A KR 20237029203 A KR20237029203 A KR 20237029203A KR 20230145093 A KR20230145093 A KR 20230145093A
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모하마드레자 미란베이기
라젠드라 프라사드 칸둘라
디파크 엠. 디반
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조지아 테크 리서치 코포레이션
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Abstract

본 명세서에는 그리드-추종(grid-following), 그리드-확정(grid-firming) 및 그리드-형성(grid-forming) 모드에서 자동으로 작동할 수 있는 그리드-연계형 컨버터용 범용 제어(UniCon) 체계를 제시한다. 상기 컨버터는 그리드 또는 연결된 소스 및 부하에 대한 정보가 필요하지 않다. 상기 컨버터는 로컬 측정을 기반으로 자체 작동 지점을 설정할 수 있다. 상기 컨버터는 일반적으로 발생하는 광범위한 정상 상태, 과도 상태 및 오류 조건에서 작동할 수 있다. UniCon은 그리드 연계 모드에서의 디스패치, 독립(islanded) 또는 마이크로그리드 모드에서의 자동 부하 공유를 포함하여 개별 모드에서 작동할 수 있도록 그리드의 컨버터에 대한 범용 제어 전략을 구현한다. 과도 상태에서 상기 컨버터는 관성 지원을 제공하고 감쇠(damping)을 개선하여 교란을 안정화하고 줄인다. 상기 시스템의 여러 컨버터는 느린 조정 및 시스템 수준 최적화에 사용할 수 있는 경우 통신을 사용하여 빠른 조정을 위해 자세한 시스템 지식이나 저지연(law-latency) 통신이 필요하지 않다.

Description

그리드-연계형 컨버터를 위한 통합 제어 전략
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 2021년 2월 9일자로 출원된 미국 가출원 제63/147,630호의 이익을 주장하며, 상기 가출원은 이하 완전히 명시되는 것처럼 전체적으로 참고로 본 명세서에 포함된다.
기술분야
본 발명은 일반적으로 전력 전자 장치 및 그 제어에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 그리드-연계형 컨버터(grid-connected converters)의 통합 제어를 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
그리드는 동기식 발전기로 완전히 구동되는 시스템에서 분산 에너지 자원에서 공급되는 컨버터의 투입률(penetration)이 증가하는 시스템으로 빠르게 전환되고 있다. 컨버터의 투입률이 낮은 경우 강한 그리드(stiff grid)를 가정하고 그리드-추종(grid-following) 전략으로 컨버터를 제어하는 것이 합리적이다. 컨버터 투입률(penetration)이 증가함에 따라 동일한 컨버터를 그리드-연계 모드로 작동해야 하고 때로는 그리드-독립(grid-islanded) 모드로 작동해야 해서 컨버터가 작동 모드를 변경해야 하므로 제어 문제가 발생한다. 또한 컨버터는 발전기와 매우 다르게 동작하기 때문에 특히 과도 및 오류 조건에서 두 가지 고유한 모드에서 제어 전략의 상당한 변경이 필요한 경우가 많다. 그러나 두 모드를 구분하는 것은 쉽지 않을 수 있다. 실시간 제어 및 조정을 위한 통신은 원칙적으로 문제를 완화하는 데 도움이 될 수 있지만 저지연(low-latency) 통신과 정확한 시스템 지식이 필요하다. 이는 지리적으로 분산되어 끊임없이 변화하는 시스템에서 매우 어려운 일이다.
높은 인버터 기반 리소스(inverter-based resource, IBR) 투입률(penetration)에서 발생할 수 있는 주요 문제의 예로는 관성 손실, 컨버터 상호 작용, 시스템 안정성 감소, 연쇄 고장 가능성 증가 등이 있다. 컨버터 제어는 종종 공진, 전류 제한 작동으로 이어지는 일시적인 과부하 및 나머지 시스템에 대한 제어 손실과 씨름해야 했다. 주요 오류 및 네트워크 변경으로 인해 시스템 과도 현상이 발생하여 회로가 트립되거나 진동 동작이 발생할 수 있으며 보호 시스템에 문제가 될 수 있다. 마지막으로, 제어되는 컨버터가 연결된 시스템에 비해 얼마나 큰지 아는 것이 불가능할 수도 있다. 이러한 미지의 문제는 종종 시스템에 대한 지식을 기반으로 하고 시스템 동작보다는 컨버터 동작 최적화에 중점을 두는 표준 기술을 사용하여 컨버터 제어기를 설계하는 데 어려움을 준다.
본 명세서에는 그리드-연계형 컨버터(grid-connected converters)에 대한 범용 제어(universal control, UniCon) 방식이 제시된다. 상기 UniCon 방식의 목표 중 하나는 컨버터가 오늘날의 동기식 발전기 중심 그리드에서 인버터-기반 리소스(inverter-based resources, IBR) 중심 그리드로 전환할 수 있도록 컨버터를 제어하는 것이다.
일부 실시예에서, 상기 UniCon 방식은 그리드-추종(grid-following), 그리드-확정(grid-firming) 및 그리드-형성(grid-forming) 모드에서 컨버터의 자동 운전을 허용한다. 일부 실시예에서, 상기 컨버터는 상기 그리드 또는 연결된 소스 및 부하에 대한 정보를 필요로 하지 않으며 로컬 측정을 기반으로 자체 운전 지점을 설정할 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 컨버터는 일반적으로 마주치는 정상 상태, 과도 상태 및 오류 조건(fault condition)의 넓은 범위에 걸쳐 운전할 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 컨버터 제어 전략은 상기 그리드에 연결된 그리드-추종(grid-following) 및 그리드-형성(grid-forming) 컨버터뿐만 아니라 동기식 발전기의 혼합으로 운전할 수 있고, 강(stiff)하거나 약한 그리드(weak grid) 또는 마이크로그리드로 운전할 수 있다. 일부 실시예에서, 컨버터 제어는 상기 그리드에 연결된 많은(심지어 수백 개의) 컨버터가 있을 수 있고 모든 컨버터가 시스템 목표를 충족시키기 위해 협력하려고 할 것이라는 가정에 기초한다. 일부 실시예에서, UniCon은 그리드 연계 모드에서의 디스패치 및 독립(islanded) 모드 또는 마이크로그리드 모드에서의 자동 부하 공유를 포함하는 별개의 모드에서의 운전을 허용하는 그리드 상의 컨버터에 대한 범용 제어 전략을 실현한다. 일부 실시예에서, 과도 조건 하에서 상기 컨버터는 관성 지원(inertial support)을 제공하고 교란(disturbance)을 안정화하고 감소시키기 위해 감쇠(damping)을 개선한다. 일부 실시예에서, 상기 시스템 상의 다수의 컨버터는 느린 조정 및 시스템 레벨 최적화를 위해 이용가능한 경우 통신을 사용하여 빠른 조정을 위한 상세한 시스템 지식 또는 저지연(low-latency) 통신을 요구하지 않는다. 상기 제안된 제어 전략에는 원하는 전체 시스템 수준 동작을 실현하기 위해 통합된 방식으로 모두 기능해야 하는 몇 가지 고유한 요소가 있다.
일 실시예에서, 컨버터 제어기는 컨버터 단자 전압의 주파수 측정에 의존하지 않고 그리드 형성 모드에서 컨버터를 제어하도록 구성된다.
상기 컨버터 제어기는 상기 컨버터를 다른 그리드 형성 컨버터, 마이크로그리드 및/또는 그리드와 동기화하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 다른 그리드 형성 컨버터 또는 마이크로그리드 또는 그리드를 포함하는 네트워크로부터 연결해제된 후에 독립(islanded) 모드에서 상기 컨버터를 제어하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 상기 그리드 형성 컨버터의 정격(rating)을 초과하지 않고 다른 그리드 형성 컨버터, 마이크로그리드, 및/또는 다른 주파수 및 위상을 갖는 그리드와 컨버터를 동기화하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 주파수 조건의 높은 변화율 하에서 상기 컨버터를 제어하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 발전/부하 변화 하에서 상기 컨버터를 제어하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 과도 상태 동안 실효 전력(real power) 및 무효 전력(reactive power)을 동적으로 관리하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 상기 단자 전압 위상의 위상 점프에 응답하여 상기 컨버터의 기준 전압 파형의 기준 전압 위상을 상기 컨버터의 단자 전압 파형의 단자 전압 위상에 동기화하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 상기 컨버터를 포함하는 마이크로그리드를 블랙-스타트하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 광범위하게 변하는 단락 비율 및/또는 X/R(리액턴스/저항) 비율 하에서 유효(active) 및 무효 전력(reactive power) 공유를 관리하도록 구성될 수 있다. 상기 컨버터 제어기는 제1 그리드 형성 컨버터를 제2 그리드 형성 컨버터와 동기화하도록 제1 그리드 형성 컨버터를 제어하도록 구성될 수 있다.
다른 실시예에서, 상기 컨버터 제어기는 위상 점프 모듈, 적응형 관성 모듈 및 가상 임피던스 모듈을 포함할 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 상기 그리드 형성 컨버터를 마이크로그리드 및/또는 그리드와 동기화하기 위해 그리드 형성 컨버터를 제어하도록 구성될 수 있다.
상기 위상 점프 모듈은 상기 컨버터의 기준 전압 파형과 갑자기 어긋나는 상기 컨버터의 단자 전압 파형에 응답하여 상기 컨버터의 기준 전압 위상을 설정하도록 구성될 수 있다.
상기 위상 점프 모듈은 제로 관성 응답을 통해 상기 기준 전압 위상을 상기 단자 전압 파형의 위상으로 설정하도록 구성될 수 있다.
상기 위상 점프 모듈은 상기 기준 전압 파형의 전압 크기를 수정하지 않고 상기 기준 전압 파형을 상기 단자 전압 파형에 동기화하도록 구성될 수 있다.
상기 위상 점프 모듈은 상기 기준 전압 위상을 비선형적으로 조정하도록 구성될 수 있다.
상기 위상 점프 모듈은 상기 기준 전압 파형과 상기 단자 전압 파형이 동기하여(in sync) 반대 방향으로 이동하는 것을 피하기 위해 상기 기준 전압 위상을 반대 사분면으로 점프하도록 구성될 수 있다.
상기 위상 점프 모듈은 1) 상기 단자 전압 파형과 상기 기준 전압 파형 사이의 전압 차이가 전압 임계값을 초과, 또는 2) 상기 컨버터의 필터 인덕터를 통과하는 전류가 전류 임계값을 초과하는 경우 중 하나의 응답에 참여할 수 있다.
상기 위상 점프 모듈은 a) 상기 기준 전압 파형과 상기 단자 전압 파형사이의 전압 차이(E-Vt), 상기 컨버터의 필터 인덕터를 통과하는 전류 및 상기 단자 전압 파형에 적어도 부분적으로 기초하여 위상 각 점프를 결정 및 b) 상기 기준 전압 파형의 위상각 점프 및 각 주파수를 샘플링 시간에 곱해서 상기 기준 전압 위상에 더해지도록 상기 기준 전압 위상을 설정하도록 구성될 수 있다.
상기 위상 각 점프는 전압차(f(E-Vt))의 함수(f)에 비례할 수 있다. 상기 함수(f)는 상수, 선형 함수 또는 비선형 함수에 비례할 수 있다. 상기 함수((f))는 하이퍼볼릭 탄젠트(tanh(E-Vt))를 포함할 수 있다.
상기 적응형 관성 모듈을 포함하는 주파수 루프는 출력 위상각(θ(t))를 제공하도록 구성될 수 있다. 상기 위상각 점프는 와 동일 할 수 있으며, 여기서 이다.
상기 위상 점프 모듈은 상기 위상 점프 모듈이 분리될 때까지 단계 a) 내지 b)를 반복하도록 구성될 수 있다.
상기 위상 점프 모듈은 다음 중 하나에 응답하여 해제(disengage)될 수 있다: 1) 전압 임계값 미만인 전압과 전류 임계값 미만인 필터 인턱터를 통과하는 전류의 차이, 또는 2) 상기 기준 전압 위상에 대한 미리 정해진 수의 조정이 이루어지거나, 또는 3) 상기 위상 점프 모듈의 참여(engagement) 이후 미리 정해진 시간이 경과하거나, 또는 단계 a) 내지 b)는 미리 정해진 횟수만큼 수행됨.
상기 컨버터 제어기는 상기 컨버터의 기준 전력을 설정하도록 구성된 드룹(droop) 제어 모듈을 더 포함할 수 있다.
상기 드룹 제어 모듈은 상기 컨버터의 유효 전력(active power)과 주파수 사이의 역 관계에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 컨버터의 기준 전력을 설정하도록 구성될 수 있다.
상기 드룹 제어 모듈은 상기 적응형 관성 모듈과 함께 피드백 루프에 있을 수 있다.
상기 드룹 제어 모듈의 출력과 단말 전력의 차는 상기 적응형 관성 모듈의 입력으로 제공될 수 있다.
상기 적응형 관성 모듈의 출력과 상기 기준 전압 파형의 기준 각주파수의 합이 상기 드룹(droop) 제어 모듈의 입력으로 제공될 수 있다.
상기 적응형 관성 모듈은 상기 컨버터의 단자 전력과 상기 컨버터의 기준 전력 사이의 전력 차이에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 컨버터의 관성 상수를 설정하도록 구성될 수 있다.
상기 적응형 관성 모듈은 상기 단자 전압 파형의 주파수 측정을 요구하지 않고 상기 기준 전압 파형의 내부 주파수 및 위상을 상기 단자 전압 파형의 단자 주파수 및 위상에 동기화하도록 구성될 수 있다.
상기 적응형 관성 모듈은 다음 사항에만 기초하여 상기 관성 상수를 설정하도록 구성될 수 있다: 1) 상기 컨버터의 측정된 전력; 및/또는 2) 상기 기준 전력과 상기 측정 전력 간의 차이; 및/또는 3) 상기 단자 전압 파형의 단자 전압 크기. 상기 적응형 관성 모듈은 이전에 나열된 세 가지 메트릭스 중 하나, 이전에 나열된 세 가지 메트릭스 중 두 가지 조합 또는 이전에 나열된 세 가지 메트릭스 중 세 가지 모두를 기준으로 관성 상수를 설정하도록 구성할 수 있다.
상기 관성 상수는 상기 전력 차이의 비선형 함수에 적어도 부분적으로 기초할 수 있다.
상기 관성 상수는 상기 전력 차이의 다항식 함수에 적어도 부분적으로 기초할 수 있다.
상기 컨버터의 감쇠 계수(damping coefficient)는 상기 전력 차이에 적어도 부분적으로 기초할 수 있다.
상기 감쇠 계수는 상기 전력 차이의 비선형 함수에 적어도 부분적으로 기초할 수 있다.
상기 컨버터의 감쇠 계수는 상기 관성 상수의 역제곱근에 비례할 수 있다.
상기 가상 임피던스 모듈은 상기 컨버터의 유효 출력 임피던스를 동적으로 변경할 수 있다.
상기 가상 임피던스 모듈은 증가된 전류에 응답하여 임피던스를 증가시키도록 구성된 가상 임피던스를 포함할 수 있다.
상기 가상 임피던스는 증가된 전류에 응답하여 비선형 함수를 사용하여 저항을 증가시키도록 구성된 가상 저항기를 포함할 수 있다.
상기 가상 임피던스 모듈은 일정한 가상 인덕터를 더 포함할 수 있다.
상기 가상 임피던스는 가상 저항기 및 가상 인덕터를 포함할 수 있다. 상기 가상 인덕터의 인덕턴스와 상기 가상 저항기의 저항은 적분기를 사용하여 증가된 전류에 대응하여 증가하도록 각각 구성될 수 있다.
상기 적응형 관성 모듈을 포함하는 주파수 루프는 출력 주파수를 제공하도록 구성될 수 있다. 상기 출력 주파수는 상기 단자 전압이 미리 정해진 시간 동안 미리 정해진 값보다 낮을 때 프리즈 모드(freeze mode)에서 일정하게 유지될 수 있다. 상기 출력 주파수는 상기 단자 전압이 미리 정해진 시간 동안 미리 정해진 값보다 높을 때 프리즈 모드(freeze mode)에서 벗어날 수 있다.
다른 실시예에서, 상기 컨버터 제어기는 상기 그리드 형성 컨버터의 단자 전압 파형의 주파수 측정에 의존하지 않고 그리드 형성 컨버터를 제어하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 그리드 형성 컨버터를 다른 그리드 형성 컨버터, 마이크로그리드 및/또는 그리드와 동기화하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 다른 그리드 형성 컨버터, 마이크로그리드 및 그리드로부터 연결해제된(disconnected) 독립(islanded) 모드에서 그리드 형성 컨버터를 제어하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 상기 그리드 형성 컨버터의 정격(rating)을 초과하지 않고 다른 그리드 형성 컨버터, 마이크로그리드, 및/또는 다른 주파수 및 위상을 갖는 그리드와 그리드 형성 컨버터를 동기화하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 주파수 조건의 높은 변화율 하에서 그리드 형성 컨버터를 제어하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 발전/부하 변화 하에서 상기 그리드 형성 컨버터를 제어하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 과도 상태 동안 실효 전력(real power) 및 무효 전력(reactive power)을 동적으로 관리하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 상기 단자 전압의 위상 점프에 응답하여 상기 그리드 형성 컨버터의 기준 전압 파형의 기준 전압 위상을 상기 그리드 형성 컨버터의 단자 전압 파형의 단자 전압 위상에 동기화하도록 구성될 수 있다.
상기 컨버터 제어기는 상기 그리드 형성 컨버터를 포함하는 마이크로그리드를 블랙-스타트하도록 구성될 수 있다.
본 발명의 상기 및 추가 양태는 첨부된 도면과 함께 다음의 설명을 참조하여 추가로 논의되며, 도면에서 동일한 숫자는 다양한 도면에서 동일한 구조적 요소 및 특징을 나타낸다. 도면은 반드시 일정한 비율로 맞춰진 것은 아니며, 대신 본 발명의 원리를 설명하는 데 중점을 둔다. 도면은 본 발명의 장치의 하나 이상의 구현을 제한이 아닌 예로서만 묘사한다.
도 1은 본 발명의 양태에 따른 컨버터 제어의 구조를 도시하는 흐름도이다.
도 2는 본 발명의 양태에 따른 예시적인 그리드의 모델의 전기적 개략도이다.
도 3은 본 발명의 양태에 따른 상기 UniCon 전략의 실시예의 블록도이다.
도 4a는 전류 루프에 기반한 전통적인 방법의 경우 상호접속 후 전압 페이저 이동의 개념도이다.
도 4b는 본 발명의 양태에 따른 상기 UniCon 방식에 따른 상호접속 후 전압 페이저 이동의 개념도이다.
도 5a는 컨버터와 그리드가 동일한 전압이지만 다른 위상을 가질 때 과도 현상을 줄이기 위한 간단한 위상 점프의 개념도이다.
도 5b는 컨버터와 그리드가 동일한 전압이지만 다른 위상을 가질 때 과도 현상을 줄이기 위해 쿼드 점프가 뒤따르는 위상 점프의 개념도이다.
도 6은 본 발명의 양태에 따른 그리드 형성 컨버터에 의해 각각 전력이 공급되는 2개의 그리드 모델의 전기적 개략도이다.
도 7a는 본 발명의 양태에 따라 위상 점프 알고리즘을 개시하도록 활성화된 알고리즘의 흐름도이다.
도 7b는 본 발명의 양태에 따라 도 7a에 예시된 알고리즘에 의해 호출되는 위상 점프 알고리즘의 흐름도이다.
도 8a 내지 8g는 두 컨버터 연결에 대한 시뮬레이션 결과를 도시하며 도 8a가 제1 컨버터의 부하 전압의 플롯이다; 도 8b는 제2 컨버터의 부하 전압의 플롯이다; 도 8c는 제1 컨버터의 전류 플롯이다; 도 8d는 제2 컨버터의 전류 플롯이다; 도 8e는 컨버터의 내부 전압의 플롯이다; 도 8f는 컨버터의 출력 전력의 플롯이다; 도 8g는 본 발명의 양태에 따른 컨버터 주파수의 플롯이다.
도 9a는 본 발명의 양태에 따른 비선형 관성 상수(J)의 플롯이다.
도 9b는 본 발명의 양태에 따른 비선형 감쇠 계수(D)의 플롯이다.
도 10a는 본 발명의 양태에 따른 예시적인 그리드의 모델의 전기적 개략도이다.
도 10b는 본 발명의 양태에 따른 상기 UniCon 전략의 실시예의 블록도이다.
도 11a 및 11b는 상기 niCon 방식의 실시예에 대한 적응형 관성 방식에 대한 시뮬레이션 결과를 도시하며, 도 11a는 적응형 이득 및 일정한 이득의 플롯이다; 도 11b는 본 발명의 양태에 따른 변수 D 및 J의 플롯이다.
도 12는 본 발명의 양태에 따른 전류의 함수로서 가상 저항 변화의 플롯이다.
도 13a 내지 13d는 본 발명의 양태에 따른 4-컨버터 시스템에 대한 시뮬레이션 결과를 도시한다.
도 14a 및 14b는 상기 4-컨버터 시스템에 대한 시뮬레이션 결과를 예시하며, 도 14a는 부하 단계/그리드 연결 동안 변화하는 관성을 예시한다; 도 14b는 본 발명의 양태에 따라 UniCon으로부터의 관성을 지원하는 경우와 지원하지 않는 경우의 그리드 주파수 응답을 도시한다.
도 15a는 본 발명의 양태에 따라 사분면 점프를 요구하지 않고 위상 점프 알고리즘을 개시하도록 활성화된 알고리즘의 흐름도이다.
도 15b는 본 발명의 양태에 따라 사분면 점프를 필요로 하지 않는 도 15a에 예시된 알고리즘에 의해 호출되는 위상 점프 알고리즘의 흐름도이다.
도 15c는 본 발명의 양태에 따라 상기 기준 전압 위상이 상기 위상 점프 알고리즘의 루프를 통해 미리 정해진 수의 반복 후에 π 부근에 유지될 때 상기 위상 점프 알고리즘에 의해 확인된 변수를 설정하는 도 15b에 예시된 상기 위상 점프 알고리즘에 의해 호출되는 흐름도이다.
도 16a는 본 발명의 양태에 따른 상기 UniCon 전략의 또 다른 실시예의 블록도이다.
도 16b 및 16c는 본 발명의 양태에 따라 도 16a에 도시된 상기 UniCon 전략의 2개의 다른 구현의 블록도이다.
도 17은 본 발명의 양태에 따라 도 18a 내지 18c 및 도 19a 내지 19c에 도시된 바와 같은 실험적 동작 및 도 20a 내지 20e에 도시된 바와 같은 실험적 테스트 하에서 테스트된 예시적인 그리드의 모델의 전기적 개략도이다.
도 18a는 본 발명의 양태에 따라 분리된 운전, 이어서 상호 연결된 운전, 이어서 분리된 운전 동안 도 17에 도시된 3개의 컨버터 시스템의 실험적 운전에 대한 전력, 전압 및 전류의 플롯을 포함한다.
도 18b는 도 18a에 나타낸 바와 같이 분리된 운전에서 상호연결된 운전으로 전환하는 동안 상기 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류의 확대도이다.
도 18c는 도 18a에 나타낸 바와 같이 상호 연결된 운전에서 분리된 운전으로 전환하는 동안 상기 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류의 확대도이다.
도 19a는 본 발명의 양태에 따라 독립(islanded) 운전, 이어서 그리드-연계 운전 및 독립(islanded) 운전 동안 도 17에 도시된 상기 3개의 컨버터 시스템의 실험적 운전에 대한 전력, 전압 및 전류의 플롯을 포함한다.
도 19b는 도 19a에 나타낸 바와 같이 독립(islanded) 운전에서 그리드-연계 운전으로 전환하는 동안 상기 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류의 확대도이다.
도 19c는 도 19a에 나타낸 바와 같이 그리드-연계 운전에서 독립(islanded) 운전으로 전환하는 동안 상기 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류의 확대도이다.
도 20a는 본 발명의 양태에 따른 오류 조건(fault condition) 동안 도 17에 도시된 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)에 대한 전압 및 전류를 포함하는 실험 데이터의 플롯이다.
도 20b는 도 20a에서 테스트된 시나리오에 대응하는 상기 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3) 각각에 대한 전력 및 주파수의 플롯이다.
도 20c는 도 20a에 나타낸 바와 같이 오류가 개시되었을 때 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3) 각각에 대한 전압 및 전류의 플롯이다.
도 20d는 도 20a에 나타낸 바와 같이 폴트 라이드 스루(fault ride through) 동안의 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3) 각각에 대한 전압 및 전류의 플롯이다.
도 20e는 도 20a에 나타낸 바와 같이 상기 오류가 제거될 때 상기 3개의 컨버터 (IBR1, IBR2, IBR3) 각각에 대한 전압 및 전류의 플롯이다.
본 명세서에서 사용되는 바와 같이, "전력 전자 컨버터"라는 용어는 수 밀리와트에서 수천 킬로와트까지 평가되는 상이한 기능(반전, 정류 등과 같은)을 수행하기 위해 사용되는 상이한 유형의 전력 전자 컨버터를 포함하도록 의도된다. 그렇지 않으면 "전력 전자 컨버터"라는 용어는 관련 기술 분야의 숙련자에 의해 이해되는 평범하고 일반적인 의미를 갖는 것으로 이해된다.
본 명세서에서 사용된 바와 같이, 임의의 수치 또는 범위에 대한 "약" 또는 "대략"이라는 용어는 본 명세서에 기재된 바와 같이 의도된 목적을 위해 부품 또는 구성요소 집합이 기능하도록 허용하는 적합한 치수 공차를 나타낸다. 보다 구체적으로, "약" 또는 "대략"은 인용된 값의 ±20% 값의 범위를 지칭할 수 있다. 예를 들어 "약 90%"는 71% 내지 99%의 값 범위를 나타낼 수 있다.
본 명세서에서 사용되는 "구성요소", "모듈", "시스템", "서버", "프로세서", "메모리" 등의 용어는 하드웨어, 펌웨어, 하드웨어와 소프트웨어의 조합, 소프트웨어 또는 실행 중인 소프트웨어를 포함하되 이에 제한되지 않는 하나 이상의 컴퓨터 관련 유닛을 포함하는 것으로 의도된다. 예를 들어, 구성요소는 프로세서에서 실행되는 프로세스, 개체, 실행 파일, 실행 스레드, 프로그램 및/또는 컴퓨터일 수 있지만 이에 제한되지 않는다. 예를 들어, 컴퓨팅 장치에서 실행되는 애플리케이션과 컴퓨팅 장치 모두 구성 요소가 될 수 있다. 하나 이상의 구성 요소는 프로세스 및/또는 실행 스레드 내에 있을 수 있으며 구성 요소는 한 컴퓨터에 로컬화 및/또는 둘 이상의 컴퓨터 간에 배포될 수 있다. 또한, 이러한 구성 요소는 다양한 데이터 구조가 저장된 다양한 컴퓨터 판독 가능 매체에서 실행할 수 있다. 상기 구성요소는 로컬 시스템, 분산 시스템 및/또는 신호를 통해 다른 시스템과 인터넷과 같은 네트워크를 통해 다른 구성 요소와 상호 작용하는 한 구성 요소의 데이터와 같은 하나 이상의 데이터 패킷을 갖는 신호에 따라 로컬 및/또는 원격 프로세스를 통해 통신할 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 비일시적일 수 있다. 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체에는 RAM(Random Access Memory), ROM(Read-Only Memory), EEPROM(Electronically Erasable Programmable ROM), 플래시 메모리 또는 기타 메모리 기술, CD-ROM(Compact Disc ROM), DVD(Digital Versatile Disk) 또는 기타 광학 스토리지, 자기 카세트, 자기 테이프, 자기 디스크 저장 장치 또는 기타 자기 저장 장치 또는 컴퓨터 판독 가능 지침 및/또는 데이터를 저장하는 데 사용할 수 있는 기타 유형의 물리적 매체가 포함되지만 이에 국한되지는 않는다.
본 명세서에서 사용되는 컴퓨팅 시스템"이라는 용어는 독립형 기계 또는 장치 및/또는 기계, 구성 요소, 모듈, 시스템, 서버, 프로세서, 메모리, 감지기, 사용자 인터페이스, 컴퓨팅 장치 인터페이스, 네트워크 인터페이스, 하드웨어 요소, 소프트웨어 요소, 펌웨어 요소 및 기타 컴퓨터의 조합 -관련 단위를 포함하도록 의도된다. 예를 들면, 컴퓨팅 시스템은 범용 컴퓨터, 특수 목적 컴퓨터, 프로세서, 휴대용 전자 장치, 휴대용 전자 의료 기기, 고정형 또는 반고정형 전자 의료 기기 또는 기타 전자 데이터 처리 장치 중 하나 이상을 포함할 수 있지만 이에 제한되지는 않는다.
본 명세서에서 사용되는 "비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체"라는 용어는 RAM(Random Access Memory), ROM(Read-Only Memory), EEPROM(Electronically Erasable Programmable ROM), 플래시 메모리 또는 기타 메모리 기술, CD-ROM(Compact Disc ROM), DVD(Digital Versatile Disk) 또는 기타 광학 스토리지, 자기 카세트, 자기 테이프, 자기 디스크 저장 장치 또는 기타 자기 저장 장치 또는 컴퓨터 판독 가능 정보를 저장하는 데 사용할 수 있는 기타 유형의 물리적 매체를 포함하지만 이에 제한되지 않는다.
본 특허 출원에서 참조로 포함된 문서는 본 명세서에서 명시적으로 또는 암시적으로 이루어진 정의와 충돌하는 방식으로 이들 포함된 문서에서 임의의 용어가 정의된 경우를 제외하고는 출원의 일부분으로 간주되어야 하고, 본 명세서의 정의만이 고려되어야 한다.
상기 개시된 기술의 다양한 요소를 구성하는 것으로 이하에서 설명되는 구성요소, 단계 및 재료는 예시를 위한 것이지 제한하려는 것이 아니다. 본 명세서에 기재된 구성요소, 단계 및 재료와 동일하거나 유사한 기능을 수행하는 많은 적합한 구성요소, 단계 및 재료는 개시된 기술의 범위 내에 포함되는 것으로 의도된다. 본 명세서에 기술되지 않은 그러한 다른 구성요소, 단계 및 재료는 개시된 기술의 개발 후에 개발된 유사한 구성요소 또는 단계를 포함할 수 있지만 이에 제한되지 않는다.
그리드에 연결되어 운전하도록 구성된 전력 전자 컨버터("컨버터")를 위한 범용 및 통합 제어(UniCon) 전략이 여기에서 제시된다.
도 1은 컨버터 제어 구조(100)의 구조를 예시하는 흐름도이다. 유틸리티/소유자 명령(102)은 예를 들어 트랜잭션 제어, 예측 및/또는 에너지 관리를 수행할 수 있는 상위 레벨 제어 계층(104)에 제공된다. 상기 상위-레벨 제어 계층(104)은 예를 들어 드룹 설정, 그리드 동기화, 실효 전력(real power) 디스패치 및/또는 무효 전력(reactive power) 디스패치와 같은 데이터 및/또는 명령을 중간 레벨 제어 계층(106)에 제공할 수 있다. 상기 중간-계층 제어 레벨(106)은 예를 들어 관성 지원, 실효 전력(real power) 또는 무효 전력(reactive power)의 동적 관리, 블랙 스타트 마이크로그리드 제어, 과도 현상 관리 및/또는 새로운 설정값으로의 빠른 정착을 제공할 수 있다. 상기 중간-계층 제어 레벨(106)은 하위-레벨 제어 계층(108)에 데이터 및/또는 명령을 제공할 수 있다. 상기 하위-계층 제어 레벨(108)은 예를 들어 내부 전류 루프, 내부 전압 루프 및/또는 변조를 제어할 수 있다. 상기 하위 -레벨 제어 계층(108)은 상기 컨버터의 전자 장치에 스위칭 신호(110)를 제공할 수 있다.
일부 실시예에서, 컨버터 제어기는 상기 중간-레벨 제어 계층(106)에서 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 컨버터의 실시간 제어는 컨버터가 협력할 수 있고 컨버터가 경험할 수 있는 광범위한 안정 상태, 과도 상태 및 오류 조건(fault condition)을 처리할 수 있게 하는 로컬 측정 및 규칙에 완전히 기초할 수 있다.
도 2는 상기 UniCon 전략에 대한 예시적인 기술적 요건을 설명하기 위한 예시적인 그리드(200) 모델의 전기적 개략도이다. 2MW 배전 공급기(202)는 각각 그리드 연계 또는 그리드 독립 모드(grid islanded mode)(즉, 스위치(208)의 개방 또는 폐쇄를 통해)에서 작동할 수 있는 제1 마이크로그리드(220) 및 제2 마이크로그리드(240)를 갖는 것으로 도시되어 있다. 각 마이크로그리드(220, 240)는 각각의 마이크로그리드(220, 240)가 그리드-연계, 그리드-독립(islanded) 및 마이크로그리드-클러스터 모드에서 기능할 수 있도록 하는 두 개의 컨버터 기반 분산형 에너지 자원(distributed energy resources, DER)(221, 222, 243, 344)에 연결된다. 상기 DER(221, 222, 243, 344)은 예를 들어 광전지(PV) 및 저장 장치를 기반으로 수 있다.
상기 메인 그리드(202) 자체는 단락 비율(SCR)이 20이고 관성 상수(H)가 6초인 동기식 발전기에 의해 전력이 공급된다. 또한 부분적으로 정격이 지정된 백업 발전기가 있을 수 있다. 상기 시스템은 지리적으로 분산되어 있고(복원력 있는 커뮤니티) 통신이 느린 것으로 가정되며 때로는 중단될 수 있지만, 상기 그리드와 마이크로그리드는 차선책 방식으로 계속 작동해야 한다. 상향식 블랙 스타트는 각 마이크로그리드(220, 240)에 대해 그리고 전송 피드(202)가 손실될 때(즉, 스위치(204)가 열려 있는 경우) 분배 피더 스위치(206)의 연결에 대해 가능해야 한다. 마지막으로, 네트워크 및 소스/부하에서 사용할 수 있는 일반 정보가 있지만 실시간 정확한 정보는 가정할 수 없다.
이는 전형적인 실제 탄력적(resilient) 피더 문제이며 컨버터와 마이크로그리드를 제어하는 기존 방식에 많은 문제를 제기한다. 그리드-연계된 경우, 상기 DER(221, 222, 243, 244)는 디스패치 모드에서 운전하여 상기 PV로부터의 에너지 전달을 최대화하고, 에너지 저장 자원의 사용을 최적화하며 Volt/VAR 지원 또는 주파수 조정 서비스를 사용하여 그리드에 지원을 제공한다. 예정된 연결 해제 또는 그리드 측 오류로 인한 연결 해제의 경우, 상기 마이크로그리드(220, 240)는 일반적으로 전력 주파수 드룹 특성(droop characteristic)을 사용하여, 부하와 발전의 균형을 유지하면서 계속 운전한다. 마이크로그리드 모드의 운전은 백업 가스 발생기의 유무에 관계없이, PV의 유무에 관계없이 발생할 수 있으며, 2개의 단일 마이크로그리드 또는 클러스터형 마이크로그리드로 발생할 수 있다. 그러나 이러한 코너 케이스(corner case) 중 상당수는 특히 컨버터 간 통신이 없고 상기 시스템에 대한 지식이 부족하며 제어가 로컬 측정 및 공통 규칙 세트를 기반으로 하기 때문에 심각한 문제를 야기한다. 주요 코너 케이스는 다음과 같다:
● 높은 주파수 변화율(rate of change of frequency, ROCOF) 조건에서 상기 그리드에 대한 관성 지원
● 과도현상을 최소화하면서 운전 그리드에 컨버터 연결
● 과도현상을 최소화하면서 운전 중인 마이크로그리드를 그리드에 연결
● 과도현상을 최소화하면서 2개의 마이크로그리드를 서로 상호 연결
● 발전/부하 변경에 따른 과도현상을 최소화하면서 시스템을 P-F 곡선으로 신속하게 설정
● 특히 과도 상태에서 P 및 Q의 동적 관리(Q도 정상 상태임)
● 사후-오류 또는 기타 조건으로 인한 위상 점프 관리
● 블랙 스타트 마이크로그리드 및 상향식 마이크로그리드 클러스터 형성
● 큰 과도현상 없이 서로 다른 주파수와 위상에서 마이크로그리드/그리드를 상호 연결
위에서 확인된 까다로운 문제 중 일부 또는 전부를 포함하여 정상 상태 및 일시적 요구 사항을 관리하는 단일 제어 전략을 실현하기 위해 큰 교란(large disturbance)에 대한 빠른 위상 점프 요소, 과도 상태에서의 동적 가상 임피던스, 비선형 가변 관성 구현 및 이들의 하위 조합을 사용하는 제어기의 예시적인 실시예가 본 명세서에 제시되어 있다. 일부 실시예에서, 상기 그리드 전압은 상기 컨버터가 작용하는 주요 순간 매개변수로 사용된다.
UniCon의 주요 목표는 전송에 연결된 대형 전압 소스 컨버터(VSC)부터 마이크로그리드 및 마이크로그리드 클러스터에 이르기까지 광범위한 컨버터 토폴로지 및 시스템/네트워크 애플리케이션에 적용하는 것이다. 일부 실시예에서, 상기 UniCon 전략의 목적은 벤더(vendor)와 내부 전압/전류 및 보호 루프(즉, 하위-계층 제어 레벨(108))의 구현에 대해 애그노스틱(agnostic)한 것이다. 일부 실시예에서, 대부분의 상기 UniCon 제어는 일반적인 컨버터 내부 루프보다 느리며 보편성을 달성하는 것을 목표로 한다. 일부 실시예에서, 상기 UniCon 전략의 목적은 상기 그리드에 연결된 컨버터의 모든 유형, 정격(rating) 및 브랜드에 대한 상호 운용성을 생성하는 것이다. 일부 실시예에서, 상기 UniCon 전략의 목적은 상기 그리드에 연결된 컨버터의 추가 투입(penetration)을 촉진하는 것이다.
도 3은 상기 UniCon 전략의 구현(300) 실시예의 블록도이며, 상기 UniCon 전략은 위상 점프 모듈(320), 적응형 관성 모듈(310) 및 가상 임피던스 모듈(330)을 포함한다. 상기 UniCon 전략(1600)의 실시예의 블록도가 도 16a에 도시되어 있다. 상기 위상 점프 모듈(320)은 컨버터가 그리드, 마이크로그리드 및/또는 GFC(Grid Forming Converter)에 상호 연결될 때 신속하게 전압 위상 동기화를 달성하도록 구성될 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 위상 점프 모듈(320)은 위상 각도 점프(θjump)를 결정하여 상기 전력 컨버터의 단자 전압 파형이 상기 전력 컨버터의 기준 전압 파형과 갑자기 동기화되지 않는 것에 응답하여 상기 전력 컨버터의 기준 전압 위상(θREF)를 설정할 수 있다. 상기 적응형 관성 모듈(310)은 상기 전력 컨버터의 관성 상수를 설정하여 컨버터 주파수를 그리드, 마이크로그리드 및/또는 GFC와 동기화하도록 구성될 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 적응형 관성 모듈은 상기 전력 컨버터의 단자 전력과 상기 컨버터의 기준 전력 사이의 서로 다른 전력에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 컨버터의 관성 상수를 설정하도록 구성된다. 상기 가상 임피던스 모듈(330)은 폴트 라이드 스루(fault ride through) 모드에서 상기 전력 컨버터의 전류를 제한하도록 구성될 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 가상 임피던스 모듈은 상기 전력 컨버터의 유효 출력 임피던스를 동적으로 변화시킨다.
상기 UniCon 전략은 드룹 제어 모듈(301)을 더 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 드룹 제어 모듈(301)은 관련 기술 분야의 당업자가 이해하는 바와 같이 유효 전력(active power)과 주파수 또는 다른 적합한 두룹 제어 전략 간의 역관계를 활용할 수 있다.
상기 드룹 제어 모듈(301)은 상기 컨버터에 대한 상기 기준 전력을 설정할 수 있다. 상기 기준 전력(컨버터 내부)과 실제 전력(출력, 컨버터의 단자 전력, Pmeas) 사이의 오차는 합산 함수(302)에 의해 계산되고 비선형 댐퍼(312)도 포함하는 적응형 관성 시스템의 비선형 적분기(314, 316)에 입력된다. 상기 비선형 적분기(314, 316)와 비선형 댐퍼(312)의 출력은 상기 컨버터의 공칭 각주파수(ω*)와 합산된 주파수(각주파수)이다. 상기 주파수 루프(340)의 출력 각주파수(ω(t))는 적분기(303)를 통과하여 상기 컨버터의 기준 전압 파형의 위상각(θ)을 생성한다. 상기 위상 점프 모듈(320)의 위상 점프 알고리즘은 내부 컨버터 전압(E)의 위상에 직접 영향을 미치고, 주파수 루프(340)를 건너뛰어 결과적으로 관성 응답이 0이 된다. 상기 가상 임피던스 모듈(330)은 유효 전력(active power)과 무효 전력(reactive power) 제어 간의 디커플링(decoupling)를 허용한다. 상기 가상 임피던스 모듈(330)은 또한 간접적으로 무효 전력(reactive power) 제어를 허용한다. 상기 가상 임피던스 모듈(330)은 직렬 R 및 직렬 L을 에뮬레이션하기 위해 내부 컨버터 전압 기준을 수정한다. 상기 공칭 전압 크기(상기 가상 임피던스 모듈(330)에 의해 수정된)와 함께 상기 기준 전압 위상(θREF)(상기 위상 점프 모듈(320) 및 주파수 루프(340)에 의해 결정됨)는 상기 컨버터의 상기 기준 전압 파형을 형성한다. 상기 컨버터 기준 전압 파형의 주파수는 상기 적응형 관성 모듈에 의해 조절되는 상기 단자 전압 파형과 동기화되도록 드리프트할 수 있다. 상기 제어 블록의 최종 결과는 하위-레벨 제어 모듈(308)의 컨버터 스위칭 알고리즘에 공급될 수 있는 상기 기준 전압 파형이다. 일부 실시예에서, 상기 하위-레벨 제어 모듈(308)은 도 1에 도시된 하위 레벨 제어 모듈(108)과 유사하게 기능한다.
마이크로그리드의 동기화 프로세스는 매우 어려울 수 있으며, 이전 전략을 사용하면 일반적으로 정확하고 시간이 많이 소요되는 조정이 필요하다. 한 가지 전략에서는, 컨버터의 초기 전력이 0이라고 가정하고 그리드 연결 후 램프업(ramp-up)한다는 가정 하에 상기 동기화 프로세스가 시작된다. 예를 들어, 가상 임피던스는 기하급수적으로 변경되므로 동기화 중에 전류가 효과적으로 제어된다. 또 다른 예로, 전류를 램핑업(ramping up)하기 전에 상기 컨버터가 동기화할 수 있도록 하는 스위칭 기반 기술이 사용된다. 그러나 대부분의 경우, 상기 마이크로그리드는 운전 중이므로 동기화를 위해 시스템을 종료할 수 없다. 또 다른 전략은 원활한 전환을 위해 그리드 전압에 대한 완벽한 지식이 필요하다. 개별 유닛을 상기 시스템에 연결하기 위해 동기화를 수행하는 것이 가능하지만(상기 그리드 전압이 사용 가능하고 감지될 수 있으므로) 지리적으로 분산된 마이크로그리드에서는 많은 컨버터가 그리드 전압에 액세스할 수 없으며 완전히 분산된 방식으로 마이크로그리드를 원활하게 연결할 수 있는 감독 알고리즘과 독립적인 방법이 이전에 제안된 적이 없다. 일부 실시예에서, 상기 위상 점프 모듈(320)은 이러한 특징을 제공한다. 일부 실시예에서, 상기 위상 점프 모듈(320)은 단일 컨버터의 성능을 향상시키고 "플러그 앤 플레이" 장치로 만들 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 위상 점프 모듈(320)은 "프랙탈 그리드"의 개념을 가능하게 할 수 있는데, 이는 그리드가 주요 과도 현상 동안 더 작은 섹션으로 분해될 수 있고 오류 제거 후에 신속하게 복구될 수 있음을 의미한다.
상기 UniCon 전략의 일 실시예에서, 상기 동기화 프로세스는 두 부분으로 달성될 수 있다: 전압/전류 과도 현상을 제한하기 위한 초기 위상 동기화와 주파수 동기화. 상기 위상 동기화는 상기 위상 점프 모듈(320)에 의해 촉진될 수 있다. 상기 주파수 동기화는 상기 적응형 관성 모듈(310)에 의해 촉진될 수 있다.
일부 실시예에서, 상기 위상 점프 모듈(320)은 신속한 전압 위상 동기화를 달성하여 그리드 상호 연결 시 전류 과도 현상을 최소화하도록 구성될 수 있다.
일부 실시예에서, 상기 위상 점프 모듈(320)은 전류를 효과적으로 제한하고 제로 관성 응답을 통해 시스템을 그리드와 동일한 위상으로 이동시키기 위해 상기 컨버터의 내부 전압 파형의 전압 각도를 직접 제어하도록 구성된 위상 점프 알고리즘을 포함한다. 이러한 동작은 일반적으로 전류 루프 포화 및 지속적인 과도 상태로 이어질 수 있는 전류 제한 알고리즘에 의존하는 기존 전략으로는 불가능하다.
도 4a와 4b는 각각 그리드에 연결할 때 전류 과도 현상을 최소화하기 위한 전압 위상 이동의 개념도를 포함한다. 도 4a는 기존 전략을 나타내고 도 4b는 상기 UniCon 전략의 측면을 보여준다. 도 4a에 표시된 것처럼 상기 기존 접근 방식은 상기 컨버터의 전압 크기(Vc)를 상기 그리드 전압(Vg)과 균등화하는 데 의존한다. 예시된 바와 같이, 상기 컨버터는 초기 전압 크기(402)에 있고, 상기 컨버터 전압은 다이어그램의 새로운 위치(406)로 이동되어 상기 컨버터로부터의 전류를 제한한다. 그러나 새로운 위치(406)에서 상기 기준 전압 파형은 상기 그리드/단자 전압 파형의 위상과 다른 위상을 유지한다. 이 접근 방식은 상호 연결 중 전류 스파이크를 최소화하지만 상기 컨버터가 그리드와 크기 및 위상을 동일화하려고 시도하는 동안 과도 현상이 지속된다. 이와 대조적으로 도 4b에 설명된 상기 UniCon 전략에서 활용하는 접근 방식은 컨버터 전압의 위상을 변경하여 순간 전류 스파이크를 줄일 뿐만 아니라 위상 동기화 후 과도 현상도 최소화한다. 상기 컨버터 전압의 위치(402)는 각도(410)를 거쳐 상기 그리드 전압의 위치(404)와 동일한 위상각을 갖는 새로운 위치(408)로 이동했다. 기존 접근 방식(도 4a)에서는 상기 컨버터가 방향을 절대 변경하지 않는다(항상 시계 방향). 본 명세서의 특정 실시예(도 4b)의 접근법에서, 상기 컨버터는 Vc와 Vg 사이의 차이에 기초하여 방향을 바꿀 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 위상은 진동을 피하기 위해 지수적(비선형) 방식으로 변경된다.
도 5a 및 도 5b는 각각 직교 점프를 포함하는 전압 위상 이동의 시퀀스를 도시하는 개념도를 포함한다. 도 5a는 도 4b에 설명된 접근 방식으로 인해 상기 컨버터 전압과 그리드 전압이 반대 절반부(opposite halves)가 되는 시나리오를 보여준다. 이 시나리오에서 Vc는 제1 위치(502)에서 각도(510)를 통해 Vg의 위치(504)와 크기가 동일한 제2 위치(508)로 이동한다. 이 시나리오에서 Vc와 Vg는 동일한 위상이 아니므로 과도 전류가 증가한다. 이 문제를 해결하기 위해 전압 위상이 보충 값으로 점프하여 전류를 제어하는 직교 점프(quadrature jump) 개념이 도입되었다. 도 5b는 Vc가 반대 직교위상의 보충 값으로 제2 위치(508)에서 제3 위치(512)로 이동하여 Vg의 위치(504)와 수렴하는 것을 예시한다.
일부 실시예에서, 상기 UniCon 전략은 위상 점프의 필요성을 감지하고, 위상 변화에 대한 올바른 방향, 각 시간 단계에서 위상 변화의 크기 및 쿼드 점프의 필요성을 선택할 수 있다.
도 4b, 5a 및 5b는 단지 두 가지 가능한 시나리오만을 예시한다. 상기 UniCon 전략은 도 4b, 5a 및 5b에 설명된 전략에 따라 기준 전압 위상을 단자 전압 위상으로 동기화하도록 구성할 수 있다.
도 6은 GFC 중 하나의 관점에서 상기 UniCon 전략의 측면을 설명하기 위해 기본적인 2개의 GFC 시스템인 GFC에 의해 각각 전력이 공급되는 2개의 그리드 모델의 전기 개략도다. 상기 모델의 제2 GFC는 그리드를 나타낼 수도 있다. 상기 GFC는 도 1에 도시된 중간-레벨 제어 계층(106)에서 도 3에 도시된 상기 UniCon 전략(300)을 포함할 수 있다.
도 7a는 도 7b에 도시된 위상 점프 알고리즘(720)을 개시하기 위해 활성화되는 알고리즘(700)의 흐름도이다. 상기 흐름도는 다른 GFC와의 통신 없이 도 6에 예시된 GFC 중 하나에 의해 수행될 수 있는 알고리즘을 나타낸다. 설명을 위해 도 7a 및 7b의 VL1, VL2, IL1, IL2, Vt1 및 Vt2에서는 아래 첨자 "1"과 "2"가 생략되었다.
702 블록에서, 상기 알고리즘 제어 카운터 변수(Phase_j_ctrl)는 0으로 설정될 수 있다.
704 블록에서, 상기 인덕터 전류(IL) 또는 인덕터 전압(VL)이 임계값(VL,th, IL,th)을 초과할 때 상기 알고리즘(700)이 활성화될 수 있다. 예를 들어 1.5 pu, 이 시점에서 상기 알고리즘(700)은 706 블록으로 진행하고, 그렇지 않으면 704 블록이 반복된다. 일부 실시예에서, 상기 알고리즘(700)은 잡음 제거를 위해 706 블록으로 진행하기 전에 지연을 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 알고리즘(700)은 일단 임계값에 도달하면 알고리즘이 706 블록으로 진행하게 되는 704 블록의 카운터를 포함할 수 있다.
706 블록에서, 상기 알고리즘 제어 카운터 변수(Phase_j_ctrl)가 1만큼 증가된다.
708 블록에서, 상기 알고리즘 제어 카운터 변수(Phase_j_ctrl)의 값이 1과 같으면, 상기 알고리즘(700)은 710 블록으로 진행하고, 그렇지 않으면 상기 알고리즘은 714 블록으로 진행한다.
710 블록에서, 인덕터 전압 극성 변수(VL_pol)는 상기 인덕터 전압(VL)의 극성과 동일하게 설정된다. 대안적으로, 710 및 716 블록은 생략될 수 있다.
712 블록에서, 상기 컨버터 내부 전압 페이저(θ)의 사분면, 즉 기준 위상각이 결정된다. 상기 내부 전압 페이저(θ)가 2사분면 또는 3사분면에 있으면 상기 페이저(θ)는 1사분면 또는 4사분면의 보충 값으로 점프한다.
720 블록에서, 상기 위상 점프 알고리즘(720)이 시작된다.
도 7b는 도 7a에 도시된 상기 알고리즘(700)에 의해 호출되는 상기 위상 점프 알고리즘(720)의 흐름도이다. 상기 위상 점프 알고리즘(720)은 인덕터 전압(VL) 또는 인덕터 전류(IL)의 크기를 감소시키기 위해 기준 전압 위상(θREF)이 최적의 궤적에서 변경되도록 강제할 수 있다.
722 블록에서, 카운터는 0으로 설정된다.
724 블록에서, 위상각 점프(θjump)는 인덕터 전압(VL), 인덕터 전류(IL) 및 출력 전압(Vt)의 함수를 기반으로 계산되는 각도 조정이다. 이 궤적을 계산하기 위한 두 가지 예시적인 접근법은 비제한적인 예로 제시된다.
접근법 1: 이 접근법의 목표는 |(E-Vt)| 및 limit|I| <Imax를 최소화하는 것이다. 이 접근법에서는 인수가 인덕터 전압인 다항식 함수(예: tanh(x))가 위상을 구동하는 데 사용된다. 상기 컨버터의 기본 방정식을 고려해라:
[수학식 1]
여기서 Vt는 상기 단자 전압, E는 컨버터 내부 전압의 크기, L은 상기 필터 인덕턴스, i는 상기 인덕터 전류, θ(t)는 주파수 루프(340)에 의해 생성된 각도, θjump(t)는 상기 위장 점프 모듈(320)로부터 들어오는 입력이다. θjump(t)를 아래와 같이 정의하면 E와 Vt가 빠르고 원활하게 수렴된다:
[수학식 2]
접근법 2: 이 접근법의 목적은 |I| 그리고 limit|(E -Vt)| < Δ를 최소화하는 것이다. 이 접근법에서는 아래에 설명된 대로 전류를 제한하기 위해 상태 피드백 제어가 적용된다. 다시, 수학식 1에서 상기 컨버터의 기본 방정식을 고려해라. u(t)가 다음과 같이 정의되면:
[수학식 3]
그러면 상기 시스템의 역학은 다음과 같다:
[수학식 4]
,
이는 상기 기준 전압 위상을 제어하여 전류를 효과적으로 제어할 수 있음을 의미한다.
726 블록에서, 상기 각도 조정(θjump)이 1사분면 또는 4사분면에 있는 경우, 각도 조정(θjump)은 음수 값으로 설정된다.
728 블록에서, 상기 기준 전압 위상(θREF)은 이전 값, 각주파수 × 샘플링 시간(△t) 및 상기 각도 조정(θjump)의 합으로 설정된다.
730 블록에서, 상기 인덕터 전류(IL) 및 인덕터 전압(VL)은 각각의 임계값(VL,th, IL,th)과 비교된다. 둘 다 각각의 임계값 아래이면, 상기 위상 점프 알고리즘(720)은 731 블록으로 진행하고 상기 카운터가 증가된다. 상기 위상 점프 알고리즘(720)의 루프는 상기 기준 전압 위상(θREF)를 VL 및 IL을 감소시키는 방향으로 이동시키도록 구성된다는 점에 유의해라. 매우 극적인 오류(예: Vt = 0)가 있더라도 상기 기준 전압 위상(θREF)는 VL을 0에 가깝게 만들기 위해 0까지 내려간다. 그러면 730의 조건이 충족되고 상기 위상 점프 알고리즘(720)이 카운트를 시작한다.
731 블록에서, 상기 카운터가 증가된다.
732 블록에서, 상기 카운터는 카운터 임계값(counter_set)과 비교된다. 상기 카운터가 상기 카운터 임계값보다 크면, 상기 위상 점프 알고리즘(720)은 734 블록으로 진행하고 상기 위상 점프 알고리즘(720)이 종료된다. 상기 카운터가 상기 카운터 임계값보다 작으면, 상기 위상 점프 알고리즘(720)은 724 블록으로 진행하고 루프가 반복된다.
도 7a의 상기 메인 알고리즘(700)으로 돌아가서, 상기 위상 점프 알고리즘(720)이 734 블록에서 종료되면, 상기 메인 알고리즘(700)은 704 블록으로 진행한다.
704 블록에서, 상기 인덕터 전류(IL) 또는 인덕터 전압(VL)이 각각의 임계값(VL,th, IL,th)보다 크면, 상기 메인 알고리즘(700)은 706 블록으로 진행한다. 704 블록에서의 조건은 상기 위상 점프 알고리즘(720)을 종료할 때 처음에는 거짓이라는 점에 유의해라; 그러나 상기 루프는 계속 실행된다. 상기 위상 점프 알고리즘(720)에 의한 상기 기준 전압 위상의 변화가 상기 기준 전압 파형을 상기 단자 전압 파형으로 동기화하지 못하는 경우, 그러면 상기 전류 및/또는 전압(IL 및/또는 VL)은 곧 다시 상승할 것이며 블록 704의 조건은 참이 될 것이다. 상기 Ph_j_ctr 값은 전류 및/또는 전압(IL 및/또는 VL)의 상승이 해결된다는 신뢰도를 높이기 위해 루프가 여러 번 실행되도록 미리 정해된다.
블록 706에서, 상기 제어 카운터 변수(Phase_j_ctrl)는 1만큼 증가하고 상기 루프를 통해 두 번째로 2와 같다.
블록 708에서, 상기 제어 카운터 변수(Phase_j_ctrl)가 루프를 통해 두 번째로 1과 동일하지 않기 때문에 상기 알고리즘(700)은 블록 714로 진행한다.
714 블록에서, 상기 제어 카운터 변수(Phase_j_ctrl)가 2와 동일하기 때문에 상기 방법은 716 블록으로 진행하고, 그렇지 않으면 상기 방법(700)은 740 블록으로 진행한다.
716 블록에서, 상기 인덕터 전압 극성 변수(VL_pol)는 상기 인덕터 전압(VL)의 극성과 비교된다. 그들이 동일하다면, 상기 방법(700)은 718 블록으로 진행하고, 그렇지 않으면 상기 방법은 740 블록으로 진행한다. 대안적으로, 710 및 716 블록은 생략될 수 있다.
718 블록에서, 상기 컨버터 내부 전압 페이저(θ)의 사분면, 즉 기준 위상각이 결정된다. 상기 기준 전압 위상(θ)이 1사분면 또는 4사분면에 있으면 상기 기준 전압 위상(θ)은 2사분면 또는 3사분면의 보충 값으로 점프한다. 그 후, 상기 방법은 도 7b에 도시된 바와 같이 상기 위상 점프 알고리즘(720)으로 진행한다.
740 블록에서, 상기 가상 임피던스 모듈(330)와 관련되는 폴트 라이드 스루 알고리즘이 시작된다. 따라서 상기 폴트 라이드 스루 알고리즘은 상기 메인 알고리즘(700)의 2개 이상의 루프가 완료되면 시작된다. 선택적 710 및 716 블록을 포함하는 실시예에서, 상기 폴트 라이드 스루 알고리즘은 VL의 극성이 상기 메인 알고리즘(700)을 통해 첫 번째 루프와 두 번째 루프 사이에서 변경될 때 두 번째 루프 동안 시작될 수 있다.
이 과정을 통해 두 개 이상의 마이크로그리드가 원활하게 다시 연결된다. 그럼에도 불구하고 반대편이 강한(stiff) 그리드이거나 오류로 인해 전류가 급격히 상승하는 경우 과도 현상을 억제하기 위해 추가 단계가 필요하다. 첫 번째 경우(708 블록의 Ph_j_ctr==1), 특정 상황, 즉 그리드 전압이 2/4 또는 3/4에 있는 경우(712 블록), 전압/전류가 한계를 초과할 수 있으며 상기 위상 점프 알고리즘(720)은 두 번째로 활성화된다(블록(714)에서 Ph_j_ctr==2이고 720으로 진행). 이번에는 상기 그리드 전압 벡터가 있는 2 사분면/3사분면(718 블록)으로 위상이 점프한다. 세 번째로 전류가 다시 상승하는 경우(Ph_j_ctr==3) 이는 동기화 과도 상태가 아니라 오류 상황임을 의미한다. 따라서 폴트 라이드 스루(fault-ride -through) 알고리즘(740 블록)이 활성화된다.
상기 전류와 상기 전압이 제어되면, 상기 메인 알고리즘(700)이 종료되고, 상기 주파수 루프 제어(340)(도 3)가 기준 전압 위상(θREF)을 다시 제어하게 된다. 이 순간 양쪽의 각도(예: 도 6의 Einv1과 Einv2)는 동일하지만 주파수 값이 다르다. 상기 적응형 관성 모듈(310)의 적응형 관성 방식은 서로 다른 주파수 값으로 인한 과도 현상을 최소화하고 이를 원활한 방식으로 수렴하는 데 활용된다.
도 8a ~ 8g는 두 개의 컨버터 연결에 대한 시뮬레이션 결과를 보여준다. 상기 위상 점프 모듈(320)의 알고리즘(700)의 기능을 입증하기 위해 도 6에 표시된 2-컨버터 시스템이 MATLAB Simulink에서 시뮬레이션된다. 도 8a는 첫 번째 컨버터의 부하 전압 플롯이다. 도 8b는 두 번째 컨버터의 부하 전압 플롯이다. 도 8c는 첫 번째 컨버터의 전류 플롯이다. 도 8d는 두 번째 컨버터의 전류 플롯입니다. 도 8e는 컨버터의 내부 전압 플롯이다. 도 8f는 컨버터의 출력 전력을 도표로 나타낸 것이다. 도 8g는 컨버터 주파수의 플롯이다.
모든 컨버터는 자체 로컬 부하에 전력을 공급하고 t=1.485s에서 스위치가 닫힌다. 첫 번째 컨버터(120V, 30A)의 정격(rating)은 두 번째 컨버터(120A, 15a)보다 2배 더 크다. 도 8a-e에서 볼 수 있듯이, 연결 순간 한 컨버터는 피크 포지티브에 있고 다른 컨버터는 피크 네거티브에 있으므로 인덕터 양단의 전압은 최대, 즉 2pu다. 이 경우 컨버터 2의 크기가 더 작기 때문에 임계값에 더 빨리 도달하므로 과도 현상을 최소화하기 위해 점프한다. 도 8a와 8b는 부하 전체의 전압이 사이클의 1/8 동안 일부 고주파수 과도 현상을 겪은 후 안정적으로 유지된다는 것을 보여준다. 도 8c와 8d는 두 컨버터의 전류가 피크 정격 내에 있음을 보여준다. 상기 위상 점프 모듈(320)에 의해 상기 위상 점프가 완료되면, 상기 주파수 루프(340)는 도 8f 및 도 8g에 도시된 바와 같이 전력 공유가 드룹 곡선을 따르도록 주파수 조정을 시작한다. 전체적으로 결과는 전압 및 전류 과도 현상을 제한하면서 두 GFC의 상호 연결 가능성을 보여준다.
일부 실시예에서, 상기 동기화 프로세스는 두 부분을 포함할 수 있다: 상기 위상 점프 모듈(320)에 의해 조절되는 전압/전류 과도 현상을 제한하기 위한 초기 위상 동기화, 그리고 적응형 관성 모듈(314, 316) 및 비선형 감쇠 모듈(312)을 포함하는 주파수 루프(340)에 의해 조절되는 주파수 동기화. 상기 위상 점프 모듈(320)에 의한 제1 부분의 조절은 위에 개시되어 있다. 상기 적응형 관성 모듈(314) 및 비선형 댐핑 모듈(312)을 포함하는 주파수 루프(340)에 의한 제2 부분의 조절이 아래에 개시된다.
현재의 최첨단 그리드 형성 기술은 대부분 동기식 발전기(synchronous generator, SG)의 동작을 모방하도록 설계되었으며 가상 동기식 발전기(virtual synchronous generator, VSG)라고 한다. 그러나 VSG는 과도 상태 중 진동 응답과 같은 SG와 동일한 약점을 이어받는다. 가상 관성 모멘트에 대해 큰 값을 선택하면 관성 지원이 향상되고 ROCOF의 유효 한계가 높아지지만 결과적으로 진동이 발생하고 응답이 느려진다. 반면, J에 대해 낮은 값을 선택하면 과도 응답이 더 빨라지지만 큰 오버슈트가 발생하고 ROCOF 허용 범위가 위반된다.
이 문제를 회피하기 위해 일부에서는 주파수 최저점을 효과적으로 제어하고 진동을 감쇠시키기 위해 "가변 관성"을 제안했다. 일례로, Δω 및 dωm/dt 값에 따라 관성 상수를 변경하는 데 뱅-뱅 제어 방식이 사용된다. 문제는 이러한 값을 측정하는 것이 중요하지 않다는 것이다. dωm/dt를 측정하려면 상기 미분 함수에 의해 증폭된 노이즈를 억제해야 하는 반면, Δω를 측정하려면 특히 과도 상태에서 까다로운 그리드 측의 주파수에 대한 지식이 필요하다. 또한 상기 알고리즘은 상기 시스템 궤도가 원하는 설정점을 통과하도록 한 다음 최적이 아닌 응답을 개선하기 위한 조치를 취한다.
최근에는 D와 J를 동시에 변경하거나 지속적으로 변경되는 J를 도입하여 아이디어를 개선한 사람들도 있다. 후자는 dωm/dt 측정의 필요성을 생략하여 제어 방식을 개선하지만 상기 그리드 주파수가 고정된 것으로 간주되어 60Hz와 동일하다는 단점이 있다. 이는 상기 그리드-연계 운전의 경우일 가능성이 높지만, 주파수가 매우 자주 변경되는 독립(isolated) 마이크로그리드의 경우 이는 정확한 가정이 아니다. 일부 실험 결과에 따르면 상기 그리드 주파수가 공칭 값이 아닌 다른 값으로 변경되면 응답이 매우 느린 것으로 나타났다. 상기 UniCon 전략의 일부 실시예의 목적은 시스템 응답에 기초하여 이득을 동적으로 변경할 수 있는 비선형 적응형 관성 방식을 도입함으로써 VSG의 운전을 더욱 향상시키는 것을 목표로 한다. 그리드 주파수를 측정할 필요가 없으며 상기 시스템은 응답을 감쇠시키고 상기 그리드 주파수를 무시하는 새로운 운전 지점으로 최적으로 이동할 수 있다.
관성 상수(J)가 크면 추가 진동이 발생하고, J가 작으면 주파수가 더 낮아진다. 이러한 문제를 방지하기 위해, 상기 UniCon 전략은 상기 주파수가 새 설정점(임의의 숫자일 수 있음)에서 멀리 떨어져 있을 때 시스템을 빠르게 만들고 상기 시스템이 새 설정점에 가까워짐에 따라 응답을 점차적으로 느리게 할 수 있다. 이는 오류에 따라 값이 부드럽게 변경되는 J에 대한 비선형 곡선을 선택하여 달성할 수 있다. 또한, 감쇠 계수(D)는 비선형일 수 있다. 다항식 함수는 이러한 특성을 갖는 좋은 후보다.
도 9a는 상기 UniCon 전략(300)의 상기 가변 관성 모듈(314)에 적합한 비선형인 관성 상수(J)의 일례이다. 일부 실시예에서, 상기 관성 상수(J)는 다항식 함수를 포함한다. 추가적으로 또는 대안적으로, 상기 적응형 관성은 상기 컨버터가 과부하되지 않도록 돕기 위해 Prated와 ΔP라는 두 변수의 함수일 수 있다.
도 9b는 비선형인 감쇠 계수(D)의 한 예다. 가상 동기 발전기는 RC 회로로 모델링할 수 있으며, 여기서 C와 R의 값은 J와 D에 비례한다. 이 경우 상기 스윙 방정식은 가상 C와 상기 회로의 유도 요소 사이에서 발생하는 공진과 동일하다. RLC 회로에서 주파수에 대해 임계적으로 감쇠된 응답을 가지려면 가상 R은 에 비례해야 하므로 D는 로 선택되고, 여기서 J 자체는 도 9a에 따라 달라진다. 이 두 가지 비선형 가변 이득은 상기 시스템이 과도 상태 동안 감쇠된 응답을 보여주는 데 도움이 된다.
도 10a는 도 10b에 예시된 상기 UniCon 전략의 실시예의 구현(1000)의 동작을 예시하기 위해 활용된 예시적인 그리드 모델의 전기적 개략도이다.
도 10b는 상기 위상 점프 모듈(320) 및 상기 가상 임피던스 모듈(330)이 생략된 상기 UniCon 전략의 실시예의 구현(1000)의 블록도이다. 상기 구현(1000)은 도 3에 도시된 대응 구성요소 및 모듈(301, 302, 303, 304, 308, 310, 312, 314, 316)과 유사하게 구성된 구성요소 및 모듈(1001, 1002, 1003, 1004, 1008, 1010, 1012, 1014, 1016)을 포함한다. 상기 드룹 제어 모듈(1001)은 상기 시스템을 초기의 빠른 과도 현상 이후 새로운 정상 작동 지점으로 이동시키는 데 사용된다.
상기 가변 관성 방식의 효율성을 확인하기 위해, 도 10a에 표시된 상기 시스템과 도 10b에 표시된 제어 방식을 MATLAB Simulink에서 시뮬레이션한다. 상기 시나리오는 다음과 같다: t=1s에서 그리드 주파수의 단계적 변화가 발생하고 주파수가 60Hz에서 60.3Hz로 점프한다. 그런 다음 t=2s에서 상기 그리드 주파수가 공칭 값으로 다시 변경된다. 이 시나리오의 실제적인 예 중 하나는 두 개 이상의 그리드 -형성 컨버터가 오류로 인해 분리되고 오류 제거 후에 동기화하고 다시 연결해야 하는 경우다. 이러한 시나리오에서는, 그리드-형성 컨버터 사이의 주파수 드리프트가 발생할 수 있으며 단자에서 주파수 단계 변화를 효과적으로 관찰할 수 있다.
도 11a는 작은 이득(1103), 큰 이득(1102) 및 적응형 관성(1101)에 대한 결과를 보여준다. 볼 수 있듯이, 상기 가변 관성 방식은 오류가 클 때 이동이 빠르지만 설정값에 가까워질수록 느려지는 감쇠 응답을 보여준다.
도 11b는 응답에 따라 관성과 감쇠 이득이 어떻게 변하는지 보여준다. 상기 비선형 가변 관성으로 인해 상기 시스템의 계단 응답 특성은 일정한 이득을 사용할 때 설계자가 타협해야 하는 절충안이 발생하지 않으므로 일정한 이득의 특성보다 우수하다.
컨버터 제어의 또 다른 중요한 요소는 오류를 극복하고 충분한 전류를 제공하여 그리드를 지원하는 능력이다. 이를 달성하기 위해, 가변 가상 저항기(334)가 사용된다. 이 방법은 상기 컨버터가 포화 모드로 들어가는 것을 방지하고 선형 범위에서 동작하는 데 도움이 된다. 상기 시스템에 빠른 과도 현상이 발생하면 UniCon(300)은 상기 위상 점프 모듈(320)을 사용하여 이를 먼저 관리하려고 한다. 몇 번의 시도에도 성공하지 못한 경우, 상기 알고리즘(700)은 이를 오류 조건으로 감지하고 상기 가상 저항기(334)를 증가시켜 전류를 제한하는 폴트 라이드 스류 알고리즘(740)에 관여한다. 상기 전압이 정상 값으로 돌아오면, 상기 가상 저항기(334)는 다시 공칭 값으로 감소한다. 정상 상태의 상기 가상 인덕터(332)는 P와 Q의 디커플링을 허용하고, 초기 과도 상태 동안 더 나은 전력 공유를 가능하게 한다. 과도 상태 동안 상기 가상 인덕터는 상기 시스템이 시스템이 안정적인 정현파 (sinusoidal) 전류를 주입할 수 있도록 변경될 수 있다.
상기 가상 저항기는 두 가지 항으로 구성된다: Rinst와 Rflt. Rinst는 순간 전류를 제한하기 위해 빠르게 변화하므로 반도체 스위치를 보호한다. Rflt는 적분기를 기반으로 하는 가상 인덕터와 함께 변경되어 컨버터가 오류 중에 안정적인 전류를 주입할 수 있도록 한다.
도 12는 일 실시예에서 전류의 함수로서 가상 저항기 변화의 첫번째 항 Rinst의 플롯이다.
두 번째 항 Rflt는 상기 가상 인덕터와 동일한 속도로 변경되어 컨버터가 오류 중에 안정적인 전류를 주입할 수 있도록 한다. RMS(제곱 평균 제곱근) 전류가 임계값을 초과하면, 상기 가상 저항기와 인덕터는 아래에 표시된 수학식 5~7에 따라 변경된다:
[수학식 5]
[수학식 6]
[수학식 7]
도 2로 돌아가서, 실제 시나리오에서 상기 UniCon 전략의 성능을 더 잘 확인하기 위해 4개의 컨버터(221, 222, 243, 244)를 포함하는 예시된 시스템이 MATLAB Simulink에서 만들어졌다. 도 3에 도시된 상기 UniCon 시스템(300)은 메인 제어기로 구현된다. 상기 시뮬레이션은 도 2에 설명된 매개변수를 활용한다.
도 13a와 13b는 시뮬레이션 결과를 보여준다. 도 13a는 4개의 컨버터(221, 222, 243, 244) 각각의 전력, 전류, 출력 전압 및 주파수를 도시한다. 도 13b는 상기 컨버터(221, 222, 243, 244)의 내부 전압을 도시한다.
t=0s에서, 모든 컨버터는 램핑 업(ramping up)과 로컬 부하 공급을 시작한다. 제1 및 제2 컨버터(221, 222)는 제1 마이크로그리드(220)를 형성하고, 제2 마이크로그리드(240)는 제3 및 제4 컨버터(243, 244)를 포함한다.
t=1.2s에서, 상기 두 개의 마이크로그리드(220, 240)는 스위치(208)로 함께 연결되어 더 큰 마이크로그리드를 형성한다. 어떤 컨버터(221, 222, 243, 244)도 상기 마이크로그리드(220, 240)의 임박한 상호 연결에 대한 사전 정보를 갖고 있지 않다는 점에 유의해라.
t=2.5s에서, 부하가 상기 시스템에 단계적으로 추가된다.
t=4.5s에서, 오류 발생이 발생하고, 상기 시스템은 t=4.8s가 될 때까지 폴트 라이드 스루(fault-ride-through) 상태로 들어가 오류가 제거된다.
다음으로, 상기 시스템은 적응형 관성을 통해 전압을 복구하고 컨버터를 다시 동기화하기 위해 가상 저항을 감소시키기 시작한다.
마지막으로, 상기 마이크로그리드는 t=7s에서 상기 그리드에 연결된다.
상기 시뮬레이션 결과는 상기 시스템이 모든 과도 현상을 관리하고 서로 다른 운전 모드 사이를 원활하게 이동할 수 있음을 보여준다.
도 14a는 t=2.5s 및 t=7s에서 상기 주파수 응답을 감쇠시키기 위해 시나리오의 두 예(부하 변경 및 그리드 연결) 동안 관성 상수 J 및 감쇠 계수 D가 어떻게 변경되는지를 보여준다.
도 14b는 대형 컨버터가 그리드로 시뮬레이션되고 UniCon 제어 컨버터가 추가되어 관성 응답을 통해 이를 지원하는 또 다른 시나리오의 그리드 주파수 응답을 보여준다. 두 번째 컨버터는 관성 상수를 변경하여 최저 주파수를 향상시킬 수 있을 뿐만 아니라 응답을 약화시키고 그리드에서 발생하는 진동을 제거할 수 있다는 것이 관찰되었다. 종합적으로, 상기 시뮬레이션 결과는 다양한 시나리오에서 UniCon의 효율성을 검증한다.
도 15a는 차례로 기준 전압 위상 상태 확인 알고리즘(1550)을 활용하는 도 15b에 예시된 위상 점프 알고리즘(1520)을 개시하기 위해 활성화된 알고리즘(1500)의 흐름도이다. 상기 흐름도(1500)는 다른 GFC와의 통신 없이 도 6에 예시된 GFC 중 하나에 의해 수행될 수 있는 알고리즘을 나타낸다. 예시를 위해, 도 15a 내지 15c의 VL1, VL2, IL1, IL2, Vt1 및 Vt2에서는 아래첨자 "1" 및 "2"가 생략되었다.
도 15a 내지 15c는 사분면 위상 점프를 요구하지 않고 도 7a 및 7b에 예시된 알고리즘(700)에 대한 대안으로서 사용될 수 있는 위상 점프를 달성하기 위한 알고리즘을 나타낸다.
도 15a에서, 1502, 1504, 1506, 1508, 1540 블록은 도 7a에 도시된 메인 알고리즘(700)의 대응 702, 704, 706, 708, 740 블록과 유사하게 구성될 수 있다. 상기 메인 알고리즘(1500)은 도 15a에 예시되어 있다. 도 15a에 도시된 상기 메인 알고리즘(1500)에는 도 7a에 도시된 상기 메인 알고리즘(700)의 전압 극성 세트 및 체크 710, 716 블록 및 직교 점프 712, 718 블록에 대응하는 블록이 부족하다. 상기 극성 세트 및 체크 710, 716 블록은 도 7에 도시된 메인 알고리즘(700)의 선택적인 특징이라는 점에 유의하라.
도 15b는 도 15a에 도시된 상기 메인 알고리즘(1500)에 의해 호출되는 상기 위상 점프 알고리즘(1520)을 도시한다. 도 15b에서, 1522, 1524, 1528, 1530, 1531, 1532, 1534 블록은 도 7b에 도시된 대응 722, 724, 730, 731, 732, 734 블록과 유사하게 구성될 수 있다. 도 15b에 도시된 상기 위상 점프 알고리즘(1520)에는 도 7b에 도시된 상기 위상 점프 알고리즘(720)의 위상 점프 726 블록에 대응하는 블록이 부족하다. 도 15b에 도시된 상기 위상 점프 알고리즘(1520)은 도 7b의 상기 위상 점프 알고리즘(720)에 대응하는 블록이 부족한 1536, 1550, 1538, 1539 블록을 포함한다.
1536 블록에서, dθREF/dt가 측정되고 저장된다. 증가 카운터 1531 블록 다음에 1536 블록이 입력된다.
1550 블록에서, θREF 상태 검사 알고리즘(1550)이 호출된다. 상기 상태 검사 알고리즘(1550)은 1530 블록이 참일 때(즉, VL 및 IL이 각각의 임계값보다 낮을 때) 상기 위상 점프 알고리즘(1520)의 루프를 통해 매번 호출된다. θREF가 θREF 상태 확인 알고리즘(1550)에 대한 다수의 호출에 대해 π에 가까우면, θREF 상태 확인 알고리즘(1550)은 상태 확인 "Stuck_status"를 1과 동일하게 설정한다.
도 15c는 θREF 상태 확인 알고리즘(1550)의 흐름도를 예시한다.
1552 블록에서 절대값 |θREF -π|가 임계값ε보다 작으면 카운터 증가 "stuck_ctr"이 증가된다.
1554 블록에서, 카운터 "stuck_ctr"이 미리 정해진 수 "stuck_set"보다 크면 상태 확인 "Stuck_status" 변수가 1로 설정된다.
1556 블록에서, θREF 상태 검사 알고리즘(1550)은 종료되고, 도 15b에 예시된 위상 점프 알고리즘(1520)은 1532 블록으로 진행한다. 1532 블록의 조건이 참일 때, 루프는 종료되고 위상 점프 알고리즘(1520)은 1538 블록으로 진행한다.
1538 블록에서, 1536 블록에서 얻은 dθREF/dt의 가장 최근 측정값이 0보다 작은 경우, θjump는 π-θjump와 동일하게 설정되어 θREF를 다음 사분면으로 점프한다. 1539 블록에서, "Stuck_status"가 1이면(도 15c의 블록(1554)에 의해 설정됨), θREF는 0으로 설정된다. 따라서, 1538 블록에서 사분면 점프가 발생했는지 여부에 관계없이, θREF가 θREF 상태 확인 알고리즘(1550)에 대한 호출 횟수 "stuck_set" 이후 π 근처에 남아 있으면 θREF는 1539 블록에서 0으로 설정된다.
도 16a는 상기 UniCon 전략(1600)의 또 다른 실시예의 블록도이다. 도 16b 및 16c는 상기 UniCon 전략(1600)의 2개의 서로 다른 구현의 블록도이다. 상기 UniCon 전략(1600)은 중간 계층에서 구현될 수 있고 추가될 수 있다. 도 16b 및 16c에 예시된 것처럼 다양한 구현이 가능하다. 여기에는 그림 16b에 표시된 것과 같이 전류 제어기가 없는 제어 기술과 도 16c에 표시된 것과 같이 전류 제어기와 같은 추가 제어 루프가 있는 제어 기술이 포함돤다.
도 17은 도 18a 내지 18c 및 도 19a 내지 19c에 예시된 실험 및 도 20a 내지 20e에 예시된 실험 테스트 하에 테스트된 예시적인 그리드 모델의 전기 개략도이다. 예시적인 그리드에는 세 개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)가 포함되어 있다. 예시적인 그리드는 제1 및 제2 컨버터(IBR1, IBR2)를 포함하는 제1 마이크로그리드(Microgrid 1)와 제3 인버터(IBR3)를 포함하는 제2 마이크로그리드(Microgrid 2)를 포함한다. 상기 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)은 서로 통신하지 않는다. 도 18a ~ 18c는 두 마이크로그리드 간 통신 없이 두 마이크로그리드의 원활한 상호 연결 및 연결 해제를 보여준다. 도 19a 내지 19c는 3개의 컨버터를 포함하는 마이크로그리드의 원활한 그리드 연결 및 그리드 단절을 도시한다. 도 20a~20e는 오류 동안 상기 컨버터의 원활하고 안정적인 작동을 보여준다.
도 18a는 분리된 운전, 이어서 상호연결된 운전, 이어서 분리된 운전 동안 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류의 플롯을 포함한다. 도 17에서 마이크로그리드 상호 연결 차단기가 닫혔다가 열리는 동안 그리드 연결 스위치는 열린 상태로 유지된다.
도 18b는 도 18a에 표시된 바와 같이 분리된 운전에서 상호 연결된 운전으로 전환하는 동안 상기 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류를 확대한 도면이다. 분리된 운전 중에는 상기 두 개의 마이크로그리드가 서로 분리되어 상호연결 운영된다. 분리된 운전에서, 제1 마이크로그리드의 전압 파형 V1은 제2 마이크로그리드의 전압 파형 V2와 위상이 다르다. 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)의 전류(I1, I2, I3)가 설명되어 있다. 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)의 전력(P1, P2, P3)이 설명되어 있다.
도 18c는 도 18a에 나타낸 바와 같이 상호 연결된 운전에서 분리된 운전으로 전환하는 동안 상기 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류를 확대한 도면이다. 상호연동 운전 시에는 상기 두 개의 마이크로그리드가 서로 연결되어 있으며, 분리된 운전 시에는 서로 분리되도록 전환된다. 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)의 전류 (I1, I2, I3)가 설명되어 있다. 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)의 전력(P1, P2, P3)이 설명되어 있다.
도 19a는 독립(islanded) 운전, 이어서 그리드-연계 운전, 이어서 독립 운전(islanded operation) 동안 상기 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류의 플롯을 포함한다. 도 17에서 마이크로그리드 상호 연결 차단기는 닫힌 상태로 유지되는 동안 상기 그리드 연결 스위치는 닫힌 상태로 유지되었다가 열린다.
도 19b는 도 19a에 표시된 독립(islanded) 운전에서 그리드-연계 운전으로 전환하는 동안 상기 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류를 확대한 도면입니다. 독립 운전(islanded operation) 중에는 상기 두 개의 마이크로그리드가 서로 연결되고 상기 그리드 연결 스위치가 열린다. 그리드 연결 운전 시 두 개의 마이크로그리드를 그리드에 연결하기 위해 그리드 연결 스위치를 닫는다. 독립 운전(islanded operation)에서는 상기 마이크로그리드의 전압 파형 uGV가 상기 그리드의 전압 파형 GV와 위상이 다르다. 약 한 사이클 동안 마이크로그리드 uVG 위상의 전압 파형이 점프하여 그리드 전압 파형 GV와 동기화된다. 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)의 전류(I1, I2, I3)가 설명되어 있다. 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)의 전력 P1, P2, P3이 설명되어 있다.
도 19c는 도 19a에 표시된 바와 같이 그리드-연계 운전에서 독립 운전(islanded operation)으로 전환하는 동안 상기 3개의 컨버터 시스템에 대한 전력, 전압 및 전류를 확대한 도면이다. 그리드-연계 운전 중에는 상기 2개의 마이크로그리드가 상기 그리드에 연결되고, 독립 운전(islanded operation)에서는 상기 그리드 연결 스위치를 열어 상기 마이크로그리드를 상기 그리드에서 분리한다. 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)의 전류(I1, I2, I3)가 설명되어 있다. 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)의 전력 P1, P2, P3이 설명되어 있다. 상기 그리드와 마이크로그리드의 전압 파형 uGV, GV를 보여준다.
도 20a는 제1 및 제2 컨버터(IBR1, IBR2) 사이에 오류가 발생하고 제3 컨버터(IBR3)는 제1 마이크로그리드와 제2 마이크로그리드 사이의 연결을 통해 제1 컨버터(IBR1)에 연결되는 오류 조건 동안 그리드로부터 분리된 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3)에 대한 전압 및 전류를 포함하는 실험 데이터의 플롯이다. 상기 오류가 시작되고 상기 시스템이 상기 오류를 극복한 다음 오류가 삭제된다. 상기 적응형 관성 방식과 함께 적응형 가상 임피던스를 통해 오류 동안 인버터가 원활하고 안정적으로 운전할 수 있다.
도 20b는 도 20a에서 테스트된 시나리오에 대응하는 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3) 각각에 대한 전력 및 주파수의 플롯이다.
도 20c는 도 20a에 표시된 바와 같이 상기 오류가 개시될 때 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3) 각각에 대한 전압 및 전류의 플롯이다.
도 20d는 도 20a에 표시된 폴트 라이드 스루(fault ride through) 동안 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3) 각각에 대한 전압 및 전류의 플롯이다.
도 20e는 도 20a에 표시된 바와 같이 상기 오류가 제거될 때 상기 3개의 컨버터(IBR1, IBR2, IBR3) 각각에 대한 전압 및 전류의 플롯이다.
상기 컨버터가 상기 그리드 또는 다른 컨버터에 원활하게 연결되고 최소 전압/전류 과도 현상 및 감쇠된 주파수 응답으로 부하 교란(load disturbance)을 처리할 수 있도록 하는 GFC에 대한 적응형 관성 방식이 여기에 개시된다. 여기서 상기 적응형 관성은 필요에 따라 로컬 정보에만 기반하여 제로 관성 시스템에서 고관성 시스템으로 동작을 조정하는 GFC의 능력에 해당한다. 이러한 적응형 관성 동작을 달성하기 위해, 상기 UniCon 전략에는 두 가지 전략이 포함된다: 첫 번째 전략에는 상호 연결 직후 그리드/컨버터와의 전압 위상 동기화를 달성하여 전압/전류 과도 현상을 제한하는 신속한 위상 점프 전략(도 7a 및 7b)을 포함한다; 두 번째는 비선형(적분기) 관성과 그리드/컨버터에 대한 상호 연결 시 또는 부하 변경 후 감쇠 주파수 응답을 달성하는 비선형 감쇠 방식을 기반으로 하는 비선형 제어기(도 9)다.
p - ω 드룹 제어, 비선형 적분기(관성) 및 비선형 감쇠(damping), 급속 위상 변화 블록 및 가상 임피던스 블록을 포함하는 제어 방식에 따라 상기 그리드 형성 컨버터를 제어하는 능력도 여기에 개시되어 있다.
상기 제안된 방식의 실행 가능성은 시뮬레이션과 실험 결과를 통해 검증되었다.
일부 실시예에서, 상기 UniCon 전략은 바람직하게는 다양한 컨버터 구성에 통합될 수 있는 하드웨어(예를 들어 칩셋)로 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 UniCon 전략은 바람직하게는 다양한 컨버터 구성에 의해 적응될 수 있는 소프트웨어 또는 펌웨어로 구현될 수 있다. 일부 실시예는 상기 UniCon 전략을 구현하는 컨버터를 포함한다.
본 명세서에 개시된 실시예 및 청구범위는 설명에 기재되고 도면에 예시된 구성 요소의 구성 및 배열의 세부 사항으로 그 적용이 제한되지 않음을 이해해야 한다. 오히려, 설명 및 도면은 구상된 실시예의 예들을 제공한다. 본 명세서에 개시된 실시예 및 청구범위는 다른 실시예가 더 가능하며 다양한 방식으로 실시 및 수행될 수 있다. 또한, 본 명세서에 사용된 문구 및 용어는 설명의 목적에 따른 것이며 청구범위를 제한하는 것으로 간주되어서는 안 된다는 점을 이해해야 한다. 본 명세서에 개시된 실시예는 본 명세서에 개시된 임의의 UniCon 전략의 특정 사항으로 제한되지 않는다. 구체적으로, 실시예는 개별 모듈, 그 구성요소, 또는 이와 관련된 방법을 포함할 수 있다. 개시된 실시예의 호환 가능한 특징은 관련 기술 분야의 당업자가 이해하는 바와 같이 결합될 수 있다. 본 명세서에 개시된 실시예의 특징은 관련 기술 분야의 당업자가 이해하는 바와 같이 본 명세서에 개시되지 않은 특징과 결합될 수 있다.
따라서, 당업자들은 본 출원 및 청구범위의 기초가 되는 개념이 본 출원에 제시된 실시예 및 청구범위의 여러 목적을 수행하기 위한 다른 구조, 방법 및 시스템의 설계를 위한 기초로 쉽게 활용될 수 있음을 인식할 것이다. 따라서 청구항은 그러한 동등한 구조를 포함하는 것으로 간주하는 것이 중요하다.
또한, 전술한 요약의 목적은 미국 특허상표청과 일반 대중, 특히 특허 및 법적 용어나 어법에 익숙하지 않은 당업자를 포함하여 피상적인 조사를 통해 출원 기술의 공개와 본질을 신속하게 결정할 수 있도록 하는 것이다. 요약은 출원의 청구범위를 정의하려는 의도가 없으며 어떤 방식으로든 청구범위의 범위를 제한하려는 의도도 없다. 대신, 개시된 기술은 여기에 첨부된 청구범위에 의해 정의되도록 의도되었다.

Claims (44)

  1. 컨버터 단자 전압의 주파수 측정에 의존하지 않고 그리드 형성 모드(grid forming mode)에서 컨버터를 제어하도록 구성된 컨버터 제어기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 상기 컨버터를 다른 그리드 형성 컨버터, 마이크로그리드 및/또는 그리드와 동기화하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 다른 그리드 형성 컨버터 또는 마이크로그리드 또는 그리드를 포함하는 네트워크로부터 연결 해제된 후 독립 모드(islanded mode)에서 상기 컨버터를 제어하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 상기 그리드 형성 컨버터의 정격(rating)을 초과하지 않으면서 다른 그리드 형성 컨버터, 마이크로그리드, 및/또는 상이한 주파수 및 위상을 갖는 그리드와 상기 컨버터를 동기화하도록 구성되는 컨버터 컨트롤러.
  5. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 주파수 조건의 높은 변화율 하에서 상기 컨버터를 제어하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 발전/부하 변화 하에서 상기 컨버터를 제어하도록 구성되는 컨버터 컨트롤러.
  7. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 과도 상태 동안 실효 전력(real power) 및 무효 전력(reactive power)을 동적으로 관리하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  8. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 상기 단지 전압 위상의 위상 점프에 응답하여 상기 컨버터의 기준 전압 파형의 기준 전압 위상을 상기 컨버터의 단자 전압 파형의 단자 전압 위상에 동기화하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  9. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 상기 컨버터를 포함하는 마이크로그리드를 블랙-스타트하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  10. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 광범위하게 변하는 단락 비율 및/또는 X/R(리액턴스/저항) 비율 하에서 유효(active) 및 무효 전력 공유(reactive power sharing)를 관리하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  11. 컨버터를 제어하도록 구성된 컨버터 제어기에 있어서,
    관성이 0인 상기 컨버터의 단자 전압 파형에 동기하여 상기 컨버터의 기준 전압 위상을 설정하도록 구성된 위상 점프 모듈;
    상기 컨버터의 단자 전력과 상기 컨버터의 기준 전력 사이의 전력 차이에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 컨버터의 관성 상수를 설정하도록 구성된 적응형 관성 모듈; 및
    상기 컨버터의 유효 출력 임피던스를 동적으로 변화시키는 가상 임피던스 모듈
    을 포함하는 컨버터 제어기.
  12. 제11항에 있어서, 상기 컨버터 제어기는 상기 그리드 형성 컨버터를 마이크로그리드 및/또는 그리드와 동기화하도록 상기 그리드 형성 컨버터를 제어하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  13. 제11항에 있어서, 상기 위상 점프 모듈은 제로 관성 응답을 통해 상기 기준 전압 위상을 상기 단자 전압 파형의 위상으로 설정하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  14. 제11항에 있어서, 상기 위상 점프 모듈은 다음 중 하나의 응답에 참여하는 컨버터 제어기:
    상기 단자 전압 파형과 상기 기준 전압 파형 사이의 전압 차이가 전압 임계값 이상, 또는
    상기 컨버터의 필터 인덕터를 통과하는 전류가 전류 임계값보다 높음.
  15. 제11항에 있어서, 상기 위상 점프 모듈은 상기 기준 전압 파형의 전압 크기를 수정하지 않고 상기 기준 전압 파형을 상기 단자 전압 파형에 동기화하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  16. 제11항에 있어서, 상기 위상 점프 모듈은 상기 기준 전압 위상을 비선형적으로 조정하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  17. 제11항에 있어서, 상기 위상 점프 모듈은 상기 기준 전압 파형과 상기 단자 전압 파형이 동기하여(in sync) 반대 방향으로 이동하는 것을 피하기 위해 상기 기준 전압 위상을 반대 사분면으로 점프하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  18. 제11항에 있어서, 상기 위상 점프 모듈은
    a) 상기 기준 전압 파형과 상기 단자 전압 파형(E-Vt) 사이의 전압 차이 및/또는 상기 컨버터의 필터 인덕터를 통과하는 전류 및/또는 상기 단자 전압 파형의 단자 전압에 적어도 부분적으로 기초하여 위상 각 점프를 결정 및
    b) 상기 기준 전압 파형의 위상각 점프 및 각 주파수를 샘플링 시간을 곱해서 상기 기준 전압 위상에 더해지도록 기준 전압 위상을 설정
    하도록 구성된 컨버터 제어기.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 위상 각 점프는 전압차(f(E-Vt))의 함수(f)에 비례하고,
    상기 함수(f)는 상수, 선형 함수 또는 비선형 함수에 비례하는 컨버터 제어기.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 함수((f))는 하이퍼볼릭 탄젠트(tanh(E-Vt))를 포함하는 컨버터 제어기.
  21. 제18항에 있어서,
    상기 적응형 관성 모듈을 포함하는 주파수 루프는 출력 위상각(θ(t))를 제공하도록 구성되고, 및
    상기 위상각 점프는 와 같은 컨버터 제어기.
  22. 제18항에 있어서, 상기 위상 점프 모듈은 상기 위상 점프 모듈이 해제(disengage)될 때까지 단계 a) 내지 b)를 반복하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  23. 제18항에 있어서, 상기 단자 전압 각의 도함수를 측정한 다음 반대 직교(opposite quadrature)로의 점프가 필요한지 여부를 결정하는 데 사용되는 컨버터 제어기.
  24. 제18항에 있어서, 상기 단자 전압 각은 지속적으로 관찰되고, 상기 단자 전압각이 미리 정해진 시간 동안 π(pi)에 근접하면 상기 단자 전압각을 0으로 설정하는 컨버터 제어기.
  25. 제18항에 있어서, 상기 위상 점프 모듈은 다음 중 하나에 응답하여 해제(disengage)되는 컨버터 제어기:
    전압 임계값 미만인 전압의 차이 및/또는 전류 임계값 미만인 유도 임피던스를 통한 전류, 또는
    상기 기준 전압 위상에 대한 미리 정해진 수의 조정이 이루어지거나, 또는
    상기 위상 점프 모듈의 참여(engagement) 이후 미리 정해된 시간이 경과하거나, 또는
    단계 a) 내지 b)는 미리 정해진 횟수 수행됨.
  26. 제11항에 있어서,
    상기 컨버터의 기준 전력을 설정하도록 구성된 드룹(droop) 제어 모듈을 더 포함하는 컨버터 제어기.
  27. 제26항에 있어서, 상기 드룹 제어 모듈은 상기 컨버터의 유효 전력과 주파수 사이의 역 관계에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 컨버터의 기준 전력을 설정하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  28. 제26항에 있어서, 상기 드룹 제어 모듈은 상기 적응형 관성 모듈과 함께 피드백 루프에 있는 컨버터 제어기.
  29. 제26항에 있어서, 상기 드룹 제어 모듈의 출력과 단말 전력의 차는 상기 적응형 관성 모듈의 입력으로 제공되는 컨버터 제어기.
  30. 제26항에 있어서, 상기 적응형 관성 모듈의 출력과 상기 기준 전압 파형의 기준 각주파수의 합이 상기 드룹(droop) 제어 모듈의 입력으로 제공되는 컨버터 제어기.
  31. 제11항에 있어서, 상기 적응형 관성 모듈은 상기 기준 전압 파형의 내부 주파수 및 위상을 상기 단자 전압 파형의 주파수 측정을 요구하지 않고 상기 단자 전압 파형의 단자 주파수 및 위상에 동기화하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  32. 제11항에 있어서, 상기 적응형 관성 모듈은 다음 사항에만 기초하여 상기 관성 상수를 설정하도록 구성되는 컨버터 제어기:
    1) 상기 컨버터의 측정된 전력; 및/또는
    2) 상기 기준 전력과 상기 측정 전력 간의 차이; 및/또는
    3) 상기 단자 전압 파형의 단자 전압 크기.
  33. 제11항에 있어서, 상기 관성 상수는 상기 전력 차이의 비선형 함수에 적어도 부분적으로 기초하는 컨버터 제어기.
  34. 제33항에 있어서, 상기 관성 상수는 상기 전력 차이의 다항식 함수에 적어도 부분적으로 기초하는 컨버터 제어기.
  35. 제11항에 있어서, 상기 컨버터의 감쇠 계수(damping coefficient)는 상기 전력 차이에 적어도 부분적으로 기초하는 컨버터 제어기.
  36. 제35항에 있어서, 상기 감쇠 계수(damping coefficient)는 상기 전력 차이의 비선형 함수에 적어도 부분적으로 기초하는 컨버터 제어기.
  37. 제35항에 있어서, 상기 컨버터의 감쇠 계수는 상기 관성 상수의 역제곱근에 비례하는 컨버터 제어기.
  38. 제11항에 있어서, 상기 가상 임피던스 모듈은 증가된 전류에 응답하여 임피던스를 증가시키도록 구성된 가상 임피던스를 포함하는 컨버터 제어기.
  39. 제38항에 있어서, 상기 가상 임피던스는 상기 필터 인덕터를 통과하는 순시 전류를 미리 정해진 임계치 이하로 제한하기 위해 비선형 함수를 사용하여 상기 저항을 변화시키도록 구성된 가상 저항기 컴포넌트를 포함하는 컨버터 제어기.
  40. 제39항에 있어서, 상기 가상 임피던스 모듈은 일정한 가상 인덕터를 포함하는 컨버터 제어기.
  41. 제38항에 있어서,
    상기 가상 임피던스는 가상 저항기 및 가상 인덕터를 포함하고, 및
    상기 가상 인덕터의 인덕턴스와 상기 가상 저항기의 저항은 각각 적분기를 사용하여 미리 정해진 임계값 이상으로 전류가 증가함에 따라 증가하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  42. 제38항에 있어서,
    상기 가상 인덕터의 인덕턴스와 상기 가상 저항기의 저항은 각각 적분기를 사용하여 전류가 미리 정해진 임계치 미만인 경우 감소하도록 구성되는 컨버터 제어기.
  43. 제11항에 있어서,
    상기 적응형 관성 모듈을 포함하는 주파수 루프는 출력 주파수를 제공하도록 구성되고, 및
    상기 출력 주파수는 상기 단자 전압이 미리 정해진 시간 동안 미리 정해진 값보다 낮을 때 프리즈 모드(freeze mode)에서 일정하게 유지되는 컨버터 제어기.
  44. 제43항에 있어서, 상기 출력 주파수는 상기 단자 전압이 미리 정해된 시간 동안 미리 정해된 값보다 높을 때 프리즈 모드(freeze mode)에서 벗어나는 컨버터 제어기.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN115940256B (zh) * 2022-11-22 2023-08-04 中国人民解放军陆军工程大学 Pet的孤岛检测过渡过程控制方法、电子设备及存储介质
CN117060684B (zh) * 2023-10-11 2024-01-05 山西美锦氢能开发有限公司 一种高压变频器故障自动切工频装置及其工作方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5618511B2 (ja) * 2009-09-08 2014-11-05 株式会社東芝 スマートグリッド及びマイクログリッド向け総合監視制御システム
US9964978B2 (en) * 2015-04-14 2018-05-08 Princeton Power Systems, Inc. Control systems for microgrid power inverter and methods thereof
NZ742897A (en) * 2015-12-23 2023-03-31 Daming Zhang Circuits of voltage source dc/ac converter with lccl or lcc filter and other modified forms, and operation of microgrid with such circuits
IT201600131878A1 (it) * 2016-12-28 2018-06-28 Electro Power Systems Mfg S R L Sistema di controllo di microreti di produzione e distribuzione di energia elettrica proveniente da più fonti di produzione di tipo diverso, e relativo metodo di controllo
EP3499675B1 (en) * 2017-12-12 2021-03-31 ABB Power Grids Switzerland AG Selection of grid forming power generators based on location in a microgrid

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