KR20230117464A - 펄스형 전기 기계 제어를 위한 승압 변환기 - Google Patents

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Abstract

승압 회로는, 전기 기계의 펄스형 제어 작동을 위해 사용되는 펄스형 전력의 상승 및 하강 시간을 감소시키도록 배치된다. 펄스의 종료 시에 전기 기계에 존재하는 자기 에너지는, 펄스 하강 시간을 감소시키기 위해 승압 회로에 의해 추출된다. 에너지가 승압 회로에 의해 저장된 다음, 후속 펄스의 시작 시에 인가되어 상승 시간을 감소시킨다. 이러한 승압 회로를 사용하지 않는 것에 비해 상승 및 하강 시간을 감소시킴으로써, 기계 효율이 개선된다.

Description

펄스형 전기 기계 제어를 위한 승압 변환기{BOOSTED CONVERTER FOR PULSED ELECTRIC MACHINE CONTROL}
본 출원은 2019년 3월 15일자로 출원된 미국 가특허출원 번호 제62/819,097호의 우선권을 주장하며, 이는 그 전체가 본원에 참조로 포함된다.
본 출원은 일반적으로 보다 에너지 효율적인 방식으로 원하는 출력을 선택적으로 전달하기 위한 전기 기계의 펄스형 제어(pulsed control)에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는, 전기 기계를 펄싱하기 위한 개선된 상승 및 하강 시간(rise and fall times)을 갖는 승압 변환기 회로(boosted converter circuit)에 관한 것이다.
본원에 사용된 바와 같은 "기계"라는 용어는, 전기 모터 및 발전기 둘 모두를 의미하는 것으로 폭넓게 해석되도록 의도된다. 전기 모터 및 발전기는 구조적으로 매우 유사하다. 둘 모두는, 다수의 극을 갖는 고정자 및 회전자를 포함한다. 기계가 모터로서 작동되는 경우, 이는 전기 에너지를 기계 에너지로 변환한다. 발전기로서 작동되는 경우, 기계는 기계 에너지를 전기 에너지로 변환한다.
전기 기계는 직류(DC) 또는 교류(AC)를 사용하여 작동될 수 있다.
전형적인 DC 기계는, 무브러시(brushless), 전기적으로 여기(excited), 영구 자석, 직렬 권선, 분로(shunt), 브러시(brushed), 컴파운드(compound), 및 기타를 포함한다.
AC 기계에는, 두 가지 일반적인 종류로서, 비동기식 및 동기식이 있다. 비동기식 전기 기계의 일 실시예는 3상 유도 모터이다.
최신 전기 기계는 비교적 높은 에너지 변환 효율을 갖는다. 그러나, 대부분의 전기 기계의 에너지 변환 효율은, 이들의 작동 부하에 기초하여 상당히 가변될 수 있다. 많은 적용예에서, 기계는 다양한 상이한 작동 부하 조건에 따라 작동되어야 한다. 결과적으로, 전형적으로 기계는 특정 시간에 최고 효율 레벨로 또는 그 근처에서 작동되는 반면에, 다른 시간에는, 이들은 더 낮은 효율 레벨로 작동된다.
배터리 작동식 전기 자동차는, 다양한 효율 레벨로 작동되는 전기 기계의 적절한 실시예를 제공한다. 전형적인 주행 사이클 동안, 전기 자동차는 가속하거나, 정속 주행하거나, 감속하거나, 제동, 코너링 등을 할 것이다. 특정 회전자 속도 및/또는 토크 범위 내에서, 전기 기계는, 이의 가장 효율적인 작동점(operating point)(즉, 이의 "스위트 스폿(sweet spot)")에서 또는 그 근처에서 작동된다. 이러한 범위를 벗어나면, 전기 기계의 작동은 덜 효율적이다. 주행 조건이 변화됨에 따라, 회전자 속도 및/또는 토크가 변화되기 때문에, 기계는, 높은 작동 효율 레벨과 낮은 작동 효율 레벨 간에 전환된다. 전기 기계가 높은 효율 작동 영역에서 더 큰 비율의 주행 사이클을 작동하도록 제조될 수 있는 경우, 주어진 배터리 충전 레벨에 대한 자동차의 주행 거리가 증가된다. 제한된 주행 거리의 배터리 작동식 전기 자동차는 이들의 사용에 대한 주요한 상업적 장애물이기 때문에, 자동차의 작동 주행 거리를 연장시키는 것이 매우 바람직하다.
따라서, 더 높은 효율 레벨로, 모터 및 발전기와 같은 전기 기계를 작동시킬 필요가 있다.
본 출원은 작동 효율을 개선하기 위한, 모터 및 발전기와 같은 전기 기계의 펄스형 제어에 관한 것이다. 비-배타적인 실시형태에서, 이러한 펄스형 제어되는 기계는, 전원 공급기, 권선(winding)을 갖는 고정자, 모터 토폴로지에 따른 설계의 회전자, 펄스형 모드로 기계를 선택적으로 작동시키도록 구성된 기계 제어기, 및 전원 공급기와 전기 기계 사이에 결합된 전력 변환기를 포함한다. 전력 변환기는, 기계 제어기에 응답하여, 기계의 고정자의 권선에 펄스형 입력 전력을 제공하도록 배치된다. 또한, 전력 변환기는 승압 회로를 포함할 수 있다. 승압 회로는, 승압 회로가 없는 펄스형 전력의 상승 및 하강 시간에 비하여, 펄스형 전력의 상승 및 하강 시간을 감소시키도록 배치된다. 승압 회로는, 펄스 하강 시간을 감소시키기 위해 펄스의 종료 시에 전기 기계에 존재하는 자기 에너지 중 적어도 일부를 추출하고, 에너지 중 적어도 일부를 저장하며, 상승 시간을 감소시키기 위해 후속 펄스의 시작 시에 에너지 중 적어도 일부를 인가한다. 펄스형 전력의 상승 및 하강 시간을 감소시킴으로써, 전기 기계 및 전반적인 전기 시스템의 효율이 개선된다.
본 발명 및 이의 이점은 첨부된 도면과 함께 고려되는 이하의 설명을 참조하여 가장 잘 이해될 수 있으며, 첨부된 도면으로서:
도 1은 상이한 작동 조건에 따른 전형적인 전기 모터의 에너지 변환 효율을 나타내는 전형적인 토크/속도/효율 그래프이다.
도 2는 전기 모터에 인가되는 펄스형 전류 신호를 나타내는 그래프이다.
도 3a는 제로로부터 피크 효율 토크로의 전환 동안 고정된 속도로 작동되는 모터에 대한 토크 대 효율 맵이다.
도 3b는 제로로부터 피크 효율 토크로의 전환 동안 고정된 속도로 작동되는 예시적인 모터에 대한 토크 대 일 손실이다.
도 4는 본 발명의 비-배타적인 실시형태에 따른 펄스형 제어되는 전기 기계를 도시한다.
도 5a는 50 암페어의 피크 값을 갖는 연속적인 3상 AC 파형의 개략도이다.
도 5b 및 도 5c는 도 5a의 연속적인 파형과 동일한 전력 출력을 제공하는 50% 듀티 사이클을 갖는 펄스형 파형이다.
도 6a 및 도 6b는 예시적인 모터의 3개의 위상 A, B 및 C를 통해 전류 흐름을 모델링하는 전형적인 회로이다.
도 7a는 종래기술의 전력 변환기를 도시하는 회로도이다.
도 7b 내지 도 7f는 도 5a에 도시된 전력 변환기에 대한 스위칭 상태 및 전압을 나타내는 예시적인 종래기술의 타이밍도이다.
도 8은 본 발명의 비-배타적인 실시형태에 따른 승압 회로를 포함하는 전력 변환기이다.
도 9a 내지 도 9c는 본 발명의 비-배타적인 실시형태에 따라, 전력 변환기의 펄스 제어된 작동 동안 승압 회로가 상승 및 하강 시간을 개선하는 방법을 나타내는 신호 다이어그램이다.
도 10은 본 발명의 비-배타적인 실시형태에 따라, 시간에 따라 전기 기계를 구동하기 위해 이용 가능한 예시적인 전압을 도시한다.
도 11은 본 발명의 비-배타적인 실시형태에 따라, 시간에 따라 전기 기계를 구동하기 위해 이용 가능한 예시적인 전압을 도시한다.
도 12는 본 발명의 비-배타적인 다른 실시형태에 따른 승압 회로를 포함하는 다른 전력 변환기이다.
도 13은 본 발명에 따라, 자동차의 전기 기계의 펄스형 제어 작동을 위한 단계를 나타내는 흐름도이다.
도 14는 본 발명의 다른 실시형태에 따라, 모터에 공급되는 에너지의 변조를 나타내는 도면이다.
도면에서, 때로는 유사한 구조적 요소를 나타내기 위해 유사한 참조 번호가 사용된다. 또한, 도면의 묘사는 개략적인 것이며 일정한 비율로 도시된 것이 아님을 이해해야 한다.
본 출원은 일반적으로 연속적인 방식으로 달리 작동되는 다양한 전기 기계(예를 들어, 전기 모터 및 발전기)의 펄스형 제어에 관한 것이다. 기계는, 펄스형 제어에 의해, (1) 작동 요구량을 충족시키는 동시에 (2) 전반적인 효율을 개선하기 위해, 지능적으로 그리고 간헐적으로 온 및 오프로 펄싱된다. 보다 구체적으로는, 선택된 작동 조건에 따라, 전기 기계는 보다 효율적인 에너지 변환 작동 레벨로 간헐적으로 펄스-구동되어, 통상적인 연속적인 기계 작동에 의해 달성되는 것보다 더 효율적으로 원하는 평균 출력을 전달한다. 펄스형 작동은 전기 기계 토크의 의도적인 변조를 야기한다; 그러나, 의도된 적용예에 대해 수용할 수 없는 노이즈 또는 진동을 생성하지 않는 그러한 방식으로, 변조가 관리된다.
간결성을 위해, 본원에 제공된 바와 같은 다양한 전기 기계의 펄스형 제어는, 자동차의 3상 유도 전기 모터의 맥락에서 설명된다. 그러나, 이러한 설명은 어떠한 점에서도 제한적인 것으로 해석되어서는 안된다. 대조적으로, 본원에 설명된 바와 같은 펄스 제어는, 전기 모터 및 발전기 둘 모두를 의미하는 많은 유형의 전기 기계를 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 본원에 설명된 바와 같은 기계 펄스형 제어는, AC(예를 들어, 유도, 동기식, 임의의 수의 극 등) 또는 DC(예를 들어, 무브러시, 전기적으로 여기, 영구 자석, 직렬 권선, 분로 브러시, 컴파운드 등)인지와 관계없이, 임의의 유형의 기계와 함께 사용될 수 있다. 또한, 이러한 전기 기계의 펄스형 제어는, 단지 전기 자동차로만 제한되지 않는 임의의 적용예에 사용될 수 있다. 특히, 냉난방 공조 시스템을 위한 전기 모터와 같이, 자동차 적용예보다 더 낮은 가속도 및 감속도를 필요로 하는 시스템에서, 펄스형 제어가 사용될 수 있다.
펄스형 엔진 제어는, 2019년 3월 14일자로 출원된 미국 특허출원 번호 제16/353,159호; 및 2018년 3월 19일자로 출원된 미국 가특허출원 번호 제62/644,912호; 2018년 4월 17일자로 출원된 미국 가특허출원 번호 제62/658,739호; 및 2019년 2월 26일자로 출원된 미국 가특허출원 번호 제62/810,861호에 설명되어 있다. 각각의 전술한 출원은 이들의 전체 내용이 본원에 참조로 포함된다.
3상 유도 기계
유도 기계는, 2개의 주요 구성 요소로서, 고정식 고정자 및 회전식 회전자를 포함한다. 3상 기계에서, 고정자는, 3상 AC 입력에 의해 여기되는 3-코일 권선을 포함할 수 있다. 3상 AC 입력이 3상 권선에 통과되는 경우, 회전식 자기장(RMF)이 발생된다. RMF의 회전 속도는, 전기 기계의 동기식 속도(Ns)로 알려져 있다. 회전자는 전형적으로 "농형(squirrel cage)" 또는 "권선형" 회전자이며, 둘 모두는, 이들의 단부에서 전기적으로 단락되는 복수의 전기 전도성 요소를 갖는다. 페러데이의 법칙에 따라, RMF는 회전자의 전도성 요소 내에 전류를 유도한다. 유도된 전류는, 고정자 코일에 생성된 자기장과 상호 작용하는 유도된 자기장을 설정한다. 회전자 및 고정자 자기장의 상호 작용은, 회전자 회전을 유발하는 전자기력(EMF)을 발생시킨다. 이러한 유형의 모터는, 직접적인 전기 전도성 경로와는 대조적으로, 전자기 유도에 의해 회전자 전도성 요소 상에 전류가 유도되기 때문에, 유도 모터로 지칭된다.
3상 유도 모터는 다수의 이점을 제공한다. 첫째, 이들은 본질적으로 자동 시동(self-starting)된다. 둘째, 회전자의 회전 속도를 제어하기가 용이하다. 회전자의 회전 속도(Nr)는 항상 동기식 속도(Ns)보다 약간 더 작다. 이러한 차는, 백분율의 측면에서 표현될 수 있는 슬립(slip)으로 알려져 있다:
* 수식 (1)
고정자 권선을 통전시키는 3상 AC 전력의 주파수는, RMF 회전 속도 및 이에 따른 동기식 주파수를 제어한다. 결과적으로, 회전자의 회전 속도는, 위에 정의된 수식 (1)에 기초하여 제어될 수 있다.
3상 권선에 제공된 주파수는 동기식 속도(Ns)를 제어하지만, 인가된 AC의 진폭은 전기 기계의 출력 토크를 제어한다. 진폭이 더 높거나 더 낮은 경우, 기계의 출력은 각각 더 높거나 더 낮다.
자동차 모터 효율 맵
도 1을 참조하면, 상이한 부하 및 속도 조건에 따른 예시적인 자동차 모터 효율 맵(10)이 도시된다. 맵(10)은 수평축을 따르는 모터 속도(RPM)에 따라 수직축을 따르는 토크(N*m)를 표시한다. 최대 정상 상태 출력 전력은 곡선(12)으로 주어진다.
피크 토크/속도 곡선(12)에 따른 영역은, 작동 효율 백분율로 각각 표시된 복수의 영역에 매핑된다. 도시된 특정 모터의 경우, 이하의 특성은 명백하다:
- 이의 작동 범위의 가장 효율적인 또는 "스위트 스폿" 영역은, 대체로 4,500 내지 6,000 RPM 범위이고 토크 출력이 약 40 내지 70 N*m 범위인, 14로 표시된 작동 영역이다. 영역(14)에서, 에너지 변환 효율은, 모터가 이의 가장 효율적인 작동 범위로 작동되는 "스위트 스폿"이 되게 하는 약 96%이다.
- 모터 속도가 약 6,000+ RPM을 넘어서 증가함에 따라, 효율은 출력 토크와 관계없이 감소하는 경향이 있다.
- 출력 토크가 70 N*m 초과로 증가하거나 40 N*m 미만으로 감소함에 따라, 효율 백분율은, 일부 상황에서 이의 피크로부터 상당히 크게 감소하는 경향이 있다. 예를 들어, 모터가 약 2,000 RPM 및 100 N*m의 출력 토크로 작동되는 경우, 효율은 약 86%이다. 모터 속도와 관계없이, 토크 출력이 약 30 N*m 미만으로 감소하는 경우, 효율이 떨어져서, 제로 부하로 제로에 근접한다.
- 임의의 특정 모터 속도에서, 최대 효율 곡선(16)으로 개략적으로 도시된, 가장 효율적인 해당 출력 토크가 있을 것이다.
도시된 바와 같은 맵(10)은, 2010 토요타 프리우스(Prius)에 사용된 전기 모터로부터 도출되었다. 맵(10)은 내부 영구 자석 동기식 모터를 위한 것이다. 이러한 맵(10)은 단지 예시적인 것일 뿐이며, 어떠한 점에서도 제한적인 것으로 해석되어서는 안된다는 것을 이해해야 한다. 자동차에 사용되는지 또는 일부 다른 적용예에 사용되는지와 관계없이, 거의 임의의 전기 모터(예를 들어, 3상 유도 모터)에 대해 유사한 맵이 생성될 수 있다.
맵(10)에서 알 수 있는 바와 같이, 모터는 스위트 스폿(14)의 속도 및 토크 범위 내에서 작동되는 경우 대체로 가장 효율적이다. 모터가 이의 스위트 스폿(14)에서 또는 그 근처에서 더 큰 비율의 시간으로 작동되도록, 작동 조건이 제어될 수 있는 경우, 모터의 전반적인 에너지 변환 효율이 크게 개선될 수 있다.
그러나, 실제적인 관점에서, 많은 주행 상황은, 모터가 스위트 스폿(14)의 속도 및 토크 범위를 벗어나서 작동됨을 나타낸다. 전기 자동차에서는, 변속기가 없으므로 전기 모터 회전 속도 대 휠 회전 속도의 고정된 비율을 갖는 것이 일반적이다. 이 경우, 모터 속도는, 자동차가 정지된 경우의 제로 내지 고속도로 속도로 정속 주행하는 경우의 비교적 높은 RPM으로 가변될 수 있다. 또한, 자동차가 가속 또는 감속하는지 여부, 오르막길로 가는지 여부, 내리막길로 가는지 여부, 수평면 상으로 이동하는지 여부, 제동하는지 여부 등과 같은 요소에 기초하여, 토크 요건이 크게 가변될 수 있다.
도 1에서 알 수 있는 바와 같이, 임의의 특정 모터 속도에서, 최대 효율 곡선(16)으로 개략적으로 도시된 가장 효율적인 해당 출력 토크가 있을 것이다. 개념적인 관점에서, 원하는 모터 토크가 현재 모터 속도에 대한 가장 효율적인 출력 토크 미만인 경우, 이의 스위트 스폿에서 또는 그 근처에서 일정 비율의 시간으로 모터를 작동시키고, 낮은 또는 제로 토크 출력 레벨로 나머지 시간으로 모터를 작동시키도록 모터를 펄싱함으로써, 모터의 전반적인 효율이 개선될 수 있다. 이와 같이 생성된 평균 토크는, 스위트 스폿 작동의 듀티 사이클을 제어함으로써 제어된다.
도 2를 참조하면, 수직축 상의 전기 모터로의 인가된 총 전류 대 수평축 상의 시간을 나타내는 그래프(20)가 도시된다. 인가된 전류는, 3상 모터의 경우 모든 3개의 위상의 전류의 합일 수 있다. 예시적인 목적을 위해, 인가된 전류의 각각의 암페어는 1 N*m의 출력 토크를 생성한다고 가정될 것이다. 이러한 특정 실시예에서, 원하는 모터 출력 토크는, 점선(22)으로 표시된 바와 같은 10 암페어의 전류를 필요로 하는 10 N*m이다. 이러한 실시예에서, 모터를 위한 가장 효율적인 토크 출력은, 50 암페어의 인가된 전류에 해당하는 50 N*m이다.
통상적인 작동 동안, 원하는 토크가 이러한 값으로 유지되는 한, 모터는 10 N*m을 연속적으로 발생시킨다. 펄스형 제어 작동을 통해, 20%의 시간 동안 50 N*m의 토크를 전달하기 위해, 모터가 펄스(24)로 나타낸 바와 같이 펄싱된다. 나머지 80% 시간 동안, 모터는 오프된다. 따라서, 모터의 순 출력(net output)은, 10 N*m의 작동 요구량을 충족시킨다. 모터가 10 N*m을 전달하는 경우보다 50 N*m을 전달하는 경우에 보다 효율적으로 작동되기 때문에, 평균 토크 요구량을 여전히 충족시키면서, 20% 듀티 사이클을 사용하여 모터를 펄싱함으로써, 모터의 전반적인 효율이 이에 따라 개선될 수 있다.
위의 실시예에서, 듀티 사이클이 반드시 20%로 제한될 필요는 없다. 원하는 모터 출력이 50 N*m을 초과하지 않는 한, 원하는 모터 출력은 듀티 사이클을 변화시킴으로써 충족될 수 있다. 예를 들어, 원하는 모터 출력이 20 N*m으로 변화되는 경우, 50 N*m으로 작동되는 모터의 듀티 사이클은 40%로 증가될 수 있다; 원하는 모터 출력이 40 N*m으로 변화되는 경우, 듀티 사이클은 80%로 증가될 수 있다; 원하는 모터 출력이 5 N*m으로 변화되는 경우, 듀티 사이클은 10%로 감소될 수 있는 등이다. 일반적으로, 바람직하게는, 원하는 모터 토크가 도 1의 최대 효율 곡선(16) 아래로 감소하는 임의의 시간에, 펄스형 모터 제어가 잠재적으로 사용될 수 있다.
반면에, 원하는 모터 토크가 최대 효율 곡선(16) 이상인 경우, 원하는 토크를 전달하기 위해 통상적인(연속적인 또는 비-펄스형) 방식으로 모터가 작동될 수 있다. 펄스형 작동은, 모터가 이의 최대 작동 효율 지점에 해당하는 평균 토크 미만의 평균 토크를 전달해야 하는 경우에만, 효율 이득에 대한 기회를 제공한다.
도 2에 제공된 전류 및 토크 값 및 시간 척도는 단지 예시적인 것일 뿐이며, 임의의 방식으로 제한되는 것으로 의도되지 않음을 유의해야 한다. 실제 모터 펄싱 실시형태에서, 사용되는 펄스 지속시간은, 임의의 특정 시스템의 설계 요건에 기초하여 크게 가변될 수 있다. 그러나, 일반적으로, 각각의 온/오프 사이클에 대한 주기의 척도는, 약 10 μsec 내지 0.10초(즉, 10 내지 100,000 Hz 범위의 주파수로의 펄싱), 예를 들어, 아래에 보다 상세히 설명되는 바와 같이, 0.2 내지 20 밀리초(50 내지 5000 Hz)인 것으로 예상된다. 또한, 다양한 상이한 모터가 있으며, 각각의 모터는 그 자체의 고유한 효율 특성을 갖는다. 또한, 상이한 모터 속도에서, 주어진 모터는 상이한 효율 곡선을 가질 것이다. 곡선의 특성은 특정 모터에 따라 가변될 수 있다. 또한, 전류 펄스는 도 2에 도시된 바와 같이 윗부분이 평평할 필요가 없음을 이해해야 한다. 또한, 전류가 오프 주기 동안 제로이어야 하는 것이 아니라, 일부 제로가 아닌 값일 수 있다. 전류 파형의 중요한 특성은, 모터가 현재 모터 속도에 대해 이의 최고 효율 영역에서 또는 그 근처에서 작동되는 그러한 소정 비율의 시간이다.
개선된 토크 상승률을 통한 효율 개선
대다수의 현재 모터 변환기는 전형적으로 펄스형이 아닌 연속적인 작동을 위해 설계된다. 일반적으로, 이러한 모터는, 비-통전(unenergized) 상태로부터 통전 상태로 비교적으로 빈번하지 않게 전환된다. 결과적으로, 이러한 전환을 관리하는 데 설계 노력이 거의 이루어지지 않는다. 전환을 관리하는 데 임의의 설계 노력이 이루어지는 한, 이는 전형적으로 빠른 전환과는 대조적으로, 원활한 전환을 달성하는 것에 관련된다. 따라서, 대부분의 모터의 경우, 통전 상태 간의 전환은, 흔히 제한된(즉, 비교적 빠르지 않은) 속도이다.
본 출원인은 예를 들어, 펄스형 작동을 통해, 비-통전 모터 상태로부터 피크 효율 상태로 규칙적으로 전환되는 모터 시스템의 경우, 전환이 가능한 한 빠르게 이루어질 때 훨씬 더 효율 개선이 달성될 수 있음을 인식하였다. 예를 들어, 제로 토크로부터 피크 효율 토크로의 빠른 전환을 통해, 효율이 피크 미만인 경우에, 모터가 전환에 더 적은 시간을 소비하기 때문에, 전반적인 평균 모터 효율이 개선된다. 이러한 관계는 도 3a 및 도 3b에 도시된다.
도 3a를 참조하면, 고정된 속도(예를 들어, 6000 rpms)로 작동되는 예시적인 모터에 대한 토크 대 효율 맵이 도시된다. 예시적인 맵에서, 0.0 Nm 내지 250 Nm의 토크 출력의 범위가 수평축을 따라 표시되고, 0.0% 내지 100%의 모터의 효율이 수직축을 따라 표시된다. 곡선(26)은 제로로부터 피크 효율 토크로의 모터의 전환을 도시한다. 음영 영역(27)으로 도시된 바와 같은 이러한 전환 동안, 피크 효율 토크는, 피크 효율 토크(28)에서 훨씬 더 낮은 효율을 갖는다.
도 3b를 참조하면, 제로로부터 피크 효율 토크로의 전환 동안, 고정된 속도로 작동되는 예시적인 모터의 경우, 토크 대 일 손실을 도시하는 맵이 제공된다. 이러한 맵에서, 일 손실(W)은 수직축을 따라 표시되고, 모터의 토크 출력은 수평축을 따라 표시된다. 곡선(29)에 의해 입증되는 바와 같이, 제로로부터 피크 효율 토크로의 전환 동안 토크 출력이 증가함에 따라, 모터의 일 손실은 증가한다. 따라서, 제로로부터 피크 효율 토크로의 그러한 전환 시간이 더 빠를수록, 더 적은 일이 수행되고, 더 적은 에너지가 모터에 의해 소비된다.
수평축을 따라 토크 대신에 시간으로 대체한 다음, 곡선(29) 아래의 영역을 적분함으로써, 주어진 전환 시간 동안, 모터에 의해 소비된 에너지가 계산될 수 있다. 예를 들어, 본 출원인은 예시적인 모터에서, 0.5초의 전환 시간을 통해 7234.5 주울(Joule)의 에너지가 사용된 반면에, 0.05초의 전환 시간을 통해 723.4 주울의 에너지만이 사용되었음을 확인하였다. 이러한 비교는, 제로로부터 피크 효율 토크로의 전환 시간이 더 빠를수록, 손실로 소비되는 에너지가 더 적다는 것을 입증한다. 이러한 실시예에서는, 부하의 가속이 발생하지 않았으므로, 부하 관성에 에너지가 추가되지 않았다고 가정됨을 유의해야 한다.
상이한 모터의 경우, 제로로부터 피크 효율 토크로의 모터의 전환, 피크 효율 토크, 피크 효율 토크 및 일 손실이 모두 달라질 것이다. 따라서, 도 3a 및 도 3b의 맵은 단지 예시적인 것으로 간주되어야 하며, 어떠한 점에서도 제한적인 것으로 해석되어서는 안된다.
전력 변환기
전력 인버터는, 배터리 또는 커패시터에 의해 생성되는 것과 같은 DC 전력 공급을 모터 고정자 권선에 인가되는 3상 AC 입력 전력으로 변환하기 위해 전기 모터와 함께 사용되는 알려진 소자이다. 이에 응답하여, 고정자 권선은 전술한 바와 같이 RMF를 발생시킨다.
도 4를 참조하면, 전기 기계의 펄스형 작동을 위한 전력 제어기(30)의 도면이 도시된다. 전력 제어기(30)는, 전력 변환기(32), DC 전원 공급기(34), 전기 기계(36), 및 펄스 제어기(38)를 포함한다. 전력 변환기(32)는, 시스템을 통하는 에너지 흐름의 방향에 따라, 전력 인버터 또는 전력 정류기로서 작동될 수 있다. 전기 기계가 모터로서 작동되는 경우, 전력 변환기(32)는, 유도 기계(36)를 구동하기 위해 DC 전원 공급기(34)로부터 3상 AC 전력을 발생시키는 역할을 한다. 전술한 바와 같이, RMF를 발생시키기 위해, 전기 기계(36)의 고정자의 권선에 3상 입력 전력(위상 A(37a), 위상 B(37b), 및 위상 C(37c)로 표시됨)이 인가된다. 다양한 위상(37a, 37b, 및 37c)을 도시하는 라인은, 기계가 모터로서 사용되는 경우, 전류가 전력 변환기(32)로부터 전기 기계(36)로 흐를 수 있을 뿐만 아니라, 기계가 발전기로서 사용되는 경우, 전류가 전기 기계(36)로부터 전력 변환기(32)로 흐를 수도 있음을 나타내는 양단부의 화살표로 도시된다. 전기 기계가 발전기로서 작동되는 경우, 전력 변환기(32)는 전력 정류기로서 작동되며, 전기 기계(36)로부터 비롯되는 AC 전력은, DC 전원 공급기에 저장되는 DC 전력으로 변환된다.
펄스 제어기(38)는, 3상 입력 전력을 선택적으로 펄싱하는 역할을 한다. 통상적인(즉, 연속적인) 작동 동안, 3상 입력 전력은 연속적이거나, 펄싱되지 않는다. 반면에, 펄스형 작동 동안에는, 3상 입력 전력이 펄싱된다. 펄스형 작동은, 예를 들어 도 5b, 도 5c 및 도 8 내지 도 14와 관련하여 설명되는 접근법으로 제한되지 않는, 본원에 설명된 임의의 접근법을 사용하여, 비-배타적인 실시형태로 구현될 수 있다.
도 5a 내지 도 5c를 참조하면, 유도 모터(36)에 제공된 연속적인 및 펄스형 3상 입력 전력 간의 차이를 예시하기 위한 도표가 제공된다. 각각의 도표에서, 전류는 수직축 상에 표시되고, 시간은 수평축을 따라 표시된다.
도 5a는 유도 기계(36)에 전달되는 통상적인 정현파 3상 입력 전류(42a, 42b, 및 42c)를 도시한다. 곡선(42b)으로 표시된 위상 B는, 42a로 표시된 위상 A와 120도만큼 지연된다. 곡선(42c)으로 표시된 위상 C는, 위상 B와 120도만큼 지연된다. 정현파 주기는 τ이다. 3상 입력 전류(42a, 42b, 및 42c)는 연속적이며(펄싱되지 않음), 약 50 암페어의 지정된 최대 진폭을 갖는다. 50 암페어는 단지 전형적인 최대 전류이며, 최대 전류는 임의의 값을 가질 수 있음을 이해해야 한다.
도 5b 및 도 5c는 50% 듀티 사이클 및 약 100 암페어의 피크 진폭을 각각 갖는 상이한 펄스형 3상 전류 파형(44a, 44b, 및 44c, 및 46a, 46b, 및 46c)의 두 가지 실시예를 도시한다. 도 5a에서와 같이, 베이스 정현파의 주기는 τ이지만, 이제 정현파가 온 및 오프로 변조된다. 도 5b 및 도 5c의 전달된 전류는, 도 5a의 연속적으로 인가된 3상 입력 전류와 동일한 평균 토크를 전달한다(토크는 전류에 비례한다고 가정하며, 이는 흔히 있는 경우이다). 펄스형 전류(44a 내지 44c, 및 46a 내지 46c) 간의 차는, 인터리빙된(interleaved) "오프" 주기 및 이들 각각의 전류 펄스의 지속시간이다. 도 5b에서, 전류 펄스(44a 내지 44c)는, 동일한 길이의 "오프" 주기로 인터리빙된다. 각각의 온 및 오프 주기의 길이는 2이다. 도 5c에서, 전류 펄스(46a 내지 46c) 및 인터리빙된 "오프" 주기는, 또 다시 동일한 지속시간을 갖는다. 이 경우, 지속시간은 τ/2이다. 두 실시예 모두에서, 듀티 사이클은 50%이다. 그러나, "온" 지속시간 및 "오프" 지속시간은 상이하다(즉, 펄스형 변조의 주파수가 상이하다). 펄스형 변조의 주파수는, 사용되는 전기 기계의 유형, 노이즈 및 진동 고려 사항, 현재 작동 회전자 속도, 및 다른 요소에 기초하여 달라질 수 있다.
도 5b 및 도 5c는 모터가 정상 상태의 원하는 출력 레벨로 작동되는 동안, "온" 모터 구동 펄스가 균일하게 이격되는 적용예를 도시한다. 이러한 접근법은 많은 상황에서 효과적이지만, 요건은 아니다. 듀티 사이클이 50%일 필요는 없지만, 원하는 평균 출력 토크와 매칭되도록 조정될 수 있다. 도 5b 및 도 5c에서, 온/오프 펄스의 위상은 인가된 AC 전력과 동기화된다; 그러나, 일부 실시형태에서, 온/오프 펄스의 위상은 인가된 AC 전력의 위상과 동기화될 필요는 없다. 따라서, 모터 구동 펄스의 상대적 크기 및/또는 타이밍은, 원하는 평균 토크를 전달하기 위해 이들의 평균이 계산되는 한, 가변될 수 있다.
모터 물리학 및 제약 조건
임의의 주어진 모터에서, 궁극적으로 물리학은, 제로로부터 피크 효율 토크로의 전환이 얼마나 빠르게 이루어질 수 있는지를 한정한다. 일반적으로, 전환 속도는, 전기장이 모터에 얼마나 빠르게 형성될 수 있는지에 대한 물리학에 기초하며, 이는 결과적으로, 인가된 전압, 전기 모터 역기전력("BEMF"), 및 모터 권선의 인덕턴스에 의해 한정된다.
전력 변환기(32)의 설정값이 제로 시간에서 증분되고, 피드백이 제로인 것으로 가정하면, 각각의 위상의 출력 단계에 대한 제어는 포화될 것이다. 결과적으로, 각각의 모터 위상에 대한 낮은 또는 높은 출력 전력 소자가 과도하게 턴 온될 것이다. 이는 6개의 가능한 조합을 야기하며, 6개의 가능한 조합은,
1. 양(positive)의 위상 A 및 B, 음(negative)의 위상 C;
2. 양의 위상 A, 음의 위상 B 및 C;
3. 양의 위상 B 및 C, 음의 위상 A;
4. 양의 위상 B, 음의 위상 A 및 C;
5. 양의 위상 C 및 A, 음의 위상 B; 및
6. 양의 위상 C, 음의 위상 A 및 B를 포함한다.
이러한 각각의 6개의 가능한 조합에서, 제로 시간에서의 모터(36)의 전류 흐름은 (a) 하나의 위상에서 최대 전류인 반면에, (b) 다른 2개의 위상은 전류를 분할한다. 이러한 전류의 비율은, 아래에 추가로 설명되는 바와 같이, 제로 시간에서의 회전자 위치에 의해 좌우될 것이다.
도 6a를 참조하면, 3개의 위상 A, B 및 C를 통해 전류 흐름을 모델링하는 전형적인 회로가 도시된다.
각각의 위상 A, B 및 C는, 이의 자체 인덕턴스("LS"), 이의 상호 인덕턴스("LM"), 이의 저항("R"), 및 이의 BEMF로 표시된다.
도시된 사례에서, Ic = Ia+Ib이다. 상호 인덕턴스로 흐르는 전류의 합은 제로이므로, 상호 인덕턴스는 전류 흐름에 영향을 주지 않는다. 도 6b에 도시된 바와 같이, 결과적인 감소된 등가 회로는, 모터의 BEMF가 제로라고 가정한다. 이러한 회로는 주어진 값으로 전류를 형성하는 데 시간이 걸린다:
BEMF가 제로가 아닌 경우, 각각의 위상에 대한 인가된 전압이 상이할 것이다. 위상 임피던스 및 위상 전류가 균형을 이루기 때문에, 권선의 중성점은, 이 경우 = Vbus*2/3이다. 권선 B가 음극 레일에 연결된 경우, 중성 전압은 = Vbus/3이다. 이는 다음과 같이 위상 A, B 및 C에 대한 전류 Ia, Ib, 및 Ic를 한정한다:
위의 모든 값은 순시적이기 때문에, 제로 시간에서의 값은 각각의 위상의 BEMF의 순시값에 따라 좌우되며, 이는 결과적으로, 하나의 전기 사이클 또는 극 쌍 피치 내에서 회전자의 위치에 따라 좌우된다. 또한, 시간이 지남에 따라, 위상당 순시 BEMF 전압, 모터 인덕턴스에 인가된 전압, 및 모터 위상 전류의 상승률도 마찬가지임을 유의해야 한다.
요구된 토크를 제공하기 위해, 전류가 이의 원하는 값 및 위상에 도달하도록 의도된다. 전류는 일반적으로 필드 지향 제어 또는 "FOC"를 사용하여 제어되므로, 위상 전류는 "iq"(직교 위상 전류) 및 "id"(직류)의 회전대(rotating frame) 값으로 전치되며, 여기서, id 및 iq의 벡터합은 위상 전류의 피크 크기와 동일하고, 아크탄젠트 id/iq는 각도이다. 각도의 코사인은 역률이다. 따라서, 직접 직교 위상 제로 변환(Direct Quadrature Zero transform)을 사용하여 id 및 iq의 값을 추정하면, 다음과 같다:
위의 수식을 검산할 때, BEMF 파형(Vpk)은 iq(직교 위상 전류)에만 영향을 주며, 둘 모두는 버스 전압(Vbus), 및 회전자의 각위치()에 의해 영향을 받는다. 각도 또는 모터 BEMF는 모터의 변경 없이 변경될 수 없으므로, 위상 전류의 상승률, 및 이에 따른 모터 토크에 영향을 주도록 제어될 수 있는 유일한 파라미터는, 인가된 버스 전압(Vbus)이다. 따라서, 본 발명의 일 양태는, 펄싱 동안 제로로부터 피크 효율 토크로의 경과 시간(transit time)의 지속시간 동안, 정상 작동 버스 전압보다 더 높은 값으로 버스 전압이 일시적으로 증가되거나 "승압"됨으로써, 그러한 경과 시간을 감소시키는 것을 제안한다.
변환기가 턴 오프되는 경우, 전기 모터 권선에 저장된 에너지가 버스 전압 공급기로 회수됨을 유의해야 한다. 공급기가 이러한 에너지를 흡수할 수 없는 경우, 버스 커패시턴스가 이러한 에너지를 흡수함에 따라, 버스 전압이 상승할 것이다. 버스 공급기에 걸친 커패시턴스의 양으로 인해, 전형적으로, 이러한 정상 프로세스는, 대체로 버스 전압을 승압시키는 것으로 간주되기에는 충분하지 않은 작은 백분율만큼만 버스 전압을 증가시킬 것이다. 그러나, 이러한 에너지가 독립적으로 포획되는 경우, 예를 들어, 커패시터 또는 배터리와 같은 저장 장치에 포획되어 저장되는 경우, 이는 승압 전압의 형태로 모터에 다시 재활용될 수 있다.
대안적으로, "오프" 주기 동안, 충전 펌프 또는 별도의 전압 소스를 사용하는 별도의 승압 전압 소스에 의해, 버스 전압이 증가될 수 있다. 이러한 승압 공급기는, 메인 버스 커패시턴스를 충전하도록 설계되는 것이 아니라, 제로로부터 요구된 토크로의 온-전환 시간에 걸쳐서 모터로 방전될 수 있는 별도의 커패시턴스를 충전하도록 설계되어야 한다.
통상적인 전력 변환기 회로
따라서, 모터의 고유 인덕턴스는, 온 및 오프 모터 상태 간에 전압/전력 단계를 일시적으로 지연/감속시킬 수 있다. 연속적인(비-펄스형) 작동 동안, 이러한 일시적인 효과는, 전반적인 모터 작동에 비교적 최소한의 영향을 주는 경향이 있다. 그러나, 본원에서 고려되는 바와 같은 급속 펄싱이 사용되는 경우, 일시적인 효과가 더 큰 순 영향을 줄 수 있으므로, 리딩 및 하강 에지 펄스 전환 시간을 감소시키기 위한 동기가 있다.
도 7a를 참조하면, 전형적인 종래기술의 전력 변환기(32)의 회로도가 도시된다. 전력 변환기 회로(32)는, S1 내지 S6로 표시된 3개의 스위치 쌍을 포함한다. 각각의 스위치 쌍(S1-S2, S3-S4, 및 S5-S6)은, 2개의 전압 버스((+VBUS) 및 (-VBUS)) 사이에 직렬로 연결된다. 2개의 전압 버스((+VBUS) 및 (-VBUS)) 사이의 전위는, 전기 기계(36)를 작동시키기 위한 가용 전위이다. 각각의 스위치(S1 내지 S6)는, 스위치에 병렬로 전기적으로 연결된 바이패스 다이오드(D1 내지 D6)를 가질 수 있다. 이러한 다이오드는, 스위치 작동 동안 발생될 수 있는 스위치 손상 전압 급상승을 방지하도록 돕는다.
또한, 다이오드는, 스위치가 차단할 수 있는 전류를 재활용하기 위한 경로를 제공한다. 이는 전기 기계(36)가 발전기로서 사용되는 경우 특히 중요하다. 스위치(S1 내지 S6) 각각은 일체형 다이오드를 갖는 MOSFET(금속-산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터) 스위치일 수 있다. 대안적으로, 이에 제한됨이 없이, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)와 같은, 다른 유형의 트랜지스터가 사용될 수 있다.
전기 기계(36)의 고정자 코일 권선과의 연결은 각각의 스위치 쌍 사이에 이루어진다. 위상 A의 경우, 스위치 쌍(S1-S2) 사이에 연결이 이루어지며, 37a로 표시된다. 위상 B의 경우, 스위치 쌍(S3-S4) 사이에 연결이 이루어지며, 37b로 표시된다. 위상 C의 경우, 스위치 쌍(S5-S6) 사이에 연결이 이루어지며, 37c로 표시된다.
전기 기계(36) 내에서, 각각의 위상 고정자 권선은, 인덕터(31), 저항기(33), 및 상호 인덕턴스(35)로서 모델링될 수 있다. 이러한 요소는 위상 C의 경우에만 도 7a에 표시되지만, 유사한 요소가 위상 A 및 위상 B 권선에 존재한다.
스위치(S1 내지 S6)는, 전기 기계(36)로의 그리고 전기 기계(36)로부터의 전력을 제어하는 스위칭 망으로 집합적으로 지칭될 수 있다.
전기 기계(36)가 모터로서 작동되는 경우, 스위치(S1 내지 S6)는, 각각의 고정자 권선에 전류를 인가하도록 통상적인 방식으로 작동된다. 예를 들어, 스위치는, 전기 기계(36)에 AC 전력을 제공하는 6-단계 인버터로서 작동될 수 있다.
도 7b는 전력 변환기(32)로부터 6-단계 출력을 획득하기 위한 스위칭 시퀀스를 도시한다. 각각의 스위치는, 스태거(staggered) 방식으로 사이클 주기의 1/2 동안 개방된다. 각각의 권선에 대해, 상부 행 상의 하나의 스위치, 및 하부 행 상의 하나 또는 두 개의 스위치를 통해, 전류가 흐를 수 있다. 스위치 쌍(S1-S2, S3-S4, 및 S5-S6)은 동시에 턴온되지 않는다(이는 DC 전원 공급기(34)를 단락시키기 때문이다).
도 7c는 지점 A와 B 사이의 전압을 전압 Vab로서 나타낸다.
유사하게, 도 7d 및 도 7e는 지점 B와 C 및 C와 A 사이의 전압을 각각 도시한다. 이러한 전압을 합산함으로써, 각각의 위상과 중성 사이의 전압이 결정될 수 있다.
도 7f는 위상 A에 대한 결과적인 위상 전압을 도시한다. 결과적인 6-단계 파형은, 주파수()를 갖는 정현파와 유사하며, 통상적으로 변조 신호로 지칭된다. 위상 B 및 C의 위상 전압은, 위상 A 전압에 비하여, 120° 및 240°만큼 각각 위상 시프트된다.
전기 기계(36)는 모터 뿐만 아니라 발전기로서도 작동될 수 있음을 이해해야 한다. 발전기로서 작동되는 경우, 에너지 흐름은 전기 기계(36)로부터 DC 공급기(34)로 이루어진다. 전력 변환기(32)는, 인버터가 아닌 3상 정류기로서 작용한다.
전형적인 종래기술의 시스템에서, 스위칭 망은, 펄스 폭 변조(PWM) 제어에 의해, 전기 모터로 흐르는 전력을 제어하기 위해 사용된다. PWM 제어는, 스위칭 망이 스위치(S1 내지 S6)의 활성 구성(전력이 전기 모터로 흐를 수 있음)인 시간을 감소시킨다. 즉, 스위치(S1 내지 S6)가 비활성 구성(S1, S3, 및 S5, 또는 S2, S4, 및 S6가 모두 턴 오프됨)인 시간의 비율은, 원하는 전기 모터 토크 출력이 감소함에 따라 증가한다.
승압을 갖는 전력 변환기
도 8은 본 발명의 비-배타적인 실시형태에 따른 승압 회로를 포함하는 전력 변환기 회로(132)를 도시한다. 도 7a에 도시된 종래기술의 전력 변환기 회로(32)와 비교하여, 전력 변환기 회로(132)는, 펄스 제어기(38)에 의해 각각 제어되는 추가적인 스위치(SA 및 SB)를 더 포함한다. 이들은 공통 신호 라인(41)(도 8에 도시된 바와 같음)에 의해 제어될 수 있거나, 이들은 독립적인 제어 라인(도 8에 도시되지 않음)을 가질 수 있다. 스위치(SA)가 턴 온된 경우, 양의 전원 공급기 전압 (+VDC)가 (+VBUS)에 결합된다. 스위치(SB)가 턴 온된 경우, 음의 전원 공급기 전압 (-VDC)가 (-VBUS)에 결합된다.
작동 동안, 펄스 제어기(38)는, 펄스 제어기(38)를 스위치(SA 및 SB)에 전기적으로 연결시키는 신호 라인(41)에 펄스형 파형을 인가함으로써, 스위치(SA 또는 SB)를 선택적으로 턴 온 및 오프시키도록 작동된다. 스위치(SA 및 SB)가 턴 온된 경우, 전류가 전기 기계(36)에 전달될 수 있다. 반대로, SA 및/또는 SB가 턴 오프된 경우, 전류가 전기 기계(36)에 전달되지 않거나, 과도(transient) 전류만이 전기 기계(36)에 전달된다.
또한, 전력 변환기 회로(132)는 커패시터(C1)를 포함하며, 커패시터(C1)는, (+VBUS)에 결합된 하나의 전도성 플레이트, 및 (-VBUS)에 결합된 다른 전도성 플레이트를 갖는다. 집합적으로, 스위치(SA 및 SB) 및 커패시터(C1)는, 아래에 설명되는 바와 같이, 이들의 목적이 "온" 펄스의 시작 시에 +VBUS 및 -VBUS 버스 상의 초기 전압을 증가시키는 것이기 때문에, 승압 회로로 지칭될 수 있다. 다양한 실시형태에서, 승압 회로는 스위칭 망 내로 통합될 수 있거나, 스위칭 망과 구별되는 요소를 포함할 수 있다.
앞서 언급된 바와 같이, 펄스형 모터 제어의 목표는, "온" 주기 동안 현재 기계 속도에 대한 실질적으로 이의 가장 효율적인 레벨로 전기 기계(36)를 작동시키고, "오프" 주기 동안 전력을 차단(제로 또는 무시 가능한 전력을 제공)하는 것이다. 예를 들어, 오프 주기 동안 공급되는 전력은, "온" 주기 동안 공급되는 전력의 10%, 5%, 1%, 0.5%, 또는 0.1% 미만일 수 있다. "온" 주기 동안 작동되는 동안의 작동점은, 현재 모터 속도에서의 모터의 최대 작동 효율 지점의 5%, 2%, 또는 1% 이내의 효율을 가질 수 있다. "오프" 및 "온" 주기 간의 낮은 효율 작동 영역을 통하는 전환은, 효율을 극대화하기 위해 가능한 한 빨라야 한다. 따라서, 이상적으로는, 기계 전력 "온" 및 "오프" 상태 간의 전력 전환은, 위로 똑바로 수직으로 전환되는 리딩 에지, 및 아래로 똑바로 수직으로 전환되는 후속 에지를 갖는다. 이러한 "완벽한" 펄스(60)는, 50%의 듀티 사이클을 갖는 펄스형 제어를 위한 이상적인 모터 구동 전류 대 시간을 도시하는 도 9a에 개략적으로 도시된다. 이러한 도면에서, 전류 펄스는, 모든 위상에서의 전류의 합을 나타낸다. 전류 펄스는 윗부분이 평평한 것으로 도시되지만, 이는 반드시 그럴 필요는 없을 것이다.
실제로는, 다수의 현실적인 한계로 인해, 그러한 완벽한 펄스의 발생을 달성하는 것은 어렵다. 예를 들어, 전기 기계(36) 및 전력 변환기(32) 회로 둘 모두의 유도성 양태는, 전류 상승 및 하강 시간을 감소시킨다. 특정 기계의 실제 응답은, 전기 기계(36)의 전기적 특성, 전기 기계의 회전 속도, 및 가용 버스 전압에 따라 달라질 것이다. 일반적으로, 펄스의 실제 상승 및 하강은 보다 점진적으로 발생하며, 이는 시간이 지남에 따라 전환이 발생함을 의미한다. 실제의 상승 및 하강 특성은 도 9b에 개략적으로 도시된다. 그 안에서 알 수 있는 바와 같이, 전류가 제로로부터 원하는 "온" 전력 레벨로 실제로 상승하기 위해 필요한 램프-업(ramp-up) 주기(상승 시간)(62), 및 전류가 "온" 전력 레벨로부터 제로까지 실제로 하강하기 위해 필요한 램프-다운(ramp-down) 주기(하강 시간)(64)가 있다.
전력 램프-업 및 램프-다운 주기 동안, 전기 기계(36)는 전력을 계속 소비하거나 발생시킨다. 그러나, 이러한 전환 주기 동안, 기계는 덜 효율적으로 작동된다. 일반적으로, 작동 전류가 이의 최대 효율 조건(도 1의 곡선(16))으로부터 제로를 향해 감소함에 따라, 기계 효율은 감소할 것이며, 전류 레벨이 제로에 근접함에 따라, 에너지 변환 효율은 점점 더 현저하게 악화된다. 따라서, 전류 램프-업 및 램프-다운 주기로 표시되는 펄스 왜곡은, 펄스형 작동으로 인해 기인하는 효율 이득을 저하시킨다. 일반적으로, 상승/하강 시간 대 펄스 길이의 비율이 더 작을수록, 일시적인 스위칭 효과는 펄싱 동안 기계의 에너지 변환 효율에 더 적은 영향을 준다.
도 9b에 도시된 일시적인 효과는 본질적으로 예시적인 것이며, 임의의 특정 전기 기계의 작동과 관련된 실제 상승/하강 시간을 반드시 반영하는 것은 아님을 이해해야 한다. 상승 시간 대 펄스 길이 비율의 상대적 척도는, 사용되는 기계의 특성(주로 상승 및 하강 시간에 영향을 줌), 펄싱의 주파수(주로 사용되는 제어 방식에 의해 영향을 받음), 및 펄스 폭(제어 방식 및 기계 부하에 의해 영향을 받음)에 기초하여, 크게 가변될 수 있다. 또한, 전기 기계에 전력을 공급하기 위해 이용 가능한 전압, 및 기계 회전 속도는, 펄스 상승 및 하강 시간에 영향을 줄 것이다. 펄싱이 기계 응답에 비해 느린 경우, 상승/하강 시간은 펄스 폭의 작은 비율일 수 있으며, 일시적인 스위칭 효과는 기계 성능에 최소한의 영향을 줄 수 있다. 반대로, 펄싱이 매우 급속하거나/급속하고 기계 응답이 낮은 경우, 상승/하강 시간은 펄스 폭의 큰 비율일 수 있으며, 일부 상황에서 펄스 폭을 초과할 수도 있다. 신중하게 관리되지 않는 경우, 스위칭과 관련된 일시적인 효율 손실은, 펄스형 작동에 의해 달성될 수 있는 임의의 이론적인 이득을 크게 감소시키거나 심지어 없앨 수 있다. 따라서, 임의의 특정 적용예를 위해 적절한 펄싱 주파수 및 제어 방식을 결정하는 경우, 펄스형 작동과 관련된 일시적인 스위칭 효과를 고려하는 것이 중요하다.
도 8의 전력 변환기 회로(132)에 포함된 커패시터(C1)는, 전류 상승 및 하강 시간을 개선하기 위해 제공된다. 커패시터(C1)는 램프-다운 주기 동안 전기 기계(36)로부터의 에너지를 저장할 수 있으며, 램프-업 주기 동안 전기 기계(36)에 에너지를 공급할 수 있다. 이로 인해, 커패시터(C1) 없이 이루어지는 것보다 더 빠른 턴 온 및 턴 오프 전환이 야기된다.
전력 변환기(132)의 작동을 더 잘 이해하기 위해, 전력 변환기(132)는 초기에 "온" 상태이고, 전기 기계(36)는 모터로서 작동된다고 가정한다. 이는 스위치(SA 및 SB)가 턴 온됨으로써, 전류가 DC 공급기(34)의 양극 단자로부터 전력 변환기(132)를 통하여 전기 기계(36)로 흐를 수 있고, DC 공급기(34)의 음극 단자로 복귀할 수 있음을 의미한다. 스위치(S1 내지 S6)는, 전기 기계(36)에 AC 전력을 인가하기 위해 도 7b에 도시된 구성으로 발진할 것이다.
모터 작동을 종료하기 위해, 스위치(SA 및 SB)가 턴 오프될 수 있으므로, +VBUS 및 -VBUS 버스가 DC 전원(34)의 이들 각각의 단자와 상이한 전위를 가질 수 있게 한다. 이제 회로가 개방되기 때문에, 전류가 회로를 통해 흐르는 것이 중단되어야 한다; 그러나, 전기 기계(36)에서 전류 생성 자기장과 관련된 상당한 에너지가 있을 수 있다. 이러한 에너지 중 적어도 일부는 전기 기계(36)로부터 추출될 수 있으며, 커패시터(C1)에 포획되어 저장된다. 이에 따라, 양의 전압 버스와 음의 전압 버스 간의 전위차가 증가될 것이다. 예를 들어, +VBUS 라인 상의 전위는 DC 전원의 양극 단자의 전위(+VDC) 초과로 증가할 수 있으며, -VBUS 라인 상의 전위는 DC 전원의 음극 단자의 전위(-VDC) 미만으로 감소할 수 있다. 스위치(S1 내지 S6)는 모두 바이패스 다이오드를 가지며, 바이패스 다이오드는, 스위치 위치와 무관하게, 전기 기계(36)로부터 +VBUS 라인으로 그리고 -VBUS 라인으로부터 전기 기계(36)로, 단방향 전류가 흐를 수 있게 한다는 것을 유의한다. 스위치(SA 및 SB)의 턴 오프와 동시에 또는 거의 동시에, 스위치(SA 및 SB)가 개방되었을 때 턴 온되었을 수 있는 스위치(S1 내지 S6) 중 어느 하나가 턴 오프됨으로써, +VBUS 및 -VBUS 라인 사이의 이러한 스위치 중 어느 하나를 통해 전기 기계(36)로 전류가 흐르지 않는다.
다시 한번 모터 작동을 원하는 경우, 스위치(S1 내지 S6)는 도 7b에 도시된 패턴 중 하나로 턴 온될 수 있다. 스위칭 패턴은, 전기 기계(36)에 다시 한번 전력을 공급하기 위해, 인가된 전류의 위상이 정확한 위상 정합과 매칭되도록, 회전자 회전각과 일치해야 한다. +VBUS 상의 전압이 +VDC로 강하하고 -VBUS가 -VDC로 상승하는 경우, 스위치(SA 및 SB)가 각각 폐쇄된다. 이러한 회로 구성 및 제어 방법은, "온" 위상의 시작 시에 전기 기계(36)에 인가될 더 높은 초기 전압을 제공하도록 구성되며, 이는 바람직하게는 펄스 상승 시간을 감소시킨다.
도 10은 도 8에 도시된 회로에 대한 예시적인 +VBUS 및 -VBUS 파형 대 시간을 도시한다. 펄스 발생기(38)는, 일련의 디지털 "0" 및 "1"로 구성된 디지털 파형(43)을 발생시킨다. "1"은 턴 "온"되는 전기 기계(36)에 해당할 수 있으며, "0"은 턴 "오프"되는 전기 기계에 해당할 수 있다. 도 10에서, 전기 기계(36)는 40% 듀티 사이클로 펄싱된다; 그러나, 이는 단지 예시적인 것이며, 임의의 듀티 사이클이 사용될 수 있다. 램프-다운 주기 동안, +VBUS 레일 상의 전압(45)은 +VBOOST로 증가하고, 램프-다운 주기 동안, -VBUS 레일 상의 전압(47)은 -VBOOST로 감소한다. +VBUS 및 -VBUS 버스에 대한 전압 변화의 크기는 동일하거나 상이할 수 있다. +VBUS 전압(45) 및 -VBUS 전압(47)은, 모터 램프-다운으로부터의 에너지가 커패시터(C1)에 저장됨에 따라, 모터 오프 시간 동안 비교적 일정하게 유지된다. 펄스 발생기 파형(43)이 디지털 "1"로 복귀하는 경우, 커패시터(C1)에 저장된 에너지는, 스위치 어레이(S1 내지 S6)를 통해 전기 기계(36)에 공급된다. 이로 인해, 커패시터(C1)의 전하가 소산되어 커패시터(C1)에 저장된 에너지가 모터를 구동하기 위해 사용됨에 따라, +VBUS 레일 상의 전압(45)은 +VDC로 복귀하고, -VBUS 레일 상의 전압(47)은 -VDC로 복귀한다. "온" 주기 동안의 모터 작동은 스위치(SA 및 SB)를 턴 온함으로써 지속되므로, DC 전원 공급기(34)로부터의 에너지가 모터를 구동하기 위해 사용될 수 있다. 실질적으로 승압 회로는, 일련의 펄스의 적어도 하나의 펄스의 시작 시에 전기 기계를 구동하기 위해, 양의 전압 버스와 음의 전압 버스 사이의 가용 전위를 증가시킨다. 양의 전압 버스 및 음의 전압 버스는 상대적인 용어이며, 접지 전위에 비하여 각각의 이러한 버스 상의 전위는 양 또는 음일 수 있음을 이해해야 한다. 승압 회로는, 일련의 펄스의 모든 펄스에 대해, 전기 기계를 구동하기 위한 가용 전위를 증가시키기 위해 사용될 수 있다.
승압 회로를 갖는 예시적인 전력 변환기는, DC 전원 공급기의 양극 및 음극 단자 둘 모두에 인접한 스위치를 갖는 것으로 도 8에 도시되지만, 이는 요건이 아니다. 일부 실시형태에서는, 단일 스위치만이 필요할 수 있다.
따라서, 커패시터(C1)와 함께 스위치(SA 및 SB)는, 경우에 따라 2, 5, 10 이상의 계수로 전력 상승 및 하강 시간을 감소시키기 위해 사용될 수 있다. 커패시터(C1)에 걸친 전압은, 이의 램프 다운 동안 모터로부터 회수된 에너지를 저장함으로써, 전원 공급기의 전압 초과로 증가될 수 있다. 전압의 크기는, 추출되어 포획될 수 있는 자기 에너지의 양에 따라 증가한다. 이에 따라, 펄스형 작동과 관련된 잠재적인 유해한 일시적인 스위칭 효과를 크게 감소시킬 수 있다.
개선된 상승 및 하강 시간의 실시예는 도 9c에 개략적으로 도시된다. 도면에서 명백한 바와 같이, 펄스 리딩 에지의 램프-업 상승 시간(66)은, 도 9b에 도시된 해당 램프-업 시간(62)과 비교하여 더 빠르다/더 짧다. 유사하게, 펄스 트레일링 에지(trailing edge)의 램프-다운 시간(68)은, 도 9b에 도시된 해당 램프-다운 시간(64)과 비교하여 더 빠르다/더 짧다. 따라서, 고려되는 펄스형 제어로 설계되거나, 전력 펄스에 대한 기계의 과도 반응을 개선하도록 변경되는 전기 기계는, 기존의 기계보다 펄스형 작동으로 인해 훨씬 더 유용할 수 있음을 이해해야 한다.
상이한 기계를 위한 펄스 제어기(38)에 의해 구현되는 적절한 펄싱 주파수는, 기계의 구조, 작동 환경, 및 작동 범위에 기초하여 매우 상이할 수 있음을 이해해야 한다. 일부 전기 기계의 경우, 약 10 내지 50 kHz의 스위칭 주파수가 적절할 수 있는 반면에, 다른 기계의 경우, 훨씬 더 낮은 스위칭 주파수(예를 들어, 10 내지 500 Hz 범위)가 더 적절할 수 있다. 임의의 특정 기계를 위한 가장 적절한 펄싱 주파수는, 기계의 유형, 기계의 부하, 및/또는 기계의 적용예와 같은, 다양한 상황에 따라 좌우될 것이다.
전기 기계로의 또는 전기 기계로부터의 전력의 상승 및 하강 시간을 단축시키기 위해 사용되는 승압 회로의 세부 사항은, 전기 기계의 유형 및 이의 작동 방식에 따라 달라질 수 있음을 이해해야 한다. 예를 들어, 경우에 따라, 스위치 중 하나(SA 또는 SB)는, 전력 변환기 회로(132)로부터 제거될 수 있다. 다른 유형의 전력 변환기 회로 및 제어 전략이 사용될 수 있다. 예를 들어, 다이오드, 2개의 인덕터, 및 2개의 커패시터가 전원 공급기와 스위칭 망 사이에 위치되는, Z-소스 인버터가 일부 상황에서 사용될 수 있다.
커패시터(C1)의 전압 승압 레벨 및 크기는, 전기 기계 및 이의 유도성 및 저항성 특성에 따라, 기계를 온 및 오프로 펄싱하는 것과 관련된 과도 상승/하강 시간을 단축시키도록 적절하게 선택될 수 있다. 또한, 바람직하게는, 각각의 커패시턴스 및 승압 전압 레벨은, 과도 현상 자체와 관련된 비효율, 및 커패시터(C1)의 사용으로 인해 발생할 수 있는 임의의 오버슈트(overshoot)의 효과를 포함하는, 펄싱 동안의 전반적인 기계 효율을 극대화하도록 선택된다. 과도 응답을 개선하기 위해 커패시터(C1)가 사용되기 때문에, 이는 모터에 전력이 공급되지 않는 경우의 주기에서(예를 들어, 전기 기계 오프 주기 동안) 우발적으로 재충전될 수 있다. 이러한 작동 모드는 도 11과 관련하여 아래의 설명에서 보다 상세히 설명된다.
모터 속도 및 부하에 따라, 급격한 상승 및 하강 시간 동안 +VBUS 및 -VBUS 전압을 적절하게 승압시키기에 모터의 자기장에 저장된 에너지가 불충분할 수 있다. 이러한 경우, 펄스들 사이의 오프 주기 동안, 전기 기계에 걸친 전위차를 승압시키는 것이 바람직할 수 있다. 2개의 승압 사이클(73a 및 73b)을 도시하는 예시적인 전압 파형이 도 11에 도시된다. 전기 기계의 작동 조건에 따라, 2개 초과 또는 미만의 승압 사이클이 사용될 수 있음을 이해해야 한다. 적절한 스위칭 망 및 제어 전략이 이러한 유형의 제어를 구현하기 위해 필요하다.
도 12를 참조하면, 본 발명의 다른 실시형태에 따른 승압 회로(202)를 포함하는 다른 전력 변환기(200)가 도시된다. 전력 변환기(200)는, 위상 A를 위한 스위치(S1 및 S2), 위상 B를 위한 스위치(S3 및 S4), 및 위상 C를 위한 스위치(S5 및 S6)를 포함한다. 각각의 스위치 쌍(S1-S2, S3-S4, 및 S5-S6)은, 2개의 전압 버스((+VBUS) 및 (-VBUS)) 사이에 직렬로 연결된다. 2개의 전압 버스((+VBUS) 및 (-VBUS)) 사이의 전위는, 전기 기계(36)를 작동시키기 위한 가용 전위이다. 스위치(S1 내지 S6)는, 기계(36)로의 그리고 기계(36)로부터의 전력을 제어하는 스위칭 망으로 집합적으로 지칭된다. 모터로서 작동되는 경우, DC 공급기로부터의 전력은, 스위치(S1 내지 S6)의 스위칭 망을 통해 제공된다. 결과적으로, 스위칭 망은, 앞서 설명된 바와 같이, 기계(36)의 고정자 권선의 3개의 위상에 위상 정합된 에너지를 제공한다. 유사하게, 발전기로서 작동되는 경우, 기계(36)로부터 배터리와 같은 저장 장치로 에너지 흐름이 이루어진다.
승압 회로(202)는, 승압 공급기(204), 스위치(206), 커패시터(C1), 배터리, 및 펄스 제어기(38)에 의해 발생된 제어 신호(208)를 포함한다. 펄스 제어기(38)는 앞서 설명되었기 때문에, 간결성을 위해 상세한 설명이 여기서 반복되지 않는다.
다양한 실시형태에서, 승압 공급기(204)는, 승압 전압을 발생시킬 수 있는 전용 회로(예를 들어, 충전 펌프 또는 별도의 전압 소스), 및/또는 다른 커패시터 및/또는 배터리와 같은 저장 장치일 수 있다. 이후의 실시형태에서, 저장 장치에 의해 저장된 에너지 중 적어도 일부는, 모터(38) 자체로부터 유도될 수 있다. 예를 들어, 기계(36)가 발전기로서 작동되는 경우, 또는 기계(36)가 모터로서 작동되고, 예를 들어 펄싱 동안, 온에서 오프 상태로 전환되는 경우, 생성된 에너지는 특정 성분으로 전환되어 승압 회로(202)(예를 들어, 커패시터(C1) 및/또는 배터리)에 저장될 수 있다. 그 다음, 저장된 에너지는, 아래에 설명되는 바와 같이, 양의 전환 동안 양극 레일(+VBUS)을 "승압"시키기 위해 사용될 수 있다.
스위치(206)는, 승압 공급기(204)의 양극(+) 및 음극(-) 전극 간에 스위칭될 수 있는 임의의 유형의 스위치일 수 있다. 이러한 스위치는 반도체 소자를 사용하여 구성될 것으로 예상된다. 구체적인 그러나 비-배타적인 실시형태에서, 스위치(206)는 싱글 풀 쌍투(single pull double throw) 스위치이다.
당업계에 잘 알려져 있는 바와 같이, 연속적인 모터 작동 동안, 위상 A를 위한 스위치(S1 및 S2), 위상 B를 위한 스위치(S3 및 S4), 및 위상 C를 위한 스위치(S5 및 S6)를 통해, 위상 정합된 전력이 기계(36)의 고정자 권선에 제공된다. 앞서 설명된 바와 같이, 최종 결과는 모터의 연속적인 토크 출력이다.
펄스형 작동 동안, 펄스 제어기(38)는, 승압 회로(202)를 제어하기 위한 제어 신호(208)를 통해 스위치(206)를 제어한다. 양의 펄스 전환을 통해, 스위치(206)는, 양극 레일(+VBUS)을 승압 공급기(204)의 양극(+) 단자에 연결하도록 활성화된다. 결과적으로, 커패시터(C1) 및 배터리와 연동하여 작동되는 승압 공급기(204)는, 양극 레일(+VBUS) 상의 전압을 승압시키도록 작용한다. 양극 레일 상의 증가된 또는 승압된 전압을 통해, 전환 시간이 감소된다. 승압 회로의 저장된 에너지가 감소되었거나, 피크 토크 레벨이 달성되었다면, 제어 신호(208)는, 양극 레일(+VBUS)을 승압 공급기(204)의 음극(-) 단자에 연결하도록 스위치에 명령한다. 결과적으로, 승압 전압은 양극 레일(+VBUS)로부터 실질적으로 제거된다.
또한, 승압 회로(202)의 효과는 도 9a 내지 도 9c에 도시된다. 특히, 도 9a는 전환 시간을 갖지 않는 이상적인 펄스를 도시하고, 도 9b는 참조 번호 "62"로 표시된 전환 시간을 갖는 "실제" 펄스를 도시한다. 앞서 언급된 바와 같이, 전력 변환기(200)의 회로 및 전기 기계(36) 둘 모두의 유도성 양태는, 전류 상승 및 하강 시간을 감소시킨다. 도 9c는 승압 회로(202)에 의해 지원되는 전환을 도시한다. 비교에 의해 용이하게 이해될 수 있는 바와 같이, 도 9c에 도시된 바와 같은 "승압된" 전환 시간(66)은, 도 9b에 도시된 바와 같은 전환 시간(62)보다 현저하게 더 적다(즉, 더 빠르다).
도 12의 실시형태에서, 커패시터(C1)는, 양극 레일(+VBUS)과 음극 레일(-VBUS) 사이의 각각의 스위치 쌍(S1-S2, S3-S4 및 S5-S6)과 평행하게 배치된다. 비-배타적인 실시형태에서, C1의 크기는, 인버터로서 작용하는 경우, 전력 변환기(200)의 리플 전류로부터 유도된다. 이러한 배치를 통해, 펄스의 상승 및 하강 시간을 감소시키는 승압 회로(202)의 기능이 개선된다.
작업 흐름도
도 13은 도 1에 도시된 것과 같은 특성을 갖는 전기 모터의 펄스형 제어 작동을 위한 단계를 도시하는 흐름도(70)이다.
초기 단계(72)에서, 현재 모터 출력 및 현재 모터 속도가 확인된다.
결정 단계(74)에서, 현재 모터 출력 및 현재 모터 속도에 기초하여, 모터가 연속 모드로 작동되어야 하는지 또는 펄스형 모드로 작동되어야 하는지에 대한 결정이 이루어진다. 즉, 원하는 모터 토크가 현재 모터 속도에 대한 가장 효율적인 출력 토크(즉, 도 1에 도시된 모터 맵의 최대 효율 곡선(16)) 초과 또는 미만인지에 대한 결정이 이루어진다. 초과인 경우, 모터가 연속 모드로 작동된다. 미만인 경우, 모터는 바람직하게는 펄스형 모드로 작동될 수 있다.
단계(76)에서, 현재 모터 토크가 현재 모터 속도에 대한 가장 효율적인 출력 토크 초과인 경우, 모터는 연속 모드(76)로 작동된다.
단계(78)에서, 현재 모터 속도에서 실질적으로 최대 효율 작동을 가능하게 하는 "온" 펄스의 전력 출력 또는 크기가 결정된다.
단계(80)에서, 펄스형 모드로의 작동을 위한 원하는 펄스 듀티 사이클은, 평균 출력 전력 또는 토크가 원하는 출력과 매칭되도록 결정된다.
단계(82)에서, 모터는 결정된 펄스 듀티 사이클 및 펄스형 전력 출력을 사용하여 펄스형 모드로 작동된다. 승압 전력 변환기 회로(132), 또는 전기 기계로부터의 자기 에너지를 저장 및 방출할 수 있는 일부 다른 전력 변환기 회로를 갖는 전력 제어기(30)를 사용함으로써, 흔히 펄스의 상승 및 하강 시간을 현저하게 감소시켜서, 모터 효율을 추가로 개선한다.
위의 단계(72 내지 82)는 모터가 작동되는 동안 연속적으로 수행된다. 임의의 특정 모터 속도에서, 도 1의 최대 효율 곡선(16)에 의해 개략적으로 도시되는, 가장 효율적인 해당 출력 토크가 있을 것이다. 순시 모터 출력 요청 및/또는 현재 모터 속도가 변화됨에 따라, 연속 또는 펄스형 모드로 모터를 작동시키기 위한 결정이 적절하게 이루어진다. 개념적인 관점에서, 원하는 모터 토크가 현재 모터 속도에 대한 가장 효율적인 출력 토크 미만인 경우, 모터를 펄싱함으로써, 모터의 전반적인 효율이 개선될 수 있다. 결과적으로, 전기 모터 작동식 자동차의 경우, 자동차의 전반적인 효율이 개선되며, 이는 배터리 재충전 사이에 자동차 주행 거리가 연장됨을 의미한다.
도 14는 본 발명의 비-배타적인 다른 실시형태에 따라, 기계(36)에 공급되는 에너지를 변조하기 위한 시스템(300)을 도시하는 도면이다. 시스템(300)은, 기계(36), 전력 변환기(32), 토크 제어 결정 모듈(302), 기계(36)의 회전자의 각위치를 나타내는 피드백 신호(306)를 발생시키기 위한 피드백 센서(304), 및 토크 및 속도 추정기(308)를 포함한다.
시스템(300)의 작동 동안, 토크 변조 결정 모듈(302)은 토크 요구량을 수신한다. 이에 응답하여, 토크 변조 결정 모듈(302)은, 요청된 토크가 모터로서 작동되는 경우의 기계(36)의 피크 효율 토크 미만인지를 결정한다.
미만이 아닌 경우, 토크 요구량이 피크 효율 토크보다 더 크다는 것을 의미하며, 기계(36)는 연속 모드로 모터로서 작동된다. 이 경우, 전력 변환기(32)에 제공된 토크 요구량 파형(310)은, 모터로서 작동되는 기계(36)의 연속 작동을 나타낸다.
반면에, 토크 요구량이 기계(36)의 피크 효율 토크 미만인 경우, 기계(36)는 펄스형 모드로 모터로서 작동된다. 이 경우, 토크 변조 결정 모듈(302)은 전력 변환기(32)를 위한 변조된 파형(310)을 생성함으로써, 모터로서 작동되는 기계(36)로 하여금, 모터의 피크 효율 토크와 더 낮은 토크(이의 평균은 요구된 토크와 실질적으로 동일함) 간에 전환 또는 펄싱되게 한다. 다양한 실시형태에서, 더 낮은 토크는 제로일 수 있지만, 반드시 제로일 필요는 없다. 더 낮은 토크와 피크 효율 토크의 평균이 요구된 토크와 실질적으로 동일한 경우, 더 낮은 토크는, 제로 초과의 일부 다른 토크 값일 수 있다.
전력 변환기(32)는, 위상 A를 위한 스위치 쌍(S1-S2), 위상 B를 위한 스위치 쌍(S3-S4), 그리고 위상 C를 위한 스위치 쌍(S5-S6)을 포함하는 스위칭 망을 포함하며, 이들 모두는 간명성을 위해 도면에 도시되지 않는다. 앞서 언급된 바와 같이, 스위치(S1 내지 S6)는, (1) 토크 요구량이 피크 효율 토크 초과인 경우 연속 토크 출력을 발생시키는 것을 야기하는 모터로서 연속적으로 기계(36)를 작동시키거나, (2) 토크 요구량이 피크 효율 토크 미만인 경우 펄스 모드로 기계(36)를 작동시키도록, 전력 변환기(32)에 의해 제어된다. 전력 변환기(32)는, 전류 변조의 일 형태인, 펄스 폭 변조(PWM), 직접 토크 제어(DTC), 히스테리시스, 또는 "속시(dead beat)" 제어와 같은, 다수의 상이한 프로토콜 중 어느 하나를 사용하여, 기계(36)에 공급되는 에너지를 제어할 수 있다.
대안적인 실시형태에서, 도 8의 132 또는 도 12의 200과 같은, 승압 전력 변환기가 사용될 수 있다. 승압 버전의 전력 변환기(32)를 통해, 펄스형 작동 동안 펄스의 더 빠른 상승 및/또는 하강 시간으로 인해, 기계(36)의 모터 작동의 효율 및 성능이 개선된다.
피드백 센서(304)는, 기계(36)의 회전자의 각위치를 나타내는 피드백 신호(306)를 발생시킨다. 피드백 신호는, 전력 변환기(32), 및 토크 및 속도 추정기(308) 각각에 제공된다. 알려진 회전자의 각위치를 통해, 토크 및 속도 추정기(308)는, 모터의 토크 및 속도의 정확한 추정치를 토크 변조 결정 모듈(302)에 제공할 수 있다. 이에 응답하여, 전력 변환기(32) 내의 스위칭 망의 타이밍(즉, 스위치(S1 내지 S6)를 턴 온/오프시키는 타이밍)이 정확하게 제어될 수 있도록, 필요에 따라 파형(310)이 조정될 수 있으므로, 에너지의 각각의 위상 A, B 및 C는 회전자의 현재 위치와 일치하도록 타이밍된다. 결과적으로, 모터로서의 기계(36)의 작동이 원활하면서 효율적이다. 피드백 센서(304)의 사용은 필수적인 것이 아니며, 기계(36)의 회전자의 각위치를 측정하거나 추정하기 위해 다른 기술이 사용될 수 있음을 유의해야 한다. 예를 들어, 다수의 무센서(sensorless) 접근법 중 어느 하나가 사용될 수도 있다.
다른 모터 및 발전기 유형
DC 및 AC 모터/발전기 둘 모두를 포함하는, 알려져 있고 상업적으로 이용 가능한 다양한 기계(전기 모터 및 발전기 둘 모두)가 있다. 다양한 유형의 전기 모터 및 발전기의 구조, 제어 및 에너지 변환 효율은 현저하게 다르지만, 대부분의 전기 모터 및 발전기는, 다양한 작동 조건에 걸쳐서 작동되도록 설계되며, 이들의 에너지 변환 효율은, 흔히 그러한 작동 범위에 걸쳐서 현저하게 달라질 것이다. 일반적으로, 본원에 설명된 제어 원리는, 작동 범위가 도 1에 도시된 최대 효율 곡선(16)의 등가물 아래의 영역을 포함하는 경우, 효율을 개선하기 위한 임의의 유형의 기계에 적용될 수 있다.
현재 일부 종래기술의 모터는, 펄스 폭 변조(PWM) 제어를 사용하여 작동된다. 그러나, 이러한 모터는 무엇이 이들의 가장 효율적인 에너지 변환 레벨일 수 있는지에 대한 고려 없이 구동된다. 따라서, 설명된 접근법은 또한 그러한 모터의 에너지 변환 효율을 개선하기 위해서도 사용될 수 있다.
무브러시 DC 모터, 유도 모터, 동기식 AC 모터, 스위치형 자기저항 모터 등을 포함하는 다수의 유형의 모터는, 원하는 토크 출력을 전달하기 위해, 비록 잠재적으로 가변되지만, 연속적인 구동 전류에 의해 통상적으로 구동된다. 흔히, 구동 전류는, 인버터 및/또는 변환기의 출력 전압(이는 모터로의 전압 입력의 역할을 함)을 제어함으로써 제어된다. 일반적으로, 회전자 및 고정자 자기장 간의 상대적 위상 정합을 변화시킴으로써, 모터가 발전기로서 작동될 수 있다. 따라서, 모터의 측면에서 설명된 회로 및 제어 방법은, 전기 기계를 발전기로서 사용하는 것에 동일하게 적용 가능하다. 설명된 펄스형 제어는, 이러한 모터 및 발전기가 이들 각각의 최대 에너지 변환 효율 지점 아래의 영역에서 작동되는 경우 특히 유용하다.
따라서, 본 실시형태는 예시적인 것이며 제한적이지 않은 것으로 간주되어야 하고, 본 발명은 본원에 주어진 세부 사항으로 제한되는 것이 아니라, 첨부된 청구범위의 범위 및 등가물 내에서 변경될 수 있다.

Claims (18)

  1. 양극 단자(+VDC) 및 음극 단자(-VDC)를 갖는 전원(34);
    권선에 자기 에너지가 저장된 권선을 갖는 전기 기계(36);
    원하는 모터 토크가 전기 기계의 현재 모터 속도에 대해 실질적으로 가장 효율적인 출력 토크 미만인 것으로 결정될 때 펄스 모드로, 그리고 원하는 모터 토크가 전력 변환기(132)를 통해 실질적으로 가장 효율적인 출력 토크보다 높은 것으로 결정되는 때 연속적인 모드로 상기 전기 기계(36)를 선택적으로 작동시키도록 구성된 펄스 제어기(38); 그리고
    전원 공급 장치와 상기 전기 기계(36) 사이에 결합된 전력 변환기(132)로서, 기계 제어기에 응답하여 상기 전기 기계의 권선으로 펄스 전력을 전달하거나 상기 전기 기계의 권선으로부터 펄스 전력을 수신하도록 배열된 전력 변환기를 포함하고, 상기 전력 변환기가 양의 전압 버스(+VBUs) 와 음의 전압 버스(-VBUs) 그리고 인버터(SI - S6)를 가지며;
    상기 전력 변환기는 (i) 기계제어기에 응답하여 턴온될 때 양 전압 버스를 양 단자에 연결하기 위한 제1 스위치(SA) 및 음 전압 버스를 음 단자에 연결하기 위한 제2 스위치(SB)를 포함하는 승압 회로(boost circuit), (ii) 양전압 버스 및 음전압 버스에 결합된 커패시터(CI)를 포함하며,
    인버터(SI-S6)는 양전압 버스 및 음전압 버스에 결합되고, 상기 제1 스위치 및 제2스위치는 전기 기계로 그리고 그로부터의 전원을 제어하는 인버터(SI-S6)와 전원 단자 사이에 전기적으로 연결되고,
    커패시터는 양전압 버스와 음전압 버스를 통해 인버터와 전기적으로 연결되며,
    승압 회로가 제1 및 제2 스위치가 꺼질 때 펄스의 끝에서 전기 기계에 존재하는 자기 에너지의 적어도 일부를 추출하도록 배열되며, 그리고
    양의 전압 버스 와 음의 전압 버스 사이 전위차가 증가하여 펄스 하강 시간을 줄이도록 하고, 에너지의 적어도 일부를 커패시터 내에 저장하고, 그리고 적어도 하나의 스위치가 뒤이은 펄스의 시작에서 켜질 때 커패시터로부터 양전압 버스로 에너지의 적어도 일부를 가하며, 이에 의해서 승압 회로가 없는 펄스 전력의 상승 및 하강 시간에 비해 펄스 전력의 상승 및 하강 시간을 줄이도록 하는, 장치.
  2. 제1항에 있어서, 펄스 동작 펄스 동안 전기 기계가 전기 기계의 현재 모터 속도에 대해 실질적으로 가장 효율적인 출력 토크로 작동하는, 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 전원은 DC 전원인, 장치.
  4. 제1항 또는 제2 항에 있어서, 전력 변환기는 전기 기계를 구동하기 위해 DC 전원에 의해 생성된 DC 전력을 AC 전력으로 변환하는 전력 인버터로서 작동되는, 장치.
  5. 제1항 또는 제2 항에 있어서, 전력 변환기는 전기 기계에 의해 생성된 AC 전력을 DC 전원에 저장된 DC 전력으로 변환하는 전력 정류기로서 작동되는, 장치.
  6. 제1항 또는 제2 항에 있어서, 승압 회로는 전력 변환기가 턴오프될 때 커패시터에 의해 복귀 및 캡쳐되어 가용 전위를 일시적으로 승압하는 고정자 권선에 저장된 자기 에너지를 사용하며, 전력 변환기가 켜져 있을 때 전기 기계를 구동하도록 하는, 장치.
  7. 제1항 또는 제2 항에 있어서, 승압 회로는 전원과 전기 기계에 대한 전력을 제어하는 스위칭 네트워크 사이의 다이오드를 포함하는, 장치.
  8. 전기 기계(36)를 작동하는 방법으로서, 전기 기계의 전류 모터 속도에 대하여 원하는 모터 토크가 가장 효율적인 출력 토크 미만인 것으로 결정될 때, 전기 기계로부터 또는 전기 기계로 가해진 전력이 감소된 전력의 주기에 의해 분리된 일련의 펄스로 구성되도록, 펄스 방식으로 전기 기계를 작동시킴을 포함하고; 일련의 펄스의 듀티 사이클은 원하는 토크 크기를 전달하도록 결정되며;
    전력 변환기(132)의 승압 회로의 제1 및 제2 스위치(SA, SB)가 꺼지고 펄스 하강 시간을 줄이기 위해 전력 변환기의 양전압 버스(+VBUs)와 음전압 버스(-VBUs) 사이의 전압이 증가하는 때, 펄스의 끝에서 전기 기계 내에 존재하는 자기 에너지의 적어도 일부를 추출하는 단계;
    여기서 전력 변환기의 인버터(SI-S6)는 양전압 버스와 음전압 버스에 연결되고, 제1스위치 및 제2스위치는 전원단자와 전기 기계의 전원을 제어하는 인버터(SI-S6) 사이에 전기적으로 연결되고, 커패시터는 양 전압 버스와 음 전압 버스를 통해 인버터와 전기적으로 연결되며;
    에너지의 적어도 일부를 승압 회로의 커패시터(C1)에 저장하고, 상기 커패시터는 양전압 버스 및 음전압 버스를 통해 인버터와 전기적으로 연결되고; 그리고
    후속 펄스의 시작 부분에서 제1 스위치 및 제2 스위치가 각각 턴온될 때 커패시터로부터의 에너지의 적어도 일부를 양 전압 버스 및 음 전압 버스에 적용함으로써 펄스 전원의 상승 및 하강 시간을 감소시키는, 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 전기 기계에 인가되거나 이로부터 획득된 전력은
    일련의 펄스 중 펄스 동안 기계는 전기 기계의 현재 모터 속도에 대해 가장 효율적인 출력 토크로 전기 기계를 작동시키는, 방법.
  10. 제8항 또는 제9항에 있어서, 일련의 펄스는 승압 회로를 포함하는 전력 변환기에 의해 생성되고, 승압 회로는 승압 회로 없이 펄스의 상승 및 하강 시간과 비교하여, 일련의 펄스에서 펄스의 상승 및 하강 시간을 감소시키도록 배열되는, 방법.
  11. 제10항에 있어서, 전력 변환기는 DC 전원에 의해 생성된 DC 전력을 전기 기계를 구동하기 위한 AC 전력으로 변환하는 전력 인버터로서 작동되는, 방법.
  12. 제10항에 있어서, 상기 전력 변환기는 전기 기계에 의해 생성된 AC 전력을 DC 전원에 저장된 DC 전력으로 변환하는 전력 정류기로서 작동되는, 방법.
  13. 제8항 또는 제9항에 있어서, 상기 전기 기계는 전기 모터 또는 발전기로서 작동되는, 방법.
  14. 제8항 또는 제9항에 있어서, 상기 전기 기계는 전기 모터로서 작동되고 일련의 펄스는 상기 승압 회로를 포함하는 전력 변환기에 의해 생성되며, 승압 회로는 가용 전위를 증가시켜서 일련의 펄스 중 적어도 하나의 펄스가 시작될 때 전기 모터를 구동하도록 하는, 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 승압 회로는 일련의 펄스 중 적어도 하나의 펄스에 선행하는 펄스의 끝에서 전기 모터를 구동하기 위해 가용 전위를 증가시키는, 방법.
  16. 제14항에 있어서, 상기 승압 회로는 일련의 펄스 중 적어도 한 펄스 선행하는 오프 기간 동안 전기 모터를 구동하기 위해 가용 전위를 증가시키는, 방법.
  17. 권선에 자기 에너지가 저장된 권선을 갖는 전기 기계(36);
    원하는 모터 토크가 전기 기계의 현재 모터 속도에 대해 실질적으로 가장 효율적인 출력 토크 미만인 것으로 결정될 때 펄스 모드로, 그리고 원하는 모터 토크가 전력 변환기(200)를 통해 실질적으로 가장 효율적인 출력 토크보다 높은 것으로 결정되는 때 연속적인 모드로 상기 전기 기계(36)를 선택적으로 작동시키도록 구성된 펄스 제어기(38); 그리고
    상기 전기 기계에 결합된 전력 변환기(200)로서, 기계 제어기에 응답하여 상기 전기 기계의 권선으로 펄스 전력을 전달하거나 상기 전기 기계의 권선으로부터 펄스 전력을 수신하도록 배열된 전력 변환기를 포함하고, 상기 전력 변환기가 양의 전압 버스(+VBUs) 와 음의 전압 버스(-VBUs) 그리고 인버터(SI - S6)를 가지며;
    상기 전력 변환기는 (i) 양 단자(+VDC)와 음 단자(-VDC)를 갖는 승압 장치(204), (ii) 기계제어기에 응답하여 턴온될 때 양 단자 또는 음 단자로 양 전압 버스를 결합시키기 위한 스위치(206); (iii) 상기 스위치에 의해 양 전압 버스에 선택적으로 결합된 커패시터(CI) 및 배터리를 포함하는 승압 회로(202)를 포함하며,
    상기 인버터(SI-S6)는 양전압 버스 및 음전압 버스 사이에 결합되고, 상기 스위치는 승압 전원 단자와 전기 기계로 그리고 이로부터의 전력을 제어하는 인버터(inverter)(SI - S6) 사이에서 전기적으로 연결되고,
    상기 커패시터와 배터리는 양전압 버스와 음전압 버스를 통해 인버터와 전기적으로 연결되며,
    승압 회로가 에너지의 적어도 일부를 커패시터 및/또는 배터리내에 저장하고, 그리고 상기 스위치가 뒤이은 펄스의 시작에서 켜질 때 커패시터 및 배터리로부터 양전압 버스로 에너지의 적어도 일부를 가하며, 이에 의해서 승압 회로가 없는 펄스 전력의 상승 및 하강 시간에 비해 펄스 전력의 상승 및 하강 시간을 줄이도록 하는, 장치.
  18. 전기 기계(36)를 작동하는 방법으로서, 전기 기계의 전류 모터 속도에 대하여 원하는 모터 토크가 가장 효율적인 출력 토크 미만인 것으로 결정될 때, 전기 기계로부터 또는 전기 기계로 가해진 전력이 감소된 전력의 주기에 의해 분리된 일련의 펄스로 구성되도록, 펄스 방식으로 전기 기계를 작동시킴을 포함하고; 일련의 펄스의 듀티 사이클은 원하는 토크 크기를 전달하도록 결정되며;
    전력 변환기(200)의 승압 회로의 스위치(206)가 꺼지고 펄스 하강 시간을 줄이기 위해 전력 변환기의 양전압 버스(+VBUs)와 음전압 버스(-VBUs) 사이의 전압이 증가하는 때, 펄스의 끝에서 전기 기계 내에 존재하는 자기 에너지의 적어도 일부를 추출하는 단계;
    여기서 전력 변환기의 인버터(SI-S6)는 양전압 버스와 음전압 버스에 연결되고, 스위치는 승압 전원단자와 전기 기계의 전원을 제어하는 인버터(SI-S6) 사이에 전기적으로 연결되고, 커패시터는 양 전압 버스와 음 전압 버스를 통해 인버터와 전기적으로 연결되며;
    에너지의 적어도 일부를 승압 회로의 커패시터(C1) 또는 배터리에 저장하고, 상기 커패시터는 양전압 버스 및 음전압 버스를 통해 인버터와 전기적으로 연결되고; 그리고
    후속 펄스의 시작 부분에서 스위치가 턴온될 때 커패시터 또는 배터리로부터의 에너지의 적어도 일부를 양 전압 버스 및 음 전압 버스에 적용함으로써 펄스 전원의 상승 및 하강 시간을 감소시키는, 방법.
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