KR20220096654A - 직류 버스의 전력 진동을 감쇠하는 전압 전원 컨버터 시스템 - Google Patents

직류 버스의 전력 진동을 감쇠하는 전압 전원 컨버터 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR20220096654A
KR20220096654A KR1020200189284A KR20200189284A KR20220096654A KR 20220096654 A KR20220096654 A KR 20220096654A KR 1020200189284 A KR1020200189284 A KR 1020200189284A KR 20200189284 A KR20200189284 A KR 20200189284A KR 20220096654 A KR20220096654 A KR 20220096654A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
remind
component
power converter
bus
Prior art date
Application number
KR1020200189284A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102500296B1 (ko
Inventor
이동춘
정윤철
Original Assignee
영남대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 영남대학교 산학협력단 filed Critical 영남대학교 산학협력단
Priority to KR1020200189284A priority Critical patent/KR102500296B1/ko
Publication of KR20220096654A publication Critical patent/KR20220096654A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102500296B1 publication Critical patent/KR102500296B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/24—Arrangements for preventing or reducing oscillations of power in networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/10—Parallel operation of dc sources
    • H02J1/12—Parallel operation of dc generators with converters, e.g. with mercury-arc rectifier
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 직류 마이크로그리드에 적용되어 전압 버스의 진동을 감쇠할 수 있는 전압 전원 컨버터 시스템에 관한 것으로, 적어도 하나의 부하 및 적어도 하나의 컨버터와 DC 버스에 병렬로 연결된 전압 전원 컨버터 시스템에 있어서, 적어도 하나의 반도체 스위치를 포함하고, 상기 DC 버스에 연결되며, DC 전압()을 출력하는 컨버터인 전압 전원 컨버터(VSC), 상기 전압 전원 컨버터의 출력단과 상기 DC 버스 사이에 구비된 라인 인덕턴스(), 상기 전압 전원 컨버터의 출력단의 양의 단자와 음의 단자 사이에 구비된 출력 커패시터(C) 및 상기 출력 커패시터의 양단 전압인 컨버터의 출력 DC 전압(), 상기 DC 버스의 전압(), 상기 전압 전원 컨버터의 입력 전류(), 및 상기 라인 인턱터를 통해서 흐르는 출력 전류()의 측정값 및 상기 컨버터의 출력 DC 공칭 전압 지령치()에 기초하여 상기 반도체 스위치를 제어하는 제어기를 포함하고, 상기 제어기는, DC 버스의 전력 진동을 감쇠하기 위해 수동성 기반(Passivity-based)으로 진동 제어하는 것을 특징으로 한다.

Description

직류 버스의 전력 진동을 감쇠하는 전압 전원 컨버터 시스템{Voltage power converter system Suppressing Power Oscillations in DC bus}
본 발명은 전압 전원 컨버터 시스템에 관한 것으로, 보다 상세히는 직류 마이크로그리드에 적용되어 전압 버스 전력의 진동을 감쇠할 수 있는 전압 전원 컨버터 시스템에 관한 것이다.
최근 직류 전력 시스템은 무효전력이 없고 전력변환 단계가 적다는 장점이 있어 높은 전력 밀도가 필요한 선박, 항공기, 건물, 데이터 센터 등 송배전 분야에서 많은 관심을 받고 있다.
직류 마이크로그리드(DC Microgrid)는 기존의 광역적 전력시스템으로부터 독립된 분산전원(distributed energy resources)을 중심으로 한 국소적인 전력공급시스템을 의미한다. 직류 마이크로그리드의 전력원은 디젤 엔진, 가스 터빈, 태양 광 및 풍력 발전 시스템, 연료 전지 등으로 구성될 수 있고, 주거용, 교육용, 산업용 및 상업용 애플리케이션과 같은 마이크로그리드의 유형에 따라 수kW 에서 수백 MW의 전력 용량을 가지며 범위를 가지며, 일반적인 직류 마이크로그리드의 구조에 관해서는 도 1에 도시되어 있다.
이러한 장점에도 불구하고 직류 마이크로그리드 시스템은 안정성, 출력 전력 및 전류의 정확한 공유 등 기술적으로 해결해야 할 몇 가지 문제가 있었으며, 특히 직류 마이크로그리드 시스템에서 발생하는 전력 및 전류의 진동 또한 해결해야할 문제 중 하나였다.
종래에는 다양한 방법으로 상술한 바와 같은 전력 및 전류의 진동을 감쇠시켰다. 일예로, 직류 마이크로그리드 시스템의 DC 소스측의 제어기에 저역 통과 필터(Low Pass Filter, LPF)를 포함하는 드룹 제어 루프를 추가하는 방식이 있었다. 이러한 방식은 전압 제어 루프의 대역폭이 낮으면 저역 통과 필터의 차단 주파수가 매우 낮아야 하며, 직류 마이크로그리드 시스템의 안정적인 운영을 위해서는 저역 통과 필터의 차단 주파수를 적절하게 설정해야 하는데, 시스템에 따라 차단 주파수를 적절하게 설정하기 용이하지 않은 문제점이 있었다.
전력 및 전류의 진동 감쇠를 위한 몇몇 예로, 가변 직류원을 포함하는 어플리케이션에 적용할 수 있는 입력 전압 오류에 대한 피드포워드 제어 기술, 다른 제어방식에 비해 구조 및 구현이 상대적으로 복합한 옵저버를 이용한 출력 전류 피드백 방식, 피드백 필터의 차단 주파수 이하의 진동 성분을 억제하기 위한 가상 임피던스 방식, 전압 조절기의 출력을 보상하기 위한 출력 전류 피드백 제어가 제안되었다. 상술한 방식들은 전력 및 전류의 진동을 효과적으로 억제할 수 있지만, 정상적으로 전력 및 전류의 진동을 억제하기 위해서는 시스템의 각종 파라미터를 조정해야 하는데, 이러한 파라미터를 조정하는 것이 용이하지 않은 문제점이 있었다.
T. Dragicevic, P. Wheeler, and F. Blaabjerg, Eds., DC distribution systems and microgrids. Institution of Engineering and Technology, 2018.
본 발명은 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로써, 본 발명에 의한 전압 전원 컨버터 시스템의 목적은 종래와 다른 방식으로 직류 마이크로그리드의 DC버스의 전력 진동을 감쇠시킬 수 있는 전압 전원 컨버터 시스템을 제공함에 있다.
상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명에 의한 적어도 하나의 부하 및 적어도 하나의 컨버터와 DC 버스에 병렬로 연결된 전압 전원 컨버터 시스템에 있어서, 적어도 하나의 반도체 스위치를 포함하고, 상기 DC 버스에 연결되며, DC 전압(
Figure pat00001
)을 출력하는 컨버터인 전압 전원 컨버터(VSC), 상기 전압 전원 컨버터의 출력단과 상기 DC 버스 사이에 구비된 라인 인덕턴스(
Figure pat00002
), 상기 전압 전원 컨버터의 출력단의 양의 단자와 음의 단자 사이에 구비된 출력 커패시터(C) 및 상기 출력 커패시터의 양단 전압인 컨버터의 출력 DC 전압(
Figure pat00003
), 상기 DC 버스의 전압(
Figure pat00004
), 상기 전압 전원 컨버터의 입력 전류(
Figure pat00005
), 및 상기 라인 인턱터를 통해서 흐르는 출력 전류(
Figure pat00006
)의 측정값 및 상기 컨버터의 출력 DC 공칭 전압 지령치(
Figure pat00007
)에 기초하여 상기 반도체 스위치를 제어하는 제어기를 포함하고, 상기 제어기는, DC 버스의 전력 진동을 감쇠하기 위해 수동성 기반(Passivity-based)으로 전력의 진동을 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제어기는, 상기
Figure pat00008
, 상기
Figure pat00009
, 상기
Figure pat00010
, 상기
Figure pat00011
에 기초하여 전압 전원 컨버터의 입력 전류 지령치
Figure pat00012
을 산출하는 전압 제어 모듈 및 상기
Figure pat00013
, 상기
Figure pat00014
, 상기
Figure pat00015
, 상기
Figure pat00016
에 기초하여 상기 전압 전원 컨버터의 출력 전압 지령치를 산출하는 전류 제어 모듈을 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 전압 제어 모듈은, 전압 제어 오차를 산출하는 전압 제어 오차 산출부, 상기 전압 제어 오차를 입력받고, 상기 전압 제어 오차가 줄어들도록 상기
Figure pat00017
를 산출하는 전압 제어부를 포함하고, 상기 전압 제어 오차 산출부는, 상기
Figure pat00018
, 상기
Figure pat00019
, 상기
Figure pat00020
의 진동 성분,
Figure pat00021
에 기초한
Figure pat00022
보상 성분, 및
Figure pat00023
의 고주파 성분에 기초한
Figure pat00024
보상 성분에 기초하여 상기 전압 제어 오차를 산출하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 전압 제어 오차 산출부는, 상기
Figure pat00025
을 입력 받고 상기
Figure pat00026
의 진동 성분을 출력하는 고주파 통과 필터인 제1HPF(HPF4), 상기
Figure pat00027
을 입력 받고 상기
Figure pat00028
의 고주파 성분에 비례하는
Figure pat00029
보상 성분을 출력하는
Figure pat00030
보상부(HPF3 & rc) 및 상기
Figure pat00031
의 고주파 성분에 비례하는
Figure pat00032
고주파 보상 성분을 출력하는
Figure pat00033
고주파 보상부 및 상기
Figure pat00034
의 저주파 성분에 비례하는
Figure pat00035
저주파 보상 성분을 출력하는
Figure pat00036
저주파 보상부를 포함하는 것 을 특징으로 한다.
또한, 상기 전압 제어 오차 산출부는, 상기
Figure pat00037
에 상기
Figure pat00038
의 진동 성분을 더하고,
Figure pat00039
보상 성분,
Figure pat00040
고주파 보상 성분, 및
Figure pat00041
저주파 보상 성분을 빼서 상기 전압 제어 오차를 산출하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 전류 제어 모듈은, 전류 제어 오차를 산출하는 전류 제어 오차 산출부 및 상기 전류 제어 오차를 입력받고, 상기 전류 제어 오차가 줄어들도록 상기 반도체 스위치 ON/OFF 지령을 산출하는 전류 제어부를 포함하고, 상기 전류 제어 오차 산출부는, 상기
Figure pat00042
, 상기
Figure pat00043
의 고주파 성분에 기초한
Figure pat00044
보상 성분,
Figure pat00045
의 고주파 성분에 기초한
Figure pat00046
보상 성분,
Figure pat00047
에 기초한
Figure pat00048
보상 성분에 기초하여 상기 전류 제어 오차를 산출하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 전류 제어 오차 산출부는, 상기
Figure pat00049
을 입력 받고 상기
Figure pat00050
의 진동 성분에 비례하는
Figure pat00051
보상 성분을 산출하는
Figure pat00052
보상부(HPF2 & k2) 상기
Figure pat00053
을 입력 받고 상기 IDC 고주파 성분에 기초한
Figure pat00054
고주파 보상 성분을 출력하는 고주파 통과 필터인 HPF1, 상기
Figure pat00055
을 입력 받고 상기
Figure pat00056
의 고주파 성분에 비례하는
Figure pat00057
고주파 보상 성분을 출력하는
Figure pat00058
고주파 보상부(HPF3) 및 상기
Figure pat00059
을 입력 받고 상기
Figure pat00060
의 저주파 성분에 비례하는
Figure pat00061
저주파 보상 성분을 출력하는
Figure pat00062
저주파 보상부(LPF1);를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 전류 제어 오차 산출부는,
Figure pat00063
에 상기
Figure pat00064
고주파 보상 성분을 더하고,
Figure pat00065
보상 성분,
Figure pat00066
고주파 보상 성분 및
Figure pat00067
저주파 보상 성분을 빼서 상기 전류 제어 오차를 산출하는 것을 특징으로 한다.
상기한 바와 같은 본 발명에 의한 전압 전원 컨버터 시스템에 의하면, 직류 마이크로그리드의 컨버터에 IDA-PBC기법을 적용하여 제어하므로, 종래의 방법과 같이 어렵게 시스템 파라미터를 설정하지 않고도 수동성을 기반으로(Passivity-based) 시스템의 진동을 감쇠시킬 수 있는 효과가 있다.
도 1은 일반적인 직류 마이크로그리드의 개략도.
도 2는 간단화된 직류 마이크로그리드의 회로도.
도 3은 서로 다른 형태의 직류 출력을 갖는 컨버터들의 개략도.
도 4는 직류 전압 소스 컨버터의 제어 블록도와 등가회로도.
도 5는 라인 임피던스와 드룹 제어 이득을 포함하고, 1개의 소스와 1개의 부하로 구성된 등가회로도.
도 6은 드룹 제어를 적용한 버스 임피던스의 영향을 나타내기 위한 보드 선도와 극영점 맵.
도 7은 버스 임피던스의 전압 제어 루프의 대역폭 변화에 따른 영향을 나타내기 위한 보드 선도와 극영점 맵.
도 8은 가상의 전압 및 전류 소스를 포함하여 간단화된 소스 컨버터의 등가회로.
도 9는 본 발명의 직류 마이크로그리드 시스템에서 제안하는 진동 제어의 블록 다이어그램이다.
도 10은 버스 임피던스에 대한 드룹 제어에 사용되는 저역 통과 필터(LPF)의 영향을 나타내기 위한 보드 선도와 극영점 맵.
도 11은 전압 제어 루프의 대역폭이 버스 임피던스에 미치는 영향을 나타내기 이한 보드 선도와 극영점 맵.
도 12는 버스 임피던스에 따른 여러 소스의 영향을 나타내기 위한 그래프.
도 13은 2개의 소스 및 하나의 CPL 버스 시스템에 대한 서로 다른 라인 임피던스의 효과를 나타내기 위한 그래프.
도 14는 루프 시뮬레이션 설정에 사용되는 하드웨어의 사진.
도 15는 본 발명의 진동 컨트롤러가 없는 직류 마이크로그리드의 동적 응답 그래프.
도 16은 본 발명의 진동 컨트롤러를 사용한 직류 마이크로그리드의 동적 응답 그래프.
도 17은 드룹 제어를 위한 저역 통과 필터가있는 직류 마이크로그리드의 동적 응답 그래프.
도 18은 본 발명의 진동 컨트롤러를 사용한 직류 마이크로 그리드의 작동 성능 그래프.
도 19는 3상 다이오드 정류기, 부스트 컨버터 2개, 벅 컨버터 부하 및 저항 부하로 구성된 소규모 100V DC 전원 시스템의 하드웨어의 사진.
도 20은 진동 컨트롤러가 없는 직류 마이크로 그리드의 부하 변화에 따른 응답 그래프.
도 21은 본 발명의 진동 컨트롤러가 있는 상태와 없는 상태의 직류 마이크로 그리드의 작동 성능 그래프.
도 22는 부하 변경시 본 발명의 진동 컨트롤러를 사용한 직류 마이크로그리드의 부하 변경에 따른 응답 그래프.
이하 첨부된 도면을 참고하여 본 발명에 의한 전압 전원 컨버터 시스템의 바람직한 실시 예에 관하여 상세히 설명한다.
도 2는 단순화된 일반적인 직류 마이크로그리드의 회로를 도시한 것이다.
직류 마이크로그리드의 전력원 및 전력원과 연계되는 전력변환장치는 이상적인 직류 소스가 있는 DC-DC 부스트 컨버터로 모델링되며, DC-DC 부스트 컨버터의 출력 단자는 라인 임피던스를 통해 DC버스에 연결된다. DC-DC 부스트 컨버터의 부하부분은 정전력 부하(Constant Power Loads, CPL)와 저항부하(Resistance Load)로 구성될 수 있다. 정전력 부하의 특성을 나타내기 위해 벅 컨버터는 출력 전압 및 내부 전류 조정을 위해 직렬형 제어 구조를 사용하고, 커패시터
Figure pat00068
과
Figure pat00069
는 DC 버스에 병렬로 연결된다. 도 2에 도시된 기호는 다음의 의미를 나타낸다.
Figure pat00070
과
Figure pat00071
는 VSC(Voltage Source Converter)의 입력전압,
Figure pat00072
과
Figure pat00073
은 VSC의 출력전압,
Figure pat00074
과
Figure pat00075
는 VSC의 출력 커패시터,
Figure pat00076
과
Figure pat00077
는 라인 저항,
Figure pat00078
과
Figure pat00079
는 라인 인덕턴스,
Figure pat00080
는 DC버스 전압,
Figure pat00081
과
Figure pat00082
는 부하의 입력 커패시터,
Figure pat00083
과
Figure pat00084
는 부하 전류,
Figure pat00085
과
Figure pat00086
은 부하 저항이다.
도 2에 도시된 직류 마이크로그리드의 시스템 파라미터들은 아래 [표 1]과 같이 설정될 수 있다.
[표 1]
Figure pat00087
도 3은 서로 다른 형태의 DC전압 전원 컨버터를 개략적으로 도시한 것이다.
도 3a에 도시된 컨버터는 AC-DC PMW 컨버터이고, 도 3b에 도시된 컨버터는 백 엔드 DC-DC컨버터를 포함하는 정류기이며, 도 3c에 도시된 컨버터는 일반적인 DC-DC컨버터이다.
본 명세서에서는 백 엔드 DC-DC 컨버터가 있는 다이오드 정류기가 직류 전원을 공급한다고 가정한다. 여기서 정류기의 출력 전압은 큰 출력 커패시터로 인해 일정한 것으로 간주되며, 결과적으로 AC-DC PWM 컨버터의 출력은 도 2에 도시된 바와 같이 전압원으로 간주될 수 있다.
안정적인 직류 전압을 출력하기 위해, DC 전원 전압 컨버터 (Voltage source converter, VSC)의 출력 전압은 내부 전류 제어 루프와 외부 전압 제어 루프를 통해 제어된다.
단일의 직류 마이크로그리드에 적용되는 다수개의 DC VSC는 일반적으로 전력과 전류의 분담을 위해 드룹 제어가 사용되며, 도 4에 도시된 제어 블록 다이어그램에는 V/I 드룹 제어 루프가 추가되어 있는 것을 확인할 수 있다. 드룹 제어에는 저역 통과 필터가 사용된다.
Figure pat00088
는 공칭(nominal) DC버스 전압,
Figure pat00089
는 DC VSC의 출력 전압이고,
Figure pat00090
은 DC VSC의 입력 전류,
Figure pat00091
는 라인 임피던스를 통해 흐르는 소스측의 출력 전류,
Figure pat00092
는 드룹 제어루프의 이득(gain)이다.
도 4a에서 전류 제어 루프의 대역폭이 전압 제어 루프의 대역폭보다 충분히 높기 때문에, 전류 제어 루프의 동작을 저역 통과 필터(Low Pass Filter, LPF)로 단순화할 수 있다. 또한 드룹 제어기와 전압 제어기를 포함하지 않는 전류원 및 전류원과 병렬 연결된 커패시터로 모델링될 수 있으며,
Figure pat00093
는 커패시터의 등가 직렬 저항 (small Equivalent Series Resistance, ESR)을 의미한다.
도 5는 시스템의 전압 방정식을 다음과 같이 표현되는 라인 임피던스와 드룹 제어 게인을 가진 하나의 소스 변환기와 하나의 부하에 해당하는 회로를 보여준다.
Figure pat00094
상기한 수식에서
Figure pat00095
와
Figure pat00096
는 라인 인덕턴스와 라인 저항을 의미한다.
도 2에 도시된 바와 같이, DC버스에는 다양한 유형의 부하가 연결되어 있으며, 정전력 부하(CPL), 정 임피던스 부하(CIL) 및 정전류 부하(CCL)로 분류할 수 있다. DC 전원 시스템에서 정전력 부하(CPL)는 작동 지점에서 임력 임피던스는 음의 값을 가지므로 직류버스의 전압 안정성에 영향을 미치며, 작동 지점에서 정전력 부하(CPL)의 입력 임피던스는 아래와 같은 수식으로 표현될 수 있다.
Figure pat00097
상기한 수식에서
Figure pat00098
과
Figure pat00099
은 동작 지점에서 부하 입력 터미널의 전력과 전압을 의미한다. 도 2에는 정전력 부하(CPL)와 정임피던스 부하를 포함하는 저항부하가 도시되어 있다.
도 5에 도시된 부하측 입력 커패시터의 ESR인 rL이 무시되면, DC 버스 커패시터의 전압은 아래와 같은 수식으로 표현될 수 있다.
Figure pat00100
여기서
Figure pat00101
과
Figure pat00102
는 부하측 커패시터와 저항이다.
분산형 DC 전원 시스템의 버스 전압의 신뢰성이나 품질을 보장하기 위해 안정성 분석을 수행해야한다. 기존에는 Middlebrook Criterion, Gain and Phase Margin Criterion, Energy Source Analysis Consortium (ESAC) Criterion 등 소스와 부하 간 임피던스 비율의 Nyquist 윤곽을 사용하여 금지 영역 기반 방법으로 안정성 분석을 수행했다. 반면 A. Riccobono and E. Santi, "A novel passivity-based stability criterion (PBSC) for switching converter DC distribution systems," in Proc. IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo, 2012, pp. 2560.2567(이하 선행기술 1) 에서는 수동성 기반 안정성 분석 방법이 제안되었는데, 이는 동작 모드 변경이나 시스템 재구성으로 인해 양방향 전력 흐름이 존재하는 애플리케이션에 효과적이었다.
수동성 기반 안정성 분석을 위해서는 1 포트 시스템으로 표현되는 버스 임피던스가 필요하며 상기 임피던스는 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure pat00103
여기서
Figure pat00104
는 총 버스 임피던스이고
Figure pat00105
~
Figure pat00106
은 서브시스템의 입력 및 출력 임피던스 (n 소스 변환기 및 m 부하 변환기)이고,
Figure pat00107
와
Figure pat00108
는 각각 버스 전압 및 버스 전류이다.
시스템이 에너지를 소비만 하는 경우, 시스템은 수동적이라고 간주되며
Figure pat00109
는 아래 수식과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00110
선행기술 1에 따르면, 선형 시불변(linear time-invariant)시스템의 경우 다음과 같은 조건이 충족되어야 시스템이 안정적이다.
-
Figure pat00111
(s)는 우 반면 극(right half-plane poles)을 포함하지 않음
Figure pat00112
버스 임피던스를 도출하기 위해서는 소스의 출력 임피던스와 부하의 입력 임피던스가 필요하다. 도 5는 전압 제어 루프가 제외되되, 라인 임피던스와 드룹 제어 게인을 포함하는 하나의 소스와 하나의 부하로 이루어진 등가회로가 도시되어 있다.
도 4와 도 5로부터, 드룹 제어(
Figure pat00113
)를 사용하는 DC VSC의 출력 임피던스는 메이슨의 게인 공식을 적용하여 아래와 같이 표현할 수 있다.
Figure pat00114
여기서
Figure pat00115
와
Figure pat00116
는 저역 통과 필터(LFP)의 차단 주파수,
Figure pat00117
와
Figure pat00118
는 전압 컨트롤러의 PI게인(gain),
Figure pat00119
는 전류 컨트롤러의 대역폭,
Figure pat00120
은 커패시터의 ESR이다. 덧붙여, 라인 임피던스를 포함하는 소스측의 출력 임피던스
Figure pat00121
은 아래 수식과 같이 표현할 수 있다.
Figure pat00122
도 6은 버스 임피던스의 컷 오프 주파수(
Figure pat00123
)의 변화(10Hz에서 100Hz)에 따라 드룹 제어에 사용되는 저역 통과 필터(LPF)의 영향을 도시한 것이다. 도 6a는 보드 선도이며, 도 6b는 극 영점 맵이다.
저항 부하에서 부하 측의 입력 임피던스는 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure pat00124
덧붙여,
Figure pat00125
는 정전력 부하(CPL)에서 수식 3으로부터
Figure pat00126
로 대체될 수 있다. 수식 12와 수식 13을 수식 5로 대체함으로써, 1개의 소스와 1개의 부하를 가진 버스의 임피던스를 다음과 같이 얻을 수 있다.
Figure pat00127
본 발명에서는 수동성 기반 안정성 분석을 위해 전압 제어 루프의 드룹 제어 및 대역폭에서 사용되는 저역 통과 필터(LPF)의 차단 주파수의 영향을 검토한다.
도 6은 1개의 소스 및 1개의 정전력 부하(CPL)로 버스 임피던스에 대한 드룹 제어에 사용되는 저역 통과 필터(LPF)의 영향을 보여준다. 도 6a와 도 6b는 버스 임피던스의 보드 플롯과 극 영점 맵이다. 차단 주파수가 50Hz일 때 위상은 400Hz에 가까운 -90ㅀ보다 낮다. 이 경우, 그림 6b와 같이 우측 반평면 극(right half-plane pole)이 없음에도 불구하고 버스 임피던스의 수동성 조건이 충족되지 않는다. 반면 차단 주파수가 40Hz 이하일 때는 수동성 조건이 충족된다.
도 7은 1개의 소스 및 1개의 정전력 부하(CPL)로 버스 임피던스에 대한 전압 제어 루프 대역폭의 영향을 보여준다. 도 7a는 버스 임피던스의 보드 선도이고, 도 7b는 도 7a에 도시된 부분 중 200Hz와 1.5kHz 사이를 확대 도시한 것이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 전력 변환기의 전압 제어 루프의 대역폭이 높을수록 불안정성이 발생한다. 대역폭을 600Hz로 설정하면 대역폭 주파수 근처의 위상이 -90ㅀ보다 약간 낮기 때문에 수동 조건이 만족되지 않는다. 도 7c에는 대역폭을 1.5kHz로 선택할 때 오른쪽 반평면 극이 있다.
환경과 상호 작용하는 독립 스토리지 요소가 있는 비저항 시스템의 네트워크 표현은 포트 제어 해밀턴 시스템(PCHS)의 수학적 모델로 표현될 수 있으며, 아래와 같은 수식으로 표현될 수 있다.
Figure pat00128
상기한 수식에서
Figure pat00129
와
Figure pat00130
는 상호 연결 및 소산 행렬이다.
Figure pat00131
Figure pat00132
는 해밀턴 함수이며,
Figure pat00133
는 외란(diaturbance) 행렬, g는 외부 포트 연결 행렬, u는 제어 입력, y는 시스템의 출력이다. 위 첨자인 T는 행렬의 전치를 의미한다.
상호 연결 및 진동 할당 수동성 기반 제어(Interconnection and damping assignment passivity-based control, IDA-PBC)의 목표는 제어 대상 시스템의 폐쇄 루프 역학이 소실이있는 PCHS가 되는 상태 피드백 제어 법칙 u=β(x)를 찾는 것이다.
이하 본 발명의 일실시예에 의한 전압 전원 컨버터 시스템을 모델링한다.
전력 및 전류의 진동 성분을 감쇠하기 위해 가상 전압 소스(
Figure pat00134
) 및 전류 소스(
Figure pat00135
)가 도 5의 등가 회로에 새로 추가되어 도 8에 도시된 본 발명의 일실시예에 의한 전압 전원 컨버터 시스템의 등가회로가 된다. 본 발명은 이러한 가상 전압을 추가하여 전압 및 전류 제어 루프의 기본 구조를 수정하지 않고도 전력 및 전류 진동을 효과적으로 보상 하도록 할 수 있는 효과가 있다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 의한 전압 전원 컨버터 시스템은 적어도 하나의 부하 및 적어도 하나의 컨버터와 DC 버스에 병렬로 연결된 전압 전원 컨버터 시스템에 관한 것으로, 적어도 하나의 반도체 스위치를 포함하고, 상기 DC 버스에 연결되며, DC 전압(
Figure pat00136
)을 출력하는 컨버터인 전압 전원 컨버터(VSC)(100), 상기 전압 전원 컨버터(100)의 출력단과 상기 DC 버스 사이에 구비된 라인 인덕터(
Figure pat00137
)(200), 전압 전원 컨버터(100)의 출력단의 양의 단자와 음의 단자 사이에 구비된 출력 커패시터(C)(300), 및 상기 출력 커패시터의 양단 전압인 컨버터의 출력 DC 전압(
Figure pat00138
), 상기 DC 버스의 전압(
Figure pat00139
), 상기 전압 전원 컨버터의 입력 전류(
Figure pat00140
), 및 상기 라인 인턱터를 통해서 흐르는 출력 전류(
Figure pat00141
)의 측정값 및 상기 컨버터의 출력 DC 공칭 전압 지령치(
Figure pat00142
)에 기초하여 상기 반도체 스위치를 제어하는 제어기를 포함한다.
상술한 제어기는 상기 DC 버스의 전력 진동을 감쇠하기 위해 수동성 기반으로 진동 제어하며, 제어기에 대해서는 후술한다.
도 8에서 전류 및 전압 진동 성분의 동적 방정식은 다음 수식과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00143
상기한 식에서 위첨자 ~ 는 진동 성분을 나타낸다.
상술한 수식 17과 18에 의해, PCHS에 대한 상태 변수는 다음과 같이 설정될 수 있다.
Figure pat00144
상술한 식에서, D는 다음과 같이 정의된다.
Figure pat00145
제어입력은 다음 수식 21 같이 선택되고, 출력변수는 다음 수식 22와 같이 표현된다.
Figure pat00146
Figure pat00147
이때, 상기 해밀턴 함수는 다음과 같이 설정된다.
Figure pat00148
상기한 수식 15부터 23까지, DC VSC에서 진동 구성 요소의 PCHS 폼은 다음과 같이 파생된다.
Figure pat00149
Figure pat00150
평형점
Figure pat00151
에서 안정성을 얻기 위해, 폐쇄 루프 시스템의 원하는 역학
Figure pat00152
을 다음과 같이 설정할 수 있다.
Figure pat00153
상기한 수식 30에서
Figure pat00154
는 평형점
Figure pat00155
에서 최소화된다. 제어법칙 u=β(x)를 사용하면 소산이 있는 PCHS 폼은
Figure pat00156
와
Figure pat00157
을 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00158
원하는 해밀턴 함수를 기반으로 제어 법칙을 얻으려면
Figure pat00159
및
Figure pat00160
를 선택하여 다음 조건을 충족해야한다.
Figure pat00161
PCHS에 대해
Figure pat00162
,
Figure pat00163
,
Figure pat00164
및 벡터 함수
Figure pat00165
를 찾을 수 있다고 가정하면 원하는 에너지 함수에 대한 PDE 편미분 방정식이 다음과 같이 주어진다.
Figure pat00166
상기 수식 36에서 벡터함수
Figure pat00167
는 다음 조건을 충족해야 한다.
Figure pat00168
이러한 조건이 충족되면 폐쇄 루프 시스템은 다음과 같이 소산이 있는 PCH 폼이 된다.
Figure pat00169
수식 37 ~ 39의 조건을 충족하기 위해
Figure pat00170
를 다음과 같이 설정할 수 있다.
Figure pat00171
마찬가지로,
Figure pat00172
와
Figure pat00173
는 다음과 같이 선택될 수 있다.
Figure pat00174
여기서
Figure pat00175
와
Figure pat00176
는 진동 컨트롤러의 이득이다.
한편, 도 8에서는
Figure pat00177
은 낮기 때문에, 전압 전원 컨버터(100)의 커패시터 전압과 출력 전압의 진동 성분은 동일한 것으로 간주된다. 따라서 수식 36으로부터 전력 및 전류 진동 감쇠에 대한 제어 법칙
Figure pat00178
는 다음과 같이 도출될 수 있다.
Figure pat00179
여기서
Figure pat00180
및
Figure pat00181
는 각 신호의 고역 통과 필터링된 양이다.
전압 및 전류 기준에 각각 수식 43 및 44를 추가하면 진동에 대한 새로운 기준(
Figure pat00182
)이 다음과 같이 얻어진다.
Figure pat00183
Figure pat00184
여기서
Figure pat00185
는 저역 통과 필터링 된
Figure pat00186
양이다.
도 9는 앞서 설명한 본 발명의 일실시예에 의한 전압 전원 컨버터 시스템에 포함되는 제어기의 블록 다이어그램을 도시한 것이다.
도 9에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 의한 전압 전원 컨버터 시스템의 제어기는, 전압 제어 모듈(410)과 전류 제어 모듈(420)을 포함할 수 있다
전압 제어 모듈(410)은 상기
Figure pat00187
, 상기
Figure pat00188
, 상기
Figure pat00189
, 상기
Figure pat00190
에 기초하여 전압 전원 컨버터의 입력 전류 지령치
Figure pat00191
을 산출한다.
전압 제어 모듈(410)은 상술한 바와 같은 동작을 위하여 크게 전압 제어 오차 산출부(도번 미도시)와 전압 제어부(도번 미도시)를 포함할 수 있다.
상기 전압 제어 오차 산출부는 전압 제어 오차를 산출한다. 보다 구체적으로, 도 9를 참조하면 상기 전압 제어 오차 산출부는 상기
Figure pat00192
, 상기
Figure pat00193
, 상기
Figure pat00194
의 진동 성분,
Figure pat00195
에 기초한
Figure pat00196
보상 성분, 및
Figure pat00197
의 고주파 성분에 기초한
Figure pat00198
보상 성분에 기초하여 상기 전압 제어 오차를 산출하며, 상술한 바와 같은 동작을 위해 제1HPF(411)
Figure pat00199
보상부(412),
Figure pat00200
고주파 보상부(413), 및
Figure pat00201
저주파 보상부(414)를 포함할 수 있다.
도 9를 참조하면, 제1HPF(411)는 상기
Figure pat00202
을 입력 받고 상기
Figure pat00203
의 진동 성분을 출력하는 고주파 통과 필터일 수 있다.
도 9를 참조하면,
Figure pat00204
보상부(412)는 상기
Figure pat00205
을 입력 받고 상기
Figure pat00206
의 고주파 성분에 비례하는
Figure pat00207
보상 성분을 출력한다.
도 9를 참조하면,
Figure pat00208
고주파 보상부(413)는 상기
Figure pat00209
의 고주파 성분에 비례하는
Figure pat00210
고주파 보상 성분을 출력한다.
도 9를 참조하면,
Figure pat00211
저주파 보상부(414)는 상기
Figure pat00212
의 저주파 성분에 비례하는
Figure pat00213
저주파 보상 성분을 출력한다.
전압 제어부는 상기 전압 제어 오차 산출부로부터 전압 제어 오차를 입력받고, 전압 제어 오차가 줄어들도록 전압 전원 컨버터의 입력 전류 지령치
Figure pat00214
를 산출한다. 전압 제어부에서 산출된 전압 전원 컨버터의 입력 전류 지령치
Figure pat00215
는 후술할 전류 제어 모듈(420)로 입력된다.
전류 제어 모듈(420)은 제어 순서상 상기 전압 제어 모듈(410)의 후단에 위치할 수 있으며, 상기
Figure pat00216
, 상기
Figure pat00217
, 상기
Figure pat00218
, 상기
Figure pat00219
에 기초하여 상기 전압 전원 컨버터의 출력 전압 지령치를 산출하며, 상기한 바와 같은 동작을 위해 전류 제어 오차 산출부(도번 미도시)와 전류 제어부(도번 미도시)를 포함할 수 있다.
전류 오차 산출부는,
Figure pat00220
에 상기
Figure pat00221
고주파 보상 성분을 더하고,
Figure pat00222
보상 성분,
Figure pat00223
고주파 보상 성분 및
Figure pat00224
저주파 보상 성분을 빼서 전류 제어 오차를 산출하며,
Figure pat00225
보상부(HPF2 & k2)(421), HPF1,
Figure pat00226
고주파 보상부(HPF3)(422) 및
Figure pat00227
저주파 보상부(LPF1)(423)를 포함할 수 있다.
Figure pat00228
보상부(HPF2 & k2)(421)는 상기
Figure pat00229
을 입력 받고 상기
Figure pat00230
의 진동 성분에 비례하는
Figure pat00231
보상 성분을 산출한다.
HPF1은 상기
Figure pat00232
을 입력 받고 상기 IDC 고주파 성분에 기초한
Figure pat00233
고주파 보상 성분을 출력하는 고주파 통과 필터이다. HPF1은 상술했던
Figure pat00234
고주파 보상부(413)에 포함한다. 즉, HPF1는 전류 오차 산출부에도 포함되며, 상술한
Figure pat00235
고주파 보상부(413)에도 포함되어 공유된다.
Figure pat00236
고주파 보상부(HPF3)(422)는 상기
Figure pat00237
을 입력 받고 상기
Figure pat00238
의 고주파 성분에 비례하는
Figure pat00239
고주파 보상 성분을 출력한다.
Figure pat00240
고주파 보상부(HPF3)(422)는 앞서 설명했던
Figure pat00241
보상부(412)에도 포함된다. 즉,
Figure pat00242
고주파 보상부(HPF3)(422)는
Figure pat00243
보상부(412)와 공유된다.
Figure pat00244
저주파 보상부(LPF1)(423)는 상기
Figure pat00245
을 입력 받고 상기
Figure pat00246
의 저주파 성분에 비례하는
Figure pat00247
저주파 보상 성분을 출력한다.
전류 제어부는 상기 전류 제어 오차를 입력받고, 상기 전류 제어 오차가 줄어들도록 상기 반도체 스위치 ON/OFF 지령을 산출한다.
도 9에 도시된 전압 제어 모듈(410)과 전류 제어 모듈(420) 각각은 출력 전압과 내부 전류를 조절하는 데 사용된다. 또한, 도 8에 도시된 바와 같이, 본 실시예는 진동의 제어를 추가 제어 입력(
Figure pat00248
및
Figure pat00249
)이 전압 소스와 전류 소스에 추가된다. 본 발명에서 드룹 제어는 전압 전원 컨버터간의 전력과 전류의 균형을 맞추는 데 사용된다.
고역 통과 필터인 HPF1 ~ HPF4는 피드백 신호의 진동 성분을 수집하는 데 사용된다. 피드백 신호에서 스위칭 주파수 리플을 제거하기 위해 LPFv 및 LPFi의 차단 주파수는 스위칭 주파수의 1/10로 설정된다. 드룹 제어의 경우 LPFd를 사용하여 고주파 성분을 제거한다. 필터의 차단 주파수는 표 I에 개시되어 있다.
도 8과 도 9에서 전압 전원 컨버터(DC VSC)의 출력 임피던스는 다음과 같이 유도할 수 있다.
Figure pat00250
여기서
Figure pat00251
,
Figure pat00252
,
Figure pat00253
및
Figure pat00254
는 출력전압(
Figure pat00255
), DC-버스 전압(
Figure pat00256
), 출력 전류(
Figure pat00257
) 및 입력 전류(
Figure pat00258
)에 대한 고역 통과 필터의 전달함수이며,
Figure pat00259
는 라인 임피던스이다.
수식 27과 30, 41에서
Figure pat00260
가
Figure pat00261
와 같으면 다음 조건이 얻어진다.
Figure pat00262
따라서 수식 39에서 제시된 조건이 충족되어, 시스템이 안정적이다.
수식 43과 44에서 볼 수 있듯이 제안 된 컨트롤러에 대해 두 가지 이득(
Figure pat00263
,
Figure pat00264
)이 있다. 이러한 이득을 결정하기 위한 기본 조건은 수식 32 및 33에 나와 있다. 그러나 만족스러운 성능을 얻기 위해서는 반복적인 시간 영역 시뮬레이션을 수행해야 한다. 이러한 문제점을 피하기 위해 다음과 같은 이득 선택 기술이 개발되었습니다.
수식 43과 44를 수식 24에 대입하면 감쇠 제어를 위한 시스템 동적 방정식은 다음과 같이 구할 수 있다.
Figure pat00265
수식 50에서 특성 방정식은 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure pat00266
수식 51을 다음과 같은 이차방정식과 비교할 때,
Figure pat00267
PCHS에 대한 감쇠비 ζ 및 고유 주파수
Figure pat00268
은 각각 다음과 같이 표현된다.
Figure pat00269
수식 51 및 52에서 결과 컨트롤러 이득은 다음과 같이 제공된다.
Figure pat00270
수식 55와 56에서 고유 주파수
Figure pat00271
은 전압 제어 루프의 대역폭와 같거나 낮아야한다. 또한 오버 슈트를 방지하기 위해 감쇠비를 단일로 설정할 수 있다.
이하 제안된 능동 감쇠 제어 방법의 효과를 검증한다. 여기서 f1 ~ f4는 3Hz로 설정되고 컨트롤러의 고유 주파수
Figure pat00272
은 전압 제어 루프의 대역폭과 동일하게 설정되며 감쇠비 ζ는 1로 설정한다.
도 10a와 도 10b는
Figure pat00273
가 50Hz일 때 기존 방법과 제안 된 방법의 버스 임피던스에 대한 보드 플롯과 극 영점 지도를 보여준다. 기존 방식의 경우 버스 임피던스의 수동성 조건을 만족하지 못하는 반면, 제안 된 제어에서는 400Hz 부근의 위상 보상으로 인해 수동성 조건을 만족한다. 또한, 오른쪽 반평면 극이 있이 없음을 보여준다.
도 11b에 도시된 바와 같이, 제안된 방법에서는 오른쪽 반면에 가깝게 위치한 극이 왼쪽 반면에서는 멀리 이동한 것을 볼 수 있다.
도 11은 전압 제어 루프의 대역폭이 200Hz, 400Hz, 600Hz 및 800Hz로 설정되었을 때의 효과를 보여준다. 도 7에서 알 수 있듯이 전압 제어 루프의 대역폭이 높으면 수동 조건이 충족되지 않는다. 그러나 제안된 방법에 대해 제어 대역폭이 높더라도 도 11a와 같이 위상 보상으로 인해 수동 조건을 만족한다. 또한 그림 11b와 같이 극은 가상 축에서 더 왼쪽 반평면으로 이동한다.
도 12는 소스(
Figure pat00274
)의 수가 증가함에 따라 버스 임피던스의 보드 선도가 도시되어 있다. 여기서 각 소스 측의 라인 임피던스는 동일하다고 가정한다. 소스(
Figure pat00275
)의 수가 증가함에 따라 크기(dB)는 감소하지만 위상은 변하지 않음을 알 수 있다. 따라서 본 발명에 의한 전원 전압 컨버터 시스템은 더 많은 소스가 연결 되어도 수동성 조건을 만족한다.
도 13은 2개의 소스와 1개의 정전력 부하(CPL)로 구성되는 버스 시스템에 대한 버스 임피던스의 보드 선도를 보여 주며, 여기서 2개의 라인 임피던스가 다르다고 가정한다. 두 라인 임피던스의 차이로 인해 위상이 변하지만, 값은 여전히 수동성 조건을 만족하는 범위 이내에 위치한다. 출력 커패시턴스 변동에 대한 분석 결과는 공간 제한으로 인해 표시되지 않았지만 버스 임피던스의 수동성 조건에 미치는 영향은 상대적으로 덜 중요하다.
수식 47의 DC 버스 임피던스에는 제어 게인(
Figure pat00276
및
Figure pat00277
)이 포함된다.
Figure pat00278
또는
Figure pat00279
을 부적절하게 선택하면 수동성 조건이 충족되지 않아 시스템이 불안정해진다.
제안된 제어방식을 검증하기 위해 HILS를 수행했다. 도 14는 NI-PXIe-1078 섀시와 모듈(PXIe-1078, 8840, 7821R, PXI-6723) 및 실험실 제어 보드로 구성된 HILS 설정을 보여준다. 제어보드는 DSP(TI-TMS320F28335), FPGA (XILINX-XC3S400-PQ208), 아날로그-디지털 컨버터(MAX11056) 등으로 설계되었다. 도 2에 도시된 직류 마이크로그리드 모델은 Labview 2016에 의해 구현되었고, 전원 전압 컨버터(DC VSC)는 부스트 컨버터로 구현되었으며, 부하는 벅 컨버터(정전력 부하)와 저항으로 구성된다. 시스템 매개 변수는 표 I에 개시되어 있다. 전압 및 전류 컨트롤러의 PI 이득은 컨버터 모델에 대한 소신호 분석을 기반으로 발견되었으며, 전압 제어 모듈(410)의 비례 및 적분 게인은 2.5 및 1508이다. 전류 제어 모듈(420)의 값은 23과 1162이다. 진동 컨트롤러 이득(gain)은 수식 55 및 56에서
Figure pat00280
= -2.1 및
Figure pat00281
= 2.5로 결정된다.
첫째, 제안된 진동 컨트롤러가 없는 DC 마이크로 그리드의 동적 응답은 각각 도 15와 도 16에 나와 있다. 부하가 0.2 p.u에서 0.8 p.u로 변경되었고, 0.8p.u.에서 0.2 p.u로 돌아간다. 정상 상태에서 제안된 본 발명에서 제안하는 전압 전원 컨버터 시스템의 진동 컨트롤러를 포함하는 방식과 진동 컨트롤러를 포함하지 않은 직류 마이크로그리드의 제어 성능은 거의 유사하며, 정전력 부하 및 저항부하에 충분한 전력을 제공한다. DC 버스 전압의 편차는 도 15b 및 도 16b에 표시된 것처럼 380V의 공칭값의 10% 이내로 유지된다. 부하 전력이 증가하면 출력 전류는 증가하지만,(
Figure pat00282
및
Figure pat00283
) 출력전압은 드룹 제어에 의해 감소한다. 과도 상태에서
Figure pat00284
의 안정화 시간은 도 16에 도시된 진동 제어의 영향으로 인해 도 15의 설정 시간보다 길어지지만, 도 16c와 도 16d에 도시된 바와 같이 출력 전류의 과도 응답에는 부정적인 영향을 미치지 않는다. 따라서 공급된 전원(
Figure pat00285
및
Figure pat00286
)의 과도 응답은 두 방법이 서로 다르지 않다.
둘째, 본 발명에서 제안하는 컨트롤러의 우수성이 파라미터 변동에 대해 입증되었다. 파라미터 변경은 다음 네 가지 종류가 있다.
- 드룹 제어를 위한 저역 통과 필터의 차단 주파수
Figure pat00287
- 전압 제어 루프의 대역폭
Figure pat00288
- DC VSC의 출력 커패시턴스 (
Figure pat00289
)
- DC 버스 커패시턴스 (
Figure pat00290
)
부하전력의 변화는 부하 저항(
Figure pat00291
)을 변경하여 이루어진다.
도 17은 특별한 진동 컨트롤러 없이 드룹 컨트롤러의 저역 통과 필터(LPF)만 사용하는 경우 직류 마이크로그리드의 과도응답을 보여준다. 부하조건은 0.2 p.u.에서 0.8 p.u.로 변경되며, 다시 0.8 p.u.에서 0.2 p.u로 돌아간다. 도 17i에서는
Figure pat00292
가 50Hz일 때의 결과이며, DC 버스 전압의 편차는 공칭 전압 380V의 ㅁ10% 이내로 유지된다. 그러나 도 6에서 예상한 바와 같이, 특별한 진동 컨트롤러 없이 드룹 컨트롤러의 저역 통과 필터(LPF)만 사용하는 경우, 수동성 조건이 충족되지 않으므로, 큰 진동 성분이 나타나며, 부하 전력 및 DC 버스 전압에서 진동 성분의 크기는 부하조건이 0.8 p.u인 상태에서 각각 3kW 및 20V이다.
도 17(ii)은 전압 제어 루프(
Figure pat00293
)의 대역폭을 200Hz로 설정하고
Figure pat00294
를 40Hz로 유지했을 때의 결과를 도시한 것이다. 이 경우, 도 7과 같이 버스 임피던스의 수동성 조건이 만족된다. 따라서 부하 전력과 DC 버스 전압의 진동 성분이 상대적으로 낮다. 반면에 부하가 0.8p.u로 증가하면 전압 제어 루프의 낮은 대역폭으로 인해 (c) ~ (f)와 같이 출력 전류 및 전압에 진동 성분이 나타난다.
도 17(iii)은 DC VSC의 출력 커패시턴스가 2000μF로 설정된 경우 과도 응답을 보여준다. 일반적으로 출력 커패시턴스 증가와 같은 매개 변수 변화로 인해 PI 컨트롤러가 디튜닝되며(detuned), 따라서 동작점이 변경되면 불안정해질 수 있다. 커패시턴스를 증가 시키면 수동성 조건이 충족되지 않음을 알 수 있다.
도 17(iii)의 (a)와 (b)에서는 부하 전력 및 DC-버스 전압의 진동 성분이 부하가 0.2 p.u에서 나타나는 것을 알 수 있다. 또한 진동 성분은 부하가 0.8 p.u에서 훨씬 증가한다. 도 17(iV)은 DC-bus 커패시턴스를 1000μF로 설정했을 때의 성능을 보여주며, 부하가 0.2 p.u,일 때 진동 성분이 없음을 알 수 있다. 그러나 부하가 0.8p.u로 증가하면 (b)와 같이 버스 전압에 피크 대 피크 값이 80V인 큰 진동이 나타난다.
도 18은 초기에 진동 컨트롤러 없는 상태에서 잠시 후에 진동 제어로 작동되는 직류 마이크로그리드의 작동 성능을 보여준다. 이때 부하 조건은 0.8 p.u.이다. 도 18 (i) ~ (iV)의 네 가지 경우에 사용 된 매개 변수 값은 각각 도 17 (i) ~ (iV)와 동일하게 설정된다. 초기 작동 중에는 전력, 전압 및 전류 진동이 높으나, 본 발명에서 제안되는 진동 제어가 적용된 후에는 모든 진동 구성 요소가 일부 과도 간격에서 크게 감소한다. 또한 도 18 (c)와 (d), (g)와 (h)에서 볼 수 있듯이 두 전압 전원 컨버터(DC VSC) 사이에서는 전류 및 전력 공유가 용이하게 수행된다. 매개 변수 변경의 네 가지 경우에서 컨트롤러 이득(
Figure pat00295
및
Figure pat00296
)이 업데이트되지 않았으며, 이는 매개 변수 변화에 대한 제안 된 방식의 견고성을 보여준다.
제안된 제어 방식의 감쇠 성능을 조사하기 위한 실험이 수행되었다. 3상 다이오드 정류기, 부스트 컨버터 2개, 벅 컨버터 부하 및 저항 부하로 구성된 소규모 100V DC 전원 시스템의 하드웨어 설정은 도 19와 같이 구축되었다. 시스템 매개 변수는 표 2에 나열되어 있다. DSP에서 제안 된 감쇠 제어 알고리즘의 실행 시간은 34μs이다.
Figure pat00297
= 200Hz의 잘못된 설정으로 인해 불안정한 조건에서 실험 테스트가 수행되었다. 제안된 진동 컨트롤러 없이
Figure pat00298
가 130Hz보다 낮게 설정되면 수동성이 충족된다. 부하 전력은
Figure pat00299
이 일정한 벅 컨버터의 출력 전압 크기를 조정하여 변경된다.
Figure pat00300
도 20은 부하 전력이 200W에서 450W로 변경되었다가 다시 200W로 변경 될 때 제안 된 능동 진동 제어가 없는 직류 마이크로그리드의 응답을 보여준다. 여기서
Figure pat00301
는 200Hz로 설정된다. 도 20a 및 도 20b에서 볼 수 있듯이 부하 전력 및 DC 버스 전압의 진동 성분은 부하 전력이 250W일 때 크게 증가하지 않는다. 그러나 450W에서 전압 전원 컨버터(DC VSC)의 전류, 전압 및 전력은 버스 임피던스의 수동성 조건이 충족되지 않기 때문에 출력의 진동 성분은 현저하게 증가한다.
도 21은 제안된 제어 방법이 있는 경우와 없는 경우 각각의 직류 마이크로그리드의 작동 성능을 보여준다. 처음에는 진동 제어가 적용되지 않으므로 높은 진동 구성 요소가 나타나나, 진동 제어가 활성화 된 후 진동 구성 요소가 크게 억제된다. 또한 두 전압 전원 컨버터(DC VSC)(
Figure pat00302
및
Figure pat00303
) 사이의 전력 공유는 도 21 (g) 및 (h)과 같이 달성된다.
도 22는 제안된 방법에 따른 직류 마이크로 그리드의 응답을 보여준다. 전체적으로 도 20에 나타난 것과 비교하여 진동 성분이 현저하게 감소한 것을 확인할 수 있다. 실험 테스트에서
Figure pat00304
가 130Hz보다 높기 때문에 실험 테스트에서 과도 응답이
Figure pat00305
가 40Hz로 설정된 HILS 결과보다 빠르다는 것을 알 수 있다.
Figure pat00306
의 값은 앞서 논의 된 바와 같이 충족되어야하는 버스 임피던스의 수동성 조건에 따라 선택된다.
본 발명은 상기한 실시예에 한정되지 아니하며, 적용범위가 다양함은 물론이고, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이다.
100 : 전압 전원 컨버터
200 : 라인 인덕터
300 : 출력 커패시터
410 : 전압 제어 모듈
411 : 제1HPF
412 :
Figure pat00307
보상부
413 :
Figure pat00308
고주파 보상부
414 :
Figure pat00309
저주파 보상부
420 : 전류 제어 모듈
421 :
Figure pat00310
보상부
422 :
Figure pat00311
고주파 보상부
423 :
Figure pat00312
저주파 보상부

Claims (8)

  1. 적어도 하나의 부하 및 적어도 하나의 컨버터와 DC 버스에 병렬로 연결된 전압 전원 컨버터 시스템에 있어서,
    적어도 하나의 반도체 스위치를 포함하고, 상기 DC 버스에 연결되며, DC 전압을 출력하는 컨버터인 전압 전원 컨버터(VSC);
    상기 전압 전원 컨버터의 출력단과 상기 DC 버스 사이에 구비된 라인 인덕턴스(
    Figure pat00313
    );
    상기 전압 전원 컨버터의 출력단의 양의 단자와 음의 단자 사이에 구비된 출력 커패시터(C); 및
    상기 출력 커패시터의 양단 전압인 컨버터의 출력 DC 전압(
    Figure pat00314
    ), 상기 DC 버스의 전압(
    Figure pat00315
    ), 상기 전압 전원 컨버터의 입력 전류(
    Figure pat00316
    ), 및 상기 라인 인턱터를 통해서 흐르는 출력 전류(
    Figure pat00317
    )의 측정값 및 상기 컨버터의 출력 DC 공칭 전압 지령치(
    Figure pat00318
    )에 기초하여 상기 반도체 스위치를 제어하는 제어기;를 포함하고,
    상기 제어기는,
    DC 버스의 전력 진동을 감쇠하기 위해 수동성 기반(Passivity-based)으로 전력의 진동을 제어하는 것
    을 특징으로 하는 전압 전원 컨버터 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는,
    상기
    Figure pat00319
    , 상기
    Figure pat00320
    , 상기
    Figure pat00321
    , 상기
    Figure pat00322
    에 기초하여 전압 전원 컨버터의 입력 전류 지령치
    Figure pat00323
    을 산출하는 전압 제어 모듈; 및
    상기
    Figure pat00324
    , 상기
    Figure pat00325
    , 상기
    Figure pat00326
    , 상기
    Figure pat00327
    에 기초하여 상기 전압 전원 컨버터의 출력 전압 지령치를 산출하는 전류 제어 모듈;을 포함하는 것
    을 특징으로 하는 전압 전원 컨버터 시스템
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전압 제어 모듈은,
    전압 제어 오차를 산출하는 전압 제어 오차 산출부;
    상기 전압 제어 오차를 입력받고, 상기 전압 제어 오차가 줄어들도록 상기
    Figure pat00328
    를 산출하는 전압 제어부;를 포함하고,
    상기 전압 제어 오차 산출부는,
    상기
    Figure pat00329
    , 상기
    Figure pat00330
    , 상기
    Figure pat00331
    의 진동 성분,
    Figure pat00332
    에 기초한
    Figure pat00333
    보상 성분, 및
    Figure pat00334
    의 고주파 성분에 기초한
    Figure pat00335
    보상 성분에 기초하여 상기 전압 제어 오차를 산출하는 것
    을 특징으로 하는 전압 전원 컨버터 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 전압 제어 오차 산출부는,
    상기
    Figure pat00336
    을 입력 받고 상기
    Figure pat00337
    의 진동 성분을 출력하는 고주파 통과 필터인 제 4 HPF(HPF4);
    상기
    Figure pat00338
    을 입력 받고 상기
    Figure pat00339
    의 고주파 성분에 비례하는
    Figure pat00340
    보상 성분을 출력하는
    Figure pat00341
    보상부(HPF3 및 rc); 및
    상기
    Figure pat00342
    의 고주파 성분에 비례하는
    Figure pat00343
    고주파 보상 성분을 출력하는
    Figure pat00344
    고주파 보상부; 및
    상기
    Figure pat00345
    의 저주파 성분에 비례하는
    Figure pat00346
    저주파 보상 성분을 출력하는
    Figure pat00347
    저주파 보상부;를 포함하는 것
    을 특징으로 하는 전압 전원 컨버터 시스템.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 전압 제어 오차 산출부는,
    상기
    Figure pat00348
    에 상기
    Figure pat00349
    의 진동 성분을 더하고,
    Figure pat00350
    보상 성분,
    Figure pat00351
    고주파 보상 성분, 및
    Figure pat00352
    저주파 보상 성분을 빼서 상기 전압 제어 오차를 산출하는 것
    을 특징으로 하는 전압 전원 컨버터 시스템.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 전류 제어 모듈은,
    전류 제어 오차를 산출하는 전류 제어 오차 산출부; 및
    상기 전류 제어 오차를 입력받고, 상기 전류 제어 오차가 줄어들도록 상기 반도체 스위치 ON/OFF 지령을 산출하는 전류 제어부;를 포함하고,
    상기 전류 제어 오차 산출부는,
    상기
    Figure pat00353
    , 상기
    Figure pat00354
    의 고주파 성분에 기초한
    Figure pat00355
    보상 성분,
    Figure pat00356
    의 고주파 성분에 기초한
    Figure pat00357
    보상 성분,
    Figure pat00358
    에 기초한
    Figure pat00359
    보상 성분에 기초하여 상기 전류 제어 오차를 산출하는 것
    을 특징으로 하는 전압 전원 컨버터 시스템.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 전류 제어 오차 산출부는,
    상기
    Figure pat00360
    을 입력 받고 상기
    Figure pat00361
    의 진동 성분에 비례하는
    Figure pat00362
    보상 성분을 산출하는
    Figure pat00363
    보상부(HPF2 및 k2);
    상기
    Figure pat00364
    을 입력 받고 상기 IDC 고주파 성분에 기초한
    Figure pat00365
    고주파 보상 성분을 출력하는 고주파 통과 필터인 제 1 HPF(HPF1);
    상기
    Figure pat00366
    을 입력 받고 상기
    Figure pat00367
    의 고주파 성분에 비례하는
    Figure pat00368
    고주파 보상 성분을 출력하는
    Figure pat00369
    고주파 보상부(HPF3); 및
    상기
    Figure pat00370
    을 입력 받고 상기
    Figure pat00371
    의 저주파 성분에 비례하는
    Figure pat00372
    저주파 보상 성분을 출력하는
    Figure pat00373
    저주파 보상부(LPF1);를 포함하는 것
    을 특징으로 하는 전압 전원 컨버터 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 전류 제어 오차 산출부는,
    Figure pat00374
    에 상기
    Figure pat00375
    고주파 보상 성분을 더하고,
    Figure pat00376
    보상 성분,
    Figure pat00377
    고주파 보상 성분 및
    Figure pat00378
    저주파 보상 성분을 빼서 상기 전류 제어 오차를 산출하는 것
    을 특징으로 하는 전압 전원 컨버터 시스템.
KR1020200189284A 2020-12-31 2020-12-31 직류 버스의 전력 진동을 감쇠하는 전압 전원 컨버터 시스템 KR102500296B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200189284A KR102500296B1 (ko) 2020-12-31 2020-12-31 직류 버스의 전력 진동을 감쇠하는 전압 전원 컨버터 시스템

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200189284A KR102500296B1 (ko) 2020-12-31 2020-12-31 직류 버스의 전력 진동을 감쇠하는 전압 전원 컨버터 시스템

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20220096654A true KR20220096654A (ko) 2022-07-07
KR102500296B1 KR102500296B1 (ko) 2023-02-15

Family

ID=82397499

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020200189284A KR102500296B1 (ko) 2020-12-31 2020-12-31 직류 버스의 전력 진동을 감쇠하는 전압 전원 컨버터 시스템

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR102500296B1 (ko)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016082661A (ja) * 2014-10-15 2016-05-16 株式会社明電舎 電力変換装置の横流電流抑制方法
KR102061988B1 (ko) * 2015-09-30 2020-01-02 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 무정전 전원 장치
JP6750508B2 (ja) * 2017-01-11 2020-09-02 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその高調波抑制方法
KR20200109823A (ko) * 2019-03-14 2020-09-23 중앙대학교 산학협력단 매트릭스 정류기 및 그에 따른 입력 역률 제어 방법

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016082661A (ja) * 2014-10-15 2016-05-16 株式会社明電舎 電力変換装置の横流電流抑制方法
KR102061988B1 (ko) * 2015-09-30 2020-01-02 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 무정전 전원 장치
JP6750508B2 (ja) * 2017-01-11 2020-09-02 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその高調波抑制方法
KR20200109823A (ko) * 2019-03-14 2020-09-23 중앙대학교 산학협력단 매트릭스 정류기 및 그에 따른 입력 역률 제어 방법

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
T. Dragicevic, P. Wheeler, and F. Blaabjerg, Eds., DC distribution systems and microgrids. Institution of Engineering and Technology, 2018.

Also Published As

Publication number Publication date
KR102500296B1 (ko) 2023-02-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2597866C2 (ru) Стабилизация электрической сети постоянного тока
Liu et al. Stability criteria for constant power loads with multistage $ LC $ filters
US10431983B2 (en) Three phase inverter DC-link voltage control method for reactive power overload transient process
Fan et al. Game-theoretic control of active loads in DC microgrids
MX2012003225A (es) Interfaz de generacion de potencia distribuido.
Schweizer et al. Shifting input filter resonances-An intelligent converter behavior for maintaining system stability
Jeung et al. Design of passivity-based damping controller for suppressing power oscillations in DC microgrids
US20210293893A1 (en) Power electronic instrument for continuously monitoring stability and stabilizing a dc microgrid
Liu et al. Resistive–capacitive output impedance shaping for droop-controlled converters in DC microgrids with reduced output capacitance
Khodadadi et al. Small-signal stability improvement of an islanded microgrid with electronically-interfaced distributed energy resources in the presence of parametric uncertainties
Jeung et al. Analysis and design of DC-bus voltage controller of energy storage systems in DC microgrids
Rathnayake et al. Harmonic analysis of grid-tied active front end inverters for the frequency range of 0-9 kHz in distribution networks: Addressing future regulations
CN114709807A (zh) 一种基于储能变换器的直流微网灵活虚拟惯性控制方法
Wang et al. Simplified multi‐modular shunt active power filter system and its modelling
Karthik et al. A variable step size robust normalized least mean absolute third‐based control scheme for a grid‐tied multifunctional photovoltaic system
Chhor et al. Hysteresis-based PI state control of grid-connected voltage source converter with LCL filter for power conditioning
Liu et al. Design of droop controllers for converters in DC microgrids towards reducing bus capacitance
KR20210034144A (ko) 직류 마이크로그리드 시스템의 제어 방법 및 그 제어 장치
Hosseinipour et al. A multifunctional complex droop control scheme for dynamic power management in hybrid dc microgrids
KR20100095770A (ko) 비선형 부하의 왜곡된 전압 보상기능을 갖는 무정전 전원공급장치 및 그 제어방법
KR102500296B1 (ko) 직류 버스의 전력 진동을 감쇠하는 전압 전원 컨버터 시스템
De Oliveira et al. Automatic tuning method for the design of supplementary damping controllers for flexible alternating current transmission system devices
CN108521143B (zh) 一种计及不确定性的交直流混合微网并网鲁棒控制方法
Iftikhar et al. A control strategy to stabilize PWM dc-dc converters with input filters using state-feedback and pole-placement
Miao et al. Toward Distributed Control for Reconfigurable Robust Microgrids

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right