KR20220085738A - 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법 및 장치 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 101
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 74
- 238000013501 data transformation Methods 0.000 claims abstract description 101
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims abstract description 9
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims abstract description 8
- 238000011550 data transformation method Methods 0.000 claims description 127
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 78
- 230000011664 signaling Effects 0.000 claims description 59
- 238000012986 modification Methods 0.000 claims description 55
- 230000004048 modification Effects 0.000 claims description 55
- 238000002715 modification method Methods 0.000 claims description 37
- 238000013527 convolutional neural network Methods 0.000 claims description 4
- 238000011176 pooling Methods 0.000 claims description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 2
- 238000013528 artificial neural network Methods 0.000 claims 4
- 230000008569 process Effects 0.000 abstract description 29
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 39
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 25
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 23
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 22
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 18
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 11
- 230000006870 function Effects 0.000 description 10
- 238000013473 artificial intelligence Methods 0.000 description 9
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 9
- 230000002776 aggregation Effects 0.000 description 8
- 238000004220 aggregation Methods 0.000 description 8
- 238000013468 resource allocation Methods 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 5
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 238000004590 computer program Methods 0.000 description 4
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 238000011161 development Methods 0.000 description 3
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000011835 investigation Methods 0.000 description 2
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 2
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 241000760358 Enodes Species 0.000 description 1
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 230000003190 augmentative effect Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 description 1
- 229910003460 diamond Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010432 diamond Substances 0.000 description 1
- 238000005315 distribution function Methods 0.000 description 1
- 239000002360 explosive Substances 0.000 description 1
- 239000011521 glass Substances 0.000 description 1
- 230000036541 health Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 238000012827 research and development Methods 0.000 description 1
- 238000001356 surgical procedure Methods 0.000 description 1
- 238000011426 transformation method Methods 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
- 239000002699 waste material Substances 0.000 description 1
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2614—Peak power aspects
- H04L27/262—Reduction thereof by selection of pilot symbols
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- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/261—Details of reference signals
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- H04L27/26134—Pilot insertion in the transmitter chain, e.g. pilot overlapping with data, insertion in time or frequency domain
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- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/261—Details of reference signals
- H04L27/2613—Structure of the reference signals
- H04L27/26136—Pilot sequence conveying additional information
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2614—Peak power aspects
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- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/2627—Modulators
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- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/2627—Modulators
- H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
- H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
- H04L27/26524—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation
- H04L27/26526—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation with inverse FFT [IFFT] or inverse DFT [IDFT] demodulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] receiver or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
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- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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- H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
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Abstract
무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치를 개시한다.
복수의 복조 레퍼런스 신호(DMRS) 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 단말에 송신하는 과정, 상기 복수의 데이터 변형 방식들에 기초하여 데이터 심볼 시퀀스를 변형하는 과정, 상기 복수의 변형된 데이터 심볼 시퀀스들과 상기 복수의 DMRS 시퀀스들의 조합들에 대해 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)을 수행하는 과정, 상기 IDFT 수행된 신호들 각각에 대한 피크 대 평균 전력 비(PAPR) 값들을 측정하는 과정, 상기 측정 결과 가장 낮은 PAPR 값을 가지는 IDFT 수행된 신호를 선택하는 과정, 및 상기 선택된 IDFT 수행된 신호를 단말로 송신할 수 있다.
복수의 복조 레퍼런스 신호(DMRS) 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 단말에 송신하는 과정, 상기 복수의 데이터 변형 방식들에 기초하여 데이터 심볼 시퀀스를 변형하는 과정, 상기 복수의 변형된 데이터 심볼 시퀀스들과 상기 복수의 DMRS 시퀀스들의 조합들에 대해 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)을 수행하는 과정, 상기 IDFT 수행된 신호들 각각에 대한 피크 대 평균 전력 비(PAPR) 값들을 측정하는 과정, 상기 측정 결과 가장 낮은 PAPR 값을 가지는 IDFT 수행된 신호를 선택하는 과정, 및 상기 선택된 IDFT 수행된 신호를 단말로 송신할 수 있다.
Description
본 개시는 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선 통신 세대를 거듭하면서 발전한 과정을 돌아보면 음성, 멀티미디어, 데이터 등 주로 인간 대상의 서비스를 위한 기술이 개발되어 왔다. 5G (5th-generation) 통신 시스템 상용화 이후 폭발적인 증가 추세에 있는 커넥티드 기기들이 통신 네트워크에 연결될 것으로 전망되고 있다. 네트워크에 연결된 사물의 예로는 차량, 로봇, 드론, 가전제품, 디스플레이, 각종 인프라에 설치된 스마트 센서, 건설기계, 공장 장비 등이 있을 수 있다. 모바일 기기는 증강현실 안경, 가상현실 헤드셋, 홀로그램 기기 등 다양한 폼팩터로 진화할 것으로 예상된다. 6G (6th-generation) 시대에는 수천억 개의 기기 및 사물을 연결하여 다양한 서비스를 제공하기 위해, 개선된 6G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 6G 통신 시스템은 5G 통신 이후 (beyond 5G) 시스템이라 불리어지고 있다.
2030년쯤 실현될 것으로 예측되는 6G 통신 시스템에서 최대 전송 속도는 테라 (즉, 1,000기가) bps, 무선 지연시간은 100마이크로초(μsec) 이다. 즉, 5G 통신 시스템대비 6G 통신 시스템에서의 전송 속도는 50배 빨라지고 무선 지연시간은 10분의 1로 줄어든다.
이러한 높은 데이터 전송 속도 및 초저(ultra low) 지연시간을 달성하기 위해, 6G 통신 시스템은 테라헤르츠(terahertz) 대역 (예를 들어, 95기가헤르츠(95GHz)에서 3테라헤르츠(3THz)대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 테라헤르츠 대역에서는 5G에서 도입된 밀리미터파(mmWave) 대역에 비해 더 심각한 경로손실 및 대기흡수 현상으로 인해서 신호 도달거리, 즉 커버리지를 보장할 수 있는 기술의 중요성이 더 커질 것으로 예상된다. 커버리지를 보장하기 위한 주요 기술로서 RF(radio frequency) 소자, 안테나, OFDM (orthogonal frequency division multiplexing)보다 커버리지 측면에서 더 우수한 신규 파형(waveform), 빔포밍(beamforming) 및 거대 배열 다중 입출력(massive multiple-input and multiple-output; massive MIMO), 전차원 다중 입출력(full dimensional MIMO; FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 대규모 안테나(large scale antenna)와 같은 다중 안테나 전송 기술 등이 개발되어야 한다. 이 외에도 테라헤르츠 대역 신호의 커버리지를 개선하기 위해 메타물질(metamaterial) 기반 렌즈 및 안테나, OAM(orbital angular momentum)을 이용한 고차원 공간 다중화 기술, RIS(reconfigurable intelligent surface) 등 새로운 기술들이 논의되고 있다.
또한 주파수 효율 향상 및 시스템 네트워크 개선을 위해, 6G 통신 시스템에서는 상향링크(uplink)와 하향링크(downlink)가 동일 시간에 동일 주파수 자원을 동시에 활용하는 전이중화(full duplex) 기술, 위성(satellite) 및 HAPS(high-altitude platform stations)등을 통합적으로 활용하는 네트워크 기술, 이동 기지국 등을 지원하고 네트워크 운영 최적화 및 자동화 등을 가능하게 하는 네트워크 구조 혁신 기술, 스펙트럼 사용 예측에 기초한 충돌 회피를 통한 동적 주파수 공유 (dynamic spectrum sharing) 기술, AI (artificial intelligence)를 설계 단계에서부터 활용하고 종단간(end-to-end) AI 지원 기능을 내재화하여 시스템 최적화를 실현하는 AI 기반 통신 기술, 단말 연산 능력의 한계를 넘어서는 복잡도의 서비스를 초고성능 통신과 컴퓨팅 자원(mobile edge computing (MEC), 클라우드 등)을 활용하여 실현하는 차세대 분산 컴퓨팅 기술 등의 개발이 이루어지고 있다. 뿐만 아니라 6G 통신 시스템에서 이용될 새로운 프로토콜의 설계, 하드웨어 기반의 보안 환경의 구현 및 데이터의 안전 활용을 위한 메커니즘 개발 및 프라이버시 유지 방법에 관한 기술 개발을 통해 디바이스 간의 연결성을 더 강화하고, 네트워크를 더 최적화하고, 네트워크 엔티티의 소프트웨어화를 촉진하며, 무선 통신의 개방성을 높이려는 시도가 계속되고 있다.
이러한 6G 통신 시스템의 연구 및 개발로 인해, 사물 간의 연결뿐만 아니라 사람과 사물 간의 연결까지 모두 포함하는 6G 통신 시스템의 초연결성(hyper-connectivity)을 통해 새로운 차원의 초연결 경험(the next hyper-connected experience)이 가능해질 것으로 기대된다. 구체적으로 6G 통신 시스템을 통해 초실감 확장 현실(truly immersive extended reality; truly immersive XR), 고정밀 모바일 홀로그램(high-fidelity mobile hologram), 디지털 복제(digital replica) 등의 서비스 제공이 가능할 것으로 전망된다. 또한 보안 및 신뢰도 증진을 통한 원격 수술(remote surgery), 산업 자동화(industrial automation) 및 비상 응답(emergency response)과 같은 서비스가 6G 통신 시스템을 통해 제공됨으로써 산업, 의료, 자동차, 가전 등 다양한 분야에서 응용될 것이다.
본 개시는 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 개시는 무선 통신 시스템에서 PAPR(peak to average power ratio)을 감소시키기 위한 방법 및 장치를 제안한다.
본 개시는 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 통신 시스템에서 PAPR을 감소시키기 위한 기준 신호 시퀀스의 선택 방법 및 장치를 제안한다.
본 개시는 OFDM 통신 시스템에서 PAPR을 감소시키기 위한 데이터 변형 방법 및 장치를 제안한다.
본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 기지국은 송수신기 및 상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는 복수의 복조 레퍼런스 신호(DeModulation Reference Signal, DMRS) 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 단말에 송신하고, 상기 복수의 데이터 변형 방식들에 기초하여 데이터 심볼 시퀀스를 변형하고, 상기 복수의 데이터 변형 방식들에 기초하여 데이터 심볼 시퀀스를 변형하고, 상기 복수의 변형된 데이터 심볼 시퀀스들과 상기 복수의 DMRS 시퀀스들의 조합들에 대해 역 이산 퓨리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform, IDFT)을 수행하고, 상기 IDFT 변환된 신호들 각각에 대한 피크 대 평균 전력 비(PAPR) 값들을 측정하고, 상기 측정 결과 가장 낮은 PAPR 값을 가지는 IDFT 변환된 신호를 선택하고, 상기 선택된 IDFT 변환된 신호를 단말로 송신한다.
본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 단말에 있어서, 송수신기 및 상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는 기지국으로부터 복수의 복조 레퍼런스 신호(DMRS) 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 수신하고, 상기 기지국으로부터 하나의 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스 및 하나의 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보가 수신되는지 판단하고, 상기 제어 정보가 수신되는 것으로 판단된 경우, 상기 기지국으로부터 데이터 변형 인덱스 및 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보를 수신하고, 상기 기지국으로부터 수신된 신호에 대하여 상기 DMRS 시퀀스 인덱스에 의해 지시된 DMRS 시퀀스를 기반으로 채널 추정을 수행하고, 상기 추정된 채널 정보를 기반으로, 상기 수신된 신호에 포함된 데이터 신호에 대한 채널 보상을 수행하고, 상기 데이터 변형 인덱스에 의해 지시된 데이터 변형 방식을 기반으로 상기 채널 보상된 신호를 역변형하고, 상기 역변형된 신호를 복조 및 디코딩한다.
본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국의 방법은 복수의 복조 레퍼런스 신호(DMRS) 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 단말에 송신하는 과정, 상기 복수의 데이터 변형 방식들에 기초하여 데이터 심볼 시퀀스를 변형하는 과정, 상기 복수의 변형된 데이터 심볼 시퀀스들과 상기 복수의 DMRS 시퀀스들의 조합들에 대해 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)을 수행하는 과정, 상기 IDFT 변환된 신호들 각각에 대한 피크 대 평균 전력 비(PAPR) 값들을 측정하는 과정, 상기 측정 결과 가장 낮은 PAPR 값을 가지는 IDFT 변환된 신호를 선택하는 과정, 및 상기 선택된 IDFT 변환된 신호를 단말로 송신하는 과정을 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말의 방법은 기지국으로부터 복수의 복조 레퍼런스 신호(DMRS) 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 수신하는 과정, 상기 기지국으로부터 하나의 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스 및 하나의 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보가 수신되는지 판단하는 과정, 상기 제어 정보가 수신되는 것으로 판단된 경우, 상기 기지국으로부터 데이터 변형 인덱스 및 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보를 수신하는 과정, 상기 기지국으로부터 하나의 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스 및 하나의 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보가 수신되는지 판단하는 과정, 상기 제어 정보가 수신되는 것으로 판단된 경우, 상기 기지국으로부터 데이터 변형 인덱스 및 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보를 수신하는 과정, 상기 기지국으로부터 수신된 신호에 대하여 상기 DMRS 시퀀스 인덱스에 의해 지시된 DMRS 시퀀스를 기반으로 채널 추정을 수행하는 과정, 상기 추정된 채널 정보를 기반으로, 상기 수신된 신호에 포함된 데이터 신호에 대한 채널 보상을 수행하는 과정, 상기 데이터 변형 인덱스에 의해 지시된 데이터 변형 방식을 기반으로 상기 채널 보상된 신호를 역변형하는 과정, 상기 역변형된 신호를 복조 및 디코딩하는 과정을 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 단말에 있어서, 송수신기; 및 상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는: 데이터 신호의 피크 대 평균 전력 비(Peak-to-average power ratio: PAPR)를 측정하고, 상기 측정한 PAPR이 PAPR 임계값보다 큰 지를 결정하고, 상기 측정한 PAPR이 상기 PAPR 임계값보다 큰 경우, PAPR 감소를 위한 데이터 변형 인덱스를 도출하는 제1 방식, 또는 상기 복수의 데이터 변형 인덱스들과 데이터 신호를 기반으로 하는 제2 방식 중 어느 하나에 기반하여 상기 복수의 데이터 변형 인덱스들 중 최소 PAPR을 가지는 데이터 변형 인덱스를 선택하고, 상기 송수신기를 통해, 상기 선택한 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 기지국으로 전송하고, 및 상기 송수신기를 통해, 상기 데이터 신호에 상기 선택한 데이터 변형 인덱스에 대응되는 데이터 변형을 적용하여 생성된 변형 데이터 신호를 상기 기지국으로 전송할 수 있다.
본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 기지국에 있어서, 송수신기; 및 상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는: 단말로부터 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 수신하였는지 결정하고, 및 상기 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 수신한 것으로 결정한 경우, 상기 수신된 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 기반으로 상기 단말로부터 수신된 데이터 신호를 역변형할 수 있다.
본 개시의 다른 측면들과, 이득들 및 핵심적인 특징들은 부가 도면들과 함께 처리되고, 본 개시의 바람직한 실시예들을 게시하는, 하기의 구체적인 설명으로부터 해당 기술 분야의 당업자에게 자명할 것이다.
하기의 본 개시의 구체적인 설명 부분을 처리하기 전에, 이 특허 문서를 통해 사용되는 특정 단어들 및 구문들에 대한 정의들을 설정하는 것이 효과적일 수 있다: 상기 용어들 “포함하다(include)”및 “포함하다(comprise)”과 그 파생어들은 한정없는 포함을 의미하며; 상기 용어 “혹은(or)”은 포괄적이고 '및/또는'을 의미하고; 상기 구문들 “와 연관되는(associated with)”및 ““와 연관되는(associated therewith)”과 그 파생어들은 포함하고(include), ~내에 포함되고(be included within), ~와 서로 연결되고(interconnect with), 포함하고(contain), ~내에 포함되고(be contained within), ~에 연결하거나 혹은 ~와 연결하고(connect to or with), ~에 연결하거나 혹은 ~와 연결하고(couple to or with), ~와 통신 가능하고(be communicable with), ~와 협조하고(cooperate with), 인터리빙하고(interleave), 병치하고(juxtapose), ~로 가장 근접하고(be proximate to), ~로 ~할 가능성이 크거나 혹은 ~와 ~할 가능성이 크고(be bound to or with), 가지고(have), 소유하고(have a property of) 등과 같은 것을 의미하고; 상기 용어 “제어기”는 적어도 하나의 동작을 제어하는 임의의 디바이스, 시스템, 혹은 그 부분을 의미하고, 상기와 같은 디바이스는 하드웨어, 펌웨어 혹은 소프트웨어, 혹은 상기 하드웨어, 펌웨어 혹은 소프트웨어 중 적어도 2개의 몇몇 조합에서 구현될 수 있다.
본 개시의 실시예들을 통해 무선 통신을 위해 하향링크에서 OFDM 기반의 신호를 송신 시의 PAPR을 감소 시킬 수 있다.
본 개시의 실시예들을 통해 무선 통신을 위해 상향링크에서 단말이 PAPR을 감소시킨 신호를 송신할 수 있다.
도 1은 LTE 시스템에서 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선 자원 영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 도시한 것이다.
도 2는 LTE 시스템의 하향링크 물리채널인 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)을 도시한 것이다.
도 3은 5G 시스템에서 사용될 수 있는 하향링크 제어채널의 시간 및 주파수 자원의 일 예를 도시한 것이다.
도 4는 5G 시스템에서 하향링크 제어채널이 전송되는 제어영역(CORESET)에 대한 일 예를 도시한 것이다.
도 5는 5G 시스템에서 하향링크 RB(Resource Block) 구조에 대한 설정의 일 예를 도시한 것이다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스를 선택하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 방식을 선택하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 8은 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스와 데이터 변형 방식을 선택하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 9는 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 DMRS 시퀀스를 포함하는 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 10은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 DMRS 시퀀스와 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 12는 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스를 선택하는 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 13은 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 방식을 선택하는 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 14는 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스와 데이터 변형 방식을 선택하는 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 15는 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 DMRS 시퀀스를 포함하는 신호를 수신하는 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 16은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 17은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식과 DMRS 시퀀스가 적용된 신호를 수신하는 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 18은 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 집합의 크기와 PAPR의 상관 관계를 나타낸 그래프이다.
도 19는 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 집합의 크기를 결정하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 20은 본 개시의 일 실시예에 따라 송신부의 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 방법의 일 실시예를 나타낸 것이다.
도 21은 본 개시의 일 실시예에 따른 통신 장치의 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 22는 본 개시의 일 실시예에 따른 통신 장치의 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 23은 본 개시의 일 실시예에 따른 기지국의 구조를 도시한 것이다.
도 24는 본 개시의 일 실시예에 따른 단말의 구조를 도시한 것이다.
도 25는 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 인덱스를 찾기 위한 인공지능 구조의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 26은 본 개시의 일 실시예에 따라, PAPR 임계값을 결정하기 위한 순서도이다.
도 27는 본 개시의 일 실시예에 따른, 단말이 데이터를 변형할 지 여부를 결정하여 기지국으로 데이터를 전송하기 위한 순서도이다.
도 28은 본 개시의 일 실시예에 따라, 기지국이 데이터 변형 여부를 확인하여 단말로부터 데이터 신호를 수신하기 위한 순서도를 나타낸 것이다.
도 29는 본 개시의 일 실시예에 따른, 단말이 데이터를 변형할 지 여부를 결정하여 기지국으로 데이터를 전송하기 위한 순서도이다.
도 30은 본 개시의 일 실시예에 따라, 기지국이 단말로부터 데이터 신호를 수신하기 위한 순서도를 나타낸 것이다.
도 2는 LTE 시스템의 하향링크 물리채널인 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)을 도시한 것이다.
도 3은 5G 시스템에서 사용될 수 있는 하향링크 제어채널의 시간 및 주파수 자원의 일 예를 도시한 것이다.
도 4는 5G 시스템에서 하향링크 제어채널이 전송되는 제어영역(CORESET)에 대한 일 예를 도시한 것이다.
도 5는 5G 시스템에서 하향링크 RB(Resource Block) 구조에 대한 설정의 일 예를 도시한 것이다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스를 선택하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 방식을 선택하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 8은 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스와 데이터 변형 방식을 선택하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 9는 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 DMRS 시퀀스를 포함하는 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 10은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 DMRS 시퀀스와 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 12는 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스를 선택하는 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 13은 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 방식을 선택하는 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 14는 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스와 데이터 변형 방식을 선택하는 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 15는 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 DMRS 시퀀스를 포함하는 신호를 수신하는 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 16은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 17은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식과 DMRS 시퀀스가 적용된 신호를 수신하는 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 18은 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 집합의 크기와 PAPR의 상관 관계를 나타낸 그래프이다.
도 19는 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 집합의 크기를 결정하는 동작을 나타낸 순서도이다.
도 20은 본 개시의 일 실시예에 따라 송신부의 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 방법의 일 실시예를 나타낸 것이다.
도 21은 본 개시의 일 실시예에 따른 통신 장치의 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 22는 본 개시의 일 실시예에 따른 통신 장치의 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다.
도 23은 본 개시의 일 실시예에 따른 기지국의 구조를 도시한 것이다.
도 24는 본 개시의 일 실시예에 따른 단말의 구조를 도시한 것이다.
도 25는 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 인덱스를 찾기 위한 인공지능 구조의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 26은 본 개시의 일 실시예에 따라, PAPR 임계값을 결정하기 위한 순서도이다.
도 27는 본 개시의 일 실시예에 따른, 단말이 데이터를 변형할 지 여부를 결정하여 기지국으로 데이터를 전송하기 위한 순서도이다.
도 28은 본 개시의 일 실시예에 따라, 기지국이 데이터 변형 여부를 확인하여 단말로부터 데이터 신호를 수신하기 위한 순서도를 나타낸 것이다.
도 29는 본 개시의 일 실시예에 따른, 단말이 데이터를 변형할 지 여부를 결정하여 기지국으로 데이터를 전송하기 위한 순서도이다.
도 30은 본 개시의 일 실시예에 따라, 기지국이 단말로부터 데이터 신호를 수신하기 위한 순서도를 나타낸 것이다.
본 개시에 따른 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 도면들 중 동일한 구성 요소들은 가능한 한 어느 곳에서든지 동일한 부호들로 나타내고 있음을 유의해야 한다. 본 개시를 설명함에 있어서, 관련된 공개 기술 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우, 그에 대한 상세한 설명은 축약하거나 생략한다.
그리고 후술되는 용어들은 본 발명의 실시예들에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 개시는 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시 예들을 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면들에 예시하여 상세하게 설명한다. 그러나, 이는 본 개시를 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 개시의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
또한, 본 명세서에서 명백하게 다른 내용을 지시하지 않는 “한”과, “상기”와 같은 단수 표현들은 복수 표현들을 포함한다는 것이 이해될 수 있을 것이다. 따라서, 일 예로, “컴포넌트(a component)”은 하나 혹은 그 이상의 컴포넌트들을 포함할 수 있다.
또한, 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않는다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 개시의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
또한, 본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 개시를 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
본 개시의 다양한 실시 예들은 전자 장치에 의해 읽을 수 있는 저장 매체(storage medium)(예: 내장 메모리 또는 외장 메모리)에 저장된 하나 이상의 명령어들(instructions)을 포함하는 소프트웨어(예: 프로그램)로서 구현될 수 있다. 예를 들면, 전자 장치의 프로세서는, 저장 매체로부터 저장된 하나 이상의 명령어들 중 적어도 하나의 명령을 호출하고, 그것을 실행할 수 있다. 이것은 기기가 상기 호출된 적어도 하나의 명령어에 따라 적어도 하나의 기능을 수행하도록 운영되는 것을 가능하게 한다. 상기 하나 이상의 명령어들은 컴파일러(compiler) 생성된 코드 또는 인터프리터(interpreter)에 의해 실행될 수 있는 코드(code)를 포함할 수 있다. 전자 장치로 읽을 수 있는 저장 매체는, 비일시적(non-transitory) 저장 매체의 형태로 제공될 수 있다. 여기서, '비일시적'은 저장 매체가 실재(tangible)하는 장치이고, 신호(signal)(예: 전자기파)를 포함하지 않는다는 것을 의미할 뿐이며, 이 용어는 데이터가 저장 매체에 반영구적으로 저장되는 경우와 임시적으로 저장되는 경우를 구분하지 않는다.
일 실시 예에 따르면, 본 개시에 개시된 다양한 실시 예들에 따른 방법은 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 포함되어 제공될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 상품으로서 판매자 및 구매자 간에 거래될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체(예: CD-ROM, DVD-ROM)의 형태로 배포되거나, 또는 어플리케이션 스토어(예: 플레이 스토어TM)를 통해 또는 두 개의 사용자 장치들(예: 스마트 폰들) 간에 직접, 온라인으로 배포(예: 다운로드 또는 업로드)될 수 있다. 온라인 배포의 경우에, 컴퓨터 프로그램 제품의 적어도 일부는 제조사의 서버, 어플리케이션 스토어의 서버, 또는 중계 서버의 메모리와 같은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체에 적어도 일시 저장되거나, 임시적으로 생성될 수 있다.
다양한 실시 예들에 따르면, 본 개시의 각각의 구성 요소(예: 블록 또는 프로그램)는 단수 또는 복수의 개체를 포함할 수 있다. 다양한 실시 예들에 따르면, 전술한 구성 요소들 중 하나 이상의 구성 요소들 또는 동작들이 생략되거나, 또는 하나 이상의 다른 구성 요소들 또는 동작들이 추가될 수 있다. 대체적으로 또는 추가적으로, 복수의 구성 요소들(예: 블록 또는 프로그램)은 하나의 구성 요소로 통합될 수 있다. 이런 경우, 통합된 구성 요소는 상기 복수의 구성 요소들 각각의 구성 요소의 하나 이상의 기능들을 상기 통합 이전에 상기 복수의 구성 요소들 중 해당 구성 요소에 의해 수행되는 것과 동일 또는 유사하게 수행할 수 있다. 다양한 실시 예들에 따르면, 모듈, 프로그램 또는 다른 구성 요소에 의해 수행되는 동작들은 순차적으로, 병렬적으로, 반복적으로, 또는 휴리스틱(heuristic)하게 실행되거나, 상기 동작들 중 하나 이상이 다른 순서로 실행되거나, 생략되거나, 또는 하나 이상의 다른 동작들이 추가될 수 있다.
또한 본 개시의 실시 예에 따르면, 상기 전자 장치는 단말과의 무선 통신을 위한 채널(channel)을 제공할 수 있다. 상기 전자 장치는 기지국(base station), AN(access network), RAN(radio access network), eNB, eNodeB, 5G 노드(5G node), 송수신 포인트(TRP, transmission/reception point), 또는 5gNB(5th generation NodeB) 등을 의미할 수 있다. 편의상 상기 전자 장치를 기지국(base station)으로 예시하여 이하 본 개시의 실시 예들을 설명하기로 한다. 상기 단말은 상기 기지국과 무선 채널을 통해 통신하는 사용자 단말(user equipment : UE), 이동국(mobile station), 가입자국(subscriber station), 원격 단말(remote terminal), 무선 단말(wireless terminal), 또는 사용자 장치(user device) 등을 의미할 수 있다. 또한 본 개시의 실시 에에 따르면, MIMO 시스템은 예를 들어 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에서 제안하는 롱-텀 에볼루션(long-term evolution: LTE, 이하 'LTE') 시스템, 롱-텀 에볼루션-어드밴스드(long-term evolution-advanced: LTE-A, 이하 'LTE-A') 시스템, LTE-A pro 시스템 또는 전술한 5G 시스템 등 다중 안테나 기술인 MIMO를 지원하는 다양한 무선 통신 시스템에 구현될 수 있다.
또한, 본 개시의 실시예들에서, 별도로 다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 개시의 실시예에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
어떤 특정 제어기와 연관되는 기능성이라도 집중화되거나 혹은 분산될 수 있으며, 국부적이거나 원격적일 수도 있다는 것에 주의해야만 할 것이다. 특정 단어들 및 구문들에 대한 정의들은 이 특허 문서에 걸쳐 제공되고, 해당 기술 분야의 당업자는 많은 경우, 대부분의 경우가 아니라고 해도, 상기와 같은 정의들이 종래 뿐만 아니라 상기와 같이 정의된 단어들 및 구문들의 미래의 사용들에도 적용된다는 것을 이해해야만 할 것이다.
그러나 본 개시는 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 것이며, 단지 본 실시예들은 본 개시의 개시가 완전하도록 하며, 본 개시가 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 개시의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 개시는 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.
무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 예를 들어, 3GPP의 HSPA(High Speed Packet Access), LTE(Long Term Evolution 혹은 E-UTRA (Evolved Universal Terrestrial Radio Access)), LTE-Advanced(LTE-A), LTE-Pro, 3GPP2의 HRPD(High Rate Packet Data), UMB(Ultra Mobile Broadband), 및 IEEE의 802.16e 등의 통신 표준과 같이 고속, 고품질의 패킷 데이터 서비스를 제공하는 광대역 무선 통신 시스템으로 발전하고 있다.
상기 광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예로, LTE 시스템에서는 하향링크(DL; DownLink)에서는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고, 상향링크(UL; UpLink)에서는 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말(UE; User Equipment 혹은 MS; Mobile Station)이 기지국(eNode B 혹은 BS; Base Station)으로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻하고, 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은, 통상 각 사용자 별로 데이터 혹은 제어정보를 실어 보낼 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록, 즉 직교성(Orthogonality)이 성립하도록, 할당 및 운용함으로써 각 사용자의 데이터 혹은 제어정보를 구분한다.
LTE 이후의 향후 통신 시스템으로서, 즉, 5G 통신시스템은 사용자 및 서비스 제공자 등의 다양한 요구 사항을 자유롭게 반영할 수 있어야 하기 때문에 다양한 요구사항을 동시에 만족하는 서비스가 지원되어야 한다. 5G 통신시스템을 위해 고려되는 서비스로는 향상된 모바일 광대역 통신(eMBB; enhanced Mobile BroadBand), 대규모 기계형 통신(mNTC; massive Machine Type Communication), 초신뢰 저지연 통신(URLLC; Ultra Reliability Low Latency Communication) 등이 있다.
eMBB는 기존의 LTE, LTE-A 또는 LTE-Pro가 지원하는 데이터 전송 속도보다 더욱 향상된 데이터 전송 속도를 제공하는 것을 목표로 한다. 예를 들어, 5G 통신시스템에서 eMBB는 하나의 기지국 관점에서 하향링크에서는 20Gbps의 최대 전송 속도(peak data rate), 상향링크에서는 10Gbps의 최대 전송 속도를 제공할 수 있어야 한다. 또한 5G 통신시스템은 최대 전송 속도를 제공하는 동시에, 증가된 단말의 실제 체감 전송 속도(User perceived data rate)를 제공해야 한다. 이와 같은 요구 사항을 만족시키기 위해, 더욱 향상된 다중 안테나 (MIMO; Multi Input Multi Output) 전송 기술을 포함하여 다양한 송수신 기술의 향상을 요구한다. 또한 현재의 LTE가 사용하는 2GHz 대역에서 최대 20MHz 전송대역폭을 사용하여 신호를 전송하는 반면에 5G 통신시스템은 3~6GHz 또는 6GHz 이상의 주파수 대역에서 20MHz 보다 넓은 주파수 대역폭을 사용함으로써 5G 통신시스템에서 요구하는 데이터 전송 속도를 만족시킬 수 있다.
동시에, 5G 통신시스템에서 사물 인터넷(IoT; Internet of Thing)와 같은 응용 서비스를 지원하기 위해 mMTC가 고려되고 있다. mMTC는 효율적으로 사물 인터넷을 제공하기 위해 셀 내에서 대규모 단말의 접속 지원, 단말의 커버리지 향상, 향상된 배터리 시간, 단말의 비용 감소 등이 요구된다. 사물 인터넷은 여러 가지 센서 및 다양한 기기에 부착되어 통신 기능을 제공하므로 셀 내에서 많은 수의 단말(예를 들어, 1,000,000 단말/km2)을 지원할 수 있어야 한다. 또한 mMTC를 지원하는 단말은 서비스의 특성상 건물의 지하와 같이 셀이 커버하지 못하는 음영지역에 위치할 가능성이 높으므로 5G 통신시스템에서 제공하는 다른 서비스 대비 더욱 넓은 커버리지를 요구한다. mMTC를 지원하는 단말은 저가의 단말로 구성되어야 하며, 단말의 배터리를 자주 교환하기 힘들기 때문에 10~15년과 같이 매우 긴 배터리 생명시간(battery life time)이 요구된다.
마지막으로, URLLC의 경우, 특정한 목적(mission-critical)으로 사용되는 셀룰러 기반 무선 통신 서비스이다. 예를 들어, 로봇(Robot) 또는 기계 장치(Machinery)에 대한 원격 제어(remote control), 산업 자동화(industrial automation), 무인 비행장치(Unmanned Aerial Vehicle), 원격 건강 제어(Remote health care), 비상 상황 알림(emergency alert) 등에 사용되는 서비스 등을 고려할 수 있다. 따라서 URLLC가 제공하는 통신은 매우 낮은 저지연 및 매우 높은 신뢰도 제공해야 한다. 예를 들어, URLLC을 지원하는 서비스는 0.5 밀리초보다 작은 무선 접속 지연시간(Air interface latency)를 만족해야 하며, 동시에 10-5 이하의 패킷 오류율(Packet Error Rate)의 요구사항을 갖는다. 따라서, URLLC을 지원하는 서비스를 위해 5G 시스템은 다른 서비스보다 작은 전송 시간 구간(TTI; Transmit Time Interval)를 제공해야 하며, 동시에 통신 링크의 신뢰성을 확보하기 위해 주파수 대역에서 넓은 리소스를 할당해야 하는 설계사항이 요구된다.
5G의 세가지 서비스들, 즉 eMBB, URLLC, mMTC는 하나의 시스템에서 다중화되어 전송될 수 있다. 이 때, 각각의 서비스들이 갖는 상이한 요구사항을 만족시키기 위해 서비스 간에 서로 다른 송수신 기법 및 송수신 파라미터를 사용할 수 있다.
이하 LTE 및 LTE-A 시스템의 프레임 구조에 대해 도면을 참조하여 보다 구체적으로 설명하고자 한다.
도 1은 LTE 시스템에서 상기 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 1 에서 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 OFDM 심벌로서, Nsymb (101)개의 OFDM 심벌이 모여 하나의 슬롯(102)을 구성하고, 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(103)을 구성한다. 상기 슬롯의 길이는 0.5ms 이고, 서브프레임의 길이는 1.0ms 이다. 그리고 라디오 프레임(104)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간영역 단위이다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어(Subcarrier)로서, 전체 시스템 전송 대역(Transmission Bandwidth)의 대역폭은 총 NBW(105)개의 서브캐리어로 구성된다. 시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(RE; Resource Element, 106)로서 OFDM 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(RB; Resource Block 혹은 PRB; Physical Resource Block, (107)은 시간영역에서 Nsymb (101)개의 연속된 OFDM 심벌과 주파수 영역에서 NRB(108)개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB(107)는 Nsymb x NRB 개의 RE(106)로 구성된다. 일반적으로 데이터의 최소 전송단위는 상기 RB 단위이다. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 Nsymb = 7, NRB=12 이고, NBW 및 NRB는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다.
다음으로 LTE 및 LTE-A 시스템에서의 하향링크 제어정보(DCI; Downlink Control Information)에 대해 구체적으로 설명하도록 한다.
LTE 시스템에서 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보는 DCI를 통해 기지국으로부터 단말에게 전달된다. DCI는 여러 가지 포맷을 정의하여, 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보인지 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보인지 여부, 제어정보의 크기가 작은 컴팩트 DCI 인지 여부, 다중안테나를 사용한 공간 다중화 (spatial multiplexing)을 적용하는지 여부, 전력제어 용 DCI 인지 여부 등에 따라 정해진 DCI 포맷을 적용하여 운용한다. 예컨대, 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 제어정보인 DCI format 1은 적어도 다음과 같은 제어정보들을 포함하도록 구성된다.
- 자원 할당 유형 0/1 플래그(Resource allocation type 0/1 flag): 리소스 할당 방식이 유형 0 인지 유형 1 인지 통지한다. 유형 0 은 비트맵 방식을 적용하여 RBG(resource block group) 단위로 리소스를 할당한다. LTE 시스템에서 스케줄링의 기본 단위는 시간 및 주파수 영역 리소스로 표현되는 RB(resource block)이고, RBG 는 복수개의 RB로 구성되어 유형 0 방식에서의 스케줄링의 기본 단위가 된다. 유형 1 은 RBG 내에서 특정 RB를 할당하도록 한다.
- 자원 블록 할당(Resource block assignment): 데이터 전송에 할당된 RB를 통지한다. 시스템 대역폭 및 리소스 할당 방식에 따라 표현하는 리소스가 결정된다.
- 변조 및 코딩 방식(MCS; Modulation and Coding Scheme): 데이터 전송에 사용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터인 transport block 의 크기를 통지한다.
- HARQ 프로세스 번호(HARQ process number): HARQ 의 프로세스 번호를 통지한다.
- 새로운 데이터 지시자(New data indicator): HARQ 초기전송인지 재전송인지를 통지한다.
- 중복 버전(Redundancy version): HARQ 의 중복 버전을 통지한다.
- PUCCH를 위한 전송 전력 제어 명령(TPC(Transmit Power Control) command for PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)): 상향링크 제어채널인 PUCCH에 대한 전송 전력 제어 명령을 통지한다.
상기 DCI는 채널코딩 및 변조과정을 거쳐 하향링크 물리제어채널인 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)를 통해 전송된다.
DCI 메시지 payload에는 CRC(Cyclic Redundancy Check)가 붙으며, CRC는 단말의 신원에 해당하는 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)로 스크램블링(scrambling) 된다. DCI 메시지의 목적, 예를 들어 단말-특정(UE-specific)의 데이터 전송, 전력제어 명령 혹은 랜덤 엑세스 응답 등에 따라 서로 다른 RNTI 들이 사용된다. 곧, RNTI가 명시적으로 전송되지 않고 CRC 계산과정에 포함되어 전송된다. PDCCH 상으로 전송되는 DCI 메시지를 수신하면 단말은 할당 받은 RNTI를 사용하여 CRC를 확인하여 CRC 확인 결과가 맞으면 해당 메시지는 그 단말에게 전송된 것임을 알 수 있다.
도 2는 LTE 시스템의 하향링크 물리채널인 PDCCH(201)를 도시한 도면이다.
도 2에 따르면, PDCCH(201)은 데이터 전송 채널인 PDSCH(202)와 시간다중화 되고, 전 시스템 대역폭에 걸쳐 전송된다. PDCCH(201)의 영역은 OFDM 심볼 개수로 표현이 되며 이는 PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel)을 통해 전송되는 CFI(Control Format Indicator)로 단말에게 지시된다. PDCCH(201)를 서브프레임의 앞부분에 오는 OFDM 심볼에 할당함으로써, 단말이 최대한 빨리 하향링크 스케줄링 할당을 디코딩할 수 있도록 하고, 이를 통해 DL-SCH(DownLink Shared CHannel)에 대한 디코딩 지연, 즉 전체적인 하향링크 전송 지연을 감소시킬 수 있는 장점이 있다. 하나의 PDCCH는 하나의 DCI 메시지를 운반하고, 하향링크와 상향링크에 다수의 단말들이 동시에 스케줄링될 수 있으므로, 각 셀 내에서는 다수개의 PDCCH의 전송이 동시에 이루어진다. PDCCH(201)의 디코딩을 위한 레퍼런스 신호로는 CRS(Cell-specific Reference Signal, 203)가 사용된다. CRS(203)는 전대역에 걸쳐 매 서브프레임마다 전송되고 셀 ID(IDentity)에 따라 스크램블링 및 자원 맵핑이 달라진다. CRS(203)는 모든 단말들이 공통으로 사용하는 레퍼런스 신호이기 때문에 단말-특정 빔포밍이 사용될 수 없다. 따라서 LTE의 PDCCH에 대한 다중안테나 송신기법은 개루프 송신 다이버시티로 한정된다. CRS의 포트 수는 PBCH(Physical Broadcast CHannel)의 디코딩으로부터 암묵적으로 단말에게 알려진다.
PDCCH(201)의 자원 할당은 CCE(Control-Channel Element)를 기반으로 하며, 하나의 CCE는 9개의 REG(Resource Element Group), 즉 총 36개의 RE(Resource Element)들로 구성되어 있다. 특정 PDCCH(201)를 위해 필요한 CCE의 개수는 1, 2, 4, 8개가 될 수 있으며, 이는 DCI 메시지 payload의 채널 코딩률에 따라 달라진다. 이와 같이 서로 다른 CCE 개수는 PDCCH(201)의 링크 적응(link adaptation)을 구현하기 위해 사용된다. 단말은 PDCCH(201)에 대한 정보를 모르는 상태에서 신호를 검출해야 하는데, LTE에서는 블라인드 디코딩을 위해 CCE들의 집합을 나타내는 탐색공간(search space)를 정의하였다. 탐색공간은 각 CCE의 aggregation level(AL)에 복수 개의 집합으로 구성되어 있으며, 이는 명시적으로 시그널링되지 않고 단말 신원에 의한 함수 및 서브프레임 번호를 통해 암묵적으로 정의된다. 각 서브프레임 내에서 단말은 설정된 탐색공간 내의 CCE들로부터 만들어질 수 있는 가능한 모든 자원 후보군(candidate)에 대하여 PDCCH(201)에 대한 디코딩을 수행하고, CRC 확인을 통해 해당 단말에게 유효하다고 선언된 정보를 처리한다.
탐색공간은 단말-특정 탐색공간과 공통(Common) 탐색 공간으로 분류된다. 일정 그룹의 단말들 혹은 모든 단말들이 시스템정보에 대한 동적인 스케줄링이나 페이징 메시지와 같은 셀 공통의 제어정보를 수신하기 위해 PDCCH(201)의 공통 탐색 공간을 조사할 수 있다. 예를 들어 셀의 사업자 정보 등을 포함하는 SIB(System Information Block)-1의 전송을 위한 DL-SCH의 스케줄링 할당 정보는 PDCCH(201)의 공통 탐색 공간을 조사하여 수신할 수 있다.
LTE에서 전체 PDCCH 영역은 논리영역에서의 CCE의 집합으로 구성되며, CCE들의 집합으로 이루어진 탐색공간이 존재한다. 탐색 공간은 공통 탐색공간와 단말-특정 탐색공간으로 구분되고, LTE PDCCH에 대한 탐색공간은 하기와 같이 정의된다.
상기에 기술한 PDCCH에 대한 탐색공간의 정의에 따르면 단말-특정 탐색공간은 명시적으로 시그널링되지 않고 단말 신원에 의한 함수 및 서브프레임 번호를 통해 암묵적으로 정의된다. 다시 말하자면, 단말-특정의 탐색공간이 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있으므로 이는 시간에 따라 바뀔 수 있다는 것을 의미하며 이를 통하여 단말들 사이에서 다른 단말들에 의하여 특정 단말이 탐색공간을 사용하지 못하는 문제(Blocking 문제)를 해결해준다. 만약 자기가 조사하는 모든 CCE들이 이미 같은 서브프레임 내에서 스케줄링된 다른 단말들에 의하여 사용되고 있기 때문에 해당 서브프레임에서 어떠한 단말이 스케줄링되지 못한다면, 이러한 탐색공간은 시간에 따라 변하기 때문에, 그 다음 서브프레임에서는 이와 같은 문제가 발생하지 않게 될 수 있다. 예컨대, 특정 서브프레임에서 단말#1과 단말#2의 단말-특정 탐색공간의 일부가 중첩되어 있을지라도, 서브프레임 별로 단말-특정 탐색공간이 변하기 때문에, 다음 서브프레임에서의 중첩은 이와는 다를 것으로 예상할 수 있다.
상기에 기술한 PDCCH에 대한 탐색공간의 정의에 따르면 공통 탐색공간의 경우 일정 그룹의 단말들 혹은 모든 단말들이 PDCCH를 수신해야 하므로 기 약속된 CCE의 집합으로 정의된다. 다시 말하자면, 공통 탐색공간은 단말의 신원이나 서브프레임 번호 등에 따라 변동되지 않는다. 공통 탐색공간이 비록 다양한 시스템 메시지의 전송을 위해 존재하지만, 개별적인 단말의 제어정보를 전송하는데도 사용할 수 있다. 이를 통해 공통 탐색공간은 단말-특정 탐색공간에서 가용한 자원이 부족하여 단말이 스케줄링 받지 못하는 현상에 대한 해결책으로도 사용될 수 있다.
탐색공간은 주어진 aggregation level 상에서 단말이 디코딩을 시도해야 하는 CCE들로 이루어진 후보 제어채널들의 집합이며, 1, 2, 4, 8 개의 CCE로 하나의 묶음을 만드는 여러 가지 aggregation level이 있으므로 단말은 복수개의 탐색공간을 갖는다. LTE PDCCH에서 aggregation level에 따라 정의되는 탐색공간 내의 단말이 모니터링(monitoring)해야 하는 PDCCH 후보군들(candidates)의 수는 하기의 표로 정의된다.
표 1에 따르면 단말-특정 탐색공간의 경우, aggregation level {1, 2, 4, 8}을 지원하며, 이 때 각각 {6, 6, 2, 2}개의 PDCCH 후보군들을 갖는다. 공통 탐색공간(302)의 경우, aggregation level {4, 8}을 지원하며, 이 때 각각 {4, 2}개의 PDCCH 후보군들을 갖는다. 공통 탐색공간이 aggregation level이 {4, 8}만을 지원하는 이유는 시스템 메시지가 일반적으로 셀 가장자리까지 도달해야 하기 때문에 커버리지(coverage) 특성을 좋게 하기 위함이다.
공통 탐색공간으로 전송되는 DCI는 시스템 메시지나 단말 그룹에 대한 전력 조정(Power control) 등의 용도에 해당하는 0/1A/3/3A/1C와 같은 특정 DCI 포맷에 대해서만 정의된다. 공통 탐색공간 내에서는 공간다중화(Spatial Multiplexing)를 갖는 DCI 포맷은 지원하지 않는다. 단말-특정 탐색 공간에서 디코딩해야 하는 하향링크 DCI 포맷은 해당 단말에 대하여 설정된 전송 모드(Transmission Mode)에 따라 달라진다. 전송모드의 설정은 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통하여 이루어지기 대문에, 해당 설정이 해당 단말에 대하여 효력을 발휘하는 지에 대한 정확한 서브프레임 번호가 지정되어 있지 않다. 따라서, 단말은 전송모드와 상관없이 DCI 포맷 1A에 대하여 항상 디코딩을 수행함으로써 통신을 잃지 않도록 동작될 수 있다.
상기에서는 종래 LTE 및 LTE-A에서의 하향링크 제어채널 및 하향링크 제어정보를 송수신하는 방법 및 탐색공간에 대하여 기술하였다.
하기에서는 현재 논의되고 있는 5G 통신 시스템에서의 하향링크 제어채널에 대하여 도면을 참조하여 보다 구체적으로 설명하고자 한다.
도 3은 5G 시스템에서 사용될 수 있는 하향링크 제어채널의 시간 및 주파수 자원의 일 실시예를 보여주는 도면이다. 도 3에 따르면 제어채널을 구성하는 시간 및 주파수 자원의 기본 단위(REG)는 시간 축으로는 1 OFDM 심볼(301)로 구성되어 있고, 주파수 축으로는 12개의 서브캐리어(302) 즉 1 RB로 구성되어 있다. 제어채널의 기본 단위를 구성하는 데 있어서 시간 축 기본 단위를 1 OFDM 심볼(301)로 가정함으로써 한 서브프레임 내에서 데이터채널과 제어채널이 시간다중화 될 수 있다. 데이터채널보다 제어채널을 앞에 위치시킴으로써 사용자의 프로세싱 시간을 감소시킬 수 있어 지연시간 요구사항을 만족시키기에 용이하다. 제어채널의 주파수축 기본 단위를 1 RB(302)로 설정함으로써 제어채널과 데이터채널 사이의 주파수 다중화를 보다 효율적으로 수행할 수 있다.
도 3에 도시되어 있는 REG(303)를 연접함으로써 다양한 크기의 제어채널 영역을 설정할 수 있다. 일 예로 5G에서 하향링크 제어채널이 할당되는 기본 단위를 CCE(304)라고 할 경우, 1 CCE(304)는 다수의 REG(303)로 구성될 수 있다. 도 3에 도시된 REG(304)를 예를 들어 설명하면, REG(303)는 12개의 RE로 구성될 수 있고 1 CCE(304)가 6개의 REG(303)로 구성된다면 1 CCE(304)는 72개의 RE로 구성될 수 있음을 의미한다. 하향링크 제어영역이 설정되면 해당 영역은 다수의 CCE(304)로 구성될 수 있으며, 특정 하향링크 제어채널은 제어영역 내의 aggregation level (AL)에 따라 하나 또는 다수의 CCE(304)로 맵핑 되어 전송될 수 있다. 제어영역내의 CCE(304)들은 번호로 구분되며 이 때 번호는 논리적인 맵핑 방식에 따라 부여될 수 있다.
도 3에 도시된 하향링크 제어채널의 기본 단위, 즉 REG(303)에는 DCI가 맵핑되는 RE들과 이를 디코딩하기 위한 레퍼런스 신호인 DMRS(Demodulation Reference Signal, 305)가 맵핑되는 영역이 모두 포함될 수 있다. 도 3에서와 같이 1 REG(303) 내에 6개의 RE에서 DMRS(305)가 전송될 수 있다. 참고로 DMRS(303)는 REG(303)내 맵핑되는 제어신호와 같은 프리코딩을 사용하여 전송되기 때문에 단말은 기지국이 어떤 프리코딩을 적용하였는지에 대한 정보가 없어도 제어 정보를 디코딩할 수 있다.
도 4는 5G 무선통신 시스템에서 하향링크 제어채널이 전송되는 제어영역(CORESET; Control Resource Set)에 대한 일 예를 도시한 도면이다. 도 4에는 주파수 축으로 시스템 대역폭(410), 시간 축으로 1 슬롯(420) (도 4의 일 예에서는 1 슬롯이 7 OFDM 심볼로 가정하였다.) 내에 2개의 제어영역(제어영역#1(401), 제어영역#2(402))이 설정되어 있는 일 예를 보여준다. 제어영역(401, 402)는 주파수 축으로 전체 시스템 대역폭(410) 내에서 특정 서브밴드(403)으로 설정될 수 있다. 시간 축으로는 하나 혹은 다수 개의 OFDM 심볼로 설정될 수 있고 이를 제어영역 길이 (Control Resource Set Duration, 404)으로 정의할 수 있다. 도 4의 일 예에서 제어영역#1(401)은 2 심볼의 제어영역 길이로 설정되어 있고, 제어영역#2(402)는 1 심볼의 제어영역 길이로 설정되어 있다.
상기에서 설명한 5G에서의 제어영역은 기지국이 단말에게 상위 계층 시그널링(예컨대 시스템 정보(System Information), MIB(Master Information Block), RRC 시그널링)을 통해 설정될 수 있다. 단말에게 제어영역을 설정한다는 것은 제어영역의 위치, 서브밴드, 제어영역의 자원할당, 제어영역 길이 등의 정보 등의 정보를 제공하는 것을 의미한다. 예컨대 하기의 정보들을 포함할 수 있다.
상기의 설정정보 외에도 하향링크 제어채널을 전송하는데 필요한 다양한 정보들이 단말에게 설정될 수 있다.
다음으로 5G에서의 하향링크 제어정보(DCI; Downlink Control Information)에 대해 구체적으로 설명하도록 한다.
5G 시스템에서 상향링크 데이터(PUSCH; Physical Uplink Shared CHannel) 혹은 하향링크 데이터(PDSCH; Physical Downlink Shared CHannel)에 대한 스케줄링 정보는 DCI를 통해 기지국으로부터 단말에게 전달된다. 단말은 PUSCH 또는 PDSCH에 대하여 대비책(fallback)용 DCI 포맷과 비대비책(non-fallback)용 DCI 포맷을 모니터링(monitoring)할 수 있다. 대비책 DCI 포맷은 기지국과 단말 사이에서 고정된 필드로 구성될 수 있고, 비대비책용 DCI 포맷은 설정 가능한 필드를 포함할 수 있다.
PUSCH를 스케줄링하는 대비책 DCI는 예컨대 하기의 정보들을 포함할 수 있다.
PUSCH를 스케줄링하는 비대비책 DCI는 예컨대 하기의 정보들을 포함할 수 있다.
PDSCH를 스케줄링하는 대비책 DCI는 예컨대 하기의 정보들을 포함할 수 있다.
PDSCH를 스케줄링하는 비대비책 DCI는 예컨대 하기의 정보들을 포함할 수 있다.
상기 DCI는 채널코딩 및 변조과정을 거쳐 하향링크 물리제어채널인 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)을 통해 전송될 수 있다. DCI 메시지 payload에는 CRC(Cyclic Redundancy Check)가 붙으며, CRC는 단말의 신원에 해당하는 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)로 스크램블링(scrambling) 된다. DCI 메시지의 목적, 예를 들어 단말-특정(UE-specific)의 데이터 전송, 전력제어 명령 혹은 랜덤 엑세스 응답 등에 따라 서로 다른 RNTI 들이 사용된다. 곧, RNTI가 명시적으로 전송되지 않고 CRC 계산과정에 포함되어 전송된다. PDCCH 상으로 전송되는 DCI 메시지를 수신하면 단말은 할당 받은 RNTI를 사용하여 CRC를 확인하여 CRC 확인 결과가 맞으면 해당 메시지는 그 단말에게 전송된 것임을 알 수 있다.
예컨대 시스템 정보(SI; System Information)에 대한 PDSCH를 스케줄링하는 DCI는 SI-RNTI로 스크램블링될 수 있다. RAR(Random Access Response) 메시지에 대한 PDSCH를 스케줄링하는 DCI는 RA-RNTI로 스크램블링 될 수 있다. 페이징(Paging) 메시지에 대한 PDSCH를 스케줄링하는 DCI는 P-RNTI로 스크램블링 될 수 있다. SFI(Slot Format Indicator)를 통지하는 DCI는 SFI-RNTI로 스크램블링 될 수 있다. TPC(Transmit Power Control)를 통지하는 DCI는 TPC-RNTI로 스크램블링 될 수 있다. 단말-특정의 PDSCH 또는 PUSCH를 스케줄링하는 DCI는 C-RNTI(Cell RNTI)로 스크램블링 될 수 있다.
특정 단말이 상기 PDCCH를 통해 데이터 채널, 즉 PUSCH 또는 PDSCH를 스케줄링 받으면, 해당 스케줄링된 자원 영역 내에서 데이터들이 DMRS와 함께 송수신된다.
도 5는 특정 단말이 하향링크에서 14개의 OFDM 심볼을 하나의 슬롯(또는 서브프레임)으로 사용하고 초기 두 개의 OFDM 심볼로 PDCCH가 전송되며 세 번째 심볼에서 DMRS가 전송되도록 설정된 경우를 나타낸다. 도 5의 경우에 PDSCH가 스케줄링 된 특정 RB 내에서 PDSCH는 세 번째 심볼에서 DMRS가 전송되지 않는 RE들과 이후 네 번째부터 마지막 심볼까지의 RE들에 데이터가 맵핑되어 전송된다. 도 5에서 표현된 부반송파 간격 Δf는 LTE/LTE-A 시스템의 경우에 15kHz이고 5G 시스템의 경우 {15, 30, 60, 120, 240, 480}kHz 중 하나가 사용된다.
한편, 상술한 바와 같이 셀룰러 시스템에서 하향링크 채널 상태를 측정하기 위하여 기지국은 기준신호(reference signal)을 전송해야 한다. 3GPP의 LTE-A(Long Term Evolution Advanced) 시스템의 경우 기지국이 전송하는 CRS 또는 CSI-RS를 이용하여 단말은 기지국과 단말 사이의 채널 상태를 측정할 수 있다. 상기 채널 상태는 다양한 요소를 고려하여 측정 되어야 하며 여기에는 하향링크에서의 간섭량이 포함될 수 있다. 상기 하향 링크에서의 간섭량에는 인접 기지국에 속한 안테나 의하여 발생되는 간섭신호 및 열잡음 등이 포함되며, 하향링크에서의 간섭량은 단말이 하향링크의 채널 상황을 판단하는데 중요하다. 일 예로 송신안테나가 한 개인 기지국에서 수신안테나가 한 개인 단말로 신호를 전송할 경우, 단말은 기지국으로부터 수신된 기준신호에서 하향링크로 수신할 수 있는 심볼당 에너지와 해당 심볼을 수신하는 구간에서 동시에 수신될 간섭량을 판단하여 Es/Io를 결정해야 한다. 결정된 Es/Io는 데이터전송 속도 또는 그에 상응하는 값으로 변환되어 기지국으로 채널 품질 지시자(CQI; Channel Quality Indicator)의 형태로 전송되며, 기지국이 단말에게 어떤 데이터 전송속도로 전송을 수행 할지를 판단하는 데 사용될 수 있다.
LTE-A 시스템의 경우 단말은 하향링크의 채널 상태에 대한 정보를 기지국에게 피드백하여 기지국의 하향링크 스케줄링에 활용할 수 있도록 한다. 즉, 단말은 하향링크로 기지국이 전송하는 기준 신호를 측정하고 여기에서 추출한 정보를 LTE/LTE-A 표준에서 정의하는 형태로 기지국으로 피드백하는 것이다. 상술한 바와 같이 LTE/LTE-A에서 단말이 피드백하는 정보는 채널 상태 정보라 칭할 수 있으며, 채널 상태 정보는 다음의 세가지 정보를 포함할 수 있다.
- 랭크 지시자(RI; Rank Indicator): 단말이 현재의 채널상태에서 수신할 수 있는 공간 레이어(spatial layer)의 개수
- 프리코딩 매트릭스 지시자(PMI; Precoding Matrix Indicator): 단말이 현재의 채널상태에서 선호하는 프리코딩 행렬(precoding matrix)에 대한 지시자
- 채널 품질 지시자(CQI; Channel Quality Indicator): 단말이 현재의 채널상태에서 수신할 수 있는 최대 데이터 전송률(data rate)
CQI는 최대 데이터 전송률과 유사하게 활용될 수 있는 신호 대 간섭 잡음비(SINR; Signal to Interference plus Noise Ratio), 최대의 오류정정 부호화율(code rate) 및 변조 방식, 주파수당 데이터 효율 등으로 대체될 수도 있다.
상기 RI, PMI, CQI는 서로 연관되어 의미를 갖는다. 일 예로 LTE/LTE-A에서 지원하는 프리코딩 행렬(precoding matrix)은 rank별로 다르게 정의되어 있다. 때문에 RI가 1의 값을 가질 때의 PMI 값 X와 RI가 2의 값을 가질 때의 PMI 값 X는 다르게 해석이 될 수 있다. 또한 단말이 CQI를 결정할 때에도 자신이 기지국에 통보한 PMI와 X가 기지국에서 적용되었다는 가정을 한다. 즉, 단말이 RI_X, PMI_Y, CQI_Z를 기지국에 보고한 것은 랭크(rank)를 RI_X로 하고 PMI를 PMI_Y로 할 때 CQI_Z에 해당하는 데이터 전송률을 해당 단말이 수신할 수 있다고 보고하는 것과 같다. 이와 같이 단말은 CQI를 계산할 때에 기지국에 어떤 전송방식을 수행할 지를 가정하여 해당 전송방식으로 실제 전송을 수행하였을 때 최적화된 성능을 얻을 수 있도록 한다.
LTE/LTE-A에서 단말이 피드백하는 채널상태 정보인 RI, PMI, CQI는 주기적 또는 비주기적 형태로 피드백 될 수 있다. 기지국이 특정 단말의 채널 상태 정보를 비주기적으로 획득하고자 하는 경우, 기지국은 단말에 대한 하향링크 제어정보(DCI; Downlink Control Information)에 포함된 비주기적 피드백 지시자(또는 채널 상태 정보 요청 필드, 채널 상태 정보 요청 정보)를 이용하여 비주기적 피드백(또는 비주기적인 채널 상태 정보 보고)를 수행하도록 설정할 수 있다. 또한, 단말은 비주기적 피드백을 수행하도록 설정된 지시자를 n번째 서브프레임에서 수신하면 n+k번째 서브프레임에서의 데이터 전송에 비주기적 피드백 정보(또는, 채널 상태 정보)를 포함하여 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 여기서 k는 3GPP LTE Release 11 표준에 정의된 파라미터로 FDD(Frequency Division Duplexing)에서는 4이며 TDD(Time Division Duplexing)에서는 [표 7]과 같이 정의될 수 있다.
비주기적 피드백이 설정된 경우에 피드백 정보(또는 채널 상태 정보)는 RI, PMI, CQI를 포함하며 피드백 설정 (또는, 채널 상태 보고 설정)에 따라 RI와 PMI는 피드백 되지 않을 수도 있다.
이하 본 개시의 실시예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 개시의 실시예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널 형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 개시의 실시예가 적용될 수 있다. 예를 들어 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동통신 기술(5G, NR; New Radio)이 이에 포함될 수 있을 것이다. 따라서, 본 개시의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진자의 판단으로써 본 개시의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.
또한, 본 개시를 설명함에 있어서 관련된 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 개시에서는 테라헤르츠(Tera-hertz, THz) 대역에서의 무선 통신을 위해 하향링크에서 OFDM 기반의 송수신 시 PAPR을 감소시킬 수 있는 방법에 대해 제안한다. 본 개시는 하향링크 전송을 위해 기지국에서 다수의 DMRS 수열을 정의 및 이에 대응되는 제어 신호 설계, 다수의 DMRS 중 최적의 DMRS를 선택하는 방식, 다수의 데이터 변형을 정의하고 이에 대응되는 제어 신호 설계, 그리고 최적의 데이터 변형 방식을 선택하는 방식을 포함한다. 또한, 단말에서 해당하는 DMRS 수열 혹은 해당하는 데이터 변형 방식에 따라 채널 추정을 수행하고 데이터 디코딩하는 방식을 포함한다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스를 선택하는 동작을 나타낸 순서도이다. 하기에서는 상기 순서도의 동작을 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 유사한 동작이 단말에 의해서도 수행될 수도 있다.
기지국은 사용 가능한 DMRS 시퀀스(sequence)들의 집합을 정의할 수 있다. 여기서 상기 DMRS 시퀀스들은 일 예로 NR Uplink에서 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT 프리코딩(precoding) 적용 시 사용되는 바와 같이 Zadoff-chu 시퀀스의 원형 이동(cyclic shift)을 이용하여 생성될 수 있다. 다른 예로, NR downlink에서 사용되는 바와 같이, 의사 랜덤 시퀀스의 생성에 적용되는 초기 값 "c_init"의 값을 변화시켜주면서 (3GPP TS38.211의 7.4.1.1 참조) QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)의 형태로 변조(Modulation)된 서로 다른 DMRS 시퀀스들을 생성하는 방식이 사용 될 수 있다.
기지국은 이렇게 정의된 DMRS 시퀀스들의 집합에 대한 정보를 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 단말 또는 기지국으로 송신 할 수 있다(610). 일 실시예로, DMRS 시퀀스들의 집합은 표준에 의해, 혹은 시스템 운영자에 의해 미리 결정되어, 기지국과 단말 제조 시 미리 저장될 수 있다. 본 개시의 일 실시예에서 복수의 DMRS 시퀀스들에 대한 정보는 복수의 DMRS 시퀀스들의 개수에 대한 정보를 포함할 수 있다.
기지국은 DMRS 시퀀스들의 집합 중에서 선호하는 DMRS 시퀀스를 선택한다.(620) 상기 선호하는 DMRS 시퀀스란 PAPR이 가장 낮게 측정되는 신호에 적용된 DMRS 시퀀스를 의미할 수 있다. 선호하는 DMRS 시퀀스를 선택하는 일 실시예는 다음과 같다. 기지국은 보내고자 하는 상기 DMRS 시퀀스들의 집합에 포함된 DMRS 시퀀스들을 보내고자 하는 데이터 심볼 시퀀스와 각각 다중화(Multiplexing) 할 수 있다. 다중화된 신호들은 각각 서로 다른 DMRS 시퀀스들을 포함할 수 있다. 다중화된 신호들에 대해 각각 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)이 수행될 수 있다. 기지국은 IDFT 수행된 신호들의 피크 대 평균 전력 비(PAPR) 값들을 측정하고, 측정된 PAPR 값이 가장 낮은 신호를 식별할 수 있다. 상기 PAPR 값이 가장 낮은 신호에 포함된 DMRS 시퀀스가 선호하는 DMRS 시퀀스로서 선택될 수 있다.
기지국은 상기 선택된 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 단말에게 알려주기 위해 별도의 시그널링을 사용하기로 결정할 수 있다(630). 일 실시예로 기지국은 상기 선택된 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보를 생성하고, 상기 제어 정보를 물리 계층 채널(일 예로 PDCCH)을 통해 단말로 송신 가능하다 (640). 다른 실시예로, 상기 제어 정보는 RRC 시그널링을 통해 단말로 송신 될 수 있다. 이 후, 기지국은 상기 선택된 DMRS 시퀀스가 포함된 IDFT 수행된 신호(즉, 상기 PAPR 값이 가장 낮은 신호)를 단말로 송신할 수 있다.(650)
동작 630에서, 기지국은 상기 선택된 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 단말에게 송신하기 위해 별도의 시그널링을 사용하지 않기로 결정할 수 있다. 이 경우, 상기 선택된 DMRS 시퀀스가 포함된 IDFT 수행된 신호는 제어 정보 없이 단말로 송신 될 수 있다.(650) 단말은 블라인드 검출을 통해 상기 선택된 DMRS 시퀀스를 식별할 수 있다.
일 실시예로, 동작 630에서 기지국은 상기 별도의 시그널링을 통해 DMRS 시퀀스 인덱스를 송신할 지의 여부를 다음의 방법으로 결정할 수 있다. PDCCH 정보 비트들을 포함하는 데이터 심볼 시퀀스를 송신하는 경우, 기지국은 DMRS 수열 인덱스를 나타내는 별도의 시그널링을 생략 할 수 있다. PDSCH 정보 비트들을 포함하는 데이터 심볼 시퀀스를 송신하는 경우, 기지국은 상기 PDSCH에 관련된 PDCCH의 DCI를 통해 상기 데이터 심볼 시퀀스를 위해 선택된 DMRS 시퀀스 인덱스를 단말에게 알려줄 수 있다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 방식을 선택하는 동작을 나타낸 순서도이다. 하기에서는 상기 순서도의 동작을 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 유사한 동작이 단말에 의해서도 수행될 수도 있다.
기지국은 사용 가능한 데이터 변형 방식들의 집합을 정의할 수 있다. 상기 각 데이터 변형 방식은 단말에게 보내고자 하는 데이터 벡터 s[n]에 대해 가역적이고 일대일 대응되는 변형 방식을 의미할 수 있다. 예를 들어, 
, 
는 U 개의 서로 다른 데이터 변형 방식들을 뜻하고, 
, 
, ...,
는 가역적이고 일대일 대응을 만족한다. 이러한 복수의 데이터 변형 방식들의 집합 {
, 
, ...,
}을 데이터 변형 집합으로 정의 할 수 있다. 일 실시예로, 데이터 변형 방식은 데이터 벡터의 순서를 바꾸는 인터리빙(Interleaving)을 포함하거나 데이터 벡터에 특정한 시퀀스(e.g., Hadamard 시퀀스)를 곱하는 것(e.g. Hadamard transform or 시퀀스 곱(sequence multiplication)이라 칭함) 그리고 인터리빙과 시퀀스 곱, 둘 다를 포함하는 것이 가능하다. 기지국은 상기 정의된 데이터 변형 집합에 대한 정보를 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널(일 예로 PDCCH의 DCI)을 통해 단말에게 송신할 수 있다.(710) 본 개시의 일 실시예에서 복수의 데이터 변형 방식들을 포함하는 데이터 변형 집합에 대한 정보는 복수의 데이터 변형 방식들의 개수에 대한 정보를 포함할 수 있다. 일 실시예로서, 데이터 변형 집합은 표준 혹은 시스템 운영자에 따라 기지국과 단말의 제조 시 미리 저장될 수 있다. 기지국과 단말은 상기의 방법들을 통하여 동일한 데이터 변형 집합에 대해 동기화할 수 있다.
기지국은 데이터 변형 집합 중 선호하는 데이터 변형 방식을 선택할 수 있다. 기지국이 선호하는 데이터 변형 방식은 PAPR을 가장 줄일 수 있는 데이터 변형 방식일 수 있다. 선호하는 데이터 변형을 선택하는 일 실시예는 다음과 같다. 기지국은 데이터 변형 집합에 포함된 데이터 변형 방식들을 기반으로 데이터 심볼 시퀀스를 변형할 수 있다. 데이터 변형 방식의 일 실시예로, 기지국은 보내고자 하는 데이터 심볼 시퀀스에 대한 인터리빙을 수행할 수 있다. 일 실시예로, 데이터 심볼 시퀀스는 특정한 시퀀스를 곱하는 데이터 변형(즉, 시퀀스 곱)을 거쳐 변형 될 수 있다. 일 실시예로, 데이터 심볼 시퀀스는 인터리빙과 시퀀스 곱의 둘 다를 거쳐 변형될 수 있다. 일 실시예로, 상기 인터리빙은 인터리빙을 위한 치환행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 상기 시퀀스 곱은 특정한 시퀀스를 포함하는 시퀀스 곱 행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 인터리빙과 시퀀스 곱의 둘 다를 포함하는 데이터 변형 방식은 인터리빙을 위한 치환행렬과 시퀀스 곱 행렬의 둘 다, 또는 그 결합 행렬을 사용하여 수행될 수도 있다.
변형된 데이터 심볼 시퀀스는 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)을 거칠 수 있다. 기지국은 복수의 서로 다른 데이터 변형 방식이 적용된 복수의 IDFT 수행된 신호들에 대해 피크 대 평균 전력 비(PAPR) 값들을 측정하고, 측정된 PAPR 값이 가장 낮은 신호를 식별할 수 있다. 상기 PAPR 값이 가장 낮은 신호에 적용된 데이터 변형 방식이 선호하는 데이터 변형 방식으로서 선택될 수 있다.(720)
기지국은 상기 선택된 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 단말에게 알려주기 위해 별도의 시그널링을 사용하기로 결정할 수 있다(730). 일 실시예로, 기지국은 선택된 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어 정보를 생성하고, 상기 제어 정보를 물리 계층 채널(일 예로 PDCCH의 DCI)을 통해 송신 할 수 있다.(740) 다른 실시예로, 상기 제어 정보는 RRC 시그널링을 통해 송신 될 수 있다. 이 후, 기지국은 선택된 데이터 변형 방식이 적용된 IDFT 수행된 신호(즉, 상기 PAPR 값이 가장 낮은 신호)를 단말에게 전송할 수 있다(750).
다른 실시예로, 동작 730에서, 기지국은 상기 선택된 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 단말에게 별도의 시그널링을 통해 알려주지 않기로 결정할 수 있다. 상기 선택된 데이터 변형 방식이 적용된 IDFT 수행된 신호는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어 정보 없이 단말에게 송신될 수 있다.(750) 이 경우 단말은 수신된 신호에 적용된 데이터 변형 방식을 식별하기 위해 블라인드 검출을 사용할 수 있다.
도 8은 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스와 데이터 변형 방식을 선택하는 동작을 나타낸 순서도이다. 하기에서는 상기 순서도의 동작을 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 유사한 동작이 단말에 의해서도 수행될 수도 있다.
기지국은 사용 가능한 DMRS 시퀀스들을 포함하는 DMRS 시퀀스 집합 및 데이터 변형 방식들을 포함하는 데이터 변형 집합을 정의할 수 있다. 상기 DMRS 시퀀스들은 도 6에서 설명한 바와 유사하게 생성될 수 있다. 상기 데이터 변형 방식들은 도 7에서 설명한 바와 유사하게 결정될 수 있다. 기지국은 상기 정의된 복수의 DMRS 시퀀스들에 대한 정보 및 정의된 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 단말로 송신할 수 있다.(810) 본 개시의 일 실시예에서 복수의 DMRS 시퀀스들에 대한 정보는 복수의 DMRS 시퀀스들의 개수에 대한 정보를 포함할 수 있고, 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보는 복수의 데이터 변형 방식들의 개수에 대한 정보를 포함할 수 있다. 다른 실시예로, 복수의 DMRS 시퀀스들 및 복수의 데이터 변형 방식들은 표준 혹은 시스템 운영자에 의해 미리 결정되어, 기지국 또는 단말의 제조 시 미리 저장 될 수 있다. 상기 복수의 DMRS 시퀀스들은 복수의 데이터 변형 방식들에 일대일 대응되도록 설정될 수 있다. 예를 들어, U번째 DMRS 시퀀스는 U번째 데이터 변형 방식과 일대일 연결될 수 있으며, 이 경우 데이터 변형 방식으로 U번째 데이터 변형 방식이 적용되면 DMRS 시퀀스 조합 시 U번째 DMRS 시퀀스가 사용될 수 있다.
기지국은 복수의 DMRS 시퀀스들 및 복수의 데이터 변형 방식들 중 선호하는 DMRS 시퀀스 및 데이터 변형 방식을 선택할 수 있다. 기지국이 선호하는 DMRS 시퀀스 및 데이터 변형 방식은 PAPR을 가장 줄일 수 있는 DMRS 시퀀스 및 데이터 변형 방식일 수 있다. 선호하는 DMRS 시퀀스 및 데이터 변형 방식을 선택하는 일 실시예는 다음과 같다. 기지국은 상기 복수의 데이터 변형 방식들을 기반으로 송신하고자 하는 데이터 심볼 시퀀스를 변형시킬 수 있다.(820) 데이터 심볼 시퀀스를 변형시키는 각 데이터 변형 방식은 도 7에서 설명한 것과 유사할 수 있다. 일 실시예로 인터리빙을 포함하거나, 시퀀스 곱을 포함하거나, 혹은 인터리빙 및 시퀀스 곱의 둘 다를 포함할 수 있다. 일 실시예로, 상기 인터리빙은 인터리빙을 위한 치환행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 상기 시퀀스 곱은 특정한 시퀀스를 포함하는 시퀀스 곱 행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 인터리빙과 시퀀스 곱의 둘 다를 포함하는 데이터 변형 방식은 인터리빙을 위한 치환행렬과 시퀀스 곱 행렬의 둘 다, 또는 결합 행렬을 사용하여 수행될 수도 있다.
기지국은 복수의 데이터 변형 방식들을 사용하여 변형된 복수의 데이터 심볼 시퀀스들을 복수의 DMRS 시퀀스들과 각각 다중화(Multiplexing)하여 다중화된 신호들을 생성하고, 다중화된 신호들에 대해 각각 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)을 수행 할 수 있다.(830)
기지국은 복수의 IDFT 수행된 신호들에 대한 피크 대 평균 전력 비(PAPR) 값들을 각각 측정하고(840), 측정 결과에 따라 가장 낮은 PAPR 값을 가지는 IDFT 수행된 신호를 식별할 수 있다.(850)
기지국은 상기 식별된 IDFT 수행된 신호를 단말로 송신할 수 있다.(870)
기지국은 상기 식별된 IDFT 수행된 신호를 송신(870)하기 전에 상기 식별된 IDFT 수행된 신호에 적용된 데이터 변형 방식 및 DMRS 시퀀스를 선택하고, 상기 선택된 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스 및 상기 선택된 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스에 대한 정보를 포함하는 제어 정보를 생성할 수 있다. 선택적으로 수행될 수 있는 동작으로서, 상기 제어 정보는 기지국이 별도의 시그널링을 통해 단말로 송신하기로 결정한 경우 송신 될 수 있다.(860) 일 실시예로 상기 제어 정보는 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널(일 예로 PDCCH)을 통해서 송신될 수 있다. 일 실시예로 상기 제어 정보는 데이터 심볼 시퀀스들에 관련된 스케줄링 결과를 포함하여 송신될 수 있다.
일 실시예로, 동작 860에서 상기 별도의 시그널링을 통해 DMRS 시퀀스 인덱스 및 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어 정보를 전송할 지의 여부를 다음의 방법으로 결정할 수 있다. PDCCH 정보 비트들을 포함하는 데이터 심볼 시퀀스를 송신하는 경우, 기지국은 DMRS 수열 인덱스 및 데이터 변형 인덱스를 나타내는 별도의 시그널링을 생략 할 수 있다. PDSCH 정보 비트들을 포함하는 데이터 심볼 시퀀스를 송신하는 경우, 기지국은 PDSCH에 관련된 PDCCH의 DCI를 통해 상기 데이터 심볼 시퀀스를 위해 선택된 DMRS 시퀀스 인덱스 및 선택된 데이터 변형 인덱스를 단말에게 알려줄 수 있다.
상기 도 6 내지 도 8의 실시예들을 통해서 기지국은 PAPR이 가장 낮은 신호를 식별할 수 있고 상기 신호를 통신에 활용하여 자원낭비를 줄이고 간섭을 줄여 일정한 품질이 보장되는 통신이 가능할 수 있다.
도 9는 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 DMRS 시퀀스를 포함하는 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다. 하기에서는 상기 순서도의 동작을 단말에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 유사한 동작이 기지국에 의해서도 수행될 수도 있다.
단말은 기지국으로부터 사용 가능한 DMRS 시퀀스들을 포함하는 DMRS 시퀀스 집합에 대한 정보를 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 수신할 수 있다. 일 실시예로, DMRS 시퀀스 집합은 표준에 의해, 혹은 시스템 운영자에 의해 미리 결정되어, 단말 및 기지국 제조 시 미리 저장될 수 있다. 단말은 수신된 DMRS 시퀀스 집합에 대한 정보로부터 사용 가능한 DMRS 시퀀스들을 식별할 수 있다.(910)
단말은 기지국이 선택한 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되는지를 판단할 수 있다.(920) 상기 별도의 시그널링이 수신된 것으로 판단한 경우, 단말은 상기 제어 정보를 수신할 수 있다.(930) 일 실시예로, 상기 제어 정보는 물리 계층 채널(일 예로 PDCCH) 또는 RRC 시그널링을 통해 수신 될 수 있다.
단말은 상기 수신된 제어 정보에 포함된 DMRS 시퀀스 인덱스에 의해 DMRS 시퀀스를 식별 할 수 있다.
단말은 상기 식별된 DMRS 시퀀스를 기반으로, 기지국으로부터 수신된 신호에 대해 채널 추정을 수행 할 수 있다.(940)
이 후, 단말은 상기 채널 추정의 결과 추정된 채널 정보를 활용하여 상기 수신된 신호의 채널 왜곡을 보상하고, 상기 보상된 신호에 대한 복조 및 디코딩을 수행할 수 있다.(950)
동작 920에서, 단말은 기지국이 선택한 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되지 않은 것으로 판단 할 수 있다. 이 경우 단말은 DMRS 시퀀스 집합에 포함된 복수의 DMRS 시퀀스들 각각을 이용하여, 기지국으로부터 수신된 신호에 대해 채널 추정을 수행하고,(960) 채널 추정의 결과 추정된 각각의 채널 정보들을 활용하여 상기 수신된 신호의 채널 왜곡을 보상하고, 상기 왜곡 보상된 신호들 각각을 복조 및 디코딩할 수 있다.(970) 단말은 각각의 디코딩 결과들 중 CRC(Cyclic Redundancy Check)에 성공한 디코딩 결과로부터 데이터 비트들을 획득할 수 있다.
도 10은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다. 하기에서는 상기 순서도의 동작을 단말에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 유사한 동작이 기지국에 의해서도 수행될 수도 있다.
단말은 기지국으로부터 사용 가능한 데이터 변형 방식들을 포함하는 데이터 변형 집합에 대한 정보를 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 수신할 수 있다.(1010) 일 실시예로서, 데이터 변형 집합은 표준 혹은 시스템 운영자에 따라 단말과 기지국의 제조 시 미리 저장될 수 있다. 단말과 기지국은 상기의 방법들을 통하여 동일한 데이터 변형 집합에 대해 동기화 할 수 있다.
단말은 기지국이 선택한 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되는지를 판단할 수 있다(1020). 상기 별도의 시그널링이 수신된 것으로 판단된 경우, 단말은 상기 제어 정보를 수신할 수 있다. 일 실시예로, 단말은 상기 제어 정보를 물리 계층 채널(일 예로 PDCCH)을 통해 수신할 수 있다. 다른 실시예로, 상기 제어 정보는 RRC 시그널링을 통해 수신될 수 있다.
단말은 수신된 제어 정보에 포함된 데이터 변형 인덱스에 의해 데이터 변형 방식을 식별할 수 있다.(1040)
단말은 상기 식별된 데이터 변형 방식을 기반으로, 기지국으로부터 수신된 신호에 포함된 데이터 신호를 역변형할 수 있다(1050). 상기 역변형 동작은 상기 식별된 데이터 변형 방식의 인터리빙 및/또는 시퀀스 곱에 대응하는, 시퀀스 곱 및/또는 디인터리빙을 포함할 수 있다. 단말은 상기 역변형된 신호에 대한 복조 및 디코딩을 수행하여 데이터 비트들을 복원할 수 있다.
동작 1020에서, 단말은 기지국이 선택한 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어 정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되지 않는 것으로 판단할 수 있다. 이 경우, 단말은 상기 데이터 변형 집합에 포함된 복수의 데이터 변형 방식들 각각을 이용하여, 기지국으로부터 수신된 신호에 포함된 데이터 신호를 역변형할 수 있다(1060). 일 실시예로, 상기 역변형은 기지국에 의해 수행된 인터리빙에 대응하는 디인터리빙을 위한 치환행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 일 실시예로 상기 역변형은 기지국에 의해 적용된 시퀀스 곱 행렬에 대응하는 역행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 인터리빙과 시퀀스 곱의 둘 다를 포함하는 데이터 변형 방식이 사용된 경우, 상기 역변형은 디인터리빙을 위한 치환행렬과 시퀀스 곱의 역행렬의 둘 다, 또는 그 결합 행렬을 사용하여 수행될 수도 있다.
단말은 상기 역변형된 신호들 각각을 복조 및 디코딩할 수 있다.(1070) 단말은 각각의 디코딩 결과들 중 CRC(Cyclic Redundancy Check)에 성공한 디코딩 결과로부터 데이터 비트들을 획득할 수 있다.
도 10은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다. 하기에서는 상기 순서도의 동작을 단말에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 유사한 동작이 기지국에 의해서도 수행될 수도 있다.
단말은 기지국으로부터 사용 가능한 데이터 변형 방식들을 포함하는 데이터 변형 집합에 대한 정보를 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 수신할 수 있다.(1010) 일 실시예로서, 데이터 변형 집합은 표준 혹은 시스템 운영자에 따라 단말과 기지국의 제조 시 미리 저장될 수 있다. 단말과 기지국은 상기의 방법들을 통하여 동일한 데이터 변형 집합에 대해 동기화 할 수 있다.
단말은 기지국이 선택한 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되는지를 판단할 수 있다(1020). 상기 별도의 시그널링이 수신된 것으로 판단된 경우, 단말은 상기 제어 정보를 수신할 수 있다. 일 실시예로, 단말은 상기 제어 정보를 물리 계층 채널(일 예로 PDCCH)을 통해 수신할 수 있다. 다른 실시예로, 상기 제어 정보는 RRC 시그널링을 통해 수신될 수 있다.
단말은 수신된 제어 정보에 포함된 데이터 변형 인덱스에 의해 데이터 변형 방식을 식별할 수 있다.(1040)
단말은 상기 식별된 데이터 변형 방식을 기반으로, 기지국으로부터 수신된 신호에 포함된 데이터 신호를 역변형할 수 있다(1050). 상기 역변형 동작은 상기 식별된 데이터 변형 방식의 인터리빙 및/또는 시퀀스 곱에 대응하는, 시퀀스 곱 및/또는 디인터리빙을 포함할 수 있다. 단말은 상기 역변형된 신호에 대한 복조 및 디코딩을 수행하여 데이터 비트들을 복원할 수 있다.
동작 1020에서, 단말은 기지국이 선택한 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어 정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되지 않는 것으로 판단할 수 있다. 이 경우, 단말은 상기 데이터 변형 집합에 포함된 복수의 데이터 변형 방식들 각각을 이용하여, 기지국으로부터 수신된 신호에 포함된 데이터 신호를 역변형할 수 있다(1060). 일 실시예로, 상기 역변형은 기지국에 의해 수행된 인터리빙에 대응하는 디인터리빙을 위한 치환행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 일 실시예로 상기 역변형은 기지국에 의해 적용된 시퀀스 곱 행렬에 대응하는 역행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 인터리빙과 시퀀스 곱의 둘 다를 포함하는 데이터 변형 방식이 사용된 경우, 상기 역변형은 디인터리빙을 위한 치환행렬과 시퀀스 곱의 역행렬의 둘 다, 또는 그 결합 행렬을 사용하여 수행될 수도 있다.
단말은 상기 역변형된 신호들 각각을 복조 및 디코딩할 수 있다.(1070) 단말은 각각의 디코딩 결과들 중 CRC(Cyclic Redundancy Check)에 성공한 디코딩 결과로부터 데이터 비트들을 획득할 수 있다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 DMRS 시퀀스와 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 동작을 나타낸 순서도이다. 하기에서는 상기 순서도의 동작을 단말에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 유사한 동작이 기지국에 의해서도 수행될 수도 있다.
단말은 기지국으로부터 복수의 DMRS 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 수신할 수 있다.(1110) 상기 DMRS 시퀀스들은 도 6에서 설명한 바와 유사하게 생성될 수 있다. 상기 데이터 변형 방식들은 도 7에서 설명한 바와 유사하게 결정될 수 있다. 일 실시예로, 상기 복수의 DMRS 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보는 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 수신될 수 있다. 일 실시예로, 상기 복수의 DMRS 시퀀스들에 대한 정보는 복수의 DMRS 시퀀스들의 개수에 대한 정보를 포함할 수 있고, 상기 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보는 복수의 데이터 변형 방식들의 개수에 대한 정보를 포함할 수 있다. 일 실시예로, 상기 복수의 DMRS 시퀀스들 및 복수의 데이터 변형 방식들은 표준 혹은 시스템 운영자에 의해 미리 결정되어, 단말 또는 기지국의 제조 시 미리 저장 될 수 있다.
일 실시예로, 단말은 상기 복수의 DMRS 시퀀스들 중 하나의 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스 및 상기 복수의 데이터 변형 방식들 중 하나의 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스에 대한 정보를 포함하는 제어정보가 기지국으로부터 별도의 시그널링을 통해 수신되는지 판단할 수 있다.(1120) 상기 별도의 시그널링이 사용되는 것으로 판단된 경우, 단말은 상기 제어 정보를 수신할 수 있다.(1130) 상기 제어 정보는 데이터 심볼 시퀀스들에 관련된 스케줄링 결과를 포함할 수 있고, 물리 계층 채널 또는 RRC 시그널링을 통해 수신될 수 있다.
단말은 상기 수신된 제어 정보에 포함된 DMRS 시퀀스 인덱스 및 데이터 변형 인덱스를 통해, 기지국에 의해 선택된 DMRS 시퀀스 및 데이터 변형 방식을 식별 할 수 있다.
단말은 상기 식별된 DMRS 시퀀스를 기반으로, 기지국으로부터 수신된 신호에 대해 채널 추정을 수행할 수 있다.(1140) 단말은 상기 채널 추정 결과 추정된 채널 정보를 활용하여 수신된 신호의 채널 왜곡을 보상할 수 있다.(1150)
단말은 상기 식별된 데이터 변형 방식을 기반으로 상기 보상된 신호에 포함된 데이터 신호를 역변형할 수 있다.(1160) 상기 역변형 동작은 상기 식별된 데이터 변형 방식의 인터리빙 및/또는 시퀀스 곱에 대응하는, 시퀀스 곱 및/또는 디인터리빙을 포함할 수 있다. 일 실시예로, 상기 역변형은 기지국에 의해 수행된 인터리빙에 대응하는 디인터리빙을 위한 치환행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 일 실시예로 상기 역변형은 기지국에 의해 적용된 시퀀스 곱 행렬에 대응하는 역행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 인터리빙과 시퀀스 곱의 둘 다를 포함하는 데이터 변형 방식이 사용된 경우, 상기 역변형은 디인터리빙을 위한 치환행렬과 시퀀스 곱의 역행렬의 둘 다, 또는 그 결합 행렬을 사용하여 수행될 수도 있다. 단말은 상기 역변형된 신호에 대한 복조 및 디코딩을 수행하여 데이터 비트들을 획득할 수 있다.(1170)
동작 1120에서, 단말은 상기 복수의 DMRS 시퀀스들 중 하나의 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스 및 상기 복수의 데이터 변형 방식들 중 하나의 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스에 대한 정보를 포함하는 제어정보가 기지국으로부터 별도의 시그널링을 통해 수신되지 않는 것으로 판단할 수 있다. 이 경우, 단말은 동작 1110에서 수신한 정보를 통해 획득한 복수의 DMRS 시퀀스들을 기반으로, 기지국으로부터 수신된 신호에 대해 채널 추정을 수행하고, 상기 채널 추정의 결과 추정된 각각의 채널 정보들을 활용하여, 상기 수신된 신호의 채널 왜곡을 보상할 수 있다.
단말은 상기 보상된 신호들 각각에 대하여 동작 1110에서 수신한 정보를 통해 획득한 복수의 데이터 변형 방식들을 기반으로 역변형을 수행할 수 있다. 일 실시예로, 상기 복수의 DMRS 시퀀스들은 복수의 데이터 변형 방식들에 일대일 대응되도록 설정될 수 있다. 예를 들어, U번째 DMRS 시퀀스는 U번째 데이터 변형 방식과 연결될 수 있으며, 이 경우 데이터 변형 방식으로 U번째 데이터 변형 방식이 적용되면 U번째 DMRS 시퀀스가 사용될 수 있다. 이 경우 단말은 특정 DMRS 시퀀스와 관련되는 하나의 보상된 신호에 대해, 상기 특정 DMRS 시퀀스에 대응하는 데이터 변형 방식을 적용할 수 있다. 다른 실시예로, 단말은 특정 DMRS 시퀀스와 관련되는 하나의 보상된 신호에 대해, 상기 복수의 데이터 변형 방식들을 각각 적용할 수 있다.
상기 역변형 동작은 각 데이터 변형 방식의 인터리빙 및/또는 시퀀스 곱에 대응하는, 시퀀스 곱 및/또는 디인터리빙을 포함할 수 있다. 일 실시예로, 상기 역변형은 기지국에 의해 수행된 인터리빙에 대응하는 디인터리빙을 위한 치환행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 일 실시예로 상기 역변형은 기지국에 의해 적용된 시퀀스 곱 행렬에 대응하는 역행렬을 사용하여 수행될 수 있다. 인터리빙과 시퀀스 곱의 둘 다를 포함하는 데이터 변형 방식이 사용된 경우, 상기 역변형은 디인터리빙을 위한 치환행렬과 시퀀스 곱의 역행렬의 둘 다, 또는 그 결합 행렬을 사용하여 수행될 수도 있다.
단말은 상기 역변형된 신호들을 복조 및 디코딩 수행할 수 있다. 단말은 각각의 디코딩 결과들 중 CRC에 성공한 디코딩 결과로부터 데이터 비트들을 획득할 수 있다.
도 12는 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스를 선택하는 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다. 상기 송신부는 기지국 또는 단말의 송신부일 수 있다. 하기에서는 동작들이 송신부에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 프로세서의 제어를 통해서 송신부가 동작을 수행하는 것으로 설명될 수 있다.
도 12는 도 6의 일 실시예를 구체화한 실시예로 기존의 OFDM, 단일 반송파(Single Carrier) 시스템에도 동일하게 적용 할 수 있다.
데이터 변조기(Data modulator)(도시하지 않음)에서 생성된 데이터 심볼 시퀀스 s[n]는 직-병렬 변환기(serial-to-parallel, S/P, converter)(1201)를 통과할 수 있다. 여기에서 데이터 심볼 시퀀스 s[n]의 길이는 N/2이다. (즉, n = 1,2, ...,N/2) S/P 변환기(1201)를 통과한 데이터 심볼 시퀀스는 N/2 크기의 DFT(1202)에 의해 DFT-precoding이 수행될 수 있다.
송신부에서는 복수개의 서로 다른 DMRS 시퀀스들을 포함하는 DMRS 시퀀스 집합(1203)을 정의할 수 있다. 여기에서 DMRS 시퀀스 집합에 포함되는 서로 다른 DMRS 시퀀스들의 개수는 U개이며, 그 길이는 N/2이다. U개의 서로 다른 DMRS 시퀀스들이 JM 크기의 IDFT(1204)로 입력되면, 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)에 의해 U개의 서로 다른 후보 신호들이 생성될 수 있다. 상기 서로 다른 DMRS 시퀀스들(1203)은 일 예로 NR Uplink에서 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT 프리코딩(precoding) 적용 시 사용되는 바와 같이 Zadoff-chu 시퀀스의 원형 이동(cyclic shift)을 이용하여 생성될 수 있다. 다른 예로, NR downlink에서 사용되는 바와 같이, 의사 랜덤 시퀀스의 생성에 적용되는 초기 값 "c_init"의 값을 변화시켜주면서 (3GPP TS38.211의 7.4.1.1 참조) QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)의 형태로 변조(Modulation)된 서로 다른 DMRS 시퀀스들을 생성하는 방식이 사용 될 수 있다. 상기 DMRS 시퀀스 집합(1203)에 대한 정보는 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 단말로 미리 송신 될 수 있다. 일 실시예로, DMRS 시퀀스 집합은 표준 또는 시스템 운영자에 의해 미리 결정되어 기지국과 단말의 제조 시 미리 저장될 수 있다.
DFT-precoding 된 N/2 사이즈의 데이터 심볼 시퀀스와 N/2 길이의 DMRS 시퀀스는 IDFT(1204) 이전에 주파수 도메인에서 다중화(multiplexing) (즉, frequency division multiplexing, FDM)될 수 있다. FDM 수행 시, DFT 수행된 데이터 심볼 시퀀스의 데이터 심볼들과 DMRS 시퀀스의 DMRS 심볼들은 서로 번갈아 가면서 IDFT(1204)의 입력 탭들에 매핑될 수 있다. 예를 들어, 데이터 심볼들은 IDFT(1204)의 입력 탭들 중 1, 3, 5, ... 번째 subcarrier에 대응되는 탭들에 매핑되고, DMRS 심볼들은 IDFT(1204)의 입력 탭들 중 2, 4, 6, ... 번째 subcarrier에 대응되는 탭들에 매핑될 수 있다. 또한 오버 샘플링(oversampling)을 위해 JM-N 개의 입력 탭들은 제로 패딩(zero padding)되어, 데이터 심볼들, DMRS 심볼들 및 zero 심볼들이 JM-포인트 IDFT(1204)의 입력 탭들에 매핑될 수 있다.
PAPR 측정기들(1205)은 IDFT 변환이 수행된 JM 길이의 시간 도메인 신호들에 대해 PAPR 값들을 측정한다. DMRS 시퀀스 집합에 포함된 각각의 DMRS 시퀀스를 기반으로 장치들(1201, 1202, 1203, 1204, 1205)에서 위의 과정들을 반복하여 총 U개의 서로 다른 후보 신호들을 생성하고, 각각의 PAPR 값들을 측정할 수 있다. 신호 선택기(1206)는 이 중에서 PAPR이 가장 낮은 신호를 식별할 수 있다. 예를 들어, U번째 후보 신호가 가장 PAPR이 낮은 경우 U번째 후보 신호를 식별할 수 있다. 이 후, CP 추가기(1207)는 PAPR이 가장 낮은 신호 (여기서는 U번째 DMRS 시퀀스가 다중화된 U번째 신호)에 cyclic prefix(CP)를 추가하고 직렬로 변환하여 송신한다.
일 실시예로, 신호 선택기(1206)에 의해 선택된 신호에 적용된 DMRS 시퀀스를 지시하기 위한 DMRS 시퀀스 인덱스가 물리 계층 채널 또는 RRC 시그널링을 통해 단말로 송신될 수 있다.
도 13은 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 방식을 선택하는 송신부를 나타낸 블록 다이어그램이다. 상기 송신부는 기지국 또는 단말의 송신부일 수 있다. 하기에서는 동작들이 송신부에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 프로세서의 제어를 통해서 송신부가 동작을 수행하는 것으로 설명될 수 있다.
데이터 변조기(Data modulator)(도시하지 않음)에서 생성된 데이터 심볼 시퀀스 s[n]는 직-병렬 변환기(serial-to-parallel, S/P, converter)(1301)를 통과할 수 있다. 여기에서 데이터 심볼 시퀀스 s[n]의 길이는 N이다. 송신부에서는 복수개의 서로 다른 데이터 변형 방식을 정의할 수 있다. 여기에서 하나의 데이터 변형 집합에 포함되는 서로 다른 데이터 변형 방식들의 개수는 U개이다. 데이터 심볼 시퀀스는 서로 다른 데이터 변형 방식들을 기반으로 각각 서로 다른 데이터 변형 방식이 적용 될 수 있으며, 이에 따라 서로 다른 후보 신호들이 결정될 수 있다. 상기 데이터 변형 방식은 도 7 에 서술된 데이터 변형 방식과 유사하게 결정될 수 있다.
상기 데이터 변형 방식의 적용을 위해 상기 S/P 변환기(1301)에서 나온 데이터 심볼 시퀀스는 인터리버(interleaver)(1302)로 입력될 수 있다. 이때 사용되는 interleaving 방식은 N x N 사이즈의 임의 치환 행렬(random permutation matrix)을 활용하여 구현 될 수 있다. 여기에서 사용되는 임의 치환 행렬(random permutation matrix)의 요소(element)는 0 혹은 1이며, 각 행의 합과 열의 합이 1인 행렬(인터리빙 행렬)일 수 있다.
인터리빙(Interleaving)이 적용된 N 길이의 데이터 심볼 시퀀스는 시퀀스 곱 처리부(1303)에서 기정해진 N 길이의 시퀀스와 곱(sequence multiplication(시퀀스 곱) or Hadamard transform)해질 수 있다. 여기서 곱해지는 U개의 서로 다른 시퀀스들은 서로 직교할 수 있다. 예를 들어, U개의 서로 다른 기정해진 시퀀스들은 N x N 사이즈의 Hadamard 행렬의 각 행 중 U 개의 행을 선택하여 구성 될 수 있다.
시퀀스 곱 처리부(1303)을 거친 데이터 심볼 시퀀스는 N크기의 DFT(1304)에서 DFT-precoding이 수행될 수 있다. DFT-precoding된 N 사이즈의 데이터 심볼 시퀀스는 IDFT(1305)의 입력 탭들에 매핑될 수 있다. 또한 오버 샘플링(oversampling)을 위해 JM-N 개의 IDFT(1305)의 입력 탭들은 제로 패딩(zero padding)되어, 데이터 심볼들 및 zero 심볼들이 JM-포인트 IDFT(1305)의 입력 탭들에 매핑될 수 있다.
PAPR 측정기들(1306)은 IDFT 변환이 수행된 JM 길이의 시간 도메인 신호들에 대해 PAPR 값들을 측정한다. 데이터 변형 집합에 포함된 U개의 데이터 변형 방식들을 기반으로 장치들(1301, 1302, 1303, 1304, 1305, 1306)에서 위의 과정들을 반복하여 총 U개의 서로 다른 후보 신호들을 생성하고, 후보 신호들 각각의 PAPR 값들을 측정할 수 있다. 신호 선택기(1307)은 이 중에서 PAPR이 가장 낮은 신호를 식별할 수 있다. 예를 들어, U번째 후보 신호의 PAPR이 가장 낮은 경우 U번째 후보 신호를 식별할 수 있다. 이 후, CP 추가기(1308)는 PAPR이 가장 낮은 신호(여기서는 U번째 데이터 변형 방식이 적용된 U번째 신호)에 CP를 추가하고 직렬로 변환하여 송신한다.
일 실시예로, 신호 선택기(1307)에 의해 선택된 신호에 적용된 데이터 변형 방식을 지시하기 위한 데이터 변형 인덱스는 물리 계층 채널 또는 RRC 시그널링을 통해 단말로 송신될 수 있다.
도 14는 본 개시의 일 실시예에 따라 DMRS 시퀀스와 데이터 변형 방식을 선택하는 송신부의 나타낸 블록 다이어그램이다. 상기 송신부는 기지국 또는 단말의 송신부일 수 있다. 하기에서는 동작들이 송신부에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 프로세서의 제어를 통해서 송신부가 동작을 수행하는 것으로 설명될 수 있다.
도 14는 도 8의 일 실시예를 구체화한 실시예로 기존의 OFDM, Single Carrier 시스템에도 동일하게 적용 가능하다.
도 14의 대부분의 요소들은 도 12의 블록 다이어그램과 유사하며, 추가된 요소들은 도 13에서와 같이 데이터 변형 방식들을 적용하기 위한 인터리버(interleaver)(1402)들과 시퀀스 곱 처리부(1403)들이다. 따라서, 도 14의 구성들은 도 12와 도 13에서 설명된 것과 유사할 수 있다.
데이터 변조기(Data modulator)(도시하지 않음)에서 생성된 데이터 심볼 시퀀스 s[n]는 직-병렬 변환기(serial-to-parallel, S/P, converter)(1401)를 통과할 수 있다. 여기에서 데이터 심볼 시퀀스 s[n]의 길이는 N/2이다. 송신부에서는 복수개의 서로 다른 데이터 변형 방식을 정의할 수 있다. 여기에서 서로 다른 데이터 변형 방식의 개수는 총 U개이다. 데이터 심볼 시퀀스는 서로 다른 데이터 변형 방식들을 기반으로 각각 서로 다른 데이터 변형 방식이 적용 될 수 있으며, 이에 따라 서로 다른 후보 신호들이 결정될 수 있다.
상기 데이터 변형 방식의 적용을 위해 상기 S/P converter에서 나온 데이터 심볼 시퀀스는 인터리버(interleaver)(1402)를 통과할 수 있다. 이때 사용되는 인터리빙(interleaving) 방식은 도 7 및 도 13에서 서술한 바와 유사하게 구현 될 수 있다.
Interleaving이 적용된 N/2 길이의 데이터 심볼 시퀀스는 시퀀스 곱 처리부(1403)에서 기정해진 N/2 길이의 시퀀스와 곱(sequence multiplication(시퀀스 곱) or Hadamard transform)해질 수 있다. 여기서 곱해지는 U개의 서로 다른 시퀀스들은 서로 직교할 수 있다. 예를 들어, U개의 서로 다른 기정해진 시퀀스들은 N/2 x N/2 사이즈의 Hadamard 행렬의 각 행 중 U 개의 행을 선택하여 구성 될 수 있다.
시퀀스 곱 처리부(1403)를 거친 데이터 심볼 시퀀스는 N/2 크기의 DFT(1404)에서 DFT-precoding이 수행될 수 있다.
송신부에서는 복수개의 서로 다른 DMRS 시퀀스를 포함하는 DMRS 시퀀스 집합(1405)을 정의할 수 있다. 여기에서 서로 다른 DMRS 시퀀스의 개수는 U개이며, 그 길이는 N/2이다. U개의 서로 다른 DMRS 시퀀스가 JM 크기의 IDFT(1406)로 입력되면, 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)에 의해 U개의 서로 다른 후보 신호들이 생성될 수 있다. 상기 서로 다른 DMRS 시퀀스(1405)는 일 예로 NR Uplink에서 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT 프리코딩(precoding) 적용 시 사용되는 바와 같이 Zadoff-chu 시퀀스의 원형 이동(cyclic shift)을 이용하여 생성될 수 있다. 다른 예로, NR downlink에서 사용되는 바와 같이, 의사 랜덤 시퀀스의 생성에 적용되는 초기 값 "c_init"의 값을 변화시켜주면서 (3GPP TS38.211의 7.4.1.1 참조) QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)의 형태로 변조(Modulation)된 서로 다른 DMRS 시퀀스들을 생성하는 방식이 사용 될 수 있다. 상기 DMRS 시퀀스 집합(1405)에 대한 정보는 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 단말로 미리 송신 될 수 있다. 일 실시예로, DMRS 시퀀스 집합은 표준 또는 시스템 운영자에 의해 미리 결정되어 기지국과 단말의 제조 시 미리 저장될 수 있다. 상기 복수의 DMRS 시퀀스들은 복수의 데이터 변형 방식들에 일대일 대응되도록 설정될 수 있다. 예를 들어, U번째 DMRS 시퀀스는 U번째 데이터 변형 방식과 일대일 연결될 수 있으며, 이 경우 데이터 변형 방식으로 U번째 데이터 변형 방식이 적용되면 DMRS 시퀀스 조합 시 U번째 DMRS 시퀀스가 사용될 수 있다.
DFT-precoding된 N/2 사이즈의 데이터 심볼 시퀀스와 N/2 길이의 DMRS 시퀀스는 IDFT(1406) 이전에, 주파수 도메인에서 다중화(multiplexing)(즉, frequency division multiplexing, FDM)될 수 있다. FDM 수행 시, DFT 변환된 데이터 심볼 시퀀스의 데이터 심볼들과 DMRS 시퀀스의 DMRS 심볼들은 서로 번갈아 가면서 IDFT(1406)의 입력 탭들에 매핑될 수 있다. 예를 들어, 데이터 심볼들은 IDFT(1406)의 입력 탭들 중 1, 3, 5, ... 번째 subcarrier에 대응되는 탭들에 매핑되고, DMRS 심볼들은 IDFT(1406)의 입력 탭들 중 2, 4, 6, ... 번째 subcarrier에 대응되는 탭들에 매핑될 수 있다. 또한 오버샘플링(oversampling)을 위해 JM-N 개의 입력 탭들은 제로 패딩(zero padding)되어, 데이터 심볼들, DMRS 심볼들 및 zero 심볼들이 JM-포인트 IDFT(1406)의 입력 탭들에 매핑될 수 있다.
PAPR 측정기들(1407)은 IDFT 변환이 수행된 JM 길이의 시간 도메인 신호들에 대해 PAPR 값들을 측정한다. 데이터 변형 집합에 포함된 U개의 데이터 변형 방식들 및 DMRS 시퀀스 집합에 포함된 U개의 DMRS 시퀀스를 기반으로 장치들(1401, 1402, 1403, 1404, 1405, 1406)에서 위의 과정들을 반복하여 총 U개의 서로 다른 후보 신호들을 생성하고, 후보 신호들 각각의 PAPR 값들을 측정할 수 있다. 신호 선택기(1408)는 이 중에서 PAPR이 가장 낮은 신호를 식별할 수 있다. 예를 들어, U번째 후보 신호가 가장 PAPR이 낮은 경우 U번째 후보 신호를 식별할 수 있다. 이 후, CP 추가기(1409)는 PAPR이 가장 낮은 신호(여기서는 U번째 데이터 변형 방식이 적용되고, U번째 DMRS 시퀀스가 다중화된 U번째 신호)에 CP를 추가하고 직렬로 변환하여 송신한다.
일 실시예로, 신호 선택기(1408)에 의해 선택된 신호에 적용된 DMRS 시퀀스를 지시하기 위한 DMRS 시퀀스 인덱스 및 데이터 변형 방식을 지시하기 위한 데이터 변형 인덱스가 물리 계층 채널 또는 RRC 시그널링을 통해 단말로 송신될 수 있다.
상기 도 12 내지 도 14의 실시예들을 통해서 송신부는 PAPR이 가장 낮은 신호를 식별할 수 있고 상기 신호를 통신에 활용하여 자원낭비를 줄이고 간섭을 줄여 일정한 품질이 보장되는 통신이 가능할 수 있다.
도 15는 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 DMRS 시퀀스를 포함하는 신호를 수신하는 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다. 상기 수신부는 단말 또는 기지국의 수신부일 수 있다. 하기에서는 동작들이 수신부에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 프로세서의 제어를 통해서 수신부가 동작을 수행하는 것으로 설명될 수 있다.
수신부는 서로 다른 DMRS 시퀀스들을 포함하는 DMRS 시퀀스 집합에 대한 정보를 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 미리 수신할 수 있다. 일 실시예로, DMRS 시퀀스 집합은 표준 또는 시스템 운영자에 의해 미리 결정되어, 기지국 또는 단말 제조 시 미리 저장 될 수 있다. 상기 DMRS 시퀀스 집합은 도 6 내지 도 11에서와 유사하게 설명될 수 있다.
먼저, 기지국이 선택한 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되지 않는 경우, 수신부의 동작을 설명한다.
CP 제거기(1501)는 기지국으로부터 수신된 신호 y[n]에 대해 CP 제거 및 직-병렬 변환을 수행한다. CP 제거기(1501)의 출력 신호는 M-포인트 DFT(1502)에 의해 주파수 도메인의 신호로 변환(즉, 이산 퓨리에 변환)되고, 변환된 신호는 데이터 보상부(Data FDE)(1503)와 채널 추정부(1504)로 각각 입력된다. 일 실시예로 DFT 변환된 신호는 부반송파 디매핑(subcarrier de-mapping)이 수행되어 데이터 신호 부분과 DMRS 시퀀스 부분으로 분리될 수 있다. 여기서 마지막 M-N 샘플들은 제로 패딩일 수 있고, 제거될 수 있다. 채널 추정부(1504)는 미리 알고 있는 DMRS 시퀀스 집합에 포함된 복수의 DMRS 시퀀스들을 이용하여 상기 M-point DFT(1502)를 거쳐 입력된 수신 신호에 대해 채널 추정을 수행할 수 있다. 일 실시예로 상기 채널 추정 후 보간(interpolation)을 수행하여 주파수 도메인에서의 각 서브캐리어 별 채널 정보를 획득할 수 있다. 데이터 보상부(1503)는 상기 추정된 채널 정보들을 활용하여 주파수 도메인 이퀄라이징(frequency domain equalizer, FDE)을 수행함으로써 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호의 채널 왜곡을 보상한다. 상기 보상된 신호들은 N/2-point IDFT(1505)를 거쳐 데이터 복조/복호부(1506)로 입력된다. 데이터 복조/복호부(1506)는 IDFT를 거쳐 입력된 복수의 신호들 각각을 복조 및 디코딩하고, 각각의 디코딩 결과들 중 CRC(Cyclic Redundancy Check)에 성공한 디코딩 결과로부터 데이터 비트들을 복원하여 획득할 수 있다.
다른 실시예로, 기지국이 선택한 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되는 경우, 수신부의 동작을 설명한다. 도시되어 있지 않으나 상기 제어 정보는 물리 계층 채널 또는 RRC 시그널링을 통해 수신되어, 채널 추정부(1504)로 입력될 수 있다.
채널 추정부(1504)는 상기 제어 정보에 포함된 DMRS 시퀀스 인덱스를 통하여 기지국에 의하여 선택된 DMRS 시퀀스를 식별할 수 있다. 이 후, 채널 추정부(1504)는 상기 식별된 DMRS 시퀀스를 기반으로 M-포인트 DFT(1502)를 거쳐 입력된 수신 신호에 대해 채널 추정을 수행할 수 있다. 데이터 보상부(1503)는 상기 추정된 채널 정보를 활용하여, M-포인트 DFT(1502)를 거쳐 입력된 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호의 채널 왜곡을 보상하고, 상기 보상된 신호는 N/2-포인트 IDFT(1505)를 거쳐 데이터 복조/복호부(1506)로 입력된다. 데이터 복조/복호부(1506)는 상기 IDFT(1505)를 거쳐 입력된 신호에 대한 복조 및 디코딩을 수행하고 데이터 비트들을 획득할 수 있다.
도 16은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식이 적용된 신호를 수신하는 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다. 상기 수신부는 기지국 또는 단말의 수신부일 수 있다. 하기에서는 동작들이 수신부에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 프로세서의 제어를 통해서 수신부가 동작을 수행하는 것으로 설명될 수 있다.
수신부는 서로 다른 데이터 변형 방식들을 포함하는 데이터 변형 집합에 대한 정보를 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 미리 수신할 수 있다. 일 실시예로, 데이터 변형 집합은 표준 또는 시스템 운영자에 의해 미리 결정되어, 기지국 또는 단말 제조 시 미리 저장 될 수 있다. 상기 데이터 변형 방식은 도 6 내지 도 11에서와 유사하게 설정될 수 있다.
먼저, 기지국이 선택한 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어 정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되지 않는 경우, 수신부의 동작을 설명한다.
CP 제거기(1601)는 기지국으로부터 수신된 신호 y[n]에 대해 CP 제거 및 직-병렬 변환을 수행한다. CP 제거기(1601)의 출력 신호는 M-포인트 DFT(1602)에 의해 주파수 도메인의 신호로 변환(이산 퓨리에 변환)되고, 변환된 신호는 데이터 보상부 (1603)로 입력된다. 여기서 마지막 M-N 샘플들은 제로 패딩된 부분 일 수 있으며, 제거될 수 있다. 데이터 보상부(1603)는 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호의 채널 왜곡을 보상한다. 상기 보상된 신호는 N-point IDFT(1604)에서 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)될 수 있다. IDFT 수행된 신호는 시퀀스 곱 처리부(1605) 및 디인터리버(de-interleaver)(1606)를 거쳐 역변형될 수 있다. 시퀀스 곱 처리부(1605)는 미리 알고 있는 데이터 변형 집합에 포함된 복수의 데이터 변형 방식들로부터 시퀀스 곱(sequence multiplication)에 사용되는 시퀀스들 대응하는 켤레(conjugate) 시퀀스들 또는 시퀀스 곱 행렬들에 대응하는 복수의 역행렬들을 식별할 수 있다. 시퀀스 곱 처리부(1605)는 IDFT 수행된 신호에 대해 식별된 복수의 켤레 시퀀스들 또는 복수의 역행렬들을 이용하여 시퀀스 곱들을 수행한다.
디인터리버(1606)는 상기 데이터 변형 집합에 포함된 복수의 데이터 변형 방식들로부터 복수의 디인터리빙을 위한 치환행렬들을 식별할 수 있다. 디인터리버(1606)는 시퀀스 곱 처리된 데이터 신호들에 대해 상기 식별된 복수의 디인터리빙을 위한 치환행렬들을 이용하여 디인터리빙을 수행한다. 데이터 복조/복호부(1607)는 디인터리버(1606)를 거쳐 입력된 복수의 역변형된 신호들 각각을 복조 및 디코딩하고, 각각의 디코딩 결과들 중 CRC(Cyclic Redundancy Check)에 성공한 디코딩 결과로부터 데이터 비트들을 복원하여 획득할 수 있다.
다른 실시예로, 기지국이 선택한 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어 정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되는 경우, 수신부의 동작을 설명한다. 도시되어 있지 않으나 상기 제어 정보는 물리 계층 채널 또는 RRC 시그널링을 통해 수신되어, 시퀀스 곱 처리부(1605) 및 디인터리버(1606)에 입력될 수 있다.
시퀀스 곱 처리부(1605)는 상기 제어 정보에 포함된 데이터 변형 인덱스를 통하여 기지국에 의하여 선택된 데이터 변형 방식을 식별할 수 있고, 상기 식별된 데이터 변형 방식의 시퀀스 곱에 사용된 시퀀스를 식별할 수 있다. 일 실시예로 시퀀스 곱 처리부(1605)는 상기 식별된 시퀀스에 대응하는 켤레(conjugate) 시퀀스를 이용하여 상기 IDFT 수행된 신호에 대해 시퀀스 곱을 수행할 수 있다. 일 실시예로 시퀀스 곱 처리부(1605)는 상기 시퀀스 곱에 사용된 행렬에 대응하는 역행렬을 이용하여 상기 IDFT 수행된 신호에 대해 시퀀스 곱을 수행할 수 있다.
디인터리버(1606)는 상기 제어 정보에 포함된 데이터 변형 인덱스를 통하여 기지국에 의하여 선택된 데이터 변형 방식을 식별할 수 있고, 상기 식별된 데이터 변형 방식의 인터리빙을 위한 치환행렬을 식별할 수 있다. 디인터리버(1606)는 상기 선택된 인터리빙을 위한 치환행렬에 대응하는 디인터리빙을 위한 치환행렬을 이용하여 상기 시퀀스 곱이 처리된 신호에 대해 디인터리빙을 수행한다.
데이터 복조/복호부(1607)는 디인터리버(1606)로부터 출력되는 역변형된 신호에 대한 복조 및 디코딩을 수행하고 데이터 비트들을 획득할 수 있다.
도 17은 본 개시의 일 실시예에 따라 선택된 데이터 변형 방식과 DMRS 시퀀스가 적용된 신호를 수신하는 수신부를 나타낸 블록 다이어그램이다. 상기 수신부는 기지국 또는 단말의 수신부일 수 있다. 하기에서는 동작들이 수신부에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 프로세서의 제어를 통해서 수신부가 동작을 수행하는 것으로 설명될 수 있다.
수신부는 서로 다른 DMRS 시퀀스들을 포함하는 DMRS 시퀀스 집합에 대한 정보 및 서로 다른 데이터 변형 방식들을 포함하는 데이터 변형 집합에 대한 정보를 RRC 시그널링 또는 물리 계층 채널을 통해 미리 수신할 수 있다. 일 실시예로, DMRS 시퀀스 집합 및 데이터 변형 집합은 표준 또는 시스템 운영자에 의해 미리 결정되어, 기지국 또는 단말 제조 시 미리 저장 될 수 있다. 상기 DMRS 시퀀스 집합과 데이터 변형 집합은 도 6 내지 도 11에서와 유사하게 설명될 수 있다.
먼저, 기지국이 선택한 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스 및 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어 정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되지 않는 경우, 수신부의 동작을 설명한다.
CP 제거기(1701)는 기지국으로부터 수신된 신호 y[n]에 대해 CP 제거 및 직-병렬 변환을 수행한다. CP 제거기(1701)의 출력 신호는 M-포인트 DFT(1702)에 의해 주파수 도메인의 신호로 변환(이산 퓨리에 변환)되고, 변환된 신호는 데이터 보상부(1703)와 채널 추정부(1704)로 각각 입력된다. 일 실시예로 DFT 수행된 신호는 부반송파 디매핑(subcarrier de-mapping)이 수행되어 데이터 신호 부분과 DMRS 시퀀스 부분으로 분리될 수 있다. 여기서 마지막 M-N 샘플들은 제로 패딩일 수 있고, 부반송파 디매핑을 통해 제거될 수 있다. 채널 추정부(1704)는 미리 알고 있는 DMRS 시퀀스 집합에 포함된 복수의 DMRS 시퀀스들을 이용하여 상기 M-포인트 DFT(1702)를 거쳐 입력된 수신 신호에 대해 채널 추정을 수행할 수 있다. 일 실시예로 채널 추정부(1704)는 상기 채널 추정 후 보간(interpolation)을 수행하여 주파수 도메인에서의 각 서브캐리어 별 채널 정보를 획득할 수 있다. 데이터 보상부(1703)는 상기 복수의 DMRS 시퀀스들에 대응하는 상기 복수의 채널 정보들을 활용하여 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호의 채널 왜곡을 보상한다. 상기 보상된 신호들은 N/2-포인트 IDFT(1705)에서 역 이산 퓨리에 변환(IDFT)될 수 있다. IDFT 수행된 신호는 시퀀스 곱 처리부(1706) 및 디인터리버(interleaver)(1707)를 거쳐 역변형될 수 있다. 시퀀스 곱 처리부(1706)는 미리 알고 있는 데이터 변형 집합에 포함된 복수의 데이터 변형 방식들로부터 시퀀스 곱(sequence multiplication)에 사용되는 시퀀스들에 대응하는 켤레(conjugate) 시퀀스들 또는 시퀀스 곱 행렬들에 대응하는 복수의 역행렬들을 식별할 수 있다. 시퀀스 곱 처리부(1706)는 IDFT 수행된 신호에 대해 상기 식별된 복수의 켤레 시퀀스들 또는 복수의 역행렬들을 이용하여 시퀀스 곱들을 수행한다.
디인터리버(1707)는 상기 데이터 변형 집합에 포함된 복수의 데이터 변형 방식들로부터 복수의 디인터리빙을 위한 치환행렬들을 식별할 수 있다. 디인터리버(1707)는 시퀀스 곱 처리된 데이터 신호들에 대해 상기 식별된 복수의 디인터리빙을 위한 치환행렬들을 이용하여 디인터리빙을 수행한다. 데이터 복조/복호부(1708)은 디인터리버(1707)를 거쳐 입력된 복수의 역변형된 신호들 각각을 복조 및 디코딩하고, 각각의 디코딩 결과들 중 CRC(Cyclic Redundancy Check)에 성공한 디코딩 결과로부터 데이터 비트들을 복원하여 획득할 수 있다.
다른 실시예로, 기지국이 선택한 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스 및 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스를 포함하는 제어 정보가 별도의 시그널링을 통해 수신되는 경우, 수신부의 동작을 설명한다. 도시되어 있지 않으나 상기 제어 정보는 물리 계층 채널 또는 RRC 시그널링을 통해 수신되어, 채널 추정부(1704), 시퀀스 곱 처리부(1706) 및 디인터리버(1707)로 입력될 수 있다.
채널 추정부(1704)는 상기 제어 정보에 포함된 DMRS 시퀀스 인덱스를 통하여 기지국에 의하여 선택된 DMRS 시퀀스를 식별할 수 있다. 이 후, 채널 추정부(1704)는 상기 식별된 DMRS 시퀀스를 기반으로 M-포인트 DFT(1702)를 거쳐 입력된 수신 신호에 대해 채널 추정을 수행할 수 있다. 데이터 보상부(1703)는 상기 추정된 채널 정보를 활용하여, M-포인트 DFT(1702)를 거쳐 입력된 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호의 채널 왜곡을 보상하고, 상기 보상된 신호는 N/2-포인트 IDFT(1705)를 거칠 수 있다.
시퀀스 곱 처리부(1706)는 상기 제어 정보에 포함된 데이터 변형 인덱스를 통하여 기지국에 의하여 선택된 데이터 변형 방식을 식별할 수 있고, 상기 식별된 데이터 변형 방식의 시퀀스 곱에 사용된 시퀀스를 식별할 수 있다. 일 실시예로 시퀀스 곱 처리부(1706)는 상기 식별된 시퀀스에 대응하는 켤레(conjugate) 시퀀스를 이용하여 상기 IDFT 수행된 신호에 대해 시퀀스 곱을 수행할 수 있다. 일 실시예로 시퀀스 곱 처리부(1706)는 상기 시퀀스 곱에 사용된 행렬에 대응하는 역행렬을 이용하여 상기 IDFT 수행된 신호에 대해 시퀀스 곱을 수행할 수 있다.
디인터리버(1707)는 상기 제어 정보에 포함된 데이터 변형 인덱스를 통하여 기지국에 의하여 선택된 데이터 변형 방식을 식별할 수 있고, 식별된 데이터 변형 방식을 통해 선택된 인터리빙을 위한 치환행렬을 식별할 수 있다. 디인터리버(1707)는 상기 선택된 인터리빙을 위한 치환행렬에 대응하는 디인터리빙을 위한 치환행렬을 이용하여 시퀀스 곱이 수행된 신호에 대해 디인터리빙을 수행한다.
데이터 복조/복호부(1708)는 디인터리버(1707)로부터 출력되는 역변형된 신호에 대한 복조 및 디코딩을 수행하고 데이터 비트들을 획득할 수 있다.
일 실시예로, 상기 복수의 DMRS 시퀀스들은 복수의 데이터 변형 방식들에 일대일 대응되도록 설정될 수 있다. 예를 들어, U번째 DMRS 시퀀스는 U번째 데이터 변형 방식과 연결될 수 있으며, 이 경우 데이터 변형 방식으로 U번째 데이터 변형 방식이 적용되면 DMRS 시퀀스 조합 시 U번째 DMRS 시퀀스가 사용될 수 있다. 상기 실시예를 통하여 계산 복잡도를 낮출 수 있다.
도 18은 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 집합의 크기와 PAPR의 상관 관계를 나타낸 그래프이다. 도 18에 있는 결과는 PAPR 분포에 대한 상보 누적 함수(complementary cumulative distribution function, CCDF) 
의 값을 나타낸 것이다. 여기서 사용된 값은 N=360, M=512, J=4 이며 상기 값들은 도 6 내지 17에서 사용된 J, M, N에 해당할 수 있다. 도 18은 DFT precoding이 적용된 OFDM 환경에서의 PDSCH에 대한 PAPR 결과를 나타낸다. 여기서 데이터 변형 집합의 크기 U 는 1,2,4,8,16,32 의 값을 사용 하였다. 도 18의 그래프에서 다이아모양 및 X모양을 포함하는 검정색 실선은 OFDM에 대한 PAPR 결과이고, 사각형 및 원 모양을 포함한 빨간색 실선은 DFT-spreading-OFDM(DFT-s-OFDM)에 대한 PAPR 결과이다. DFT-s-OFDM의 경우 데이터 변형 집합의 크기가 증가함에 따라 
을 만족하는 
이 감소하여, PAPR이 개선됨을 확인할 수 있다. 예를 들어, U=1에서 U=32로 U 값을 증가시키게 되면 
에서 
로 감소하여 대략 2.2 dB 가량의 PAPR이 감소하는 것을 확인할 수 있다. 마찬가지로, 제안하는 기법을 OFDM에 적용해도 성능의 향상을 확인할 수 있다.
데이터 변형 집합의 크기(U)가 증가할 경우, 이를 처리 하기 위한 DFT 블록들, IDFT 블록들, 인터리빙(Interleaving) 블록들, 시퀀스 곱(Sequence multiplication) 블록들, PAPR 측정 블록들의 개수가 배수로 증가할 수 있기 때문에 계산 복잡도가 증가할 수 있다. 따라서, 기지국 또는 단말은 데이터 변형 집합의 크기를 조절하여 얻는 PAPR 이득 및 계산 복잡도를 고려하여 데이터 변형 집합을 결정할 수 있다.
도 19는 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 집합의 크기를 결정하는 동작을 나타낸 순서도이다. 하기에서는 상기 순서도의 동작을 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 유사한 동작이 단말에 의해서도 수행될 수도 있다. 도 19의 데이터 변형 집합의 크기 결정과 관련된 내용은 도 6 내지 도 17의 실시예들에 적용될 수 있다. 기지국은 데이터 변형 집합의 크기를 정할 때에는 얻을 수 있는 PAPR 이득과 계산 복잡도를 함께 고려해서 결정해야 하고, 시스템 환경, 메모리, 연산 능력 등도 고려해서 결정할 수 있다(1910). 기지국에 의해 결정된 데이터 변형 집합의 크기 U 값에 대한 정보는 물리 계층 채널 또는 RRC 시그널링을 통해 단말에 송신 될 수 있다(1920). 상기 실시예를 통해 상황에 따라 계산 복잡도와 PAPR 이득을 조절할 수 있다.
도 20은 송신부의 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 방법의 일 실시예를 나타낸 것이다.
도시된 실시예의 동작은 도 6 내지 도 18의 기지국 및 단말에 모두 적용 될 수 있다.
송신부는 JM-포인트 IDFT 수행된 시간 도메인 데이터 신호에 대해 PAPR을 측정하게 된다. 송신부가 보내고자 하는 변조된(Modulated) 데이터 심볼 시퀀스의 길이는 N 이라고 가정한 경우, N-포인트 DFT, JM-포인트 IDFT, JM-N zero 패딩 과정을 통해 오버샘플링 효과가 적용이 되어 시간 도메인 데이터 신호의 길이는 J*M이 될 수 있다. 도 20에 나타난 바와 같이, JM-포인트 IDFT(2010)의 IDFT 수행 결과로 나온 출력 샘플 시퀀스를 
이라 가정할 수 있다. PAPR 측정을 위해 peak를 검출 할 때 
중 절대값의 제곱이 가장 큰 샘플의 값이 peak에 해당한다. 여기서 peak를 검출하기 위해 탐색하는 
중 n번 째 샘플의 인덱스 
는 다음 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
하지만, 본 실시 예에서는 peak 탐색의 복잡도를 줄이기 위해 다음 수학식 2에 나타낸 방법으로 인덱스 탐색 횟수를 줄일 수 있다.
여기서 round()는 가장 가까운 정수를 찾기 위한 단계이고, Q는 실효 오버샘플링 팩터(oversampling factor)로 
로 나타낼 수 있다. 수학식 1과 수학식 2를 비교하면, 피크(peak)를 찾기 위해 사용하는 탐색 범위를 J*M에서 N으로 줄일 수 있다. 예를 들어, M=512, N=512, J=4 인 경우, 종래의 탐색 방법과 관련된 수학식 1에서는 1번부터 2048(J*M)번의 샘플들, 즉 2048개의 모든 샘플들을 탐색하여 그 중 가장 큰 peak를 찾아야 한다. 하지만 복잡도를 줄이기 위한 방법과 관련된 수학식2에서는 Q = 4이므로 1번부터 2048(=J*M)번의 시간 도메인 샘플들 중에서 
, 즉 512개의 샘플들만 탐색하여 가장 큰 피크(peak)를 찾아도 수학식 1번과 같이 2048개 샘플에서 피크(peak)를 찾은 것과 거의 유사한 것으로 결정할 수 있다. 따라서, 인덱스를 탐색해야 하는 횟수가 줄어들게 되므로 PAPR 측정을 위한 복잡도가 줄어드는 효과가 있다. 상기의 PAPR 탐색 방법을 통하여 계산 복잡도를 줄여 부하를 줄이고 자원의 낭비를 방지할 수 있다.
일 실시예에서, 기지국은 제어 정보를 통해 다음 표 8에 나타난 2가지 정보를 포함하여 단말에게 제공할 수 있다. 다음의 실시예는 도 6 내지 도 18의 기지국 및 단말에 모두 적용 될 수 있다.
표 8에 나타난 것처럼, SameDataTransformationLength 
는 하나의 PDCCH이 커버하는 하나의 Slot 안에서 전송되는 데이터 심볼들 중 동일한 데이터 변형이 적용되는 (연속될 수 있는) 심볼들의 수를 나타낸다. 예를 들어, SameDataTransformationLength 
= 1 이면 하나의 Slot안에 있는 각 심볼들은 각자 서로 다른 데이터 변형 방식이 적용 될 수 있다. 또한, SameDataTransformationLength 
= 13 인 경우 (여기서 13은 하나의 슬롯 내에서 PDCCH를 제외한 데이터 심볼들의 수를 의미할 수 있다), 하나의 Slot에 있는 모든 심볼들은 동일한 데이터 변형 방식이 적용될 수 있다. 따라서 이 값을 표현하기 위한 bits 수는 기지국 구성 및 요구 조건에 따라 다를 수 있다. 일 실시예로, SameDataTransformationLength 
의 경우에는 Slot단위로 설정될 수 있으며, 시스템 환경, 시스템 메모리, 시스템 계산 용량 등을 고려하여 고정적으로 정해지거나, 혹은 물리 계층 채널(일 예로 PDCCH)가 아닌 RRC 시그널링를 통해 단말로 전달 될 수 있다.
DataTransformationIndex (
) 는 하나의 Slot에 적용되는 데이터 변형 인덱스를 나타내는 비트맵 이다. 예를 들어, 데이터 변형 집합의 원소의 개수가 U=4인 경우, 하나의 데이터 변형 방식을 나타내기 위해 필요한 bits 수는 2 bits이다. 이 경우, SameDataTransformationLength (
= 1 이고 하나의 slot에 13개의 심볼이 있는 경우, 
26bits의 DataTransformationIndex가 전송된다. 일 실시예로 DataTransformationIndex (
) 는 PDCCH 상의 DCI를 통해 단말로 전달될 수 있다.
일 실시예에서, 본 개시의 실시예들에서 사용되는 데이터 변형 방식에는 인터리빙(Interleaving)과 시퀀스 곱 등의 연산이 포함될 수 있다. 또한, 기지국단에서 DFT precoding까지 수행 하는 경우 DFT 행렬(DFT matrix)과 데이터 벡터의 행렬 곱셈 연산도 해야 한다. 여기서, 인터리빙(interleaving)의 연산을 위한 행렬을 치환(permutation) 행렬 (P)로 표현 가능하고, 시퀀스 곱(sequence multiplication)의 연산을 위한 행렬을 대각 행렬 (S)로 표현가능하고, DFT precoding 연산을 위한 행렬을 DFT 행렬 (D)로 표현 가능하다. 데이터 변형 시 세가지 연산을 위해 세가지 행렬들의 곱들을 각각 수행할 수 있지만, 각 데이터 변형 시 상기 세 행렬들을 포함하는 합성 행렬 (DxSxP)을 데이터 심볼 시퀀스에 한번에 곱해주어, 더 적은 복잡도로 데이터 변형 방식을 수행할 수 있다. 상기 합성 행렬은 인터리빙 치환행렬과 시퀀스 곱 행렬 만을 포함할 수도 있다. 수신부에서는 상기 합성 행렬에 대응하는 역행렬을 사용하여 데이터 역변형을 수행할 수 있다.
도 21은 통신 장치의 송신부(2100)를 나타낸 블록 다이어그램이다. 상기 송신부는 기지국 또는 단말의 송신부일 수 있다. 하기에서는 동작들이 송신부에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 프로세서의 제어를 통해서 송신부가 동작하는 것일 수 있다.
송신부(2100)의 디지털 단(Tx digital unit)(2110)에서 출력된 신호는 디지털-아날로그 변환기(digital-to-analog converter, DAC)를 통과하여 베이스밴드 아날로그(baseband analog) 신호로 변환 된다(2120). 변환된 analog 신호는 송신부의 무선 주파수(radio-frequency, RF) 단(Tx RF unit) (2130)을 거쳐 통과대역 신호로 변환되어 통신 장치의 수신부로 송신된다. 송신부의 RF 단(2130)은 베이스밴드 아날로그(baseband analog)신호를 반송파 주파수(carrier frequency)로 올림 변환(up-conversion)하는 믹서(mixer)와 위상 변환기(phase shifter), 그리고 증폭기(power amplifier, PA) 등으로 구성될 수 있다. 도 12 내지 도 14에 도시된 송신부의 구성은 상기 디지털 단(2110)에 포함되어, 상기 baseband analog 신호의 PAPR을 줄이기 위한 신호 생성을 수행할 수 있다.
도 22는 통신 장치의 수신부(2200)를 나타낸 블록 다이어그램이다. 상기 수신부는 기지국 또는 단말의 수신부일 수 있다. 하기에서는 동작들이 수신부에 의해 수행되는 것으로 설명할 것이지만, 프로세서의 제어를 통해서 수신부가 동작하는 것일 수 있다.
통신장치로부터 수신된 신호는 수신부의 무선 주파수(radio-frequency, RF) 단(Rx RF unit)(2210) 을 거쳐 기저대역의 analog 신호로 변환된 후, 아날로그-디지털 변환기(analog to digital converter, ADC)(2220)를 통과할 수 있다. ADC(2220)를 거친 디지털 신호는 수신부의 디지털 단(Rx digital unit)(2230)으로 수신될 수 있다.(2230) 도 15 내지 도 17에 도시된 수신부의 구성은 디지털 단(2230)에 포함되어, 상기 디지털 신호에 포함된 데이터를 복원할 수 있다.
도 23 및 도 24는 본 개시의 일 실시예에 따른 기지국 및 단말의 구조를 나타낸 것이다. 상기 도 23 및 도 24의 기지국 및 단말은 상기 도 6 내지 도 30의 실시예들에 개시된 방법들에 따라 동작할 수 있다.
도 23은 본 개시의 일 실시예에 따른 기지국의 구조를 도시한 것이다. 도 23과 같이 본 개시의 기지국은 적어도 하나의 프로세서(2310), 송신부와 수신부를 포함하는 송수신부(2320)를 포함할 수 있다. 상기 기지국은 메모리(도시하지 않음)를 포함할 수 있다. 상기 송수신부(2320) 및 메모리는 프로세서(2310)의 제어에 따라 동작할 수 있도록 적어도 하나의 프로세서(2310)에 연결되어 있을 수 있다.
적어도 하나의 프로세서(2310)는 본 개시의 실시예들에 기재된 기지국의 동작이 수행될 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 송수신부(2320)는 단말(2400)과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터 등을 포함할 수 있다. 송수신부는 도 21 및 도 22에 기재된 송신부 및 수신부의 구성 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
도 24는 본 개시의 일 실시예들에 따른 단말의 구조를 도시한 것이다. 도 24와 같이, 본 개시의 단말은 적어도 하나의 프로세서(2410), 수신부와 송신부를 포함하는 송수신부(2420)를 포함할 수 있다. 상기 단말은 메모리(도시하지 않음)를 포함할 수 있다. 상기 송수신부(2420) 및 메모리는 프로세서의 제어에 따라 동작할 수 있도록 적어도 하나의 프로세서(2410)에 연결되어 있을 수 있다.
적어도 하나의 프로세서(2410)는 본 개시의 실시예들에 기재된 단말의 동작이 수행될 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다.
적어도 하나의 프로세서(2410)는 본 개시의 실시예들에 기재된 단말의 동작이 수행될 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 송수신부(2420)는 기지국(2300)과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터 등을 포함할 수 있다. 송수신부는 도 21 및 도 22에 기재된 송신부 및 수신부의 구성을 모두 포함할 수 있다.
도 25는 본 개시의 일 실시예에 따라 데이터 변형 인덱스를 찾기 위한 인공지능 구조의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 25는 도 13과 같이 전수조사(full search)를 통해 PAPR이 가장 낮은 데이터 변형 인덱스를 찾는 방식이 아닌, 인공지능(Artificial intelligence: AI) 기술을 활용하여 가장 적합한 데이터 변형 인덱스를 찾는 예시 및 AI를 구성하기 위한 예시를 나타낼 수 있다. 도 25에서는 Hadamard 기반 시퀀스 집합을 가정하였고, 인터리버 수행에 대하여 고려하지 않았다. 또한, N개의 변조 심볼이 적용되고, N-point DFT 전송, M-point IDFT 전송이 가정되었다. 도 25에서 제안하는 AI는 “SeqNet(Sequence Network)”으로 명명하였다. SeqNet은 변조된 심볼을 입력하여 PAPR을 최소화하는 시퀀스 인덱스를 도출할 수 있다. SeqNet으로 들어가는 입력(input)은 Modulated Symbol이며 (2501), 출력(output)으로는 가능한 데이터 변형 인덱스들에 대한 확률질량함수 값이 계산되어 출력될 수 있다(2502). Modulated Symbols과 SeqNet을 통해 획득한 확률값들에서 가장 높은 확률을 가지는 데이터 변형 인덱스를 Modulated Symbol들에 곱한 후 (2503), DFT-S-OFDM(DFT-spread-OFDM) 변조(Modulation) 과정을 수행한 뒤 전송된다. 본 예시의 SeqNet은 1차원 컨벌루셔널 신경 네트워크(convolutional neural network: CNN), 평균 풀링(average pooling), 전체 연결 계층(fully connected layers) 등을 결합하여 구성할 수 있다. (2504).
도 26은 본 개시의 일 실시예에 따라, PAPR 임계값을 결정하기 위한 순서도이다.
도 26은 데이터 변형 여부를 스위칭 할 때 필요한 PAPR 임계값(PAPR_th)을 결정하고 적용하기 위해 필요한 기지국과 단말의 동작 과정을 나타낼 수 있다.
기지국(2610)은 현재 서빙 중인 상향링크의 트래픽 양 (또는 부하(load)), 단말이 요구하는 서비스 품질 (quality of service: QoS) 수준, 단말의 기준 신호 수신 전력(Reference Signals Received Power: RSRP) 값, 단말의 계산 가능 용량 등을 고려하여 PAPR_th를 결정할 수 있다 (2601). 상기 PAPR_th는 단말 특정(UE specific)하게 결정될 수 있다. 예를 들어, 단말의 RSRP 값이 낮은 경우, 기지국은 단말의 상향링크 커버리지 향상 또는 개선을 위해 PAPR_th를 낮게 설정할 수 있다. 기지국(2610)은 PAPR_th를 포함하여 제어신호 또는 RRC 메시지를 통해 단말(2620)로 전송할 수 있다 (2602). 단말(2620)은 기지국(2610)이 보낸 제어신호 또는 RRC 메시지를 디코딩하여 PAPR_th과 관련된 정보를 획득하고 (2603), 해당 PAPR_th 값을 도 27 및 도 29에서와 같이 적용할 수 있다.
다른 실시 예로 단말(2620)은 요구하는 서비스 품질 (quality of service: QoS) 수준, 단말의 기준 신호 수신 전력(Reference Signals Received Power: RSRP) 값, 단말의 계산 가능 용량 등을 고려하여 PAPR_th를 직접 결정할 수 있다. 단말은 결정된 PAPR_th를 데이터 또는 제어 신호를 통하여 기지국(2610)으로 송신할 수 있다.
도 27는 본 개시의 일 실시예에 따른, 단말이 데이터를 변형할 지 여부를 결정하여 기지국으로 데이터를 전송하기 위한 순서도이다.
단말은 상향링크(uplink)로 전송할 시간 도메인 데이터 신호의 PAPR을 측정할 수 있다 (2701). 측정된 PAPR이 기 결정된 임계치인 PAPR_th 보다 큰 지 확인할 수 있다. (2702) 상기 PAPR_th는 도 26에 기재된 방식으로 결정되어 단말에 저장될 수 있다. 측정된 PAPR이 PAPR_th보다 큰 경우, 단말은 도 13과 같이 모든 데이터 변형에 대한 PAPR을 측정하는 방식인 전수 조사를 수행하거나 AI를 활용하여 최적의 데이터 변형 인덱스를 선택할 수 있다 (2703). 이후, 단말은 데이터가 변형되었음을 나타내는 정보를 포함시켜 기지국에게 제어신호를 전송할 수 있다. 일 예로, 데이터가 변형된 경우 데이터가 변형되었음을 나타내는 정보로 Flag_Data_Transformation = True와 같은 정보를 상향링크 제어신호에 포함하여 전송할 수 있다 (2704). 단말은 제어 채널을 통해 선택한 데이터 변형 인덱스 또는 관련된 정보를 포함한 신호를 제어채널 또는 데이터 신호로 기지국에게 전송할 수 있다 (2705). 단말은 선택한 데이터 신호에 데이터 변형 인덱스에 대응되는 데이터 변형을 적용한 후 변형된 데이터를 기지국으로 전송 할 수 있다 (2706). 상기 2704 단계 내지 2706 단계에서 전송 순서는 정해지지 않으며 개별적으로 전송될 수 있다.
2702 단계에서 측정된 PAPR이 PAPR_th보다 작은 것으로 확인된 경우, 단말은 데이터가 변형되지 않았다는 사실을 나타내는 정보로 Flag_Data_Transformation = False과 같은 정보를 포함한 상향링크 제어신호를 전송할 수 있다 (2707). 그 후, 단말은 데이터를 스케줄링 받은 자원에서 전송할 수 있다 (2708).
PAPR 임계값을 설정하여 상기 방식을 도입하여 PAPR이 이미 작은 경우 데이터 변형 인덱스를 사용하지 않도록 하여 불필요한 오버헤드를 감소시킬 수 있는 효과가 있다. 또한, 원하는 PAPR 임계값을 설정할 수 있도록 하여 시스템의 개선이 필요한 경우를 결정할 수 있고, 시스템의 개선 정도를 변경할 수 있는 효과가 있다.
도 28은 본 개시의 일 실시예에 따라, 기지국이 데이터 변형 여부를 확인하여 단말로부터 데이터 신호를 수신하기 위한 순서도를 나타낸 것이다.
기지국은 단말이 전송한 제어신호를 수신하여 데이터가 변형되었는지를 나타내는 정보의 값이 어떤 지 확인할 수 있다. (2801) 예를 들어, 데이터가 변형되었을 경우, Flag_Data_Transformation = True일 수 있고, 데이터가 변형되지 않았을 경우 Flag_Data_Transformation = False일 수 있다. 기지국은 데이터가 변형되었는지를 나타내는 정보에 따라 데이터가 변형되었는지에 대하여 확인할 수 있다. (2802) 데이터가 변형된 것으로 확인되는 경우 (Flag_Data_Transformation=True), 기지국은 단말로부터 제어채널을 통해 수신한 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 확인할 수 있다 (2803). 기지국은 확인한 데이터 변형 인덱스에 대응되는 역변형을 단말로부터 수신한 데이터 신호에 적용하여 데이터 복원 및 데이터 디코딩을 수행할 수 있다 (2804).
한편, 2802단계에서 데이터가 변형되지 않은 것으로 확인되는 경우 (Flag_Data_Transformation=False), 기지국은 단말로부터 수신된 데이터 신호에 대해 역변형 없이 디코딩을 수행할 수 있다 (2805).
도 29는 본 개시의 일 실시예에 따른, 단말이 데이터를 변형할 지 여부를 결정하여 기지국으로 데이터를 전송하기 위한 순서도이다.
단말은 상향링크(uplink)로 전송할 시간 도메인 데이터 신호의 PAPR을 측정할 수 있다 (2901). 측정된 PAPR이 기 결정된 임계치인 PAPR_th 보다 큰 지 확인할 수 있다. (2902) 상기 PAPR_th는 도 26에 기재된 방식으로 결정되어 단말에 저장될 수 있다. 측정된 PAPR이 PAPR_th보다 큰 경우, 단말은 도 13과 같이 모든 데이터 변형에 대한 PAPR을 측정하는 방식인 전수 조사를 수행하거나 AI를 활용하여 최적의 데이터 변형 인덱스를 선택할 수 있다 (2903). 단말은 제어 채널을 통해 선택한 데이터 변형 인덱스 또는 관련된 정보를 포함한 신호를 기지국에게 전송할 수 있다 (2904). 단말은 선택한 데이터 신호에 데이터 변형 인덱스에 대응되는 데이터 변형을 적용한 후 변형된 데이터를 기지국으로 전송 할 수 있다 (2905).
2902 단계에서 측정된 PAPR이 PAPR_th보다 작은 것으로 확인된 경우, 단말은 데이터를 스케줄링 받은 자원에서 전송할 수 있다 (2906).
도 30은 본 개시의 일 실시예에 따라, 기지국이 단말로부터 데이터 신호를 수신하기 위한 순서도를 나타낸 것이다.
기지국은 단말로부터 제어채널을 통해 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보가 수신되었는지 여부를 결정할 수 있다 (3001). 단말로부터 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보가 수신된 경우, 해당 정보를 통해 데이터 변형 인덱스를 확인할 수 있다 (3002). 기지국은 확인한 데이터 변형 인덱스에 대응되는 역변형을 단말로부터 수신한 데이터 신호에 적용하여 데이터 복원 및 데이터 디코딩을 수행할 수 있다 (3003).
한편, 3001단계에서 단말로부터 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 수신하지 않은 것으로 결정한 경우, 기지국은 단말로부터 수신된 데이터 신호에 대해 역변형 없이 디코딩을 수행할 수 있다 (3004).
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 각각의 실시예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다.
Claims (25)
- 무선 통신 시스템의 기지국에 있어서,
송수신기; 및
상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
상기 적어도 하나의 프로세서는:
복수의 복조 레퍼런스 신호(demodulation reference signal: DMRS) 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 단말에 송신하고,
상기 복수의 데이터 변형 방식들에 기초하여 데이터 심볼 시퀀스를 변형하고,
상기 복수의 변형된 데이터 심볼 시퀀스들과 상기 복수의 DMRS 시퀀스들의 조합들에 대해 역 이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform: IDFT)을 수행하고,
상기 IDFT 수행된 신호들 각각에 대한 피크 대 평균 전력 비(peak to average power ratio: PAPR) 값들을 측정하고,
상기 측정 결과 가장 낮은 PAPR 값을 가지는 IDFT 수행된 신호를 선택하고, 및
상기 선택된 IDFT 수행된 신호를 단말로 송신하는 기지국.
- 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는
상기 선택된 IDFT 수행된 신호에 적용된, 하나의 데이터 변형 방식에 대한 정보 및 하나의 DMRS 시퀀스에 대한 정보를 포함하는 제어 정보를 생성하고,
상기 제어 정보를 RRC(radio resource control) 시그널링 또는 물리 계층 시그널링을 통해 상기 단말로 전송하는 기지국.
- 제1항에 있어서,
상기 데이터 심볼 시퀀스는 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)의 정보 심볼들의 시퀀스 혹은 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)의 정보 심볼들의 시퀀스 중 어느 하나를 포함하는 기지국.
- 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는
하나의 슬롯 단위 안에 전송되는 데이터 심볼들 중 동일한 데이터 변형 방식이 적용되는 데이터 심볼들의 개수를 나타내는 정보 및 상기 하나의 슬롯 단위 내의 데이터 심볼들에 적용되는 데이터 변형 방식들을 개별적으로 지시하는 정보 중 적어도 하나를 포함하는 제어 정보를 생성하고,
상기 제어 정보를 상기 단말로 전송하는 기지국.
- 제1항에 있어서, 상기 복수의 데이터 변형 방식들의 각각은 인터리빙을 위한 치환 행렬과 시퀀스 곱(sequence multiplication) 행렬에 의해 구현되고, 혹은
상기 치환 행렬과 상기 시퀀스 곱 행렬의 결합 행렬에 의해 구현됨을 특징으로 하는 기지국.
- 무선 통신 시스템의 단말에 있어서,
송수신기; 및
상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
상기 적어도 하나의 프로세서는:
기지국으로부터 복수의 복조 레퍼런스 신호(demodulation reference signal: DMRS) 시퀀스들에 대한 정보 및 복수의 데이터 변형 방식들에 대한 정보를 수신하고,
상기 기지국으로부터 하나의 데이터 변형 방식을 지시하는 데이터 변형 인덱스 및 하나의 DMRS 시퀀스를 지시하는 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보가 수신되는지 판단하고,
상기 제어 정보가 수신되는 것으로 판단된 경우, 상기 기지국으로부터 데이터 변형 인덱스 및 DMRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 제어 정보를 수신하고,
상기 기지국으로부터 수신된 신호에 대하여 상기 DMRS 시퀀스 인덱스에 의해 지시된 DMRS 시퀀스를 기반으로 채널 추정을 수행하고,
상기 추정된 채널 정보를 기반으로, 상기 수신된 신호에 포함된 데이터 신호에 대한 채널 보상을 수행하고,
상기 데이터 변형 인덱스에 의해 지시된 데이터 변형 방식을 기반으로 상기 채널 보상된 신호를 역변형하고, 및
상기 역변형된 신호를 복조 및 디코딩하는 단말.
- 제6항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는
상기 기지국으로부터 상기 제어 정보가 수신되지 않는 것으로 판단된 경우,
상기 기지국으로부터 수신된 신호에 대해 상기 복수의 DMRS 시퀀스들을 기반으로 채널 추정을 수행하고,
상기 복수의 DMRS 시퀀스들에 대응하는 복수의 채널 정보들을 기반으로, 상기 수신된 신호에 포함된 데이터 신호에 대한 채널 보상을 각각 수행하고,
상기 복수의 데이터 변형 방식들을 기반으로 상기 채널 보상된 신호들을 역변형하고,
상기 역변형된 신호들을 블라인드 검출하여 데이터 비트들을 복원하는 단말.
- 제6항에 있어서,
상기 수신된 신호는 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel) 또는 PDCCH( Physical Downlink Control Channel) 중 어느 하나를 통해서 상기 기지국으로부터 수신되는 단말.
- 제6항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는
하나의 슬롯 단위 안에 전송되는 데이터 심볼들 중 동일한 데이터 변형 방식이 적용되는 데이터 심볼들의 개수를 나타내는 정보 및 상기 하나의 슬롯 단위 내의 데이터 심볼들에 적용되는 데이터 변형 방식들을 개별적으로 지시하는 정보 중 적어도 하나를 포함하는 제어 정보를 상기 기지국으로부터 수신하는 단말.
- 제6항에 있어서, 상기 역변형은,
상기 기지국에 의해 선택된 인터리빙을 위한 치환 행렬과 시퀀스 곱(sequence multiplication) 행렬에 대응하는 역행렬들에 의해 구현되고, 또는
상기 치환 행렬과 상기 시퀀스 곱 행렬의 결합 행렬에 대응하는 역행렬에 의해 구현되는 단말.
- 무선 통신 시스템의 단말에 있어서,
송수신기; 및
상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
상기 적어도 하나의 프로세서는:
데이터 신호의 피크 대 평균 전력 비(Peak-to-average power ratio: PAPR)를 측정하고,
상기 측정한 PAPR이 PAPR 임계값보다 큰 지를 결정하고,
상기 측정한 PAPR이 상기 PAPR 임계값보다 큰 경우, PAPR 감소를 위한 데이터 변형 인덱스를 도출하는 제1 방식, 또는 복수의 데이터 변형 인덱스들과 데이터 신호를 기반으로 하는 제2 방식 중 어느 하나에 기반하여 상기 복수의 데이터 변형 인덱스들 중 최소 PAPR을 가지는 데이터 변형 인덱스를 선택하고,
상기 송수신기를 통해, 상기 선택한 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 기지국으로 전송하고, 및
상기 송수신기를 통해, 상기 데이터 신호에 상기 선택한 데이터 변형 인덱스에 대응되는 데이터 변형을 적용하여 생성된 변형 데이터 신호를 상기 기지국으로 전송하도록 구성되는 단말.
- 제11항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는
상기 송수신기를 통해, 상기 데이터 신호가 변형되었음을 나타내는 정보를 포함하는 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하도록 더 구성되는 단말.
- 제12항에 있어서,
상기 데이터 신호가 변형되었음을 나타내는 정보는 플래그(flag) 형태로 구현되는 단말.
- 제11항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는
상기 측정한 PAPR이 상기 PAPR 임계값보다 작은 경우, 상기 송수신기를 통해, 상기 데이터 신호를 상기 기지국으로 전송하도록 더 구성되는 단말.
- 제14항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는
상기 송수신기를 통해, 상기 데이터 신호가 변형되지 않았음을 나타내는 정보를 포함하는 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하도록 더 구성되고,
상기 데이터 신호가 변형되지 않았음을 나타내는 정보는 플래그(flag) 형태로 구현되는 단말.
- 제11항에 있어서, 상기 제1 방식은 신경 네트워크로 구현되며,
상기 신경 네트워크는 변조된 심볼이 입력된 경우, 상기 변조된 심볼에 적용 가능한 데이터 변형 인덱스들에 대한 확률 값을 출력하는 단말.
- 제11항에 있어서, 상기 제1 방식은 신경 네트워크로 구현되며, 상기 신경 네트워크는 1차원 컨벌루셔널 신경 네트워크 (convolutional neural network: CNN), 평균 풀링(average pooling), 또는 전체 연결 계층(fully connected layers) 중 적어도 하나를 포함하는 단말.
- 제11항에 있어서, 상기 PAPR 임계값은 상기 단말의 서비스 품질, 기준 신호 수신 전력(Reference Signals Received Power: RSRP), 또는 단말의 계산 가능 용량 중 적어도 하나를 기반으로 결정되는 단말.
- 제11항에 있어서, 상기 PAPR 임계값은 상기 기지국으로부터 제어 신호 또는 무선 자원 제어(radio resource control: RRC) 신호를 통해 상기 단말로 전송되는 단말.
- 무선 통신 시스템의 기지국에 있어서,
송수신기; 및
상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
상기 적어도 하나의 프로세서는:
단말로부터 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 수신하였는지 결정하고, 및
상기 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 수신한 것으로 결정한 경우, 상기 수신된 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 기반으로 상기 단말로부터 수신된 데이터 신호를 역변형하도록 구성되는 기지국.
- 제20항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는:
상기 단말로부터 데이터 신호가 변형되었음을 나타내는 정보를 수신하였는지 결정하고,
상기 데이터 신호가 변형되었음을 나타내는 정보를 수신한 것으로 결정한 경우, 상기 단말로부터 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 수신하였는지 결정하도록 구성되는 기지국.
- 제21항에 있어서,
상기 데이터 신호가 변형되었음을 나타내는 정보는 플래그(flag) 형태로 구현되는 기지국.
- 제20항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는
상기 데이터 변형 인덱스와 관련된 정보를 수신하지 않은 것으로 결정한 경우, 상기 단말로부터 수신된 데이터 신호를 복조하도록 더 구성되는 기지국.
- 제23항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
상기 송수신기를 통해, 상기 데이터 신호가 변형되지 않았음을 나타내는 정보를 포함하는 제어 신호를 상기 단말로부터 수신하도록 더 구성되고,
상기 데이터 신호가 변형되지 않았음을 나타내는 정보는 플래그(flag) 형태로 구현되는 기지국.
- 제 20항에 있어서,
상기 데이터 신호는 상기 데이터 신호에 대한 피크 대 평균 전력 비(Peak-to-average power ratio: PAPR)와 PAPR 임계값을 비교한 결과에 따라 변형되고,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 단말의 서비스 품질, 기준 신호 수신 전력(Reference Signals Received Power: RSRP), 단말의 계산 가능 용량 중 적어도 하나를 기반으로 상기 PAPR 임계값을 결정하고, 상기 PAPR 임계값을 제어 신호 또는 무선 자원 제어(radio resource control: RRC) 신호를 통해 상기 단말로 전송하도록 더 구성되는 기지국.
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR20200175300 | 2020-12-15 | ||
| KR1020200175300 | 2020-12-15 | ||
| KR1020210066015 | 2021-05-24 | ||
| KR20210066015 | 2021-05-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20220085738A true KR20220085738A (ko) | 2022-06-22 |
Family
ID=82057931
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020210179518A KR20220085738A (ko) | 2020-12-15 | 2021-12-15 | 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법 및 장치 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20240073077A1 (ko) |
| KR (1) | KR20220085738A (ko) |
| WO (1) | WO2022131797A1 (ko) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017135693A1 (ko) * | 2016-02-02 | 2017-08-10 | 엘지전자 주식회사 | Nb-iot를 지원하는 무선 통신 시스템에서 dmrs를 전송하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 |
| EP3694130B1 (en) * | 2017-11-13 | 2022-01-05 | LG Electronics Inc. | Method for transmitting and receiving data in wireless communication system, and device therefor |
-
2021
- 2021-12-15 KR KR1020210179518A patent/KR20220085738A/ko unknown
- 2021-12-15 US US18/267,320 patent/US20240073077A1/en active Pending
- 2021-12-15 WO PCT/KR2021/019106 patent/WO2022131797A1/ko active Application Filing
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20240073077A1 (en) | 2024-02-29 |
| WO2022131797A1 (ko) | 2022-06-23 |
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