KR20220042216A - 온도에 민감하지 않은 안정되고 캘리브레이션된 cmos 집적 오실레이터 - Google Patents

온도에 민감하지 않은 안정되고 캘리브레이션된 cmos 집적 오실레이터 Download PDF

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Abstract

온도에 민감하지 않은 발진기 시스템. 본 시스템은, 제1 표면 및 대향하는 제2 표면을 가진 기판, 상기 기판의 제1 표면에 부착된 하나 또는 둘 이상의 CMOS 회로를 가지는 CMOS디바이스, 상기 CMOS 디바이스의 외부 표면에 부착된 하나 또는 둘 이상의 압전 변환기, 복수의 짧은 펄스로서 상기 하나 또는 둘 이상의 압전 변환기로 송신되는 RF 주파수를 생성하는 전압 제어 발진기, 및 상기 전압 제어 발진기가 최소의 온도 의존성을 가지고 프로그램된 주파수로부터 최소의 편차를 가지도록 상기 압전 변환기들과 나란히 또는 상기 CMOS 디바이스 상에 배열된 저항기 및 능동 소자들을 이용하는 하나 또는 둘 이상의 지연기들 및 발진기들을 포함한다.

Description

온도에 민감하지 않은 안정되고 캘리브레이션된 CMOS 집적 오실레이터
본 발명은 2019년 8월 21일자로 출원되었으며 본 명세서에 그 전체가 참조로 병합되는 미합중국 가출원(provisional application) 제62/889,887호에 대한 우선권을 주장한다. 본 발명은 국립과학재단(National Science Foundation: NSF)에 의해 수여된 포상(award) 제1746710호에 따른 정부 지원으로 이루어졌다.
본 발명은 압전 송수신기 장치(piezoelectric transceiver apparatus)에 관한 것으로, 더 구체적으로는 온도에 민감하지 않은 안정되고 캘리브레이션된 발진기와 함께 집적된 CMOS 장치에 관한 것이다.
출원번호가 PCT/US20/35537이고 본 출원인에게 양도되었으며 본 명세서에 그 전체가 참조로 병합되는 최근의 연구에서 발진기(oscillator)를 구현하기 위해 짧은 초음파 펄스들(short ultrasonic pulses)을 실리콘 웨이퍼를 통해 전달하는 개념을 설명한 바 있다. 펄스들을 송신하고 수신하기 위해 평면형 박막 압전 변환기(planar thin-film piezoelectric transducers)가 사용된다. 고품질의 수정체(crystals)에서의 초음파 에너지의 저 손실에 힘입어 송신 변환기(transmit transducer)와 수신 변환기(receive transducer) 간의 천이 시간이 시간에 따라 안정적임이 입증되었다. 고품질의 재료로 만들어진 공진기(resonators)가 높은 큐 인자(quality factor)를 얻기 위해 사용되는 것과 동일한 이유로 초음파 펄스들의 펄스 송신(pulse-transmit)이 안정된 전파 시간(time-of-flight)을 가져오게 된다. 일단 전파 시간(time-of-flight)이 안정화되면, 안정된 지연(stable delay)을 이용하여 발진기를 구성할 수 있다.
압전 변환기들은 CMOS 웨이퍼의 상부에 제작되거나 평면형 실리콘 및 비 실리콘 기판(non-silicon substrates) 상에서 제작될 수 있다. CMOS 웨이퍼들과 함께 집적하게 되면 클럭들(clocks) 및 발진기들을 회로들로 직접 집적할 수 있는 길이 열리고, 현재의 시스템에 채용되는 외부 공진기 구조에 대한 필요를 없앨 수 있다. 별도의 CMOS 전자회로 칩을 사용할 수도 있는데, 별도의 초음파 펄스 송신 칩은 펄스 송신 칩과 CMOS 회로를 서로 독립적으로 최적화할 수 있도록 해 주며 이에 따라 CMOS 칩들과 US 송신/수신 칩들의 조합들로 서로 다른 발진기들을 제공할 수 있게 된다.
변환기의 구경(aperture)이 유한한 폭을 가진다는 전제하면, 송신된 초음파 펄스는 회절(diffraction)을 겪는다. 회절은 펄스들이 송신기들로부터 서로 다른 각도들로 분포되도록 한다. 서로 다른 각도들로 인해 펄스들이 기판의 배면(backside)에서 반사될 때 기판을 통해 서로 다른 길이를 따라 전달되어 수신기에 도달한다. 예컨대 1차 및 2차 회절 피크들(first order and second order diffraction peaks)과 연관된 펄스들은 수신 변환기에서 두번 도달(two times of arrivals)이 일어나게 한다. 이러한 개념이 최근에 설명되었고 ~1-ppm의 안정성을 가진 안정된 지연 소자(stable delay element)를 생산하게 되었다. 관련 연구에서 이러한 지연 라인(delay line)을 전자 발진기에 배치한 결과 1-5 PPM의 안정성을 가진 발진기를 얻을 수 있었다.
시간과 주파수를 시간에 따라 예측되도록 유지하기 위해 발진기의 안정성이 중요한데, 마찬가지로 중요한 특징은 시간과 주파수를 온도에 무관하게 유지하는 것이다. 예컨대 마이크로컨트롤러 용의 클럭에 대한 전형적인 규격은 -45도에서 125도에 걸쳐 1-5 ppm의 변동(variation)이다. 온도 무관성(temperature independence)은, 서로 다른 온도에서 동작하는 서로 다른 블록들에 걸친 계산의 클로킹(clocking of computation) 및 핸드쉐이크 프로토콜(protocols of handshakes)이 함께 작동될 수 있도록 해준다. 초음파 송신 및 수신 펄스들에 기초한 이전의 연구에서 보고된 지연기(delay)와 발진기에 대한 온도 계수는 몇몇 온도 값들에서의 경우만 제외하고 상당할 수 있다. 따라서 초음파 펄스 T/R 구동 지연기 및 발진기 구조에 있어서의 주요한 도전은 발진기에 걸친 총 지연이 온도에 걸쳐서 최소화될 수 있도록 지연을 제어하는 것이다. 온도 비민감성(temperature insensitivity)에 더하여 주요한 도전은 제조에 따른 편차(fabrication dependent differences)에도 불구하고 발진기로부터 고정된 원하는 주파수를 실현하는 것이다. 그러면 RF 통신을 위해 필요한 주파수들을 얻기 위해 위상 고정 루프(phase locked loops), 주파수 체배기(frequency multipliers) 및 주파수 분배기(frequency dividers)와 같은 디바이스들을 사용하여 서로 다른 주파수들을 생성하기 위해 고정 주파수의 발진기를 사용할 수 있다.
따라서 고정 주파수로 설정될 수 있는, 지연 온도 의존성(delay temperature dependence)을 줄이기 위한 CMOS 집적 클럭 발생기 및 방법에 대한 요구가 있다.
본 명세서에 개시되는 본 발명에서는 온도에 민감하지 않은 안정되고 캘리브레이션된 발진기와 함께 집적된 CMOS 디바이스가 개시된다.
본 발명의 실시예들은 온도에 민감하지 않은 발진기 시스템에 관한 것이다. 한 특징에 따르면, 본 시스템은, 복수의 짧은 펄스로서 압전 변환기(piezoelectric transducer)로 송신되는 RF 주파수를 생성하는 전압 제어 발진기(voltage-controlled oscillator: VCO)를 포함한다. 본 시스템은, 상기 압전 변환기로부터 이격되어 있고 상기 복수의 짧은 펄스를 수신하도록 구성된 압전 수신기(piezoelectric receiver), 상기 복수의 짧은 펄스를 중폭된 신호로 변환하도록 구성된 RF 믹서(RF mixer) 또는 엔벨로프 검출기(envelope detector) 및 상기 증폭된 신호를 디지털화하고 온도에 따라 달라지는, 프로그램된 고정된 지연들을 추가하도록 구성된 비교기를 또한 포함한다.
유사한 특징에 따르면, 본 시스템은 제1 표면 및 대향하는 제2 표면을 가진 기판, 상기 기판의 제1 표면에 부착된 하나 또는 둘 이상의 CMOS 회로를 가진 CMOS디바이스, 상기 CMOS 디바이스의 외부 표면에 부착된 하나 또는 둘 이상의 압전 변환기, 복수의 짧은 펄스로서 상기 하나 또는 둘 이상의 압전 변환기로 송신되는 RF 주파수를 생성하는 전압 제어 발진기, 및 상기 전압 제어 발진기가 제어가능한 온도 의존성을 갖도록 상기 압전 변환기들과 나란히 또는 상기 CMOS 디바이스 상에 배열된 하나 또는 둘 이상의 저항기를 포함한다.
추가적인 특징에 따르면, 본 시스템은, 하나 또는 둘 이상의 변환기를 가지는 기판 및 상기 하나 또는 둘 이상의 변환기를 그 제각기의 공진 주파수들(at their respective resonance frequencies)에서 여기시키는 RF 주파수를 생성하도록 구성된 제1 발진기를 포함한다. 상기 하나 또는 둘 이상의 변환기는 제1 펄스 및 제2 펄스를 생성하는데, 여기서 제2 펄스는 제1 펄스와 차이를 갖는다. US 펄싱으로부터 생성된 지연은 클럭들로서 사용될 수 있는 두개의 발진기를 구성하기 위해 사용될 수 있다. 하나의 클럭 구조(one clock architecture)에 있어서 복귀 펄스들(returning pulses) 중 하나는 다음 송신 펄스를 트리거 하기 위해 사용되어, 이로써 발진기가 되게 된다. 본 시스템은, 수신된 두개의 서로 다른 펄스들의 도달 시간들(arrival times) 간의 시간 차이에 기초한 주파수를 갖는 제2 발진기를 구현하기 위해 또한 사용될 수 있다.
본 발명의 이러저러한 특징들은 이하 기술되는 실시예들로부터 분명해질 것이고 그러한 실시예들을 참조하여 설명될 것이다.
본 발명은 첨부된 도면들과 결부하여 이하의 상세한 설명을 읽음으로써 더욱 완전히 이해되고 인식될 것이다. 첨부된 도면들은 단지 개시된 발명의 주제의 전형적인 실시예들을 예시하는 것이고 따라서 그 범위를 제한하는 것으로 여겨져서는 아니될 것인데, 그 이유는 개시된 발명의 주제는 동일하게 효과가 있는 다른 실시예들에 대해서도 적용의 여지가 있기 때문이다. 이제 첨부된 도면들을 참조하기로 한다.
도 1은 일 실시예에 따라 다음 싸이클(cycle)을 트리거하기 위해 수신된 펄스들 중 하나를 사용하는, 온도에 민감하지 않은 발진기 시스템을 개괄적으로 나타낸 도면이다.
도 2는 회절 기반의 펄스들(diffraction-based pulses)에 대응하는 복수의 펄스를 측정하는 것을 개괄적으로 나타내고 그러한 측정을 위한 방정식들을 나타낸 도면이다.
도 3은 서로 다른 두개의 펄스들의 도달 시간들에 있어서의 차이를 나타내는 그래프이다.
도 4는 상용 CMOS 팹(fab)의 경우에, NMOS 및 PMOS 트랜지스터 임계값들의 온도 계수들을 -40도에서 85도까지에 걸쳐 나타낸 그래프이다.
도 5는 변환기 직경의 함수로서 지연 주파수를 나타내는 그래프이다.
도 6은 CMOS 웨이퍼의 두께와 수신되는 펄스의 위치(positioning)를 개괄적으로 나타낸 도면이다.
도 7은 서로 다른 두개의 펄스들 간의 시간 차이에 기초한 발진기의 구조를 도시한 도면이다.
도 8은 RF 펄스를 생성하는 것과 복귀 펄스들로부터 지연 신호를 생성하기 위한 방법을 설명하는 도면이다.
도 9는 발진기 제어 루프에서 사용될 수 있는 신호들을 생성하기 위해 하향 분주된 VCO 출력으로 실리콘에서의 초음파 지연으로 고정될 수 있는 국부 발진기 VCO의 구현을 개괄적으로 표시한 도면이다.
도 10은 도 7, 도 8 및 도 9에 도시된 발진기에서의 다양한 지점들에서의 신호들을 시간에 걸쳐 도시한 타이밍도이다.
도 11은 전하 펌프(charge pump)를 제어하여 실리콘을 통해 발진기 출력을 초음파 지연 시간으로 고정하기 위한 제어 전압을 생성하기 위해 도 8 및 도 9에 도시된 플립플롭 및 카운터의 출력들을 어떻게 사용하는지를 개괄적으로 나타낸 도면이다.
도 12는 일 실시예에 따른 압전 스택(piezoelectric stack)의 단면을 개괄적으로 나타낸 도면이다.
본 발명의 특징들 및 그 특정의 요점들, 장점들 및 상세한 사항들은 첨부된 도면들에 예시된 비제한적인 예들을 참조하여 이하에서 더욱 상세히 설명된다. 공지의 구조에 대한 설명은 본 발명을 불필요하게 흐리지 않도록 하기 위해 생략된다. 그러나 본 상세한 설명과 특정의 비제한적인 예들은, 본 발명의 특징을 나타내기는 하나 단지 예시의 목적으로 제공되는 것이고 제한을 두려는 목적으로 제공되는 것이 아니라는 점을 이해하여야 한다. 본 발명의 근본적인 개념의 정신 및/또는 범위 내에 있는 다양한 대체, 변경, 부가 및/또는 배치는 본 개시를 통해 본 기술 분야에 숙련된 자들에게 명확해질 것이다.
본 명세서에 기술되는 장치 및 방법은 실용적인 CMOS 집적 클럭 발생기를 위한 여러가지 새로운 구조를 상술한다. 기술되는 방법들은 지연 온도 의존성(delay temperature dependence)을 감소시키는 것에 관련된 것이다. 본 명세서에 기술되는 바와 같이 온도에 민감하지 않은 안정되고 캘리브레이션된 발진기를 가진 CMOS가 압전 변환기와 함께 집적된다. 압전 변환기(12)의 예시적인 실시예는 본 출원인에게 양도되고 본 명세서에 참조로 병합되는 국제출원 PCT/US20/35537의 도 12에 압전 스택(piezoelectric stack)(100)으로서 도시되어 있다.
도 12에서 변환기는 CMOS기판(107, 108) 상에서 제작되는 것으로 도시되어 있는데, 여기서 FEOL은 트랜지스터 FEOL(front-end-of-line) CMOS 층들(108)을 나타내고, BEOL은 BEOL(back-end-of-line) CMOS 금속화 층들(metallization layers)(107)을 나타낸다. (실리콘 다이옥사이드와 같은) 절연층이 하부 전극(bottom electrode)(102)을 CMOS 상부 금속(107)으로부터 절연시키기 위해 필요할 수도 있다. 절연층(106)은 (예컨대 CMOS BEOL 층(107)과 같은) CMOS에서의 상위 레벨 접속부들을 비아들의 더 많은 층들(more layers of vias)(110)을 통해 변환기들에 연결하는 금속 비아들(metal vias)(111)을 가진다. 이러한 비아들(111)은 다양한 금속층들을 전기적으로 연결하여 수신 변환기 전극들(102)이 직렬로 캐스캐이드 연결될 수 있도록 한다. 비아들(111)은 또한 변환기 전극들(102)을 CMOS 금속화(107, 1080)에 연결하여 CMOS 회로들에 연결하기 위해 사용될 수 있다. CMOS 트랜지스터 층(108)(CMOS FEOL 층(108))은 디바이스들 상에 있는 압전 변환기들을 감지하고 구동할 수 있다. 압전 변환기들 중 하나에 회로를 연결할 수 있고, 벌크 실리콘(bulk of the silicon)(109)에서 초음파 파형 및 펄스를 구동하기 위해 이 회로를 사용할 수 있다. 수신 변환기는 에너지 처리 및 전력 회로로 공급되는 전력원의 생성을 위한 트랜지스터들에 연결될 수 있다.
이제 도 1을 참조하면, 온도에 민감하지 않은 다양한 발진기들의 전반적인 구조가 도시되어 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 파업 업(power up) 시에 스타트업 회로(startup circuit)는 펄스(40)를 생성할 수 있다. (전압 제어 발진기인) VCO(10)는 이 펄스를 이용하여 RF 주파수를 생성하는데, 이 RF 주파수는 (게이트(12)를 통해) 짧은 펄스로 게이팅되고 이 짧은 펄스는 (실리콘 기판(16) 상의) 압전 변환기(14)로 송신되어 수신기(18)에서 수신된다. 초음파 펄스들은 칩(기판(16)) 주위의 층(44)에서 흡수된다. 흡수 물질은 초음파(ultrasonic waves)를 흡수하기 위해 금속 나노입자들이 박혀 있을 수도 있는 에폭시 물질(epoxy materials)일 수 있다. 흡수층은, 필름을 스핀 코팅(spin-coating)하고 이어서 흡수가 필요치 않은 영역들을 개방시키기 위해 사진식각(photolithography)을 수행함으로써 형성될 수 있다. 접착제를 제공하기 위해 사용되는 디스펜싱 매카니즘(dispensing mechanisms)을 이용하여 코팅을 할 수도 있다. 회절 기반의 펄스들(diffraction-based pulses)에 대응하는 복수의 펄스를, 도 2에 도시한 바와 같이 측정할 수 있다. 두개의 회절 피크들(two diffraction peaks) 간의 도달 시간에 있어서의 차이는, 도 2에 도시한 바와 같이 1차 분석(first order analysis)에 기초하여 분석될 수 있다. 2차(two order) 간의 시간 차이는, RF VCO에서의 위상 시프트(phase shifts)로 인한 편차들(deviations)이 회절 차수들(diffraction orders) 모두에 존재하기 때문에, 시간에 걸쳐 더욱 안정적일 것으로 기대된다. 그러나 반사된 펄스들 중의 하나를 골라서 다음 초음파 RF 펄스를 트리거해서 사이클을 반복하여 안정된 발진기를 구성할 수도 있다. 본 출원에서는 두가지 구현 방식을 특정 회로들을 가지고 설명한다.
압전 수신기에서의 복수의 RF 펄스는 클럭을 생성하기 위해 사용되는 구형 디지털 펄스들(square digital pulses)로 변환된다. RF 펄스를 구형 펄스로 변환하는 회로(RF-pulse to square pulse conversion circuits)는 엔벨로프 검출기(envelope detector) 또는 RF 믹서(20)으로 구성된다. 엔벨로프 검출기는 증폭기로 피딩하는 고속 다이오드를 이용하여 형성될 수 있다. 증폭된 신호는 비교기(22)를 통해 디지털화된다. 서로 다른 회절 차수의 펄스들의 진폭들은 수신기에서 서로 다른 전압들을 생성하는데, 여기서 1차의 진폭은 2차의 진폭 보다 크다. 펄스 수신으로부터 트리거까지의 비교기 지연은 RF 입력 펄스의 진폭에 따라 달라지는데, 그 이유는 트랜지스터를 트리거하기에 충분한 전하가 입력에 존재할 때 일반적으로 비교기가 트리거를 하기 때문이다. 더욱이 비교기 트리거 지연은 또한, 정류 회로들의 턴 전압(turn voltage) 및 누설 전류(leakage current)가 온도에 의존하기 때문에, 온도의 함수일 수 있다. 비교기로부터의 결과적인 디지털 출력에 있어서의 온도 의존성 지연은 온도 의존성 비교기 임계값 생성기(24)를 이용하여 달성할 수 있다. 이하의 실시예는 캘리브레이션된 온도 안정성을 갖는 클럭(28)을 구현하기 위한 여러 시스템들과 방법을 설명한다.
순환 펄스 발진기(circulating pulse oscillator)에서 발진기 주파수는 회절 차수들 중의 하나의 천이 시간(transit time)에 의존한다. 이는, 디지털 상태 머신(digital state machine)(26)을 이용하여 선택한 신호들의 펄스들 중의 하나를 이용하여 이전에 입증된 바 있다. 발진기의 온도 민감성(temperature sensitivity)을 최소화하기 위한 다양한 매카니즘이 이하에서 기술된다.
두번째 발진기 구조에서, 두개의 펄스들 간의 시간 차이는, 이하에서 기술되는 바와 같이 발진기를 형성하기 위해 사용될 수 있다. 이하에서 기술되는 실시예에 따르면, 캘리브레이션된, 온도 안정성이 있는 지연 및 클럭이 온도 의존성 VCO 주파수 상쇄(cancellation)를 통해 생성된다. 서로 다른 차수들의 회절은 두개의 서로 다른 피크 각도(angles of peaks)
Figure pct00001
,
Figure pct00002
를 생성하고 방정식
Figure pct00003
에 의해 근사화될 수 있다.
여기서 d는 장방형의 변환기 어레이(rectangular transducer array)의 폭이고, c는 실리콘 벌크에서의 소리의 속도(speed of sound)이고, m은 회절의 차수이다. 회절 각도들은 구동 주파수(drive frequency)에 있어서의 증분에 의해 감소된다. 이전의 연구에서는 온도가 변하면 소리의 속도가 온도가 증가함에 따라 감소된다라고 설명된 바 있다. 소리의 속도의 온도 계수는
Figure pct00004
로 표현될 수 있는데, 여기서
Figure pct00005
는 대략 -50
Figure pct00006
부근의 양의 값이고 결정의 배향(crystalline orientation)의 함수일 수 있다. 회절 각도들은 주파수에 역으로 의존한다. 따라서 회절 각도는, 소리의 속도가 온도에 따라 감소되는 양과 동일한 양만큼 주파수를 감소시킴으로써 온도에 따라 변하지 않게 유지될 수 있다. 회절 각도들이 변?c에 따라, 1차 및 2차는 수신기에 서로 다른 시간에 도달하고, 결국 온도에 따른 변동이 생기게 된다. 두개의 서로 다른 펄스들이 서로 다른 두 시간들에 도달하고, 이 두개의 펄스들 간의 차이는 발진기 주파수를 제어하기 위해 사용될 수 있는데, 그 이유는 이 시간 상의 차이가 실리콘 웨이퍼의 높은 큐 인자(high-quality factor)로 인해 매우 안정적이기 때문이다. 도 3에서 보는 바와 같이, 이 두 시간들 간의 차이는
Figure pct00007
이다.
온도가 증가함에 따라 소리의 속도는 감소하고 각도들도 감소하는데 그 이유는 각도들이 소리의 속도에 선형 비례하기 때문이다. 각도가 감소됨에 따라 회절 차수들에 의해 이동되는 거리가 감소하고 두 펄스 시간들 간의 차이가 감소하는데, 그 이유는 두 각도 차이(two-angle difference)가 작아지기 때문이다. 작은 각도들에 대한 소각근사법(small angle approximation)을 이용하여
Figure pct00008
로 이 표현을 기재할 수 있다. 여기서
Figure pct00009
는 소리의 속도 tempco의 절대값이다. 초음파 반송 주파수가 온도에 따라 감소하면 시간 차이에 있어서의 전체 변화가 최소화될 수 있다는 것이 이 표현으로부터 분명하다.
Figure pct00010
라고 가정하면 이항 전개법(binomial expansion)을 이용하고 1차 고차 항들(first high-order-terms)을 유지함으로써
Figure pct00011
와 같은 관계를 얻을 수 있다.
Figure pct00012
라면 온도 의존성은 제거될 수 있다. 이 편차가 대략적이기 때문에 매스매티카(Mathematica)를 이용해 수치적 모의실험(numerical simulation)이 실시되었다. 코사인(cosine) 항들을 가진 지연 표현(delay expression)이 소각근사법을 이용하지 않고 계산되었고, 도 3에서 보는 바와 같은 주파수 대 온도 커브(curve of frequency versus temperature)를 얻었는데, 이에 따르면 -20도에서 125도의 범위에 걸쳐 0.667 ppm/K의 작은 tempco를 달성한다.
온도에 따른 회절 각 변화를 보상하기 위해 초음파 펄스들의 주파수가 변경된다. 초음파의 반송 주파수는
Figure pct00013
로 근사화될 수 있는데, 여기서
Figure pct00014
는 반송 주파수의 계수이다. 따라서 특정 온도 계수를 갖는 반송 주파수를 설계하기 위해서는 서로 다른 소자들(different components)로부터의 온도 계수들을 고려하여야 한다. 주요 소자들 중 하나는 반송 주파수를 생성하는 VCO이다. 전형적인 VCO들은 피드벡 루프(feedback loop)로 서로서로 피딩하는(feeding into each other) 디지털 반전기들(digital inverters)로 구성되는 링 발진기들(ring oscillators)이다. 반전기들은 피딩을 수행하여 다음 단의 반전기의 와이어 커패시턴스(wire capacitance) 및 게이트 커패시턴스(gate capacitance)를 충전시킨다. 반전기의 PMOS 및 NMOS 트랜지스터들은 인버터에 의해 충전될 전체 커패시턴스의 충전 시간과 방전 시간을 제어한다. NMOS 트랜지스터를 통한 포화 모드 전류는
Figure pct00015
로 근사화될 수 있다. 유사하게 PMOS 트랜지스터의 경우에 포화 전류는
Figure pct00016
로 나타낼 수 있다. n 타입 및 p 타입으로 도핑된 실리콘에서 자유 캐리어들(free carriers)의 이동도(mobility)는 일반적으로 온도와 함께 감소한다. 도 4에 나타낸 바와 같이, NMOS 트랜지스터들의 임계 전압은 온도에 따라 감소하는 반면, PMOS 트랜지스터의 임계전압은 증가한다. 이러한 결과는, 링 발진기, 그러니까 CVCO 주파수가 고유의 온도 계수를 가질 수 있다는 점을 의미한다. 도 4에서, 상용 CMOS 팹(fab)의 경우에 NMOS 및 PMOS 트랜지스터의 임계값들의 온도 계수들을 -40도에서 85도까지에 걸쳐 나타내었다. 주어진 tempco를 달성하기 위해서는 VCO를 특정의 온도 의존성 전류 제어 소자들을 가지고 재설계한다.
CMOS 기술은 저항기들로서 패턴화될 수 있는 서로 다른 도핑 레벨들을 가진 반도체들 및 금속들로 이루어진 수많은 박막들로 구성된다. 저항기들의 온도 계수는 양의 값일수도 있고 음의 값일수도 있다. 예컨대 n형 또는 p형 도펀트를 확산시킴으로써 형성되는 확산 저항기들의 경우, 온도가 증가하면 자유 캐리어들의 수가 증가되고 전자(electron) 또는 홀(hole)의 이동도가 감소될 수 있다. 이동도에 있어서의 감소에 비해 캐리어들의 생성이 주도적인 경우, 온도가 증가함에 따라 저항성(resistivity)이 감소하여, 결국 저항 온도 계수(temperature coefficient of resistance)(tempco)가 음(negative)의 값이 된다. 그러나 개시 반도체(starting semiconductor)가 고농도로 도핑되어 거의 축퇴(degenerate)되거나 축퇴되는 경우, 이동도의 감소만이 주도적으로 되어 저항이 증가되고 결국 저항기에 대한 tempco가 양의 값이 된다. CMOS 공정에 있어서 다양한 종류의 저항기들이 사용가능하다. 예컨대 금속 컨택들(metal contacts)을 가진 반도체들에 도펀트를 확산시켜 저항기들을 만들 수 있는데, 이 경우 금속-반도체 컨택들(metal-semiconductor contacts)은 옴접촉(ohmic)이다. 저항기의 다른 예는 고도로 축퇴될 수 있는 다결정 실리콘(polysilicon)으로 만들어진 것이다. 확산 저항기들의 음의 tempco와 다결정 저항기의 음의 tempco의 직렬 조합이 직렬이라면, 등가 저항의 유효 temco를 프로그램할 수 있다.
Figure pct00017
VCO 발진기에 대한 tempco를 튜닝하기 위한 이러한 접근법이 구현된 바 있다. 링 발진기의 구성에 있어서, PMOS 및 NMOS 트랜지스터들을 반전기들과 직렬로 연결함으로써 반전기들을 통해 전류를 제어하기 위해 바이어스 전압을 사용할 수 있다. 이러한 VCO의 구조를 커런트 스타브드(current-starved) VCO라 부른다. 온도에 따라 변하는 바이어스(bias)를 생성하여 VCO의 커런트 스타빙 트랜지스터들(current starving transistors)로 피딩하기 위해 저항성 분주 전류원(resistive divider current source)을 재설계할 수 있다. 이 전압 바이어스는, 온도에 따라 변하기 때문에, 저항성에 있어서의 변화 때문에 링 발진기 반전기들(ring-oscillator inverters)이 충전되고 방전되는 비율을 제어하고, VCO 주파수의 원하는 온도 계수를 얻을 수 있게 된다. 적절한 비율로 직렬 연결된 확산 저항기와 다결정 실리콘 저항기를 이용함으로써 VCO의 원하는 온도 계수를 얻을 수 있다. 서로 다른 저항기들을 이용하여 전류원의 온도에 대한 의존성을 튜닝하고 임계 전압의 온도에 대한 의존성을 튜닝하는 것 외에도, 초음파 지연 소자의 온도 의존성을 제어 가능한 값으로 만들기 위해 출력 주파수의 정확한 온도 의존성을 가진 VCO를 구현한다.
이하에서 기술되는 실시예에 따르면 온도에 따라 달라지는 지연들을 사용하여 엔벨로프 검출기, 비교기 및 디지털 논리부의 온도 의존성을 보상한다. 초음파 펄스 안정 시간 지연(ultrasonic pulse stable time delay)을 이용하여 전자적 영역에 있어서의 지연을 추가하고 줄이기 위한, 여러 소자들을 포함하는 제어 루프가 형성된다. 수신 변환기(18)에서 수신되는 펄스는 믹서 수신기 또는 다이오드와 같은 엔벨로프 검출기(20)에 의해 검출될 수 있다. 믹서 검출기(20)에서는 RF 신호가 수신된 신호와 곱해지는데, 이로써 대역외 RF 에너지를 상쇄시켜 없애는 저잡음 검출기(low-noise detector)가 된다.
(종종 '복조기'(demodulator)라 불려지는) 다이오드 기반의 RF 에너지 검출기(20)에서, RF 입력의 양의 값으로의 스윙(positive swings)이 커패시터로 정류된다. RF 사이클의 음의(negative) 사이클에서의 에너지를 추출하기 위해 풀 브리지 정류기(full-bridge rectifier)가 사용된다. 따라서 총 전압이 커패시터에 쌓이고 이 전압이 수신기에서 신호가 수신되었는지를 판정하기 위해 사용될 수 있다. 커패시터에 있는 전압은 온도의 함수일 수 있는데, 이는 다이오드 전류가 온도의 함수이기 때문이다. 따라서 출력 전압과 전압이 피크가 되는 시간은 엔벨로프 검출기를 구현하기 위해 사용되는 다양한 소자들의 함수일 것이다. 엔벨로프 검출기(20)는 CMOS에서의 PN 접합뿐만 아니라 다이오드 연결된 PMOS, NMOS 및 BJT 트랜지스터들로 만들 수 있다.
엔벨로프 검출기(20)에 이어서, 기저대역 전압 펄스가 생성되는데, 이 펄스는 더욱 증폭될 수 있다. 이 펄스들을 비교기(22)로 입력하여 처리하는데, 비교기(22)는 회로의 공급 전압에 가까운 디지털 전압을 생성한다. 비교기(22)로부터의 디지털 형의 출력을 이용하여 다음의 초음파 펄스를 생성하여 발진기(10)를 형성한다. 비교기(22) 자체는, 입력과 임계 전압 간의 입력 전압 차이의 함수로서 디지털 출력을 제공함에 있어서 시간 지연을 가질 수 있다. 이 시간 지연
Figure pct00018
는 발진기의 시간 출력 주파수를 변화시킬 수 있는 온도 의존성을 가질 수 있다.
비교기 지연을 제어하기 위해, 비교기 출력이 온도의 함수로서 자동으로 조절될 수 있도록, 양과 음의 tempco 저항기들로 만든 저항성 분주기(resistive divider)를 사용하여 임계값에 따라 변할 수 있는 임계 전압들을 제공할 수 있다. 두개의 저항기
Figure pct00019
,
Figure pct00020
로 만든 전압 분주기 - 여기서
Figure pct00021
는 접지되고
Figure pct00022
은
Figure pct00023
에 연결됨 - 는 다음의 전압을 생성한다:
Figure pct00024
.
이항근사법들(binomial approximations)을 이용하여 이러한 근사화들이 이루어진다. 확산 및 다결정/금속(poly/metal) 저항기들로 만든
Figure pct00025
및
Figure pct00026
의 조성(composition)을 조절함으로써 원하는 tempco를 낳는 비교기에 대한 바이어스를 설계할 수 있다.
비교기(22) 뒤에서 생성되는 디지털 펄스는 원하는 발진기 주파수를 얻기 위해 또 다른 온도 조절 지연(temperature-controlled delay)을 필요로 할 수 있다. 이러한 지연을 얻기 위해, 두개의 반전기들 간의 두번째 RC 지연기(30)와 그 뒷 단의 반전기 버퍼(inverter buffer)(30)를 사용할 수 있다. 여기서 RC 지연기의 R은 예측가능한 온도 계수들(predictable temperature coefficients)을 가지는 저항기들로 구성될 수 있다. 지연 R은 원하는 온도 계수를 제공하는 NMOS및 PMOS 트랜지스터들로 만든 전송 게이트들(transmission gates)로 만들 수 있다.
웨이퍼(16)의 두께는 연마(polishing)에 의해 조절되는데, 연마에 있어서의 편차(variance)로 인해 두께를 저비용으로 ppm 레벨의 정확도로 쉽게 조절할 수 없다. 전형적으로 수 미크론(few microns)의 두께 오차가 존재하는데, 이는 발진기의 주파수를 바꿀 수 있는 수 나노초(few nanosecond)의 지연에 대응한다. 실리콘에서의 소리 속도가 ~9000 m/s라고 한다면 매 미크론은 ~0.1ns의 지연에 해당한다. 웨이퍼 두께에 있어서의 오차를 보상하고 회로에 있어서의 기타 조절을 위해, 전압 제어 저항으로서의 (적절한 크기의 PMOS 및 NMOS 트랜지스터들의 병렬 연결인) 트랜지스터 게이트를 가진 RC 지연기(32)를 사용하여 지연을 추가할 수 있다. 이러한 지연을 조절하기 위한 애널로그 신호는 칩(chip) 상에 있는 영구 메모리(permanent memory)로부터 생성될 수 있는데, 이 신호는 디지털 대 애널로그 변환기(36)를 이용하여 변환된다.
이하에서 기술되는 실시예는 RF 또는 유선의(wired) 입력 클럭을 이용하여 주파수를 프로그래밍하는 방법에 대해 상술한다. 고정된 지연을 조절하기 위해 필요한 전압은, 카운터(counter) 또는 분수형(fractional) PLL을 이용하여 발진기(10)의 원하는 주파수로 하향 분주되는, 채널 상의 입력 RF 주파수(RF-피드되는 신호(RF fed signal) 또는 유선 신호(wired signal))를 감지함으로써 생성될 수 있다. 이는 특히 각각의 웨이퍼가 정밀 RF 신호에 노출될 수 있고 RF 신호가 전체 웨이퍼로 피딩되는 생산 과정에서의 학습 모드(training mode)에서 유용할 수 있다. RF 신호가 용량성 또는 유도성 집적 안테나들(integrated capacitive or inductive antennas)을 이용하여 하베스팅되어(harvested) 각각의 칩에 전력을 공급하여 그 클럭 주파수를 캘리브레이션한다. 프로그래밍 전력이 높을 수 있기 때문에, 안테나가, CMOS 칩의 발진기 부분의 크기와 균형을 맞춰 매우 작을 수 있다. 예컨대, wifi 또는 BLE 신호는, RF 에너지 하베스터(RF energy harvester)를 통해 생성된 전력을 이용하여 수신되어 증폭될 수 있고, 디지털 카운터로 피딩되어 RF 사이클들의 개수를 카운트 다운하여 기준 클럭(reference clock)을 만들 수 있는데, US 펄스 기반의 발진기를 이 기준 클럭과 대조할 수 있다.
이 주파수를 얻으면, 온보드 주파수(onboard frequency)를 주파수-위상 검출기를 이용하여 비교할 수 있다. 절대 주파수를 정합시키기 위해 필요한 이 보정 디지털 값(correction digital value)은 전기 퓨즈를 포함할 수 있는 CMOS 상의 영구 메모리에 저장될 수 있다.
두께 캘리브레이션을 위한 두번째 방법이 또한 통합될 수 있다. 이하에서 기술되는 실시예는 US 펄스들을 차동 감지(differential sensing)하여 온칩 캘리브레이션(on-chip calibration)을 이용하여 주파수를 프로그래밍하는 방법에 대해 상술한다. 서브 미크론 레벨의 정확도를 가진 DUV 리소그래피(lithography)를 이용하여 CMOS 칩 상부의 특징 치수들(feature dimensions)을 정의할 수 있고, 칩 상에서의 서로 근접한 특징들의 상대적 정합(relative matching)이 매우 높을 수 있다. 초음파 전파 법칙에 따르면, 수신 픽셀(receive pixel)에서 수신되는, 회절에 의해 결정되는 각도들로 반사되는 초음파 펄스들은, 도 6에 도시한 바와 같이 웨이퍼 두께(38)의 함수일 것이다. 웨이퍼 두께가 너무 두꺼우면, 수신된 펄스는, 이동 경로가 길수록 수신기의 오른쪽에 있을 것이다. 웨이퍼 두께가 너무 얇으면, 수신된 펄스는 변환기의 왼쪽에 있을 것이다. 웨이퍼 두께를 캘리브레이션하기 위해, CMOS 회로들을 이용하여 수신 변환기들에서의 차이를 측정하고 이 차이를 흔히 입수 가능한 차동 증폭기 토폴로지를 이용하여 증폭하는 방식으로 연결된 두개 또는 그 이상의 변환기들로 수신 변환기를 분할할 수 있다. 두개의 이웃하는 수신 변환기들의 영역은 송신기로부터의 서로 다른 거리를 설명하기 위해 상이해야할 필요가 있고, 더 먼 전극에 도달하는 US 펄스가 더 작다. 웨이퍼 두께의 유효 오차(effective eror)를 계산하기 위해 애널로그 또는 디지털 접근 방식에 의해 차동 신호(difference signal)를 조절할 수 있다. 출력에 있어서의 차이를, 전송 게이트 저항기로 형성된 전압 제어 지연 RC 소자(42)로 피딩되는 오차 신호로서 사용할 수 있고, 고정 커패시터(42)는 전형적으로 50-75ns 범위에 있는 송신되는 RF 펄스의 폭에 해당하는 짧은 펄스 생성기로 구성될 것이다. 발진기 주파수는 총 시간 지연, 음향 지연 및 전자적 지연의 역수(reciprocal)이다.
두개의 리턴 펄스들(return pulses)의 타이밍에 있어서의 차이에 기초한 발진기를 구현하기 위해, 특별한 구조가 이하에서 기술된다.
도 7, 도 8, 도 9, 도 10 및 도 11에 도시된 이러한 구조에서는, 서로 다른 리턴 펄스들을 생성하여 플립플롭(flip-flop)으로 피딩하기 위해 상술한 구조가 사용된다. RF VCO(410)(도 7)로 일컬어지는 첫번째 VCO는 변환기들을 그 공진 주파수들에서 여기시키기 위하여 사용하는 RF 주파수를 생성하기 위해 사용되는 VCO이다. 이 VCO의 주파수는, 지연의 온도 변화(temperature variance of the delay)를 최소화하기 위해 전술한 바와 같이 온도 보상된다.
국부 잘진기 VCO로 일컬어지는 두번째 VCO는 낮은 주파수의 VCO (도 9)이다 - 여기서 이 VCO에 의해 생성되는 클럭의 주기가 송신 변환기에 의해 생성되고 수신 변환기에 의해 수신하는 두개의 음향 반향(acoustic echos)의 천이 시간의 두배가 되도록 VCO의 주파수를 선택함 -. 예시적인 주파수는 15.6 마이크로초의 주기를 갖는 65.5MHz 또는 초당
Figure pct00027
사이클이다. 이 두번째 VCO는 도 9에 도시된 바와 같이 링 발진기로서 구현될 수 있다. 피드벡 루프에 의해 고정되는 VCO - 제어 전압
Figure pct00028
는, 이하에서 논의되는 바와 같이 피드벡 루프에 의해 생성된다. 이 국부 발진기 VCO의 출력은
Figure pct00029
라 일컬어지고 발진기(28)(도 7)의 클럭 출력이다.
도 9에 도시된 바와 같이, 구형파 출력을 가진 이 국부 발진기의 출력은 카운터로 피드된다. 3 비트 카운터(214)가 예로서 도시되어 있다. 카운터 출력의 두개의 LSB(least-significant bits)가 AND 게이트(206)로 피딩되어 전자 클럭의 1/4인 주파수를 갖는 펄스를 생성하는 펄스를 생성한다. 도 9에 도시된 바와 같이, AND 게이트는, 두개의 LSB(least significant bits), b0 및 b1이 0일 때 턴온되는 반전 입력들로 구성된다. 이 AND 게이트의 출력은
Figure pct00030
라 불리며, 그 반전값(inverse)은
Figure pct00031
는 반전기를 이용하여 생성된다. 카운터 비트들의 모두는 두번째, 세번째 입력 AND 게이트(204)로 피딩되어
Figure pct00032
신호로 불려질 수 있는 펄스를 생성하고, 이
Figure pct00033
신호는 그 반전값
Figure pct00034
를 생성하기 위해 반전기를 통해 피딩된다. 이
Figure pct00035
신호는, RF VCO를 송신 변환기로 게이팅하는 ~50ns의 폭을 갖는 트리거 펄스를 생성하기 위해 사용된다. 이 짧은 트리거 펄스는, 지연
Figure pct00036
(도 7)와 연관된 RC(306, 308) 지연 회로를 이용하여 AND 게이트(304)를 신호와 그 지연치(delayed version)로 구동함으로써 생성된다.
RF 스위치에 의해 생성된 RF 펄스에 의해 송신 변환기를 여기시키면 실리콘을 통해 회절되면서 전달되는 초음파 펄스가 생성된다. 초음파는 실리콘의 바닥 표면에서 반사되어 실리콘의 상부로 다시 전달되어 거기서 수신 변환기에 의해 수신된다. 실리콘의 상부 및 바닥 표면들로부터의 반사로 인한 이 초음파 펄스의 복수의 바운싱(multiple bounces)은 수신 전압 파형에서의 복수의 반향(multiple echoes)으로서 나타낸다.
초기 천이 시간으로부터의 각각의 반향에 대한 지연 시간은
Figure pct00037
2L/c에 비례하는데, 여기서 c는 소리의 속도이고 L은 웨이퍼 두께이고 N은 반향 수(echo number)이고
Figure pct00038
은 회절로 인한 천이 시간에 있어서의 변동을 설명하기 위해 사용되는 보정 항(correction term)이다.
수신되는 초음파 반향들은 다음의 단계들에 의해 디지털 신호로 변환된다: 1) 변환기로부터 수신된 반향들이 증폭기로 피딩되고, 이어서 신호를 RF 펄스에서 기저대역 펄스로 하향 변환하기 위해 엔벨로프 검출기로 피딩된다; 2) 엔벨로프 검출기로부터의 펄스 출력이 비교기 또는 고이득 증폭기(도 7)를 이용하여 디지털 신호로 변환된다.
수신 변환기에서 수신되는 복수의 반사파들(multiple reflections)을 포함하는, 반사파들로부터 생성되는 디지털 신호는 D 플립플롭으로 피딩된다. 반사파들이 도달하면, 도달하는 연속되는 펄스들의 상향 에지들에서 D 플립플롭(FF)이 턴온되고 턴오프된어 신호
Figure pct00039
를 생성한다. D 플립플롭(FF)은 새로운 펄스가 도달하면 턴온되고 그 다음 펄스가 오면 턴오프되어, 두개의 펄스들 간의 시간 차이에 해당하는 지속기간 동안 온 상태에 있는 펄스를 생성하게 된다. 이 펄스는, 도 8에 도시된 여러 시간 조정 소자들(time adjusting components)(338, 332, 330)로 피딩된다. FF의 천이가 0에서 1일때에만 지연이 적용되도록 FF 출력이 하이(high)일 때 지연을 턴오프하기 위해 FF(302)의 출력을 지연용 제어 회로들로 피딩하고 이로써 지연들 간의 시간 차이를 만든다.
D 플립플롭은
Figure pct00040
신호에 의해 리셋되도록 접속되어, 반사파들에 해당하는 디지털 신호들이 도달할 때 D 플립플롭의 출력이 0이 되는 것을 보장해 준다(도 8).
발진기를 형성하는 목적상, D 플립플롭의 펄스 출력(
Figure pct00041
)이 국부 발진기로부터의
Figure pct00042
신호의 출력과 대략 시간 상으로 정렬되어 있다고 가정한다. 발진기의 공칭 동작 주파수(nominal operating frequency)를 조정함으로써 이러한 정렬을 이룰 수 있다. 신호들에 대응하는 타이밍도가 도 10에 도시되어 있다.
Figure pct00043
는 상부 트레이스(top trace)에 도시된 주 초음파 펄스(main ultrasonic pulse)를 트리거한다. 이러한 트리거는 수신 변환기로부터의 복수의 반사가 일어나게 한다. 결과적인
Figure pct00044
는 피드벡 제어 조절을 위해
Figure pct00045
와 충분히 겹칠 수 있다. 고정된(locked) 발진기의 목적이, 펄스 폭이 두 반사파들 간의 펄스 차이에 해당하는 펄스 폭이 되도록 국부 발진기의 주파수를 조정하는 것이므로, 국부 VCO발진기의 주파수를 이 차이의 함수로서 조정하는 회로가 필요하다.
이 시간 차이에 비례하는 신호를 생성하기 위해 위상 검출기가 사용될 수 있다. 위상 검출기는 입력들로서
Figure pct00046
및
Figure pct00047
신호들을 가진다. 이 회로는,
Figure pct00048
가
Figure pct00049
에 앞서 있다면 "U" 신호 상에서 출력을 생성하고
Figure pct00050
가
Figure pct00051
에 뒤져 있으면 "D" 신호 상에서 출력을 생성한다. 두번째 위상 검출기가, 해당하는 "U" 및 "D" 신호들을 생성하는
Figure pct00052
및
Figure pct00053
으로 구현된다. 이 두번째 위상 검출기로부터의 U 및 D 신호들은, 도 11에 도시된 바와 같이 첫번째 위상 검출기의 D 및 U 신호들과 함께 OR 게이트로 피드된다. OR 게이트들의 출력은 전하 펌프(charge pump)로 피드된다. 알 수 있는 바와 같이
Figure pct00054
및
Figure pct00055
신호들 간에 4가지 타이밍 오류의 가능성이 있다. 이 각각의 경우에, 출력 전압은 VCO 주파수를 보정하거나
Figure pct00056
및
Figure pct00057
신호들 간에 작은 양의 시프트가 있더라도 올바른 주파수에 머무른다. 이 전하 펌프의 출력(
Figure pct00058
)은 추가의 전압과 결부되어 사용되어 국부 발진기 VCO(
Figure pct00059
)를 제어하여 주파수를 제어한다. 예컨대 블록(210)으로 나타낸 바의 op 앰프 회로를 사용하여
Figure pct00060
신호와 다른 바이어스 전압(another biasing voltage)을 추가하여
Figure pct00061
를 형성할 수 있다.
본 발명의 실시예들이 특정한 예시적인 실시예들을 참조로 하여 특정하여 도시되고 기술되었지만, 본 상세한 설명 및 도면들에 의해 뒷받침될 수 있는 청구항들에 의해 정의되는 본 발명의 정신 및 범위로부터 벗어나지 않고 세부 사항에 있어서의 다양한 변경이 이루어질 수 있음을 본 기술 분야에 숙련된 자는 이해할 것이다. 더욱이 예시적인 실시예들이 특정 개수의 구성 요소들을 참조로 하여 기술되는 경우에도, 그러한 예시적인 실시예들이 위 특정 개수의 구성 요소들 보다 적거나 많은 구성 요소들을 이용하여 실시될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (19)

  1. 최소화된 온도 의존성을 가진 발진기로서,
    복수의 짧은 펄스로서 압전 변환기로 송신되는 RF 주파수를 생성하는 전압 제어 발진기(VCO),
    상기 압전 변환기로부터 이격되어 있고 상기 복수의 짧은 펄스를 수신하도록 구성된 압전 수신기,
    상기 복수의 짧은 펄스를 중폭된 신호로 변환하도록 구성된 RF 믹서 또는 RF 엔벨로프 검출기, 및
    상기 증폭된 신호를 디지털화하고 온도에 따라 달라지는, 프로그램된 고정된 지연들을 추가하도록 구성된 비교기
    를 포함하는, 발진기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 압전 변환기 및 상기 압전 수신기는,
    CMOS 디바이스 상에서 집적되는,
    시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 CMOS 디바이스는,
    상기 복수의 짧은 펄스가 두개의 압전 수신기들 간에서 수신되도록 하는 두께를 가지는,
    시스템.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 CMOS 디바이스는,
    가요성의 신축성있는 물질로 구성된 기판 상에 놓여 있는,
    시스템.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 기판은 실리콘 웨이퍼, SiC 웨이퍼 및 실리카 웨이퍼 중 적어도 하나로 구성되는, 시스템.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 시스템은,
    상기 압전 변환기에 의해 생성되는 에러 신호를 더 포함하고,
    상기 에러 신호는 상기 CMOS 디바이스의 두께 면에서의 에러에 해당하는,
    시스템.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 압전 변환기 및 상기 압전 수신기는,
    온도 의존성에 있어서의 변화에 대응하여 이격되어 있는,
    시스템.
  8. 온도에 민감하지 않은 발진기 시스템으로서,
    제1 표면 및 대향하는 제2 표면을 가진 기판,
    상기 기판의 제1 표면에 부착된 하나 또는 둘 이상의 CMOS 회로를 포함하는 CMOS 디바이스,
    상기 CMOS 디바이스의 외부 표면에 부착된 하나 또는 둘 이상의 압전 변환기,
    복수의 짧은 펄스로서 상기 하나 또는 둘 이상의 압전 변환기로 송신되는 RF 주파수를 생성하는 전압 제어 발진기, 및
    상기 전압 제어 발진기가 제어가능한 온도 의존성을 갖도록 상기 압전 변환기들과 나란히 또는 상기 CMOS 디바이스 상에 배열된 하나 또는 둘 이상의 저항기
    를 포함하는 시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 하나 또는 둘 이상의 저항기는,
    온도 계수들을 제공하는,
    시스템.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 시스템은,
    상기 증폭된 신호를 디지털화하고 온도에 따라 달라지는, 프로그램된 고정된 지연들을 추가하도록 구성된 비교기를 더 포함하는
    시스템.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 비교기는,
    상기 비교기가 원하는 비교기 지연 대 온도를 획득하도록, 원하는 전압 대 온도를 가진 전압 기준에 연결되어 있는,
    시스템.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 시스템은,
    피드백 루프 전압 제어 발진기의 주파수를 제어하기 위해 상기 전압 제어 발진기의 회로에 있어서의 지연을 추가하거나 감하도록 구성된 RC 지연 소자를 더 포함하는
    시스템.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 RC 지연 소자는 전압 제어 전송 게이트인,
    시스템.
  14. 제10항에 있어서,
    정확한 주파수를 얻기 위해 상기 고정된 지연들을 제어하기 위해 필요한 전압이 상기 전압 제어 발진기에 연결된 메모리에 의해 수신되는,
    시스템.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 프로그램가능한 지연은,
    채널 상에서 RF 주파수를 감지함으로써 그리고 국부 발진기 및 상기 RF 반송 주파수 간의 차이를 결정하기 위해 결과적인 신호에서의 전력과 반송파를 사용하여 결정되는,
    시스템.
  16. 최소화된 온도 의존성을 갖는 발진기로서,
    하나 또는 둘 이상의 변환기를 가지는 기판,
    상기 하나 또는 둘 이상의 변환기를 그 제각기의 공진 주파수들에서 여기시키는 RF 주파수를 생성하도록 구성된 제1 발진기 - 상기 하나 또는 둘 이상의 변환기는 상기 벌크에서의 초음파 전파 및 변환으로 인해 일련의 RF 펄스들을 생성함 -, 및
    상기 수신된 펄스들 중 두개 간의 차이에 기초한 주파수를 가지는 제2 발진기
    를 포함하는 발진기.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제2 발진기는,
    전압 제어 링 발진기인,
    시스템.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 수신된 두개의 초음파 펄스들 간의 차이는,
    온도에 따라 달라지는, 고정된, 프로그램가능한 시간 지연들에 의해 변경되는,
    시스템.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 프로그램가능한 지연들은,
    채널 상에서 RF 주파수를 감지함으로써 그리고 상기 제2 발진기와 상기 RF 반송 주파수 간의 차이를 결정하기 위해 결과적인 신호에서의 전력과 반송파를 사용하여 결정되고, 칩 상에 저장되는,
    시스템.
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