KR20220037880A

KR20220037880A - 전자파 장애를 저감시키는 유도가열 장치의 제어방식

Info

Publication number: KR20220037880A
Application number: KR1020200120869A
Authority: KR
Inventors: 최종명
Original assignee: 주식회사 세미닉스
Priority date: 2020-09-18
Filing date: 2020-09-18
Publication date: 2022-03-25
Also published as: KR102453613B1

Abstract

본 발명은 AC상용전원을 사용하는 유도가열 장치의 제어방식에 관한 것으로 유도가열 장치의 근본 원리상 조리용기에 맴돌이 전류를 유기(Induction)하기 위해 조리용기 재질에 알맞는 높은 주파수의 큰 전류를 워킹 코일(Working Coil)에 흘려야 하므로, 워킹코일에 걸린AC220V가 정류된 직류전압을 전력제어 반도체 소자 (IGBT, SiC, MOSFET 등)를 스위칭 시킨다.
높은 직류전압을 높은 주파수로 스위칭 하므로서 동작원리상 피할 수 없는 전자파 장애(EMI)가 발생하며 전원선을 타고 다른 전자기기로 전도되거나 공중으로 방사되어 주변 전자기기에 장애를 일으키는 원인이 된다.
종래의 기술은 이러한 전자파 장애 발생을 값비싼 부품인 AC필터를 사용하여 해결했으나 MCU의 PWM duty비율을 변화시켜 전자파 장애 노이즈 발생을 저감하고 워킹코일에 유기되는 공진전압을 낮추어 과전압에 의한 전력제어 반도체 소자가 소손되는 것을 방지한다.

Description

전자파 장애를 저감시키는 유도가열 장치의 제어방식 {Micro-controller control Algorithm for Low EMI Generation in Induction Heating System}

본 발명은 MCU를 사용하여 IGBT를 비롯한 Power MOSFET, SiC 전력소자를 고속 스위칭하여 워킹코일에 높은 주파수의 전류를 흘러서 조리용기에 와전류를 유도하여 열을 발생시키는 유도가열 인버터 장치에서 필연적으로 발생되는 전자파 장애 (EMI, Electro-Magnetic Interference) 세력을 최소화시키는 제어방식에 관한 것으로 전도성 EMI의 경우 종래는 물리적인 교류필터 소자를 사용하여 해결했으나, MCU에서 PWM파형의 Duty비를 제어하여 전자파 장애 (EMI)을 최소화 시키기 위한 유도가열 장치의 전력제어 구동방식에 관한 것이다.

전자파 장애(방해 또는 간섭), EMI는 “방사 또는 전도되는 전자파가 다른 전자기기의 기능에 장애를 주는 것”으로 정의되며 그 영향으로는 전자회로의 기능을 약화시키고 동작을 불량하게 할 수 있다. 이런 문제로 전자장비의 불요 전자파 방출은 일정수준 이하로 제어되어야 한다.

EMI 노이즈는 방사 노이즈(Radiation Noise)와 전도 노이즈(Conductive Noise)로 나뉘며, 방사 노이즈는 방송이나 휴대 무선기 등의 통신용 전자파에 의한 장해는 물론 송전선의 코로나 방전, 오토바이의 점화시 노이즈 등 직접 피해측에 공간으로 전파되는 EMI 이다. 전도 노이즈는 전자기기나 회로간의 연결하는 신호선이나 제어선, 전원선 등이 본래 전송해야 할 신호와 달리 이들 도선을 통해 피해측에 전도되는 EMI이다.

전원을 스위칭하는 전자기기의 EMI대책은 전도 노이즈의 경우, 입력단에 설치하는 기본 필터인 L(인덕터)과 C(캐패시터)의 값을 크게 하여 교류 임피던스를 높이고 필터의 단수를 증가시킨다. 또한, 입력단자에서 필터까지의 거리를 최소한으로 짧게 하여 필터의 효과를 최대화 하고 동시에 입력 필터부를 노이즈 발생원부터 멀리 떨어뜨린다. 낮은 주파수는 코일, 높은 주파수는 Capacitor를 사용하면 효과적일 수 있다.

방사 노이즈의 경우, 시스템 Clock line이나 PCB패턴에 공진되는 주파수가 있으면 외부로 크게 방사되므로 Clock line의 패턴 길이를 최소한 짧고 분기되지 않게 하고, Damping 저항을 삽입하여 파형의 Ringing을 억제하고, Ground 패턴 층을 이용하여 Shielding을 잘 하면 Clock 신호의 방사 노이즈는 줄일 수 있다.

또한, PCB 회로의 Signal Ground(SG) 패턴이 Frame Ground(FG)에 대해 Common mode로 고주파 진동을 일으켜서 방사되는 안테나 구실을 하므로 PCB기판의 사각 모서리 4점과 중앙부의 Signal Ground(SG)를 100pF~0.01uF 정도의 capacitor로 Frame Ground(FG)에 결합(Coupling)시켜 회로의 Signal Ground 전위층의 고주파 임피던스를 낮추어 안테나 구실이 되지 않게 할 수 있다.

유도가열 장치에서는 스위칭 주파수가 매우 높은 고주파가 아니기에 방사 EMI 보다는 전원 선을 타고 방출되는 전도성 EMI 장애가 문제된다.

산업용이나 군사용으로 개발되는 전자.전기 기기의 경우는 성능과 품질을 제일 중요시 하며, 제품생산도 소량 생산이므로 전체 원가에서 연구개발비가 많이 차지하고 상대적으로 부품비(BOM)의 비중은 매우 낮다. 그러나 민생용 특히 가정에 사용되는 가전제품의 경우 시장경쟁이 치열하고 대량생산을 하는 제품이라 부품비가 전체 원가 및 경쟁력에 미치는 영향이 상대적으로 크므로 한 개의 부품이라도 절약하여 원가를 낮추려는 노력이 제품개발의 큰 목표가 된다.

유도가열 원리를 적용한 가전제품으로 인덕션 전기밥솥과 인덕션 전기렌지가 대표적으로 생산 및 판매되고 있는데, 근래에는 가전제품의 유도가열 제어는 전용 마이크로 컨트롤러 (Micro-controller Unit, MCU)를 사용하여 PWM 파형으로 전력제어 반도체(IGBT, SiC, MOSFET 등)를 스위칭하여 워킹코일(Working Coil)에 높은 주파수(20~30KHz)의 큰 전류를 흘러서 조리용기에 유도된 자력에 의해 맴돌이 전류를 흘려 저항열을 발생시킨다.

따라서 유도가열 응용제품은 비선형 소자인 워킹코일에 의한 고조파 왜형파도 발생하고 고전압을 고속 스위칭 함에 따라 발생되는 과도현상에 의해 EMI가 발생되는 전형적인 가전기기 제품이다. 이미 배경기술에서 언급했듯 전자파 장애는 방사와 전도가 있는데, 유도가열 기기의 경우 스위칭 주파수가 그렇게 높지가 않은 20KHz~30KHz를 사용하므로 방사에 의한 EMI 장애보다는 전원 코드 선으로 타고 나가는 전도성 EMI의 영향이 크며, LC 필터를 사용하지만 고가의 부품이라 원가절감 측면에서 쉽게 사용할 수가 없는 것이다. 원가상승에 매우 민감한 민생용 유도가열 전자기기에서 전용 LC필터를 추가하지 않고 전도 및 방사 EMI 장애파를 저감시켜야 하는 해결과제가 대두된다.

배경기술에서 언급했듯 EMI는 여러 요인에 의해 발생하고 해결방법 또한 전도성 및 방사성에 따라 원인에 맞게 PCB상의 부품배치, 배선설계 개선으로 EMI 방사세력을 저감 또는 차폐시키거나, 교류필터(LC필터, 액티브 필터)로 발생된 EMI를 외부로 전달을 차단 시키는 등 다양한 방법이 있으나 본 발명은 EMI발생 자체를 저감시키는 방법에 대한 것이다.

전자파 방출을 줄이기 위한 방법 중의 하나로 디지털 회로의 Clock신호의 주파수를 변조하여 좁은 대역에 집중되어 있는 에너지를 넓은 대역으로 분산 시키는 분산 스펙트럼 클럭 발생기 (SSCG: Spread Spectrum Clock Generator)를 사용하는 것이 일반적인 추세이다. 본 발명은 유도가열 응용기기에서 워킹코일을 고속으로 스위칭하는 전력반도체 소자(IGBT, SiC, MOSFET 등)의 스위칭 주파수를 변조시켜 스위칭 클럭의 최고전력 부분의 밀도를 분산시켜 전자파 장애를 줄이는 원리를 MCU의 PWM duty비 제어기술을 활용하여 구현하는 방법이다.

본 발명으로 고가의 LC 필터 또는 EMI감쇄 필터를 사용하지 않고 MCU의 Firmware에 적용하여 유도가열 전자기기에서 흔히 허용치 규정을 벗어나는 전도성 EMI장애를 저감시켜 허용치 범위 내로 개선이 가능했다. 또한 최고전력 구간의 공진전압을 낮추는 과전압 클램핑 효과가 있어 상용전원의 과전압에 의한 전력제어 반도체(IGBT, SiC, MOSFET)의 내압을 초과하는 공진전압에 의해 전력반도체가 소손 되는 것을 방지할 수 있고, 전력반도체의 단가와 연관되는 내압이 낮은 부품으로 대체할 수 있기에 원가절감도 할 수 있다.

도면 1에서 도면 8은 본 발명을 실현하는 실시 예를 도시하는 도면으로,
도면 1은 본 발명의 전체를 표현하는 종합적인 기능 블록도 이다.
도면 2는 상용전원 교류전압 파형, Bridge 다이오드에 의해 정류된 맥류파형, 교류전압 제로-크로스 시점마다 검출되는 펄스파형을 나타낸다..
도면 3은 120Hz 맥류파형에 동기된 주파수변조 적용구간 및 비적용 구간을 나타낸다.
도면 4는 전압공진 유도가열방식의 스위칭 소자에 인가되는 게이트 전압과 공진전압 파형.
도면 5(a,b)는 스위칭 주파수변조의 하단 주파수와 상단 주파수에 따른 공진전압의 변화.
도면 6은 스위칭 주파수 변화시키는 MCU의 PWM발생 블록도
도면 7은 주파수변조 적용된 공진전압과 비적용된 공진전압 파형의 변화형태
도면 8은 MCU의 PWM duty값 변화로 주파수 변조하는 유도가열 제어 알고리즘 흐름도.

첨부한 도면 1에서 도면 8를 참고하여 본 발명을 상세하게 설명한다. 도면 1에서 도면 8은 본 발명의 실시 예를 나타내며 도시하는 발명은 각자 실시 또는 결합하여 실시될 수 있다

Spread Spectrum Clock Generation (SSCG)에 의한 EMI 감쇄와 관련된 이론 [논문출처: 박태명, 위재경, 이성수, “A Low EMI Spread Spectrum Clock Generator Using TIE-Limited Frequency Modulation Technique” Journal of IKEEE, Vol. 17, No. 4, pp. 537~538, December 2013] 에 의하면 EMI peak의 감소량을 나타내는 수식은 아래 수식(1)과 같이 표현된다.

EMI Peak Reduction (dB) = 10 log[Fmod x fc / Tmod] ……….(1)

수식(1)에서 알 수 있듯 Fmod/Tmod의 값이 클수록 감소량이 효과적이다.

여기서 Fmod는 주파수변조 폭. 즉, 기준 주파수(fc)를 중심으로 하단 주파수에서 상단 주파수까지 주파수 변화폭인 밴드폭(Band width)을 의미한다. Tmod는 주파수 변경이 하단 값에서 상단 값으로 변화되고 다시 하단 값으로 낮아지는 데 걸리는 시간 즉, 주파수변조 주기(Tmod)를 나타낸다. 수식(1)에 의하면 EMI의 감소는 Tmod 주기가 짧은 시간일수록 그리고 주파수 변화폭(Fmod)이 클수록 효과적 임을 알 수 있다.

도면 1에서 보듯 60Hz(또는 50Hz)의 상용전원 AC220V (또는 AC110V)가 Line Filter(10)와 Bridge Diode(20) 정류부를 거쳐 나오면 120Hz 맥류파형이 되는데, 직류로 만들기 위한 L-C평활회로(30)가 있지만 유도가열장치는 스위칭 소자(60)에 의해 큰 전류를 제어하므로 L-C평활회로(30)의 Capacitor(C₃)의 용량이 충분히 크지 않은 즉, 수 uF 값이라 스위칭 전류(수[A) ~ 수십[A])를 감당할 정도의 전하량을 저장하지 못한다. 따라서 유도가열 장치가 동작되는 시간 중에는 L-C평활회로(30)를 거쳐 워킹코일(L_R)에 공급되는 실제 전압은 도면 2의 두 번째 그림과 같이 120Hz 맥류전압의 파형이 된다. 즉 가전용 유도가열장치는 완전히 직류전압으로 정류된 전압이 아닌 120Hz 맥류전압을 전력제어 반도체인 스위칭 소자(60)를 특정 주파수로 스위칭 시켜 워킹코일 공진부(40)에 유도전압을 유기시킬 수 있다.

워킹코일 공진부(40)에 인가된 120Hz의 맥류파형 전압은 제로-크로스 시점인 “0”전위부터 상승하여 4.166 [ms] 지점에서 최고값(Peak치)이 되고 다시 하강하여 4.166[ms] 후 제로-크로스 “0”전위가 되는 8.333[ms] 주기로 반복될 수 있다. EMI 발생은 전압 에너지에 비례하여 높은 전압에서 스위칭 될 때 더 강하게 방출되므로 본 발명은 120Hz 맥류파형의 8.333[ms] 전체 구간에 주파수변조를 적용하지 않고 도면 3에서 예시한 것과 같이 맥류전압이 가장 높은 최고값(Peak치) 시점을 중심으로 좌우 일부 구간(T_PFM: T2~T3)에만 적용할 수 있다.

즉 맥류전압이 상대적으로 낮아 EMI발생이 크지 않은 구간(T_CON: T4~T1)을 제외하고 맥류전압이 상대적으로 높은 구간(T_PFM)에만 주파수변조를 적용하면 수식(1)에서 Tmod(변조주기)를 상대적으로 줄일 수 있어 EMI 감쇄효과를 더 크게 할 수 있다.

또한 주파수변조가 적용되지 않는 구간(T_CON)에서 MCU는 주파수변조에 필요한 추가적인 연산처리가 필요 없으므로 MCU의 연산처리에 부하가 걸리지 않아 기존에 꼭 처리할 일(예: 평균 전류.전압 측정하여 전력연산 등의 종래의 역할)을 처리할 수 있다. 유도가열 전기밥솥이나 전기렌지와 같은 가전용 유도가열 장치에 고속연산이 가능한 고가의 MCU 제품을 사용하면 좋겠으나, 가격경쟁력을 최 우선으로 하는 가전제품에는 쉽지 않은 선택이다. 가전제품에 사용되는 저가의 MCU제품의 처리속도는 대개 1MIPS (초당 100만개 명령어 수행. 평균처리속도 1us) 내외라 유도가열 스위칭 주파수(약 25Khz)의 주기인 40us 동안 40개의 명령어만 사용이 가능하므로 MCU가 추가적인 주파수변조 기능(PWM값을 변경하는 것)을 처리하기에 부담되는 것이다.

예를 들면, 원하는 목표전력을 제어하기 위해 수시로 변동되는 워킹코일 공진부(40)에 걸리는 전압과 스위칭 소자(60)에 흐르는 전류를 일정한 시간간격으로 MCU에 내장된 A-D Converter (ADC)를 이용하여 측정하고 평균값을 계속 연산해야 하는데, 이러한 필수적인 일을 MCU가 처리할 수 없는 상황이 될 수 있다. 이런 경우 주파수변조가 적용되지 않는 구간(T_CON)에서 처리할 수 있다.

본 발명의 실시 예는 주파수 변조가 적용되는 구간(T _PFM )을 4.166[ms]로, 적용하지 않는 비적용구간(T _CON )을 4.166[ms]로 각각 맥류전압 주기의 절반씩 설정하여 설명을 한다. 그러나 두 구간 길이는 상호 상보적이므로 MCU의 처리속도와 공진전압의 크기, EMI의 강도에 따라 가감할 수 있다. 즉, 공진전압(Vr)이 스위칭 소자(60)의 내압에 비해 높지 않거나 EMI 강도가 높지 않으면 주파수변조 적용구간(T _PFM )을 넓게 설정할 필요가 없을 수 있다.

도면 4는 전압공진(병렬공진) 유도가열 장치의 동작 중 전력제어반도체(IGBT, SiC, MOSFET 등) 스위칭 소자(60)의 게이트에 MCU 제어부(90)의 PWM출력이 인가되면 PWM출력의 High시간 동안 워킹코일(L_R)에 전류가 급격히 증가되고, PWM출력이 Low가 되어 스위칭 소자(60)가 턴오프(Turn-off) 되면 워킹코일(L_R)과 공진 Capacitor(C_R)에 저장된 전기에너지의 충방전에 의해 L-C병렬공진이 시작되는데, 스위칭 소자(60)의 게이트 전압(Vg) 파형과 공진전압(Vr) 파형을 나타낸 것이다.

도면 4의 파형에서 공진전압 파형의 주파수(fR)와 반주기 시간폭(T_R)은 워킹코일 공진부(40)의 인덕턴스(L_R) 값과 병렬로 연결된 공진 Capacitor (C_R)에 의해 수식(2)와 수식(3)에 의해 계산될 수 있다.(아래 수식 루트 기호 안의 LR=L_R, CR=C_R의미함)

fR = 1/(

)……… (2)

T_R=1/(2fR) ……………………(3)

가전용 유도가열 장치의 경우 조리용기의 재질에 알맞는 스위칭 주파수를 25Khz로 가정한다면, fR를 25Khz로 정하기 위해 워킹코일의 인덕터스 L_R=100[uH], 공진 캐패시터 C_R=0.41 [uF]을 사용할 수 있다. 공진전압의 반주기 시간폭 T_R은 20[us]가 될 수 있다.

도면 4의 파형에서 스위칭의 반복주기(Ts)는 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)과 공진전압 반주기(T_R)의 합으로 수식(4)와 같이 표현될 수 있다. 스위칭 주파수(Fs)를 주파수 변조하려면 공진전압의 반주기 T_R은 L_R와 C_R에 의해 일정하게 고정되므로 오직 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)을 변화시키는 것으로 가능할 수 있다.

Ts= Ton + T_R ……………(4)

도면 5(a)와 도면 5(b)는 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)에 따라 변하는 공진전압(Vr)의 크기를 상대적으로 비교해 나타낸 것이다. 즉 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)에 따라 공진전압(Vr)의 크기는 비례하여 변하지만, 공진전압(Vr)의 반주기 시간폭(T_R) 턴온 시간(Ton)에 상관없이 동일하다는 것을 나타낸다.

만약, 스위칭 주파수(Fs)의 중심 주파수(fc)를 25KHz로 정하고 주파수변조의 하한 주파수를 20KHz로, 상한 주파수를 30KHz로 결정하면 주파수 변조폭(Fmod)은 5KHz가 된다. 이에 따라 수식(4)에 의해 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)의 최대, 최소의 변화폭은 다음과 같이 계산될 수 있다.

Fs=20KHz 일때 Ts = 1/Fs = 50[us] -> Ton = Ts - T_R = 50[us] - 20[us] = 30[us]

Fs=30KHz 일때 Ts = 1/Fs = 33[us] -> Ton = Ts -T_R= 33[us] - 20[us] = 13[us]

따라서 스위칭 주파수(Fs)를 20KHz에서 30KHz까지 주파수 변화폭을 10KHz 범위로 변화시키기 위해서는 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)을 최대 30[us]에서 최소 13[us]까지 T_PFM 구간에서 점진적으로 변화시킬 수 있다.

그러면, 상승 주파수변조를 적용하는 2.083[ms] 구간(도면3의 T2 구간)에서 몇 회의 PWM값 변경이 가능한가를 알아야 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)의 변동폭을 계산할 수 있다. 평균(중심) 스위칭 주파수(fc)가 25KHz이므로 평균 스위칭 주기는 40[us]가 된다. 따라서 2.083[ms] 구간에서 주파수 변동가능 횟수(Ns)는 수식(5)로 계산될 수 있으며, 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)의 최소 변화폭(Tp)은 수식(6)으로 구할 수 있다.

Ns= 2.083[ms] / 40[us] = 51 [회] ……(5)

Tp= (Ton최대값 - Ton최소값) / Ns = (30[us] - 13[us]) / 51 = 0.333[us] …(6)

즉, 도면 3의 상승 주파수변조 적용구간(T2)에서 워킹코일 공진부(40)에 발생된 공진전압(Vr)이 감소하여 맥류전압(전압 비교기의 기준전압) 보다 아래로 교차(크로스)할 때 (“공진전압 저점-크로스”로 칭함) MCU에 내장된 전압비교기와 PWM블록 기능에 의해 자동적으로 스위칭 소자(60)를 턴온 시키는 PWM출력이 나오는데, 이 때마다 PWM duty값을 변경하면 다음 스위칭 주기(Ts)의 턴온 시간(Ton)은 0.333[us]씩 감소시켜 스위칭 주파수(Fs)를 점진적으로 증가시킬 수 있다.

반대로, 도면 3의 하강 주파수변조 적용구간(T3)에서는 공진전압의 저점-크로스 때마다 스위칭 소자(60)가 턴온 되면 다음 스위칭 주기(Ts)의 턴온 시간(Ton)이 0.333[us]씩 증가되게 PWM duty 값을 늘려 스위칭 주파수(Fs)를 낮출 수 있다.

실제 MCU의 PWM duty값을 변경하여 스위칭 주파수변조를 하는 방법은 위의 방식과 다를 수 있다. 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)의 급격한 변화(PWM duty값의 급격한 변동)는 워킹코일(L_R)에 흐르는 전류의 급격한 변화에 의해 소음이 발생될 수 있다. 소음발생을 저감하는 방법은 스위칭 주파수변조 비적용 구간(T1 구간)에서 적용구간(T2 구간)으로 천이되는 시점에 PWM변화를 소음이 발생하지 않게 최소화 해야 될 필요가 있다.

그런데 주파수 변조범위를 10Khz를 이루기 위해 필요한 매번 스위칭 주기(Ts) 마다 0.333[us]씩 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton)을 점진적으로 변화시켜야 하는데, 소음발생의 문제가 생길 수 있다.

따라서 상승 주파수변조 구간(도면 3의 T1~T2)의 스위칭 주파수변조가 적용되지 않는 구간(T1)에서 주파수변조가 적용되는 구간(T2)으로 천이될 때 PWM 변동폭은 소음이 발생되지 않는 범위 내에서 결정해야 할 필요가 있다.

상승 주파수변조 비적용 구간(T1)에는 PWM duty값은 일정하게 유지하며 이 때의 PWM duty값은 목표전력에 근접하기 위해 측정된 현재전력과 목표전력과의 차이를 연산하여 보정된 값이 교류전압의 제로-크로스 시점에서 이미 설정된 것이다.

상승 주파수변조 적용구간(T2)에서 스위칭 소자(60)의 턴온 시간(Ton) 변동폭을 소음이 발생하지 않는 범위 내에서 미세하게 변화시키면, 상승 주파수변조 구간(T2: 2.083ms) 내에서 51회의 주파수 증가분이 작기 때문에 주파수 변조폭(Fmod) 값이 목표했던 10KHz가 안될 수 있다.

따라서 EMI 감쇄효과와 비례되는 주파수 변조폭(Fmod)은 PWM의 변동속도에 좌우되므로, 소음발생 여부, MCU의 처리속도 등을 고려하여 Tmod(주파수변조 적용구간의 크기)와 적정 값으로 trade off 해야 한다.

즉 소음이 발생되지 않는 PWM변동폭의 최대값(LSB)를 먼저 정하고, EMI의 저감효과와 MCU 연산의 부하 정도를 고려하여 주파수변조 적용구간(Tmod)을 결정할 필요가 있다.

도면 6은 유도가열 장치를 제어하는 MCU가 갖추어야 할 10-bit PWM의 블록도 이며, PWM Counter의 입력 clock 주파수는 8MHz (주기:0.125us)로 선택될 수 있다. MCU에 내장된 하드웨어 전압비교기(Comparator)에 의해 워킹코일 공진부(40) 양단의 공진전압(Vr)의 저점-크로스가 검출되면 자동적으로 CPU에 인터럽트 발생시킴과 함께 미리 PWM Data Register에 세팅된 스위칭 소자(60)의 턴온값(Ton)은 PWM Buffer Register로 전송되고 PWM Counter Register는 Clear(0) 된다.

PWM 출력 Pin(PWM_OUT)은 PWM Counter Register가 매 clock마다 “1”씩 증가되어 PWM Buffer Register 보다 같거나 크면 Low가 되고 작으면 High가 된다. 따라서 PWM 출력 Pin(PWM_OUT)은, 워킹코일 공진부(40) 양단에 걸린 공진전압(Vr)이 감소하여 저점-크로스 레벨로 떨어질 때 동기되어 High레벨이 되고, PWM Counter Register 값이 0.125[us] 마다 증가되어 설정된 PWM Buffer Register 값과 같을 때 Low레벨로 떨어진다. 즉, 워킹코일 공진부(40) 양단의 공진전압(Vr)이 저점-크로스로 떨어지는 시점에 동기화 되어 CPU 인터럽트 발생과 함께 PWM 출력Pin(PWM_OUT)은 High레벨이 되고 PWM Buffer Register에 설정된 시간(0.125us x PWM값)만큼 유지된 후 Low레벨이 된다.

유도가열 장치의 스위칭 주파수(Fs)를 변조하는 방법은, 위와 같은 PWM동작기능을 이용하여 공진전압(Vr)이 감소하여 저점-크로스 시점에 발생하는 인터럽트 처리루틴(ISR: Interrupt Service Routine)에서 PWM Data Register값을 변경하여 가능함을 알 수 있다.

예시한 도면 6의 PWM기능블록의 clock 주파수가 8MHz이므로 PWM Counter Register의 “1” LSB 증가는 0.125[us]의 Resolution을 갖는다. 이 경우, 상승 주파수변조 구간의 주파수변조 비적용구간(T1)과 적용구간(T2)을 각각 2.083[ms]로 정하고, 또한 하강 주파수변조 구간의 주파수변조 적용구간(T3)와 비적용 구간(T4)을 각각 2.083[ms]로 설정했다고 했을 때 Fmod(주파수 변조폭)를 계산해 보면 다음과 같이 될 수 있다.

PWM duty 증감속도를 “1” LSB, 즉 인터럽트가 발생할 때 마다 PWM Data Register 값을 “1” LSB씩 변경하면,

주파수변조 적용구간(T2)인 2.083[ms]동안 PWM duty변화폭 = 0.125[us] x 51[회] = 6.375 [us]

스위칭 중심 주파수(fc)의 25KHz에서 아래 위로 절반씩 주파수 변조를 하게 되므로

상단주파수 주기= 40[us] - 3.1875[us] = 36.8125[us] -> 27.165[KHz]

하단주파수 주기= 40[us] + 3.1875[us] = 43.1875[us] -> 23.155[KHz]

Fmod (1 LSB 증가속도) = 상단주파수 - 하단주파수 = 4.01 [KHz]

PWM duty 증감속도를 “2” LSB, 즉 인터럽트가 발생할 때 마다 PWM Data Register 값을 “2” LSB씩 변경하면,

주파수변조 적용구간(T2)의 2.083[ms] 동안 PWM duty변화폭 = 0.250[us] x 51회 = 12.750[us].

스위칭 중심 주파수(fc)의 25KHz에서 아래 위로 절반씩 주파수 변조를 되므로,

상단주파수 주기= 40[us] - 6.375[us] = 33.625[us] -> 29.740[KHz]

하단주파수 주기= 40[us] + 6.375[us] = 46.375[us] -> 21.563[KHz]

Fmod (2 LSB 증가속도) = 29.740[KHz] - 21.563[KHz] = 8.177[KHz]

위와 같이 PWM duty 증감속도를 두 배로 높히면 주파수 변조폭(Fmod) 또한 약 두 배로 증가되어 8.177[KHz]로 넓어진다.

수식(1)에 의하면, 전자파 장애(EMI)의 감소는 Fmod의 Log값에 비례하므로 PWM Data Register값을 매번 공진전압의 저점-크로스 시점마다 “2” LSB씩 변화시켜 주파수 변조폭(Fmod)을 높히는 것이 좋겠으나 워킹코일 공진부(40)을 스위칭하는 전류량의 급속변화에 의해 소음이 발생할 수 있으므로 EMI저감 만족도와 고려하여 PWM duty 증감속도를 결정할 필요가 있다.

도면 7은 맥류전압의 최고값(Peak치) 시점을 중심으로 주파수변조를 적용했을 때 워킹코일 공진부(40)와 스위칭 소자(60) 접속점의 공진전압 파형의 변화형태를 나타나며, 주파수변조에 의해 맥류전압이 높은 중심부에 해당되는 구간에서는 공진전압(Vr)이 클램핑 됨을 알 수 있다. .

도면 8은 MCU에 내장된 PWM기능과 타이머 기능을 활용하여 상승 주파수변조 구간(T1, T2)과 하강 주파수변조 구간(T3, T4)에서 스위칭 주파수변조 적용구간(T2, T3)에서의 PWM duty제어와 비적용구간(T1, T4)에서 목표전력에 근접하려는 보정전력 제어를 포함한 유도가열 장치의 핵심 전력제어(Power Control) 알고리즘 흐름도 (Flow Chart)를 도시했다.

본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 도시하고 또한 설명하였으나, 본 발명은 상기한 실시 예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 기재된 청구범위 내에 있게 된다.

Claims

AC상용전원을 사용하며 전파정류회로, L-C평활회로, 워킹코일과 병렬콘덴서로 구성된 워킹코일 공진부, 스위칭 소자, MCU 제어부, 그리고 상용 교류전원 제로-크로스 검출부 및 공진전압 저점-크로스 검출부로 구성되는 유도가열 장치에서 발생되는 전자파 장애 방출을 저감하고 동시에 과도한 공진전압에 의한 스위칭 소자의 소손을 방지하기 위해 맥류전압의 최고점을 중심으로 양쪽의 높은 전압 구간에 주파수변조를 적용하여 전자파 저감과 동시에 MCU의 연산처리 부담을 낮추는 유도가열 장치.
청구항 1에 있어서,
목표하는 전력을 제어하기 위해 측정된 현재 전력 값과 목표 값의 차이에 대한 보정된 PWM 펄스 폭(duty)의 스위칭 제어신호는 교류전압의 제로-크로스 시점에 동기화 하여 스위칭 소자에 인가하며; 그 외 맥류전압 파형 구간에는 PWM duty를 유지하다 주파수변조 적용구간 시점부터 점진적으로 PWM duty를 줄여 스위칭 주파수를 올리고 맥류전압 최고점(Peak치)부터 주파수변조 비적용 구간까지 점차적으로 PWM duty 늘려 스위칭 주파수를 낮추는 유도가열 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 교류전압의 제로-크로스 시점에서 상기 맥류전압의 최고값(Peak치) 시점까지 상승 주파수변조 적용구간과 상승 주파수변조 비적용 구간으로 구분하여 상기 스위칭 소자의 ON타임(PWM duty)을 제어하며; 상기 상승 주파수변조 비적용 구간은 상기 교류전압의 제로-크로스 시점부터 상기 상승 주파수변조 적용구간의 시작 시점까지로 구분하는 유도가열 장치.
청구항 3에 있어서, 상기 상승 주파수변조 비적용 구간에는 주파수변조를 하지 않고 상기 교류전압의 제로-크로스 시점에 초기 설정된 PWM duty 값으로 상기 스위칭 소자의 ON타임(PWM duty)은 일정하게 반복 제어하는 유도가열 장치.
청구항 3에 있어서, 상기 상승 주파수변조 적용 구간은 상기 상승 주파수변조 비적용 구간의 끝나는 시점에서 상기 맥류전압의 최고값(Peak치) 시점까지며; 상기 상승 주파수변조 적용구간에서는 매번 공진전압의 저점-크로스가 검출될 때마다 PWM duty비를 점차적으로 줄여 상기 스위칭 소자의 ON타임을 감소시키는 유도가열 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 맥류전압의 최고값(Peak치)에서 상기 교류전압의 제로-크로스 시점까지 하강 주파수변조 적용구간과 하강 주파수변조 비적용 구간으로 구분하여 상기 스위칭 소자의 ON타임을 제어하며; 상기 하강 주파수변조 적용구간은 상기 맥류전압의 최고값(Peak치) 시점부터 상기 하강 주파수변조 비적용 시작 시점까지인 유도가열 장치.
청구항 6에 있어서, 상기 하강 주파수변조 적용구간에서는 매번 공진전압의 저점-크로스가 검출될 때마다 PWM duty비를 점진적으로 증가하여 상기 스위칭 소자의 ON타임을 증가시키는 유도가열 장치.
청구항 6에 있어서, 상기 하강 주파수변조 비적용 구간은 상기 하강 주파수변조 적용구간의 끝나는 시점부터 상기 교류전압의 제로-크로스 시점 까지며; 상기 하강 주파수변조 비적용 구간에는 주파수변조를 하지 않고 상기 하강 주파수변조 적용구간의 마지막 PWM duty 값으로 상기 스위칭 소자의 ON타임은 일정하게 제어하는 유도가열 장치.
청구항 2에 있어서, 상기 주파수변조 적용구간과 상기 주파수변조 비적용구간의 비율은, PWM duty 비의 증감속도(주파수변조 폭)에 의해 발생될 수 있는 소음과 EMI 저감수준 과의 관계에서 적정 값을 결정(Trade off)하는 유도가열 장치.