KR20210107432A - 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 변압기를 사용하지 않고 커패시터를 이용하여 절연을 구현하는 커패시터 절연 방식에서 공통모드 전류를 줄일 수 있는 대칭형 컨버터에 관한 것이다. 본 발명의 일 측면은, 제1 노드와 제2 노드를 통해 입력 직류 전압을 제공받고 제3 노드와 제4 노드를 통해 중간 교류 전압을 출력하는 스위칭 회로; 및 상기 스위칭 회로가 출력한 상기 중간 교류 전압을 정류하여 제5 노드와 제6 노드를 통해 출력 직류 전압을 출력하는 정류 회로;를 포함하되, 상기 스위칭 회로는, 변압기를 포함하지 않으면서 커패시터를 사용하여 절연이 구현되고, 상기 제1 노드와 상기 제3 노드 사이의 임피던스와 상기 제2 노드와 상기 제4 노드 사이의 임피던스가 서로 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터이다.

Description

커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터{CAPACITOR ISOLATED BALANCED CONVERTER}
본 발명은 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 변압기를 사용하지 않고 커패시터를 이용하여 절연을 구현하는 커패시터 절연 방식에서 공통모드 전류를 줄일 수 있는 대칭형 컨버터에 관한 것이다.
상용 교류 전원을 직류로 변환하여 부하에 공급하는 AC-DC 컨버터 또는 직류 전원을 다른 레벨의 직류로 변환하여 부하에 공급하는 DC-DC 컨버터 등에서, 전원측과 부하측 사이에 전기적인 절연이 필요한 경우가 많다. 통상 전원측은 접지된 상태이고 부하측은 접지되지 않은 상태로 동작하지만, 사용 상의 여러 요인으로 인해 부하측이 임피던스(예, 인체)를 통해 접지에 연결되는 경우, 부하측에서 인체 등의 임피던스를 통해 접지로 전류가 흐르면서 안전상의 문제가 발생할 수 있다.
이러한 이유로 부하측에서 접지로 연결되었을 경우에도 접지로 전류가 흐르지 않도록 하거나 소정의 전류 크기 이하로 제한하는 것이 필요하다. 이러한 전기적 절연을 위해 일반적으로, 변압기를 사용하지만, 변압기는 부피가 크고 무거우며 가격이 비싼 단점이 있다.
변압기의 크기를 줄이는 방법으로서, 컨버터의 스위칭 주파수를 높이는 방법이 있지만 스위칭 주파수가 높아질수록 변압기의 철손이 커져 효율이 낮아지는 문제가 있다.
변압기의 대안으로, 가격이 싸고 부피가 작은 커패시터를 활용해 절연 기능을 수행하려는 시도가 증가하고 있다. 변압기를 사용하지 않고 커패시터를 사용해 절연을 구현할 경우 높은 스위칭 주파수에서 높은 전력 밀도를 가지도록 컨버터를 설계할 수 있다.
다만, 커패시터를 사용하여 절연을 구현할 경우, 컨버터의 회로에 따라 부하측이 임피던스를 통해 접지에 연결되었을 때 접지로 흐르는 전류(공통모드 전류)가 증가할 가능성이 있으므로 이에 대한 대책이 필요하다.
본 발명은, 실시예에 따라, 커패시터 절연 방식의 컨버터에서 공통모드 전류를 줄일 수 있는 대칭형 컨버터를 제시하고자 한다.
본 발명은, 실시예에 따라, 커패시터 절연 방식의 컨버터에서 공통모드 전류를 줄일 수 있는 class E 타입의 대칭형 컨버터를 제시하고자 한다.
본 발명은, 실시예에 따라, 커패시터 절연 방식의 컨버터에서 공통모드 전류를 줄일 수 있는 하프브리지 타입의 대칭형 컨버터를 제시하고자 한다.
본 발명은, 실시예에 따라, 커패시터 절연 방식의 컨버터에서 공통모드 전류를 줄일 수 있는 AC-DC 컨버터를 제시하고자 한다.
본 발명은, 실시예에 따라, 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에서 소스 단자가 플로팅(floating)된 스위치를 효과적으로 구동할 수 있는 구동 회로를 제시하고자 한다.
위 해결 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 측면은, 제1 노드와 제2 노드를 통해 입력 직류 전압을 제공받고 제3 노드와 제4 노드를 통해 중간 교류 전압을 출력하는 스위칭 회로; 및 상기 스위칭 회로가 출력한 상기 중간 교류 전압을 정류하여 제5 노드와 제6 노드를 통해 출력 직류 전압을 출력하는 정류 회로;를 포함하되, 상기 스위칭 회로는, 변압기를 포함하지 않으면서 커패시터를 사용하여 절연이 구현되고, 상기 제1 노드와 상기 제3 노드 사이의 임피던스와 상기 제2 노드와 상기 제4 노드 사이의 임피던스가 서로 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터이다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 제1 노드와 상기 제4 노드 사이의 임피던스와 상기 제2 노드와 상기 제3 노드 사이의 임피던스도 서로 실질적으로 동일할 수 있다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 제2 노드는 기준 전위에 연결되고, 상기 제6 노드는 접지 임피던스를 통해 상기 기준 전위에 연결된 상태에서, 상기 제1 노드를 통해 상기 스위칭 회로로 들어가는 전류와 상기 제2 노드를 통해 상기 스위칭 회로로 들어가는 전류는 서로 실질적으로 180도의 위상차를 가질 수 있다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 제2 노드는 기준 전위에 연결되고, 상기 제6 노드는 접지 임피던스를 통해 상기 기준 전위에 연결된 상태에서, 상기 제3 노드를 통해 상기 스위칭 회로로부터 출력되는 전류와 상기 제4 노드를 통해 상기 스위칭 회로로부터 출력되는 전류는 서로 실질적으로 180도의 위상차를 가질 수 있다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 스위칭 회로는, 상기 제1 노드와 제7 노드 사이에 연결된 제1 인덕터; 상기 제2 노드와 제8 노드 사이에 연결된 제2 인덕터; 상기 제7 노드와 상기 제8 노드 사이에 연결된 제1 스위치; 상기 제7 노드와 상기 제3 노드 사이에 연결된 제3 인덕터 및 제1 커패시터; 및 상기 제8 노드와 상기 제4 노드 사이에 연결된 제4 인덕터 및 제2 커패시터;를 포함할 수 있다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 제1 스위치의 전압이 실질적으로 영(zero)이 된 상태에서 상기 제1 스위치가 턴온될 수 있다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 제1 스위치의 구동 신호를 생성하는 제1 스위치 구동 회로를 더 포함하고, 상기 제1 스위치 구동 회로는, 상기 제1 노드에 애노드가 연결된 제1 다이오드; 상기 제1 다이오드의 캐소드에 제1 단자가 연결되고, 상기 제8 노드에 제2 단자가 연결된 제4 커패시터; 및 상기 제4 커패시터로부터 전원을 공급받고 상기 제1 스위치의 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부;를 포함할 수 있다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 스위칭 회로는, 상기 제1 노드와 제7 노드 사이에 연결된 제1 스위치; 상기 제7 노드와 상기 제8 노드 사이에 연결된 제2 스위치; 상기 제8 노드와 제2 노드 사이에 연결된 제3 스위치; 상기 제7 노드와 상기 제3 노드 사이에 연결된 제1 인덕터 및 제1 커패시터; 및 상기 제8 노드와 상기 제4 노드 사이에 연결된 제2 인덕터 및 제2 커패시터;를 포함할 수 있다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 제1 스위치와 상기 제3 스위치는 서로 실질적으로 동시에 온/오프 되고, 상기 제2 스위치는 상기 제1 스위치 및 상기 제3 스위치와 실질적으로 반대로 온/오프될 수 있다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 스위칭 회로는 전압 분배 회로를 더 포함하고, 상기 전압 분배 회로는, 상기 제1 노드와 제9 노드 사이에 연결된 제3 커패시터; 상기 제9 노드와 상기 제2 노드 사이에 연결된 제4 커패시터; 상기 제9 노드와 상기 제7 노드 사이에 연결된 제1 다이오드; 상기 제9 노드와 상기 제8 노드 사이에 연결된 제2 다이오드; 를 포함할 수 있다.
상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에 있어서, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치의 구동 신호를 생성하는 제1 구동 회로 및 상기 제1 스위치의 구동 신호를 생성하는 제2 구동 회로를 더 포함하고, 상기 제1 구동 회로는, 제어 전원과 상기 제8 노드 사이에 직렬로 연결된 제3 다이오드와 제5 커패시터; 및 상기 제5 커패시터로부터 공급받은 전압을 사용하여 상기 제2 스위치의 구동 신호를 생성하는 제1 구동 신호 생성부;를 포함하고, 상기 제2 구동 회로는, 상기 제3 다이오드와 상기 제5 커패시터의 접속 노드와 상기 제7 노드 사이에 직렬로 연결된 제4 다이오드와 제6 커패시터; 및 상기 제6 커패시터로부터 공급받은 전압을 사용하여 상기 제1 스위치의 구동 신호를 생성하는 제2 구동 신호 생성부;를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 일 측면은, 교류 전압을 정류하는 정류기; 및 상기 정류기가 출력하는 직류 전압을 상기 제1 노드와 상기 제2 노드를 통해 제공받는, 상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터;를 포함하는 AC-DC 컨버터이다.
상기 AC-DC 컨버터에 있어서, 상기 정류기와 상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터 사이에는 공진형 필터 및 공통모드 필터 중의 적어도 하나가 배치될 수 있다.
본 발명의 실시예는 대칭형 컨버터, class E 타입의 대칭형 컨버터, 하프브리지 타입의 대칭형 컨버터 및 AC-DC 컨버터를 포함하고, 이들 컨버터에 의하면 커패시터 절연 방식의 컨버터에서 공통모드 전류를 줄이고 절연 성능을 개선할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 구동 회로는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터에서 소스 단자가 플로팅(floating)된 스위치를 효과적으로 구동할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터를 개념적으로 예시하는 도면이다.
도 2는 도 1의 컨버터의 부하측이 임피던스를 통해 접지에 연결되어 공통모드 전류가 흐르는 상황을 설명하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 4는 도 3의 컨버터의 동작 파형을 예시하는 도면이다.
도 5는 도 3의 컨버터의 등가 회로를 예시하는 도면이다.
도 6은 도 3의 컨버터의 테브난(thevenin) 등가 회로를 예시하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 하프브리지 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 9는 도 8의 컨버터의 동작 파형을 예시하는 도면이다.
도 10은 도 8의 컨버터의 등가 회로를 예시하는 도면이다.
도 11은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 하프브리지 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 12는 커패시터 절연 방식의 하프브리지 타입 대칭형 컨버터에 사용될 수 있는 구동 회로를 예시하는 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터를 포함하는 AC-DC 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 14 및 도 15는 도 13의 AC-DC 컨버터에서 공통모드 전류를 줄이기 위해 공통모드 필터 또는 공진 필터를 사용하는 실시예를 예시하는 도면이다.
도 16은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 17은 도 16의 컨버터의 동작 파형을 예시하는 도면이다.
도 18은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 양방향 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 19는, 일 실시예로서, 변압기를 사용하는 class E 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 20은, 다른 일 실시예로서, 변압기를 사용하는 하프브리지 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성 요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성 요소 사이에 또 다른 구성 요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터를 개념적으로 예시하는 도면이다.
도 1을 참조하면, 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터(100, 이하 간략히 '컨버터'라고도 함)는 스위칭 회로(110)와 정류 회로(120)를 포함할 수 있다.
컨버터(100)는 직류 전원(DC source)으로부터 입력 직류 전압(Vdc)을 제공받고, 이를 다른 속성의 출력 직류 전압(Vo)으로 변환하여 직류 부하(DC load)로 공급할 수 있다. 실시예에 따라, 컨버터(100)는 직류 전원(DC source)으로부터 제공받은 입력 직류 전압(Vdc)을 다른 속성의 출력 직류 전압(Vo)으로 변환하는 과정에서 교류에 해당하는 중간 교류 전압(Vac)을 생성할 수 있다.
스위칭 회로(110)는 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2)를 통해 입력 직류 전압(Vdc)을 제공받고 제3 노드(N3)와 제4 노드(N4)를 통해 중간 교류 전압(Vac)을 출력할 수 있다. 이를 위해, 스위칭 회로(110)는 스위치와 인덕터 및 커패시터를 선택적으로 포함할 수 있다. 이 경우, 스위칭 회로(110)는 직류를 교류로 변환하는 인버터(inverter)로 이해될 수 있다.
스위칭 회로(110)에 포함되는 스위치에는 고속으로 동작이 가능한 반도체 스위칭 소자가 사용될 수 있다. 예시적으로, 스위치에는 MOSFET, IGBT, MCT, BJT 등의 반도체 스위칭 소자가 사용될 수 있으나, 이로 한정되는 것은 아니다.
스위칭 회로(110)는 변압기를 포함하지 않으면서 커패시터를 사용하여 절연을 구현하는 커패시터 절연 방식일 수 있다. 이 경우, 스위칭 회로(110)는 절연용 커패시터를 통하지 않고는 스위칭 회로(110)의 입력단(Vdc 측)으로부터 출력단(Vac 측)으로 전류가 흐를 수 없는 구조일 수 있다.
스위칭 회로(110)는 공통모드 전류를 줄이기 위해 대칭형 구조일 수 있다. 즉, 스위칭 회로(110)는 제1 노드(N1)와 제3 노드(N3) 사이의 임피던스와 제2 노드(N2)와 제4 노드(N4) 사이의 임피던스가 서로 실질적으로 동일할 수 있다. 여기에 더하여, 제1 노드(N1)와 제4 노드(N4) 사이의 임피던스와 제2 노드(N2)와 제3 노드(N3) 사이의 임피던스도 서로 실질적으로 동일할 수 있다. 이 경우, 더 확실한 대칭형 회로가 되어 공통모드 전류를 더욱 줄일 수 있다는 장점이 있다.
정류 회로(120)는 스위칭 회로(110)가 출력한 중간 교류 전압(Vac)을 정류하여 제5 노드(N5)와 제6 노드(N6)를 통해 출력 직류 전압(Vo)을 출력할 수 있다. 정류 회로(120)에는 교류를 직류로 변환할 수 있는 통상의 다이오드 정류 회로가 사용될 수 있으나, 공통모드 전류를 줄이기 위해서는 대칭형 정류 회로를 사용하는 것이 바람직하다. 실시예에 따라, 풀브리지(Full Bridge) 정류 회로가 사용될 경우 대칭형으로 동작하므로 공통모드 전류를 줄일 수 있다.
도 2는 도 1의 컨버터(100)의 부하측이 접지 임피던스(Zg)를 통해 접지(GND)에 연결되어 공통모드 전류(Icm)가 흐르는 상황을 설명하는 도면이다.
도 2에 예시된 바와 같이, 컨버터(100)의 입력측에는 접지(GND)가 연결되는 것이 일반적이다. 다만, 접지(GND)의 위치는 도 2에 예시된 것과는 다를 수 있다. 컨버터(100)의 동작 중에 사용자의 신체 중의 일부가 컨버터(100)의 부하(10, Load) 측에 접촉될 경우, 사용자의 신체(접지 임피던스 Zg로 표현)와 접지(GND)를 통해 컨버터(100)의 입력측으로 전류가 순환하는 공통모드 전류(Icm)가 흐를 수 있고, 이는 안전상의 문제를 야기할 수 있다.
변압기를 사용하지 않고 커패시터를 통해 절연을 구현하는 회로에서는 이러한 공통모드 전류(Icm)를 줄이기 위한 대책이 더욱 필요하다. 본 실시예에서는 컨버터(100)를 대칭형으로 설계함으로써 커패시터 절연 방식에서 공통모드 전류(Icm)를 줄이고자 한다.
컨버터(100)를 대칭형으로 설계할 경우, 제2 노드(N2)는 기준 전위에 연결되고, 제6 노드(N6)는 접지 임피던스(Zg)를 통해 기준 전위(GND)에 연결된 상태에서, 제1 노드(N1)를 통해 스위칭 회로(110)로 들어가는 전류(I1)와 제2 노드(N2)를 통해 스위칭 회로(110)로 들어가는 전류(I2)는 서로 실질적으로 180도의 위상차를 가질 수 있다. 이 경우, 공통모드 전류(Icm)는 저감될 수 있다.
또한, 컨버터(100)를 대칭형으로 설계할 경우, 제2 노드(N2)는 기준 전위(GND)에 연결되고, 제6 노드(N6)는 접지 임피던스(Zg)를 통해 기준 전위(GND)에 연결된 상태에서, 제3 노드(N3)를 통해 스위칭 회로(110)로부터 출력되는 전류(I3)와 제4 노드(N4)를 통해 스위칭 회로(110)로부터 출력되는 전류(I4)는 서로 실질적으로 180도의 위상차를 가질 수 있다. 이 경우, 공통모드 전류(Icm)는 저감될 수 있다.
한편, 도 2에는 입력단의 평활용 커패시터(Cdc)와 출력단의 평활용 커패시터(Co)가 도시되어 있는데, 이들 커패시터(Cdc, Co)는 컨버터의 입출력단에 통상적으로 사용되는 것이지만, 본 실시예에서 이들 커패시터(Cdc, Co)가 반드시 사용되어야 하는 것은 아니다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 3을 참조하면, 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 컨버터(300, 이하 간략히 '컨버터(300)'라고도 함)는 스위칭 회로(310)와 정류 회로(320)를 포함할 수 있다. 컨버터(300)는 도 1을 참조하여 설명한 컨버터(100)의 일 실시예로 이해될 수 있고, 아래에서 설명할 내용과 배치되지 않는다면 도 1을 참조하여 설명한 내용은 도 3에도 적용될 수 있다.
스위칭 회로(310)는, 제1 노드(N1)와 제7 노드(N7) 사이에 연결된 제1 인덕터(L1), 제2 노드(N2)와 제8 노드(N8) 사이에 연결된 제2 인덕터(L2), 제7 노드(N7)와 제8 노드(N8) 사이에 연결된 제1 스위치(S1), 제7 노드(N7)와 제3 노드(N3) 사이에 연결된 제3 인덕터(L3)와 제1 커패시터(C1), 및 제8 노드(N8)와 제4 노드(N4) 사이에 연결된 제4 인덕터(L4)와 제2 커패시터(C2)를 포함할 수 있다. 실시예에 따라, 스위칭 회로(310)는 입력단에 평활용 커패시터(Cdc)를 포함할 수 있다. 또한, 실시예에 따라, 스위칭 회로(310)는 제7 노드(N7)와 제8 노드(N8) 사이에 제3 커패시터(C3)를 더 포함할 수 있다.
제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2)는 직류용 인덕터로 동작할 수 있다. 즉, 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2)에는 제1 스위치(S1)의 온/오프에 따라 전류가 증감하면서 리플 전류는 생기지만 대체적으로 일정한 크기의 전류가 흐르는 것으로 이해될 수 있다. 따라서, 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2)는 제3 인덕터(L3)와 제4 인덕터(L4)에 비해서는 상대적으로 큰 인덕턴스를 가질 수 있다. 본 실시에에서는 대칭형을 구현하기 위해 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2)가 동일한 인덕턴스를 가지도록 설계할 수 있다.
제1 스위치(S1)는 스위칭 주기 내에서 온/오프를 반복하며 제7 노드(N7)와 제8 노드(N8)에 형성되는 전압을 조절함으로써 입력 직류 전압(Vdc)으로부터 출력 직류 전압(Vo)으로 전달되는 전력을 조절할 수 있다. 실시예에 따라, 제1 스위치(S1)의 스위칭 주기에 대한 온 구간의 비율(듀티)을 조절하거나 및/또는 스위칭 주파수를 조절하는 방식으로 입력 직류 전압(Vdc)으로부터 출력 직류 전압(Vo)으로 전달되는 전력을 조절할 수 있다.
제3 인덕터(L3)와 제1 커패시터(C1)는 제1 공진 임피던스(Z1)를 구성할 수 있다. 제3 인덕터(L3)와 제1 커패시터(C1)는 스위칭 주파수와 유사한 공진 주파수를 가질 수 있고, 이 경우 제3 노드(N3)에 교류 전압이 생성될 수 있다.
제4 인덕터(L4)와 제2 커패시터(C2)는 제2 공진 임피던스(Z2)를 구성할 수 있다. 제4 인덕터(L4)와 제2 커패시터(C2)는 스위칭 주파수와 유사한 공진 주파수를 가질 수 있고, 이 경우 제4 노드(N4)에 교류 전압이 생성될 수 있다.
제1 공진 임피던스(Z1)의 공진 주파수와 제2 공진 임피던스(Z2)의 공진 주파수는 각각 스위칭 주파수와 유사하기는 하지만 미세하게 서로 다른 공진 주파수를 가지도록 설계될 수 있다. 그러나, 본 실시예에서는, 대칭형을 구현하여 공통모드 전류를 줄이기 위해, 제1 공진 임피던스(Z1)와 제2 공진 임피던스(Z2)가 서로 동일한 공진 주파수와 공진 특성(예, 특성 임피던스(characteristic impedance))을 가지도록 설계될 수 있다. 예를 들어, 제3 인덕터(L3) 및 제1 커패시터(C1)가 제4 인덕터(L4) 및 제2 커패시터(C2)와 각각 동일한 인덕턴스 및 동일한 커패시턴스를 가지도록 설계될 수 있다.
제3 커패시터(C3)는 제1 스위치(S1)에 병렬로 연결될 수 있다. 제3 커패시터(C3)는 제1 공진 임피던스(Z1) 및 제2 공진 임피던스(Z2)와 함께 공진 동작을 수행하여 제1 스위치(S1)에 사인파 형태의 전압이 인가되도록 할 수 있다. 이 경우, 제1 스위치(S1)는 소프트 스위칭(예, 영전압 스위칭(zero voltage switching))이 구현될 수 있다. 제3 커패시터(C3)는 제1 스위치(S1)에 병렬로 별도로 부가될 수 있지만, 경우에 따라, 제1 스위치(S1)에 내재된 기생 커패시턴스를 활용할 경우 제3 커패시터(C3)는 별도로 부가되지 않을 수도 있다.
입력단의 평활용 커패시터(Cdc)는 컨버터(300)의 입력단에 사용되어 컨버터(300)에 입력되는 직류 전압(Vdc)을 안정화하는 기능을 수행할 수 있지만, 경우에 따라 사용되지 않을 수 있다.
정류 회로(320)는 스위칭 회로(310)가 출력한 중간 교류 전압(Vac)을 정류하여 제5 노드(N5)와 제6 노드(N6)를 통해 출력 직류 전압(Vo)을 출력할 수 있다. 정류 회로(320)에는 교류를 직류로 변환할 수 있는 통상의 다이오드 정류 회로가 사용될 수 있으나, 공통모드 전류를 줄이기 위해서는 대칭형 정류 회로를 사용하는 것이 바람직하다. 실시예에 따라, 풀브리지(Full Bridge) 정류 회로가 사용될 경우 대칭형으로 동작하므로 공통모드 전류를 줄일 수 있다.
도 4는 도 3의 컨버터(300)의 동작 파형을 예시하는 도면이다.
도 4를 참조하면, 제1 스위치(S1)는 스위칭 주기(Ts) 내에서 온 구간(Ton)과 오프 구간(Toff)을 교대로 가지도록 온/오프를 반복할 수 있다. 전술한 스위칭 주파수는 스위칭 주기(Ts)의 역수로 정의될 수 있고, 듀티(duty)는 스위칭 주기(Ts)에 대한 턴온 구간(Ton)의 비율(=Ton/Ts)로 정의될 수 있다.
제1 스위치(S1)의 온/오프 동작에 의해, 제1 공진 임피던스(Z1), 제2 공진 임피던스(Z2) 및 제3 커패시터(C3)의 공진이 발생할 수 있다. 도 4의 공진 전류(Ir)는 제1 공진 임피던스(Z1)를 통해 흐르는 전류를 예시하고, 제1 스위치 전압(VS1)은 제1 스위치(S1)의 드레인-소스 전압을 예시하고 있다. 제1 스위치 전압(VS1)은 제1 스위치의 온 구간(Ton)에서 실질적으로 영(zero)의 값을 유지하고, 오프 구간(Toff)에는 공진에 의해 사인파 형태의 전압이 인가될 수 있다.
본 실시예에서는, 도 4에 예시된 바와 같이, 제1 스위치의 전압(VS1)이 실질적으로 영(zero)이 된 상태에서 제1 스위치(S1)가 턴온되는(온 구간을 시작하는) 영전압 스위칭(ZVS; zero voltage switching)이 구현됨으로써 높은 스위칭 주파수에서 동작하면서도 고효율이 달성될 수 있다. 또한, 제1 스위치(S1)의 턴오프 시에 제1 스위치 전압(VS1)이 사인파 형태로 서서히 증가함으로써 턴오프 시의 스위칭 손실도 줄일 수 있다.
컨버터(300)는 제1 스위치(S1)의 스위칭 주파수 및/또는 듀티를 조절함으로써 공진 전류(Ir)의 크기 및/또는 위상을 조절하여 부하측으로 전달되는 전력을 조절할 수 있다.
제7 노드(N7)에 인가되는 제1 전압(V1)과 제8 노드(N8)에 인가되는 제2 전압(V2)은, 도 4에 예시된 바와 같이, 제1 스위치(S1)의 온 구간(Ton)에서는 일정한 전압(예, Vdc/2)이 되고 제1 스위치(S1)의 오프 구간(Toff)에서는 공진에 의해 사인파 형태일 수 있다. 여기서, 제7 노드(N7)에 인가되는 제1 전압(V1)과 제8 노드(N8)에 인가되는 제2 전압(V2)은 컨버터(300) 입력 전압(Vdc)의 저전위(즉, 제2 노드(N2))를 기준으로 한 전압으로 이해될 수 있다. 이하 본 명세서의 다른 부분에서도 두 노드의 상대적인 전압이 아닌 하나의 노드의 전압이 언급된 경우 동일한 기준으로 이해될 수 있다.
본 실시예에서는, 제1 스위치(S1)의 오프 구간(Toff)에서 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)이 서로 180도 반전된 위상을 가지도록 만들 수 있는데, 이 경우 공통모드 전류를 줄이는 장점이 있다. 이 부분에 대해서는 아래에서 상세히 설명하기로 한다.
도 5는 도 3의 컨버터(300)의 등가 회로(500)를 예시하는 도면이다.
도 5를 참조하면, 도 3의 컨버터(300)에서 제7 노드(N7)에 인가되는 제1 전압(V1)과 제8 노드(N8)에 인가되는 제2 전압(V2)이 전압원으로 도시되어 있고, 정류 회로(320)의 입력단인 제3 노드(N3) 전압과 제4 노드(N4) 전압이 각각 제1 정류단 전압(Vrec1)과 제2 정류단 전압(Vrec2)으로 도시되어 있다. 여기서, 제1 정류단 전압(Vrec1)과 제2 정류단 전압(Vrec2)은 각각 제6 노드(N6)를 기준으로 한 전압으로 이해될 수 있다.
도 6은 도 3의 컨버터(300)의 테브난(thevenin) 등가 회로(600)를 예시하는 도면이다.
도 6의 테브난 등가 회로(600)은 도 5의 등가 회로(500)에서 전압원들(제1 전압(V1), 제2 전압(V2), 제1 정류단 전압(Vrec1) 및 제2 정류단 전압(Vrec2))을 하나의 전압원인 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)으로 통합한 것으로 이해될 수 있다.
테브난(thevenin) 정리를 이용하면, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)은 아래 수학식 1과 같이 구해질 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00001
여기서, 제1 공진 임피던스(Z1)와 제2 공진 임피던스(Z2)가 동일하고, 정류 회로(320)에 풀브리지(full bridge) 다이오드 정류 회로를 사용할 경우, 수학식 1은 아래 수학식 2와 같이 간단하게 정리될 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00002
수학식 2에서, 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합(즉, V1 + V2)이 직류 성분만을 가진다면(즉, 교류 성분이 없다면), 공통모드 개방 전압(Vcm,ov) 역시 교류 성분을 가지지 않음을 알 수 있다(출력 직류 전압(Vo)은 미세한 리플 전압을 무시하면 직류 성분만을 가지므로). 도 3에 도시된 바와 같이, 제1 공진 임피던스(Z1)와 제2 공진 임피던스(Z2)에는 직렬로 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)가 배치되어 있어 직류 성분에는 무한대의 임피던스를 가지므로, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)이 직류 성분만을 가질 경우 공통모드 전류(Icm)는 흐르지 않거나 저감될 수 있다.
이러한 원리에 근거하여, 본 실시에에서는 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합(V1 + V2)이 교류 성분을 가지지 않고 직류 성분만을 가지도록 함으로써 공통모드 전류(Icm)을 저감하는 방법을 사용한다.
구체적으로, 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합을 계산하면 아래 수학식 3 및 수학식 4와 같이 정리될 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00003
[수학식 4]
Figure pat00004
L1 = L2인 경우, 수학식 3 및 수학식 4에서 동일하게 V1 + V2 = Vdc 가 된다. 즉, 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합(V1 + V2)은 S1의 온 구간(Ton)과 오프 구간(Toff) 모두에서 Vdc로 일정하게 유지되므로, 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합은 이론적으로 교류 성분을 가지지 않을 수 있다. 따라서, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)은 교류 성분을 가지지 않게 되고 공통모드 전류는 저감될 수 있다.
도 4의 파형을 통해 이러한 현상을 설명하면, 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 각각은 제1 스위치(S1)의 오프 구간(Toff)에서 사인파 형태의 교류 성분을 포함하게 되지만, 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)이 서로 180도 반전된 위상이 되어 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합은 교류 성분이 없이 직류 성분만을 가질 수 있는 것으로 이해될 수 있다.
요약하면, 본 실시예에서는, 제1 공진 임피던스(Z1)와 제2 공진 임피던스(Z2)를 동일하게 하고(수학식 1 및 수학식 2 관련), 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2)를 동일하게 함으로써(수학식 3 및 수학식 4 관련), 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)에 교류 성분이 발생하지 않도록 만들 수 있고(또는 교류 성분을 줄일 수 있고), 이로 인해 공통모드 전류를 줄일 수 있다.
본 실시예의 이러한 원리를 다른 관점에서 살펴보면, 컨버터(300)가 대칭형으로 설계됨으로써 공통모드 전류(Icm)을 저감할 수 있는 것으로도 이해될 수 있다.
도 7은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 컨버터(700)를 예시하는 도면이다.
도 7을 참조하면, 컨버터(700)는 도 3에 예시된 컨버터(300)에 비해 제1 스위치(S1)의 구동 신호를 생성하는 제1 스위치 구동 회로를 더 포함하는 점에서 차이가 있다. 아래에서 설명될 내용과 배치되지 않는 한, 도 3을 참조하여 설명한 내용은 도 7에도 적용될 수 있다.
제1 스위치 구동 회로는 제1 다이오드(D1), 제4 커패시터(C4) 및 구동 신호 생성부(730)를 포함할 수 있다. 실시예에 따라, 제1 스위치 구동 회로는 제1 저항(R1)과 제1 제너 다이오드(ZD1)를 선택적으로 더 포함할 수 있다.
구체적으로, 제1 스위치 구동 회로는 제1 노드(N1)에 애노드가 연결된 제1 다이오드(D1), 제1 다이오드(D1)의 캐소드에 제1 단자가 연결되고 제8 노드(N8)에 제2 단자가 연결된 제4 커패시터(C4), 및 제4 커패시터(C4)로부터 전원을 공급받고 제1 스위치(S1)의 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부(730)를 포함할 수 있다.
여기서, 제1 다이오드(D1)는 제1 노드(N1)로부터 제4 커패시터(C4)로 단방향으로 전력을 공급하는 기능을 수행하고, 제4 커패시터(C4)는 제1 노드(N1)로부터 공급받은 전력을 저장하고 구동 신호 생성부(730)로 전력을 공급하는 기능을 수행할 수 있다.
제1 저항(R1)은 제1 노드(N1)로부터 제4 커패시터(C4)로 공급되는 전류를 제한하는 기능을 수행하기 위해 필요에 따라 선택적으로 사용될 수 있다. 제1 제너 다이오드(ZD1)는 제4 커패시터(C4)의 전압을 제한하여 구동 신호 생성부(730)에 과전압이 인가되는 것을 방지하기 위해 필요에 따라 선택적으로 사용될 수 있다.
구동 신호 생성부(730)는 제4 커패시터(C4)로부터 공급받은 전력을 이용하여 동작하되, 내부 로직에 따라 제1 스위치(S1)를 구동하기 위한 구동 신호를 생성할 수 있다. 구동 신호 생성부(730)의 내부 로직에 대한 설명은 본 발명의 요지를 흐릴 수 있으므로 생략하기로 한다. 구동 신호 생성부(730)는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit), FPGA(Field Programmable Gate Array) 등과 같은 하드웨어로 구현되거나, 또는 소프트웨어로 구현되어 컴퓨터로 판독 가능한 저장매체(메모리 등)에 저장된 상태에서 CPU 등의 연산장치에 의해 그 기능을 수행할 수 있다.
도 7에 예시된 제1 스위치 구동 회로에 의하면, 제1 스위치(S1)의 구동을 위해 외부로부터 별도의 제어 전원을 공급받을 필요가 없이 입력 직류 전압(Vdc)을 이용하여 제어용 전원을 간단하게 생성할 수 있으므로 회로의 복잡성을 줄이고 가격을 절감할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 하프브리지 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 8을 참조하면, 커패시터 절연 방식의 하프브리지 타입 대칭형 컨버터(800, 이하 간략하게 '컨버터(800)'라고도 함)는 스위칭 회로(810)와 정류 회로(820)를 포함할 수 있다. 실시예에 따라, 컨버터(800)는 출력단 평활용 커패시터(Co) 또는 입력단 평활용 커패시터(도면 미도시)를 선택적으로 더 포함할 수 있다. 컨버터(800)는 도 1을 참조하여 설명한 컨버터(100)의 일 실시예로 이해될 수 있고, 아래에서 설명할 내용과 배치되지 않는다면 도 1을 참조하여 설명한 내용은 도 8에도 적용될 수 있다.
스위칭 회로(810)는, 제1 노드(N1)와 제7 노드(N7) 사이에 연결된 제1 스위치(S81), 제7 노드(N7)와 제8 노드(N8) 사이에 연결된 제2 스위치(S82), 제8 노드(N8)와 제2 노드(N2) 사이에 연결된 제3 스위치(S83), 제7 노드(N7)와 제3 노드(N3) 사이에 연결된 제1 인덕터(L81)와 제1 커패시터(C81), 및 제8 노드(N8)와 제4 노드(N4) 사이에 연결된 제2 인덕터(L82)와 제2 커패시터(C82)를 포함할 수 있다.
제1 스위치(S81), 제2 스위치(S82) 및 제3 스위치(S83)의 온/오프 동작에 의해 제7 노드(N7)와 제8 노드(N8)에 형성되는 전압이 조절됨으로써, 입력 직류 전압(Vdc)으로부터 출력 직류 전압(Vo)으로 전달되는 전력이 조절될 수 있다. 실시예에 따라, 제1 스위치(S81), 제2 스위치(S82) 및 제3 스위치(S83)의 스위칭 주기에 대한 온 구간의 비율(듀티)을 조절하거나 및/또는 스위칭 주파수를 조절하는 방식을 사용하여 출력 직류 전압(Vo)으로 전달되는 전력이 조절될 수 있다.
제1 인덕터(L81)와 제1 커패시터(C81)는 제1 공진 임피던스(Z81)를 구성할 수 있다. 제1 인덕터(L81)와 제1 커패시터(C81)는 스위칭 주파수와 유사한 공진 주파수를 가질 수 있고, 이 경우 제3 노드(N3)에 교류 전압이 생성될 수 있다.
제2 인덕터(L82)와 제2 커패시터(C82)는 제2 공진 임피던스(Z82)를 구성할 수 있다. 제2 인덕터(L82)와 제2 커패시터(C82)는 스위칭 주파수와 유사한 공진 주파수를 가질 수 있고, 이 경우 제4 노드(N4)에 교류 전압이 생성될 수 있다.
제1 공진 임피던스(Z81)의 공진 주파수와 제2 공진 임피던스(Z82)의 공진 주파수는 각각 스위칭 주파수와 유사하기는 하지만 미세하게 서로 다른 공진 주파수를 가지도록 설계될 수 있다. 그러나, 본 실시예에서는, 대칭형을 구현하여 공통모드 전류를 줄이기 위해, 제1 공진 임피던스(Z81)와 제2 공진 임피던스(Z82)가 서로 동일한 공진 주파수와 공진 특성(예, 특성 임피던스(characteristic impedance))을 가지도록 설계될 수 있다. 예를 들어, 제1 인덕터(L81) 및 제1 커패시터(C81)가 제2 인덕터(L82) 및 제2 커패시터(C82)와 각각 동일한 인덕턴스 및 동일한 커패시턴스를 가지도록 설계될 수 있다.
입력단 평활용 커패시터(도면 미도시)와 출력단의 평활용 커패시터(Co)는 각각 컨버터(800)의 입력단 및 출력단에 사용되어 컨버터(800)의 입력 직류 전압(Vdc)과 출력 직류 전압(Vo)을 안정화하는 기능을 수행할 수 있지만, 경우에 따라 사용되지 않을 수 있다.
정류 회로(820)는 스위칭 회로(810)가 출력한 중간 교류 전압(Vac)을 정류하여 제5 노드(N5)와 제6 노드(N6)를 통해 출력 직류 전압(Vo)을 출력할 수 있다. 정류 회로(820)에는 교류를 직류로 변환할 수 있는 통상의 다이오드 정류 회로가 사용될 수 있으나, 공통모드 전류를 줄이기 위해서는 대칭형 정류 회로를 사용하는 것이 바람직하다. 실시예에 따라, 풀브리지(Full Bridge) 정류 회로가 사용될 경우 대칭형으로 동작하므로 공통모드 전류를 줄일 수 있다.
도 9는 도 8의 컨버터(800)의 동작 파형을 예시하는 도면이다.
도 9를 참조하면, 제1 스위치(S81), 제2 스위치(S82) 및 제3 스위치(S83)는 스위칭 주기(Ts) 내에서 온 구간(Ton)과 오프 구간(Toff)을 교대로 가지도록 온/오프를 반복할 수 있다. 실시예에 따라, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)는 서로 실질적으로 동시에 온/오프 되고, 제2 스위치(S82)는 제1 스위치(S81) 및 제3 스위치(S83)와 실질적으로 반대로 온/오프될 수 있다. 스위칭 주파수는 스위칭 주기(Ts)의 역수로 정의될 수 있고, 듀티(duty)는 스위칭 주기(Ts)에 대한 제1 스위치(S81) 또는 제3 스위치(S83)의 온 구간(Ton)의 비율(=Ton/Ts)로 정의될 수 있다.
제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)가 켜지고 제2 스위치(S82)가 꺼진 구간(Ton)에서 제7 노드(N7)와 제8 노드(N8) 사이의 전압(Vs)은 입력 직류 전압(Vdc)이 되고, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)가 꺼지고 제2 스위치(S82)가 켜진 구간(Toff)에서 제7 노드(N7)와 제8 노드(N8) 사이의 전압(Vs)은 영(zero)이 될 수 있다.
제1 스위치(S81), 제2 스위치(S82) 및 제3 스위치(S83)의 온/오프에 의해 형성된 제7 노드(N7)와 제8 노드(N8) 사이의 전압(Vs)은 제1 공진 임피던스(Z81) 및 제2 공진 임피던스(Z82)에 공진을 야기할 수 있다. 도 9의 공진 전류(Ir)는 제1 공진 임피던스(Z81)를 통해 흐르는 전류를 예시한다.
컨버터(800)는 제1 스위치(S81), 제2 스위치(S82) 및 제3 스위치(S83)의 스위칭 주파수 및/또는 듀티를 조절함으로써 공진 전류(Ir)의 크기 및/또는 위상을 조절하여 부하측으로 전달되는 전력을 조절할 수 있다.
도 9에 예시된 바와 같이, 제7 노드(N7)에 인가되는 제1 전압(V1)은 제1 스위치(S81)의 온 구간(Ton)에서는 Vdc가 되고 제1 스위치(S81)의 오프 구간(Toff)에서는 소정의 직류 전압(도 9에는 본 실시예에 따른 바람직한 값으로 Vdc/2로 표시됨)이 될 수 있다. 제8 노드(N8)에 인가되는 제2 전압(V2)은 제1 스위치(S81)의 온 구간(Ton)에서는 영(zero)이 되고 제1 스위치(S81)의 오프 구간(Toff)에서는 소정의 직류 전압(도 9에는 본 실시예에 따른 바람직한 값으로 Vdc/2로 표시됨)이 될 수 있다.
본 실시예에서는, 제1 스위치(S81)의 온 구간(Ton)과 오프 구간(Toff)에서 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합이 일정한 값을 유지하도록 만들 수 있는데, 이 경우 공통모드 전류를 줄이는 장점이 있다. 이 부분에 대해서는 아래에서 상세히 설명하기로 한다.
도 10은 도 8의 컨버터(800)의 등가 회로(1000)를 예시하는 도면이다.
도 10을 참조하면, 도 8의 컨버터(800)에서 제7 노드(N7)에 인가되는 제1 전압(V1)과 제8 노드(N8)에 인가되는 제2 전압(V2)이 전압원으로 도시되어 있고, 정류 회로(820)의 입력단인 제3 노드(N3) 전압과 제4 노드(N4) 전압이 각각 제1 정류단 전압(Vrec1)과 제2 정류단 전압(Vrec2)으로 도시되어 있다. 여기서, 제1 정류단 전압(Vrec1)과 제2 정류단 전압(Vrec2)은 각각 제6 노드(N6)를 기준으로 한 전압으로 이해될 수 있다.
도 10의 등가 회로(1000)를 도 5의 등가 회로(500)와 비교해 보면 알 수 있는 바와 같이, 도 8의 컨버터(800)는 도 3의 컨버터(300)와 실질적으로 동일한 형태의 등가 회로로 표현될 수 있다. 따라서, 도 10의 등가 회로(1000)를 테브난 등가 회로로 변환하면 도 6에 예시된 바와 동일한 형태를 가질 것이다.
수학식 1과 유사하게, 도 10의 등가 회로(1000)에 대해 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)을 구하면 아래 수학식 5와 같다.
[수학식 5]
Figure pat00005
여기서, 제1 공진 임피던스(Z81)와 제2 공진 임피던스(Z82)가 동일하고, 정류 회로(820)에 풀브리지(full bridge) 다이오드 정류 회로를 사용할 경우, 수학식 5는 아래 수학식 6과 같이 간단하게 정리될 수 있다.
[수학식 6]
Figure pat00006
즉, 컨버터(800)의 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)은 컨버터(300)의 공통모드 개방 전압과 동일한 형태를 가질 수 있다. 다만, 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 크기나 형태는 두 컨버터(800, 300)가 서로 상이하므로, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)에서 교류 성분을 제거하기 위한 요건은 별도의 분석이 필요하다.
전술한 바와 유사하게, 수학식 6에서, 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합(즉, V1 + V2)이 직류 성분만을 가진다면(즉, 교류 성분이 없다면), 공통모드 개방 전압(Vcm,ov) 역시 교류 성분을 가지지 않음을 알 수 있다. 도 8에 도시된 바와 같이, 제1 공진 임피던스(Z81)와 제2 공진 임피던스(Z82)에는 직렬로 제1 커패시터(C81)와 제2 커패시터(C82)가 배치되어 있으므로, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)이 직류 성분만을 가질 경우 공통모드 전류(Icm)는 흐르지 않거나 저감될 수 있다.
이러한 원리에 근거하여, 본 실시에에서는 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합(V1 + V2)이 교류 성분을 가지지 않고 직류 성분만을 가지도록 함으로써(또는 교류 성분을 줄이도록 함으로써) 공통모드 전류(Icm)를 저감하는 방법을 사용한다.
구체적으로 살펴보면, 제1 스위치의 온 구간(Ton)에서 V1 = Vdc, V2 = 0 이므로, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)은 아래 수학식 7과 같다.
[수학식 7]
Figure pat00007
제1 스위치의 오프 구간(Toff)에서 V1 = Vdc - VS81, V2 = VS83 이므로, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)은 아래 수학식 8과 같다.
[수학식 8]
Figure pat00008
여기서, VS81은 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압이고, VS83는 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압이다.
수학식 8에서 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)과 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)을 동일하게 만들면, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)은 아래 수학식 9와 같이 될 수 있다.
[수학식 9]
Figure pat00009
즉, 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)과 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)을 실질적으로 동일하게 만들 경우, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)은 수학식 7 및 수학식 9와 같이 온 구간(Ton)과 오프 구간(Toff)에서 일정한 직류 전압을 유지하게 되므로 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)에는 교류 성분이 포함되지 않거나 감소될 수 있다. 따라서, 전술한 바와 같이, 공통모드 전류가 이론적으로는 흐르지 않을 수 있다(실제로는 소자 값의 편차 등에 의해 미세하게 흐를 수 있음).
제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)과 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)은, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)의 턴 오프 시에 입력 직류 전압(Vdc)이 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83) 사이에 분배되는 과정에서 결정될 수 있다. 따라서, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)에 동일한 특성을 가진 소자를 사용할 경우, 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)과 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)은 동일 또는 유사할 수 있고, 이로 인해 공통모드 전류(Icm)는 저감될 수 있다.
도 9의 파형을 통해 살펴보면, 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 각각은 제1 스위치(S1)의 온 구간(Ton)과 오프 구간(Toff)에서 전압이 변화하는 형태를 가지지만, 오프 구간(Toff)에서 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)이 서로 동일한 값(즉, Vdc/2)을 가질 경우 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 합은 Vdc로 일정하게 유지되어 교류 성분이 없이 직류 성분만을 가질 수 있는 것으로 이해될 수 있다.
요약하면, 본 실시예에서는, 제1 공진 임피던스(Z81)와 제2 공진 임피던스(Z82)를 실질적으로 동일하게 하고(수학식 5 및 수학식 6 관련), 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)의 특성을 실질적으로 동일하게 함으로써(수학식 7 내지 수학식 9 관련), 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)에 교류 성분이 발생하지 않거나 감소되도록 만들 수 있고, 이로 인해 공통모드 전류를 저감할 수 있다.
본 실시예의 이러한 원리를 다른 관점에서 살펴보면, 컨버터(800)가 대칭형으로 설계됨으로써 공통모드 전류(Icm)을 저감할 수 있는 것으로도 이해될 수 있다.
제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)가 실질적으로 동일한 특성을 가지는 경우의 예시로서, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)에 동일한 제조사의 동일한 부품 번호를 가지는 소자(즉, 동일하게 설계된 소자)가 사용될 수 있다. 다른 예시로서, 제조사나 부품 번호가 다르더라도 스위칭 특성이 유사한 소자가 사용될 수 있다. 예시적으로, 스위칭 특성의 유사성은 스위치의 다이(die) 사이즈, 스위치의 턴오프 속도 및 스위치에 내재된 기생 커패시턴스 중의 적어도 하나에 기초하여 판단될 수 있다.
다만, 전술한 원리에 의하면, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)가 반드시 동일한 특성을 가져야만 공통모드 전류(Icm)의 저감 효과가 발생하는 것이 아니라, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)의 특성이 유사할수록 공통모드 저감 효과는 증가하므로, 본 실시예가 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)의 특성이 동일한 것을 필수 요건으로 하는 것이 아님은 이해되어야 할 것이다.
한편, 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)과 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)이 서로 동일하지 않은 경우를 살펴본다. 예를 들어, 제1 스위치(S81)의 오프 구간(Toff)에서 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)이 2*Vdc/3이고 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)이 Vdc/3인 경우를 가정해 보면, V1 = Vdc - VS81 = Vdc/3가 되고, V2 = VS83 = Vdc/3가 된다. 이 경우, 오프 구간(Toff)에서의 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)은 아래 수학식 10과 같이 Ton 구간(수학식 7 참조)과 상이한 값을 가지게 되어, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)에는 스위칭 주파수 및 그 고조파에 해당하는 교류 성분이 포함되므로 공통모드 전류가 증가할 수 있다.
[수학식 10]
Figure pat00010
이상의 설명을 통해 본 발명의 실시예에 따른 공통모드 저감 효과는 명백히 이해될 수 있을 것이다.
한편, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)에 동일 또는 유사한 특성을 가지는 소자를 사용하는 것으로 설계하더라도, 실제 제조 상의 편차에 의해 턴오프 속도나 기생 커패시턴스 등에 차이가 발생할 수 있다. 이 경우 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)과 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)에는 차이가 발생할 수 있다. 예를 들어, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)의 기생 커패시턴스(Cp)는 동일하지만 두 스위치(S81, S83)의 턴오프 시간에 차이(td)가 있을 경우, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)의 온 구간(Ton)과 오프 구간(Toff)에서의 변화량(ΔVcm)을 계산하면 아래 수학식 11과 같다.
[수학식 11]
Figure pat00011
여기서, Ir(0)는 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)가 턴오프되는 시점의 공진 전류(Ir)의 크기이다.
즉, 공통모드 개방 전압(Vcm,ov)의 온 구간(Ton)과 오프 구간(Toff)에서의 변화량(ΔVcm)은 턴오프되는 시점의 공진 전류(Ir)의 크기와 두 스위치(S81, S83)의 턴오프 시간 차이(td)에 비례하고 두 스위치(S81, S83)의 기생 커패시턴스(Cp)에 반비례할 수 있다.
이와 같이, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)의 특성(예, 기생 커패시턴스 또는 턴오프 속도)의 차이가 커질수록 공통모드 전류는 증가할 수 있다.
도 11의 실시예는, 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)의 특성에 차이가 있는 경우에도, 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)과 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)의 차이를 줄여 공통모드 전류를 저감할 수 있는 회로를 예시한다.
도 11을 참조하면, 컨버터(1100)의 스위칭 회로(1110)는 도 8에 예시된 컨버터(800)에 비해 전압 분배 회로(1130)를 더 포함하는 점에서 차이가 있다. 아래에서 설명될 내용과 배치되지 않는 한, 도 8을 참조하여 설명한 내용은 도 11에도 적용될 수 있다.
전압 분배 회로(1130)는, 제1 노드(N1)와 제9 노드(N9) 사이에 연결된 제3 커패시터(C83), 제9 노드(N9)와 제2 노드(N2) 사이에 연결된 제4 커패시터(C84), 제9 노드(N9)와 제7 노드(N7) 사이에 연결된 제1 다이오드(D81), 제9 노드(N9)와 제8 노드(N8) 사이에 연결된 제2 다이오드(D82)를 포함할 수 있다. 구체적으로, 제1 다이오드(D81)는 애노드가 제9 노드(N9)에 연결되고 캐소드가 제7 노드(N7)에 연결될 수 있다. 제2 다이오드(D82)는 애노드가 제8 노드(N8)에 연결되고 캐소드가 제9 노드(N9)에 연결될 수 있다.
제3 커패시터(C83)와 제4 커패시터(C84)는 입력 직류 전압(Vdc)을 분압할 수 있다. 즉, 제3 커패시터(C83)와 제4 커패시터(C84)의 각각에는 Vdc/2의 전압이 유지될 수 있다(약간의 리플 전압을 포함할 수 있음). 실시예에 따라, 제3 커패시터(C83)와 제4 커패시터(C84)는 함께 도 3에 예시된 입력단의 평활용 커패시터(Cdc)를 대체하여 전압 평활 기능을 수행함과 동시에 전압 분배에도 기여하는 것으로 이해될 수 있다.
예를 들어, 제1 스위치(S81)가 제3 스위치(S83)에 비해 빨리 턴오프되어 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)이 먼저 Vdc/2에 도달하는 경우, 제1 다이오드(D81)가 턴온되어 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)이 Vdc/2보다 더 높아지지 않도록 할 수 있다. 반대로, 제3 스위치(S83)가 제1 스위치(S81)에 비해 빨리 턴오프되어 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)이 먼저 Vdc/2에 도달하는 경우, 제2 다이오드(D82)가 턴온되어 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)이 Vdc/2보다 더 높아지지 않도록 할 수 있다.
이와 같이, 전압 분배 회로(1130)에 의하면 제1 스위치(S81)와 제3 스위치(S83)의 특성에 차이가 있는 경우에도 제1 스위치(S81)의 드레인-소스 전압(VS81)과 제3 스위치(S83)의 드레인-소스 전압(VS83)을 동일 또는 유사하게 유지함으로써 공통모드 전류를 줄일 수 있다.
도 12는 도 11에 예시된 커패시터 절연 방식의 하프브리지 타입 대칭형 컨버터(1100)에 사용될 수 있는 스위치 구동 회로(1240)를 예시하는 도면이다.
도 12를 참조하면, 스위치 구동 회로(1240)는 제2 스위치(S82)와 제3 스위치(S83)의 구동 신호를 생성하는 제1 구동 회로(1241) 및 제1 스위치(S81)의 구동 신호를 생성하는 제2 구동 회로(1242)를 포함할 수 있다.
제1 구동 회로(1241)는, 제어 전원(Vcc)과 제8 노드(N8) 사이에 직렬로 연결된 제3 다이오드(D83)와 제5 커패시터(C85), 및 제2 스위치(S82)와 제3 스위치(S83)의 구동 신호를 생성하는 제1 구동 신호 생성부(1243)를 포함할 수 있다. 구체적으로, 제3 다이오드는 애노드가 제어 전원(Vcc)에 연결되고 캐소드가 제5 커패시터(C85)의 일단에 연결될 수 있다. 실시예에 따라, 제1 구동 회로(1241)는 제3 다이오드(D83)에 직렬로 연결된 전류 제한용 제1 저항(R81)을 선택적으로 더 포함할 수 있다.
제2 구동 회로(1242)는, 제3 다이오드(D83)와 제5 커패시터(C85)의 접속 노드와 제7 노드 사이에 직렬로 연결된 제4 다이오드(D84)와 제6 커패시터(C86), 및 제6 커패시터(C86)로부터 공급받은 전압을 사용하여 제1 스위치(S81)의 구동 신호를 생성하는 제2 구동 신호 생성부(1244)를 포함할 수 있다. 구체적으로, 제4 다이오드(D84)는 애노드가 제3 다이오드(D83)와 제5 커패시터(C85)의 접속 노드에 연결되고, 캐소드가 제6 커패시터(C86)의 일단에 연결될 수 있다. 실시예에 따라, 제2 구동 회로(1242)는 제4 다이오드(D84)에 직렬로 연결된 전류 제한용 제2 저항(R82)을 선택적으로 더 포함할 수 있다.
여기서, 제어 전원(Vcc)은 제2 노드(N2)를 기준으로 한 전원으로서, 외부로부터 공급받거나 또는 공지의 회로를 사용하여 자체적으로 생성할 수 있다. 제어 전원(Vcc)의 생성에 대한 자세한 설명은 본 발명의 요지를 흐릴 수 있으므로 생략하기로 한다.
제3 스위치(S83)는 소스 단자가 제2 노드에 연결되어 있으므로 제어 전원(Vcc)을 사용하여 구동할 수 있다. 그러나 제2 스위치(S82)는 소스 단자가 제8 노드(N8)에 연결되어 있으므로 제2 노드(N2)를 기준 전위로 하는 제어 전원(Vcc)으로는 제2 스위치(S82)를 구동하기가 곤란하다.
이러한 문제를 해결하기 위해, 제1 구동 회로(1241)는 제2 스위치(S82)의 구동을 위한 전원을 자체적으로 생성할 수 있다. 즉, 제3 스위치(S83)가 턴온되어 제2 노드(N2)와 제8 노드(N8)가 단락되었을 때, 제어 전원(Vcc)이 제3 다이오드(D83)를 통해 제5 커패시터(C85)를 충전할 수 있다. 제5 커패시터(C85)에 충전된 전위는 제8 노드(N8)를 기준으로 하므로 제2 스위치(S82)를 구동하는데 사용될 수 있다.
제1 스위치(S81)의 소스 단자는 제7 노드(N7)에 연결되어 있으므로, 제2 노드(N2)를 기준 전위로 하는 제어 전원(Vcc)이나 제8 노드(N8)를 기준 전위로 하는 제5 커패시터(C85)를 이용하여 제1 스위치(S81)를 구동하기는 곤란하다.
이러한 문제를 해결하기 위해, 제2 구동 회로(1242)는 제1 스위치(S81)의 구동을 위한 전원을 자체적으로 생성할 수 있다. 즉, 제2 스위치(S82)가 턴온되어 제7 노드(N7)와 제8 노드(N8)가 단락되었을 때, 제5 커패시터(C85)의 전압은 제4 다이오드(D84)를 통해 제6 커패시터(C86)를 충전할 수 있다. 제6 커패시터(C86)에 충전된 전위는 제7 노드(N7)를 기준으로 하므로 제1 스위치(S81)를 구동하는데 사용될 수 있다.
이와 같이, 본 실시예의 스위치 구동 회로(1240)는 소스 단자가 제어 전원(Vcc)로부터 플로팅(floating)된 스위치가 직렬로 2개(S81, S82) 연결된 경우에도 간단한 회로를 사용하여 스위치 구동 전원을 생성할 수 있다.
제1 구동 신호 생성부(1243)와 제2 구동 신호 생성부(1244)는 내부 로직에 따라 스위치(S81, S82, S83)를 구동하기 위한 구동 신호를 생성할 수 있다. 제1 구동 신호 생성부(1243)와 제2 구동 신호 생성부(1244)의 내부 로직에 대한 설명은 본 발명의 요지를 흐릴 수 있으므로 생략하기로 한다. 제1 구동 신호 생성부(1241)와 제2 구동 신호 생성부(1242)는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit), FPGA(Field Programmable Gate Array) 등과 같은 하드웨어로 구현되거나, 또는 소프트웨어로 구현되어 컴퓨터로 판독 가능한 저장매체(메모리 등)에 저장된 상태에서 CPU 등의 연산장치에 의해 그 기능을 수행할 수 있다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터를 포함하는 AC-DC 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 13을 참조하면, AC-DC 컨버터(1300)는 정류기(1330)와 대칭형 컨버터(100)를 포함할 수 있다. 도 13에는 교류 전원(30)과 부하(10)가 함께 도시되어 있으나, 교류 전원(30)과 부하(10)는 AC-DC 컨버터(1300)의 구성에 포함되지는 않는 것으로 이해될 수 있다.
정류기(1330)는 교류 전원(30)이 제공하는 교류 전압을 정류할 수 있다. 정류기(1330)에는 공지의 정류 회로가 사용될 수 있다. 예시적으로, 정류기(1330)에는 풀브리지 다이오드 정류 회로 또는 하프브리지 다이오드 정류 회로가 사용될 수 있으나 이로 한정되는 것은 아니다.
대칭형 컨버터(100)는 정류기(1330)가 출력하는 직류 전압(Vdc)을 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2)를 통해 제공받고, 제5 노드(N5)와 제6 노드(N6)를 통해 출력 직류 전압(Vo)을 부하(10)에 제공할 수 있다. 대칭형 컨버터(100)에는 도 1 내지 도 12를 참조하여 설명한 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터가 사용될 수 있다. 실시예에 따라, 정류기(1330)와 대칭형 컨버터(100) 사이에는 역률 보정 회로(power factor correction circuit) 등의 컨버터가 더 사용될 수 있다.
이와 같이 구성된 AC-DC 컨버터(1300)는, 도 1 내지 도 12를 참조하여 설명한 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터의 장점을 그대로 포함할 수 있다. 즉, AC-DC 컨버터(1300)는 공통모드 전류를 줄이고 절연 기능을 향상시켜 인체가 부하측에 접촉할 시에도 안전의 문제가 발생하는 것을 방지할 수 있다.
도 14 및 도 15는 도 13의 AC-DC 컨버터에서 공통모드 전류를 더욱 줄이기 위해 공통모드 필터 또는 공진 필터를 사용하는 실시예를 예시하는 도면이다.
도 14에 예시된 AC-DC 컨버터(1400)는 도 13에 예시된 AC-DC 컨버터(1300)에 비해 공통모드 필터(1410)를 더 포함하는 점에서 차이가 있다. 아래에서 설명할 내용과 배치되지 않는 한, 도 13을 참조하여 설명한 내용은 도 14에도 적용될 수 있다.
공통모드 필터(1410)는 공통모드 전류를 줄이기 위해 사용될 수 있다. 예시적으로, 공통모드 필터(1410)는 정류기(1330)와 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터(100) 사이에 배치될 수 있다. 공통모드 필터(1410)는 교류 전원(30)과 정류기(1330)의 사이 또는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터(100) 내부에 배치될 수도 있지만, 도 14와 같이 정류기(1330)와 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터(100) 사이에 배치될 경우 필터를 통해 흐르는 전류의 최대치가 감소하여 필터 사이즈를 줄이는 장점이 있다.
공통모드 필터(1410)는 제1 필터 인덕터(Lf1)와 제2 필터 인덕터(Lf2)를 포함할 수 있다. 제1 필터 인덕터(Lf1)와 제2 필터 인덕터(Lf2)는 자기적으로 결합(도면에서 점선 표시)되어, 제1 필터 인덕터(Lf1)와 제2 필터 인덕터(Lf2)를 통해 순환하는 전류에 대해서는 인덕턴스가 최소화되고, 제1 필터 인덕터(Lf1)와 제2 필터 인덕터(Lf2)를 통해 동일한 방향(도면 상에서)으로 흐르는 전류에 대해서는 큰 인덕턴스로 작용하여 공통모드 전류를 줄일 수 있다.
필터 효과를 높이기 위해, 자기적으로 결합된 제1 필터 인덕터(Lf1)와 제2 필터 인덕터(Lf2)의 전단 또는 후단에 제1 필터 커패시터(Cp1) 및/또는 제2 필터 커패시터(Cp2)가 선택적으로 추가될 수 있다.
도 15에 예시된 AC-DC 컨버터(1500)는 도 13에 예시된 AC-DC 컨버터(1300)에 비해 공진 필터(1510)를 더 포함하는 점에서 차이가 있다. 아래에서 설명할 내용과 배치되지 않는 한, 도 13을 참조하여 설명한 내용은 도 15에도 적용될 수 있다.
공진 필터(1510)는 공통모드 전류를 줄이기 위해 사용될 수 있다. 예시적으로, 공진 필터(1510)는 정류기(1330)와 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터(100) 사이에 배치될 수 있다. 공진 필터(1510)는 교류 전원(30)과 정류기(1330)의 사이 또는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터(100) 내부에 배치될 수도 있지만, 도 15와 같이 정류기(1330)와 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터(100) 사이에 배치될 경우 필터를 통해 흐르는 전류의 최대치가 감소하여 필터 사이즈를 줄이는 장점이 있다.
공진 필터(1510)는 인덕터와 커패시터가 서로 병렬로 연결된 단위 공진 필터(RF1, RF2, ...)를 포함할 수 있다. 단위 공진 필터(RF1, RF2, ...)의 각각은 내부의 인덕터와 커패시터에 의해 결정되는 공진 주파수 부근에서는 높은 임피던스를 나타내지만 그 외의 주파수에 대해서는 낮은 임피던스를 가짐으로써, 특정 주파수 성분의 전류가 통과하는 것을 줄일 수 있다. 따라서, 예상되는 공통모드 전류의 주파수 성분에 대해 매칭되는 공진 주파수를 가지는 단위 공진 필터(RF1, RF2, ...)를 사용하면 효과적으로 공통모드 전류를 줄일 수 있다. 만약, 공통모드 전류의 주파수 성분이 다양하다면 다양한 주파수 성분의 각각에 대해 매칭되는 단위 공진 필터(RF1, RF2, ...)를 복수 개 사용할 수 있다.
또한, 공진 필터(1510)에는 복수의 단위 공진 필터(RF1, RF2, ...)가 대칭형으로 배치될 수 있다. 즉, 제1 노드(N1)에 대응하는 라인과 제2 노드(N2)에 대응하는 라인에 동일한 공진 주파수를 가지는 단위 공진 필터(예, RF1과 RF2가 동일한 특성)가 배치될 수 있다.
또한, 공진 필터(1510)에는 단위 공진 필터(RF1, RF2, ...)의 각각에 병렬로 커패시터(Cr1, ..., Cm)가 선택적으로 추가될 수 있다. 병렬로 연결된 커패시터(Cr1, ..., Cm)는 공진 필터(1510)의 공통모드 전류 저감 기능을 효과적으로 높일 수 있다.
도 1 내지 도 12를 참조하여 설명한 바와 같이, 본 실시예들의 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터는 대칭 회로를 사용함으로써 공통모드 전류를 줄이는 장점이 있지만, 공통모드 전류는 낮을수록 바람직할 수 있다. 이러한 상황을 고려하여, 필요에 따라 도 14 및 도 15에 예시된 바와 같은 공통모드 필터(1410) 또는 공진 필터(1510)를 보조적으로 사용하여 공통모드 전류를 더욱 줄일 수 있다. 도 14에 예시된 공통모드 필터와 도 15에 예시된 공진 필터는 필요에 따라 함께 사용될 수도 있다.
도 16은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 16을 참조하면, 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 컨버터(1600, 이하 간략히 '컨버터(1600)'라고도 함)는 도 3에 예시된 컨버터(300)에 비해 정류 회로(1620)가 구체적으로 예시된 점에서 차이가 있다. 컨버터(1600)는 도 3을 참조하여 설명한 컨버터(300)의 일 실시예로 이해될 수 있고, 아래에서 설명할 내용과 배치되지 않는다면 도 3을 참조하여 설명한 내용은 도 16에도 적용될 수 있다.
정류 회로(1620)는 제5 커패시터(C5), 제2 다이오드(D2), 제5 인덕터(L5), 제6 인덕터(L6) 및 출력단 평활용 커패시터(Co)를 포함할 수 있다. 출력단 평활용 커패시터(Co)는 정류 회로(1620)의 일부로 볼 수도 있지만, 경우에 따라 정류 회로(1620) 외부의 구성으로 이해될 수 있다.
일 실시예로서, 제5 커패시터(C5)는 제3 노드(N3)와 제4 노드(N4) 사이에 연결될 수 있다. 제2 다이오드(D2)의 캐소드는 제3 노드(N3)에 연결되고, 애노드는 제4 노드(N4)에 연결될 수 있다. 제5 인덕터(L5)는 제3 노드(N3)와 제5 노드(N5) 사이에 연결될 수 있다. 제6 인덕터(L6)는 제4 노드(N4)와 제6 노드(N6) 사이에 연결될 수 있다. 출력단 평활용 커패시터(Co)는 제5 노드(N5)와 제6 노드(N6) 사이에 연결될 수 있다.
도 17은 도 16의 컨버터(1600)의 동작 파형을 예시하는 도면이다. 도 17에는 도 4에 비해 중간 교류 전압(Vac)이 더 도시되어 있다.
정류 회로(1620)의 동작에 의해 중간 교류 전압(Vac)에는 스위칭 주기 내의 일부 구간에서 공진에 의해 발생하는 양의 전압이 형성될 수 있다. 제5 인덕터(L5), 제6 인덕터(L6) 및 출력단 평활용 커패시터(Co)의 동작에 의해 출력 직류 전압(Vo)에는 중간 교류 전압(Vac)의 평균값에 해당하는 전압이 형성될 수 있다.
정류 회로(1620)는 대칭형 공진 정류기로 동작함으로써, 대칭형 스위칭 회로(310)와 함께 공통모드 전류를 줄일 수 있다.
도 18은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 양방향 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 18을 참조하면, 커패시터 절연 방식의 class E 타입 대칭형 양방향 컨버터(1800, 이하 간략히 '컨버터(1800)'라고도 함)는 도 16에 예시된 컨버터(1600)에 비해 정류 회로(1820)에 다이오드(도 16의 D2) 대신 제2 스위치(S2)가 사용된 점에서 차이가 있다. 아래에서 설명할 내용과 배치되지 않는다면 도 16을 참조하여 설명한 내용은 도 18에도 적용될 수 있다.
정류 회로(1820)의 제2 스위치(S2)는 온/오프 동작을 통해 제3 노드(N3)로부터 제4 노드(N4)로의 전류를 흐르게 하거나 차단할 수 있다. 제2 스위치(S2)는, 제1 스위치(S1)와 유사하게, 스위칭 주기 내에서 온/오프를 반복하며 제3 노드(N3)와 제4 노드(N4)에 형성되는 전압을 조절함으로써 입력 직류 전압(Vdc)으로부터 출력 직류 전압(Vo)으로 전달되는 전력을 조절할 수 있다. 실시예에 따라, 제2 스위치(S2)의 스위칭 주기에 대한 온 구간의 비율(듀티)을 조절하거나 및/또는 스위칭 주파수를 조절하는 방식으로 입력 직류 전압(Vdc)으로부터 출력 직류 전압(Vo)으로 전달되는 전력을 조절할 수 있다.
또한, 컨버터(1800)에서는 정류 회로(1820)에 제2 스위치(S2)를 사용함으로써 양방향으로 전력을 전달할 수 있다. 즉, 입력 직류 전압(Vdc)으로부터 출력 직류 전압(Vo)으로 전력을 전달할 수 있을 뿐만 아니라, 출력 직류 전압(Vo)으로부터 입력 직류 전압(Vdc)으로 전력을 전달할 수 있다. 후자의 경우, 제2 스위치(S2)가 메인 스위치로 동작하고, 제1 스위치(S1)는 정류 회로의 일부로 동작하는 것으로 이해될 수 있다. 컨버터(1800)가 전력을 전달하는 방향과 전력의 양은 제1 스위치(S1)와 제2 스위치(S2)의 제어에 따라 조절될 수 있다.
다음으로, 본 발명의 실시예들에 따른 전술한 대칭형 컨버터는 변압기를 사용하는 경우에도 공통모드 전류를 줄이기 위해 사용될 수 있음을 설명한다.
지금까지 도 1 내지 도 18을 참조하여, 변압기를 사용하지 않는 경우에 대해 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터를 사용하여 절연을 수행하면서 동시에 공통모드 전류를 줄이는 것에 대해 설명하였는데, 도 1 내지 도 18을 참조하여 설명한 대칭형 컨버터는 변압기를 사용하는 경우에도 공통모드 전류를 줄이기 위해 활용될 수 있다. 변압기를 사용하는 경우에도 변압기 내부의 기생 커패시턴스 등을 통해 공통모드 전류가 흐를 수 있고 상황에 따라 공통모드 전류를 줄일 필요가 있다.
도 19는, 일 실시예로서, 변압기를 사용하는 class E 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 19를 참조하면, 변압기를 사용하는 class E 타입 대칭형 컨버터(1900, 이하 간략히 '컨버터(1900)'라고도 함)는 도 3에 예시된 컨버터(300)에 비해 제1 변압기(TX1)를 더 포함하는 점에서 차이가 있다. 아래에서 설명할 내용과 배치되지 않는다면 도 3을 참조하여 설명한 내용은 도 19에도 적용될 수 있다.
실시예에 따라, 제1 변압기(TX1)는 제3 노드(N3)와 정류 회로(320)의 사이 및 제4 노드(N4)와 정류 회로(320)의 사이에 배치될 수 있다. 즉, 제1 변압기(TX1)의 제1 권선(W1)은 제3 노드(N3)와 제4 노드(N4) 사이에 연결되고, 제1 변압기(TX1)의 제2 권선(W2)은 정류 회로(320)의 입력 노드들(N10, N11) 사이에 연결될 수 있다.
제1 변압기(TX1)의 제1 권선(W1)과 제2 권선(W2)은 서로 전기적으로 완벽히 절연되는 것이 바람직하지만, 사이즈 등의 제약으로 인해 제1 권선(W1)과 제2 권선(W2) 사이의 거리가 충분하지 않아 두 권선(W1, W2) 사이에 기생 커패시턴스가 존재할 수 있고, 이러한 기생 커패시턴스를 통해 공통모드 전류가 흐를 수 있다. 도 19에 예시된 컨버터(1900)는 대칭형 스위칭 회로(310)를 사용함으로써, 제1 변압기(TX1)에 기생 커패시턴스가 존재하는 경우에도 전술한 바와 같은 작용에 의해 공통모드 전류를 줄일 수 있다.
도 20은, 다른 일 실시예로서, 변압기를 사용하는 하프브리지 타입 대칭형 컨버터를 예시하는 도면이다.
도 20을 참조하면, 변압기를 사용하는 하프브리지 타입 대칭형 컨버터(2000, 이하 간략히 '컨버터(2000)'라고도 함)는 도 8에 예시된 컨버터(800)에 비해 제2 변압기(TX2)를 더 포함하는 점에서 차이가 있다. 아래에서 설명할 내용과 배치되지 않는다면 도 8을 참조하여 설명한 내용은 도 20에도 적용될 수 있다.
실시예에 따라, 제2 변압기(TX2)는 제3 노드(N3)와 정류 회로(820)의 사이 및 제4 노드(N4)와 정류 회로(820)의 사이에 배치될 수 있다. 즉, 제2 변압기(TX2)의 제1 권선(W1)은 제3 노드(N3)와 제4 노드(N4) 사이에 연결되고, 제2 변압기(TX2)의 제2 권선(W2)은 정류 회로(820)의 입력 노드들(N10, N11) 사이에 연결될 수 있다.
전술한 바와 같이, 제2 변압기(TX2)의 기생 커패시턴스를 통해 공통모드 전류가 흐를 수 있다. 도 20에 예시된 컨버터(2000)는 하프브리지 타입의 대칭형 스위칭 회로(810)를 사용함으로써, 제2 변압기(TX2)에 기생 커패시턴스가 존재하는 경우에도 공통모드 전류를 줄일 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시예는 대칭형 컨버터, class E 타입의 대칭형 컨버터, 하프브리지 타입의 대칭형 컨버터, 대칭형 AC-DC 컨버터, class E 타입의 대칭형 양방향 컨버터, 변압기를 사용하는 대칭형 컨버터 등을 포함하고 있고, 이들 컨버터에 의하면 공통모드 전류를 줄이고 절연 성능을 개선할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 구동 회로는 대칭형 컨버터에서 소스 단자가 플로팅(floating)된 스위치를 효과적으로 구동할 수 있다.
이상에서 기재된 "포함하다", "구성하다" 또는 "가지다" 등의 용어는, 특별히 반대되는 기재가 없는 한, 해당 구성 요소가 내재될 수 있음을 의미하는 것이므로, 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함한 모든 용어들은, 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥 상의 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (13)

  1. 제1 노드와 제2 노드를 통해 입력 직류 전압을 제공받고 제3 노드와 제4 노드를 통해 중간 교류 전압을 출력하는 스위칭 회로; 및
    상기 스위칭 회로가 출력한 상기 중간 교류 전압을 정류하여 제5 노드와 제6 노드를 통해 출력 직류 전압을 출력하는 정류 회로;를 포함하되,
    상기 스위칭 회로는,
    변압기를 포함하지 않으면서 커패시터를 사용하여 절연이 구현되고,
    상기 제1 노드와 상기 제3 노드 사이의 임피던스와 상기 제2 노드와 상기 제4 노드 사이의 임피던스가 서로 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 노드와 상기 제4 노드 사이의 임피던스와 상기 제2 노드와 상기 제3 노드 사이의 임피던스도 서로 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 제2 노드는 기준 전위에 연결되고, 상기 제6 노드는 접지 임피던스를 통해 상기 기준 전위에 연결된 상태에서, 상기 제1 노드를 통해 상기 스위칭 회로로 들어가는 전류와 상기 제2 노드를 통해 상기 스위칭 회로로 들어가는 전류는 서로 실질적으로 180도의 위상차를 가지는 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 제2 노드는 기준 전위에 연결되고, 상기 제6 노드는 접지 임피던스를 통해 상기 기준 전위에 연결된 상태에서, 상기 제3 노드를 통해 상기 스위칭 회로로부터 출력되는 전류와 상기 제4 노드를 통해 상기 스위칭 회로로부터 출력되는 전류는 서로 실질적으로 180도의 위상차를 가지는 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위칭 회로는,
    상기 제1 노드와 제7 노드 사이에 연결된 제1 인덕터;
    상기 제2 노드와 제8 노드 사이에 연결된 제2 인덕터;
    상기 제7 노드와 상기 제8 노드 사이에 연결된 제1 스위치;
    상기 제7 노드와 상기 제3 노드 사이에 연결된 제3 인덕터 및 제1 커패시터; 및
    상기 제8 노드와 상기 제4 노드 사이에 연결된 제4 인덕터 및 제2 커패시터;를 포함하는 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 제1 스위치의 전압이 실질적으로 영(zero)이 된 상태에서 상기 제1 스위치가 턴온되는 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  7. 청구항 5에 있어서,
    상기 제1 스위치의 구동 신호를 생성하는 제1 스위치 구동 회로를 더 포함하고,
    상기 제1 스위치 구동 회로는,
    상기 제1 노드에 애노드가 연결된 제1 다이오드;
    상기 제1 다이오드의 캐소드에 제1 단자가 연결되고, 상기 제8 노드에 제2 단자가 연결된 제4 커패시터; 및
    상기 제4 커패시터로부터 전원을 공급받고 상기 제1 스위치의 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위칭 회로는,
    상기 제1 노드와 제7 노드 사이에 연결된 제1 스위치;
    상기 제7 노드와 제8 노드 사이에 연결된 제2 스위치;
    상기 제8 노드와 제2 노드 사이에 연결된 제3 스위치;
    상기 제7 노드와 상기 제3 노드 사이에 연결된 제1 인덕터 및 제1 커패시터; 및
    상기 제8 노드와 상기 제4 노드 사이에 연결된 제2 인덕터 및 제2 커패시터;를 포함하는 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 제1 스위치와 상기 제3 스위치는 서로 실질적으로 동시에 온/오프 되고,
    상기 제2 스위치는 상기 제1 스위치 및 상기 제3 스위치와 실질적으로 반대로 온/오프되는 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  10. 청구항 8에 있어서,
    상기 스위칭 회로는 전압 분배 회로를 더 포함하고,
    상기 전압 분배 회로는,
    상기 제1 노드와 제9 노드 사이에 연결된 제3 커패시터;
    상기 제9 노드와 상기 제2 노드 사이에 연결된 제4 커패시터;
    상기 제9 노드와 상기 제7 노드 사이에 연결된 제1 다이오드;
    상기 제9 노드와 상기 제8 노드 사이에 연결된 제2 다이오드;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  11. 청구항 8에 있어서,
    상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치의 구동 신호를 생성하는 제1 구동 회로 및 상기 제1 스위치의 구동 신호를 생성하는 제2 구동 회로를 더 포함하고,
    상기 제1 구동 회로는,
    제어 전원과 상기 제8 노드 사이에 직렬로 연결된 제3 다이오드와 제5 커패시터; 및
    상기 제5 커패시터로부터 공급받은 전압을 사용하여 상기 제2 스위치의 구동 신호를 생성하는 제1 구동 신호 생성부;를 포함하고,
    상기 제2 구동 회로는,
    상기 제3 다이오드와 상기 제5 커패시터의 접속 노드와 상기 제7 노드 사이에 직렬로 연결된 제4 다이오드와 제6 커패시터; 및
    상기 제6 커패시터로부터 공급받은 전압을 사용하여 상기 제1 스위치의 구동 신호를 생성하는 제2 구동 신호 생성부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터.
  12. 교류 전압을 정류하는 정류기; 및
    상기 정류기가 출력하는 직류 전압을 상기 제1 노드와 상기 제2 노드를 통해 제공받는, 청구항 1에 따른 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터;를 포함하는 AC-DC 컨버터.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 정류기와 상기 커패시터 절연 방식의 대칭형 컨버터 사이에는 공진형 필터 및 공통모드 필터 중의 적어도 하나가 배치되는 것을 특징으로 하는 AC-DC 컨버터.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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IEEE 2010년 논문(2010.11.01.) 1부.* *

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20230049431A (ko) * 2021-10-06 2023-04-13 지에프텍 주식회사 저가의 절연형 승강압형 컨버터

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