KR20200063018A - 안테나 반사 계수를 측정하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

RF 송신 신호를 안테나에 전달하는 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 장치는, 본 개시의 예시적 실시예에 따라, RF 피드백 신호를 다운-컨버젼(down-conversion)하고 필터링함으로써, 기저대역 피드백 신호를 생성하는 피드백 회로, 및 목표 주파수 대역에 기초하여 다운-컨버젼을 제어하고, 목표 주파수 대역을 가지도록 RF 송신 신호가 생성되는 기저대역 송신 신호 및 기저대역 피드백 신호를 처리하고, 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나의 반사 계수를 계산하는 신호 처리 장치를 포함할 수 있다.

Description

안테나 반사 계수를 측정하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND DEVICE FOR MEASURING ANTENNA REFLECTION COEFFICIENT}
본 개시의 기술적 사상은 무선 통신에 관한 것으로서, 구체적으로 무선 통신을 위해 사용되는 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선 통신에 사용되는 안테나가 설계된, 임피던스를 가지지 아니하는 경우, 무선 통신의 품질이 저하되는 문제가 발생할 수 있다. 무선 통신 기기는 안테나 튜너를 포함할 수 있고, 안테나 튜너는 안테나의 측정된 임피던스 또는 반사 계수에 기초하여 제어될 수 있다. 이에 따라 안테나의 반사 계수를 정확하게 측정하는 것이 요구되는 한편, 광대역 채널을 사용하는 무선 통신 시스템에서 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 신호를 처리하는 부품은 높은 성능을 요구할 수 있고, 이에 따라 안테나의 반사 계수를 측정하는데 많은 비용이 요구될 수 있다.
본 개시의 기술적 사상은 안테나의 반사 계수를 효율적으로 측정하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 기술적 사상의 일측면에 따라 안테나에 전달되는 RF 송신 신호의 일부로서 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 신호 처리 장치는, 제1 디지털 신호를 변환함으로써, RF 송신 신호가 생성되는 기저대역 송신 신호를 생성하는 디지털-아날로그 변환기, RF 피드백 신호로부터 생성된 기저대역 피드백 신호를 변환함으로써 제2 디지털 신호를 생성하는 아날로그-디지털 변환기, 목표 주파수 대역을 가지도록 제1 디지털 신호 및 제2 디지털 신호를 처리하는 디지털 신호 처리기, 디지털 신호 처리기의 출력 신호를 캡쳐하는 버퍼, 및 목표 주파수 대역을 설정하고, 목표 주파수 대역에 기초하여 디지털 신호 처리기를 제어하고, 버퍼에 저장된 데이터에 기초하여 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나의 반사 계수를 계산하는 컨트롤러를 포함할 수 있다.
본 개시의 기술적 사상의 일측면에 따라 안테나에 전달되는 RF 송신 신호의 일부로서 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 장치는, RF 피드백 신호를 다운-컨버젼하고 필터링함으로써, 기저대역 피드백 신호를 생성하는 피드백 회로, 및 제1 디지털 신호를 기저대역 송신 신호로 변환하고, 기저대역 피드백 신호를 제2 디지털 신호로 변환하고, 제1 디지털 신호 및 제2 디지털 신호가 목표 주파수 대역을 가지도록 디지털 신호 처리를 수행함으로써 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나의 반사 계수를 계산하는 신호 처리 장치를 포함할 수 있고, 피드백 회로는, 기저대역 송신 신호의 최대 주파수 대역보다 좁은 통과 대역을 가지는 아날로그 필터를 포함할 수 있다.
본 개시의 기술적 사상의 일측면에 따라 안테나에 전달되는 RF 송신 신호의 일부로서 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 장치는, RF 피드백 신호를 다운-컨버젼(down-conversion)하고 필터링함으로써, 기저대역 피드백 신호를 생성하는 피드백 회로, 및 목표 주파수 대역에 기초하여 다운-컨버젼을 제어하고, 목표 주파수 대역을 가지도록 RF 송신 신호가 생성되는 기저대역 송신 신호 및 기저대역 피드백 신호를 처리하고, 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나의 반사 계수를 계산하는 신호 처리 장치를 포함할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 방법 및 장치에 의하면, 안테나의 반사 계수를 저비용으로 측정할 수 있다.
또한, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 방법 및 장치에 의하면, 안테나의 반사 계수를 주파수 선택적으로 측정할 수 있고, 이에 따라 안테나를 세밀하게 튜닝할 수 있다.
또한, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 방법 및 장치에 의하면, 세밀하게 튜닝된 안테나에 기인하여 무선 통신의 품질이 향상될 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 아니하며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 이하의 기재로부터 본 개시의 예시적 실시예들이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 개시의 예시적 실시예들을 실시함에 따른 의도하지 아니한 효과들 역시 본 개시의 예시적 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 무선 통신 기기를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 피드백 회로의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 아날로그-디지털 변환기의 동작의 예시를 나타내는 순서도이다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 피드백 회로의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법을 나타내는 순서도이다.
도 10a 내지 도 10c는 본 개시의 예시적 실시예들에 따라 안테나를 튜닝하는 동작의 예시들을 나타내는 도면들이다.
도 11은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 측정된 안테나의 반사 계수들을 나타내는 도면이다.
도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 통신 장치의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 무선 통신 기기(100)를 나타내는 블록도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 무선 통신 기기(100)는 신호 처리기(110), 송수신기(120), 안테나(140), 피드백 회로(150) 및 로컬 오실레이터(160)를 포함할 수 있다.
무선 통신 기기(100)는 안테나(140)를 통해서 신호를 송수신함으로써 무선 통신 시스템에 접속할 수 있다. 무선 통신 기기(100)가 접속가능한 무선 통신 시스템은 RAT(Radio Access Technology)로서 지칭될 수도 있고, 비제한적인 예시로서 5G(5th generation wireless) 시스템, LTE(Long Term Evolution) 시스템, LTE-Advanced 시스템, CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템, GSM(Global System for Mobile Communications) 시스템 등과 같은 셀룰러 네트워크(cellular network)를 이용하는 무선 통신 시스템일 수도 있고, WLAN(Wireless Local Area Network) 시스템 또는 다른 임의의 무선 통신 시스템일 수 있다. 이하에서, 무선 통신 기기(100)가 접속하는 무선 통신 시스템은 셀룰러 네트워크를 이용하는 무선 통신 시스템인 것으로 가정되어 설명될 것이나 본 개시의 예시적 실시예들이 이에 제한되지 아니하는 점은 이해될 것이다.
무선 통신 시스템의 무선 통신 네트워크는 가용 네트워크 자원들을 공유함으로써 무선 통신 기기(100)를 포함하는 다수의 무선 통신 기기들이 통신하는 것을 지원할 수 있다. 예를 들면, 무선 통신 네트워크에서 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access), OFDM-FDMA, OFDM-TDMA, OFDM-CDMA 등과 같은 다양한 다중 접속 방식으로 정보가 전달할 수 있다.
무선 통신 기기(100)는 무선 통신 시스템에 접속하는 임의의 기기를 지칭할 수 있다. 무선 통신 기기(100)의 일 예로서 기지국(Base Station; BS)은, 일반적으로 사용자 기기 및/또는 다른 기지국과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 지칭할 수 있고, 사용자 기기 및/또는 타 기지국과 통신함으로써 데이터 및 제어정보를 교환할 수 있다. 예를 들면, 기지국은 Node B, eNB(evolved-Node B), gNB(Next generation Node B), 섹터(Sector), 싸이트(Site), BTS(Base Transceiver System), AP(Access Pint), 릴레이 노드(Relay Node), RRH(Remote Radio Head), RU(Radio Unit), 스몰 셀(small cell) 등으로 지칭될 수도 있다. 본 명세서에서, 기지국 또는 셀은 CDMA에서의 BSC(Base Station Controller), WCDMA의 Node-B, LTE에서의 eNB 또는 섹터(싸이트) 등이 커버하는 일부 영역 또는 기능을 나타내는 포괄적인 의미로 해석될 수 있고, 메가셀, 매크로셀, 마이크로셀, 피코셀, 펨토셀 및 릴레이 노드, RRH, RU, 스몰 셀 통신범위 등 다양한 커버리지 영역을 모두 포괄할 수 있다.
무선 통신 기기(100)의 일 예로서 사용자 기기(User Equipment; UE)는 고정되거나 이동성을 가질 수 있고, 기지국과 통신하여 데이터 및/또는 제어정보를 송수신할 수 있는 임의의 기기들을 지칭할 수 있다. 예를 들면, 사용자 기기는 단말 기기(terminal equipment), MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscribe Station), 무선 장치(wireless device), 휴대 장치(handheld device) 등으로 지칭될 수 있다. 본 명세서에서, 무선 통신 기기(100)는 사용자 기기(UE)인 것으로 가정될 것이나, 본 개시의 예시적 실시예들이 이에 제한되지 아니하는 점은 이해될 것이다.
도 1을 참조하면, 안테나(140)는 전단 회로(130)에 연결될 수 있고, 전단 회로(130)로부터 제공되는 신호를 다른 무선 통신 기기로 송신하거나, 다른 무선 통신 기기로부터 수신되는 신호를 전단 회로(130)에 제공할 수 있다. 일부 실시예들에서, 무선 통신 기기(100)는 위상 배열(phased array), MIMO(Multiple-Input and Multiple-Output) 등을 위하여 복수의 안테나들을 포함할 수 있다. 안테나(140)는 임피던스를 가질 수 있고, 안테나(140)의 임피던스는 다양한 요인들에 기인하여 변동할 수 있다. 안테나(140)의 임피던스 변동을 보상하기 위하여, 후술되는 바와 같이, 안테나(140)는 전단 회로(130)에 포함된 안테나 튜너(132)에 연결될 수 있다.
전단 회로(130)는 커플러(131) 및 안테나 튜너(132)를 포함할 수 있다. 커플러(131)는 송수신기(120) 및 안테나 튜너(132)에 연결될 수 있다. 커플러(131)는 송신 모드에서 RF 송신 신호(TX_RF)를 수신할 수 있고, 전환가능한 커플링 방향에 따라 RF 송신 신호(TX_RF)에 커플링된(coupled) 신호(포워드 커플링 신호로서 지칭될 수 있다) 또는 안테나(140) 및 안테나 튜너(132)에서 반사된 신호(리버스 커플링 신호로서 지칭될 수 있다)를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있다. 예를 들면, 도 1에 도시된 바와 같이, 커플러(131)는 양방향(bidirectional) 커플러로서 지칭될 수 있고, 포워드 커플링(F)으로 설정된 경우 RF 송신 신호(TX_RF)에 커플링된 신호를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있는 한편, 리버스 커플링(R)으로 설정된 경우 반사된 신호를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있다. 커플러(131)의 커플링 방향은 컨트롤러(117)로부터 제공되는 전단 제어 신호(C_FE)에 기초하여 전단 제어 신호(C_FE)에 따라 설정될 수 있다. 안테나 튜너(132)는 전단 제어 신호(C_FE)에 따라 가변적인 임피던스를 가질 수 있고, 이에 따라 안테나(140) 및 안테나 튜너(132)의 임피던스가 조절될 수 있다. 일부 실시예들에서, 안테나 튜너(132)는 임피던스 튜너 및 안테나(140)와 일체로 형성된 어퍼쳐(aperture) 튜너를 포함할 수 있다. 본 명세서에서, 안테나(140) 및 안테나 튜너(132)의 임피던스 또는 반사 계수는 안테나(140)의 임피던스 또는 반사 계수로서 단순하게 지칭될 수도 있다.
송수신기(120)는 송신기(121), 수신기(122) 및 스위치(123)를 포함할 수 있다. 송신기(121)는 신호 처리기(110)로부터 수신되는 기저대역(baseband) 송신 신호(TX_BB)를 처리함으로써 RF 송신 신호(TX_RF)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 송신기(121)는 필터, 믹서, 전력 증폭기(power amplifier) 등을 포함할 수 있다. 수신기(122)는 스위치(123)로부터 수신되는 RF 수신 신호(RX_RF)를 처리함으로써 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 수신기(122)는 필터, 믹서, 저잡음 증폭기(low noise amplifier) 등을 포함할 수 있다. 본 명세서에서, RF 수신 신호(RX_RF) 및 기저대역 수신 신호(RX_BB)는 수신 신호로서 총괄적으로 지칭될 수 있다. 스위치(123)는, 송신 모드에서 RF 송신 신호(TX_RF)를 전단 회로(130)에 제공할 수 있는 한편, 수신 모드에서 커플러(131)를 통해서 수신되는 신호를 RF 수신 신호(RX_RF)로서 수신기(122)에 제공할 수 있다. 스위치(123)는, 일부 실시예들에서 듀플렉서(duplexer) 및/또는 스위치플렉서(switchplexer)로 대체되거나, 일부 실시예들에서 듀플렉서 및/또는 스위치플렉서를 포함할 수 있다.
피드백 회로(150)는 커플러(131)로부터 RF 피드백 신호(FB_RF)를 수신할 수 있고, RF 피드백 신호(FB_RF)를 처리함으로써 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 피드백 회로(150)는, 도 5 등을 참조하여 후술되는 바와 같이, 필터, 믹서 등을 포함할 수 있다. 본 명세서에서, RF 피드백 신호(FB_RF) 및 기저대역 피드백 신호(FB_BB)는 총괄적으로 피드백 신호로서 지칭될 수 있다. 일부 실시예들에서, 피드백 회로(150)는 컨트롤러(117)가 설정하는 목표 주파수 대역에 따라 결정되는 좁은 주파수 대역을 가지는 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성할 수 있다.
로컬 오실레이터(160)는 송수신기(120)에 제공하는 제1 진동 신호(LO1) 및 피드백 회로(150)에 제공되는 제2 진동 신호(LO2)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 로컬 오실레이터(160)는 컨트롤러(117)가 제공하는 오실레이터 제어 신호(C_LO)에 따라 결정된 주파수들을 가지는 제1 진동 신호(LO1) 및 제2 진동 신호(LO2)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 로컬 오실레이터(160)는 PLL(Phased Locked Loop), DLL(Delayed Locked Loop), 크리스탈 오실레이터 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 제1 진동 신호(LO1)는 송신기(121)에 포함된 믹서 또는 수신기(122)에 포함된 믹서에 제공될 수 있고, 반송파 주파수와 일치하는 주파수를 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 로컬 오실레이터(160)는 복수의 진동 신호들을 송수신기(120)에 제공할 수 있다. 제2 진동 신호(LO2)는 피드백 회로(150)에 포함된 믹서에 제공될 수 있고, 제2 진동 신호(LO2)의 주파수에 따라 RF 피드백 신호(FB_RF)의 주파수 대역이 이동할 수 있다.
신호 처리기(110)는 디지털 믹서(115), 디지털 필터(116) 및 컨트롤러(117)를 포함할 수 있고, 디지털 믹서(115) 및 디지털 필터(116)는 디지털 신호 처리기(DSP)로서 지칭될 수 있다. 후술되는 바와 같이, 디지털 믹서(115), 디지털 필터(116) 및 컨트롤러(117)는 안테나(140)의 반사 계수를 측정하는데 사용될 수 있고, 본 명세서에서 신호 처리기(110)는 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위한 신호 처리 장치로서 지칭될 수도 있다. 신호 처리기(110)에 포함된 구성요소들은 논리 합성 등을 통해서 설계된 전용의 하드웨어 블록으로 구현될 수도 있고, 적어도 하나의 프로세서 및 적어도 하나의 프로세서에 의해서 실행되는 소프트웨어 블록을 포함하는 프로세싱 유닛으로 구현될 수도 있으며, 전용의 하드웨어 블록 및 프로세싱 유닛의 조합으로서 구현될 수도 있다.
디지털 믹서(115)는 디지털 신호의 주파수 대역을 이동시킬 수 있다. 예를 들면, 디지털 믹서(115)는 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위하여, 기저대역 송신 신호(TX_BB)에 대응하는 디지털 신호(제1 디지털 신호로서 지칭될 수 있다) 및 기저대역 피드백 신호(FB_BB)에 대응하는 디지털 신호(제2 디지털 신호로서 지칭될 수 있다)들의 주파수 대역을 이동시킬 수 있다. 전술된 바와 같이, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)는 기저대역 송신 신호(TX_BB)로부터 송신기(121), 커플러(131) 및 피드백 회로(150)에 의해서 생성될 수 있고, 이에 따라 기저대역 송신 신호(TX_BB)의 주파수 스펙트럼에서 특정 주파수 성분의 위치는, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)에서 변경될 수 있다. 이에 따라 일부 실시예들에서, 디지털 믹서(115)는 제1 디지털 신호 및 제2 디지털 신호의 주파수 대역들의 위치를 정렬시킬 수 있다.
디지털 필터(116)는 목표 주파수 대역을 가지도록 디지털 신호들을 필터링할 수 있다. 예를 들면, 디지털 필터(116)는 목표 주파수 대역과 동일한 폭의 통과 대역(pass band)을 가질 수 있고, 디지털 믹서(115)에 의해서 이동된 주파수 대역들을 가지는 디지털 신호들을 필터링함으로써 목표 주파수 대역을 공통으로 가지는 디지털 신호들을 생성할 수 있다. 후술되는 바와 같이, 목표 주파수 대역은 컨트롤러(117)에 의해서 설정될 수 있고, 일부 실시예들에서, 디지털 필터(116)는 컨트롤러(117)의 제어에 따라 가변적인 통과 대역을 가질 수 있다.
컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호에 기초하여 안테나(140)의 반사 계수를 계산할 수 있다. 무선 통신 기기(100)가 접속가능한 무선 통신 시스템의 예시로서 5G NR(5th Generation New Radio)은, FR(Frequency Range)1에서 100Mz의 대역폭을 규정하고, FR2에서 400MHz의 대역폭을 규정한다. 또한, 5G NR은 CA(Carrier Aggregation)를 위하여 FR1에서 400MHz의 대역폭을 규정하고, FR2에서 1.2GHz의 대역폭을 규정한다. 이와 같은 넓은 대역폭을 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위하여 처리하는 것은 높은 비용, 예컨대 수신기(122) 및 신호 처리기(110)에서 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 처리하는 블록과 유사한 수준의 성능, 면적, 전력 소비 등을 요구할 수 있다. 다른 한편으로, 전술된 바와 같이, 안테나(140)의 반사 계수는 컨트롤러(117)에 의해서 설정된 목표 주파수 대역에서 측정될 수 있고, 이에 따라 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위한 비용이 현저하게 감소할 수 있다. 또한, 주파수 선택적으로 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있으므로, 안테나 튜닝을 통해서 개선이 요구되는 주파수 대역을 선택적으로 개선할 수 있다. 결과적으로, 세밀하게 튜닝된 안테나(140)에 기인하여 무선 통신 기기(100)가 제공하는 무선 통신의 품질이 향상될 수 있다.
일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역에서 측정된 안테나(140)의 반사 계수에 기초하여 무선 통신 기기(100)(또는 안테나(140))에 접근한 외부 대상, 예컨대 무선 통신 기기(100)의 사용자 또는 다른 대상을 검출할 수 있다. 예를 들면, 외부 대상의 종류에 따라 안테나(140)의 반사 계수가 변동하는 주파수 대역이 상이할 수 있고, 컨트롤러(117)는 검출하고자 하는 외부 대상의 종류에 따라 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있다. 컨트롤러(117)는 안테나(140)의 측정된 반사 계수를, 안테나(140)의 설계된 반사 계수와 비교할 수 있고, 비교 결과에 기초하여 안테나(140)에 접근한 외부 대상을 검출할 수 있다. 컨트롤러(117)에 의해서 외부 대상이 검출되면, 외부 대상에 대한 SAR(Specific Absorption Ratio)를 감소시키기 위한 동작, 예컨대 빔의 방향 변경 등이 수행될 수 있다.
컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있도록 다른 구성요소들을 제어할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역에 기초하여 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 생성할 수 있고, 디지털 믹서(115)의 주파수 이동(shift) 및 디지털 필터(116)의 통과 대역 등을 제어할 수 있다. 또한, 컨트롤러(117)는 안테나(140)의 측정된 반사 계수에 기초하여, 전단 제어 신호(C_FE)를 통해서 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다. 또한, 도 2는 신호 처리기(200)의 내부 신호들의 주파수 스펙트럼들을 개략적으로 나타낸다. 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 2의 신호 처리기(200)는 송수신기(120)에 기저대역 송신 신호(TX_BB)를 제공할 수 있고, 송수신기(120)로부터 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 수신할 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 신호 처리기(200)는 TX 블록(210), 디지털-아날로그 변환기(Digital-to-Analog Converter; DAC)(220), 아날로그-디지털 변환기(Analog-to-Digital Converter; ADC)(230), RX 블록(240), 디지털 믹서(250), 디지털 필터(260), 버퍼(270) 및 컨트롤러(280)를 포함할 수 있다. 신호 처리기(200)에 포함된 구성요소들은, 일부 실시예들에서 하나의 반도체 패키지에 포함될 수도 있고, 일부 실시예들에서 2이상의 반도체 패키지들에 각각 포함될 수도 있다. 이하에서, 도 2는 도 1을 참조하여 설명될 것이다.
TX 블록(210)은 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)(또는 제1 디지털 신호)를 디지털-아날로그 변환기(220)에 제공할 수 있다. 일부 실시예들에서, TX 블록(210)은 안테나(140)를 통해서 다른 무선 통신 기기에 송신하고자 하는 정보를 포함하는 신호를 생성하기 위하여 인코더, 변조기, 필터 등을 포함할 수 있고, 기저대역 송신 신호(TX_BB)에 대응하는 디지털 신호로서 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)를 생성할 수 있다. 디지털-아날로그 변환기(220)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)를 변환함으로써 아날로그 신호인 기저대역 송신 신호(TX_BB)를 생성할 수 있다. 본 명세서에서, 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및 그로부터 생성되는 신호들, 즉 기저대역 송신 신호(TX_BB), 제2 디지털 송신 신호(TX_D2), 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 도 1의 RF 송신 신호(TX_RF)는 송신 신호로서 총괄적으로 지칭될 수 있다.
아날로그-디지털 변환기(230)는 아날로그 신호인 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 수신할 수 있고, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환함으로써 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)(또는 제2 디지털 신호)를 생성할 수 있다. 도 1의 무선 통신 기기(100)는 송신 모드, 수신 모드 및 안테나 튜닝 모드 중 하나로 설정될 수 있고, 일부 실시예들에서 아날로그-디지털 변환기(230)는, 수신 모드에서 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 변환할 수 있는 한편, 안테나 튜닝 모드에서 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환할 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서, 도 6을 참조하여 후술되는 바와 같이, 아날로그-디지털 변환기(230)는 수신 모드 및 안테나 튜닝 모드에서 상이한 샘플링 속도(sampling rate)로 변환을 수행할 수 있다. RX 블록(240)은 수신 모드에서 아날로그-디지털 변환기(230)가 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 변환함으로써 생성한 디지털 신호를 수신할 수 있고, 수신된 디지털 신호에 포함된 정보를 추출하기 위하여 디코더, 복조기, 필터 등을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, RX 블록(240)은 안테나 튜닝 모드에서 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 처리를 생략할 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서, 신호 처리기(200)는, RX 블록(240)과 연결된 도 2의 아날로그-디지털 변환기(230)와 상이한, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환함으로써 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)를 생성하는 독립적인 아날로그-디지털 변환기를 포함할 수도 있다. 본 명세서에서, 도 1의 RF 피드백 신호(FB_RF) 및 그로부터 생성되는 신호들, 즉 기저대역 피드백 신호(FB_RF), 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1), 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)는 피드백 신호로서 총괄적으로 지칭될 수 있다.
디지털 믹서(250)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)를 수신할 수 있고, 컨트롤러(280)로부터 믹서 제어 신호(C_DM)를 수신할 수 있다. 디지털 믹서(250)는 믹서 제어 신호(C_DM)에 기초하여 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및/또는 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역을 이동시킴으로써 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 기저대역 송신 신호(TX_BB)의 주파수 스펙트럼에서 특정 주파수 성분의 위치는, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)에서 변경될 수 있고, 컨트롤러(280)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역이 상호 대응하도록 믹서 제어 신호(C_DM)를 생성할 수 있다. 이에 따라, 도 2에 도시된 바와 같이, 디지털 믹서(250)는 주파수 도메인에서 정렬된 주파수 대역들을 가지는 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 생성할 수 있다.
디지털 필터(260)는 디지털 믹서(250)로부터 수신되는 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 필터링함으로써 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 생성할 수 있다. 디지털 필터(260)는 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)가 각각 목표 주파수 대역을 가지도록, 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 필터링할 수 있다. 예를 들면, 디지털 필터(260)는 로우 패스 필터(low pass filter; LPF)로서 목표 주파수 대역에 대응하는 통과 대역을 가질 수 있고, 이에 따라 도 2에서 점선으로 도시된 바와 같이 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)의 주파수 대역들 중 적어도 일부를 통과시킴으로써(또는 제거함으로써) 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 디지털 필터(260)는 컨트롤러(280)로부터 필터 제어 신호(C_DF)를 수신할 수 있고, 필터 제어 신호(C_DF)에 기초하여 디지털 필터(260)의 통과 대역이 조절될 수 있다.
버퍼(270)는 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 캡쳐할 수 있다. 예를 들면, 버퍼(270)는 메모리를 포함할 수 있고, 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 캡쳐함으로써 메모리에 데이터(DAT)를 저장할 수 있다. 도 2에 도시된 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)의 주파수 대역들과 같이, 목표 주파수 대역은 기저대역 송신 신호(TX_BB)(또는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1))의 주파수 대역보다 좁을 수 있고, 이에 따라 아날로그-디지털 변환기(230)의 샘플링 속도가 감소될 수 있는 한편, 버퍼(270)에 저장되는 데이터(DAT)의 크기 역시 감소할 수 있다. 이에 따라, 전술된 디지털 믹서(250), 디지털 필터(260)뿐만 아니라 버퍼(270)를 위한 비용, 예컨대 면적, 전력 소모 등이 감소할 수 있다.
컨트롤러(280)는 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 설정된 목표 주파수에 기초하여 믹서 제어 신호(C_DM), 필터 제어 신호(C_DF), 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 생성할 수 있다. 또한, 컨트롤러(280)는 버퍼(270)로부터 데이터(DAT)를 획득할 수 있고, 데이터(DAT)에 포함된 송신 신호 및 피드백 신호에 기초하여 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수를 계산할 수 있다. 컨트롤러(280)는 안테나(140)의 계산된 반사 계수에 기초하여 전단 제어 신호(C_FE)를 생성할 수 있다. 컨트롤러(280)의 동작의 예시는 도 9를 참조하여 후술될 것이다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다. 또한, 도 3은 신호 처리기(300)의 내부 신호들의 주파수 스펙트럼들을 개략적으로 나타낸다. 도 2의 신호 처리기(200)와 유사하게, 도 3의 신호 처리기(300)는, TX 블록(310), 디지털-아날로그 변환기(320), 아날로그-디지털 변환기(330), RX 블록(340), 디지털 믹서(350), 디지털 필터(360), 버퍼(370) 및 컨트롤러(380)를 포함할 수 있다. 이하에서, 도 3은 도 1을 참조하여 설명될 것이고, 도 3에 대한 설명 중 도 2에 대한 설명과 중복되는 내용은 생략될 것이다.
컨트롤러(380)는 기저대역 송신 신호(TX_BB)의 전체 대역폭에서 특정 주파수 범위를 목표 주파수 대역으로 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호를 획득하기 위하여, 디지털 믹서(350) 및 디지털 필터(360)를 제어할 수 있다. 일부 실시예들에서, 디지털 믹서(350)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역들을 정렬시킬 수 있을 뿐만 아니라, 목표 주파수 대역이, 후속하는 디지털 필터(360)의 통과 대역에 대응되도록 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역들을 이동시킬 수 있다. 예를 들면, 도 3에 도시된 바와 같이, 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역 중 낮은 주파수에 대응하는 부분이 목표 주파수 대역으로 설정될 수 있고, 디지털 믹서(350)는 컨트롤러(380)가 제공하는 믹서 제어 신호(C_DM)에 기초하여, 낮은 주파수에 대응하는 상기 부분이 디지털 필터(360)의 통과 대역에 위치하도록, 도 3에 도시된 바와 같은 주파수 스펙트럼을 가지는 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(380)는 전체 대역폭에서 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위하여, 예컨대 목표 주파수 대역을 변경하면서 안테나(140)의 반사 계수를 반복하여 측정할 수도 있다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다. 또한, 도 4는 신호 처리기(400)의 내부 신호들의 주파수 스펙트럼들을 개략적으로 나타낸다. 도 4의 신호 처리기(400)는, 도 2의 신호 처리기와 유사하게, TX 블록(410), 디지털-아날로그 변환기(420), 아날로그 디지털 변환기(430), RX 블록(440), 디지털 믹서(450), 디지털 필터(461), 버퍼(470) 및 컨트롤러를 포함할 수 있고, 도 4에 도시된 바와 같이, 데시메이터(462)를 더 포함할 수 있다. 이하에서, 도 4는 도 1을 참조하여 설명될 것이고, 도 4에 대한 설명 중 도 2에 대한 설명과 중복되는 내용은 생략될 것이다.
일부 실시예들에서, 데시메이터(462)는 다운-샘플러로서 지칭될 수도 있고, 디지털 필터(461)가 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 필터링한 신호를 다운-샘플링할 수 있다. 전술된 바와 같이, 디지털 필터(461)에 의해서 송신 신호 및 피드백 신호의 주파수 대역폭이 감소하였으므로, 필터링된 신호들은 다운-샘플링되더라도 왜곡되지 아니할 수 있다. 이에 따라, 컨트롤러(480)는 목표 주파수 대역(또는 디지털 필터(461)의 통과 대역)에 기초하여 데시메이션 제어 신호(C_DC)를 생성할 수 있고, 데시메이터(462)는 데시메이션 제어 신호(C_DC)에 기초하여 다운-샘플링을 수행함으로써 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 데시메이터(462)는 디지털 믹서(450)가 제공하는 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 다운-샘플링할 수 있고, 다운-샘플링된 신호들이 디지털 필터(461)에 의해서 필터링 될 수도 있다.
도 5는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 피드백 회로의 예시를 나타내는 블록도이다. 구체적으로, 도 5는 피드백 회로(530)와 함께 송신기(510) 및 로컬 오실레이터(520)를 나타낸다. 이하에서, 도 5는 도 1을 참조하여 설명될 것이다.
송신기(510)는, 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 1의 신호 처리기(110)로부터 기저대역 송신 신호(TX_BB)를 수신할 수 있고, RF 송신 신호(TX_RF)를 생성할 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 송신기(510)는 TX 믹서(511) 및 전력 증폭기(512)를 포함할 수 있고, 도 5에 도시되지 아니한 추가적인 구성요소(예컨대, 필터 등)를 더 포함할 수도 있다. 로컬 오실레이터(520)로부터 제공되는 제1 진동 신호(LO1)는 반송파의 주파수를 가질 수 있고, TX 믹서(511)는 제1 진동 신호(LO1)의 주파수에 따라 업-컨버젼(up-conversion)을 수행할 수 있다. 전력 증폭기(512)는 TX 믹서(511)의 출력 신호를 증폭할 수 있다.
로컬 오실레이터(520)는, 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 1의 컨트롤러(117)로부터 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 수신할 수 있고, 송신기(510)에 제1 진동 신호(LO1)를 제공할 수 있는 한편, 피드백 회로(530)에 제2 진동 신호(LO2)를 제공할 수 있다. 로컬 오실레이터(520)는 오실레이터 제어 신호(C_LO)에 따라 결정된 주파수들을 각각 가지는 제1 진동 신호(LO1) 및 제2 진동 신호(LO2)를 생성할 수 있고, 일부 실시예들에서 제1 진동 신호(LO1) 및 제2 진동 신호(LO2)의 주파수는 동일할 수 있다.
피드백 회로(530)는, 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 1의 커플러(131)로부터 RF 피드백 신호(FB_RF)를 수신할 수 있고, 로컬 오실레이터(520)로부터 제2 진동 신호(LO2)를 수신할 수 있으며, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성할 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 피드백 회로(530)는 아날로그 믹서(531) 및 아날로그 필터(532)를 포함할 수 있고, 일부 실시예들에서, 피드백 회로(530)는 RF 피드백 신호(FB_RF)로부터 기저대역 피드백 신호(FB_BB)가 생성되는 경로에서 추가적인 구성요소(예컨대, 증폭기 등)를 더 포함할 수도 있다.
아날로그 믹서(531)는 RF 피드백 신호(FB_RF)를 수신할 수 있고, 로컬 오실레이터(520)로부터 제2 진동 신호(LO2)를 수신할 수 있다. 아날로그 믹서(531)는 제2 진동 신호(LO2)의 주파수에 따라 RF 피드백 신호(FB_RF)를 다운-컨버젼(down-conversion)함으로써 내부 피드백 신호(FB_INT)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는 송신기(510)에 제공되는 제1 진동 신호(LO1)의 주파수, 즉 반송파 주파수와 일치하는 주파수를 제2 진동 신호(LO2)가 가지도록, 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 생성할 수 있다. 이에 따라, 내부 피드백 신호(FB_INT)는, 기저대역으로 이동된 주파수 대역을 가질 수 있다.
아날로그 필터(532)는 로우 패스 필터(low pass filter; LPF)로서 내부 피드백 신호(FB_INT)를 필터링함으로써 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성할 수 있고, 예를 들면, 도 5에서 점선으로 표시된 아날로그 필터(532)의 통과 대역은 목표 주파수 대역의 폭 이상의 폭을 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 아날로그 필터(532)의 통과 대역은 기저대역 송신 신호(TX_BB)의 최대 주파수 대역폭 보다 좁은 폭을 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 아날로그 필터(532)는 기저대역 피드백 신호(FB_BB)가 아날로그-디지털 변환기(예컨대, 도 2의 230)에 의해서 디지털 신호(예컨대, 도 2의 FB_D)로 변환시 사용되는 샘플링 속도에 의존하는 통과 대역을 가질 수 있다. 예를 들면, 아날로그 필터(532)의 통과 대역은 기저대역 피드백 신호(FB_BB)가 디지털 신호로 변환될 때 사용되는 샘플링 주파수의 절반 이하의 폭을 가질 수 있다. 결과적으로, 아날로그 필터(532)에 의해서 기저대역 피드백 신호(FB_BB)는 좁은 대역폭을 가질 수 있고, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 처리하기 위한 비용이 감소할 수 있다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 아날로그-디지털 변환기의 동작의 예시를 나타내는 순서도이다. 구체적으로, 도 6은 도 2의 아날로그-디지털 변환기(230)의 동작의 예시를 나타낸다. 도 2를 참조하여 전술된 바와 같이, 아날로그-디지털 변환기(230)는 수신 모드에서 도 1의 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 변환할 수 있는 한편, 안테나 튜닝 모드에서 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환할 수 있다. 이하에서, 도 6은 도 2를 참조하여 설명될 것이다.
단계 S11에서, 동작 모드를 판정하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러(280)는 송신 모드, 수신 모드 및 안테나 튜닝 모드 중 하나를 판정할 수 있다. 전술된 바와 같이, 아날로그-디지털 변환기(230)는 수신 모드 및 안테나 튜닝 모드에서 사용될 수 있고, 도 6에 도시된 바와 같이, 수신 모드로 판정된 경우 단계 S12가 후속하여 수행될 수 있는 한편, 안테나 튜닝 모드로 판정된 경우 단계 S13이 후속하여 수행될 수 있다.
수신 모드로 판정되는 경우, 단계 S12에서 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 제1 샘플링 속도로 변환하는 동작이 수행될 수 있다. 도 1의 무선 통신 기기(100)가 광대역 채널을 사용하는 무선 통신 시스템에 접속하는 경우, 기저대역 수신 신호(RX_BB)의 주파수 대역은 넓은 폭을 가질 수 있고, 이에 따라 아날로그-디지털 변환기(230)는 상대적으로 높은, 예컨대 후술되는 제2 샘플링 속도보다 높은 제1 샘플링 속도로 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 변환할 수 있다.
다른 한편으로, 안테나 튜닝 모드로 판정되는 경우, 단계 S13에서 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 제2 샘플링 속도로 변환하는 동작이 수행될 수 있다. 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수가 측정될 수 있고, 목표 주파수 대역의 대역폭에 기인하여 기저대역 피드백 신호(FB_BB)는 상대적으로 낮은, 예컨대 제1 샘플링 속도보다 낮은 제2 심플링 속도로 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환할 수 있다. 이에 따라, 도 5를 참조하여 전술된 바와 같이, 피드백 회로(530)에 포함되는 아날로그 필터(532)의 통과 대역은 제2 샘플링 속도에 기초하여 결정될 수 있다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 피드백 회로의 예시를 나타내는 블록도이다. 구체적으로, 도 7은 피드백 회로(730)와 함께 로컬 오실레이터(720)를 나타낸다. 이하에서, 도 7은 도 1을 참조하여 설명될 것이며, 도 7에 대한 설명 중 도 5에 대한 설명과 중복되는 내용은 생략될 것이다.
무선 통신 기기(100)는 반송파 집성(carrier aggregation; CA)을 사용하는 무선 통신 시스템에 접속할 수 있고, 이에 따라 복수의 요소 반송파(component carrier; CC)들을 사용하여 송신 및 수신을 수행할 수 있다. 예를 들면, 도 7에 도시된 바와 같이, 도 1의 커플러(131)로부터 제공되는 RF 피드백 신호(FB_RF)는 상이한 요소 반송파들에 각각 대응하는 제1 주파수 대역(CA1) 및 제2 주파수 대역(CA2)을 포함할 수 있다. 컨트롤러(117)는 제1 주파수 대역(CA1)을 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 제1 주파수 대역(CA1)을 포함하는 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성하기 위하여 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 통해서 RF 피드백 신호(FB_RF)의 주파수 대역, 즉 제1 주파수 대역(CA1) 및 제2 주파수 대역(CA2)의 이동을 제어할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는 반송파 집성에서 복수의 요소 반송파들 중 하나와 동일한 주파수의 제2 진동 신호(LO2)가 생성되도록, 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 생성할 수 있다.
로컬 오실레이터(720)는 오실레이터 제어 신호(C_LO)에 따라 결정된 주파수를 가지는 제2 진동 신호(LO2)를 피드백 회로(730)에 제공할 수 있다. 예를 들면, 도 7에 도시된 바와 같이, 제1 주파수 대역(CA1)이, 도 7에서 점선으로 표시된 아날로그 필터(731)의 통과 대역과 중첩되도록, 제2 진동 신호(LO2)는 제1 주파수 대역(CA1)에 대응하는 요소 반송파의 주파수와 동일한 주파수를 가질 수 있다. 도 7에 도시된 기저대역 피드백 신호(FB_BB)의 처리를 위한 신호 처리기(110)의 동작의 예시는 도 8을 참조하여 후술될 것이다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다. 또한, 도 8은 신호 처리기(800)의 내부 신호들의 주파수 스펙트럼들을 개략적으로 나타낸다. 도 2의 신호 처리기(200)와 유사하게, 도 8의 신호 처리기(800)는 TX 블록(810), 디지털-아날로그 변환기(820), 아날로그-디지털 변환기(830), RX 블록(840), 디지털 믹서(850), 디지털 필터(860), 버퍼(870) 및 컨트롤러(880)를 포함할 수 있다. 이하에서, 도 8은 도 1 및 도 7을 참조하여 설명될 것이고, 도 8에 대한 설명 중 도 2에 대한 설명과 중복되는 내용은 생략될 것이다.
기저대역 송신 신호(TX_BB)(또는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1))는, 반송파 집성에 기인하여, 제1 주파수 대역(CA1') 및 제2 주파수 대역(CA2')을 가질 수 있다. 또한, 도 7을 참조하여 전술된 바와 같이, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)(또는 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1))는, 목표 주파수 대역에 대응하는 제1 주파수 대역(CA1)을 가질 수 있다.
디지털 믹서(850)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역을 정렬시키기 위하여, 믹서 제어 신호(C_DM)에 기초하여 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역을 상이하게 이동시킬 수 있다. 예를 들면, 도 8에 도시된 바와 같이, 디지털 믹서(850)는 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역과 유사한 주파수 대역을 가지는 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 생성할 수 있는 한편, 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 제1 주파수 대역(CA1')이 디지털 필터(860)의 통과 대역과 중첩되도록 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역을 이동시킴으로써 제2 디지털 송신 신호(TX_D2)를 생성할 수 있다. 그 다음에, 디지털 필터(860)는 목표 주파수 대역에 대응하는 주파수 대역만을 통과시킴으로써 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 생성할 수 있다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법을 나타내는 순서도이다. 일부 실시예들에서, 도 9는 도 1의 컨트롤러(117)에 의해서 수행될 수 있다. 이하에서, 도 9는 도 1을 참조하여 설명될 것이다.
단계 S20에서, 제1 커플링 방향으로 커플러(131)를 설정하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 커플러(131)는 포워드 커플링으로 설정될 수 있고, 이에 따라 RF 송신 신호(TX_RF)에 커플링된 신호를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있다. 다른 한편으로, 커플러(131)는 리버스 커플링으로 설정될 수 있고, 이에 따라 안테나(140)로부터 반사되는 신호를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있다. 컨트롤러(117)는 전단 제어 신호(C_FE)를 사용하여 커플러(131)를 제1 커플링 방향으로 설정할 수 있다.
단계 S30에서, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호를 획득하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호를 획득하기 위하여, 신호 처리기(110)에 포함된 디지털 믹서(115) 및 디지털 필터(116)를 제어할 수 있다. 또한, 컨트롤러(117)는 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 통해서 로컬 오실레이터(160)로부터 생성되는 제2 진동 신호(LO2)의 주파수를 제어할 수도 있다. 이에 따라, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호가 획득될 수 있다.
단계 S40에서, 제2 커플링 방향으로 커플러(131)를 설정하는 동작이 수행될 수 있다. 단계 S40의 제2 커플링 방향은 단계 S20의 제1 커플링 방향과 상이할 수 있다. 예를 들면, 단계 S20에서 커플러(131)가 포워드 커플링으로 설정된 경우 단계 S40에서 커플러(131)는 리버스 커플링으로 설정될 수 있는 한편, 단계 S20에서 커플러(131)가 리버스 커플링으로 설정된 경우 단계 S40에서 커플러(131)는 포워드 커플링으로 설정될 수 있다. 컨트롤러(117)는 전단 제어 신호(C_FE)를 사용하여 커플러(131)를 제2 커플링 방향으로 설정할 수 있다.
단계 S50에서, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호를 획득하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러(117)는 디지털 믹서(115), 디지털 필터(116) 및/또는 로컬 오실레이터(160)를 단계 S30과 동일하게 제어할 수 있고, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호가 획득될 수 있다.
단계 S60에서, 안테나(140)의 반사 계수를 계산하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러(117)는 단계 S30에서 획득된 송신 신호 및 피드백 신호뿐만 아니라 단계 S50에서 획득된 송신 신호 및 피드백 신호에 기초하여 안테나(140)의 반사 계수를 계산할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는, 커플러(131)가 포워드 커플링으로 설정된 상태에서 획득된 송신 신호 및 피드백 신호를 사용하여 송신기(121)로부터 커플러(131)까지의 송신 경로 및 커플러(131)로부터 피드백 회로(150)를 통해서 신호 처리기(110)까지의 피드백 경로의 특성들을 추정할 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러(117)는 송신 경로 및 피드백 경로에서 발생하는 위상 변동들을 추정할 수 있다. 그 다음에, 컨트롤러(117)는, 추정된 경로들의 특성들, 커플러(131)가 리버스 커플링으로 설정된 상태에서 획득된 송신 신호 및 피드백 신호에 기초하여 안테나(140)의 반사 계수를 계산할 수 있다. 예를 들면, 추정된 경로들의 특성들이 보상된 경우, 안테나(140)의 반사 계수 Γ는 아래 [수학식 1]과 같이 계산될 수 있다.
Figure pat00001
[수학식 1]에서, rfwd는 송신 신호로부터 획득된 신호를 나타내고, rrev는 리버스 커플링으로 설정된 커플러(131)로부터 획득된 피드백 신호를 나타낸다. 컨트롤러(117)가 계산된 반사 계수에 기초하여 안테나(140)를 튜닝하는 동작의 예시들이 도 10a 내지 도 10c를 참조하여 후술될 것이다.
도 10a 내지 도 10c는 본 개시의 예시적 실시예들에 따라 안테나를 튜닝하는 동작의 예시들을 나타내는 도면들이다. 구체적으로, 도 10a 내지 도 10c는 도 1의 RF 송신 신호(TX_RF) 및 안테나(140)의 반사 계수를 주파수 도메인에서 함께 나타내는 도면들이다. 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 1의 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있고, 측정된 반사 계수에 기초하여 전단 제어 신호(C_FE)를 통해 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있으며, 안테나 튜너(132) 및 안테나(140)의 반사 계수를 조절할 수 있다. 이하에서, 도 10a 내지 도 10c는 도 1을 참조하여 설명될 것이고, 도 10a 내지 도 10c에 대한 설명 중 중복되는 내용은 생략될 것이다.
도 10a를 참조하면, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역(TAR)에서 안테나(140)의 반사 계수가 최적화되도록 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있다. 예를 들면, 도 2를 참조하여 전술된 바와 같이, 컨트롤러(117)는 도 10a의 목표 주파수 대역(TAR)을 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역(TAR)에서 안테나(140)의 반사 계수가 제1 곡선(11a)과 같이 측정된 경우, 컨트롤러(117)는 제2 곡선(12a)과 같이 안테나(140)의 반사 계수를 조절할 수 있다.
도 10b를 참조하면, 컨트롤러(117)는 전체 대역폭에서 특정 주파수 영역을 최적화하기 위하여 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있다. 5G NR과 같이 100MHz 이상의 대역폭을 가지는 무선 통신 시스템에서, 전체 대역폭에서 RF 장애(impairment)가 일정하게 발생하지 아니할 수 있다. 이에 따라, 도 3을 참조하여 전술된 바와 같이, 컨트롤러(117)는 전체 대역폭 중 개선이 요구되는 영역에 대응하는 목표 주파수 대역(TAR)을 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있다. 예를 들면, 도 10b에 도시된 바와 같이, RF 송신 신호(TX_RF)는 고르지 아니한 주파수 특성을 가질 수 있고, 목표 주파수 대역(TAR)에서 안테나(140)의 반사 계수가 제1 곡선(11b)과 같이 측정된 경우, 컨트롤러(117)는 제2 곡선(12b)과 같이 안테나(140)의 반사 계수를 조절함으로써 RF 장애를 보상할 수 있다.
도 10c를 참조하면, 컨트롤러(117)는 반송파 집성에서 복수의 요소 반송파들에 대응하는 복수의 주파수 대역들 중 일부를 최적화하기 위하여 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있다. 예를 들면, 도 7 및 도 8을 참조하여 전술된 바와 같이, 컨트롤러(880)는 도 10c의 제1 주파수 대역(CA1)에 대응하는 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있다. 목표 주파수 대역(TAR)에서 안테나(140)의 반사 계수가 도 10c의 제1 곡선(11c)과 같이 측정된 경우, 컨트롤러(117)는 제2 곡선(12c)과 같이 안테나(140)의 반사 계수를 조절함으로써 제1 주파수 대역(CA1)에 대한 반사 계수를 최적화할 수 있다.
도 11은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 측정된 안테나의 반사 계수들을 나타내는 도면이다. 구체적으로, 도 11은 전술된 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법을 사용한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 11에서 원형 마커로 표시된 바와 같이, 안테나는 0.4의 크기 및 0°의 위상의 반사 계수를 가질 수 있다. 5G NR 100MHz 신호에서 중심 주파수 20MHz에 대응하는 목표 주파수 대역에서 안테나의 반사 계수를 측정하면, 도 11에서 마름모 마커로 표시된 바와 같이, 측정된 안테나의 반사 계수는 실제 안테나의 반사 계수와 일치할 수 있다.
도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 통신 장치(20)의 예시를 나타내는 블록도이다. 일부 실시예들에서, 통신 장치(20)는 도 1의 신호 처리기(110)에 포함된 구성요소들 중 적어도 일부의 동작을 수행할 수 있다.
도 12에 도시된 바와 같이, 통신 장치(20)는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit)(21), ASIP(Application Specific Instruction set Processor)(23), 메모리(25), 메인 프로세서(27) 및 메인 메모리(29)를 포함할 수 있다. ASIC(21), ASIP(23) 및 메인 프로세서(27) 중 2개 이상은 상호 통신할 수 있다. 또한, ASIC(21), ASIP(23), 메모리(25), 메인 프로세서(27) 및 메인 메모리(29) 중 적어도 2개 이상은 하나의 칩에 내장될 수 있다.
ASIP(23)은 특정한 용도를 위하여 커스텀화된 집적 회로로서, 특정 어플리케이션을 위한 전용의 명령어 세트(instruction set)를 지원할 수 있고, 명령어 세트에 포함된 명령어를 실행할 수 있다. 메모리(25)는 ASIP(23)와 통신할 수 있고, 비일시적인 저장장치로서 ASIP(23)에 의해서 실행되는 복수의 명령어들을 저장할 수도 있다. 예를 들면, 메모리(25)는, 비제한적인 예시로서 RAM(Random Access Memory), ROM(Read Only Memory), 테이프, 자기디스크, 광학디스크, 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 및 이들의 조합과 같이, ASIP(23)에 의해서 접근가능한 임의의 유형의 메모리를 포함할 수 있다.
메인 프로세서(27)는 복수의 명령어들을 실행함으로써 통신 장치(20)를 제어할 수 있다. 예를 들면, 메인 프로세서(27)는 ASIC(21) 및 ASIP(23)를 제어할 수도 있고, 무선 통신 네트워크를 통해서 수신된 데이터를 처리하거나 통신 장치(20)에 대한 사용자의 입력을 처리할 수도 있다. 메인 메모리(29)는 메인 프로세서(27)와 통신할 수 있고, 비일시적인 저장장치로서 메인 프로세서(27)에 의해서 실행되는 복수의 명령어들을 저장할 수도 있다. 예를 들면, 메인 메모리(29)는, 비제한적인 예시로서 RAM(Random Access Memory), ROM(Read Only Memory), 테이프, 자기디스크, 광학디스크, 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 및 이들의 조합과 같이, 메인 프로세서(27)에 의해서 접근가능한 임의의 유형의 메모리를 포함할 수 있다.
안테나의 반사 계수를 측정하는 방법은, 도 12의 통신 장치(20)에 포함된 구성요소들 중 적어도 하나에 의해서 수행될 수 있다. 일부 실시예들에서, 도 1의 컨트롤러(117)의 동작은 메모리(25)에 저장된 복수의 명령어들로서 구현될 수 있고, ASIP(23)는 메모리(25)에 저장된 복수의 명령어들을 실행함으로써 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법의 단계들 중 적어도 하나를 수행할 수 있다. 일부 실시예들에서, 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법의 단계들 중 적어도 하나는 논리 합성 등을 통해서 설계된 하드웨어 블록에 의해 수행될 수 있고, 그러한 하드웨어 블록이 ASIC(21)에 포함될 수도 있다. 일부 실시예들에서, 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법의 단계들 중 적어도 하나는, 메인 메모리(29)에 저장된 복수의 명령어들로서 구현될 수 있고, 메인 프로세서(27)가 메인 메모리(29)에 저장된 복수의 명령어들을 실행함으로써 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법의 단계들 중 적어도 하나를 수행할 수 있다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (10)

  1. 안테나에 전달되는 RF 송신 신호의 일부로서 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 신호 처리 장치로서,
    제1 디지털 신호를 변환함으로써, 상기 RF 송신 신호가 생성되는 기저대역 송신 신호를 생성하도록 구성된 디지털-아날로그 변환기;
    상기 RF 피드백 신호로부터 생성된 기저대역 피드백 신호를 변환함으로써 제2 디지털 신호를 생성하도록 구성된 아날로그-디지털 변환기;
    목표 주파수 대역을 가지도록 상기 제1 디지털 신호 및 상기 제2 디지털 신호를 처리하도록 구성된 디지털 신호 처리기;
    상기 디지털 신호 처리기의 출력 신호를 캡쳐하도록 구성된 버퍼; 및
    상기 목표 주파수 대역을 설정하고, 상기 목표 주파수 대역에 기초하여 디지털 신호 처리기를 제어하고, 상기 버퍼에 저장된 데이터에 기초하여 상기 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나의 반사 계수를 계산하도록 구성된 컨트롤러를 포함하는 신호 처리 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 디지털 신호 처리기는,
    상기 컨트롤러의 제어에 따라, 상기 제1 디지털 신호 및 상기 제2 디지털 신호의 주파수 대역들을 이동시키도록 구성된 디지털 믹서; 및
    상기 컨트롤러의 제어에 따라, 상기 디지털 믹서의 출력 신호들의 주파수 대역들의 적어도 일부를 통과시키도록 구성된 디지털 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 디지털 필터는, 상기 목표 주파수 대역에 대응하는 통과 대역을 가지는 로우 패스 필터인 것을 특징으로 하는 신호 처리 장치.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 기저대역 송신 신호는, 상기 RF 송신 신호의 복수의 요소 반송파들에 각각 대응하는 복수의 주파수 대역들을 가지고,
    상기 컨트롤러는, 상기 복수의 주파수 대역들 중 하나가 상기 디지털 필터의 통과 대역과 중첩되도록, 상기 디지털 믹서를 제어하도록 구성된 것을 특징으로 하는 신호 처리 장치.
  5. 청구항 2에 있어서,
    상기 디지털 필터의 출력 신호들을 다운 샘플링하도록 구성된 데시메이터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 장치.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 목표 주파수 대역은, 상기 제1 디지털 신호 및 상기 제2 디지털 신호의 주파수 대역보다 좁은 것을 특징으로 하는 신호 처리 장치.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 기저대역 피드백 신호는, 아날로그 믹서에 의해서 RF 피드백 신호의 주파수 대역으로부터 이동된 주파수 대역을 가지고,
    상기 컨트롤러는, 상기 목표 주파수 대역에 기초하여 상기 아날로그 믹서에 제공되는 진동 신호의 주파수를 제어하도록 구성된 것을 특징으로 하는 신호 처리 장치.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 아날로그-디지털 변환기는, 수신 모드에서 상기 안테나를 통해서 수신되는 RF 수신 신호로부터 생성된 기저대역 수신 신호를 제1 샘플링 속도로 변환하고, 안테나 튜닝 모드에서 상기 기저대역 피드백 신호를 상기 제1 샘플링 속도보다 낮은 제2 샘플링 속도로 변환하도록 구성된 것을 특징으로 하는 신호 처리 장치.
  9. 안테나에 전달되는 RF 송신 신호의 일부로서 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 장치로서,
    RF 피드백 신호를 다운-컨버젼하고 필터링함으로써, 기저대역 피드백 신호를 생성하도록 구성된 피드백 회로; 및
    제1 디지털 신호를 기저대역 송신 신호로 변환하고, 상기 기저대역 피드백 신호를 제2 디지털 신호로 변환하고, 상기 제1 디지털 신호 및 상기 제2 디지털 신호가 목표 주파수 대역을 가지도록 디지털 신호 처리를 수행함으로써 상기 목표 주파수 대역에 대응하는 상기 안테나의 반사 계수를 계산하도록 구성된 신호 처리 장치를 포함하고,
    상기 피드백 회로는, 상기 기저대역 송신 신호의 최대 주파수 대역보다 좁은 통과 대역을 가지는 아날로그 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 안테나에 전달되는 RF 송신 신호의 일부로서 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 장치로서,
    RF 피드백 신호를 다운-컨버젼(down-conversion)하고 필터링함으로써, 기저대역 피드백 신호를 생성하도록 구성된 피드백 회로; 및
    목표 주파수 대역에 기초하여 상기 다운-컨버젼을 제어하고, 상기 목표 주파수 대역을 가지도록 상기 RF 송신 신호가 생성되는 기저대역 송신 신호 및 상기 기저대역 피드백 신호를 처리하고, 상기 목표 주파수 대역에 대응하는 상기 안테나의 반사 계수를 계산하도록 구성된 신호 처리 장치를 포함하는 장치.
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