KR20200003731A - 저-전력, 광역 네트워크에서 상대 주파수 홉들 - Google Patents

Abstract

동기화되지 않은 로컬 주파수 기준들을 가진 이동 디바이스를 갖는 IoT 애플리케이션들을 위한 호핑 확산-스펙트럼 무선 네트워크. 송신기들은, 수신기가 큰 주파수 에러의 존재에도 불구하고 송신의 호핑 시퀀스를 결정할 수 있도록 하는 방식으로, 주파수들의 상대적 차이들에 대하여 정의된 호핑 시퀀스들을 사용한다.

Description

저-전력, 광역 네트워크에서 상대 주파수 홉들{RELATIVE FREQUENCY HOPS IN LOW-POWER, WIDE-AREA NETWORK}

본 발명은, 실시예들에서, 무선 송신기 디바이스 및 복수의 상기 송신기들을 포함한 무선 네트워크에 관한 것이다. 본 발명의 특정 사용 경우들은 IoT(Internet-of-Things) 애플리케이션들을 위한 저-전력 측정 노드들에 관한 것이고, 측정 노드들 외에, 복수의 수신 게이트웨이들을 포함하는 IoT 광역 네트워크에 관한 것이지만, 본 발명인 이들 애플리케이션들에 제한되지 않는다. 본 발명은 데이터 용량 및 간섭에 대한 강건성을 위해 협대역 주파수 호핑 무선 인터페이스들을 이용한다.

여러 개의 경쟁적 저-전력 무선 네트워크들은 IoT 애플리케이션들에서 연결성을 제공하기 위해 사용된다. WiFi 및 블루투스와 같은, 근거리 네트워크들은 몇몇 애플리케이션들에서 성공적으로 사용되어 왔지만, 그것들은 항상 이용 가능하거나 또는 바람직한 것은 아닌, 인터넷에 연결된 로컬 기반시설을 요구하고, 센서 노드들이 WiFi 또는 블루투스 게이트웨이의 액세스 가능한 범위 밖에서 이동할 수 있는 모바일 애플리케이션들에 거의 적용 가능하지 않다. IoT 애플리케이션들을 위한 광역 네트워크, 특히 LoRa 네트워크 및 Sigfox 네트워크가 또한 제안되어 왔다. 이들 네트워크들이 가진 여러 개의 도전들이 있다:

1. 흔히 있는 경우처럼, 네트워크가 비허가 대역에서 동작한다면, 간섭들에 대한 높은 저항이 필수적이다.

2. 규정들의 준수가 보장되어야 한다.

LoRa 네트워크는 첩(chirp) 확산 스펙트럼 변조를 이용하고, 그것의 장점들 중에서: 낮은 하드웨어 복잡성, 정확한 주파수 기준들 또는 시간 엄수에 대한 요구 없음, 용이한 동기화, 및 국소화를 갖는다. 그러나, 그것은 낮은 데이터 레이트를 위해 용량에서 몇몇 한계들을 가진다.

저 전력 WAN은 센서 노드들에 대해 ALOHA처럼 랜덤 매체 액세스를 선호하는 경향이 있고, 이것은 최대 전력 효율적인 솔루션이다. Sigfox 기술 및 초-협대역 기술들은, 일반적으로 시스템 부하에 비교하여 매우 높은 충돌률을 겪는다. 초-협대역 네트워크에서, 충돌들은 3개의 차원들에서 발생한다: 시간, 주파수, 및 전력. 시간 차원은 통상의 ALOHA 이론 차원이다. 주파수 충돌들은 주파수 그리드가 없기 때문에 발생하고; 센서 노드들의 국부 발진기들은 송신 대역폭보다 훨씬 덜 정확하고, 그것들은 동일한 시스템 부하에 대해 두 배의 충돌률을 야기한다. 전력 차원은 주변부 센서 노드 또는 "약한 노드"가 항상 임의의 충돌 가운데 잃을 것임을 의미한다. 또한, 송신기의 위상 잡음은 인접한 사용자들에 의해 달성 가능한 거부 레벨을 제한한다.

대체로, 가장 약한 노드 성능의 메트릭이 모니터링된다면, 이들 효과들은 시스템 부하를 1% 이하로 제한한다. 이러한 상황은 보다 많은 수신 게이트웨이들을 부가하는 단순한 방책에 의해 개선될 수 없다.

본 발명은 상기 한계들을 극복하거나 또는 완화시키는 것을 허용하는 초-협대역 변조의 수정된 형태를 구현하는 신규 송신기 디바이스 및 대응하는 무선 네트워크를 제안한다.

본 발명에 따르면, 이들 목표들은 첨부된 청구항들의 목적에 의해 달성된다.

본 발명에 따르면 송신기에서의 주파수 에러에도 불구하고, 프리앰블을 정확하게 검출하고 호핑 시퀀스를 재구성할 가능성을 상당히 개선한다.

본 발명은 예로서 제공되고 도면들에 의해 예시된 실시예에 대한 설명의 도움으로 보다 양호하게 이해될 것이다:
도 1은 본 발명에 따른 센서 노드들 및 게이트웨이들을 포함한 광역 저-전력 네트워크의 단순화된 표현이다.
도 2는 본 발명의 송신기들 및 수신기들에 의해 사용된 데이터 프레임을 도식화하고, 상기 데이터 프레임은 복수의 주파수 홉들을 포함한다.
도 3은 송신기 및 수신기의 단부들에서 서브-대역들에서의 유용한 무선 스펙트럼의 세분화를 도시한다.
도 4는 채널들에서 서브-대역의 가능한 세분화를 도시한다.
도 5는 인접 서브-대역들을 가진 주파수 계획을 도시한다.
도 6 및 도 7은 그것이 본 발명의 특징을 포함하는지에 관계없이, ALOHA 네트워크에서 손실된 검출률, 및 네트워크 부하의 함수들로서 패킷 에러율을 플로팅한다.
도 8은 각각이 복수의 주파수 홉들로 나뉘는, 확산-스펙트럼 송신 프리앰블 및 데이터 섹션을 도시한다.
도 9는 몇몇 주파수 홉들이 공칭 스텝의 일 부분만큼 시프트되는 실시예를 예시한다.
도 10 내지 도 13은 상이한 가정들하에서, 프리앰블에서의 반복된 충돌들을 예시한다.
도 14는 호핑 확산-스펙트럼 송신에서, 송신기의 주파수 에러를 보상하는 메커니즘을 도시한다.
도 15는 저-품질 주파수 기준을 가진 노드에 의한 주파수 호핑 송신을 안정된 주파수 기준을 가진 노드에 의한 것과 비교한다.
도 16은 호핑 시퀀스의 종류가 제 1 홉의 선택에 의해 시그널링되는 실시예에 관한 것이다.

도 1은, 단순화된 방식으로, 많은 센서 노드들(S0, S1, S2) 및 수신 게이트웨이들(G0, G1)을 포함하는 저-전력 무선 네트워크를 도시한다. 통상적인 IoT 애플리케이션에서, 센서 노드들(S0, S1, S2)은 데이터를 획득하거나 또는 계산하며 그것들을 게이트웨이들(G0, G1)로 업로드하는(예를 들면, 화살표(80)) 단순한 배터리 구동식 디바이스들일 것이다. 필수적이지 않지만, 또한 게이트웨이들로부터 노드들로의 다운링크 트래픽(예를 들면, 화살표(50))이 가능하다.

센서 노드들의 수는 제한되지 않고, 실제 사용 경우들에서 수천 개를 초과할 수 있다. 게이트웨이들의 수가 또한 제한되지 않고, 센서 노드들이 발견되는 영역을 커버하는 요구에 의해 지시된다. 바람직하게는, 네트워크는 각각의 센서가 적어도 하나의 게이트웨이 또는, 바람직하게는 여러 개의 것들의 수신 범위에 있도록 설계된다.

센서 노드들 및 게이트웨이 사이에서의 업링크 통신들(80)은 협대역폭 또는 초-협대역폭 변조 및 주파수 호핑 확산 스펙트럼을 사용한다. 변조는 바람직하게는, 일정한 엔벨로프를 가진 간섭성 위상 변조의 형태, 예를 들면 GMSK, MSK, 또는 PSK이다. 시그널링은 바람직하게는 채널 변화들을 수용하기 위해 차등을 둔다. 메시지는 에러-정정 또는 에러-검출 코드들을 포함하고, 그것들은, 도 2에 예시된 바와 같이, 각각이 여러 개의 주파수 홉들을 포함하는, 데이터 프레임들로 포맷팅되는 것이 또한 바람직하고, 원래 메시지에서 인접한 워드들은 바람직하게는 프레임에서 이격된 오프셋들에서 인터리빙되고, 따라서 그것들은, 순간적인 간섭들에 대한 강건성을 증가시키기 위해, 상이한 홉들로 나뉜다.

센서 노드로부터 게이트웨이로의 업링크 통신(80)은 센서 노드에서 로컬 주파수 기준에 기초하는 변조된 무선 신호의 합성을 포함한다. 비용 및 전력 고려사항들로 인해, 센서 노드들은 고 품질 발진기들을 갖출 수 없다. 그러므로, 업링크 무선 신호의 주파수는 상당한 에러에 의해 영향을 받고, 이것은 신호의 -협-대역폭을 초과할 수 있다.

수신 게이트웨이들은, 그와는 대조적으로, 센서 노드들보다 상당히 더 많은 컴퓨팅 리소스들, 연속 전력, 및 예를 들면, GPS-통제 클록들처럼, 정밀한 시간 기준들을 가진다. 그것들은 바람직하게는 상호 연결되고 그것들 사이에서 협력할 수 있다.

다운링크 통신들(50)은, 존재할 때, 업링크 것들 또는 상이한 것의 동일한 변조 프로토콜을 사용할 수 있다. 네트워크 용량을 절약하기 위해, 다운링크 통신은 게이트웨이의 범위 내에서의 센서 노드들 모두에 의해 수신되도록 브로드캐스팅될 수 있지만, 점-대-점 송신이 또한 가능하다. 다운링크 메시지들의 하나의 기능은 게이트웨이들의 것과 센서의 시간 기준의 동기화이고, 이것은 유리하게는, 예를 들면, LoRa 브로드캐스트 패킷들에 의해 달성될 수 있다.

대부분의 IoT 애플리케이션들에서, 센서 노드들은 단지 매우 제한된 전력 및 컴퓨팅 리소스들만을 갖는다. 센서 노드가 메시지를 전송할 필요가 있을 때마다, 그것의 의도를 시그널링하거나 또는 채널이 자유로운지를 청취하지 않고 그것을 전송하는 것을 의미하는, 무선 채널로의 랜덤 액세스가 그러므로 유리하다. 또한, ALOHA 프로토콜들로서 알려진, 이들 프로토콜들은 시스템-간 충돌들에 민감하고: ALOHA 프로토콜들의 용량은 이러한 충돌들에 의해 제한된다.

본 발명의 디바이스들 및 시스템은 충돌들 및 다른 간섭들에 대한 방어로서 주파수 호핑을 사용한다. 센서 노드들의 송신기들은 시퀀스에 따라, 이용 가능한 무선 대역에서 여러 개의 호핑 주파수들 가운에 캐리어 주파수를 스위칭하고, 따라서 업링크 송신(80)은 상이한 캐리어 주파수들을 가진 일련의 연속 홉들을 포함한다. 주파수는 각각의 홉 경계에서 변한다. 바람직하게는 홉 길이는 메시지 길이보다 상당히 적다: 메시지, 또는 프레임은 하나 또는 여러 개의 홉들로 이루어진다.

복조를 허용하기 위해, 호핑 주파수들의 시퀀스는 미리 알려지거나 또는 수신 게이트웨이에 의해 알고리즘으로 결정 가능해야 한다. 시스템은 단지 하나의 미리 결정된 호핑 시퀀스를 가질 수 있고, 이 경우에, 그것들의 각각의 호핑 주파수들이 시간-시프트되는 한, 또는 송신기들이 고를 수 있는 복수의 호핑 시퀀스들에 따라, 상이한 시작 시간들을 가진 메시지들은 주파수에서 충돌하지 않을 것이다. 후자의 배열은 수신 게이트웨이가 각각의 개개의 메시지의 호핑 시퀀스에 대한 정보를 갖도록 요구한다.

도 2는 본 발명의 실시예에서 사용될 수 있는 바와 같은, 업링크 데이터 프레임 또는 메시지를 예시한다. 프레임은 수신기 단에서 검출을 위해 제공하는 동기화 신호를 포함한 프리앰블 및 물리 헤더로 시작한다. 물리 헤더는 호핑 시퀀스를 예측하고 따르기 위해 수신기에서 사용된 정보를 포함한다: 시스템이 호핑 주파수들의 하나 이상의 가능한 시퀀스를 예측한다면, 프리앰블은 바람직하게는 동일한 프레임 또는 메시지에서 이어지는 데이터에 대해 선택된 시퀀스의 식별자를 포함한다. 바람직하게는, 그것이 다음에 보여질 바와 같이, 물리 헤더는 제 1 홉에서, 또는 하나의 결정된 홉에서 주파수의 절대 값에 대한, 암시적인 또는 명시적인, 정보의 요소를 포함한다. 이러한 정보는 송신기의 주파수 에러를 해결하기 위해 수신 게이트웨이에 의해 사용된다.

프리앰블은 또한 데이터의 포맷에 대한 다른 정보, 예를 들면 데이터 레이트의 표시, 사용된 변조 기법 등을 포함할 수 있다.

프리앰블 손실을 방지하기 위해, 정보는 바람직하게는 연속 주파수 홉들에서, 여러 번 반복된다. 도 2는 3개의 홉들을 포함한 프리앰블을 도시하지만, 이것은 본 발명의 필수적인 특징은 아니다. 중요하게는, 프리앰블의 각각의 복제본이 또한 카운터, 또는 수신 게이트웨이가 각각의 반복을 식별하도록 허용하는 정보의 요소를 포함한다. 이러한 방식으로, 게이트웨이가 반복의 단지 하나만을 수신할지라도, 그것은 호핑 시퀀스와 여전히 동기화할 수 있다.

프리앰블은 이어지는 페이로드의 특징 및 포맷에 대해 수신 게이트웨이에 알리는 헤더로 이어진다. 중요하게는, 헤더 및 페이로드는 에러 정정을 위해 인터리빙되고 코딩된다. 예에서, 헤더 및 페이로드는 8, 각각 32 개의 홉들을 포함하지만, 사용 경우들에 따라 이들 수들은 달라질 수 있다. 각각의 홉은 주어진 수의 변조 심볼들 및 변조된 메시지의 대응하는 수의 비트들을 포함한다.

호핑 시퀀스와의 동기화는 감지 노드들 국부 발진기들의 주파수 기준들이 채널 대역폭보다 큰 고유 에러를 갖기 때문에 본 발명의 시스템에서 특히 어렵다. 몇몇 도면들을 인용하기 위해, 센서 노드들(S0 내지 S2)이 30ppm의 에러를 가진 저-등급 수정 발진기들을 갖추고 있고, 데이터가 서브-GHz ISM 대역에서 400Hz의 대역폭을 갖고 변조된다고 가정하면, 그것은 캐리어 주파수를 정의할 때 30kHz의 최대 에러를 예상할 수 있다. 이것은 변조 대역폭의 80배이다.

진행의 2 개의 가능한 방식들은 다음과 같다:

1. 송신 전에, 다운링크에서 센서의 기준을 게이트웨이의 것과 동기화시킨다.

2. 주파수 동기화 에러들이 정정되고 수용될 수 있도록 호핑 시퀀스들 및 이용 가능한 주파수들을 배열한다.

서브-대역들 및 채널화

바람직하게는, 시스템은 인접하거나 또는 분리될 수 있는, 서브-대역들에서 이용 가능한 무선 스펙트럼, 및 일련의 인접 채널들에서 각각의 서브-대역을 분할한다. 호핑은 서브-대역 내에서 또는 서브-대역들에 걸쳐 발생할 수 있다. 임의의 주어진 프레임은 서브-대역에서의 주어진 채널에서 송신되고, 감지 노드에서 합성된 주파수들은 정밀한 기준에 의해 측정된 것들과 직접적으로 관련되지 않으므로, 하나의 서브-대역 인덱스 및 상기 서브-대역 인덱스에 의해 지정된 서브-대역 안에서의 하나의 채널 인덱스에 의해 그것의 주파수를 정의하는 것이 편리하다.

여러 개의 서브-대역들의 사용은 많은 점들에서 유리하다.

1. 주파수 도메인에서 보다 높은 확산은, 희생자 및 공격자 양쪽 모두로서, 비허가 대역들에서 보다 양호한 공존을 제공한다. 규제 한계들은 충족시키기에 더 단순하고 보다 많은 전력 및/또는 보다 긴 송신 시간들을 허용할 수 있다.

2. 보다 높은 다이버시티 대 전파/고속 페이딩.

3. 제 1 호핑 주파수의 위치로부터의 암시적 시그널링: 호핑 시퀀스에서 제 1 호핑 주파수는 다수의 가능한 대안적인 시작 주파수들 중에서 선택될 수 있고, 이러한 선택에 의해, 송신기는 정보의 요소를 송신한다.

4. 네트워크 계획화 및/또는 적응적 데이터 레이트.

수신기 및 송신기 사이에서의 주파수 불일치로 인해, 수신기에서 및 송신기에서 상이하게 이들 대역들을 정의하는 것이 유용하다. 우리는 3개의 개념들을 도입한다: 공칭, 또는 규제, 서브-대역 정의, 수신기 서브-대역 정의, 및 송신기 서브-대역 정의.

송신기가 여러 개의 가능한 호핑 시퀀스들 사이에서 선택할 가능성을 갖는다면, 선택된 것은 제 1 사용된 주파수의 선택을 통해 암시적으로 시그널링될 수 있다.

호핑 시퀀스의 선택은 송신 디바이스의 주파수 기준의 동기화 상태에 기초할 수 있다.

도 3은 3개의 서브-대역 정의들을 예시한다. 이 예에서, 이용 가능한 무선 스펙트럼은 3개의 분리된 서브-대역들을 포함한다: 동일한 폭의 및 이 예에서 규칙적으로 이격된 B0, B1, 및 B3, 그러나 이것은 본 발명의 필수적인 특징은 아니다: 서브-대역들의 수, 폭 및 간격은 임의적이고 그것들은, 구현에 따라 닿거나 또는 중첩할 수 있다; 그것들은 전자기 스펙트럼의 규제적 구분 영역에 대응할 수 있지만, 이것은 필수적이지 않다. 공칭 서브-대역들(NOM 로우)은 정확한 기구에 의해 측정된, 주파수의 경계들이고, 이것 내에서 송신이 포함되어야 한다. 송신(TX) 서브-대역들은 송신기의 주파수 기준에 의해 결정된 바와 같이 주파수에 대하여 표현되고, 즉 그것들은 국부 발진기가 시프트할 때 시프트한다. 공칭-서브-대역 경계들을 준수하기 위해, 센서 노드는 송신기 서브-대역들을 조정하여, 주파수 불일치를 고려할 때에도, 무선 신호가 항상 명목 한계들에 있도록 그것들을 감소시킨다.

중요하게도, 센서 노드들은 국부 발진기의 주파수 에러의 표시를 제공하는 동기화 상태를 가진다. 동기화 상태로부터 의존적인 서브-대역들의 폭 및/또는 구조를 적응시킨다. 여러 개의 전략들이 고안될 수 있지만, 일반적인 원리는, 동기화 상태에 의해 표시된 주파수 에러가 높을수록, 조정된 서브-대역들은 더 좁을 것이라는 것이다.

동기화 상태는, 로컬 주파수 기준의 공칭 에러로부터, 또한 결정의 온도를 포함할 수 있는 드리프트 모델로부터, 다운링크를 따르는 동기화의 결과로부터, 동기화에서 뒤따르는 마지막 다운링크 이래 경과된 시간으로부터, 또는 이들 요소들 중 모두 또는 일부의 조합으로부터 획득될 수 있다. 바람직하게는, 동기화 상태는 동적이다: 주어진 센서 노드는 동기화 직후 이용 가능한 대역의 대부분을 사용할 수 있을 것이고, 그것의 국부 발진기의 주파수가 점점 덜 정밀해지는 동안 그것의 송신 서브-대역을 점진적으로 좁힐 것이다. 초기 대역폭은, 노드의 요청에 의해 트리거되거나 또는 미리 결정된 스케줄을 따라, 추가 동기화에 의해 회복될 수 있다.

종종, 수신기는 GPS-동기화 클록에 액세스하는 게이트웨이이다. 이 경우에, 수신기(RX)에서 서브-대역들은 근본적으로 공칭의 것들과 동일할 수 있다. 수신기가 불량으로 동기화되는 경우들에서(예를 들면, 협대역 다운링크 송신에서, 또는 GPS 동기화가 실패할 때), 수신기는 도시된 바와 같이, 보다 넓은 세트의 주파수들로 동조할 수 있고, 따라서 그것은 사실상 공칭 서브-대역 내에 있는 송신 모두를 수신할 수 있다.

공칭 또는 규제적, 수신기 및 송신기 주파수들 사이에서의 동일한 차이가 또한, 도 4에 도시된 바와 같이, 채널 계획에서 운반된다. 상기 정의된 바와 같이 하나의 공칭 서브-대역은 적절한 수의 채널들로 분할될 수 있다(도면들은 단지 감소된 수만을 도시한다). 송신기에 대해 정의된 바와 같이, 동일한 서브-대역은 상기 조정으로 인해 약간 더 좁아질 것이고, 동일한 수의 채널들로 나뉜다. 주파수 불일치로 인해, 그러나, 송신기에 대해 정의된 채널은 공칭의 것들에 정확하게 대응하지 않는다. 송신기는 몇몇 채널들, 예를 들면, 모든 그것의 송신이 공칭 서브-대역에 포함됨을 보장하기 위해 서브-대역 경계(도 4에서 어두워진)에 가까운 것들을 제외할 수 있다. 바람직하게는, 네트워크에서 송신기 모두는 호핑 시퀀스 선택의 시그널링을 제한하기 위해 이용 가능한 주파수들의 동일한 감소된 서브-세트를 사용한다.

호핑 시퀀스에서, 각각의 홉은 서브-대역 인덱스 및, 서브-대역 안에서, 채널 인덱스에 의해 지정될 수 있는 상이한 캐리어 주파수 상에서 송신된다. 바람직하게는, 서브-대역은 공칭의 송신기, 및 수신기 사이에서의 대응성이 명백하도록 설계되고, 즉 주어진 서브-대역에서 송신기(TX)를 위해 있는 캐리어는, 서브-대역들 사이에서의 간격들이 최대 예상된 주파수 에러보다 크기 때문에, 동기화 상태에 관계없이 수신기에 대해 동일한 서브-대역일 것이다. 이것은, 그러나 채널에 대한 경우가 아니고 송신기에 의해 선택된 채널 인덱스 및 수신기에 의해 지각된 실제 주파수 사이에서의 대응성은 간단하지 않다.

이들 실시예들에서 이용 가능한 주파수 대역은 복수의 송신 채널들로 채널화될 수 있다. 바람직하게는, 채널들은 중첩되지 않고, 이것은 절대 요건이 아니다. 주파수 대역은, 각각이 복수의 채널들을 포함하는, 서브-대역들로 나뉠 수 있거나, 또는 채널들 모두는 하나의 공통 분할에 포함될 수 있다. 일반적으로 각각의 호핑 주파수는 채널 인덱스, 및 가능하게는, 서브-대역 인덱스에 의해 지정될 수 있다.

본 발명의 송신기들은 결정된 일련의 증분들에 따라 초기 호핑 주파수의 채널을 반복적으로 증가시킴으로써 호핑 시퀀스를 결정하도록 배열될 수 있고, 그에 의해 각각의 채널이 홉을 정의하는 시퀀스에 있는, 채널들의 시퀀스를 획득한다. 바람직하게는, 증분은 미리 결정된 한계들 내로 호핑 주파수들을 유지하기 위해 모듈로 연산으로 이어진다.

따라서, 호핑 시퀀스는 상대적인 간격들에 대하여 정의되고, 송신기는 초기 주파수를 자유롭게 택할 수 있다. 주어진 홉의 주파수(또는 동등하게 채널)가, 모듈로 연산에 앞서, 오프셋, 또는 시프트에 의해 이전의 것으로부터 도출 가능한 한, 시퀀스들은, 시퀀스가 시작하는 제 1 채널을 제한하지 않고, 각각의 홉에 연관된 상대 주파수 시프트들 또는 간격들만을 정의한다. 시프트 동작이 그것의 서브-대역의 경계들 밖에 있는 채널을 산출할 때, 모듈로 연산은 서브-대역 안에서 그것을 랩핑한다.

수신 시, 수신기가 초기 주파수(또는 채널)에서 신호를 검출하면, 그것은 알려진 일련의 증분들에 따라 초기 주파수를 반복적으로 증가시킴으로써 호핑 주파수들을 예측하고 전체 메시지를 수신하기 위해 호핑 주파수에서 잇달아 동조할 수 있다.

오프셋은 사용된 주파수에 의존하지 않고, 홉 인덱스에 의존할 수 있고, 예를 들면, 그것은 선형적으로 증가할 수 있거나, 또는 그것은 수신기에 알려진 또는 알고리즘으로 재생 가능한, 의사랜덤 시퀀스 또는 순열로부터 기인할 수 있다.

호핑 시퀀스의 암시적 및 명시적 시그널링

본 발명의 통신 네트워크는 업링크 송신 모두를 위한 하나의 공통 호핑 시퀀스 또는, 바람직하게는 송신 노드가 고를 수 있는 복수의 호핑 시퀀스들을 사용할 수 있다. 여러 개의 호핑 시퀀스들이 가능할 때, 각각의 메시지의 시퀀스는 물리 헤더 또는 프리앰블에서 명시적으로 또는 암시적으로 시그널링된다.

호핑 시퀀스는 제 1 홉의 채널 인덱스 및 서브 대역 인덱스, 및 필요하다면, 호핑 시퀀스 인덱스에 의해 결정된다. 송신기 측은 그 자체 시간 기준에 대하여 잘-결정된 주파수를 가진 무선 신호를 합성하지만, 이러한 기준은 미확인 에러를 가지므로, 수신기에 의해 수신된 주파수는 분명치 않다.

수신 게이트웨이는, 서브-대역들이 충분히 분리되는 한, 제 1 홉의 서브-대역 인덱스를 확신을 갖고 결정할 수 있고, 이러한 정보가 헤더에 명시적으로 시그널링되기 때문에 호핑 시퀀스 인덱스를 또한 알지만, 제 1 홉에 대해 송신기에 의해 선택된 채널 인덱스를 확신을 갖고 결정할 수 없고, 결과적으로 호핑 시퀀스의 추가 전개를 정확히 결정할 수 없다. 이것은 주파수가 서브-대역 경계 주위에서 폴딩할 때 특히 사실이다.

이러한 문제를 해결하기 위해, 송신기는 TCXO와 같은, 안정된 주파수 기준을 가질 수 있고, 다운링크 프레임 또는 비콘으로부터 그것의 주파수를 동기화한다. 이 경우에, 정확도는 변조 대역폭의 절반 또는 심지어 1/4보다 양호할 수 있다. 채널들을 정의하는 것이 그 후 가능하고, 호핑 시퀀스들은 애매성 없이 정의된다. 이러한 솔루션은, 그러나, 비용 및 전력 예산 한계들로 인해, IoT 애플리케이션에서 실시 가능하지 않을 수 있다.

또 다른 가능한 실시예에서, 송신기는 덜 안정된 주파수, 예를 들면 저-등급 XO를 갖지만, 그것의 에러는 적어도 특성화되고 알려진 한계들 내에 포함된다. 이것은, 다운링크 프레임 또는 비콘에 의해, 송신기의 주파수 기준을 게이트웨이의 것과 동기화하는 것을 포함할 수 있다. 상기 경우에, 에러는 1ppm에 이를 수 있고, 이것은 868MHz 또는 915MHz ISM 대역들에서 약 1kHz에 대응한다.

수신기가 호핑 주파수들의 시퀀스를 결정하도록 허용하기 위해, 주파수 에러에도 불구하고, 송신기는 제 1 홉을 위해, 또는 시퀀스의 하나의 결정된 홉, 예를 들면 프리앰블 후 제 1 데이터 홉을 위해 사용된 채널에 대한 부가적인 정보를 보낸다.

단순한 명시적 시그널링 기법에서, 송신기는 제 1 홉을 위해, 또는 프리앰블에서 다음의 홉들을 위해 사용된 캐리어 주파수의 또는 채널의 전체 지정을 프리앰블에 포함할 수 있다. 이로부터, 수신 노드는 송신기 및 그 자체 사이에서의 즉각적인 주파수 불일치를 판단하고, 호핑 시퀀스를 결정할 수 있다.

채널 인덱스를 전부 시그널링하는 것은, 그러나, 주파수 에러가 임의대로 크지 않기 때문에, 낭비적일 수 있다. 수신 게이트웨이는 보통 몇몇 유닛들의 불확실성을 갖고 그것의 절대 주파수로부터 송신의 채널을 결정할 수 있다. 예를 들면, 최대 주파수 에러가 ±1.5배 변조 대역폭에 대응한다면, 수신기는 채널 인덱스를 결정하기 위해 단지 2비트들의 정보만을 필요로 한다. 프리앰블은 부분 정보, 예를 들면, 채널 인덱스의 2 개의 최소 유효 비트들을 포함하고, 더 많은 유효 비트들이 절대 캐리어 주파수에 기초하여 수신기에 의해 결정된다. 바람직하게는 적어도 제 1 호핑 주파수를 지정하는 채널 인덱스의 유효 부분이, 명시적으로, 또는 더 앞으로 도시될 바와 같이, 제 1 홉의 주파수의 선택에 의해 암시적으로 시그널링된다.

본 발명의 가능한 변형에서, 초기 채널에 대한 정보는 프리앰블에서 또는 메시지에서의 어디든 명시적으로 변조되지 않고, 그것은 제 1 홉의 주파수의 선택에 의해 암시적으로 시그널링된다. 호핑 시퀀스가 상대적인 간격들에 대하여 정의되면, 송신기는 제 1 홉의 주파수를 자유롭게 고를 수 있고, 이러한 선택에 의해, 호핑 시퀀스의 제 1 홉에 대해 선택된 채널을 암시적으로 시그널링한다. 예를 들면, 도 3의 서브-대역 계획을 참조하면, 1.5비트들의 정보가 제 1 홉에 대해 B0, B1, 또는 B2의 선택을 갖고 암시적으로 송신될 수 있다. 관례는 주파수 인덱스가 0 모듈로 3과 같다면 B0이 사용되고, 그것이 1과 같다면 B1이, 및 그것이 2와 같다면 B2가 사용된다는 것일 수 있다. 서브-대역이 애매성 없이 검출될 수 있으므로, 수신기는 호핑 시퀀스를 즉시 재구성할 수 있다.

도 5는 분리 서브-대역에서 분할되지 않은 주파수 계획을 예시한다. 이것은 서브-대역들 사이에서 가드 대역들을 피하고 스펙트럼 효율을 최대화한다. 주파수 스팬은 분리 서브-대역들의 그룹들을 생성하기 위해, A/B/C/D로 표시된, 상이한 세트들로 그룹핑된, 인접 서브-대역들로 나뉜다. 이를 위해, 동일한 그룹의 2 개의 서브-대역들(도면에서 A-A, B-B, C-C, 또는 D-D) 사이에서의 주파수 거리는 엔드-포인트들의 최대 송신 주파수 에러보다 높아야 한다.

분리 서브-대역들은 그 후 제 1 홉의 주파수의 암시적 시그널링의 사용을 허용할 수 있다. 그룹들은 네트워크 계획화를 위해 사용될 수 있고, 그에 의해 주어진 게이트웨이가 주어진 그룹을 할당받을 것이고, 그러므로 수신된 서브-대역은 애매하지 않을 것이다. 대안에서, 그룹들은 데이터 레이트라고 해서 트래픽을 분리하기 위해 사용될 수 있고; 다시, 제 1 홉의 서브-대역 인덱스는 데이터 레이트가 프레임의 헤더에서 시그널링됨에 따라 애매하지 않다.

암시적 시그널링의 사용과 관계없이, 대역을 서브-대역들의 그룹들로 나누는 것은 또한 가장 약한 사용자들을 보호하도록, 높은 전력을 갖고 수신된 사용자들 및 낮은 전력을 갖고 사용된 사용자들 사이에서 업링크 트래픽을 분리하기 위해 사용될 수 있다. 주파수 에러들 때문에, 서브-대역들의 에지들 상에서 몇몇 충돌들이 여전히 있을 것이지만, 전체 대역에 대해 정의된 호핑 시퀀스들이 갖는 것보다 적다.

충돌 예측 및 블랭킹

호핑 시퀀스가 알려져 있는 한, 시스템은 주파수 호핑에 기초하므로, 수신기들은 2 개의 메시지들이 충돌하는지 및 충돌하는 때를 예측할 가능성을 가진다. 프레임들의 프리앰블 및 동기화 부분은 사전에 예측될 수 있지만, 데이터는 짧은 지연 후 사후-프로세싱될 수 있다. 프레임들이 홉들 모두에 걸쳐 FEC 인코딩되고 인터리빙되므로, 수신기는 디-인터리빙 및 디코딩 전에 마지막 홉을 기다려야 하고, 이때 관심 프레임의 충돌 예측 및 블랭킹 프로세스가 완료된다. 그러므로, 블랭킹 프로세스는 디코딩 프로세스를 지연시키지 않는다.

바람직한 실시예에서, 예측은 시간 및 주파수의 함수로서 수신된 신호 레벨을 예측하는 간섭 맵의 구축을, 수신 게이트웨이에 포함한다. 시간 축 상에서, 맵 분해능, 또는 입도는 바람직하게는 심볼의 길이와 같거나 또는 그보다 양호하고 하나의 샘플과 같은 분해능을 가질 수 있다.

수신 게이트웨이는, 신호가 검출될 때, 그것의 호핑 시퀀스를 결정하고 검출 단계에서 측정된 신호 레벨(각각의 패킷당 하나의 전력 레벨)을 가진 패킷들의 예상 시간 및 주파수에 대응하는 간섭 맵의 빈들을 채운다.

단어("신호 레벨")는 이에 제한되지 않지만, 측정된 수신 신호 세기, 또는 dBmW로, dBμV/m으로, 또는 임의의 적절한 스케일 또는 단위로 측정된 RSSI를 포함한 세기 또는 전력의 임의의 적절한 표시자를 나타낸다.

동작은 다음과 같다:

1. 수신기는 각각의 검출된 프레임당 하나의 복조기를 인스턴스화한다. 복조기들은 각각의 수신된 비트에 대한 로그 우도비들(LLR) 및 가능하게는 RSSI, SNR 또는 기타와 같은 몇몇 품질 표시자를 생성한다.

2. 검출 및 복조기 인스턴스가 진행됨에 따라, 그것들은 관심 신호의 측정된 상대적 신호 세기(RSSI)를 부가함으로써 간섭 맵을 업데이트한다. 이러한 간섭 맵은 주어진 시간에 송신하고 있는 노드들 모두의 가능한 교차-간섭들을 도시하고 적어도 하나의 심볼 길이의 시간 입도 및 변조 대역폭보다 양호한 주파수 입도를 가져야 한다.

3. 일단 프레임이 복조의 끝에 도달하면, 및 디-인터리빙 및 디코딩 이전에, LLR은 간섭 맵에 기초하여 가중되고 가능하게는 블랭킹된다: 각각의 수신된 비트에 대해, 간섭-더하기-잡음 비(SINR)가 계산된다. 간섭 맵이 2 개의 노드들로부터 시간 및 주파수에서 동시 송신을 보여주는 경우에, LLR은 이들 시간 및 주파수 슬롯들에서의 신호가 잠재적으로 간섭에 의해 손상된다는 사실을 감안하기 위해, 보통 1과 0 사이에서, 정정 인자만큼 가중된다. 블랭킹은 0의 가중치를 할당하는 것과 마찬가지이다. 가중의 양 또는, 가능하게는 총 블랭킹은 신호 대 간섭-더하기-잡음 비들(SINR)에 기초하여 결정된다.

바람직하게는 수신기 게이트웨이는 간섭으로부터 자유로운 무선 신호의 호핑 시퀀스에서 복수의 패킷들의 신호 레벨을 측정하도록 배열되고, 소스의 신호 레벨이 수신 변화들 동안 변한다면, 간섭 맵에서 예측된 패킷들의 신호 레벨을 조정할 수 있다.

또 다른 바람직한 변형에서, 수신 게이트웨이는, 간섭 맵으로부터의 이들 예측과 수신된 신호를 비교함으로써, 다른 시스템들에서 온 간섭들을 또한 평가해야 한다.

공동 수신

하나의 센서 노드로부터 송신된 메시지는 하나 이상의 게이트웨이에 의해 수신될 수 있고 이 경우에, 여러 개의 수신기들은 그것의 디코딩 시 협력할 수 있다. 도 1을 참조하면, S1로부터 송신된 메시지는 G0 및 G1 양쪽 모두에 의해 수신된다. 각각의 프레임에 대해, 수신 게이트웨이들(G0, G1)은 필요한 정보를 서버(105)(별개의 위치에, 또는 게이트웨이들 중 하나와 동일한 곳에 있을 수 있다; 별개의 조각 또는 하드웨어, 또는 단지 소프트웨어 프로그램의 인스턴스)로 송신한다. 서버로 업로드된 정보(화살표 110)는 바람직하게는, 도착 시간 정보, 호핑 정보, 및 프레임을 식별하고 프로세싱하기 위해 사용될 다른 메타데이터와 함께 이전에 계산된 바와 같이 가중된 LLR을 포함한다. 바람직하게는, 수신기는 의도된 송신 주파수의 정확한 추정을 제공할 수 있다. 이것은 서버(105)에서 프레임들의 식별을 단순화한다. 암시적 시그널링이 이러한 목적을 위해 사용될 수 있다.

다수의 동기 워드들( 호핑 프리앰블 )

ALOHA 네트워크들은, 송신의, 또는 데이터의 프레임의 시작을 식별하기 위해, 종래에 "동기 워드"로 표시된, 데이터의 특별한 시퀀스를 사용할 수 있다. 동기 워드들은 프레임의 프리앰블 또는 물리 헤더에 위치될 수 있고 그것들의 구조는 검출 및 워드 정렬을 허용하기 위해 수신기에 의해 충분히 알려져 있다.

동기 워드들 및 물리 헤더는, 그것들이 오해를 받는다면, 뒤이은 데이터 모두의 수신이 손상되기 때문에 특히 중요하다. 도 6은 20% 이상의 지속 기간이 간섭에 의해 커버될 때 동기 워드가 손실된다는 가정하에, 증가하는 부하를 갖고 ALOHA 네트워크에서 시스템 자체-간섭에 대해 시뮬레이션된, 프리앰블의 동기 워드의 검출에서 예상된 에러율을 도시한다. 프리앰블은 보다 높은 레벨로 개입하는, FEC 및 인터리빙에 의해 보호되지 않고, 20% 부하에서 에러율은 약 28%이다. 비교를 위해, 도 7은, 약한 노드에 대한 현실적인 가정들인, 컨볼루션 FEC(133, 171, k=7) 및 80% 간섭이 디코딩 이전에 검출되고 블랭킹되고 20%는 아니라고 가정하면, 도 6의 동일한 네트워크에 대해 페이로드에 대한 예측된 에러율(PER)을 플로팅한다. 우리는 20% 부하에서 PER이 약 8%임을 안다.

실시예에서, 동기 워드, 및 가능하게는 또한 물리 헤더는 호핑 시퀀스를 따르는, 상이한 주파수들로 여러 개의 사본들에서 송신된다. 동기 워드의 각각의 반복은 호핑 인덱스에 대한 정보의 요소, 예를 들면 수신기가 호핑 시퀀스에 동조하도록 허용하는 카운터와 조합된다. 도 8은 이러한 다수의 헤더 송신의 가능한 구현을 도시한다. 플롯은 상이한 캐리어 주파수들을 가진, 시간 연속적인 여러 개의 홉들을 포함하고, 플롯에서 상이한 세로 좌표들에 나타난다. 비어 있는 또는 채워진 직사각형에 의해 표현된, 모든 개개의 홉은 협대역 변조 신호를 포함한다.

프리앰블 홉들(320)은, 각각이 적어도 하나의 호핑 인덱스와 조합되는, 복수의 동기 워드들을 포함하고, 이것은 이 실시예에서 각각의 홉의 처음에 및 종료 시 반복된다. 이것은 필수적인 것은 아니고, 인덱스는 단지 처음에, 또는 종료 시, 또는 중간에만 있을 수 있지만, 대부분이 간섭들이 짧은 시간 간격에 제한되므로, 이러한 부가적인 중복성은 강건성을 증가시킨다.

가능한 실현에서, 호핑 인덱스들은 카운트다운 감소 시퀀스에 배열된다: '0'으로 라벨링된 홉은 프리앰블 홉들의 마지막이다. 이러한 배열은 수신 게이트웨이가 얼마나 많은 홉들로 프리앰블이 이루어지는지, 동기 워드들의 수, 또는 그것들의 반복률을 알 필요가 없다는 점에서 유연하다. 수신기는 송신기의 주파수 에러를 고려하여 호핑 시퀀스와 동기화하고 동조하고, 동기 워드가 끝나고 데이터가 시작되는 위치를 알기 위해 단지 정확히 하나의 홉만을 수신할 필요가 있다. 예를 들면, 제 1 동기 워드(대시 기호로 된)가 전혀 전송되지 않을지라도, 수신기는 다음의 것들 중 임의의 것에서 여전히 동기화할 수 있다.

동기 워드들(320)의 수 및 반복률은 고정될 필요가 없고, 상황 요소들에 기초하여 송신기에 의해 동적으로 수정될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 송신기는 그것의 로컬 주파수 기준의 주파수 에러를 나타내는 동기화 상태에 기초하여 동기 워드 반복 횟수 및/또는 동기 워드 반복률을 적응시킨다.

또 다른 실시예에서, 반복된 동기 워드들의 수 및/또는 동기 워드 반복률은 송신기 성공률의 추정에 기초하여 송신기에 의해 적응된다. 송신기 성공률은 송신이 게이트웨이에 의해 또는 게이트웨이들에 의해 정확하게 수신되는 확률이다. 그것은 네트워크 부하, 및 게이트웨이에 의해 보여진 수신 신호 레벨에 의존한다. 성공률은 상기 언급된 바와 같이, 동기 워드들의 수에 또한 의존한다: 동기 워드들이 많을수록, 성공 확률은 높아진다. 동기 워드들의 수로부터의 의존성은 시스템 용량이 그 자체 트래픽에 의해 제한될 때 특히 높다.

송신기는 여러 개의 방식들로 성공률을 추정할 수 있다. 성공률을 추정하는 정확한 방법은 네트워크에 의해 수신확인되어야 하고 사실상 수신 확인된 송신된 프레임들의 부분에 기초한다. 수신 확인들을 요구하지 않는 덜 정확한 방법들은, 단지 신호 레벨에 대한 채널을 샘플링함으로써, 또는 다른 송신기들로부터 동기 워드들을 검출하려고 시도함으로써, 채널 상에서의 부하를 추정하는 것, 및 채널 부하로부터 성공률을 계산하는 것을 포함한다.

또 다른 실시예에서, 송신기는 네트워크상에서 수신된 명령에 기초하여 동기 워드 반복 횟수 및/또는 동기 워드 반복률을 적응시킨다. 네트워크 기반시설, 예를 들면 게이트웨이 또는 서버는 주어진 송신기에 대한 성공률을 추정할 수 있다. 이를 행하는 가능한 방식은, 각각의 송신에서 증가하는 프레임 카운터를 삽입하도록 요구하고, 따라서 성공률이 직접 모니터링될 수 있다. 네트워크는 또한, 시스템 부하, 송신기 수신 신호 레벨, 및 다른 송신기들 수신 신호 레벨들로부터, 그것이 몇 개의 프레임들을 송신할 때 주어진 송신기의 성공률을 통계적으로 추정할 수 있다. 네트워크는 그 후 동기 워드 반복 횟수/반복률들을 개별적으로 조정함으로써 성능 / 전력 소비 / 네트워크 부하의 트레이드-오프를 할 수 있다. 네트워크는 상이한 클래스들의 서비스를 정의하고 이들 클래스들에 상이한 정책들을 적용할 수 있다.

데이터 홉들(340)은 그것들을 구별하기 위해 플롯 상에서 넘버링되지만, 명시적인 인덱스를 포함할 필요는 없다. 이때 수신기는 그것들의 주파수들을 이미 결정하였고 그것들을 정상적으로 복조할 수 있다. 데이터가 FEC-인코딩되고 인터리빙되므로, 송신은 간섭들을 크게 면한다. 종래에, 호핑 시퀀스는 제 1 데이터 홉의 중심 시간(t_0) 및 중심 주파수(f_data0)에 관하여 정의된다. 그러나, 다른 선택들이 가능할 수 있다. 본 발명의 독특한 특징은 프레임에서 프리앰블 및 데이터 양쪽 모두가 각각 복수의 주파수 홉들에 걸쳐 스패닝한다는 것이다.

상기 논의된 바와 같이, 호핑 시퀀스는 비-중첩 채널들에서 중심에 있는 일련의 캐리어 주파수들을 수반한다(도 4). 가능한 실시예에서, 송신기 노드는 도 9에 예시된 바와 같이, 대역폭의 일 부분만큼 몇몇 프리앰블 홉들의 캐리어 주파수를 오프셋하도록 배열된다. 이러한 배열에서, 짝수 동기 워드들은 그것들의 대역폭의 1/2만큼 다운시프트된다. 일반적으로, 주파수 홉들은 대역폭의 정수 또는 반-정수 배, 또는 대역폭의 미리 결정된 부분의 배수인 주파수 오프셋들만큼 분리될 수 있다.

이러한 시프트는 주파수에서 충돌의 가능성을 증가시키는 것처럼 보이지만, 일반적으로 송신기에 의해 사용된 채널들의 중심 주파수들은 잘 정의되지 않기 때문에 그것은 사실상 유용하다. 변조 대역폭은 낮고, 약 100Hz이고, 임의의 동기 워드를 검출하기 위해, 수신기는 다수의 채널을 형성하거나, 또는 그것들의 대역폭을 증가시킬 필요가 있다.

도 9의 시프트 덕분에, 수신기는 보다 적은 채널들을 형성하거나 또는 그것들의 대역폭을 감소시킬 수 있고, 여전히 높은 가능성을 갖고 동기 워드들의 적어도 일 부분을 검출할 수 있다. 절반의 동기 워드들이 BW/2만큼 오프셋된다면, 수신기는 동기 워드들의 절반에서 BW/4보다 낮은 오프셋을 가질 것이라고 확신한다. 이러한 방식으로, 그것은 수신기에서 보다 낮은 복잡도를 위해 몇몇 강건성 또는 성능(동기 워드의 보다 높은 반복이 요구될 수 있다)을 트레이드 오프한다.

중요하게는, 정수 및 분수 스텝들의 시퀀스는 수신기가 호핑 주파수들의 공칭 시퀀스에 이들 결정적 분수 시프트들을 적용하고, 시프트 워드들의 시퀀스에서의 위치가 알려져 있는 한, 정확한 동조를 유지할 수 있도록 결정론적 규칙을 따른다. 이미 언급된 바와 같이, 도 9의 예에서, 짝수-인덱스 동기 워드들은 BW/2만큼 아래쪽으로 시프트된다. 다른 결정론적 규칙들이 동일한 효과를 위해 사용될 수 있다.

동기 워드들이 수신기에 의해 검출 가능하고 인식 가능하다는 것이 본 발명의 작업을 위해 충분하지만, 알려진 기술들은 유리한 속성들, 예를 들면 뚜렷한 자동 상관을 갖고 동기 워드들을 고르기 위해 사용될 수 있다. 이들 선택들 중에서, 본 발명은 미리 결정된 알려진 시퀀스에 따라, 프리앰블 홉들(320) 모두에서 동일한 동기 워드, 또는 각각의 홉에 대해 상이한 동기 워드들을 사용할 수 있다. 후자의 경우에, 수신기는 호핑 인덱스로부터 및/또는 동기 워드 자체로부터 홉의 위치를 결정할 수 있다.

프리앰블 홉들(320)은 동기 워드들 외에 부가적인 정보를 수신기로 송신할 수 있다. 예를 들면, 그것들은 데이터 부분에 대한 데이터 레이트를 지정하는 부가적인 정보 및/또는 복수의 가능한 호핑 시퀀스들 중에 호핑 시퀀스를 지정하는 표시를 포함할 수 있다. 정보의 이들 요소들은 임의의 적절한 방식으로 인코딩될 수 있다.

호핑 시퀀스들

이미 서술된 바와 같이, 송신기 노드들에서 주파수 에러들은 호핑 시퀀스를 정의하는 것을 어렵게 한다. 바람직하게는, 호핑 프리앰블에 대한, 및 가능하게는 데이터 부분의 처음에 호핑 시퀀스는 그것이 단지 인덱스 및 현재 주파수로부터 식별될 수 있도록 해야 한다. 또한, 송신된 주파수가 채널 대역폭의 수 배보다 높게 에러들을 보일 수 있으므로, 호핑 시퀀스 결정은 이러한 오프셋에 의해 영향을 받지 않아야 한다.

연속 세트의 잠재적인 주파수들을 가정할 때, 유리한 옵션은 호핑 시퀀스가 상대적인 간격들에 대하여 정의된다는 것이고, 송신기는 초기 주파수를 자유롭게 고를 수 있다. 이미 언급된 바와 같이, 이것은, 호핑 시퀀스에서, 주어진 홉의 주파수가 그것을 의도된 대역 한계들 내로 유지하기 위해, 모듈로 연산에 앞서 오프셋만큼 이전의 것으로부터 도출 가능하다는 것을 의미한다.

호핑 프리앰블에 관한 한, 모든 주파수들은 우리가 f_data0을 나타내는, 제 1 데이터 홉의 중심 주파수와 관련된다. 이러한 주파수는 f_min 및 f_max로 표시된, 대역의, 또는 서브-대역의 한계들 사이에 포함되어야 한다.

우리는 h_step으로서 최소 호핑 스텝을 정의한다. 설명 및 도면들을 단순화하기 위해, h_step은 변조 대역폭(BW)(예를 들면 6dB 컷오프에서 측정된)과 같다고 가정한다. 이것은 그러나 필요 요건이 아니다. 송신된 신호는 f_min - bw/2 - f_error_max 및 f_max + bw/2 + f_error_max 사이에 있을 것이다(6dB 컷-오프를 갖고).

우리는 송신기의 관점으로부터 호핑을 위해 이용 가능한 채널들의 수를 N으로 표시한다, N = floow(f_max-f_min)/(h_step+1).

수신기의 관점으로부터, 스캐닝되어야 하는 중심 주파수들의 총 세트는 f_min-f_error_max로부터 f_max+f_error_max로 스패닝하고, 여기에서 f_error_max는, 수정 발진기 에러의 결과인, 송신기에 대한 최대 주파수 에러를 나타낸다.

표기법을 단순화하기 위해, 우리는 f_data_0이 f_data_0 = f_idx_data_0*h_step+f_min이도록 하고, f_idx_data_0은 0과 N 사이의 정수이다. 이러한 방식으로, 우리는 간단히 주파수를 정수로 식별할 수 있다. 우리는 단지 주파수 차이들이 정수의 h_step이도록 요구한다. 이것은 일반적인 경우로 확대될 수 있다.

여러 개의 호핑 시퀀스들이 정의될 때, 우리는 hop_seq_idx, 호핑 시퀀스의 식별을 주의한다. 그 후, 우리는 주파수 대 인덱스 및 hop_seq_idx를 설명할 수 있다. 인덱스는 카운트 다운하는, 호핑 프리앰블 인덱스임을 기억하자:

1. index=0이면, f_idx_preamb(index) = mod(f_idx_data_0 + hop_delta(0,hop_seq_idx), N+1)

2. index>0이면, f_idx_preamb(index) = mod(f_idx_data_0 + hop_delta(0,hop_seq_idx), N+1)

시리즈 hop_delta는 특히 프리앰블 홉들에서, 반복된 충돌들을 최소화하도록 선택되어야 한다: 2 개의 송신기들이 호핑 프리앰블의 하나의 홉 상에서 충돌하게 되면, 그것들은 다른 홉들 상에서 가능한 한 적게 충돌해야 한다. 이상적으로, 그것들이 주어진 홉 상에서 충돌한다면, 그것들은 다른 것들 상에서 충돌하지 않아야 한다. 다음의 속성들은 다수의 충돌들이 제한됨을 보장하기 위해 중요하다:

1. ±1과 같은 홉 델타들은 회피되어야 한다. 대수적으로: 임의의 인덱스 및 임의의 hop_seq_idx에 대해, 불균등 abs(hop_delta(index,hop_seq_idx))>1이 유지되어야 한다. 이것은 주파수 에러 때문에 중심 주파수들이 잘 정의되지 않기 때문이고, 따라서 단지 1의 오프셋을 갖고, 충돌은, 도 10에 도시된 바와 같이, 2 개의 연속 홉들 상에서 발생할 수 있다. 정확한 규칙, BW ≠ h_step이면: abs(hop_delta(index,hop_seq_idx))* h_step > BW + abs(hop_offset).

2. hop_delta의 값들은 상이해야 하고, 그렇지 않다면 다수의 충돌들이 그것이 발생하자마자 분명히 발생한다. 이것은 도 12 상에서 예시된다.

3. 호핑 델타들 사이에서의 차이는, 주파수 에러들 때문에, 적어도 2이어야 한다. 이것은 2 및 3의 호핑 델타들을 갖고 도 11 상에서 도시된다.

4. 임의의 인덱스 및 임의의 hop_seq_idx에 대해, hop_delta(index,hop_seq_idx))는 연속 홉 델타들의 임의의 합과 상이해야 한다. 이것은 도 13 상에서 예시된다. 정확한 규칙은 연속 홉들의 합 더하기 또는 빼기 1일 것이지만, 규칙에 따라, 3개의 차이들이 어떻든 2의 배수이다.

첫 3개의 규칙들을 만족시키기 위해, hop_delta 시퀀스는 간단히 홀수들 또는 짝수들일 수 있다. 또한 4번째 규칙을 준수하기 위해, 동기 워드들의 최대 수는 호핑 프리앰블 내에서 4라고 가정하면, 4개의 상이한 시퀀스들, 이것들은 {2,4,8,10}, {14,16,20,22}, {-2,-4,-8,-10}, {-14,-16,-20,-22}일 수 있다.

시뮬레이션들은 상기 규칙들이, 송신기에서의 주파수 에러에도 불구하고, 프리앰블을 정확하게 검출하고 호핑 시퀀스를 재구성할 가능성을 상당히 개선한다는 것을 보여주었다.

상이한 호핑 시퀀스 옵션들

의사 랜덤 호핑 시퀀스들은 시스템 자체-간섭에 대한 보다 양호한 저항을 제공하여, 충돌들에 대한 보다 많은 다이버시티를 가져온다. 바람직하게는, 의사 랜덤 호핑 시퀀스들은 하나의 홉으로부터 또 다른 것으로 여전히 전단사(bijective)이다: 각각의 홉의 주파수는 이전의 것의 주파수로부터 결정론적으로 도출 가능하다. 이러한 특징을 획득하기 위한 가능하지만, 고유하지 않은 방식은 순열들의 결정론적 시퀀스에 따라 홉들의 주파수들을 배열하는 것이다.

상기 전단사 대응 덕분에, 수신기는 단지 단독으로 호핑 주파수들의 시퀀스를 재구성하기 위해 하나의 홉을 검출할 필요가 있다.

일반적인 의사 랜덤 시퀀스들이 가진 이슈는 그것들이 채널의 정확한 지식을 요구한다는 것이다. 이러한 이슈를 완화하기 위한 2 개의 옵션들이 존재한다:

송신기는 TCXO와 같은, 안정된 주파수 기준을 갖고, 다운링크 프레임 또는 비콘으로부터 그것의 주파수를 동기화한다. 이 경우에, 정확도는 변조 대역폭의 1/2 또는 심지어 1/4보다 양호할 수 있다. 그 후 채널들을 정의하는 것이 가능하고, 호핑 시퀀스들은 최신 기술에 따라 정의된다.

송신기는 덜 안정된 주파수를 갖지만, 다운링크 프레임 또는 비콘으로부터 그것의 주파수를 동기화한다. 상기 경우에, 에러는 1PPM에 이를 수 있고, 이것은 868MHz 또는 915MHz ISM 대역에서 1kHz 미만이게 한다. 그 후 사이드 정보로서, 호핑 프리앰블 내에서 여기에서 설명된 바와 같이 또는 상이한 방식을 사용하여, 송신기는 그것이 그것의 송신을 목표로 하는 주파수를 시그널링할 수 있다. 이러한 방식으로, 수신기는 송신기의 주파수 에러를 알고 호핑 시퀀스를 도출할 수 있다. 제한된 주파수 에러 덕분에, 단지 2 또는 3비트들만이 사이드 정보로서 충분하다: 에러는 +/-1.5 채널들보다 낮고, 중요한 것은 그 후 mod(f_idx_preamb,4)이다. hop_offset은 이 경우에 최대 주파수 에러가 요구된 사이드 정보를 제한하기 위해 +/-1.5 채널들, 또는 다른 값들로 제한되도록 조정될 수 있다.

바람직하게는 호핑 시퀀스는, 채널 대역폭보다 수 배 더 클 수 있는 주파수 에러에도 불구하고, 가능하게는 부가적인 사이드 정보를 갖고, 그것의 제 1 홉의 또는, 동등하게, 검출 프리앰블에서의 결정된 위치에서 하나의 홉의 채널 인덱스 또는 공칭 캐리어 주파수로부터 분명하게 도출 가능하다.

이러한 문제를 처리하기 위해, 본 발명은 모듈로 연산에 앞서 상대적인 시프트들에 대하여 정의되는 호핑 시퀀스들에 의존한다. 주파수가 대역의, 또는 서브-대역의 경계에 가까운 몇몇 홉들에 대해, 수신 게이트웨이는 송신기가 그것들이 대역 한계들 외에 있다고 판단하였는지, 및 모듈로 연산이 적용되었는지 여부를 알 수 없을 것이다. 다시 말해서, 채널 인덱스(k) 및 채널 인덱스(k+N) 사이에 애매성이 있다. 도 14는 이 경우를 예시한다. 2 개의 플롯들은, 송신 노드에 의해 송신되고 게이트웨이에 의해 수신된 것과, 동일한 호핑 시퀀스를 나타낸다. 주파수 축은 종래에, 정확한 것으로 고려된, 게이트웨이의 시간 베이스와 관련되고, 수신된 홉들은 송신된 것들과 수평으로 동조된다.

사실상, 송신기 노드는, 에러(f_err)에 의해 영향을 받는, 그 자체 주파수 기준에 기초하여 주파수를 합성할 것이고, 이러한 알려지지 않은 양에 의존하여, 홉(232)에 모듈로 연산을 적용하는데 실패할 수 있거나, 또는 에러가 부호가 역전된다면, 그것을 홉(231)에 적용한다. 그러므로, 증분으로 인해 송신기에 의해 서브-대역 한계들의 밖에 있는 것으로 판단되는 주파수가 야기되었는지에 따라, 몇몇 호핑 주파수들은 2 개의 별개의 주파수들에서 합성될 수 있다는 점에서 애매성이 있다.

이러한 애매성에 대처하기 위해, 수신기는 경계에 가깝게 있는 것으로 예상되는 홉들에 대한 제 2 청취 채널을 개방할 수 있다. 예를 들면, 규정된 오프셋이 홉(234)에 적용될 때, 수신 게이트웨이는 다음 홉(237)이 f_min을 지나 있을 것임을 발견하고, 그 후 모듈로 연산을 적용하고 236으로 표시된 위치에서 다음 홉을 청취해야 한다. 그럼에도 불구하고, 게이트웨이는 래핑되지 않은 위치(237)에서 제 2 수신기를 개방한다. 이러한 방식으로, 수신기들 중 어느 하나가 정확하게 동조될 것이다. 대안적인 실시예에서, 송신기는 f_err_max보다 경계에 가까운 231 및 232와 같은 홉들을 송신하는 것을 생략할 수 있다.

실시예에서, 호핑 시퀀스들은 각각의 홉 상에서 순열에 의해 생성된다. 각각의 호핑 주파수는 순열 동작에 의해 호핑 시퀀스에서 이전 주파수(통상적으로 직전의 것)에 의해 도출 가능하다. 이러한 방식으로, 시작 주파수마다 하나의 순열이 있다. 홉마다 상이한 순열이 있어야 하고, 그렇지 않다면 단지 하나의 시퀀스만이 생성될 것이다.

바람직하게는, 센서 노드는 시작 주파수(우리는 또한 제 1 데이터 홉 주파수, 또는 기준 주파수로 부른다)를 통해 호핑 시퀀스를 암시적으로 시그널링한다. 시퀀스는, 또한 반복적으로 설명된, 다음과 같다:

index=0이면, f_idx_data(index) = f_idx_data_0

index>0이면, f_idx_data(index, hop_seq_idx)= hopping_perm[hop_seq_idx]( f_idx_data(index-1))

hopping_perm[hop_seq_idx]이 (0,N-1)의 순열인 경우, 바람직하게는 사이클은 더 적다.

성능 이득은 가격에 달려 있다: 수신기는 시퀀스를 도출하기 위해, 제 1 홉의 정확한 의도된 주파수를 알아야 한다. 이미 설명된 바와 같이, 이것은 송신기 자체 주파수 기준에 기초하여 합성된 바와 같이, 송신기에서 안정된 주파수 기준에 의해, 또는 임의의 홉, 바람직하게는 제 1의 것의 절대 주파수의 암시적 또는 명시적 시그널링에 의해 획득될 수 있다.

절대 주파수의 값은, 송신 시 사용된 제 1 서브-대역의 선택을 통해, 서브-대역의 결정이 결코 애매하지 않고, 이동 노드들에서 주파수 기준들이 드리프트할 수 있는 한계들을 제공하므로, 또는 임의의 다른 적절한 방식으로, 암시적으로 시그널링될 수 있다.

서브 대역 경우를 위한 호핑 시퀀스들

이용 가능한 주파수가 서브-대역들로 분할되면, 송신된 호핑 시퀀스는 채널들의 시퀀스에 대해 계층적으로 겹쳐진 서브-대역들의 시퀀스에 의해 지정될 수 있다. 각각의 홉은 각각의 시퀀스들에 의해 지시된 바와 같이 상이한 서브-대역에서 및 상이한 채널에서 송신된다.

표기법들을 단순화하기 위해, 우리는 모든 서브-대역이 N+1과 같은 동일한 수의 채널들을 갖는다고 가정한다. 이러한 방식으로 우리는 서브 대역 내에서 사용된 주파수를 언급하기 위해 단일 대역 경우 표기법들을 유지한다.

서브 대역 인덱스는 sb_idx_data로 표기되고, 그것은 홉 번호(index), 및 호핑 시퀀스 번호(hop_seq_idx)에 의존한다. 주어진 호핑 시퀀스 번호에 대해, 호핑 시퀀스는 단지 sb_idx_data_0 및 f_idx_data_0, 즉 제 1 홉의 주파수에 의존한다.

호핑 시퀀스는 그 후 세트들(sb_idx_data (index, hop_seq_idx, sb_idx_data_0, f_idx_data_0) 및 f_idx_data (index, hop_seq_idx,sb_idx_data_0, f_idx_data_0))로서 정의된다.

분리 서브-대역들로서 이용 가능한 주파수들의 조직은 호핑 시퀀스들에 독립적인 이점들을 제공한다: 다중경로에 대한 보다 양호한 다이버시티, 보다 양호한 간섭 완화, 보다 양호한 공존 및 그 결과 규제들에 대한 보다 양호한 지지.

서브 대역들이 분리적이면, 하나의 이점은 제 1 홉의 서브-대역이, 센서 노드로부터 주파수 오프셋이 있을 때에도, 애매성 없이 수신기에 알려진다는 것이다. 우리는 f_idx_data_0의 LSB들처럼 사이드 정보 및 호핑 시퀀스 양쪽 모두를 시그널링하기 위해 sb_idx_data_0을 사용할 수 있다. 예를 들면, 40개의 서브-대역들이 있을 때, 2비트들은 f_idx_data_0의 LSB들을 시그널링할 수 있고, 그 후 10개의 호핑 시퀀스들이 sb_idx_data_0으로부터 시그널링될 수 있다. 물론, 보다 많은 호핑 시퀀스들이 여전히 f_idx_data_0를 통해 암시적으로 시그널링될 수 있다. 우리는 또한 단지 sb_idx_data_0로부터 호핑 시퀀스들을 시그널링할 수 있고 주파수 에러를 알려지지 않은 채로 두지만, 그 후 수신기는 도 14에서처럼 대역 에지들에서 중복된 수신 윈도우들(주파수가 중복된)을 개방해야 할 것이다.

동기화되지 않은 노드들에 대해, f_idx_data를 위한 공간은 송신들이 항상 허가된 대역에서 발생함을 보장하기 위해 감소된다. LSB들을 시그널링하는 것은 단지 보다 양호한 호핑 시퀀스들을 제공하는데 도움을 준다.

시뮬레이션들은, 주파수 동기화가 불완전할 때, 단일 대역에 비교하여 서브 대역들을 사용하는 특정한 이점을 보여주었다. 단일 호핑 세트가 사용된다고 가정하면(호핑 시퀀스는 단지 제 1 홉에 의해서만 결정된다), 간섭 완화는 서브 대역 경우를 갖고 약간 더 양호하다. 그러나, 여러 개의 세트들이 사용될 때, 이점은 모든 시스템들이 간섭 완화를 위한 최적인 완전한 랜덤 시퀀스들에 매우 가까울 때 줄어든다.

완전한 주파수 동기화를 가진 서브 대역 경우를 위한 호핑 시퀀스들

이 경우는 모든 센서 노드들이 변조 대역폭의 ¼보다 양호한 주파수 동기화를 갖고, 따라서 의도된 주파수에서 애매성이 없음을 가정한다.

여기에서, 결합{f_idx_data_0, sb_idx_data_0}에 의해 정의된, 제 1 홉 주파수는, 잠재적으로 다른 인덱싱을 갖고, 여전히 호핑 시퀀스를 인덱싱하기 위해 사용된다. 그것들은 애매성 없이 알려진다.

그것은 f_idx_data_0, sb_idx_data_0, hop_seq_idx에 의존하는 의사 랜덤 시퀀스들을 생성하기 위한 최신 기술의 부분이다. 서브 대역 인덱스를 위해 하나, 및 주파수 인덱스를 위해 하나가 있어야 한다. 이것의 일 예는 의사 랜덤 이진 시퀀스 발생기들을 사용하고, 그것의 상태 크기는 f_idx_data_0, sb_idx_data_0, index, hop_seq_idx를 나타내기 위해 요구된 비트들의 총 수보다 높거나 또는 같다.

믹싱된 주파수 동기화 능력들을 가진 서브 대역 경우를 위한 호핑 시퀀스들

이 경우는, 모든 센서 노드들이 양호한 시간/주파수 기준들을 갖추지는 않을 것이므로, 보다 현실적이다. 이전 동기화와 마찬가지로, 센서 노드들은, 비콘/동기화 프레임들이 LPWAN에서 매우 빈번하지 않기 때문에, 중요한 주파수 드리프트들을 보일 수 있다.

그 후, 우리는 공존하는 2 개의 모집단들을 얻을 필요가 있다. 보다 높은 호핑 공간을 보다 양호하게 동기화된 노드들에 제공하는 것이 바람직하다. 물론, 모든 노드들을 위한 공간을 감소시키는 것이 또한 가능하고, 따라서 그것들은 동일하게 얻는다.

도 15는 본 발명의 프레임에서 가능한 배열을 예시한다. 대략 동기화된 노드들을 위한 제 1 홉 주파수는 제한되고 f_err_max보다 대역 한계들에 근접하게 있는 것이 허용되지 않는다. 송신 노드는 제 1 사용된 서브 대역을 통해 정확한 주파수를 여전히 시그널링한다. 대략 동기화된 노드들은 단지 N-P 중간 채널들(홉들 240)을 사용할 수 있지만, 잘 동기화된 노드들은 N개의 이용 가능한 채널들(홉들 245) 중 임의의 것을 사용할 수 있다. 각각의 홉에 대해, 서브-대역 인덱스는 변하지만, 이것은 표준 의사 랜덤 호핑 시퀀스를 사용한다는 것을 주의하자.

호핑 세트가 사용되는 시그널링은 다시 제 1 주파수 인덱스로부터 온다. 중심에 있는 몇몇 주파수들은 완전 스팬 호핑 시퀀스들을 시그널링할 수 있다. 주파수들의 세트는, 도 16에 도시된 바와 같이, 2 개의 분리 그룹들로 나뉘어야 한다. 제 1 그룹은 대략 동기 노드의 제 1 홉이 허용된 경계들 내에 있음을 보장하기 위해, 단지 중심에서의 주파수들만을 갖고, 제 2 그룹은 나머지이다. 그룹들의 상대적인 크기들은 대략 동기화된 노드들의 비율에 의존해야 한다.

50: 다운링크 통신 80: 업링크 통신

Claims (13)

1. 복수의 채널들로 분할된 주파수 대역에서 복수의 무선 송신 디바이스들을 포함한 무선 통신 네트워크에 있어서,
   상기 송신 디바이스들은 각각 로컬 주파수 기준을 갖고, 캐리어를 변조하고 호핑 시퀀스에 따라 상기 주파수 대역 내의 여러 호핑 주파수들 중에서 상기 캐리어의 주파수를 스위칭함으로써 상기 변조된 신호들을 확산 스펙트럼 무선 신호로 처리하도록 배열되고,
   상기 송신기들은 결정된 일련의 증분들에 따라 초기 호핑 주파수의 채널을 반복적으로 증가시키고, 그에 의해 채널들의 시퀀스를 획득함으로써 상기 호핑 시퀀스를 결정하고, 상기 시퀀스 내의 각각의 채널은 상기 호핑 시퀀스의 요소를 정의하고, 상기 무선 신호를 무선 인터페이스를 통해 송신하도록 배열되는, 무선 통신 네트워크.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 채널들은 중첩되지 않는, 무선 통신 네트워크.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 호핑 시퀀스의 결정에서, 상기 송신기는 미리 결정된 한계들 내로 상기 호핑 주파수들을 유지하기 위해, 각각의 증분 후 모듈로 연산(modulo operation)을 적용하는, 무선 통신 네트워크.
4. 제 1 항에 있어서,
   적어도 하나의 수신 게이트웨이를 포함하고, 상기 수신 게이트웨이는 초기 수신 주파수에서 송신 디바이스로부터 송신된 신호를 검출하고; 상기 결정된 일련의 증분들에 따라 초기 수신 주파수를 반복적으로 증가시킴으로써 상기 호핑 주파수들을 예측하고; 상기 예측한 호핑 주파수들에서 상기 신호를 수신하도록 배열되는, 무선 통신 네트워크.
5. 제 4 항에 있어서,
   제 2 항에 따를 때, 상기 수신 게이트웨이는, 상기 미리 결정된 한계에 근접하게 있을 것으로 예상되는 호핑 주파수가 상기 증분으로 인해 상기 송신기에 의해 상기 미리 결정된 한계들의 밖에 있는 것으로 판단되는 주파수가 야기되었는지에 따라 2 개의 별개의 값들 중 어느 하나에 있을 때를 결정하고, 주파수의 별개의 값들 모두에서 청취하도록 배열되는, 무선 통신 네트워크.
6. 제 3 항에 있어서,
   제 2 항에 따를 때, 상기 송신기 디바이스는 호핑 주파수가 결정된 임계치보다 상기 미리 결정된 한계들에 더 근접하게 있는 홉의 송신을 생략하도록 배열되는, 무선 통신 네트워크.
7. 제 1 항에 있어서,
   상기 주파수 대역은 서브-대역들로 분할되고; 상기 송신 디바이스에서 상기 호핑 시퀀스의 생성은 서브-대역들의 시퀀스의 결정을 포함하고, 각각의 홉은 상기 채널들의 시퀀스에 의해 정의된 상기 채널에서 상기 서브-대역들의 시퀀스에 의해 정의된 서브-대역에서 송신되는, 무선 통신 네트워크.
8. 제 1 항에 있어서,
   상기 송신 디바이스는 복수의 가능한 시퀀스들 중에서 호핑 시퀀스를 선택하도록 배열되는, 무선 통신 네트워크.
9. 제 8 항에 있어서,
   상기 호핑 시퀀스의 선택은 상기 송신 디바이스의 주파수 기준의 동기화 상태에 기초하는, 무선 통신 네트워크.
10. 제 8 항에 있어서,
    상기 선택된 호핑 시퀀스는 제 1 사용된 주파수의 선택을 통해 시그널링되는, 무선 통신 네트워크.
11. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신 디바이스는 상기 송신 디바이스의 자체 주파수 기준에 기초하여 합성되는 하나의 호핑 주파수의 값을 시그널링하도록 배열되는, 무선 통신 네트워크.
12. 제 11 항에 있어서,
    상기 값은 상기 제 1 서브-대역의 선택을 통해 암시적으로 시그널링되는, 무선 통신 네트워크.
13. 제 11 항에 있어서,
    상기 값은 상기 시퀀스 내의 상기 제 1 홉 또는 임의의 홉을 위해 사용된 채널 또는 주파수를 지정한 변조된 데이터를 상기 프리앰블에 포함시킴으로써 명시적으로 시그널링되는, 무선 통신 네트워크.
    
    
    

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