KR20190121829A - 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1)에 관한 것으로, 상기 전류 경로(6)는 소스 단부 및 부하 단부에 인덕터들(3, 5)을 포함한다. 스위칭 디바이스(1)는 적어도 2 개의 직렬-연결된 스위칭 모듈들(10)을 포함하고, 스위칭 모듈들(10) 각각은 적어도 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)를 포함하며, 이러한 적어도 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)에는 저항기(14) 및 커패시터(15)로 구성된 직렬 회로가 병렬로 연결된다.

Description

전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스
본 발명은 DC 공급 시스템(system)에서 전류 경로를 분리(disconnecting)하기 위한 스위칭 디바이스(switching device)에 관한 것으로, 상기 전류 경로는 소스(source) 단부 및 부하 단부에 인덕턴스(inductance)들을 포함한다.
DC 공급 시스템에서 전류 경로를 분리하기 위해 제공되는 스위칭 디바이스 ―상기 전류 경로는 소스 단부 및 부하 단부에 인덕턴스들을 포함함― 는, DC 공급 시스템으로부터의 에너지(energy)의 제거 또는 복원(recovery)을 수용할 수 있어야 한다.
"ABB 스위치(switch)들"의 경우에서와 같이 기계 스위치들이 사용되면, 결과적인 아크(arc) 생성 위험이 있는데, 그 이유는 전류 경로의 분리가 전류의 제로-크로싱(zero-crossing)과 일치할 것임이 보장될 수 없기 때문이다. 그러므로, 이러한 유형의 기계 스위칭 엘리먼트(element)는 복잡한 회로에 의해, 예컨대, 전압 서지(surge) 제한기들로서 복수의 반도체 스위칭 엘리먼트들 및 배리스터(varistor)들의 제공에 의해 보호되어야 한다. 이를 위해, 예컨대, 메인 전류 브랜치(main current branch)에 배열된 고속 기계 스위치는, 전도 상태에서 저전압 강하를 겪는 반도체 스위칭 엘리먼트와 상호연결될 수 있다. 부하 경로의 중단(interruption) 시에 이 반도체 스위칭 엘리먼트의 기능은, 분리 시의 전압 강하를 발생시켜서 이에 따라 전류가 이 어레인지먼트(arrangement)와 병렬로 연결되는 메인 스위치로 라우팅될(routed) 수 있게 하는 것이다. 이 메인 스위치는 복수의 반도체 스위칭 엘리먼트들의 직렬-연결 어레인지먼트로 구성되며, 이러한 복수의 반도체 스위칭 엘리먼트들의 전압 서지 보호를 위해 각각의 경우 배리스터가 병렬-연결된다. 이제, 본질적으로 병렬 경로를 통해 전류가 흐르면, 아크를 발생시키지 않고 고속 기계 스위치가 분리될 수 있다. 이 스위칭 디바이스의 단점은, 요구되는 복수의 반도체 스위칭 엘리먼트들 및 배리스터들과 연관된, 이 스위칭 디바이스의 복잡성이며, 여기서, 이러한 배리스터들은 극도로 비싸고 성가시다.
또한, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들, 예컨대 IGBT들로 배타적으로 구성되는 스위칭 디바이스들이 알려져 있다. 이러한 유형의 변형들에서, 예컨대, 2 개의 반도체 스위칭 엘리먼트들은 역-직렬(anti-series) 어레인지먼트로 부하 경로에 연결될 수 있다. 그러나, 추가 조치(measure)들의 부재 시, 이 스위칭 디바이스는 어떤 큰 인덕턴스들도 특징으로 하지 않는 DC 공급 시스템들에서만 사용될 수 있다. 게다가, 전압-제한 구성요소들, 이를테면, 예컨대 배리스터들 등이 요구되지만, 비용의 이유로, 이러한 전압-제한 구성요소들의 사용은 선호되지 않는다.
게다가, 분리 시에 역방향 전류(reverse current)의 부과에 의해 인공 전류 제로-크로싱을 발생시키는 "마르크바르트(Marquardt) 스위치"와 같은 "하이브리드(hybrid) 스위치들"이 알려져 있다. 정상 듀티(duty)에서, 전류 경로에 반도체 스위칭 엘리먼트가 존재하지 않는다는 것을 고려하면, 이러한 유형의 하이브리드 스위치에서의 손실들은 매우 낮은 레벨(level)로 제한될 수 있다. 스위칭 속도는 하이브리드 스위치에 제공되는 기계 스위칭 엘리먼트에 따라 좌우된다.
위에서-언급된 유형들의 스위칭 디바이스들과 연관된 하나의 문제는 시스템 인덕턴스들로부터 제거될 에너지이다. 빠른 분리 시에, 고전압들이 발생되며, 이러한 고전압들은 스위칭 디바이스의 구성요소들에 대한 손상을 방지하기 위하여 보호성 회로에 의하여 제거되어야 한다. 위에서-언급된 변형들 중 아무것도 기술 기능성 및 비용-효과성과 관련하여 만족스러운 방식으로 이 문제를 해결하지 않는다.
본 발명의 목적은, DC 공급 시스템에서 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스의 개시이며, 상기 전류 경로는 소스 단부 및 부하 단부에 인덕턴스들을 포함하며, 이 스위칭 디바이스는 구조적으로 그리고/또는 기능적으로 개선된다. 특히, 스위칭 디바이스의 제공이 더 낮은 비용들과 연관되어야 한다는 것이 의도된다.
이 목적은, 특허 청구항 제1 항의 특성들에 따른 스위칭 디바이스에 의해 성취된다. 유리한 구성들은 종속 청구항들로부터 비롯된다.
DC 공급 시스템에서 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스가 제안되고, 상기 전류 경로는 소스 단부 및 부하 단부에 인덕턴스들을 포함하며, 이 스위칭 디바이스는 적어도 2 개의 직렬-연결된 스위칭 모듈(module)들을 포함한다. 스위칭 모듈들 각각은 적어도 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트를 포함하며, 이러한 적어도 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트에는 저항기 및 커패시터(capacitor)로 구성된 직렬 회로가 병렬로 연결된다.
이러한 유형의 스위칭 디바이스는 "소프트(soft)" 스위칭 프로세스(process)를 허용하고, 여기서, 전류 경로에서의 전류 플럭스(flux)는 급격히 감소되지는 않지만, 램프식(ramped) 특성으로 줄어든다. 적어도 2 개의 스위칭 모듈들 중 적어도 하나에 의하여, 전류 경로에 역-전압(counter-voltage)이 구성된다. 이는, 스위칭-모드 도메인(switched-mode domain)에서 스위칭 모듈들의 개개의 반도체 스위칭 엘리먼트의 동작에 의해 가능해진다. 이에 따라서, 스위치-오프(switch-off) 경우에서의 높은 전력 손실은 개개의 스위칭 모듈들의 반도체 스위칭 엘리먼트에 구현되는 것이 아니라, 주로 개개의 스위칭 모듈들의 저항기에 구현된다. 따라서, 비싸고 무거우며 성가신 배리스터들과 같은 전압-제한 구성요소들이 스위칭 디바이스로부터 생략될 수 있다. 따라서, 개개의 스위칭 모듈들에서의 반도체 스위칭 엘리먼트는 브레이크 초퍼(brake chopper)의 기능을 담당한다. 동시에, 관련 스위칭 모듈들의 반도체 스위칭 엘리먼트의 스위칭-모드 동작의 이유로, 스위칭 모듈들의 개개의 커패시터는, 이러한 개개의 커패시터가 소스 단부 및 부하 단부에서의 인덕턴스들에 저장된 에너지의 전체량을 수용할 것을 요구받는 것이 아니라 이 전체량의 단지 작은 비율(proportion)만을 수용할 것을 요구받기 때문에, 더 낮은 정격(rating)으로 치수화될 수 있다. 이에 따라서, 제거될 총 에너지는 관련 스위칭 모듈들의 반도체 스위칭 엘리먼트에 의해 제한되지 않는다. 소스 단부 및 부하 단부에서의 더 큰 인덕턴스들의 경우에, 스위치-오프 프로세스는 간단히 연장된다.
스위칭 디바이스의 유리한 적용(application)은 특히 선박들에서, 특히 선박들의 중간-전압 DC 시스템들에서 가능하다. 고속의 안전한 DC 스위치는, 예컨대 플러딩(flooding) 또는 다른 스위치-오프 시나리오(scenario)들의 경우에 DC 구역들의 신뢰성 있는 분리를 허용한다. 일반적으로, 이는 또한, 상이한 구역들이 안전하게 그리고 빨리 분리가능한 상태로 유지되어야 하는, 다른 별개의 네트워크(network)들의 동작에 적용된다.
제1 변형에 따른 적절한 구성에서, 저항기 및 커패시터의 직렬-연결 어레인지먼트와 적어도 하나의 제어가능 스위칭 엘리먼트의 병렬-연결 어레인지먼트가, 개개의 스위칭 모듈의 제1 스위칭 모듈 단자와 제2 스위칭 모듈 단자 사이에 상호연결되는 것이 제공된다. 그런 다음, 하나의 스위칭 모듈의 제1 스위칭 모듈 단자가 선행 스위칭 모듈의 제2 스위칭 모듈 단자와 상호연결되도록, 복수의 직렬-상호연결된 스위칭 모듈들이 상호연결될 수 있다. 제1 스위칭 모듈의 제1 스위칭 모듈 단자는 소스-단부 인덕턴스를 통해 DC 전압원과 상호연결되고, 복수의 스위칭 모듈들 중 최종 스위칭 모듈의 제2 스위칭 모듈 단자는 부하-단부 인덕턴스를 통해 부하와 상호연결된다. 적어도 하나의 제어가능 반도체 엘리먼트, 저항기 및 커패시터가 제공되는 이러한 유형의 스위칭 모듈은, 최소 개수의 구성요소들로 구성된다.
제2 변형에 따른 추가적인 적절한 구성에서, 저항기 및 커패시터의 직렬-연결 어레인지먼트와 정확하게 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트의 병렬-연결 어레인지먼트("기본 모듈")가, 개개의 스위칭 모듈의 정류기 브리지(bridge)의 제1 정류기 단자와 제2 정류기 단자 사이에 상호연결되는 것이 제공된다. 제1 정류기 단자는 2 개의 정류기 구성요소들의 캐소드(cathode) 단자들이 서로 상호연결되는, 정류기 브리지의 제1 노드(node) 지점이다. 제2 정류기 단자는 2 개의 추가 정류기 구성요소들의 애노드(anode) 단자들이 서로 상호연결되는, 정류기 브리지의 제2 노드 지점이다. 단방향 기본 모듈, 즉 단일 반도체 스위칭 엘리먼트만을 포함하는 스위칭 모듈이 정류기 브리지에 제공되면, 이 스위칭 모듈은 전류 방향들 둘 모두에 사용될 수 있다. 가장 간단한 경우 다이오드(diode) 브리지인 정류기 브리지에 의하여 전류 역전(reversal)이 달성된다.
이 구성에 따르면, 임의의 개수의 스위칭 모듈들이 직렬로 연결될 수 있다. 스위칭 모듈의 제3 정류기 단자가 선행 스위칭 모듈의 제4 정류기 단자와 상호연결되도록, 직렬 연결이 실행된다. 제3 정류기 단자는 정류기 구성요소의 캐소드 단자 및 다른 정류기 구성요소의 애노드 단자가 서로 상호연결되는, 정류기 브리지의 제3 노드 지점이다. 대응하는 방식으로, 제4 정류기 단자는 정류기 구성요소의 캐소드 단자 및 다른 정류기 구성요소의 캐소드 단자가 서로 상호연결되는, 정류기 브리지의 제4 노드 지점이다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스의 동작에서, 소스-단부 및 부하-단부 인덕턴스들에 저장된 에너지의 제거(clearance)까지, 주어진 시점에, 적어도 하나의 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 차단 상태로 스위칭되는(switched) 것이 제공된다. 따라서, 예컨대 부하-단부 단락에 대한 응답으로 분리 동작의 경우에, 단락 전류가 스위칭 디바이스를 통해 계속 구성될 수 있는 것이 방지될 수 있다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스의 동작에서, 인덕턴스들에 저장된 에너지의 제거까지, 주어진 시점에, 제1 부분 개수(partial number)의 스위칭 모듈들의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 차단 상태로 스위칭되고, 제2 부분 개수의 스위칭 모듈들의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 전도 상태로 스위칭되는 것이 제공된다. 전도 상태 및 차단 상태로 스위칭되는 스위칭 모듈들의 총 개수는 상위 제어 디바이스에 의해 조정될 수 있거나, 또는 개개의 스위칭 모듈들에 세팅되는(set) 전압 레벨(level)들을 참조하여 결정될 수 있다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스의 동작에서, 인덕턴스들에 저장된 에너지의 제거까지, 스위칭 모듈 또는 스위칭 모듈들의 커패시터(들) 양단에서 전압이 미리 정의된 상한 임계 값에 도달하는 해당 스위칭 모듈 또는 스위칭 모듈들의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 전도 상태로 스위칭되는 것이 제공된다. 스위칭 디바이스가 차단 상태로 스위칭됨에 따라, 주어진 시점에, 적어도 하나의 스위칭 모듈이 차단 상태로 스위칭된다. 다시 말해서, 관련 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 차단 상태로 스위칭된다. 이에 따라서, 이 스위칭 모듈에서의 전류는 RC 엘리먼트의 병렬 경로를 통해서만 계속 흐를 수 있다. 그 결과, 전압이 미리 정의된 상한 임계 값에 도달할 때까지, RC 엘리먼트의 커패시터는 충전되기만 할 것이다. 그 후, 이 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트는 전도 상태로 다시 스위칭(switch)하고, 따라서 커패시터는 직렬-연결된 저항기를 통해 방전될 수 있다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스의 동작에서, 인덕턴스들에 저장된 에너지의 제거까지, 스위칭 모듈 또는 스위칭 모듈들의 커패시터(들) 양단에서 전압이 미리 정의된 하한 임계 값에 도달하는 해당 스위칭 모듈 또는 스위칭 모듈들의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 차단 상태로 스위칭되는 것이 제공된다. 하한 임계 값에 도달한 직후에, 관련 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트는 전도 상태로 다시 스위칭한다. 단락에 대한 응답으로 부하 분리의 경우에, 이 방법에 의해, 단락 연결이 단시간 동안 복원된다. 그러나, 이는 단시간 동안만 발생하기 때문에, 전류는 수단에서 제거되는데(cleared), 그 이유는 소스-단부 및 부하-단부 인덕턴스들이 과도하게 빠른 상승을 방지하기 때문이다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스의 동작에서, 인덕턴스들에 저장된 에너지의 제거까지, 스위칭 모듈 또는 스위칭 모듈들의 커패시터(들)를 통해 전압이 미리 정의된 상한 임계 값에 더 이상 도달하지 않으면 해당 스위칭 모듈 또는 스위칭 모듈들의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 차단 상태로 영구적으로 스위칭되는 것이 제공된다. 따라서, 전압은 자연 공명(natural resonance)으로 진동(oscillate)할 수 있다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스의 동작에서, 인덕턴스들에 저장된 에너지의 제거까지, 주어진 시점에, 나머지 스위칭 모듈들의 커패시터들에 대한 전압들과 비교할 때 커패시터에 최고 전압이 존재하는 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 전도 상태로 스위칭되는 것이 제공된다. 이 구성에 따르면, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트의 분리를 위해, 상한 임계 값은 결정되지 않는다. 대신에, 스위칭 모듈들 전부의 커패시터들에 대한 전압들은 별개로 결정되고, 서로 비교된다. 그런 다음, 커패시터 양단에서 최고 전압이 존재하는 해당 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 전도 상태로 스위칭된다. 따라서, 심지어 높은 과전압들의 경우에도, 개개의 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트의 과부하가 발생하지 않을 수 있다는 것이 보장된다. 이는 또한, 임의의 주어진 스위칭 시점에 임의의 스위칭 모듈에 의해 담당되는 스위칭 상태와 관련하여 소정의 무작위 품질을 제공한다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스의 동작에서, 인덕턴스들에 저장된 에너지의 제거까지, 반도체 스위칭 엘리먼트들이 교번적인 방식으로 각각 스위칭 온(switched on) 및 스위칭 오프되는(switched off) 것이 제공된다. 이는, 각각의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 교번적인 방식으로 독립적으로 스위칭 온 및 스위칭 오프됨을 의미한다. 그 결과, 대응하는 스위칭 모듈의 RC 엘리먼트는 스위칭-모드 동작을 담당할 수 있다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스의 동작에서, 인덕턴스들에 저장된 에너지의 제거까지, 상이한 스위칭 모듈들의 반도체 스위칭 엘리먼트들이 상이한 시점들에 스위칭 온 및 스위칭 오프되는 것이 제공된다. 따라서, 임의의 주어진 시점에, 적어도 하나의 스위칭 모듈(또는 이러한 적어도 하나의 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트)이 차단 상태에 있는 것이 보장된다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 개개의 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트의 회로 경로에서, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트와의 역-직렬 어레인지먼트로 추가 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 상호연결되는 것이 제공된다. 따라서, 양방향으로 동작가능한 스위칭 모듈이 제공되어서, 그 결과, 스위칭 디바이스는 우세한 전류 방향에 독립적으로 전류 경로를 중단시킬 수 있다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트는 중단가능(interruptible) 반도체 스위칭 엘리먼트인 것이 제공된다. 특히, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들로서, 컷-오프(cut-off) 디바이스(또는 "퀀칭(quenching) 회로")를 갖는 IGBT, MOSFET, IGCT 또는 사이리스터(thyristor)가 사용될 수 있다.
설명된 스위칭 디바이스는 특히 1,000 V를 초과하는 전압을 갖는 DC 공급 시스템에서 사용하기 위해 제공된다. 특히, 스위칭 디바이스는 고-전압 DC 전력 송신 라인(line)들에서 사용될 수 있다. 그런 다음, DC 공급 시스템에서의 우세한 전압에 따라, 스위칭 디바이스에 대한 적절한 대응하는 개수의 스위칭 모듈들이 선택되어야 한다. 동일한 반도체 스위칭 엘리먼트들의 제공을 가정하여, DC 공급 시스템에서의 우세한 전압이 높을수록, 선택되는 스위칭 모듈들의 개수가 많아질 것이다. 중간-전압 범위의 DC 공급 시스템들의 경우, IGBT들 또는 MOSFET들이 특히 사용될 수 있다. 더 높은 전압들에서는, 컷-오프 디바이스 또는 IGCT들을 갖는 사이리스터들이 특히 사용될 수 있다. 추가 구성에 따르면, 여기서 설명된 유형의 스위칭 디바이스가 단락-방지(short-circuit-proof) 전력 스위치로서 사용되는 것이 제공된다.
본 발명은 도면에서 표현된 예시적 실시예들을 참조하여 이하에서 더욱 상세히 설명된다. 도면에서:
도 1은 본 발명에 따른, 스위칭 디바이스를 위한 개별적인 단방향 스위칭 모듈의 레이아웃(layout)을 표현하는 등가 전기 회로 다이어그램(diagram)을 도시하고;
도 2는 도 1에서 표현된 스위칭 모듈들의 3 개의 스위칭 모듈들의 직렬-연결 어레인지먼트의 등가 전기 회로 다이어그램을 도시하고;
도 3은 소스-단부 및 부하-단부 인덕턴스들을 갖는 DC 공급 시스템에서 본 발명에 따른 스위칭 디바이스의 등가 전기 회로 다이어그램을 도시하고;
도 4는 2 개의 스위칭 모듈들을 갖는, 본 발명에 따른 스위칭 디바이스의 분리 프로세스(process)와 연관된 시간적 전압 및 전류 특성을 표현하는 다이어그램을 도시하고;
도 5는 서로 직렬-연결된 2 개의 스위칭 모듈들에 걸친 시간적 전압 특성, 및 스위칭 디바이스에 걸친 총 전압을 표현하는 다이어그램을 도시하고;
도 6은 본 발명에 따른 스위칭 디바이스에 의해 생성된 역-전압과 연관된 시간적 전압 및 전류 특성을 예시하는 다이어그램을 도시하고;
도 7은 서로 직렬-연결된 3 개의 스위칭 모듈들의 시간적 전압 특성, 및 스위칭 디바이스의 결과적 총 전압을 표현하는 다이어그램을 도시하고;
도 8은 본 발명에 따른 양방향 스위칭 모듈의 예시적 실시예를 도시하며; 그리고
도 9는 DC 공급 시스템에서 본 발명에 따른 스위칭 디바이스의 등가 전기 회로 다이어그램을 도시하며, 여기서, 스위칭 디바이스는 브리지 정류기를 갖는 2 개의 수정된 스위칭 모듈들로 구성된다.
다음의 설명에서, 동일한 구성요소들은 동일한 참조 부호들에 의해 식별된다.
도 1은 소스-단부 및 부하-단부 인덕턴스들을 갖는 전류 경로(6)를 분리하기 위한 본 발명에 따른 스위칭 디바이스(1)의 스위칭 모듈(10)의 개략적인 레이아웃을 도시한다. 스위칭 모듈(10)은 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)를 포함한다. 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 컷-오프 디바이스를 갖는 IGBT, MOSFET, IGCT 또는 사이리스터일 수 있다. 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 부하 단자들은 제1 스위칭 모듈 단자(11)와 제2 스위칭 모듈 단자(12) 사이에 상호연결된다. 제1 스위칭 모듈 단자(11)와 제2 스위칭 모듈 단자(12) 사이에, 저항기(14)와 커패시터(15)의 직렬-연결 어레인지먼트가 추가로 배열된다. 다시 말해서, 저항기(14) 및 커패시터(15)에 의해 구성된 RC 엘리먼트가 제어가능 스위칭 엘리먼트(13)의 부하 단자들과 병렬로 연결된다.
원리적으로, 본 발명에 따른 스위칭 디바이스(1)의 그러한 개별적인 스위칭 모듈의 동작 모드는 다음과 같다: 스위칭 디바이스(1)가 전류를 전도하기 위한 것이면, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 전도 상태로 스위칭된다. 전류 경로(6)가 스위칭 디바이스(1)에 의하여 중단된 직후에, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 도면들에서 표현되지 않은 제어 디바이스에 의하여 차단 상태로 스위칭된다. 그 결과, 전류 경로(6)에 흐르는 전류(I)는 저항기(14) 및 커패시터(15)에 의해 구성된 RC 엘리먼트를 통해서만 계속 흐를 수 있다. 커패시터(15)는, 이 커패시터(15) 양단의 전압에 대한 미리 정의된 상한 임계 값에 도달할 때까지, 내부에서 흐르는 전류(I)에 의해 충전된다. 이를 위해, 대응하는 측정 디바이스(표현되지 않음)가 스위칭 모듈(10)에 제공될 수 있다. 미리 정의된 상한 임계 값에 도달한 직후에, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 전도 상태로 다시 스위칭된다. 따라서, 커패시터(15)는 저항기(14)를 통해 방전될 수 있다. 커패시터(15) 양단의 전압에 대한 미리 정의된 하한 임계 값에 도달한 직후에, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 자신의 제어 디바이스에 의하여 전도 상태로 다시 스위칭된다.
예컨대, DC 공급 시스템에서의 단락에 대한 응답으로 전류 경로(6)의 분리가 발생하면, 재폐쇄(제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 전도 상태로의 스위칭)는 스위칭 모듈(10)을 통해 단락 전류의 흐름의 복원을 허용한다. 그러나, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 스위치-온(switch-on) 시간이 매우 짧기 때문에, 전류 경로(6)에 흐르는 전류(I)는 수단에 의해 제거되는데, 그 이유는 도 1에서 표현되지 않은 소스-단부 및 부하-단부 인덕턴스들(3 및 5)(도 3 참조)이 과도하게 빠른 전류 상승을 방지하기 때문이다.
스위칭 디바이스(1)가 도 1에서 표현된 바와 같이 단일 스위칭 모듈(10)로만 구성되었으면, 전압 제어는 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 최대 전압보다 더 낮은 전압들로 제한될 것이다. 고속 분리 프로세스와 연관된 더 높은 전압들, 및 전류 경로에서의 인덕턴스들의 존재와 연관된 과전압의 발생의 경우에, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 파괴될 수 있다. 원리적으로, 스위칭 디바이스(1)에 단일 스위칭 모듈(10)의 제공이 가능하지만, 이는 DC 공급 시스템이 높은 임피던스(impedance)들을 포함하는 경우에만 적절하다.
그러므로, 제안된 스위칭 디바이스(1)에 의하여, 고전압들을 갖는 DC 공급 시스템 상의 전류 경로의 분리를 허용하기 위하여, 도 2에 따르면, 도 1에서 표현된 복수의 스위칭 모듈들의 직렬 상호연결이 제공된다.
도 2는 n 개의 스위칭 모듈들(10-1, 10-2, ..., 10-n)(일반적으로: 10-i, 여기서, i = 1 내지 n)의 직렬-연결 어레인지먼트의 등가 전기 회로 다이어그램을 도시한다. 스위칭 모듈들(10-i) 각각은 도 1에서 설명된 방식으로 구성된다. 제1 스위칭 모듈(10-1)의 제2 스위칭 모듈 단자(12-1)가 순서대로 다음 차례의 스위칭 모듈(10-2)의 제1 스위칭 모듈 단자(11-2)에 연결되는 식이 되도록, 스위칭 모듈들(10-i)의 직렬 상호연결이 실행된다. 도 3에서 표현된 제1 스위칭 모듈(10-1)의 제1 스위칭 모듈 단자(11-1)는 소스-단부 인덕턴스(3)를 통해 DC 전압원(2)에 연결된다. 예컨대, DC 전압원(2)은 에너지 생성 유닛(unit), 이를테면, 예컨대 광전지 설비, 저장 시스템, 배터리(battery) 충전 디바이스, 풍력 에너지 설비, 정류기 등일 수 있다. 도 3에서 표현된 최종 스위칭 모듈(10-n)의 제2 스위칭 모듈 단자(12-n)는 부하-단부 인덕턴스(6)를 통해 부하(4)에 상호연결된다. 부하(4)는 예컨대 DC 공급 시스템 상의 구동 시스템 또는 유사한 것일 수 있다.
도 3은 서로 직렬-연결된 2 개의 스위칭 모듈들(10-1 및 10-2)로 구성되는 본 발명에 따른 스위칭 디바이스(1)의 등가 전기 회로 다이어그램을 도시하며, 서로 직렬-연결된 2 개의 스위칭 모듈들(10-1 및 10-2) 각각은 도 1에서 설명된 바와 같이 구성된다. 스위칭 디바이스(1)는 위에서-언급된 소스-단부 인덕턴스(3)를 통해 DC 전압원(2)에 연결된다. 출력 측에서, 스위칭 디바이스(1)는 부하-단부 인덕턴스(5)를 통해 부하(4)에 연결된다. 소스-단부 및 부하-단부 인덕턴스들(3, 5)이 반드시 DC 공급 시스템의 물리적 구성요소들을 구성할 필요는 없다. 소스-단부 및 부하-단부 인덕턴스들(3, 5)은 또한, 라인 인덕턴스들일 수 있다.
도 3에서 표현된 스위칭 디바이스의 동작 모드는 다음과 같다: 부하(4)가 DC 전압원(2)으로부터 전류를 공급받아야 하면, 스위칭 모듈들(10-1, 10-2)(일반적으로: 10-i, 여기서, i = 1 내지 2)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-1, 13-2)(일반적으로: 13-i, 여기서, i = 1 내지 2)은 전도 상태로 스위칭된다. 즉시, 예컨대 부하-측 단락의 이유로 전류 경로(6)가 중단되어야 하며, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i) 둘 모두가 먼저 차단 상태로 스위칭되며, 따라서 전류(I)는 스위칭 모듈들(10-i)의 2 개의 RC 엘리먼트들을 통해서만 계속 흐를 수 있다. 개개의 미리 정의된 상한 임계 값에 도달할 때까지, 커패시터들(15-1, 15-2)(일반적으로: 15-i, 여기서, i = 1 내지 2)은 충전된다. 커패시터들(15-i) 둘 모두에 대해, 동일한 또는 상이한 미리 정의된 상한 임계 값이 선택될 수 있다. 초기에, 스위칭 모듈(10-1 또는 10-2)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-1 또는 13-2) 중 하나가 전도 상태로 다시 스위칭되고, 따라서 연관된 커패시터(15-1 또는 15-2)가 직렬-연결된 저항기(14-1 또는 14-2)를 통해 방전된다. 미리 정의된 하한 임계 값에 도달한 직후에, 대응하는 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트는 차단 상태로 다시 스위칭된다. 동시에, 또는 그 후 짧은 시간적 오프셋(offset)을 두고, 다른 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13-2 또는 13-1)가, 자신의 미리 정의된 상한 임계 값에 도달했다면, 전도 상태로 스위칭된다. 이에 따라서, 2 개의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-1, 13-2)이 교번적인 방식으로 전도 상태로 스위칭되어서, 이에 따라, 결합하여 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i) 둘 모두에 걸쳐 총 전압(Uges)이 존재하며, 이에 의하여, 전류 플럭스, 및 이에 따라 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지가 제거되는 것이 보장된다.
단일 스위칭 모듈의 적용의 경우에서와는 달리, 복수의 스위칭 모듈들의 경우에는, DC 공급 시스템에 역-전압(즉, DC 전압원(2)의 전압 방향에 반대로 배향되는 전압)이 지속적으로 존재한다. 직렬-연결된 스위칭 모듈들의 개수(n)가 매우 많으면, 하나의 스위칭 모듈의 단기(short-term) 단락은 어떤 중요성(significance)도 거의 갖지 않으며, 그 결과, 전류는 점진적으로 제거된다.
제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i) 전부에서 미리 정의된 상한 스위칭 임계치에 더 이상 도달하지 않은 직후에, 스위칭 모듈들(10-i)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i) 전부는 차단된 상태로 영구적으로 유지될 것이다. 그런 다음, DC 공급 시스템에서의 전압은 자연 공명으로 진동할 것이다.
설명된 방법은, 직렬-연결된 스위칭 모듈들의 개수(n)의 크기에 독립적으로, 대응하는 방식으로 실행된다. 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i) 중 어느 것이 임의의 주어진 시점에 차단 상태에 있고, 다른 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i) 중 어느 것이 전도 상태로 스위칭되는지는, 위에서-언급되었지만 표현되지는 않은 제어 유닛의 계획적인 제어에 의하여 수행될 수 있다. 마찬가지로, 개개의 상한 스위칭 임계치들의 적절하고 상이한 선택에 의하여, 연관된 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트의 스위치-온 및 스위치-오프의 시간적 특성이 영향을 받을 수 있다.
다른 대안에서, 개개의 커패시터들(15-i) 양단에 존재하는 전압은 대응하는 측정 수단(표현되지 않음)에 의해 모니터링될(monitored) 수 있다. 최고 전압이 존재하는 커패시터에 할당된 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트는, 이 경우에, 미리 정의된 하한 임계 값에 도달할 때까지, 전도 상태로 스위칭된다. 지속적으로, 상이한 시점들에, 상이한 스위칭 모듈들 또는 이러한 상이한 스위칭 모듈들의 커패시터들이 최대 전압을 갖는다는 것을 고려하면, 스위칭 모듈들(10-i)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i)의 스위치-온 및 스위치-오프는 다소 무작위화된 방식으로 발생한다.
도 4는 2 개의 스위칭 모듈들(10)을 포함하는 스위칭 디바이스(1)의 전압(U) 및 전류(I)의 시간적 특성을 도시한다. 도 4에서 표현된 다이어그램에서, 6 kV의 정격 전압 및 500 A의 전류가 가정된다. 표현된 예시적 실시예에서, 소스-단부 및 부하-단부 인덕턴스는 각각 10 mH를 구성한다. 시점(t = 10 ms)에서, 전류 경로의 분리가 실행되는 것이 명확하게 보여질 수 있다. 이 시점까지, 전류는 I = 500 A에서 일정하게 유지된다. 분리 전에 제어 디바이스(1)에 걸쳐 강하하는 전압(U)은, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 전도-상태 전력 손실들에 의해 결정된다. 시점(t = 10 ms)에서의 분리에 대한 응답으로, 전압은 대략 10 kV로 상승한다. 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트의 스위칭-모드 스위치-오프 및 스위치-온의 결과로서, 4.5 kV와 9 kV 사이에서 진동하는 특성이 시점(t = 15 ms)까지 생성되며, 여기서, 전류(I)는 5 ms(t = 15 ms - 10 ms) 내에 대략 8 kV의 역-전압에 의해 제거된다. 그 후, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트의 스위칭-모드 동작에 대한 상한 스위칭 임계치에 더 이상 도달하지 않으며, 그 결과, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트는 차단 상태로 영구적으로 스위칭된다. 결과적으로, 시스템은 자연 공명으로 진동한다. t = 10 ms와 t = 15 ms 사이에서, 전류는 500 A로부터 0 A로 줄어들고, 여기서, 전류는 마찬가지로 자연 공명으로 진동한다.
도 5는 2 개의 직렬-연결된 스위칭 모듈들을 갖는 스위칭 디바이스(1)의 분리 프로세스와 연관된 전압들의 시간적 특성이 더 높은 시간적 분해능으로 표현되는 다이어그램을 도시한다. 제1 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트에 걸쳐 생기는 전압 특성이 U1으로서 식별되는 반면, 제2 스위칭 모듈의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트에 걸쳐 생기는 전압 특성은 U2로서 식별된다. 역-전압(Uc -v)에 대응하는 결과적 전체 전압은 Uges에 의해 표현된다. 10.443 ms와 10.479 ms 사이에서 표현된 시간 세그먼트(segment)에 의해, 스위칭 모듈들 둘 모두의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들의 스위칭-모드 동작이 명확하게 보여질 수 있다. 스위칭-모드 전압 특성이 또한, 전체 전압(Uges)에서 명확하게 구별가능하다.
도 6은 전류 경로에 흐르는 전류(I)와 함께, 본 발명에 따른 스위칭 디바이스에 의해 생성된 역-전압(Uc -v)의 시간적 특성을 도시한다. 스위칭 모듈들의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들의 스위칭-모드 스위치-온 및 스위치-오프가, 4.8 kV와 9 kV 사이에서 진동하는 스위칭-모드 역-전압(Uc -v)을 생성하는 것이 명확하게 보여질 수 있다. 역-전압(Uc -v)이 DC 전압원에 의해 전달된 전압과 관련하여 높은 역-전압을 설정하는 각각의 시간 세그먼트에서, 전류 경로(I)에 흐르는 전류는 다소 줄어든다. 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들이 전도 상태로 스위칭되는 위상들에서, 전류(I)의 축적(build-up)이 한 번 더 발생한다. 스위치-온 시간의 상대적으로 더 짧은 지속기간의 결과로서, 전류는 램프식 특성으로 줄어든다.
도 7은 3 개의 직렬-연결된 스위칭 모듈들의 모듈 전압들(U1, U2 및 U3)의 시간적 특성을 도시한다. Uges는 차례로, 역-전압(Uc -v)에 대응하는 전체 전압을 표현한다. 이 표현으로부터, 임의의 주어진 시점에, 적어도 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트가 차단 상태로 스위칭되는 것이 명확하게 보여질 수 있다. 추가로, n = 3 개의 개수의 스위칭 모듈들의 결과로서, 단지 n = 2 개의 스위칭 모듈들(도 5 참조)만을 갖는 모듈과 비교할 때 스위칭 전압이 더 높다는 것이 보여질 수 있다.
일반적으로, 스위칭 모듈들의 개수(n)를 증가시킴으로써, 스위칭 전압이 추가로 증가될 수 있다.
도 8은 도 1에서 표현된 스위칭 모듈(10)의 수정을 예시한다. 반도체 스위칭 엘리먼트(13)에 부가적으로, 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)와의 역-직렬 어레인지먼트로 추가 반도체 스위칭 엘리먼트(16)가 상호연결된다. 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13)와 추가 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(16)는 동일한 유형, 예컨대 IGBT들일 수 있다. 이러한 양방향으로 동작가능한 스위칭 모듈(10)의 성능은 도 1로부터의 스위칭 모듈의 성능에 대응한다. 도 8에서 예시된 양방향 스위칭 모듈(10)에서, 전류 플럭스는 방향들 둘 모두로 배향될 수 있다. 따라서, 전도의 경우에, 2 개의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트들(13, 16) 중 하나는 전도 상태로 스위칭되고, 다른 하나는 차단 상태로 스위칭된다. 전류 플럭스는 개개의 역-병렬(anti-parallel)로 연결된 다이오드(17 또는 18)를 통해 유지된다.
도 9는 본 발명에 따른 스위칭 디바이스(1)의 추가 등가 전기 회로 다이어그램을 도시하고, 여기서, 이 스위칭 디바이스(1)는 예시적인 목적들을 위해 2 개의 스위칭 디바이스들(10-1 및 10-2)을 포함한다. 도 3에서와 같이, 이들은 소스-단부 인덕턴스(3)와 부하-단부 인덕턴스(5) 사이에 상호연결된다. 스위칭 모듈들(10-1 및 10-2)(일반적으로: 10-i, 여기서, i = 1 내지 2)은 양방향 전류 플럭스를 프로세싱(processing)할 수 있다. 이를 위해, 도 1에서 표현된 유형의 기본 모듈이 정류기 브리지(20-1 및 20-2)(일반적으로: 20-i, 여기서, i = 1 내지 2)에 통합된다. 레이아웃은 스위칭 모듈(10-1)을 참조하여 설명되고, 여기서, 스위칭 모듈(10-2)의 레이아웃은 동일하다.
정류기 브리지(20-1)는 4 개의 다이오드들(21-1, 22-1, 23-1 및 24-1)을 갖는 다이오드 브리지로서 실현된다. 다이오드(21-1)의 캐소드와 다이오드(23-1)의 캐소드 사이에 제1 정류기 단자(25-1)가 형성된다. 다이오드(22-1)의 애노드 단자와 다이오드(24-1)의 애노드 단자 사이에 제2 정류기 단자(26-1)가 형성된다. 도 1에서 레이아웃되는(laid out) 스위칭 모듈은 제1 정류기 단자(25-1)와 제2 정류기 단자(26-1) 사이에 상호연결된다. 다이오드(21-1)의 애노드와 다이오드(22-1)의 캐소드 사이에 제3 정류기 단자(27-1)가 형성된다. 제3 정류기 단자(27-1)는 소스-단부 인덕턴스(3)를 통해 DC 전압원(2)에 연결된다. 다이오드(23-1)의 애노드와 다이오드(24-1)의 캐소드 사이에 제4 정류기 단자(28-1)가 형성된다. 제4 정류기 단자(28-1)는 제2 스위칭 모듈(10-2)의 제1 정류기 단자(27-2)와 상호연결된다.
따라서, 정류기 브리지(20-1)에서, 단방향 기본 모듈이 배열되고, 여기서, 이의 결합은 스위칭 모듈(10-1)을 구성한다. 이는 전류 방향들 둘 모두에 사용되고, 여기서, 전류 역전은 정류기 브리지(20-i)의 구성요소들에 의해 실행된다. 간략화를 위해, 도 9에서, 스위칭 디바이스(1)의 왼쪽에는 DC 전압원(2) 그리고 오른쪽에는 부하(4)만이 표현된다. 양방향 동작을 위해, 어레인지먼트는 스위칭 디바이스(1)의 오른쪽에는 추가 DC 전압원 그리고 왼쪽에는 추가 부하(4)를 포함한다.
도 9에서 표현된 바와 같이, 임의의 원하는 개수의 스위칭 모듈들(10-i)이 직렬로 연결될 수 있다.

Claims (15)

  1. DC 공급 시스템(system)에서 전류 경로(6)를 분리(disconnecting)하기 위한 스위칭 디바이스(switching device)(1)로서,
    상기 전류 경로(6)는 소스(source) 단부 및 부하 단부에 인덕턴스(inductance)들(3, 5)을 포함하고, 상기 스위칭 디바이스(1)는 적어도 2 개의 직렬-연결된 스위칭 모듈(module)들(10)을 포함하고, 상기 스위칭 모듈들(10) 각각은 적어도 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(element)(13, 16)를 포함하며, 상기 적어도 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)에는 저항기(14) 및 커패시터(capacitor)(15)로 구성된 직렬 회로가 병렬로 연결되는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 저항기(14) 및 상기 커패시터(15)의 직렬-연결 어레인지먼트(arrangement)와 상기 적어도 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)의 병렬-연결 어레인지먼트는, 개개의 스위칭 모듈(10)의 제1 스위칭 모듈 단자(11)와 제2 스위칭 모듈 단자(12) 사이에 상호연결되는 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  3. 제1 항에 있어서,
    상기 저항기(14) 및 상기 커패시터(15)의 직렬-연결 어레인지먼트(arrangement)와 상기 적어도 하나의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)의 병렬-연결 어레인지먼트는, 개개의 스위칭 모듈(10)의 정류기 브리지(bridge)(20)의 제1 정류기 단자(25)와 제2 정류기 단자(26) 사이에 상호연결되고, 상기 제1 정류기 단자(25)는 2 개의 정류기 구성요소들(21, 23)의 캐소드(cathode) 단자들이 서로 상호연결되는, 상기 정류기 브리지(20)의 제1 노드(node) 지점이고, 상기 제2 정류기 단자(26)는 2 개의 추가 정류기 구성요소들(22, 24)의 애노드(anode) 단자들이 서로 상호연결되는, 상기 정류기 브리지(20)의 제2 노드 지점(26)인 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  4. 제1 항 내지 제3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 경로(6)를 분리하기 위한 상기 스위칭 디바이스(1)의 동작에서, 상기 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지(energy)의 제거(clearance)까지, 주어진 시점에, 적어도 하나의 스위칭 모듈(10)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)가 차단 상태로 스위칭되는(switched) 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  5. 제1 항 내지 제4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 경로(6)를 분리하기 위한 상기 스위칭 디바이스의 동작에서, 상기 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지의 제거까지, 주어진 시점에, 제1 부분 개수(partial number)의 스위칭 모듈들(10)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)가 차단 상태로 스위칭되고, 제2 부분 개수의 스위칭 모듈들(10)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)가 전도 상태로 스위칭되는 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  6. 제1 항 내지 제5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 경로(6)를 분리하기 위한 상기 스위칭 디바이스의 동작에서, 상기 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지의 제거까지, 스위칭 모듈(10) 또는 스위칭 모듈들(10)의 커패시터(들)(15) 양단에서 전압이 미리 정의된 상한 임계 값에 도달하는 해당 스위칭 모듈(10) 또는 스위칭 모듈들(10)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)가 전도 상태로 스위칭되는 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  7. 제1 항 내지 제6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 경로(6)를 분리하기 위한 상기 스위칭 디바이스의 동작에서, 상기 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지의 제거까지, 스위칭 모듈(10) 또는 스위칭 모듈들(10)의 커패시터(들)(15) 양단에서 전압이 미리 정의된 하한 임계 값에 도달하는 해당 스위칭 모듈(10) 또는 스위칭 모듈들(10)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)가 차단 상태로 스위칭되는 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  8. 제1 항 내지 제7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 경로(6)를 분리하기 위한 상기 스위칭 디바이스의 동작에서, 상기 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지의 제거까지, 스위칭 모듈(10) 또는 스위칭 모듈들(10)의 커패시터(들)(15)를 통해 전압이 미리 정의된 임계 값에 더 이상 도달하지 않으면 해당 스위칭 모듈(10) 또는 스위칭 모듈들(10)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)가 차단 상태로 영구적으로 스위칭되는 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  9. 제1 항 내지 제8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 경로(6)를 분리하기 위한 상기 스위칭 디바이스의 동작에서, 상기 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지의 제거까지, 주어진 시점에, 나머지 스위칭 모듈들(10)의 커패시터들(15)에 대한 전압들과 비교할 때 커패시터(15)에 최고 전압이 존재하는 스위칭 모듈(10)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)가 전도 상태로 스위칭되는 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  10. 제1 항 내지 제9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 경로(6)를 분리하기 위한 상기 스위칭 디바이스의 동작에서, 상기 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지의 제거까지, 반도체 스위칭 엘리먼트들이 교번적인 방식으로 각각 스위칭 온(switched on) 및 스위칭 오프되는(switched off) 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  11. 제1 항 내지 제10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 경로(6)를 분리하기 위한 상기 스위칭 디바이스의 동작에서, 상기 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지의 제거까지, 상이한 스위칭 모듈들(10)의 반도체 스위칭 엘리먼트들이 상이한 시점들에 스위칭 온 및 스위칭 오프되는 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  12. 제1 항 내지 제11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    개개의 스위칭 모듈(10)의 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트의 경로에서, 상기 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)와의 역-직렬(anti-series) 어레인지먼트로 추가 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)가 상호연결되는 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  13. 제1 항 내지 제12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어가능 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16)는 중단가능(interruptible) 반도체 스위칭 엘리먼트(13, 16), 특히 컷-오프(cut-off) 디바이스를 갖는 IGBT, MOSFET, IGCT 또는 사이리스터(thyristor)인 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  14. 제1 항 내지 제13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 디바이스는 1,000 V를 초과하는 전압을 갖는 DC 공급 시스템에서 사용하기 위해 제공되는 것을 특징으로 하는,
    DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1).
  15. 단락-방지 전력 스위치(short-circuit-proof power switch)로서 제1 항 내지 제14 항 중 어느 한 항에 따른 스위칭 디바이스의 적용(application).
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