KR20190093857A - 이진 오프셋 반송파 변조된 코드를 획득하는 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

이진 오프셋 반송파 변조된 코드를 획득하는 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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KR20190093857A
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Abstract

본 발명에서는 이진 오프셋 반송파(binary offset carrier) 변조된 코드를 획득하는 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다.
구체적으로, 이진 오프셋 반송파에 의해 변조된 코드를 획득하는 방법에 있어서, 수신 장치에 의해 수행되는 방법은, 입력 코드 신호를 수신하는 과정과, 로컬 코드를 생성하는 과정과, 상기 생성된 로컬 코드를 폴딩(folding)하는 과정과, 상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 연산을 수행하여 후보 획득 지점을 결정하는 과정과, 상기 후보 획득 지점에 기반하여 제1 상관 값 및 제2 상관 값을 획득하는 과정과, 상기 획득된 제1 상관 값 및 상기 획득된 제2 상관 값을 이용하여, 상기 후보 획득 지점을 보정하는 과정을 포함하되, 상기 제1 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 양(positive)으로 지연된 상관 값이며, 상기 제2 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 음(negative)으로 지연된 상관 값일 수 있다.

Description

이진 오프셋 반송파 변조된 코드를 획득하는 방법 및 이를 위한 장치{Method for acquiring binary offset cattier modulated code and apparatus therefor}
본 발명은 이진 오프셋 반송파(Binary Offset Carrier, BOC) 변조된 PN 코드(Pseudorandom Noise code)의 획득에 관한 것으로서, 보다 상세하게 BOC(1, 1) 변조된 긴 PN 코드를 획득하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.
위성항법시스템(Global navigation satellite system, GNSS)은 우주의 인공위성을 이용하여 지상에 있는 물체의 위치정보를 제공하는 시스템이다. 가장 대중적인 GNSS는 미국에서 개발한 GPS(Global Positioning System)이며, 최근에는 GLONASS, COMPASS, Galileo 등이 추가적인 발전을 이루며, 위성항법시스템에 이용할 수 있는 위성들의 수가 더욱 증가하고 있다.
다만, 위성항법시스템이 지속적으로 발전함에 따라, 위성항법시스템이 점유하는 주파수 대역과 관련된 문제가 발생될 수 있다. 이는, 위성항법시스템 자체 및/또는 위성 수가 늘어날수록 송신하는 신호의 종류도 다양해지므로, 더욱 넓은 주파수 대역이 요구되기 때문이다. 이에, 새로운 위성항법시스템들은 종래의 PSK(phase shift keying) 방식으로 변조된 신호에서 동일 주파수 대역을 점유하면서도, 새로운 신호를 독립적으로 사용할 수 있도록, 부반송파를 추가로 곱한 이진 오프셋 반송파(binary offset carrier, BOC) 신호를 개발하여 실제로 사용하고 있다.
BOC 변조는 부반송파의 주파수, 형태 등에 따라 다양한 형태로 구분될 수 있다. 가장 기본적인 BOC 변조는 사인(sine) 위상의 BOC(1,1) 신호이다. BOC(1,1) 신호는 GPS L1 대역, GLONASS L1OC 대역, QZSS L1C_I 대역 등, 다양한 대역에서 송신되고 있다.
본 명세서는, 이진 오프셋 반송파(binary offset carrier, BOC)에 의해 변조된 코드를 획득하기 위한 방법 및 장치를 제안한다.
구체적으로, 본 명세서는, 하나 이상의 상관 값들을 이용하여 BOC 변조된 긴 코드의 획득 지점을 보정(compensate)하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 명세서의 실시 예에 따른 이진 오프셋 반송파(binary offset carrier)에 의해 변조된 코드(code)를 획득하는 방법에 있어서, 수신 장치에 의해 수행되는 방법은, 입력 코드 신호를 수신하는 과정과, 로컬 코드를 생성하는 과정과, 상기 생성된 로컬 코드를 폴딩(folding)하는 과정과, 상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 연산을 수행하여 후보 획득 지점을 결정하는 과정과, 상기 후보 획득 지점에 기반하여 제1 상관 값 및 제2 상관 값을 획득하는 과정과, 상기 획득된 제1 상관 값 및 상기 획득된 제2 상관 값을 이용하여, 상기 후보 획득 지점을 보정하는 과정을 포함하되, 상기 제1 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 양(positive)으로 지연된 상관 값이며, 상기 제2 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 음(negative)으로 지연된 상관 값일 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 미리 설정된 값은, 하나의 샘플 위상(sample phase)일 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 연산을 수행하여 후보 획득 지점을 결정하는 과정은, 상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 값들 중 최대(maximum) 상관 값에 해당하는 지점을 상기 후보 획득 지점으로 설정하는 과정을 포함할 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 후보 획득 지점을 보정하는 과정은, 상기 제1 상관 값의 절대 값과 상기 제2 상관 값의 절대 값을 비교하여, 음(negative) 또는 양(positive)으로 미리 설정된 간격만큼 상기 후보 획득 지점을 변경하는 과정을 포함할 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 제1 상관 값의 절대 값이 상기 제2 상관 값의 절대 값보다 큰 경우, 상기 후보 획득 지점은, 음으로 상기 미리 설정된 간격만큼 이동되며, 상기 제1 상관 값의 절대 값이 상기 제2 상관 값의 절대 값보다 작은 경우, 상기 후보 획득 지점은, 양으로 상기 미리 설정된 간격만큼 이동될 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 입력 코드 신호 및 상기 로컬 코드는, 의사 잡음 코드(pseudorandom noise code)에 해당할 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 방법은, 상기 보정된 후보 획득 지점에 대한 정보를 추적 장치로 전달하는 과정을 더 포함할 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 후보 획득 지점은, 미리 설정된 간격(interval)만큼 음의 방향 또는 양의 방향으로 보정되며, 상기 미리 설정된 간격은, 상기 수신 장치에 대해 설정된 샘플링 주기(sampling period)에 기반하여 설정될 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 후보 획득 지점은, 상기 미리 설정된 간격의 크기를 줄여가며 미리 설정된 횟수만큼 반복적으로 보정될 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 방법은, 상기 후보 획득 지점이 미리 설정된 횟수만큼 보정되기 이전에 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값이 동일한 값으로 획득되는 경우, 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값이 동일한 경우에 보정된 후보 획득 지점에 대한 정보를 추적(tracking) 장치로 전달하는 과정을 더 포함할 수 있다.
본 명세서의 실시 예에 따른 이진 오프셋 반송파(binary offset carrier)에 의해 변조된 코드(code)를 획득하는 수신 장치에 있어서, 상기 수신 장치는, 입력 코드 신호를 수신하는 송수신부, 로컬 코드를 생성하고, 상기 생성된 로컬 코드를 폴딩(folding)하는 로컬 코드 처리부, 및 상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 연산을 수행하여 후보 획득 지점을 결정하고, 상기 후보 획득 지점에 기반하여 제1 상관 값 및 제2 상관 값을 획득하고, 상기 획득된 제1 상관 값 및 상기 획득된 제2 상관 값을 이용하여, 상기 후보 획득 지점을 보정하는 제어부를 포함하고, 상기 제1 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 양(positive)으로 지연된 상관 값이며, 상기 제2 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 음(negative)으로 지연된 상관 값일 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 수신 장치에 있어서, 상기 미리 설정된 값은, 하나의 샘플 위상(sample phase)일 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 수신 장치에 있어서, 상기 제어부는, 상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 값들 중 최대(maximum) 상관 값에 해당하는 지점을 상기 후보 획득 지점으로 설정할 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 수신 장치에 있어서, 상기 제어부는, 상기 제1 상관 값의 절대 값과 상기 제2 상관 값의 절대 값을 비교하여, 음(negative) 또는 양(positive)으로 미리 설정된 간격만큼 상기 후보 획득 지점을 변경할 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 수신 장치에 있어서, 상기 제1 상관 값의 절대 값이 상기 제2 상관 값의 절대 값보다 큰 경우, 상기 후보 획득 지점은, 음으로 상기 미리 설정된 간격만큼 이동되며, 상기 제1 상관 값의 절대 값이 상기 제2 상관 값의 절대 값보다 작은 경우, 상기 후보 획득 지점은, 양으로 상기 미리 설정된 간격만큼 이동될 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 수신 장치에 있어서, 상기 입력 코드 신호 및 상기 로컬 코드는, 의사 잡음 코드(pseudorandom noise code)에 해당할 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 수신 장치에 있어서, 상기 송수신부는, 상기 보정된 후보 획득 지점에 대한 정보를 추적 장치로 전달할 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 수신 장치에 있어서, 상기 후보 획득 지점은, 미리 설정된 간격(interval)만큼 음의 방향 또는 양의 방향으로 보정되며, 상기 미리 설정된 간격은, 상기 수신 장치에 대해 설정된 샘플링 주기(sampling period)에 기반하여 설정될 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 수신 장치에 있어서, 상기 후보 획득 지점은, 상기 미리 설정된 간격의 크기를 줄여가며 미리 설정된 횟수만큼 반복적으로 보정될 수 있다.
또한, 본 명세서의 실시 예에 따른 상기 수신 장치에 있어서, 상기 후보 획득 지점이 미리 설정된 횟수만큼 보정되기 이전에 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값이 동일한 값으로 획득되는 경우, 상기 송수신부는, 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값이 동일한 경우에 보정된 후보 획득 지점에 대한 정보를 추적(tracking) 장치로 전달할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 이진 오프셋 반송파(binary offset carrier, BOC) 변조를 고려한 코드 획득 기법으로, BOC 신호의 주 첨두(peak) 및 주변 첨두(들)을 모두 활용하여 정밀하게 코드를 획득할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 실시 예에 따르면, 정밀하게 코드 획득 지점을 보정하므로 코드 추적(tracking) 시의 모호성 문제를 방지할 수 있으며, 이를 통해 전반적인 수신기의 성능을 높일 수 있는 효과가 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시 예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 수신 장치를 구성하는 블록도의 일 예를 나타낸다.
도 2는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 폴딩 방법의 일 예를 나타낸다.
도 3은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 BOC 변조된 신호의 자기 상관 함수에서의 상관 값 산출의 일 예를 나타낸다.
도 4는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 BOC 변조된 신호의 자기 상관 함수에서의 상관 값 산출의 다른 예를 나타낸다.
도 5는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 BOC 변조된 코드를 획득하는 수신 장치의 동작 순서도를 나타낸다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서에서 설명되는 구성부들에 대한 구분은 각 구성부가 담당하는 주기능 별로 구분한 것에 불과함을 명확히 하고자 한다. 다시 말해, 이하에서 설명할 2 개 이상의 구성부가 하나의 구성부로 합쳐지거나 또는 하나의 구성부가 보다 세분화된 디능 별로 2 개 이상으로 분화되어 구성될 수도 있다.
이진 오프셋 반송파(binary offset carrier, BOC) 신호는 주파수 대역을 종래 사용 대역 신호와 독립적으로 사용할 수 있도록 주파수 대역의 메인 로브(main lobe)를 천이(shift)하는 것에 초점을 맞추어 개발되었다. 그러나, 높은 주파수를 지니는 부반송파 특성으로 인하여 주 첨두(peak)가 더욱 첨예해질 수 있으며, 이에 따라 신호 획득 및 추적에서 정확한 이득을 얻을 수 있다.
다만, BOC 신호는 종래 PSK(phase shift keying) 신호에는 존재하지 않는 주변 첨두를 함께 발생시킬 수 있다. 이 경우, 주변 첨두에 따라 획득(acquisition)(즉, 코드 획득)이나 추적(tracking)이 완료되는 모호성 문제가 발생될 수도 있다. 따라서, BOC 변조에 기반하여 생성된 코드의 경우, 주변 첨두의 존재를 고려해야 정확한 획득 결과를 얻을 수 있다. 즉, BOC 변조에 기반하여 생성된 코드(예: BOC(1,1) 신호)의 경우, 정밀한 획득을 통해 가능한 정확한 동기화 정보가 추적 과정으로 전달될 필요가 있다.
여기에서, BOC 신호는 의사잡음코드(pseudorandom noise code, PN code)와 BOC 부반송파(BOC subcarrier) 간의 곱을 통해 생성될 수 있다. 일례로, GPS는 크게 두 종류의 PN 코드를 지원하며, 상기 두 종류의 PN 코드는 각각 C/A (coarse acquisition code) 코드 및 P (precision) 코드 등이다. 물론, 그 외에도 다양한 주기와 생성 방법을 지닌 코드들이 이용될 수도 있다.
이 때, 주기(period)는 PN 코드의 성능 특성을 결정하는 요소 중 하나일 수 있으며, 코드의 주기가 길수록 재밍(jamming)과 스푸핑(spoofing)에 강인하다는 특징을 가진다. 초기의 시빌(civil) 신호의 경우, 가장 짧은 주기를 지니는 코드 중 하나인 C/A 코드가 사용되어 왔지만, 현재로 오면서 성능 향상을 위해 긴 주기의 코드들의 활용도가 점차 높아지는 추세이다. 특히, 우수한 성능을 지니는 BOC 변조가 P 코드와 같은 긴 주기 코드에 적용될 수 있다.
앞서 언급한 바와 같이, 긴 주기 코드(즉, 긴 주기를 갖는 코드)는 재밍 및 스푸핑 등에 강인하기 때문에, 우수한 성능을 가질 수 있다. 즉, 긴 주기 코드를 이용하는 신호는 더 높은 측위 정확도를 제공할 수 있다. 다만, 긴 주기의 코드의 경우, 코드 획득을 위해 검색(또는 확인)해야 하는 위상(phase)이 많이 존재하기 때문에, 코드 획득에 소요되는 시간이 길어지는 문제가 발생될 수 있다.
이와 같은 문제점을 해결하기 위하여 폴딩(folding)에 기반한 다양한 획득 기법들이 제안되었다. 여기에서, 폴딩은 코드 처리(code processing) 방법들 중 하나로, 동시에 다수의 위상을 검색함으로써 코드 획득에 소요되는 시간을 단축시킬 수 있는 장점이 있다. 다만, 상술한 바와 같은 폴딩에 기반한 기존의 획득 기법들은 BOC 변조를 고려하지 않는다.
본 명세서는, BOC 변조가 적용된 김 주기 코드를 위한 정밀한 코드 획득 기법을 제안한다. 구체적으로, 본 명세서는 BOC(1, 1) 변조된 긴 주기를 지니는 PN 코드를 정밀하게 획득하는 방법을 설명한다. 이 때, BOC(1, 1)은 설명의 편의를 위한 일 예로써, 이에 한정되는 것은 아니며, BOC(n, n) 변조된 긴 주기를 지니는 코드에도 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있음은 물론이다. 해당 방법을 통해 정밀한 획득 지점을 식별함에 따라, 위성항법시스템의 전반적인 성능이 향상될 수 있다.
특히, 본 명세서에서 제안하는 방법은 폴딩 기법을 이용하여 빠른 코드 검색을 수행하며, 검색을 통해 대략적인 획득 지점(즉, 코드 획득 위치)이 획득된 경우 상관함수(예: BOC(1, 1) 상관함수)의 관계성에 기반하여 획득 지점을 보정하는 과정을 포함한다. 구체적으로, 본 발명에서 제안하는 방법을 적용하는 수신기는 BOC 변조의 모호성을 고려하여 3 개의 상관 값들을 획득(또는 식별)하고, 3 개의 상관 값들 간의 관계를 바탕으로 주변 첨두의 위치를 파악한 후, 코드 획득 지점을 조정할 수 있다. 여기에서, 코드 획득 지점에 대한 보정은 주 첨두 내에서 더욱 정확한 획득 위치를 가지도록 하기 위해 수행될 수 있다.
이하, 본 명세서에서 제안하는 폴딩 기법 및 코드 획득 지점을 보정하는 방법에 대해 구체적으로 살펴본다. 이하 설명되는 폴딩 기법 및 코드 획득 지점을 보정하는 방법은 수신 장치에서 수행될 수 있다.
백색 부가 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, AWGN) 환경 아래에 광대역 재밍(jamming) 환경을 고려한 기저대역 수신 신호
Figure pat00001
의 i 번째 칩은 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00002
수학식 1에서, A는 신호의 크기를,
Figure pat00003
은 i 번째 항법데이터를,
Figure pat00004
은 i 번째 P 코드 칩을,
Figure pat00005
는 i 번째 칩에 대응되는 BOC(1,1) 부반송파를,
Figure pat00006
는 평균이 0이고, 분산이
Figure pat00007
인 AWGN을 의미한다. 이 때, 본 명세서에서는 파일럿 채널(pilot channel)을 가정하여,
Figure pat00008
이 가정된다.
또한, 본 발명에서 제안하는 수신 장치는 동기화 후보지점 검색을 위해 상관(correlation)(즉, 상관 연산)을 수행할 수 있다. 이 때, 수신 장치는 고속 푸리에 변환 (fast fourier transform, FFT)에 기반한 상관 모듈(즉, 상관기(correlator))을 이용할 수 있다. 일례로, 코드 벡터
Figure pat00009
에 FFT 기반 자기 상관(auto-correlation)을 수행한 결과는 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00010
수학식 2에서 x
Figure pat00011
y는 x와 y 간의 내적(inner product)을 의미하며,
Figure pat00012
는 변수 x에 대한 켤레 연산자를 의미한다.
이하, 설명되는 방법은 긴 주기 코드(예: PN 코드)에 대한 정밀한 획득을 위하여 수행되는 폴딩 기법 및 획득 지점을 보상하는 기법이다. 간략하게, 수신 장치는 폴딩을 통해 가장 높은 상관 값을 가지는 위치(즉, 후보 획득 지점)를 식별한 후, 좌측 및 우측으로 일정 샘플(예: 1 샘플) 위상씩 지연된 상관 값(들)과의 관계에 기반하여 주변 첨두의 위치를 식별할 수 있다. 이 후, 주변 첨두에서의 상관 값(들)의 관계를 통해 코드 획득 지점을 보정할 수 있다.
도 1은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 수신 장치를 구성하는 블록도의 일 예를 나타낸다. 도 1은 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.
도 1을 참고하면, 수신 장치 100은 안테나 102, 저역 통과 필터(law pass filter, LPF) 104, 샘플 추출기(sampler) 106, 그룹 분할기(group divider) 108, 로컬 코드 생성기 110, 그룹 분할기 112, 가산기 114, n 개의 병렬 상관기(parallel correlator) 116-1 내지 116-n, 가산기 118, 임계 값 테스터(threshold tester), 및 천이기(shifter) 122를 포함할 수 있다.
여기에서, 각 상관기는 FFT 모듈, 배율기(multiplier), 공액기(conjugate), 및 IFFT 모듈을 포함할 수 있다. 또한, 그룹 분할기는 샘플 추출기로 명명될 수도 있으며, 이 경우, 샘플 추출기 106은 제1 샘플 추출기로 명명되고, 그룹 분할기 108은 제2 샘플 추출기로 명명될 수 있다.
또한, 도 1에 나타난 구성들은, 수신 신호의 처리와 관련된 송수신부(예: 안테나 102, 저역 통과 필터 104, 샘플 추출기 106, 그룹 분할기 108 등), 로컬 코드의 처리와 관련된 로컬 코드 처리부(예: 로컬 코드 생성기 110, 그룹 분할기 112, 가산기 114, 천이기 122 등), 및/또는 제어부(예: 상관기 116-1 내지 116-n, 가산기 118, 임계값 테스터 120 등)으로 구분될 수도 있다.
긴 코드(예: PN 코드) 획득의 첫 단계에서, 수신 장치 100은 안테나 102를 통해 신호(즉, 입력 코드 신호)를 수신한 후, 저역 통과 필터 104 및 샘플 추출기 106을 이용하여 수신 신호를 획득할 수 있다. 이 때, 수신 신호의 샘플링 간격은 긴 코드 칩 주기의 1/2 간격 또는 그보다 좁게 설정될 수 있다.
또한, 수신 장치 100은 로컬 코드 생성기 110(예: 로컬 P 코드 생성기)를 이용하여 일정한 긴 코드(예: P 코드)를 생성할 수 있다. 로컬 코드 생성기 110을 통해 생성된 코드는 로컬 코드(또는 국소 신호)로 지칭될 수 있다.
수신 신호 처리를 위해 설정된 그룹 분할기 108 및 로컬 코드 처리를 위해 설정된 그룹 분할기 112는 긴 길이를 갖는 코드(즉, 긴 주기의 코드)(예: 긴 길이의 PN 코드) 중 일부를 추출하기 위해 이용될 수 있다.
일례로, 수신 장치 100은 N 길이의 코드를 그룹 분할기를 이용하여 추출할 수 있다. 이 때, 수신 장치 100은, 로컬 코드의 경우 총 NxM 크기의 로컬 코드를 추출 할 수 있다. 즉, 수신 장치 100은 그룹 분할기 112를 N 간격으로 총 M 회 동작하여, N 길이의 로컬 코드를 총 M 묶음 생성할 수 있다. 여기에서, NxM은 관측 윈도우를 의미하며, M은 임의의 자연수를 의미하고, N은 수신 코드의 길이를 의미할 수 있다.
만약 상술한 동작을 통해 획득한 최대 값이 코드 획득 지점이 아닌 것으로 판단되면, 수신 장치 100은 일정 길이만큼 로컬 코드를 지연하여 로컬 코드 생성기 110을 통해 새로운 로컬 코드를 다시 생성할 수 있다. 이 후, 수신 장치 100은 상술한 동작들을 처음부터 반복하여 수행할 수 있다.
이 후, 수신 장치 100은 가산기 114를 이용하여 로컬 코드를 폴딩할 수 있다. 폴딩된 코드(즉, 폴딩된 로컬 코드)
Figure pat00013
의 i 번째 샘플
Figure pat00014
는 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00015
수학식 3에서,
Figure pat00016
는 로컬 코드에 j 번째 관측 윈도우에 있는 i 번째 샘플을 의미한다.
수신 장치 100은 수신 코드와 폴딩된 코드 간의 FFT 상관(FFT correlation)을 통하여 상관 결과 값(즉, 상관 값)들 중 문턱 값(즉, 임계 값(threshold value))을 초과하는 값이 있는지 여부를 확인한다. 초과하는 값이 있다고 판단되는 경우, 수신 장치 100은 해당 윈도우 내에 동기화 지점(즉, 후보 코드 획득 지점)이 있는 것으로 추측(또는 인식)할 수 있다.
이 때, FFT 상관 방법은 수학식 4와 같이 나타낼 수 있으며, 도 1의 n 개의 병렬 상관기 중 하나인 상관기 116-1는 상관기의 구체적인 구성의 일 예이다.
Figure pat00017
구체적으로, 상관기 116-1의 경우를 예시로 하여 상관 동작을 설명한다. 수신 장치 100은 FFT 모듈 116-1-02를 통해 폴딩된 로컬 코드에 대해 FFT 연산을 수행한다. 또한, 수신 장치 100은 FFT 모듈 116-1-04를 통해 수신된 신호에 대해 FFT 연산을 수행한 후, 공액기 116-1-06을 통해 수행된 결과에 대해 공액(conjugate) 연산을 수행한다. 이 후, 수신 장치 100은, 배율기 116-1-08을 통해, FFT 모듈 116-1-02의 결과 값 및 FFT 모듈 116-1-04의 결과 값을 내적한다. 이 후, 수신 장치 100은 IFFT 모듈 116-1-10을 통해 내적된 값에 대해 IFFT 연산을 수행한다.
상술한 바와 같은 상관 연산을 수행함에 있어, 수신 장치 100은 도 1에 나타난 것과 같은 병렬 상관기(parallel correlator)를 이용할 수 있다. 병렬 상관기가 이용되는 경우, 하드웨어의 복잡도는 상관기의 수만큼 증가될 수 있지만, 코드 획득에 소요되는 시간은 상관기의 수만큼 감소될 수 있다. 이 경우, 상관기의 수는 1 개부터 임의의 개수까지 시스템 요구 사항에 따라 설정될 수 있다.
도 2는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 폴딩 방법의 일 예를 나타낸다. 도 2는 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.
도 2를 참고하면, 수신 코드 x는 길이 N의 코드이며, 로컬 P 코드는 길이 N의 세그먼트(segment)들을 M개 반복하여 구성된 길이 NxM의 코드이다. 또한, 도 2는 관측 윈도우 j에서 수행되는 과정에 대한 일 예를 나타낸다.
수신 장치는 로컬 코드를 N 개의 세그먼트를 갖도록 M 개로 구분하고, M 개의 로컬 코드를 폴딩할 수 있다. 여기에서, 폴딩은 M 개의 세그먼트를 동일한 위치에 배열한 상태에서 합산하는 것을 의미할 수 있다. 이 경우, 수신 장치는 M 개의 위상에 대한 동시 검색(또는 확인)을 수행하므로, 일반적인 방법(예: 선형적 방법)과 비교하여 M 배 빠르게 검색을 수행할 수 있다.
수신 장치 100이 상술한 절차들을 통해 폴딩과 상관을 수행한 후, 상관 값이 임의의 문턱 값(즉, 임계 값)보다 큰지 여부를 판단할 수 있다. 즉, 수신 장치 100은 병렬 상관기(들)에서 추출된 값(들)을 가산기 118을 통해 합산한 후(물론, 상관기가 1 개인 경우에는 가산기 생략 가능), 임계값 테스터 120을 이용하여 상관 값과 임계 값 간의 크기 비교를 수행할 수 있다.
이 때, 상관 값이 임계 값보다 큰 것은, 관측 윈도우(즉, 추출한 범위 NxM) 내에 상관 값이 존재하는 것을 의미할 수 있다. 즉, 이를 통해, 수신 장치 100은 해당 관측 윈도우 내에 대략적인 코드 획득 지점(즉, 동기화 지점)이 존재하는 것으로 판단할 수 있다. 관측 윈도우에서, 수신 장치 100은 수신 코드(즉, 입력 코드 신호)와 각 위상을 각각 상관하는 방법을 통해 정확하게 추출한 범위 중 어느 위상이 후보 코드 획득 지점인지를 확인(또는 검색)할 수 있다.
상술한 바와 같은 폴딩 방법이 이용되는 경우, 일반적인 경우라면 수신 장치는 코드 획득을 수월하게 수행할 수 잇다. 다만, BOC 변조가 적용되는 경우에는, 수신 장치는 BOC 변조에 희한 모호성으로 인하여 코드 획득이 어려울 수 있다. 또한, 코드 추적 시에 상기 모호성으로 인한 오류를 유발하지 않기 위해, 수신 장치는 주 첨두(peak) 중앙에서 정확하게 코드를 획득할 필요가 있다.
이와 같은 점을 고려하여, 이하 본 명세서에서는 상술한 수신 장치가 정밀한 코드 획득을 위하여 후보 코드 획득 지점을 보정하는 방법을 제안한다.
도 3은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 BOC 변조된 신호의 자기 상관 함수에서의 상관 값 산출의 일 예를 나타낸다. 도 3은 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.
도 3을 참고하면, 수신 장치가 이상적(ideal)으로 주 첨두 및 주변 첨두에 대한 상관 값을 산출하는 경우가 가정된다. 도 3에서, Tc는 하나의 코드 칩 주기(code chip period)를 의미하고, Ts는 샘플링 주기(sampling period)를 의미한다.
수신 장치의 동작이 이상적인 경우, 상술한 바와 같은 수신 장치의 코드 획득 결과로써 검색된 위상은 원형으로 표기된 주 첨두(즉, 원형 302)를 지시한다. 또한, 양(positive)의 방향으로 한 샘플 지연된 상관 값은 사각형으로 표기된 제1 주변 첨두(즉, 사각형 304)를 지시하고, 음(negative)의 방향으로 한 샘플 지연된 상관 값은 사각형으로 표시된 제2 주변 첨두(즉, 사각형 306)을 지시한다.
다만, 이는 이상적인 경우일 뿐, 수신 장치가 실제로 도 3과 같이 정확하게 첨두 값을 지시하는 것은 어렵다. 이는, 수신 장치가 코드를 획득하는 경우 샘플링(sampling)을 수행할 때, 주 첨두 및 주변 첨두들(즉, 제1 주변 첨두 및 제2 주변 첨두)의 최상 지점(즉, 꼭지점)을 정확하게 지시하도록 샘플링이 수행되기 어렵기 때문이다. 즉, 현실적인 경우를 고려하면, 샘플링이 음의 방향 또는 양의 방향으로 일정 값만큼 지연될 수 있다.
도 4는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 BOC 변조된 신호의 자기 상관 함수에서의 상관 값 산출의 다른 예를 나타낸다. 도 4는 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.
도 4에 도시된 자기 상관 함수는 도 3에 도시된 자기 상관 함수와 동일하며, 원형 402는 주 첨두와 관련하여 산출된 후보 획득 지점을 의미하며, 사각형 404은 후보 획득 지점을 기준으로 양의 방향으로 한 샘플 지연된 지점을 의미하고, 사각형 406은 후보 획득 지점을 기준으로 음의 방향으로 한 샘플 지연된 지점을 의미할 수 있다.
도 4의 경우, 앞서 설명된 도 3과는 달리 원형 402, 사각형 404, 및 사각형 406이 주 첨두 또는 주변 첨두의 최대 지점을 지시하지 못한다. 이에 따라, 본 명세서에서는 도 4에 표기된 획득 위치(즉, 원형 402)를 주 첨두 중앙 위치에 더욱 가깝게 이동시키기 위하여, 사각형으로 표시된 양의 방향 또는 음의 방향으로 일정 샘플 수(예: 1 샘플)만큼 지연된 결과를 함께 이용하는 방법을 제안한다.
도 4에 도시된 자기 상관 함수는 점선 및 중앙 수선을 이용하여 4 개의 구간으로 구분될 수 있다. 즉, 제1 구간은 -Tc 내지 -Ts 구간으로 설정되고, 제2 구간은 -Ts 내지 0 구간으로 설정되고, 제3 구간은 0 내지 Ts 구간으로 설정되고, 제4 구간은 Ts 내지 Tc 구간으로 설정될 수 있다.
가장 바깥쪽 구간(즉, 제1 구간 및 제4 구간)에서 자기 상관 함수의 절대 기울기는 1이며, 중앙 두 구간(즉, 제2 구간 및 제3 구간)에서 자기 상관 함수의 절대 기울기는 3일 수 있다. 따라서, 도 4에 나타난 것과 같이 동일한 양만큼 지연되더라도, 사각형으로 표기된 주변 첨두의 값(즉, 사각형 404에 의해 지시되는 값 및 사각형 406에 의해 지시되는 값)은 서로 다르다.
따라서, 본 명세서에서 제안하는 수신 장치는, 이와 같은 기울기의 차이를 이용하여 주 첨두의 위치(또는 지점)를 정밀하게 추정(또는 획득)할 수 있다. 예를 들어, 수신 장치는, 주 첨두 위치로 확인된 상관 값에서 양의 방향(즉, 우측 방향) 또는 음의 방향(즉, 좌측 방향)으로 한 샘플씩 지연된 상관 값을 서로 비교할 수 있다.
이 때, 양의 방향으로 지연된 상관 절대 값(즉, 상관 값의 절대 값)이 음의 방향으로 지연된 상관 절대 값보다 크다면, 이는 샘플링이 중심에서 양의 방향으로 치우쳤음을 의미할 수 있다. 즉, 이는, 수신 장치에 의해 수행된 샘플링이 우측 방향으로 틀어졌음을 의미할 수 있다. 이와 달리, 양의 방향으로 지연된 상관 절대 값이 음의 방향으로 지연된 상관 절대 값보다 작다면, 이는 샘플링이 중심에서 음의 방향으로 치우쳤음을 의미할 수 있다. 결과적으로, 수신 장치는, 주변 첨두에서 측정되는 상관 값(또는 상관 절대 값)의 크기 비교를 통해, 샘플링이 틀어진 방향을 확인할 수 있다.
수신 장치가 샘플링이 틀어진 방향에 대한 정보를 획득한 후, 수신 장치는 추정된 획득 지점을 샘플링 주기의 일정 값만큼 양의 방향 또는 음의 방향으로 이동시킬(즉, 보정할) 수 있다. 이 경우, 상기 일정 값은 시스템 상으로 미리 설정된 값일 수 있다. 일례로, 상기 일정 값은 샘플링 주기의 절반인 Ts/2로 설정될 수 있다. 이와 같은 과정을 통해, 수신 장치는 추정된 획득 지점을 주 첨두에 가깝게 보정할 수 있다.
수신 장치는, 상술한 보정 절차를 한 번 또는 그 이상 수행할 수도 있다. 예를 들어, 코드 획득 지점을 검색하는(즉, 찾는) 과정 이후에 수행되는 추적(tracking) 과정에서의 요구에 따라, 수신 장치는 보정하는 값(즉, 지연 량)을 Ts/4, Ts/8 등으로 순차적으로 줄여가며 상술한 보정 절차를 반복 수행할 수도 있다. 즉, 시스템 요구 사항(system requirement)에 따라 상술한 보정 절차가 총 K 회 수행될 수 있다.
이 때, 수신 장치가 상술한 보정 절차를 K 회 반복 수행하기 전에 두 개의 주변 첨두들의 값이 동일한 것으로 판단되는 경우, 수신 장치는 해당 시점에서 코드 획득 지점을 검색하는 과정을 종료할 수 있다. 이 후, 수신 장치는 검색된 코드 획득 지점을 추적 장치로 전달할 수 있다.
도 5는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 BOC 변조된 코드를 획득하는 수신 장치의 동작 순서도를 나타낸다. 도 5는 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.
도 5를 참고하면, 수신 장치는 BOC 변조된 코드의 정확한 획득 지점을 검색(또는 결정)하기 위하여, 후보 획득 지점을 보정할 수 있다. 또한, 해당 수신 장치는 긴 주기를 갖는 코드(예: PN 코드)를 수신하는 경우가 가정될 수 있다.
S505 단계에서, 수신 장치는, 입력 코드 신호(예: PN 코드)를 수신할 수 있다. 이 경우, 수신 장치는 상술한 방법을 통해 입력 코드 신호를 수신할 수 있다.
S510 단계에서, 수신 장치는, 로컬 코드(예: 로컬 P 코드)를 생성할 수 있다. 이 경우, 수신 장치는 상술한 로컬 코드 생성기를 통해 로컬 코드를 생성할 수 있다.
S515 단계에서, 수신 장치는, 상기 생성된 로컬 코드를 폴딩할 수 있다. 예를 들어, 수신 장치는 상술한 도 2에서 설명된 방법에 따라 로컬 코드를 폴딩할 수 있다.
S520 단계에서, 수신 장치는, 상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 연산을 수행하여 후보 획득 지점을 결정할 수 있다. 예를 들어, 수신 장치는, 상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 값들 중 최대 상관 값에 해당하는 지점을 상기 후보 획득 지점으로 설정할 수 있다.
S525 단계에서, 수신 장치는, 상기 후보 획득 지점에 기반하여 제1 상관 값 및 제2 상관 값을 획득할 수 있다. 예를 들어, 상술한 도 3 및 도 4를 참고하면, 상기 제1 상관 값 및 상기 제2 상관 값은 주변 첨두들에 대한 상관 값을 의미할 수 있다. 즉, 상기 제1 상관 값은 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 양(positive)으로 지연된 상관 값에 해당하고, 상기 제2 상관 값은 상기 후보획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 음(negative)으로 지연된 상관 값에 해당할 수 있다. 여기에서, 미리 설정된 값은 하나의 샘플 위상(sample phase)일 수 있다.
S530 단계에서, 수신 장치는, 상기 획득된 제1 상관 값 및 제2 상관 값을 이용하여, 상기 후보 획득 지점을 보정할 수 있다. 예를 들어, 수신 장치는 상술한 도 3 및 도 4에 대한 부분에서 설명된 방법을 통해 후보 획득 지점(즉, 후보 코드 획득 지점)을 보정할 수 있다.
이 경우, 상술한 바와 같이, 상기 후보 획득 지점은, 상기 제1 상관 값의 절대 값과 상기 제2 상관 값의 절대 값을 비교하여, 음 또는 양으로 미리 설정된 간격만큼 변경(또는 보정)될 수 있다.
또한, 수신 장치는 보정된 후보 획득 지점에 대한 정보를 추적 장치로 전달할 수도 있다.
또한, 상술한 바와 같이, 상기 후보 획득 지점은, 미리 설정된 간격(interval)만큼 음의 방향 또는 양의 방향으로 보정될 수 있다. 여기에서, 상기 미리 설정된 간격은, 상기 수신 장치에 대해 설정된 샘플링 주기(sampling period)에 기반하여 설정(예: Ts/2 등)될 수 있다. 이 경우, 상술한 바와 같이, 수신 장치는 상기 미리 설정된 간격의 크기를 줄여가며(예: Ts/4, Ts/8 등) 미리 설정된 횟수(예: K 회)만큼 반복적으로 후보 획득 지점을 보정할 수도 있다.
또한, 앞서 설명된 방법은, BOC(1, 1)의 상관 함수와 유사하게 주변 첨두를 하나씩 갖는 TMBOC(Time-Multiplexed BOC) 신호 및/또는 CBOC(Composite BOC) 신호에 대해서도 동일 또는 유사하게 적용될 수 있다. 즉, 본 명세서에서 제안하는 방법은 BOC(1, 1), CBOC, 또는 TMBOC에 의해 변조된 신호에 모두 적용될 수 있다.
이상에서 설명된 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시 예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시 예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시 예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시 예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 통상의 기술자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명의 무선 통신 시스템에서 이진 오프셋 반송파에 의해 변조된 코드를 획득하는 방안은 이진 오프셋 반송파 신호가 적용된 경우에 대해 중점적으로 설명되었지만, 이외의 다양한 신호들에 의해 변조된 코드에도 적용될 수 있다.

Claims (20)

  1. 이진 오프셋 반송파(binary offset carrier)에 의해 변조된 코드(code)를 획득하는 방법에 있어서, 수신 장치에 의해 수행되는 방법은,
    입력 코드 신호를 수신하는 과정과,
    로컬 코드를 생성하는 과정과,
    상기 생성된 로컬 코드를 폴딩(folding)하는 과정과,
    상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 연산을 수행하여 후보 획득 지점을 결정하는 과정과,
    상기 후보 획득 지점에 기반하여 제1 상관 값 및 제2 상관 값을 획득하는 과정과,
    상기 획득된 제1 상관 값 및 상기 획득된 제2 상관 값을 이용하여, 상기 후보 획득 지점을 보정하는 과정을 포함하되,
    상기 제1 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 양(positive)으로 지연된 상관 값이며,
    상기 제2 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 음(negative)으로 지연된 상관 값인 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 미리 설정된 값은, 하나의 샘플 위상(sample phase)인 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 연산을 수행하여 후보 획득 지점을 결정하는 과정은,
    상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 값들 중 최대(maximum) 상관 값에 해당하는 지점을 상기 후보 획득 지점으로 설정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 후보 획득 지점을 보정하는 과정은,
    상기 제1 상관 값의 절대 값과 상기 제2 상관 값의 절대 값을 비교하여, 음 또는 양으로 미리 설정된 간격만큼 상기 후보 획득 지점을 변경하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 제1 상관 값의 절대 값이 상기 제2 상관 값의 절대 값보다 큰 경우, 상기 후보 획득 지점은, 음으로 상기 미리 설정된 간격만큼 이동되며,
    상기 제1 상관 값의 절대 값이 상기 제2 상관 값의 절대 값보다 작은 경우, 상기 후보 획득 지점은, 양으로 상기 미리 설정된 간격만큼 이동되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 입력 코드 신호 및 상기 로컬 코드는, 의사 잡음 코드(pseudorandom noise code)에 해당하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 보정된 후보 획득 지점에 대한 정보를 추적 장치로 전달하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 후보 획득 지점은, 미리 설정된 간격(interval)만큼 음의 방향 또는 양의 방향으로 보정되며,
    상기 미리 설정된 간격은, 상기 수신 장치에 대해 설정된 샘플링 주기(sampling period)에 기반하여 설정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 후보 획득 지점은, 상기 미리 설정된 간격의 크기를 줄여가며 미리 설정된 횟수만큼 반복적으로 보정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 후보 획득 지점이 미리 설정된 횟수만큼 보정되기 이전에 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값이 동일한 값으로 획득되는 경우, 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값이 동일한 경우에 보정된 후보 획득 지점에 대한 정보를 추적(tracking) 장치로 전달하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 이진 오프셋 반송파(binary offset carrier)에 의해 변조된 코드(code)를 획득하는 수신 장치에 있어서,
    입력 코드 신호를 수신하는 송수신부,
    로컬 코드를 생성하고, 상기 생성된 로컬 코드를 폴딩(folding)하는 로컬 코드 처리부, 및
    상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 연산을 수행하여 후보 획득 지점을 결정하고, 상기 후보 획득 지점에 기반하여 제1 상관 값 및 제2 상관 값을 획득하고, 상기 획득된 제1 상관 값 및 상기 획득된 제2 상관 값을 이용하여, 상기 후보 획득 지점을 보정하는 제어부를 포함하고,
    상기 제1 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 양(positive)으로 지연된 상관 값이며,
    상기 제2 상관 값은, 상기 후보 획득 지점을 기준으로 미리 설정된 값만큼 음(negative)으로 지연된 상관 값인 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 미리 설정된 값은, 하나의 샘플 위상(sample phase)인 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  13. 제 11항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 수신된 입력 코드 신호와 상기 폴딩된 로컬 코드 간의 상관 값들 중 최대(maximum) 상관 값에 해당하는 지점을 상기 후보 획득 지점으로 설정하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  14. 제 11항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1 상관 값의 절대 값과 상기 제2 상관 값의 절대 값을 비교하여, 음 또는 양으로 미리 설정된 간격만큼 상기 후보 획득 지점을 변경하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 제1 상관 값의 절대 값이 상기 제2 상관 값의 절대 값보다 큰 경우, 상기 후보 획득 지점은, 음으로 상기 미리 설정된 간격만큼 이동되며,
    상기 제1 상관 값의 절대 값이 상기 제2 상관 값의 절대 값보다 작은 경우, 상기 후보 획득 지점은, 양으로 상기 미리 설정된 간격만큼 이동되는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  16. 제 11항에 있어서,
    상기 입력 코드 신호 및 상기 로컬 코드는, 의사 잡음 코드(pseudorandom noise code)에 해당하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  17. 제 1항에 있어서,
    상기 송수신부는, 상기 보정된 후보 획득 지점에 대한 정보를 추적 장치로 전달하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  18. 제 11항에 있어서,
    상기 후보 획득 지점은, 미리 설정된 간격(interval)만큼 음의 방향 또는 양의 방향으로 보정되며,
    상기 미리 설정된 간격은, 상기 수신 장치에 대해 설정된 샘플링 주기(sampling period)에 기반하여 설정되는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  19. 제 18항에 있어서,
    상기 후보 획득 지점은, 상기 미리 설정된 간격의 크기를 줄여가며 미리 설정된 횟수만큼 반복적으로 보정되는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 후보 획득 지점이 미리 설정된 횟수만큼 보정되기 이전에 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값이 동일한 값으로 획득되는 경우, 상기 송수신부는, 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값이 동일한 경우에 보정된 후보 획득 지점에 대한 정보를 추적(tracking) 장치로 전달하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
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