KR20180111980A

KR20180111980A - 무선 통신 시스템에서 동기 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: KR20180111980A
Application number: KR1020187026119A
Authority: KR
Inventors: 고현수; 김기준; 김병훈; 김영섭; 윤석현
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2017-03-04
Filing date: 2018-03-02
Publication date: 2018-10-11
Also published as: EP3583711A1; WO2018164414A1; MX2019001630A; CN110352571B; CA3031674C; CA3031674A1; BR112019008950B1; US20210091872A1; AU2018232645B2; PH12019500623A1; MY194361A; EP3583711B1; CN110352571A; CL2019000134A1; BR112019008950A2; RU2719354C1; EP3583711A4; JP6750131B2; AU2018232645A1; SG11201900436UA

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서, 기지국이 부 동기 신호(Secondary Synchronization Signal: SSS)를 전송하는 방법을 개시한다. 특히, 상기 방법은, 셀 식별을 위한 제 1 셀 식별자 및 제 2 셀 식별자를 기반으로 제 1 시프트 인덱스를 결정하고, 상기 제 1 셀 식별자를 기반으로 제 2 시프트 인덱스를 결정하고, 상기 제 1 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 1 시퀀스 및 상기 제 2 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 2 시퀀스를 이용하여, 상기 부 동기 신호를 단말로 전송하는 것을 포함하되, 상기 제 1 쉬프트 인덱스는, 상기 제 1, 2 셀 식별자를 기반으로 결정된 값의 K 배로 결정되되, 상기 K는 3 이상의 정수인 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 동기 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치

본 발명은, 무선 통신 시스템에서 동기 신호를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, 동기 신호에 포함되는 PSS(Primary Synchronization Sequence) 및 SSS (Secondary Synchronization Sequence)의 시퀀스를 전송하는 방법, 그리고 이를 위한 장치에 관한 것이다.

본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; 이하 "LTE"라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.

도 1은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면이다. E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으로서, 현재 3GPP에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS는 LTE(Long Term Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.

도 1을 참조하면, E-UMTS는 단말(User Equipment; UE)과 기지국(eNode B; eNB, 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway; AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 송신할 수 있다.

한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20Mhz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 송신 서비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크(Downlink; DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 송신하여 해당 단말에게 데이터가 송신될 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, HARQ(Hybrid Automatic Repeat and reQuest) 관련 정보 등을 알려준다. 또한, 상향링크(Uplink; UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 송신하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, HARQ 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 송신을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심망(Core Network; CN)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG는 복수의 셀들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.

무선 통신 기술은 WCDMA를 기반으로 LTE까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서, 동기 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공하고자 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 실시 예에 따른, 무선 통신 시스템에서, 기지국이 부 동기 신호(Secondary Synchronization Signal: SSS)를 전송하는 방법에 있어서, 셀 식별을 위한 제 1 셀 식별자 및 제 2 셀 식별자를 기반으로 제 1 시프트 인덱스를 결정하고, 상기 제 1 셀 식별자를 기반으로 제 2 시프트 인덱스를 결정하고, 상기 제 1 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 1 시퀀스 및 상기 제 2 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 2 시퀀스를 이용하여, 상기 부 동기 신호를 단말로 전송하는 것을 포함하되, 상기 제 1 쉬프트 인덱스는, 상기 제 1, 2 셀 식별자를 기반으로 결정된 값의 K 배로 결정되되, 상기 K는 3 이상의 정수일 수 있다.

이 때, 상기 제 1 쉬프트 인덱스로 가능한 값의 수와 상기 제 2 쉬프트 인덱스로 가능한 값의 수의 곱은, 상기 제 1 셀 식별자로 가능한 값의 수와 상기 제 2 셀 식별자로 가능한 값의 수의 곱에 대응할 수 있다.

또한, 상기 부 동기 신호는, 상기 제 1 시퀀스의 요소들 및 상기 제 2 시퀀스의 요소들 각각을 곱하여 생성될 수 있다.

또한, 상기 제 1 시퀀스는 복수 샘플 단위의 Cyclic Shift 값을 적용하여 생성되고, 상기 제 2 시퀀스는 1 샘플 단위의 Cyclic Shift 값을 적용하여 생성될 수 있다.

또한, 상기 부 동기 신호는, 다른 목적을 위해 예약되지 않은 자원 요소들에 맵핑될 수 있다.

또한, 상기 부 동기 신호는, 주 동기 신호가 맵핑되는 안테나 포트와 동일한 안테나 포트에 맵핑되어, 단말에 전송될 수 있다.

또한, 상기 제 1 시퀀스를 생성하기 위한 다항식 및 상기 제 2 시퀀스를 생성하기 위한 다항식 중 적어도 하나는, 주 동기 신호를 생성하기 위한 다항식과 동일할 수 있다.

또한, 상기 제 1 쉬프트 인덱스는, 아래의 수학식 A에 의해 결정되고, <수학식 A>

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) + N_ID ⁽²⁾)

m₀는 제 1 쉬프트 인덱스, N_ID ⁽¹⁾은 제 1 식별자, N_ID ⁽ ²⁾는 제 2 식별자일 수 있다.

또한, 상기 제 2 쉬프트 인덱스는, 아래의 수학식 B에 의해 결정되고,

<수학식 B>

m₁ = (N_ID ⁽¹⁾ mod 112)

m₁은 제 2 쉬프트 인덱스, N_ID ⁽¹⁾은 제 1 식별자를 나타낼 수 있다.

본 발명에 따른 무선 통신 시스템에서, 부 동기 신호(Secondary Synchronization Signal: SSS)를 전송하는 기지국에 있어서, 단말과 무선 신호를 송수신하는 트랜시버; 및 상기 트랜시버와 연결되어, 셀 식별을 위한 제 1 셀 식별자 및 제 2 셀 식별자를 기반으로 제 1 시프트 인덱스를 결정하고, 상기 제 1 식별자를 기반으로 제 2 시프트 인덱스를 결정하고, 상기 제 1 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 1 시퀀스 및 상기 제 2 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 2 시퀀스를 이용하여, 상기 부 동기 신호를 단말로 전송하도록 상기 트랜시버를 제어하는 프로세서를 포함하되, 상기 제 1 쉬프트 인덱스는, 상기 제 1, 2 셀 식별자를 기반으로 결정된 값의 K 배로 결정되되, 상기 K는 3 이상의 정수일 수 있다.

또한, 상기 제 1 쉬프트 인덱스 및 제 2 시프트 인덱스는, 아래의 수학식 A 및 수학식 B에 의해 각각 결정되고,

<수학식 A>

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) + N_ID ⁽²⁾)

<수학식 B>

m₁ = (N_ID ⁽¹⁾ mod 112)

m₀는 제 1 쉬프트 인덱스, m₁은 제 2 쉬프트 인덱스, N_ID ⁽¹⁾은 제 1 식별자, N_ID ⁽²⁾는 제 2 식별자일 수 있다.

본 발명에 따른, 무선 통신 시스템에서, 부 동기 신호(Secondary Synchronization Signal: SSS)를 수신하는 단말에 있어서, 기지국과 무선 신호를 송수신하는 트랜시버; 및 상기 트랜시버와 연결되어 상기 기지국으로부터 상기 부 동기 신호를 포함하는 동기 신호를 수신하도록 상기 트랜시버를 제어하는 프로세서를 포함하되, 상기 부 동기 신호는 제 1 시프트 인덱스를 기반으로 생성되는 제 1 시퀀스 및 제 2 시프트 인덱스를 기반으로 생성되는 제 2 시퀀스를 이용하여 생성되고, 상기 제 1 시프트 인덱스는 셀 식별을 위한 제 1, 2 식별자를 기반으로 결정되고, 상기 제 2 시프트 인덱스는 상기 제 1 식별자를 기반으로 결정되며, 상기 제 1 시프트 인덱스는 상기 제 1, 2 식별자를 기반으로 결정된 값에 K 배로 결정되되, 상기 K는 3 이상의 정수일 수 있다.

이 때, 상기 제 1, 2 시프트 인덱스는 아래의 수학식 A 및 수학식 B에 의해 각각 결정되고,

<수학식 A>

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) + N_ID ⁽²⁾)

<수학식 B>

m₁ = (N_ID ⁽¹⁾ mod 112)

본 발명에 따르면, 주파수 오프셋으로 인하여, 셀 ID 검출에 오류가 발생하는 현상을 감소시킬 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무선 인터페이스 프로토콜(Radio Interface Protocol)의 제어평면(Control Plane) 및 사용자평면(User Plane) 구조를 나타내는 도면.
도 3은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 송신 방법을 설명하기 위한 도면.
도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면.
도 5는 LTE 시스템에서 사용되는 동기 신호(synchronization signal, SS)의 전송을 위한 무선 프레임 구조를 예시한 것이다.
도 6은 LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면.
도 7은 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 도시하는 도면.
도 8은 TXRU와 안테나 엘리먼트의 연결 방식의 일례들을 나타낸다.
도 9는 Self-contained 서브프레임 구조의 일 예이다.
도 10은 PSS 시퀀스를 자원요소에 맵핑하는 실시 예를 설명하기 위한 도면이다.
도 11 및 도 12는 동기화 신호 블록의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 기지국에 의해 SSS가 번들링되는 일 실시 예를 설명하기 위한 표이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따라 구현되는 무선 통신 시스템을 나타낸다.

이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징들이 3GPP 시스템에 적용된 예들이다.

본 명세서는 LTE 시스템 및 LTE-A 시스템을 사용하여 본 발명의 실시예를 설명하지만, 이는 예시로서 본 발명의 실시예는 상기 정의에 해당되는 어떤 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

또한, 본 명세서는 기지국의 명칭은 RRH(remote radio head), eNB, TP(transmission point), RP(reception point), 중계기(relay) 등을 포함하는 포괄적인 용어로 사용될 수 있다.

도 2는 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무선 인터페이스 프로토콜(Radio Interface Protocol)의 제어평면(Control Plane) 및 사용자평면(User Plane) 구조를 나타내는 도면이다. 제어평면은 단말(User Equipment; UE)과 네트워크가 호를 관리하기 위해서 이용하는 제어 메시지들이 송신되는 통로를 의미한다. 사용자평면은 애플리케이션 계층에서 생성된 데이터, 예를 들어, 음성 데이터 또는 인터넷 패킷 데이터 등이 송신되는 통로를 의미한다.

제1계층인 물리계층은 물리채널(Physical Channel)을 이용하여 상위 계층에게 정보 송신 서비스(Information Transfer Service)를 제공한다. 물리계층은 상위에 있는 매체접속제어(Medium Access Control) 계층과는 송신채널(Trans포트 Channel)을 통해 연결되어 있다. 상기 송신채널을 통해 매체접속제어 계층과 물리계층 사이에 데이터가 이동한다. 송신측과 수신측의 물리계층 사이는 물리채널을 통해 데이터가 이동한다. 상기 물리채널은 시간과 주파수를 무선 자원으로 활용한다. 구체적으로, 물리채널은 하향링크에서 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식으로 변조되고, 상향링크에서 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식으로 변조된다.

제2계층의 매체접속제어(Medium Access Control; MAC) 계층은 논리채널(Logical Channel)을 통해 상위계층인 무선링크제어(Radio Link Control; RLC) 계층에 서비스를 제공한다. 제2계층의 RLC 계층은 신뢰성 있는 데이터 송신을 지원한다. RLC 계층의 기능은 MAC 내부의 기능 블록으로 구현될 수도 있다. 제2계층의 PDCP(Packet Data Convergence Protocol) 계층은 대역폭이 좁은 무선 인터페이스에서 IPv4나 IPv6와 같은 IP 패킷을 효율적으로 송신하기 위해 불필요한 제어정보를 줄여주는 헤더 압축(Header Compression) 기능을 수행한다.

제3계층의 최하부에 위치한 무선 자원제어(Radio Resource Control; RRC) 계층은 제어평면에서만 정의된다. RRC 계층은 무선베어러(Radio Bearer)들의 설정(Configuration), 재설정(Re-configuration) 및 해제(Release)와 관련되어 논리채널, 송신채널 및 물리채널들의 제어를 담당한다. 무선 베어러는 단말과 네트워크 간의 데이터 전달을 위해 제2계층에 의해 제공되는 서비스를 의미한다. 이를 위해, 단말과 네트워크의 RRC 계층은 서로 RRC 메시지를 교환한다. 단말과 네트워크의 RRC 계층 사이에 RRC 연결(RRC Connected)이 있을 경우, 단말은 RRC 연결 상태(Connected Mode)에 있게 되고, 그렇지 못할 경우 RRC 휴지 상태(Idle Mode)에 있게 된다. RRC 계층의 상위에 있는 NAS(Non-Access Stratum) 계층은 세션 관리(Session Management)와 이동성 관리(Mobility Management) 등의 기능을 수행한다.

네트워크에서 단말로 데이터를 송신하는 하향 송신채널은 시스템 정보를 송신하는 BCH(Broadcast Channel), 페이징 메시지를 송신하는 PCH(Paging Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메시지를 송신하는 하향 SCH(Shared Channel) 등이 있다. 하향 멀티캐스트 또는 방송 서비스의 트래픽 또는 제어 메시지의 경우 하향 SCH를 통해 송신될 수도 있고, 또는 별도의 하향 MCH(Multicast Channel)을 통해 송신될 수도 있다. 한편, 단말에서 네트워크로 데이터를 송신하는 상향 송신채널로는 초기 제어 메시지를 송신하는 RACH(Random Access Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메시지를 송신하는 상향 SCH(Shared Channel)가 있다. 송신채널의 상위에 있으며, 송신채널에 매핑되는 논리채널(Logical Channel)로는 BCCH(Broadcast Control Channel), PCCH(Paging Control Channel), CCCH(Common Control Channel), MCCH(Multicast Control Channel), MTCH(Multicast Traffic Channel) 등이 있다.

도 3은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 송신 방법을 설명하기 위한 도면이다.

단말은 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색(Initial cell search) 작업을 수행한다(S301). 이를 위해, 단말은 기지국으로부터 주 동기 채널(Primary Synchronization Channel; P-SCH) 및 부 동기 채널(Secondary Synchronization Channel; S-SCH)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후, 단말은 기지국으로부터 물리 방송 채널(Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호(Downlink Reference Signal; DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.

초기 셀 탐색을 마친 단말은 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH) 및 상기 PDCCH에 실린 정보에 따라 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Control Channel; PDSCH)을 수신함으로써 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다(S302).

한편, 기지국에 최초로 접속하거나 신호 송신을 위한 무선 자원이 없는 경우 단말은 기지국에 대해 임의 접속 과정(Random Access Procedure; RACH)을 수행할 수 있다(단계 S303 내지 단계 S306). 이를 위해, 단말은 물리 임의 접속 채널(Physical Random Access Channel; PRACH)을 통해 특정 시퀀스를 프리앰블로 송신하고(S303 및 S305), PDCCH 및 대응하는 PDSCH를 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S304 및 S306). 경쟁 기반 RACH의 경우, 추가적으로 충돌 해결 절차(Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상/하향링크 신호 송신 절차로서 PDCCH/PDSCH 수신(S307) 및 물리 상향링크 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)/물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH) 송신(S308)을 수행할 수 있다. 특히 단말은 PDCCH를 통하여 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information; DCI)를 수신한다. 여기서 DCI는 단말에 대한 자원 할당 정보와 같은 제어 정보를 포함하며, 그 사용 목적에 따라 포맷이 서로 다르다.

한편, 단말이 상향링크를 통해 기지국에 송신하는 또는 단말이 기지국으로부터 수신하는 제어 정보는 하향링크/상향링크 ACK/NACK 신호, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix 인덱스), RI(Rank Indicator) 등을 포함한다. 3GPP LTE 시스템의 경우, 단말은 상술한 CQI/PMI/RI 등의 제어 정보를 PUSCH 및/또는 PUCCH를 통해 송신할 수 있다.

도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면이다.

도 4를 참조하면, 무선 프레임(radio frame)은 10ms(327200ХT_s)의 길이를 가지며 10개의 균등한 크기의 서브프레임(subframe)으로 구성되어 있다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯(slot)으로 구성되어 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms(15360ХT_s)의 길이를 가진다. 여기에서, T_s 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(15kHzХ2048)=3.2552Х10^-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. LTE 시스템에서 하나의 자원블록은 12개의 부반송파Х7(6)개의 OFDM 심볼을 포함한다. 데이터가 송신되는 단위시간인 TTI(Transmission Time Interval)는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다. 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 5는 LTE/LTE-A 기반 무선 통신 시스템에서 동기 신호(synchronization signal, SS)의 전송을 위한 무선 프레임 구조를 예시한 것이다. 특히, 도 3은 주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex, FDD)에서 동기 신호 및 PBCH의 전송을 위한 무선 프레임 구조를 예시한 것으로서, 도 5(a)는 정규 CP(normal cyclic prefix)로써 설정된(configured) 무선 프레임에서 SS 및 PBCH의 전송 위치를 도시한 것이고 도 5(b)는 확장 CP(extended CP)로써 설정된 무선 프레임에서 SS 및 PBCH의 전송 위치를 도시한 것이다.

도 5를 참조하여, SS를 조금 더 구체적으로 설명하면 다음과 같다. SS는 PSS (Primary Synchronization Signal)와 SSS(Secondary Synchronization Signal)로 구분된다. PSS는 OFDM 심볼 동기, 슬롯 동기 등의 시간 도메인 동기 및/또는 주파수 도메인 동기를 얻기 위해 사용되며, SSS는 프레임 동기, 셀 그룹 ID 및/또는 셀의 CP 설정(configuration)(즉, 일반 CP 또는 확장 CP 의 사용 정보)를 얻기 위해 사용된다. 도 5를 참조하면, PSS와 SSS는 매 무선 프레임의 2개의 OFDM 심볼에서 각각 전송된다. 구체적으로 SS는 인터-RAT(inter radio access technology) 측정의 용이함을 위해 GSM(Global System for Mobile communication) 프레임 길이인 4.6 ms를 고려하여 서브프레임 0의 첫 번째 슬롯과 서브프레임 5의 첫 번째 슬롯에서 각각 전송된다. 특히 PSS는 서브프레임 0의 첫 번째 슬롯의 마지막 OFDM 심볼과 서브프레임 5의 첫 번째 슬롯의 마지막 OFDM 심볼에서 각각 전송되고, SSS는 서브프레임 0의 첫 번째 슬롯의 마지막에서 두 번째 OFDM 심볼과 서브프레임 5의 첫 번째 슬롯의 마지막에서 두 번째 OFDM 심볼에서 각각 전송된다. 해당 무선 프레임의 경계는 SSS를 통해 검출될 수 있다. PSS는 해당 슬롯의 맨 마지막 OFDM 심볼에서 전송되고 SSS는 PSS 바로 앞 OFDM 심볼에서 전송된다. SS의 전송 다이버시티(diversity) 방식은 단일 안테나 포트(single antenna port)만을 사용하며 표준에서는 따로 정의하고 있지 않다.

PSS는 5ms마다 전송되므로 UE는 PSS를 검출함으로써 해당 서브프레임이 서브프레임 0와 서브프레임 5 중 하나임을 알 수 있으나, 해당 서브프레임이 서브프레임 0와 서브프레임 5 중 구체적으로 무엇인지는 알 수 없다. 따라서, UE는 PSS만으로는 무선 프레임의 경계를 인지하지 못한다. 즉, PSS만으로는 프레임 동기가 획득될 수 없다. UE는 일 무선 프레임 내에서 두 번 전송되되 서로 다른 시퀀스로서 전송되는 SSS를 검출하여 무선 프레임의 경계를 검출한다.

PSS/SSS를 이용한 셀(cell) 탐색 과정을 수행하여 DL 신호의 복조(demodulation) 및 UL 신호의 전송을 정확한 시점에 수행하는 데 필요한 시간 및 주파수 파라미터를 결정한 UE는, 또한, 상기 eNB로부터 상기 UE의 시스템 설정(system configuration)에 필요한 시스템 정보를 획득해야 상기 eNB와 통신할 수 있다.

시스템 정보는 마스터정보블록(Master Information Block, MIB) 및 시스템정보블록(System Information Block, SIB)들에 의해 설정된다(configured). 각 시스템정보블록은 기능적으로 연관된 파라미터들의 모음을 포함하며, 포함하는 파라미터에 따라 마스터정보블록(Master Information Block, MIB) 및 시스템정보블록타입 1(System Information Block Type 1, SIB1), 시스템정보블록타입 2(System Information Block Type 2, SIB2), SIB3∼SIB17로 구분될 수 있다.

MIB는 UE가 eNB의 네트워크(network)에 초기 접속(initial access)하는 데 필수적인, 가장 자주 전송되는 파라미터들을 포함한다. UE는 MIB를 브로드캐스트 채널(예, PBCH)를 통해 수신할 수 있다. MIB에는 하향링크 시스템 대역폭(dl-Bandwidth, DL BW), PHICH 설정(configuration), 시스템 프레임 넘버(SFN)가 포함된다. 따라서, UE는 PBCH를 수신함으로써 명시적(explicit)으로 DL BW, SFN, PHICH 설정에 대한 정보를 알 수 있다. 한편, PBCH를 수신을 통해 UE가 암묵적(implicit)으로 알 수 있는 정보로는 eNB의 전송 안테나 포트의 개수가 있다. eNB의 전송 안테나 개수에 대한 정보는 PBCH의 에러 검출에 사용되는 16-비트 CRC(Cyclic Redundancy Check)에 전송 안테나 개수에 대응되는 시퀀스를 마스킹(예, XOR 연산)하여 암묵적으로 시그널링된다.

SIB1은 다른 SIB들의 시간 도메인 스케줄링에 대한 정보뿐만 아니라, 특정 셀이 셀 선택에 적합한 셀인지를 판단하는 데 필요한 파라미터들을 포함한다. SIB1은 브로드캐스트 시그널링 혹은 전용(dedicated) 시그널링을 통해 UE에게 수신된다.

DL 반송파 주파수와 해당 시스템 대역폭은 PBCH가 나르는 MIB에 의해 획득될 수 있다. UL 반송파 주파수 및 해당 시스템 대역폭은 DL 신호인 시스템 정보를 통해 얻어질 수 있다. MIB를 수신한 UE는 해당 셀에 대해 저장된 유효한 시스템 정보가 없으면, 시스템 정보 블록 타입 2(SystemInformationBlockType2, SIB2)가 수신될 때까지, MIB 내 DL BW의 값을 UL-대역폭(UL BW)에 적용한다. 예를 들어, UE는 시스템 정보 블록 타입 2(SystemInformationBlockType2, SIB2)를 획득하여, 상기 SIB2 내 UL-반송파 주파수 및 UL-대역폭 정보를 통해 자신이 UL 전송에 사용할 수 있는 전체 UL 시스템 대역을 파악할 수 있다.

주파수 도메인에서, PSS/SSS 및 PBCH는 실제 시스템 대역폭과 관계없이 해당 OFDM 심볼 내에서 DC 부반송파를 중심으로 좌우 3개씩 총 6개의 RB, 즉 총 72개의 부반송파들 내에서만 전송된다. 따라서, UE는 상기 UE에게 설정된(configured) 하향링크 전송 대역폭과 관계없이 SS 및 PBCH를 검출(detect) 혹은 복호(decode)할 수 있도록 설정된다(configured).

초기 셀 탐색을 마친 UE는 eNB로의 접속을 완료하기 위해 임의 접속 과정(random access procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 UE는 물리 임의 접속 채널(physical random access channel, PRACH)을 통해 프리앰블(preamble)을 전송하고, PDCCH 및 PDSCH을 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다. 경쟁 기반 임의 접속(contention based random access)의 경우 추가적인 PRACH의 전송, 그리고 PDCCH 및 상기 PDCCH에 대응하는 PDSCH와 같은 충돌 해결 절차(contention resolution procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 절차를 수행한 UE는 이후 일반적인 상/하향링크 신호 전송 절차로서 PDCCH/PDSCH 수신 및 PUSCH/PUCCH 전송을 수행할 수 있다.

상기 임의 접속 과정은 임의 접속 채널(random access channel, RACH) 과정으로도 지칭된다. 임의 접속 과정은 초기 접속, 임의 접속 과정은 초기 접속, 상향링크 동기 조정, 자원 할당, 핸드오버 등의 용도로 다양하게 사용된다. 임의 접속 과정은 경쟁-기반(contention-based) 과정과, 전용(dedicated)(즉, 비-경쟁-기반) 과정으로 분류된다. 경쟁-기반 임의 접속 과정은 초기 접속을 포함하여 일반적으로 사용되며, 전용 임의 접속 과정을 핸드오버 등에 제한적으로 사용된다. 경쟁-기반 임의 접속 과정에서 UE는 RACH 프리앰블 시퀀스를 임의로(randomly) 선택한다. 따라서, 복수의 UE들이 동시에 동일한 RACH 프리앰블 시퀀스를 전송하는 것이 가능하며, 이로 인해 이후 경쟁 해소 과정이 필요하다. 반면, 전용 임의 접속 과정에서 UE는 eNB가 해당 UE에게 유일하게 할당한 RACH 프리앰블 시퀀스를 사용한다. 따라서, 다른 UE와의 충돌없이 임의 접속 과정을 수행할 수 있다.

경쟁-기반 임의 접속 과정은 다음의 4 단계를 포함한다. 이하, 단계 1~4에서 전송되는 메시지는 각각 메시지 1~4(Msg1 ~ Msg4)로 지칭될 수 있다.

- 단계 1: RACH 프리앰블(via PRACH)(UE to eNB)

- 단계 2: 임의 접속 응답(random access response, RAR)(via PDCCH 및 PDSCH)(eNB to UE)

- 단계 3: 레이어 2 / 레이어 3 메시지(via PUSCH)(UE to eNB)

- 단계 4: 경쟁 해소(contention resolution) 메시지(eNB to UE)

전용 임의 접속 과정은 다음의 3 단계를 포함한다. 이하, 단계 0~2에서 전송되는 메시지는 각각 메시지 0~2(Msg0 ~ Msg2)로 지칭될 수 있다. 임의 접속 과정의 일부로 RAR에 대응하는 상향링크 전송(즉, 단계 3)도 수행될 수 있다. 전용 임의 접속 과정은 기지국이 RACH 프리앰블 전송을 명령하는 용도의 PDCCH(이하, PDCCH 오더(order))를 이용하여 트리거링될 수 있다.

- 단계 0: 전용 시그널링을 통한 RACH 프리앰블 할당(eNB to UE)

- 단계 1: RACH 프리앰블(via PRACH)(UE to eNB)

- 단계 2: 임의 접속 응답(RAR)(via PDCCH 및 PDSCH)(eNB to UE)

RACH 프리앰블을 전송한 뒤, UE는 미리-설정된 시간 윈도우 내에서 임의 접속 응답(RAR) 수신을 시도한다. 구체적으로, UE는 시간 윈도우 내에서 RA-RNTI(Random Access RNTI)를 갖는 PDCCH(이하, RA-RNTI PDCCH)(예, PDCCH에서 CRC가 RA-RNTI로 마스킹됨)의 검출을 시도한다. RA-RNTI PDCCH 검출 시, UE는 RA-RNTI PDCCH에 대응하는 PDSCH 내에 자신을 위한 RAR이 존재하는지 확인한다. RAR은 UL 동기화를 위한 타이밍 오프셋 정보를 나타내는 타이밍 어드밴스(timing advance, TA) 정보, UL 자원 할당 정보(UL 그랜트 정보), 임시 단말 식별자(예, temporary cell-RNTI, TC-RNTI) 등을 포함한다. UE는 RAR 내의 자원 할당 정보 및 TA 값에 따라 UL 전송(예, Msg3)을 수행할 수 있다. RAR에 대응하는 UL 전송에는 HARQ가 적용된다. 따라서, UE는 Msg3 전송한 후, Msg3에 대응하는 수신 응답 정보(예, PHICH)를 수신할 수 있다.

임의 접속 프리앰블, 즉, RACH 프리앰블은 물리 계층에서 길이 T_CP의 순환 전치(cyclic prefix) 및 길이 T_SEQ의 시퀀스 부분으로 구성된다. T_CP의 T_SEQ는 프레임 구조와 임의 접속 설정(configuration)에 의존한다. 프리앰블 포맷은 상위 계층에 의해 제어된다. PACH 프리앰블은 UL 서브프레임에서 전송된다. 임의 접속 프리앰블의 전송은 특정 시간 및 주파수 자원들에 제한(restrict)된다. 이러한 자원들을 PRACH 자원들이라고 하며, PRACH 자원들은, 인덱스 0가 무선 프레임에서 낮은 번호의 PRB 및 서브프레임에 대응하도록, 상기 무선 프레임 내 서브프레임 번호와, 주파수 도메인에서 물리 자원 블록(Physical Resource Block; PRB)들의 증가 순으로 번호가 매겨진다. 임의 접속 자원들이 PRACH 설정 인덱스에 따라 정의된다(3GPP TS 36.211 표준 문서 참조). PRACH 설정 인덱스는 (eNB에 의해 전송되는) 상위 계층 신호에 의해 주어진다.

LTE/LTE-A 시스템에서 임의 접속 프리앰블, 즉, RACH 프리앰블을 위한 부반송파 간격(Subcarrier Spacing)은 프리앰블 포맷 0~3의 경우 1.25kHz이고, 프리앰블 포맷 4의 경우 7.5kHz인 것으로 규정된다(3GPP TS 36.211 참조).

도 6은 하향링크 무선 프레임에서 하나의 서브프레임의 제어 영역에 포함되는 제어 채널을 예시하는 도면이다.

도 6을 참조하면, 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼로 구성되어 있다. 서브프레임 설정에 따라 처음 1 내지 3개의 OFDM 심볼은 제어 영역으로 사용되고 나머지 13~11개의 OFDM 심볼은 데이터 영역으로 사용된다. 도면에서 R1 내지 R4는 안테나 0 내지 3에 대한 기준 신호(Reference Signal(RS) 또는 Pilot Signal)를 나타낸다. RS는 제어 영역 및 데이터 영역과 상관없이 서브프레임 내에 일정한 패턴으로 고정된다. 제어 채널은 제어 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당되고, 트래픽 채널도 데이터 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당된다. 제어 영역에 할당되는 제어 채널로는 PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등이 있다.

PCFICH는 물리 제어 포맷 지시자 (CFI) 채널로서 매 서브프레임 마다 PDCCH에 사용되는 OFDM 심볼의 개수를 단말에게 알려준다. PCFICH는 첫 번째 OFDM 심볼에 위치하며 PHICH 및 PDCCH에 우선하여 설정된다. PCFICH는 4개의 REG(Resource Element Group)로 구성되고, 각각의 REG는 셀 ID(Cell IDentity)에 기초하여 제어 영역 내에 분산된다. 하나의 REG는 4개의 RE(Resource Element)로 구성된다. RE는 하나의 부반송파Х하나의 OFDM 심볼로 정의되는 최소 물리 자원을 나타낸다. 상기 CFI에 의해 전송되는 PCFICH 값은 대역폭에 따라 1 내지 3 또는 2 내지 4의 값을 지시하며 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)로 변조된다.

PHICH는 물리 HARQ(Hybrid - Automatic Repeat and request) 지시자 채널로서 상향링크 송신에 대한 HARQ ACK/NACK을 나르는데 사용된다. 즉, PHICH는 UL HARQ를 위한 DL ACK/NACK 정보가 송신되는 채널을 나타낸다. PHICH는 1개의 REG로 구성되고, 셀 특정(cell-specific)하게 스크램블(scrambling) 된다. ACK/NACK은 1 비트로 지시되며, BPSK(Binary phase shift keying)로 변조된다. 변조된 ACK/NACK은 확산인자(Spreading Factor; SF) = 2 또는 4로 확산된다. 동일한 자원에 매핑되는 복수의 PHICH는 PHICH 그룹을 구성한다. PHICH 그룹에 다중화되는 PHICH의 개수는 확산 코드의 개수에 따라 결정된다. PHICH (그룹)은 주파수 영역 및/또는 시간 영역에서 다이버시티 이득을 얻기 위해 3번 반복(repetition)된다.

PDCCH는 물리 하향링크 제어 채널로서 서브프레임의 처음 n개의 OFDM 심볼에 할당된다. 여기에서, n은 1 이상의 정수로서 PCFICH에 의해 지시된다. PDCCH는 하나 이상의 CCE (Control Channel Element)로 구성된다. PDCCH는 송신 채널인 PCH(Paging channel) 및 DL-SCH(Downlink-shared channel)의 자원할당과 관련된 정보, 상향링크 스케줄링 그랜트(Uplink Scheduling Grant), HARQ 정보 등을 각 단말 또는 단말 그룹에게 알려준다. PCH(Paging channel) 및 DL-SCH(Downlink-shared channel)는 PDSCH를 통해 송신된다. 따라서, 기지국과 단말은 일반적으로 특정한 제어 정보 또는 특정한 서비스 데이터를 제외하고는 PDSCH를 통해서 데이터를 각각 송신 및 수신한다.

PDSCH의 데이터가 어떤 단말(하나 또는 복수의 단말)에게 송신되는 것이며, 상기 단말들이 어떻게 PDSCH 데이터를 수신하고 디코딩(decoding)을 해야 하는 지에 대한 정보 등은 PDCCH에 포함되어 송신된다. 예를 들어, 특정 PDCCH가 "A"라는 RNTI(Radio Network Temporary Identity)로 CRC 마스킹(masking)되어 있고, "B"라는 무선자원(예, 주파수 위치) 및 "C"라는 DCI 포맷 즉, 송신 형식 정보(예, 송신 블록 사이즈, 변조 방식, 코딩 정보 등)를 이용해 송신되는 데이터에 관한 정보가 특정 서브프레임을 통해 송신된다고 가정한다. 이 경우, 셀 내의 단말은 자신이 가지고 있는 RNTI 정보를 이용하여 검색 영역에서 PDCCH를 모니터링, 즉 블라인드 디코딩하고, "A" RNTI를 가지고 있는 하나 이상의 단말이 있다면, 상기 단말들은 PDCCH를 수신하고, 수신한 PDCCH의 정보를 통해 "B"와 "C"에 의해 지시되는 PDSCH를 수신한다.

도 7은 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 도시하는 도면이다.

도 7을 참조하면, 상향링크 서브프레임은 제어정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)가 할당되는 영역과 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)가 할당되는 영역으로 나눌 수 있다. 서브프레임의 중간 부분이 PUSCH에 할당되고, 주파수 영역에서 데이터 영역의 양측 부분이 PUCCH에 할당된다. PUCCH 상에 송신되는 제어정보는 HARQ에 사용되는 ACK/NACK, 하향링크 채널 상태를 나타내는 CQI(Channel Quality Indicator), MIMO를 위한 RI(Rank Indicator), 상향링크 자원 할당 요청인 SR(Scheduling Request) 등이 있다. 한 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임 내의 각 슬롯에서 서로 다른 주파수를 차지하는 하나의 자원블록을 사용한다. 즉, PUCCH에 할당되는 2개의 자원블록은 슬롯 경계에서 주파수 호핑(frequency hopping)된다. 특히 도 6은 m=0인 PUCCH, m=1인 PUCCH, m=2인 PUCCH, m=3인 PUCCH가 서브프레임에 할당되는 것을 예시한다.

이하, 채널 상태 정보(channel state information, CSI) 보고에 관하여 설명한다. 현재 LTE 표준에서는 채널 상태 정보 없이 운용되는 개루프(open-loop) MIMO와 채널 상태 정보에 기반하여 운용되는 폐루프(closed-loop) MIMO 두 가지 송신 방식이 존재한다. 특히, 폐루프 MIMO 에서는 MIMO 안테나의 다중화 이득(다중화 gain)을 얻기 위해 기지국 및 단말 각각은 채널 상태 정보를 바탕으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 기지국은 채널 상태 정보를 단말로부터 얻기 위해, 단말에게 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 또는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)를 할당하여 하향링크 신호에 대한채널 상태 정보(CSI)를 피드백 하도록 명령한다.

CSI는 RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix 인덱스), CQI(Channel Quality Indication) 세가지 정보로 크게 분류된다. 우선, RI는 상술한 바와 같이 채널의 랭크 정보를 나타내며, 단말이 동일 주파수-시간 자원을 통해 수신할 수 있는 스트림의 개수를 의미한다. 또한, RI는 채널의 롱텀 페이딩(long term fading)에 의해 결정되므로 PMI, CQI 값 보다 통상 더 긴 주기로 기지국으로 피드백 된다.

두 번째로, PMI는 채널의 공간 특성을 반영한 값으로 SINR 등의 메트릭(metric)을 기준으로 단말이 선호하는 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스를 나타낸다. 마지막으로, CQI는 채널의 세기를 나타내는 값으로 통상 기지국이 PMI를 이용했을 때 얻을 수 있는 수신 SINR을 의미한다.

3GPP LTE-A 시스템에서 기지국은 다수의 CSI 프로세스를 UE에게 설정하고, 각 CSI 프로세스에 대한 CSI를 보고 받을 수 있다. 여기서 CSI 프로세스는 기지국으로부터의 신호 품질 특정을 위한 CSI-RS 자원과 간섭 측정을 위한 CSI-IM (interference measurement) 자원, 즉 IMR (interference measurement resource)로 구성된다.

Millimeter Wave (mmW)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수개의 안테나 엘리먼트의 설치가 가능하다. 구체적으로, 30GHz 대역에서 파장은 1cm로써 4 by 4 cm의 패널(panel)에 0.5 lambda(파장) 간격으로 2D (dimension) 배열 형태인 총 64(8x8)의 안테나 엘리먼트 설치가 가능하다. 그러므로 mmW 분야에서의 최근 동향에서는 다수개의 안테나 엘리먼트를 사용하여 BF (beamforming) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, 쓰루풋 (throughput)의 증대를 시도하고 있다.

이 경우에 안테나 엘리먼트 별로 송신 파워 및 위상 조절이 가능하도록 TXRU (Transceiver Unit)을 구비한다면, 주파수 자원 별로 독립적인 빔포밍이 가능하다. 그러나 100여개의 안테나 엘리먼트 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 엘리먼트를 매핑하고 아날로그 위상 천이기 (analog phase shifter)로 빔의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 아날로그 빔포밍 방식은 전 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 빔포밍을 해줄 수 없는 단점을 갖는다.

디지털 BF와 아날로그 BF의 중간 형태로 Q개의 안테나 엘리먼트보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 hybrid BF를 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 엘리먼트의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 송신할 수 있는 빔 방향은 B개 이하로 제한되게 된다.

도 8은 TXRU와 안테나 엘리먼트의 연결 방식의 일례들을 나타낸다.

도 8의 (a)은 TXRU가 서브-어레이(sub-array)에 연결된 방식을 나타낸다. 이 경우에 안테나 엘리먼트는 하나의 TXRU에만 연결된다. 이와 달리 도 7의 (b)는 TXRU가 모든 안테나 엘리먼트에 연결된 방식을 나타낸다. 이 경우에 안테나 엘리먼트는 모든 TXRU에 연결된다. 도 7에서 W는 아날로그 위상 천이기에 의해 곱해지는 위상 벡터를 나타낸다. 즉, W에 의해 아날로그 빔포밍의 방향이 결정된다. 여기서 CSI-RS 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 1-to-1 또는 1-to-多 일 수 있다.

더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT (radio access technology)에 비해 향상된 무선 광대역 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 메시브 (massive) MTC (Machine Type Communications) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 뿐만 아니라 신뢰도 (reliability) 및 레이턴시 (latency)에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이러한 점을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있으며, 본 발명에서는 편의상 NewRAT (이하, NR)이라고 지칭한다.

TDD 시스템에서 데이터 송신 레이턴시를 최소화하기 위하여 5세대 NR 에서는 도 9과 같은 self-contained 서브프레임 구조를 고려하고 있다. 도 9는 Self-contained 서브프레임 구조의 일 예이다.

도 9에서 빗금 영역은 하향링크 제어 영역을 나타내고, 검정색 부분은 상향링크 제어 영역을 나타낸다. 표시가 없는 영역은 하향링크 데이터 송신을 위해 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터 송신을 위해 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 한 개의 서브프레임 내에서 하향링크 송신과 상향링크 송신이 순차적으로 진행되어, 서브프레임 내에서 하향링크 데이터를 보내고, 상향링크 ACK/NACK도 받을 수 있다. 결과적으로 데이터 송신 에러 발생시에 데이터 재송신까지 걸리는 시간을 줄이게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 레이턴시를 최소화할 수 있다.

이러한 self-contained 서브프레임 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신모드로 전환 과정 또는 수신모드에서 송신모드로 전환 과정을 위한 시간 간극 (time gap)이 필요하다. 이를 위하여 self-contained 서브프레임 구조에서 하향링크에서 상향링크로 전환되는 시점의 일부 OFDM 심볼 (OFDM 심볼; OS)이 GP (guard period)로 설정되게 된다.

NR 을 기반으로 동작하는 시스템에서 구성/설정 가능한 상기 self-contained 서브프레임 타입의 일례로, 적어도 다음과 같은 4가지 서브프레임 타입을 고려할 수 있다.

- 하향링크 제어 구간 + 하향링크 데이터 구간 + GP + 상향링크 제어 구간

- 하향링크 제어 구간 + 하향링크 데이터 구간

- 하향링크 제어 구간 + GP + 상향링크 데이터 구간 + 상향링크 제어 구간

- 하향링크 제어 구간 + GP + 상향링크 데이터 구간

한편, NR 시스템에서, 하향링크 동기 신호는 시간 동기 획득, PCI (Physical Cell Identity) 및 RRM (Radio Resource Management) 측정을 위해 사용된다. 특히, NR-PSS는 하향신호의 시작지점을 찾고, 대략적인 주파수 동기를 찾는데 활용되며, NR-SSS는 서브프레임의 경계와 PCI, RRM 측정을 위해 활용된다.

또한, NR-PSS와 NR-SSS는 CP-OFDM (OFDM with Cyclic Prefix)기반으로 생성되며 각각 하나의 OFDM 심볼로 구성되는데, 각 신호의 부반송파 간격(Subcarrier Spacing)과 CP를 포함한 뉴멀롤로지(numerology)는 동일한 것으로 가정한다. 또한 두 신호는 시간 영역 다중화 (Time Division Multiplexing; TDM)되고 동일한 전송 대역폭을 사용할 수 있다.

한편, NewRAT에서는 NR-PSS 및 NR-SSS를 포함하는 동기 신호가 700MHz 대역부터 100GHz 대역까지 사용할 수 있도록 설계된다. 이 때, 주파수 대역에 따라서 경로 손실(pathloss), 지연 확산(Delay spread) 등의 주파수 특성이 달라, 가용할 수 있는 주파수 대역폭에 차이가 있으므로, NR-PSS/SSS를 하나의 뉴머롤로지 및 하나의 대역폭으로 구성한다면 동기 신호를 통해 획득하고자 하는 시간 동기 획득 및 PCI 검출 성능은 보장하기 어려울 수 있다.

이를 해결하기 위해, 각 주파수 대역에 따라 NR-PSS/SSS을 위한 뉴머롤로지와 전송 대역폭에 차별을 두는 방법을 생각해볼 수 있다. 예를 들어, 3GHz 대역 이하에서는 15kHz 부반송파 간격을 사용하고 2.16MHz 대역폭을 가지도록 하며, 6GHz 대역 이하에서는 30kHz 부반송파 간격을 사용하고, 4.32MHz 대역폭을 가지도록 할 수 있다. 그리고 6GHz 이상 대역에서는 120kHz 부반송파 간격을 사용하고, 17.28MHz 대역폭을 가지도록 할 수 있다. 한편, 6Ghz 이상의 대역에서는 240kHz 부반송파 간격을 사용하면서, 34.56MHz 전송 대역폭을 가지도록 할 수도 있다.

상술한 예시에서와 같이, NR-PSS/SSS는 부반송파 증분에 비례하여 넓어진 전송 대역폭을 사용할 수 있는데, 이와 같은 경우 NR-PSS/SSS 시퀀스를 각 전송 대역에서 공통적으로 사용할 수 있는 장점이 있다.

NR 시스템에서 NR-PSS는 심볼의 위치를 표현할 때 사용되고, NR-SSS는 셀 ID를 나타내는데 사용된다고 할 수 있다. 예를 들어, 각 셀을 구분하기 위하여, 1000개 정도의 ID가 필요하다면, NR-SSS는 1000개의 셀 ID를 표현할 수 있도록 구성할 필요가 있다.

그런데, 상술한 것과 같이, 144개의 부반송파 (2.16MHz/15kHz=144)를 사용하여 이보다 많은 수인, 1000개 이상의 ID를 표현하기 위해서는 NR-SSS의 특별할 구성 방법이 요구된다.

또한, 단말은 NR-PSS를 통해 OFDM 심볼의 시작점을 찾은 이후 서브프레임의 번호 혹은 OFDM 심볼의 번호 등의 정보를 알아낼 필요가 있는데, 이와 같은 정보를 NR-SSS에 포함시켜 단말에게 지시할 수 있다. 이와 같이, NR-SSS가 PCI 뿐만 아니라 서브프레임 혹은 OFDM 심볼 번호를 지시하는 용도로 사용한다면, NR-SSS의 시퀀스 구성 및 시퀀스 배치 조합 등으로 이를 표현할 수 있다.

그리고, NR-SSS는 단일 안테나 포트 혹은 2개의 안테나 포트 (two antenna port)를 통해 전송될 수 있다. NR-SSS는 기본적으로 비동기식 검출(non-coherent detection)방식으로 검출되기 때문에, 사용되는 안테나 포트 수가 증가하게 되면 검출 성능 열화 가능성이 있다. 따라서 전송 안테나 포트 수를 늘리기 위해서는, 검출 성능 열화가 심화되지 않는 방법이 요구된다.

이하, 본 발명에서는, 상술한 요구들을 충족시키기 위한, PSS 및 SSS 시퀀스를 구성하는 방법 및 다수 안테나 포트 전송을 위한, 시퀀스 및 안테나 포트 간 맵핑 방법 등을 제안하고자 한다.

<NR-PSS 시퀀스 설계>

NR 시스템에서, 총 3개의 PSS 시퀀스를 정의할 수 있다. 여기서, 시간 주파수 도메인상의 오프셋이 고정되고, 주파수 도메인 상에서 BPSK 방식의 M 시퀀스가 존재한다고 할 때, PSS 시퀀스를 산출하기 위한 식, g(x) = x⁷ + x⁴ + 1은, 145개의 십진수를 만들 수 있다.

또한, NR 시스템에서는 3개의 PSS 시퀀스를 만들기 위해, 주파수 도메인에서 3개의 Cyclic Shift를 사용할 수 있으며, 상기 Cyclic Shift의 값은 0, 43 및 86일 수 있다. 또한, 상기 PSS 시퀀스를 산출하기 위한 7개의 초기 상태 값은 [1110110]으로 표현될 수 있으며, 127의 시퀀스 길이를 가질 수 있다.

이때, 상기 시퀀스는 복수의 자원 요소 (Resource Element; RE)에 맵핑되는데, 상기 시퀀스가 복수의 자원 요소에 맵핑되는 실시 예는 도 10과 같다. 또한, 동기 신호(NR-SS)를 위한 대역폭은 부반송파 간격에 따라, 다음과 같이 정의될 수 있다.

- 부반송파 간격이 15kHz인 경우, NR-SS 대역폭은 2.16MHz일 수 있다.

- 부반송파 간격이 30kHz인 경우, NR-SS 대역폭은 4.32MHz일 수 있다.

- 부반송파 간격이 120kHz인 경우, NR-SS 대역폭은 17.28MHz일 수 있다.

- 부반송파 간격이 240kHz인 경우, NR-SS 대역폭은 34.56MHz일 수 있다.

<동기 신호 (NR-SS) 블록의 구성>

(1) 동기 신호 블록에서의, NR-PSS, NR-SSS 및 NR-PBCH의 시간 영역에서의 구성

NR-PBCH, NR-PSS 및 NR-SSS가 전송되는 OFDM 심볼의 묶음을 동기 신호 블록 (SS block) 이라고 한다. 도 11에서 볼 수 있듯이, NR-PBCH, NR-PSS 및 NR-SSS는 연속적인 OFDM 심볼을 사용하여 전송된다. 도 11을 참조하면, NR-PSS와 NR-SSS는 각각 1개의 OFDM 심볼에 맵핑되며, NR-PBCH는 N개의 OFDM 심볼에 맵핑된다. 여기서, N은 2일 수 있다. 동기 신호 블록 내에서 NR-PBCH, NR-PSS 및 NR-SSS을 전송하는 OFDM 심볼의 순서는, 적어도 NR-PSS가 NR-SSS 보다 앞에서 전송되며, NR-PBCH를 위한 OFDM 심볼들의 위치에 따라 다양하게 변형될 수 있다.

(2) 24개의 자원 블록(Resource Block; RB)과 4개의 OFDM 심볼들을 활용한 동기 신호 블록의 자원 맵핑

NR-PBCH 전송을 위해, 하나의 OFDM 심볼 당 288개의 자원 요소가 사용되고, NR-PSS 및 NR-SSS 전송을 위해서는, 약 144개의 자원 요소가 사용된다. 여기서, NR-PSS 및 NR-SSS 시퀀스의 길이는 127이고, 상기 시퀀스에 포함되는 하나의 시퀀스 요소는 하나의 자원 요소에 맵핑되기 때문에 총 127개의 자원 요소가 필요하다. 따라서, 12개의 자원 블록 이 할당될 수 있으며 12개의 자원 블록 에 있는 144 개의 자원 요소 중, 17개의 자원 요소는 예약된 (reserved) 자원 요소로 정의할 수 있다.

또한, 도 12와 같이, NR-PBCH를 전송하기 위한 대역폭이 NR-PSS 또는 NR-SSS 전송을 위한 대역폭보다 약 2배 넓기 때문에, NR-PBCH 전송을 위한 대역폭의 중심과 NR-PSS 및 NR-SSS 전송을 위한 대역폭의 중심을 일치시킨다.

<NR-SSS 시퀀스 설계>

NR시스템에서 정의한 NR-SSS 시퀀스는 길이가 127인 M-시퀀스를 2개 기반으로 하고, 각 M-시퀀스들에 포함된 요소들의 곱으로 최종 NR-SSS 시퀀스를 생성한다.

즉, NR-SSS 시퀀스는 NR-PSS에 의해 주어진, 스크램블링 시퀀스 일 수 있으며, 그 길이는 127일 수 있고, 다음의 수학식 1에 의해 결정될 수 있다.

여기서, 각 인덱스 n은, n=0,?,126 중 하나의 값을 가질 수 있고, NR-SSS 시퀀스의 요소인 d(n)은 d(n)=+1 또는 d(n)=-1의 값을 가질 수 있다.

[수학식 1]

d(n) = s_1,m(n) s_2,k(n) for n=0,..,126

이 때, 상기 s_1,m(n) 및 s_2,k(n)의 각각의 값이 +1인지, =1인지 여부는 다음의 수학식 2에 따른 두 M-시퀀스의 CS (Cyclic Shift)인 S₁(n) 및 S₂(n)에 의해 결정될 수 있다.

[수학식 2]

s_1,m0(n) = S₁((n+m₀)mod127),

s_2,m1(n) = S₂((n+m₁)mod127)

0 또는 1의 값으로 표현되는 M-시퀀스는 x₀(n) 및 x₁(n)으로 정의되고, 이는 각각 시퀀스 S₁(n) 및 S₂(n)과 매칭된다. 즉, S₁(n)　=　1　-　2x₀(n) 이고, S₂(n)　=　1　-　2x₁(n)으로 정의될 수 있다. 이에 따라,[수학식 1]을 제 1 시프트 인덱스 m₀ 및 제 2 시프트 인덱스 m₁을 이용하여 [수학식 3]으로 표현하면 다음과 같다.

[수학식 3]

d(n) = [1　-　2x₀((n+m₀)mod127)][1　-　2x₁((n+m₁)mod127)] for n=0,..,126

이 때, 1000개 Cell-ID를 표현하기 위하여, 제 1 시프트 인덱스 m₀으로 가능한 9개의 값이 첫번째 M-시퀀스 x₀(n)(또는 S₁(n))에 적용하여 9개의 시프트된 시퀀스를 생성하고, 제 2 시프트 인덱스 m₁ 으로 가능한 112개의 값을 두번째 M-시퀀스 x₁(n)(또는 S₂(n)) 적용하여 112개의 시프트된 시퀀스를 생성한다. 그리고, 9개의 시프트된 시퀀스 중 하나의 s_1,m0(n)과 112개의 시프트된 시퀀스 중 상기 하나의 s_1,m0(n)에 대응하는 s_2,m1(n)를 곱하여 총 1008개의 생성 가능한 시퀀스 중 하나의 NR-SSS 시퀀스를 생성한다.

이 때, 첫번째 M 시퀀스 x₀(n) 는 g₀(x) = x⁷ + x⁴ + 1(즉, x₀(j+7)　=　(x₀(j+4)　+　x₀(j))　mod2)로 정의된 다항식을 이용하여 생성된다. 또한, 두번째 M 시퀀스 x₁(n)은 g₁(x) = x⁷ + x + 1(즉, x₁(j+7)　=　(x₁(j+1)　+　x₁(j))　mod2)로 정의된 다항식을 이용하여 생성된다. 그리고, 각 M-시퀀스를 산출하기 위한 초기 상태 값은 [0000001]로 정의될 수 있다.(즉, x₀(0) = x₁(0) = x₀(1) = x₁(1) = x₀(2) = x₁(2) = x₀(3) = x₁(3) = x₀(4) = x₁(4) = x₀(5) = x₁(5) = 0 and x₀(6) = x₁(6) = 1)

한편, 기존에 제안된 SSS 시퀀스를 살펴보면, 첫번째 M-시퀀스는 아래의 수학식 4의 m₀를 기반으로 생성되었고, 두번째 M-시퀀스는 아래의 수학식 4의 m₁를 기반으로 생성되었다. 여기서, N_ID ⁽¹⁾는 셀 ID의 일부를 구분하기 위해, NR-SSS시퀀스로부터 획득되는 값으로서, 0~335의 정수 값을 가지고, N_ID ⁽ ²⁾는 셀 ID의 일부를 구분하기 위해, NR-PSS시퀀스로부터 획득되는 값으로서, 0~2의 정수 값을 가진다. 즉, 셀 ID의 값인 N_ID ^cell 은 N_ID ^cell = 3 N_ID ⁽¹⁾ + N_ID ⁽²⁾의 수식에 의해 구해진다.

[수학식 4]

m₀ = 3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) +N_ID ⁽²⁾

m₁ = (N_ID ⁽¹⁾ mod 112) + m₀ + 1

즉, 제안된 SSS 시퀀스의 인덱스를 살펴보면, 첫번째 M-시퀀스인 m₀는 [0~8]이 되며, 두번째 M-시퀀스인 m₁은 m₀에 의존하여 [1~112], [2~113], [3~114], [4~115], [5~116], [6~117], [7~118], [8~119], [9~120]의 인덱스를 갖게 되었다.

따라서, 2가지 M-시퀀스 모두 m0와 m1에 따라서 1 샘플 단위의 cyclic shift가 적용된다. 그런데, 초기 접속 단계에서는 PSS를 통해 주파수 오프셋을 어느 정도 보상 하더라도, 잔여 주파수 오프셋 (Residual Frequency Offset)값이 부반송파 간격의 50% 이상인 경우와 같이, 잔여 주파수 오프셋이 상당히 크게 발생한다면, 주파수 도메인에서 각 자원 요소에 맵핑된 시퀀스들이 인접한 자원 요소로 이동한 것과 같은 효과를 갖게 된다. 즉, SSS 시퀀스는 주파수 도메인 상에서 복수의 자원 요소에 맵핑되고 OFDM 모듈레이션 과정을 거쳐 단말에 전송되는데, 무선 채널을 거쳐 단말에서 수신된 SSS 신호는 주파수 오프셋에 의해서 인접 자원요소로 shift되는 현상들이 발생하는 것이다. 그리고 단말은 이와 같은 상황을 인지하지 못한 상태에서, 수신한 SSS 신호로부터 Cell-ID 검출을 시도하게 된다. 따라서, 단말이 원래 검출되어야 하는 Cell-ID와 다른 Cell-ID를 검출할 확률이 높아지게 된다.

따라서, 본 발명에서는, 주파수 오프셋에 강건한 NR-SSS 시퀀스 설계 방법을 제안한다. 이 때, NR-SSS 시퀀스는 BPSK 모듈레이션되어 주파수 축으로 맵핑되며, 하나의 OFDM 심볼을 통해 전송되는 것으로 가정한다.

본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 두 M-시퀀스 결합의 결과로 SSS 시퀀스를 구성할 때, 상기 두 M-시퀀스 중 적어도 하나는 K 단위씩 shift 시켜 SSS 시퀀스 셋(set)을 구성한다. 이 때, K는 1보다 큰 정수 값으로 정의될 수 있다. 이하, 상술한 실시 예에 따른 구체적인 방안에 대해 설명하도록 한다.

1. 실시 예 1

실시 예 1에 따르면, 각 시퀀스에 서로 다른 단위의 shift 값을 적용하여 시퀀스 셋(set)을 구성할 수 있다. 예를 들어, 시퀀스 길이의 1/2 보다 많은 수의 시퀀스를 생성하는 경우에는 1 샘플 단위씩 shift를 적용한다. 반면, 시퀀스 길이의 1/2 보다 적은 수의 시퀀스를 생성하는 경우에는 1 샘플 보다 큰 정수 값 단위씩 shift를 적용한다.

구체적으로, NR-SSS와 같이 길이 N=127 길이의 M-sequence를 사용하여 M=112개 정도의 시퀀스를 생성하는 경우, 1 샘플 단위의 shift를 적용한다. 그리고, 길이 N의 M-시퀀스를 사용하여 (Q<N/2)개 정도의 시퀀스를 생성하는 경우에는 최소 2 샘플 단위의 shift를 적용한다. M-시퀀스의 shift 인덱스를 m₀와 m₁이라고 할 때, 길이 N의 M-sequence를 사용하여 N/2 보다 작은 수의 시퀀스를 생성하는 경우 shift 인덱스는 K 샘플 단위로 증가하는 인덱스를 갖도록 정의하며, N/2 보다 큰 수의 시퀀스를 생성하는 경우 shift 인덱스는 1 샘플 단위로 증가하는 인덱스를 갖도록 정의한다. 아래의 수학식 5는, 이와 같은 방식에 따라 shift 인덱스를 생성하는 수식을 나타낸다.

[수학식 5]

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /M) +N_ID ⁽²⁾)

m₁ = (N_ID ⁽¹⁾ mod M) + m₀ + 1

수학식 5를 참조하면, 종래의 shift 인덱스 m₀를 생성하는 식에서, K배 만큼 스케일링 한 것을 볼 수 있다. 이는, NR-SSS의 첫번째 M-시퀀스를 산출하기 위한 다항식인 g₀(x)와 NR-PSS의 시퀀스를 산출하기 위한 다항식인 g(x)가 g(x)=g₀(x) = x⁷ + x⁴ + 1로 공통되기 때문이다. 즉, NR-SSS에 이용되는 Cyclic Shift 인덱스 중, NR-PSS의 시퀀스를 위한 다항식과 중복되는 다항식인 g₀(x)와 연관된 Cyclic Shift 인덱스인, m₀에 스케일링을 수행하는 것이다. 상술한 m₀의 스케일링을 통해, 동기 신호에 대한 검출(Detection) 성능을 상승시킬 수 있다.

여기서 K의 최소값은 2가 되며, 최대값은 floor(N/Q)가 될 수 있다. 예를 들어, N=127 길이를 Q=9 등분하면 shift할 수 있는 최대 간격의 값이 되며, 이 때, K=floor(127/9)=14가 되어 shift 인덱스 m₀는 14 샘플 단위로 증가하는 인덱스를 갖게 된다.

만약, NR 시스템에서 1000개 Cell-ID과 함께, 하프 프레임 경계를 구분하기 위해 더 많은 시퀀스를 생성하는 경우, K의 최대 값은 앞서 정의한 값 보다는 작은 값, 예를 들어, K=floor(127/18)=7로 정의될 수 있다. 여기서, L개의 동기 신호 블록(SS Block)이 전송되는 시간 묶음을 동기 신호 버스트 셋(SS burst set)으로 정의하는데, L개의 동기 신호 블록(SS block)이 5ms 내에서 전송되도록 동기 신호 버스트 셋(SS burst set)을 구성한다. 그리고, 동기 신호 버스트 셋(SS burst set)은 최소 5ms의 주기로 전송될 수 있다.

만약 동기 신호 버스트 셋(SS burst set)이 5ms 주기로 전송된다면, 10ms 길이의 프레임 내에서 전반부 5ms과 후반부 5ms에 적어도 하나의 동기 신호 블록을 포함하여 전송된다. 이를 하프 프레임 경계(Half frame boundary)라고 하며, 동기 신호 버스트 셋(SS burst set)이 전송되는 시간, 즉, 전반부 5ms와 후반부 5ms에 서로 다른 시퀀스를 사용하여 전송함으로써 단말이 하프 프레임 경계를 검출할 수 있도록 할 수 있다.

즉, 기존 Cell-ID 표현을 위해 X개의 시퀀스를 생성했다면, NR 시스템에서는 2배 많은 2X개의 시퀀스가 요구된다. 따라서, 한 쪽 M-시퀀스에서 M개의 시퀀스를 만드는 경우, 다른 하나의 M-시퀀스에서는 2Q개의 시퀀스를 만들어서 2X개의 시퀀스를 최종적으로 생성해야 한다.

한편, 위 수식에서 m₁이 m₀만큼의 오프셋을 갖는 관계식에서는 m₁의 값이 시퀀스의 최대 길이, (예를 들어, N=127)을 넘게 될 수도 있는데, 이러한 경우, 아래의 수학식 6과 같이, 모듈러(modular) 연산을 통해 m₁의 인덱스가 시퀀스의 최대 길이를 넘지 않도록 설정할 수 있다.

[수학식 6]

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /M) + N_ID ⁽²⁾)

m₁ = ((N_ID ⁽¹⁾ mod M) + m₀ + 1) mod N

반면, m₁은 아래의 수학식 7과 같이, m₀과 무관하게 설정될 수 있다.

[수학식 7]

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) + N_ID ⁽²⁾)

m₁ = (N_ID ⁽¹⁾ mod 112)

이러한 경우, 잔여 주파수 오프셋(Residual Frequency offset)이 부반송파 간격(subcarrier spacing)의 +/-1 이상의 정수 값을 갖는 경우, K는 3보다 큰 값으로 설정되는 것이 바람직하며, 예를 들어 K는 4 또는 5가 될 수 있다.

2. 실시 예 2

실시 예 2에서는, 2개의 M-시퀀스 결합의 결과로 얻어진 시퀀스들은 K 단위씩 shift 시켜 시퀀스 셋(sequence set)을 구성할 수 있다. 이 때, K는 1보다 큰 정수일 수 있다.

즉, M-시퀀스에 적용되는 shift 인덱스 값을 생성할 때, 인덱스는 K 샘플 단위로 증가 된다. 또한, 각 M-시퀀스에 적용되는 shift 인덱스에는 서로 다른 오프셋 값이 적용될 수 있다. 아래의 수학식 8은 이와 같은 방법으로 구성한 shift 인덱스를 생성하는 예를 나타낸다.

[수학식 8]

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /M) +N_ID ⁽²⁾)

m₁ = K*(N_ID ⁽¹⁾ mod M) + m₀ + 1

위 수학식 8에서와 같이, m₁이 m₀만큼의 오프셋을 갖는 관계식에서는 m₁의 값이 시퀀스의 최대 길이 (예를 들어, N=127)을 넘게 될 수도 있는데, 이러한 경우, 아래의 수학식 9와 같이, 모듈러(modular) 연산을 적용하여 m₁의 인덱스가 시퀀스의 최대 길이를 넘지 않도록 설정할 수 있다.

[수학식 9]

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /M) + N_ID ⁽²⁾)

m₁ = (K* (N_ID ⁽¹⁾ mod M) + m₀ + 1) mod N

한편, 아래의 수학식 10 또는 수학식 11과 같이, m₁은 m₀과 무관하게 설정될 수 있다.

[수학식 10]

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) + N_ID ⁽²⁾)

m₁ = K*(N_ID ⁽¹⁾ mod 112)

[수학식 11]

m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) + N_ID ⁽²⁾)

m₁ = (K*(N_ID ⁽¹⁾ mod 112)) mod N

도 13은 [수학식 1] 및 [수학식 2] 또는 [수학식 3]에 따라 SSS 번들링을 하는 방법의 예시이다. 도 13은 [수학식 7]을 사용할 때, N_ID ⁽¹⁾　=　N_ID ⁽²⁾　=　1에 대응하여 m₀　=　5 및 m₁　=　1인 경우의 시프트 인덱스 m₀ 및 m₁를 적용하는 방법에 관한 것이다. 즉, 시프트 인덱스 m₀ 및 m₁에 대응하는 시퀀스 d(n) 또는 d_SSS(n) 수신 UE에 의해 획득하고, 셀 식별자인 N_ID ⁽¹⁾　및 N_ID ⁽²⁾　를 식별할 수 있다.

3. 실시 예 3

본 발명에 따른 실시 예 3 에서, NR-SSS를 위한 시퀀스는 이종 시퀀스들의 각 요소들의 곱으로 생성된다. 여기서, NR-SSS를 생성하기 위한 이종 시퀀스는 PN (Pseudo-Noise) 시퀀스, M-시퀀스, 골드 시퀀스(Gold-sequence), 골레이 시퀀스(Golay-sequence), ZC-시퀀스 등이 사용될 수 있다.

또한, NR-SSS의 시퀀스는 N개의 가정 값(hypothesis)을 표현할 수 있으며, NR-SSS 시퀀스를 구성하는 각 시퀀스를 조합하여 가정 값(Hypothesis)을 구성한다. 또한, 각 시퀀스 별로 적용되는 시드 값 (seed value), 루트 인덱스 (root index), cyclic shift 등으로 조합하여 가정 값을 구성할 수도 있다. 상기 가정 값은 Cell-ID, 심볼 인덱스, 서브프레임 인덱스 등을 표현하는데 사용될 수 있다.

이 때, 대표적으로, ZC-시퀀스와 M-시퀀스의 요소들의 곱으로 NR-SSS 시퀀스를 구성한다. ZC-시퀀스 의 루트 인덱스 및/또는 cyclic shift, 그리고 M-시퀀스 의 시드 값 및/또는 cyclic shift 등을 조합하여 N개의 가정값을 구성한다.

이하, 상술한 내용을 기반으로, 이종 시퀀스를 이용하여, NR-SSS 시퀀스를 구성하는 구체적인 방안에 대해 살펴보도록 한다.

(1) ZC-시퀀스는 하나의 루트 인덱스를 사용하며 다수의 cyclic shift를 적용한다. 또한, M-시퀀스는 하나의 시드 값을 사용하여 다수의 cyclic shift를 적용한다. 이에 대한 구체적인 예는 다음과 같다.

NR-SSS는 인접 대역 신호와의 간섭을 최소화하기 위하여 사용하지 않는 Null 자원요소(Null RE)를 정의한다. 즉, 예약된(reserved) 자원요소를 정의하는 것이다. 그리고 NR-SSS 전송을 위해 정의된 전송 대역폭에서 Null 자원 요소를 제외한 자원 요소 에 시퀀스를 맵핑하며, 시퀀스의 길이는 소수 (prime number)로 구성할 수 있다.

즉, NR-SSS를 구성할 때 144개 자원 요소를 사용하는 경우, 시퀀스 길이는 144 보다 작은 수 중에서 소수에 해당하는 수가 될 수 있다. 만약, 144 자원 요소 중 17개의 자원 요소가 Null 자원 요소(즉, 예약된 자원 요소)로 사용된다면 127 자원 요소에 127 길이의 시퀀스를 맵핑할 수 있다.

한편, 실시 예 3 (1)에서는, ZC 시퀀스에 M-시퀀스를 커버 시퀀스 (cover sequence)로 사용하여 NR-SSS 시퀀스를 구성할 때, 각각의 시퀀스에 cyclic shift를 적용한다. 예를 들어, ZC 시퀀스는 1 샘플 단위 cyclic shift를 적용하여 127가지 시퀀스를 만들고, M 시퀀스는 15 혹은 16 샘플 단위의 cyclic hsift를 적용하여 8가지 시퀀스를 만든다. 이렇게 생성된 시퀀스의 조합으로 총 1016 (=127x8)개의 가정 값을 만들어 낼 수 있다. 이와 같이 생성된 시퀀스는 OFDM 심볼의 주파수 요소에 맵핑될 수 있다.

상술한 실시 예 3 (1)에 따른, 시퀀스 생성 방법에 대해 구체적으로 살펴보면, NR-SSS를 위한 시퀀스 d(0), ?, d(126) 는 ZC 시퀀스에 M-시퀀스를 커버 시퀀스로 사용하여 구성될 수 있다. 즉, NR-SSS 시퀀스는 아래의 수학식 12와 같이, ZC-시퀀스와 M-시퀀스의 요소들의 곱으로서 생성될 수 있다.

[수학식 12]

이 때, 앞서 말하였듯이, ZC 시퀀스는 1 샘플 단위의 cyclic shift를 적용하여 127가지의 시퀀스를 만들 수 있으며, M-시퀀스는 15 혹은 16 샘플 단위의 cyclic shift를 적용하여 8가지의 시퀀스를 만들 수 있는 바, 총 1016개의 가정 값을 만들 수 있다. 즉, 상기

개의 가정 값이 산출 될 수 있다.

또한, M-시퀀스 x_m _{_} _seq(n)은 m 차수의 다항식을 통해 산출될 수 있는데, 예를 들어, M-시퀀스를 산출하기 위한, 7차 다항식은 g(D)　=　D⁷　+　D⁶　+　1 와 같이 정의될 수 있다. 그리고, M-시퀀스 xm_seq(n)은 BPSK 모듈레이션을 통해 변조될 수 있다.

또한, 상기 M-시퀀스를 Cyclic Shift한 시퀀스는 다음의 수학식 13에 의해 구해질 수 있다.

[수학식 13]

x_{w,　m_seq}(n)　=　x_{m_seq}((n　-　C_w)modN_zc),　　n　=　0,　...,　N_zc-　1

이 때, Cw는 Cyclic Shift된 M-시퀀스의 개수의 정수 배이며, 수학식 14와 같이 구해질 수 있다.

[수학식 14]

따라서, 상기 과정에 의해 산출된 M-시퀀스 x_w _{,　m_} _seq(n)은 최종 M-시퀀스의 일부분일 수 있다.

이제, ZC-시퀀스를 생성하는 방법에 대해 살펴보면, ZC-시퀀스는 아래의 수학식 15에 의해 산출될 수 있다.

[수학식 15]

이 때, 루트 시퀀스에 포함되어 있는, u와 N_ZC는 최대공약수가 1인 서로소(relative prime)일 수 있고, u는 N_ZC보다 작은 값을 가질 수 있다. 즉, u< N_ZC 일 수 있다.

또한, 상기 ZC-시퀀스를 Cyclic Shift한 시퀀스는 다음의 수학식 16에 의해 구해질 수 있다.

[수학식 16]

이 때, C_v는 Cyclic Shift된 ZC-시퀀스의 개수의 정수 배이며, 수학식 17과 같이 구해질 수 있다.

[수학식 17]

따라서, 상기 과정에 의해 산출된 ZC-시퀀스 x_u _,　v, _ZC _{_} _seq(n) 은 최종 ZC-시퀀스의 일부분일 수 있다.

(2) 실시 예 3(2)에서, ZC 시퀀스는 다수의 루트 인덱스를 사용하고 주파수 도메인 cyclic shift는 적용되지 않는다. 반면, M-시퀀스는 하나의 시드 값을 사용하며 다수의 cyclic shift를 적용한다. 바이너리 시퀀스(Binary sequence)인 M-시퀀스는 BPSK 모듈레이션되며, 모듈레이션된 M-시퀀스와 ZC-시퀀스는 각 요소 별(element-by-elemnet)로 곱해져서 최종 NR-SSS 시퀀스를 생성한다.

여기서, NR-SSS 시퀀스의 길이에 따라, 표현 가능한 가정 값이 결정된다. 예를 들어, NR-SSS의 길이는 127 혹은 255 등으로 설정될 수 있다. 이 때, M-시퀀스에 샘플 단위의 cyclic shift를 적용할 수 있다. 예를 들어, 길이가 127인 M-시퀀스의 경우, 1 샘플 단위로 cyclic shift를 적용하면 127가지의 시퀀스를 생성할 수 있다. 그리고, ZC-시퀀스는 다양한 루트 인덱스를 적용하여 다양한 시퀀스를 만들어 낼 수 있다. 예를 들어, 8가지의 루트 인덱스를 적용해서 8가지의 시퀀스를 생성할 수 있다. 최종적으로 M-시퀀스의 cyclic shift에 따라 만들어지는 시퀀스들과 ZC-시퀀스의 루트 인덱스에 따라 만들어지는 시퀀스들의 조합으로 NR-SSS를 만들어 낼 수 있다. 즉, Cyclic shift에 따라 만들어지는 127가지 M-시퀀스와 루트 인덱스에 따라 만들어 지는 8가지 ZC-시퀀스의 조합으로 최종 1016개의 시퀀스들을 만들어 낼 수 있다.

상술한 실시 예 3 (2)에 따른, 시퀀스 생성 방법에 대해 구체적으로 살펴보면, NR-SSS를 위한 시퀀스 d(0), ..., d(126)는 ZC 시퀀스에 M-시퀀스를 커버 시퀀스로 사용하여 구성될 수 있다. 즉, NR-SSS 시퀀스는 아래의 수학식 18과 같이, ZC-시퀀스와 M-시퀀스의 요소들의 곱으로서 생성될 수 있다.

[수학식 18]

이 때, 앞서 말하였듯이, ZC 시퀀스는 루트 인덱스에 따라, 8가지의 시퀀스를 만들 수 있으며, M-시퀀스는 1 샘플 단위의 cyclic shift를 적용하여 127가지의 시퀀스를 만들 수 있는 바, 총 1016개의 가정 값을 만들 수 있다. 즉, 상기

개의 가정 값이 산출 될 수 있다.

또한, NR-SSS를 통해 구별할 수 있는 식별자의 수는, 아래의 수학식 18에 의해 산출될 수 있다.

[수학식 19]

한편, 각 루트 인덱스에 대응하는 U의 값은 다음의 표 1과 같다.

[표 1]

한편, M-시퀀스 s_{m_seq}(n)는 다음과 같은 수학식 20에 따라 결정될 수 있다.

[수학식 20]

또한, BPSK 모듈레이션된 시퀀스를 Cyclic Shift한 시퀀스는 다음의 수학식 21에 의해 결정될 수 있다.

[수학식 21]

그리고, ZC 시퀀스는 다음의 수학식 22에 의해 생성될 수 있다.

[수학식 22]

<생성된 동기 신호 시퀀스를 자원 요소에 맵핑하는 방법>

시퀀스 d(n)은 아래의 수학식 23에 따라, 자원 요소에 맵핑될 수 있다.

[수학식 23]

여기서,

은, 하향링크 자원 당 자원 블록의 수를 의미하고,

는, 자원 블록 당, 부반송파의 수를 의미한다.

^{또한, 자원 요소 (} ^k,l ⁾ ^{은 상기 하기의} ^{수학식 24에 따라,} ^NR ^- ^SSS ^{전송에 사}용되지 않거나, 예약(Reserved)될 수 있다.

[수학식 24]

<생성된 동기 신호를 안테나 포트에 맵핑하는 방법>

본 발명의 실시 예에 따르면, NR-PSS를 위한 안테나 포트와 동일한 안테나 포트가 NR-SSS를 위해 사용될 수 있다.

이 때, NR-SSS는 1개 혹은 2개의 안테나 포트를 통해 전송될 수 있다. 2개의 안테나 포트를 통해 NR-SSS가 전송되는 경우, 시퀀스는 각 안테나 포트에 맵핑될 수 있다. 이 때, 시퀀스가 안테나 포트에 맵핑될 수 있는 방법으로는 FDM(Frequency Division Multiplexing) 및 CDM(Code Division Multiplexing)이 적용될 수 있다.

이하, NR-SSS가 2개의 안테나 포트를 통해 전송되는, 구체적인 실시 예에 대해서 살펴보도록 한다.

1. 실시 예 1

동일한 시퀀스가 각 안테나 포트를 통해 전송되는 경우, 각 전송 안테나 포트를 구분할 수 있도록 하기 위한 방법으로, 각 안테나 포트에 맵핑되는 동일한 시퀀스에 서로 다른 시간 도메인 cyclic shift를 적용한다. 예를 들어, 첫 번째 전송 안테나 포트에는 NR-SSS 시퀀스 d(n)이 맵핑되고, 두 번째 전송 안테나 포트에는 NR-SSS 시퀀스 d(n)에 시간 도메인 cyclic shift 가 적용될 수 있다.

만약, CP-OFDM으로 NR-SSS가 구성되는 경우, NR-SSS 시퀀스 d(n)에 적용되는 시간 도메인 cyclic shift로는 DFT 시퀀스 D(n)가 사용될 수 있다. 예를 들어, D(n) = (-1)ⁿ이 될 수 있다.

2. 실시 예 2

한편, FDM이 적용되는 경우, 시퀀스를 구성하는 각 요소들(sub-element)이 각 안테나 포트에 맵핑될 수 있다. 이 때, 주파수는 등간격을 갖는 부반송파들을 그룹핑하여 사용하는 방식인, 인터리브 타입(interleaved type) 방식 혹은, 연속된 N개의 부반송파들을 그룹핑하여 사용하는 방식인 클러스터 타입 (cluster type)이 될 수 있다.

이에 대한 구체적인 실시 예에 대해 설명하면, N개의 시퀀스를 사용하여 NR-SSS를 구성하고, N개의 시퀀스 각각이 주파수 요소에 맵핑되는 경우, 각 시퀀스의 각 요소들이 안테나 포트에 맵핑될 수 있도록 한다. 예를 들어, 2개 시퀀스(예를 들면, S1(n), S2(n))를 사용하여 NR-SSS를 구성하고, 각 시퀀스를 인터리브 방식으로 다중화한다면,

d(n) = [d(0) d(1) ... d(2N-1)] = [S1(0) S2(0) S1(1) S2(1) ... S1(N-1) S2(N-1)]

와 같이 다중화할 수 있는데, NR-SSS 시퀀스 d(n)의 전반부 N개는 첫번째 안테나 포트에 맵핑될 수 있고, 후반부 N개는 두번째 안테나 포트에 맵핑될 수 있다. 다시 말해, 아래와 같이 맵핑될 수 있다.

- 안테나 포트 1: [d(0) d(1) d(2) d(3) ... d(N-2) d(N-1) 0 0 0 0 ... 0 0]

- 안테나 포트 2: [0 0 0 0 ... 0 0 d(N) d(N+1) d(N+2) d(N+3) ... d(2N-2) d(2N-1)]

또 다른 구체적인 실시 예에 대해 설명하면, NR-SSS 시퀀스 d(n)의 요소들을 2개의 요소로 묶어, 순차적으로 각 안테나 포트에 맵핑할 수 있다. 이때, 시퀀스 d(n)의 인덱스에 따라 순차적으로 주파수 인덱스에 맵핑될 수 있다.

아래는 각 안테나 포트의 주파수 요소에 맵핑되는 시퀀스를 나타내며, 0은 시퀀스가 인가되지 않는 것을 의미한다.

- 안테나 포트 1: [d(0) d(1) 0 0 d(4) d(5) 0 0 ... d(2N-4) d(2N-3) 0 0]

- 안테나 포트 2: [0 0 d(2) d(3) 0 0 d(6) d(7) ... 0 0 d(2N-2) d(2N-1)]

마지막 구체적인 실시 예에 따르면, NR-SSS의 각 시퀀스가 그룹 단위 인터리브 방식으로 다중화 될 수 있다. 예를 들어, 아래와 같이, 2개 요소를 그룹으로 하여 인터리브 방식으로 다중화된다.

[d(0) d(1) ... d(2N-1)] = [S1(0) S1(1) S2(0) S2(1) ... S1(N-2) S1(N-1) S2(N-2) S2(N-1)]

이와 같이 다중화된 NR-SSS 시퀀스는 인터리브 방식으로 각 안테나 포트에 맵핑된다.

- 안테나 포트 1: [d(0) 0 d(2) 0 d(5) 0 d(6) 0 ... d(2N-2) 0]

- 안테나 포트 2: [0 d(1) d(3) 0 d(4) 0 d(7) ... 0 d(2N-1)]

본 발명의 실시 예에 따른 단말은 기지국으로부터 동기 신호(즉, PSS 및 SSS)를 수신한다. 이를 기반으로 단말은 기지국에 의해 제공되는 셀을 식별하기 위한 제 1, 2 셀 식별자인 N_ID ⁽¹⁾, N_ID ⁽²⁾를 결정할 수 있다.

예를 들어, 단말은 PSS를 디코딩하고 CS 0, 43 및 86 중 어느 것이 기지국이 다항식 g(x) = x⁷ + x⁴ + 1 를 이용하여 생성한 M-시퀀스에 적용되는지를 식별하여, N_ID ⁽²⁾의 값을 복원할 수 있다. 이 때, N_ID ⁽²⁾ = 0, 1, 2 중 하나의 값이 되므로, PSS를 위한 CS 값은 43×xN_ID ⁽²⁾로 주어질 수 있다.

그 후, UE는 SSS를 디코딩하고, 시프트 인덱스 m₀ 및 m₁을 결정할 수 있다. 이미, N_ID ⁽²⁾값을 알고 있고, 시프트 인덱스 m₀는 floor(N_ID ⁽¹⁾ /M) 및 (N_ID ⁽¹⁾ mod M)에 의해 획득될 수 있으므로, 상술한 수학식 5-11 중 어느 하나를 이용하여 시프트 인덱스 m₁을 결정할 수 있다. 여기서, M=112일 수 있다. 즉, 셀 식별자 N_ID ⁽¹⁾는 N_ID ⁽¹⁾　=　M×floor(N_ID ⁽¹⁾ /M)　+　(N_ID ⁽¹⁾ mod M)에 의해 획득될 수 있다.

도 14을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 의해 구현되는 무선 통신 시스템은 기지국(800)과 단말(900)을 포함한다. 기지국(800)은 프로세서(810), 메모리 (820) 및 트랜시버(830)을 포함한다. 프로세서(810)은 본 명세서에서 제안된 기능, 절차 및/또는 방법을 구현하도록 구성될 수 있다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (810)에서 구현 될 수 있다. 메모리 (820)는 프로세서 (810)와 동작 가능하게 결합되고 프로세서 (810)를 동작시키기 위한 다양한 정보를 저장한다. 트랜시버 (830)는 프로세서 (810)와 동작 가능하게 결합되어 무선 신호를 송수신한다.

단말(900)은 프로세서(910), 메모리(920) 및 트랜시버(930)를 포함 할 수 있다. 프로세서(910)는 본 명세서에서 제안된 기능, 절차 및/또는 방법을 구현하도록 구성될 수 있다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (910)에서 구현 될 수 있다. 메모리(920)는 프로세서(910)와 동작 가능하게 결합되고 프로세서(910)를 동작시키기 위한 다양한 정보를 저장한다. 트랜시버 (930)는 프로세서(910)와 동작 가능하게 결합되어 무선 신호를 송수신한다.

프로세서(810, 910)는 주문형 집적 회로 (ASIC), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함 할 수 있다. 메모리 (820, 920)는 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 플래시 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함 할 수 있다. 트랜시버들(830, 930)은 무선 주파수 신호들을 처리하기 위한 기저 대역 회로를 포함 할 수 있다. 만약, 본 발명에 따른 실시 예가 소프트웨어로 구현되는 경우, 본 명세서에서 설명된 기술은 본 명세서에서 설명된 기능(예를 들어, 절차, 기능 등)을 수행하는 모듈로 구현 될 수 있다. 메모리(820, 920)는 프로세서(810, 910) 내부 또는 프로세서 (810, 910) 외부에서 구현 될 수 있다. 한편, 메모리(820, 920)가 프로세서(810, 910) 외부에서 구현되는 경우, 통상의 기술자에게 자명한 다양한 방법을 통해 프로세서(810, 910)에 통신 가능하게 연결 될 수 있다.

한편, 도 14에 나타난 기지국 (800)과 단말(900)은 설명의 편의를 위해 도시된 것으로서 일부 모듈은 생략될 수 있다. 또한, 상기 기지국(800)과 단말(900)은 필요한 모듈을 더 포함할 수 있다. 또한, 상기 기지국(800)과 단말(900)에서 일부 모듈은 보다 세분화된 모듈로 구분될 수 있다. 프로세서(810, 910)는 도면을 참조하여 예시한 본 발명의 실시예에 따른 동작을 수행하도록 구성된다. 구체적으로, 프로세서(810, 910)의 자세한 동작은 도 1 내지 도 13에 기재된 내용을 참조할 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

800: 기지국 810: 기지국의 트랜시버 820: 기지국의 메모리 830: 기지국의 프로세서
900: 단말 810: 단말의 프로세서 820: 단말의 메모리 830: 단말의 트랜시버

Claims

무선 통신 시스템에서, 기지국이 부 동기 신호(Secondary Synchronization Signal: SSS)를 전송하는 방법에 있어서,
셀 식별을 위한 제 1 셀 식별자 및 제 2 셀 식별자를 기반으로 제 1 시프트 인덱스를 결정하고;
상기 제 1 셀 식별자를 기반으로 제 2 시프트 인덱스를 결정하고;
상기 제 1 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 1 시퀀스 및 상기 제 2 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 2 시퀀스를 이용하여, 상기 부 동기 신호를 단말로 전송하는 것을 포함하되,
상기 제 1 쉬프트 인덱스는, 상기 제 1, 2 셀 식별자를 기반으로 결정된 값의 K 배로 결정되되, 상기 K는 3 이상의 정수인,
부 동기 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 제 1 쉬프트 인덱스로 가능한 값의 수와 상기 제 2 쉬프트 인덱스로 가능한 값의 수의 곱은,
상기 제 1 셀 식별자로 가능한 값의 수와 상기 제 2 셀 식별자로 가능한 값의 수의 곱에 대응하는,
부 동기 신호 생성 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 부 동기 신호는,
상기 제 1 시퀀스의 요소들 및 상기 제 2 시퀀스의 요소들 각각을 곱하여 생성되는,
부 동기 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 제 1 시퀀스는 복수 샘플 단위의 Cyclic Shift 값을 적용하여 생성되고, 상기 제 2 시퀀스는 1 샘플 단위의 Cyclic Shift 값을 적용하여 생성되는,
부 동기 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 부 동기 신호는,
다른 목적을 위해 예약되지 않은 자원 요소들에 맵핑되는,
부 동기 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 부 동기 신호는,
주 동기 신호가 맵핑되는 안테나 포트와 동일한 안테나 포트에 맵핑되어, 단말에 전송되는,
부 동기 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 제 1 시퀀스를 생성하기 위한 다항식 및 상기 제 2 시퀀스를 생성하기 위한 다항식 중 적어도 하나는,
주 동기 신호를 생성하기 위한 다항식과 동일한,
부 동기 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 제 1 쉬프트 인덱스는, 아래의 수학식 A에 의해 결정되고,
<수학식 A>
m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) + N_ID ⁽²⁾)
m₀는 제 1 쉬프트 인덱스, N_ID ⁽¹⁾은 제 1 식별자, N_ID ⁽ ²⁾는 제 2 식별자인,
부 동기 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 제 2 쉬프트 인덱스는, 아래의 수학식 B에 의해 결정되고,
<수학식 B>
m₁ = (N_ID ⁽¹⁾ mod 112)
m₁은 제 2 쉬프트 인덱스, N_ID ⁽¹⁾은 제 1 식별자를 나타내는,
부 동기 신호 전송 방법.
무선 통신 시스템에서, 부 동기 신호(Secondary Synchronization Signal: SSS)를 전송하는 기지국에 있어서,
단말과 무선 신호를 송수신하는 트랜시버; 및
상기 트랜시버와 연결되어, 셀 식별을 위한 제 1 셀 식별자 및 제 2 셀 식별자를 기반으로 제 1 시프트 인덱스를 결정하고,
상기 제 1 식별자를 기반으로 제 2 시프트 인덱스를 결정하고
상기 제 1 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 1 시퀀스 및 상기 제 2 쉬프트 인덱스를 기반으로 생성된 제 2 시퀀스를 이용하여, 상기 부 동기 신호를 단말로 전송하도록 상기 트랜시버를 제어하는 프로세서를 포함하되,
상기 제 1 쉬프트 인덱스는, 상기 제 1, 2 셀 식별자를 기반으로 결정된 값의 K 배로 결정되되, 상기 K는 3 이상의 정수인,
기지국.
제 10 항에 있어서,
상기 제 1 쉬프트 인덱스로 가능한 값의 수와 상기 제 2 쉬프트 인덱스로 가능한 값의 수의 곱은,
상기 제 1 셀 식별자로 가능한 값의 수와 상기 제 2 셀 식별자로 가능한 값의 수의 곱에 대응하는,
기지국.
제 10 항에 있어서,
상기 부 동기 신호는,
주 동기 신호가 맵핑되는 안테나 포트와 동일한 안테나 포트에 맵핑되어, 단말에 전송되는,
기지국.
제 10 항에 있어서,
상기 제 1 쉬프트 인덱스 및 제 2 시프트 인덱스는, 아래의 수학식 A 및 수학식 B에 의해 각각 결정되고,
<수학식 A>
m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) + N_ID ⁽²⁾)
<수학식 B>
m₁ = (N_ID ⁽¹⁾ mod 112)
m₀는 제 1 쉬프트 인덱스, m₁은 제 2 쉬프트 인덱스, N_ID ⁽¹⁾은 제 1 식별자, N_ID ⁽ ²⁾는 제 2 식별자인,
기지국.
무선 통신 시스템에서, 부 동기 신호(Secondary Synchronization Signal: SSS)를 수신하는 단말에 있어서,
기지국과 무선 신호를 송수신하는 트랜시버; 및
상기 트랜시버와 연결되어 상기 기지국으로부터 상기 부 동기 신호를 포함하는 동기 신호를 수신하도록 상기 트랜시버를 제어하는 프로세서를 포함하되,
상기 부 동기 신호는 제 1 시프트 인덱스를 기반으로 생성되는 제 1 시퀀스 및 제 2 시프트 인덱스를 기반으로 생성되는 제 2 시퀀스를 이용하여 생성되고,
상기 제 1 시프트 인덱스는 셀 식별을 위한 제 1, 2 식별자를 기반으로 결정되고, 상기 제 2 시프트 인덱스는 상기 제 1 식별자를 기반으로 결정되며,
상기 제 1 시프트 인덱스는 상기 제 1, 2 식별자를 기반으로 결정된 값에 K 배로 결정되되, 상기 K는 3 이상의 정수인,
단말.
제 14 항에 있어서,
상기 제 1, 2 시프트 인덱스는 아래의 수학식 A 및 수학식 B에 의해 각각 결정되고,
<수학식 A>
m₀ = K*(3 floor(N_ID ⁽¹⁾ /112) + N_ID ⁽²⁾)
<수학식 B>
m₁ = (N_ID ⁽¹⁾ mod 112)
m₀는 제 1 쉬프트 인덱스, m₁은 제 2 쉬프트 인덱스, N_ID ⁽¹⁾은 제 1 식별자, N_ID ⁽ ²⁾는 제 2 식별자인,
단말.