KR20180100047A - Dft-s ofdm 및 ofdm을 위한 제로 테일 및 유니크 워드 기반 파형 - Google Patents

Abstract

무선 네트워크에서의 동작을 위한 방법 및 시스템이 제공되는데, 그 방법은 주파수 도메인에서 변조된 데이터 심볼 및 제로를 수신하는 것, 및 주파수 도메인에서, 변조된 데이터 심볼 및 제로를, 인터리빙된 방식으로, 리소스 할당 내의 서브캐리어로 매핑하는 것을 포함한다. 그 방법은, 매핑된 서브캐리어에 기초하여 시간 도메인 데이터 신호를 생성하는 것, 및 데이터 신호의 테일 부분에서 미리 결정된 수의 시간 도메인 샘플을 부호 반전시키는 것 및 반복하는 것에 의해 시간 도메인 소거 신호를 생성하는 것을 더 포함한다. 그 방법은, 정확한 제로 테일 데이터 신호가 미리 결정된 수의 시간 도메인 샘플과 동일한 제로 테일 길이를 가지도록 정확한 제로 테일 데이터 신호를 생성하기 위해 시간 도메인 데이터 신호 및 시간 도메인 소거 신호를 결합하는 것, 및 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하는 것을 더 포함한다.

Description

ＤＦＴ-Ｓ ＯＦＤＭ 및 ＯＦＤＭ을 위한 제로 테일 및 고유의 워드 기반의 파형

관련 출원에 대한 교차 참조

본 출원은 2015년 12월 3일자로 출원된 미국 가출원 제62/262,649호의 이익을 주장하는데, 이 가출원의 내용은 참조에 의해 본원에 통합된다.

차세대 셀룰러 통신 시스템에 대해 요구되는 높은 데이터 전송 레이트를 충족시키기 위해, 무선 산업계 및 학계는 6GHz 미만 및 6GHz 초과 주파수, 예를 들면, 센티미터 파(cmW) 및 밀리미터 파(mmW) 주파수에서 이용 가능한 대역폭을 활용할 방안을 모색해 오고 있다. 이들 주파수에서 이용 가능한 큰 대역폭은 유저별 데이터 송신에 대해 막대한 용량 향상을 제공할 수도 있다.

6GHz 초과 주파수를 사용하는 하나의 도전 과제는, 무선 통신에 대해, 특히 실외 환경에서 바람직하지 않을 수도 있는 그들의 전파에 관련되는 특성일 수도 있다. 예를 들면, 더 높은 주파수 송신은 더 큰 자유 공간 경로 손실을 겪을 수도 있다. 강우와 대기 기체, 예를 들면, 산소는 추가적인 감쇠를 추가할 수도 있고 잎사귀(foliage)는 감쇠 및 탈분극을 야기할 수도 있다.

이러한 손실을 상쇄하기 위해 사용될 수도 있는 좁은 빔 패턴은 셀 고유의 또는 브로드캐스트 정보를 전달함에 있어서 기지국(예를 들면, eNodeB)에 대해 도전 과제를 제기할 수도 있다. 결과적으로, 초기 mmW 액세스 링크 시스템 설계는, 소형 셀 LTE 네트워크와 같은 현존하는 네트워크에 애드온 mmW 데이터 송신(예를 들면, 적어도 다운링크 송신)을 가능하게 하는 셀룰러 시스템 프로시져에 집중할 수도 있다. 실외 mmW 셀룰러 네트워크는 빔포밍(beamforming) 기술의 사용을 통해 실현 가능할 수도 있다. 또한, 비 시야(non-line-of-sight; NLOS) 조건에서 mmW 커버리지를 용이하게 하기 위해, 많은 수의 반사 및 산란된 다중 경로 성분(multipath components; MPC)이 활용될 수도 있다.

정확한 제로 테일 데이터 신호(exact zero tail data signal)를 송신 및/또는 수신하기 위한 무선 네트워크에서의 동작을 위한 방법, 장치 및 시스템이 제공된다.

한 실시형태에 따르면, 무선 통신 디바이스에서 구현되는 방법은, 적어도 하나의 프로세서에 의해, 복수의 할당된 서브캐리어의 데이터 서브캐리어 사이에서 인터리빙되는 복수의 할당된 서브캐리어 중 비어 있는 서브캐리어(empty subcarrier)로 복수의 제로가 매핑되도록 하는 인터리빙된 방식으로, 주파수 도메인에서, 복수의 데이터 심볼 및 복수의 제로를 복수의 할당된 서브캐리어에 매핑하는 것을 포함하는, 데이터 신호를 생성하는 것; 적어도 하나의 프로세서에 의해, 데이터 신호를 시간 도메인으로 변환하는 것; 적어도 하나의 프로세서에 의해, 변환된 데이터 신호의 테일 부분(tail portion)으로부터 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 선택하는 것; 적어도 하나의 프로세서에 의해, 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플로부터 소거 신호(cancellation signal)를 생성하는 것; 적어도 하나의 프로세서에 의해, 데이터 신호의 상기 테일 부분이 소거되도록 소거 신호를 변환된 데이터 신호와 결합하는 것에 의해 시간 도메인에서 정확한 제로 테일 데이터 신호를 생성하는 것; 및 송신기에 의해, 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하는 것을 포함한다.

다른 실시형태에 따르면, 무선 통신에서 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하기 위한 방법은, 적어도 하나의 프로세서에 의해, 주파수 도메인에서, 변조된 데이터 심볼 및 제로를 수신하는 것; 주파수 도메인에서, 적어도 하나의 프로세서에 의해, 변조된 데이터 심볼 및 제로를, 인터리빙된 방식으로, 리소스 할당 내의 서브캐리어에 매핑하는 것; 적어도 하나의 프로세서에 의해, 매핑된 서브캐리어에 기초하여 시간 도메인 데이터 신호를 생성하는 것; 적어도 하나의 프로세서에 의해, 데이터 신호의 테일 부분에서 미리 결정된 수의 시간 도메인 샘플을 부호 반전 및 반복하는 것에 의해 시간 도메인 소거 신호를 생성하는 것; 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 시간 도메인 데이터 신호 및 상기 시간 도메인 소거 신호를 결합하여 정확한 제로 테일 데이터 신호 - 그 결과 정확한 제로 테일 데이터 신호는 상기 미리 결정된 시간 수의 시간 도메인 샘플과 동일한 제로 테일 길이를 가짐 - 를 생성하는 것; 및 송신기에 의해, 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하는 것을 포함한다.

다른 실시형태에 따르면, 무선 통신에서 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하도록 구성되는 무선 통신 디바이스가 제공된다. 무선 통신 디바이스는, 복수의 할당된 서브캐리어의 데이터 서브캐리어 사이에서 인터리빙되는 복수의 할당된 서브캐리어 중 비어 있는 서브캐리어로 복수의 제로가 매핑되도록 하는 인터리빙된 방식으로, 주파수 도메인에서, 복수의 데이터 심볼 및 상기 복수의 제로를 복수의 할당된 서브캐리어에 매핑하는 것에 의해 데이터 신호를 생성하도록 구성되는 적어도 하나의 프로세서; 적어도 하나의 프로세서는 또한, 데이터 신호를 시간 도메인으로 변환하도록 그리고 변환된 데이터 신호의 테일 부분으로부터 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 선택하도록 구성됨; 적어도 하나의 프로세서는 또한, 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플로부터 소거 신호를 생성하도록 구성됨; 적어도 하나의 프로세서는 또한, 데이터 신호의 테일 부분이 소거되도록 소거 신호를 변환된 데이터 신호와 결합하는 것에 의해 시간 도메인에서 정확한 제로 테일 데이터 신호를 생성하도록 구성됨; 및 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하도록 구성되는 송신기를 포함한다.

첨부의 도면과 연계하여 예로서 주어지는 하기의 설명으로부터, 더 상세한 이해가 얻어질 수도 있는데, 첨부의 도면에서:
도 1a는 하나 이상의 개시된 실시형태가 구현될 수도 있는 예시적인 통신 시스템의 시스템 도면이다;
도 1b는 도 1a에서 예시되는 통신 시스템 내에서 사용될 수도 있는 예시적인 무선 송수신 유닛(wireless transmit/receive unit; WTRU)의 시스템 도면이다;
도 1c는 도 1a에서 예시되는 통신 시스템 내에서 사용될 수도 있는 예시적인 무선 액세스 네트워크 및 예시적인 코어 네트워크의 시스템 도면이다;
도 2는 하나 이상의 실시형태에 따른 밀리미터 파(mmW) 소형 셀 배치 시스템의 예를 예시한다;
도 3은 주파수 및 공간 필터링의 비교를 예시한다;
도 4는 예시적인 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(orthogonal frequency division multiplexing; OFDM) 프레임 구조를 예시한다;
도 5는 mmW 다운링크 논리 채널, 전송 채널 및 물리적 채널의 채널 매핑을 예시하는 도면이다;
도 6은 밀리미터 파 WTRU(millimeter wave WTRU; mWTRU) 완전 디지털화된 빔포밍을 예시한다;
도 7은 하나의 PAA 및 하나의 RF 체인을 갖는 mWTRU 아날로그 빔포밍을 예시한다;
도 8은 하나의 PAA 및 두 개의 RF 체인을 갖는 mWTRU 아날로그 빔포밍을 예시한다;
도 9는 두 개의 PAA 및 두 개의 RF 체인을 갖는 mWTRU 아날로그 빔포밍을 예시한다;
도 10은 두 개의 PAA 및 하나의 RF 체인을 갖는 mWTRU 아날로그 빔포밍을 예시한다;
도 11a는 이차원의(two dimensional; 2D)의 좁은 빔 패턴(narrow beam pattern)을 예시한다;
도 11b는 삼차원의(three dimensional; 3D)의 좁은 빔 패턴을 예시한다;
도 12는 3D 브로드사이드 넓은 빔 패턴(3D broadside broad beam pattern)을 예시한다;
도 13은 하나 이상의 실시형태에 따른 제로 테일(zero tail; ZT) 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform; DFT) 확산 OFDM(DFT spread OFDM; DFT-s-OFDM) 송신기를 예시하는 블록도이다;
도 14는 하나 이상의 실시형태에 따른 제로 테일/헤드 생성의 블록도를 예시한다;
도 15는 하나 이상의 실시형태에 따른 예시적인 고유 워드(unique word; UW) OFDM 송신기의 블록도이다;
도 16은 하나 이상의 실시형태에 따른 이산 푸리에 변환 확산(discrete Fourier transform spread; DFT-s)을 위한 정확한 제로 테일 생성을 위해 송신기에서 구현되는 반복적인 접근법을 예시하는 흐름도이다;
도 17은 하나 이상의 실시형태에 따른 주파수 도메인에서 구현되는 가드 대역 삽입 블록(guard band insertion block)의 블록도를 예시한다;
도 18은 하나 이상의 실시형태에 따른 시간 도메인에서 구현되는 가드 대역 삽입 블록의 블록도를 예시한다;
도 19는 하나 이상의 실시형태에 따른 가드 대역 삽입 이전에 시간 도메인 테일 소거를 활용하는 송신기의 블록도이다;
도 20은 하나 이상의 실시형태에 따른 eZT DFT-s OFDM을 사용하는 UW 지원을 활용하는 송신기의 블록도이다;
도 21은 하나 이상의 실시형태에 따른 정확한 제로 테일(exact zero tail: EZT) DFT-s OFDM을 활용하는 다중 유저 송신기의 블록도를 예시한다;
도 22는 하나 이상의 실시형태에 따른 가드 대역 삽입 이후 시간 도메인에서 테일 소거를 활용하는 송신기의 블록도이다;
도 23은 하나 이상의 실시형태에 따른 수신기의 블록도이다;
도 24는 하나 이상의 실시형태에 따른 고 지연 확산 채널에서의 eZT DFT-s 및 ZT DFT-s 실시형태의 비트 에러율(bit error rate; BER) 성능을 예시한다;
도 25는 하나 이상의 실시형태에 따른 ZT DFT-s OFDM에 비교되는 eZT DFT-s OFDM의 피크 대 평균 전력비(peak to average power ratio; PAPR)를 예시한다.
도 26은 하나 이상의 실시형태에 따른 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix; CP) 및 ZT DFT-s OFDM에 비교되는 eZT DFT-s OFDM의 대역 외(out of band; OOB) 방출을 예시한다;
도 27은 하나 이상의 실시형태에 따른 ZT DFT-s에 비교되는 eZT DFT-s에 대한 테일의 시간 도메인 예시이다;
도 28은 하나 이상의 실시형태에 따른 eZT DFT-s OFDM을 위한 다중 유저 대 단일 유저 성능을 예시한다;
도 29는 하나 이상의 실시형태에 따른 OFDM을 위한 정확한 제로 테일 생성을 위해 송신기에서 구현되는 반복적인 접근법을 예시하는 흐름도이다;
도 30은 하나 이상의 실시형태에 따른 주파수 도메인에서 구현되는 가드 대역 삽입 블록의 블록도를 예시한다;
도 31은 하나 이상의 실시형태에 따른 시간 도메인에서 구현되는 가드 대역 삽입 블록의 블록도를 예시한다;
도 32는 하나 이상의 실시형태에 따른 OFDM을 위해 시간 도메인 테일 소거를 활용하는 송신기의 블록도이다;
도 33은 하나 이상의 실시형태에 따른 UW 삽입을 갖는 데이터 신호를 예시한다.
도 34는 하나 이상의 실시형태에 따른 eZT OFDM을 위해 UW 지원을 활용하는 송신기의 블록도이다;
도 35는 하나 이상의 실시형태에 따른 eZT OFDM을 위한 가드 대역 삽입 블록의 블록도이다;
도 36은 하나 이상의 실시형태에 따른 OFDM을 위한 송신기 테일 소거 및 UW 삽입의 블록도를 예시한다;
도 37은 하나 이상의 실시형태에 따른 다중 유저 eZT OFDM을 위한 송신기의 블록도를 예시한다;
도 38은 하나 이상의 실시형태에 따른 다중 유저 eZT OFDM을 위한 송신기의 블록도를 예시한다;
도 39는 하나 이상의 실시형태에 따른 eZT OFDM을 위한 BER 시뮬레이션 결과를 예시한다;
도 40은 하나 이상의 실시형태에 따른 eZT-OFDM의 대역 외 방출을 예시한다;
도 41은 하나 이상의 실시형태에 따른 시간 도메인에서 달성되는 eZT-DFT-s-OFDM 및 eZT-OFDM 둘 모두에서의 UW의 선택적 추가를 예시한다; 그리고
도 42는 하나 이상의 실시형태에 따른 제로 헤드 생성을 갖는 DFT-s-OFDM을 위한 송신기의 블록도를 예시한다.

하기에서, 예시적인 실시형태의 더욱 완전한 설명을 제공하기 위해 복수의 세부 사항이 기술된다. 그러나, 실시형태는 이들 특정 세부 사항 없이도 실시될 수도 있다는 것이 기술 분야의 숙련된 자에게는 명백할 할 것이다. 다른 경우에서, 실시형태를 모호하게 하는 것을 방지하기 위해, 널리 공지된 구조 및 디바이스는, 상세한 것 대신 블록도 형태로 또는 개략도로 도시된다. 또한, 이하에 설명되는 상이한 실시형태의 피쳐는, 구체적으로 달리 언급되지 않는 한, 서로 결합될 수도 있다.

본원에서 설명되는 실시형태는 고도로 지향성인 빔포밍 시스템(beamformed system)의 동작을 위한 송신 모드(기준 신호 및 채널 상태 정보(channel state information; CSI) 피드백을 포함함) 및 송신 스킴을 정의할 수도 있다. 또한, 실시형태는, 예를 들면, 더 높은 주파수 대역(예를 들면, 6GHz 초과 주파수)에서 동작하는 시스템에 대한, 좁은 빔 오정렬로 인한 제어 및/또는 데이터 채널 성능 손실을 완화하는 방법을 정의할 수도 있다.

후자의 문제는 두 개의 상이한 시나리오로 더 나뉠 수 있다. 제1 시나리오에서, 무선 송수신 유닛(WTRU) 방위에서의 변화는, 좁은 빔 쌍을 사용하는 데이터 채널 성능이 현저하게 저하될 수도 있고, 한편 다운링크(downlink; DL)의 넓은 빔 제어 채널이 WTRU에 의해 여전히 수신될 수도 있도록 하는 그러한 것일 수도 있다. 제2 시나리오에서, WTRU 방위 변화는, 데이터 및 제어 채널 둘 모두가 WTRU에 의해 수신되지 않을 수도 있도록 하는 그러한 것일 수도 있다.

실시형태는, 하나 또는 다수의 무선 주파수(radio frequency; RF) 체인을 사용하여 고주파 대역(예를 들면, 6 GHz 초과)에서 동작하는 빔포밍 시스템의 액세스 링크에 대한 다운링크/업링크(DL/UL) 송신 스킴을 포함할 수도 있다. 또한, 실시형태는 DL/UL 송신 모드 및 동작 모드를 정의할 수도 있다.

6 GHz 초과 시스템에 대한 송신 스킴 및 송신 모드를 제시하는 것에 더하여, 6 GHz 미만에서 동작하는 시스템에 적용 가능한 본원에서 설명되는 실시형태는, 송신-수신(Tx-Rx) 빔 오정렬로 인해 제어 및/또는 데이터 채널 성능의 상당한 저하가 발생할 수도 있는 다양한 시나리오를 포함할 수도 있다. 실시형태는, 송신 모드 변경 또는 빔 변경이 수행될 때까지, 연결성을 유지하기 위한 제어 및 데이터 폴백(fallback)에 대한 기술을 다룰 수도 있다. 따라서, 실시형태는 6GHz 미만 주파수 및 6GHz 초과 주파수 둘 모두에서 이용 가능한 대역폭을 활용하는 솔루션을 제공할 수도 있다.

도 1a는 하나 이상의 개시된 실시형태가 구현될 수도 있는 예시적인 통신 시스템(100)의 도면이다. 통신 시스템(100)은 음성, 데이터, 비디오, 메시징, 브로드캐스트(broadcast), 등등과 같은 콘텐츠를 다수의 무선 유저에게 제공하는 다중 액세스 시스템(multiple access system)일 수도 있다. 통신 시스템(100)은, 무선 대역폭을 비롯한 시스템 리소스의 공유를 통해 다수의 무선 유저가 이러한 콘텐츠에 액세스하는 것을 가능하게 할 수도 있다. 예를 들면, 통신 시스템(100)은, 코드 분할 다중 액세스(code division multiple access; CDMA), 시분할 다중 액세스(time division multiple access; TDMA), 주파수 분할 다중 액세스(frequency division multiple access; FDMA), 직교 FDMA(orthogonal FDMA; OFDMA), 싱글 캐리어 FDMA(single-carrier FDMA; SC-FDMA), 및 등등과 같은 하나 이상의 채널 액세스 방법을 활용할 수도 있다.

도 1a에서 도시되는 바와 같이, 통신 시스템(100)은 무선 송수신 유닛(WTRU)(102a, 102b, 102c, 102d), 무선 액세스 네트워크(radio access network; RAN)(104), 코어 네트워크(106), 공중 교환식 전화망(public switched telephone network; PSTN)(108), 인터넷(110), 및 다른 네트워크(112)를 포함할 수도 있지만, 개시된 실시형태는 임의의 수의 WTRU, 기지국(base station), 네트워크, 및/또는 네트워크 엘리먼트를 고려한다는 것이 인식될 것이다. WTRU(102a, 102b, 102c, 102d)의 각각은 무선 환경에서 동작하도록 및/또는 통신하도록 구성되는 임의의 타입의 디바이스일 수도 있다. 예로서, WTRU(102a, 102b, 102c, 102d)는 무선 신호를 송신하도록 및/또는 수신하도록 구성될 수도 있고 유저 기기(user equipment; UE), 이동국(mobile station), 고정식 또는 이동식 가입자 유닛, 페이저, 셀룰러 전화, 개인 휴대형 정보 단말(personal digital assistant; PDA), 스마트폰, 랩탑, 넷북, 퍼스널 컴퓨터, 무선 센서, 가전기기(consumer electronics), 및 등등을 포함할 수도 있다.

통신 시스템(100)은 또한 기지국(114a) 및 기지국(114b)을 포함할 수도 있다. 기지국(114a, 114b)의 각각은, 코어 네트워크(106), 인터넷(110), 및/또는 다른 네트워크(112)와 같은 하나 이상의 통신 네트워크에 대한 액세스를 용이하게 하기 위해 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d) 중 적어도 하나와 무선으로 인터페이싱하도록 구성되는 임의의 타입의 디바이스일 수도 있다. 예로서, 기지국(114a, 114b)은 기지국 트랜스시버(base transceiver station; BTS), Node-B, eNode B, 홈 노드 B, 홈 eNode B, 사이트 컨트롤러(site controller), 액세스 포인트(access point; AP), 무선 라우터, 및 등등일 수도 있다. 기지국(114a, 114b) 각각이 단일의 엘리먼트로서 묘사되지만, 기지국(114a, 114b)은 임의의 수의 인터커넥트된(interconnected) 기지국 및/또는 네트워크 엘리먼트를 포함할 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

기지국(114a)은, 기지국 컨트롤러(base station controller; BSC), 무선 네트워크 컨트롤러(radio network controller; RNC), 중계 노드, 등등과 같은 다른 기지국 및/또는 네트워크 엘리먼트(도시되지 않음)를 또한 포함할 수도 있는 RAN(104)의 일부일 수도 있다. 기지국(114a) 및/또는 기지국(114b)은 특정한 지리적 영역 내에서 무선 신호를 송신하도록 및/또는 수신하도록 구성될 수도 있는데, 특정한 지리적 영역은 셀(도시되지 않음)로서 칭해질 수도 있다. 셀은 셀 섹터로 더 분할될 수도 있다. 예를 들면, 기지국(114a)과 관련된 셀은 세 개의 섹터로 분할될 수도 있다. 따라서, 하나의 실시형태에서, 기지국(114a)은 세 개의 트랜스시버, 즉, 셀의 각각의 섹터에 대해 하나씩의 트랜스시버를 포함할 수도 있다. 다른 실시형태에서, 기지국(114a)은 다중입력 다중출력(multiple-input multiple-output; MIMO) 기술을 활용할 수도 있고, 따라서, 셀의 각각의 섹터에 대해 다수의 트랜스시버를 활용할 수도 있다.

기지국(114a, 114b)은, 임의의 적절한 무선 통신 링크(예를 들면, 무선 주파수(radio frequency; RF), 마이크로파, 적외선(infrared; IR), 자외선(ultraviolet; UV), 가시광, 등등)일 수도 있는 무선 인터페이스(air interface; 116)를 통해 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d) 중 하나 이상과 통신할 수도 있다. 무선 인터페이스(116)는 임의의 적절한 무선 액세스 기술(radio access technology; RAT)을 사용하여 확립될 수도 있다.

더 구체적으로는, 상기에서 언급되는 바와 같이, 통신 시스템(100)은 다중 액세스 시스템일 수도 있고, CDMA, TDMA, FDMA, OFDMA, SC-FDMA, 및 등등과 같은 하나 이상의 채널 액세스 실시형태를 활용할 수도 있다. 예를 들면, RAN(104) 내의 기지국(114a) 및 WTRU(102a, 102b, 102c)는, 광대역 CDMA(wideband CDMA; WCDMA)를 사용하여 무선 인터페이스(116)를 확립할 수도 있는, 범용 이동 통신 시스템(Universal Mobile Telecommunications System; UMTS) 지상 무선 액세스(Terrestrial Radio Access)(UTRA)와 같은 무선 기술을 구현할 수도 있다. WCDMA는 고속 패킷 액세스(High-Speed Packet Access; HSPA) 및/또는 진화된 HSPA(Evolved HSPA; HSPA+)와 같은 통신 프로토콜을 포함할 수도 있다. HSPA는 고속 다운링크 패킷 액세스(High-Speed Downlink Packet Access; HSDPA) 및/또는 고속 업링크 패킷 액세스(High-Speed Uplink Packet Access; HSUPA)를 포함할 수도 있다.

다른 실시형태에서, 기지국(114a) 및 WTRU(102a, 102b, 102c)는, 롱 텀 에볼루션(LTE) 및/또는 LTE-어드밴스드(LTE-Advanced; LTE-A)를 사용하여 무선 인터페이스(116)를 확립할 수도 있는 진화형 UMTS 지상 무선 액세스(Evolved UMTS Terrestrial Radio Access; E-UTRA)와 같은 무선 기술을 구현할 수도 있다.

다른 실시형태에서, 기지국(114a) 및 WTRU(102a, 102b, 102c)는, IEEE 802.16(즉, 와이맥스(Worldwide Interoperability for Microwave Access; WiMAX)), CDMA2000, CDMA2000 1X, CDMA2000 EV-DO, IS-2000(Interim Standard 2000), IS-95(Interim Standard 95), IS-856(Interim Standard 856), 이동 통신용 글로벌 시스템(Global System for Mobile communications; GSM), GSM 에볼루션을 위한 향상된 데이터 레이트(Enhanced Data rates for GSM Evolution; EDGE), GSM EDGE(GERAN), 및 등등과 같은 무선 기술을 구현할 수도 있다.

도 1a의 기지국(114b)은, 예를 들면, 무선 라우터, 홈 노드 B, 홈 eNode B, 또는 액세스 포인트일 수도 있고, 사업장, 가정, 차량, 캠퍼스, 및 등등의 장소와 같은 국소화된 영역에서 무선 연결성을 용이하게 하기 위해 임의의 적절한 RAT를 활용할 수도 있다. 하나의 실시형태에서, 기지국(114b) 및 WTRU(102c, 102d)는 무선 근거리 통신망(wireless local area network; WLAN)을 확립하기 위해 IEEE 802.11과 같은 무선 기술을 구현할 수도 있다. 다른 실시형태에서, 기지국(114b) 및 WTRU(102c, 102d)는 무선 사설 영역 네트워크(wireless personal area network; WPAN)를 확립하기 위해 IEEE 802.15와 같은 무선 기술을 구현할 수도 있다. 또 다른 실시형태에서, 기지국(114b) 및 WTRU(102c, 102d)는 피코셀 또는 펨토셀을 확립하기 위해 셀룰러 기반 RAT(예를 들면, WCDMA, CDMA2000, GSM, LTE, LTE-A, 등등)를 활용할 수도 있다. 도 1a에서 도시되는 바와 같이, 기지국(114b)은 인터넷(110)에 대한 직접 연결을 구비할 수도 있다. 따라서, 기지국(114b)은 코어 네트워크(106)를 통해 인터넷(110)에 액세스하는 데 필요로 되지 않을 수도 있다.

RAN(104)은, WTRU(102a, 102b, 102c, 102d) 중 하나 이상으로 음성, 데이터, 애플리케이션, 및/또는 인터넷 전화 프로토콜(voice over internet protocol; VoIP) 서비스를 제공하도록 구성되는 임의의 타입의 네트워크일 수도 있는 코어 네트워크(106)와 통신할 수도 있다. 예를 들면, 코어 네트워크(106)는 호 제어(call control), 과금 서비스, 모바일 위치 기반 서비스, 선불 통화, 인터넷 연결성, 비디오, 분배 등등을 제공할 수도 있고, 및/또는 유저 인증과 같은 하이 레벨의 보안 기능을 수행할 수도 있다. 비록 도 1a에서 도시되지는 않지만, RAN(104) 및/또는 코어 네트워크(104)는, RAN(106)과 동일한 RAT 또는 상이한 RAT를 활용하는 다른 RAN과 직접적으로 또는 간접적으로 통신할 수도 있다는 것이 인식될 것이다. 예를 들면, E-UTRA 무선 기술을 활용할 수도 있는 RAN(104)에 연결되는 것 외에, 코어 네트워크(106)는 GSM 무선 기술을 활용하는 다른 RAN(도시되지 않음)과 또한 통신할 수도 있다.

코어 네트워크(106)는 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d)가 PSTN(108), 인터넷(110), 및/또는 다른 네트워크(112)에 액세스하는 데 게이트웨이로서 또한 기능할 수도 있다. PSTN(108)은, 기존 전화 서비스(plain old telephone service; POTS)를 제공하는 회선 교환식 전화 네트워크(circuit-switched telephone network)를 포함할 수도 있다. 인터넷(110)은, TCP/IP 인터넷 프로토콜 일군(suite)에서의 전송 제어 프로토콜(transmission control protocol; TCP), 유저 데이터그램 프로토콜(user datagram protocol; UDP) 및 인터넷 프로토콜(internet protocol; IP)과 같은 일반적인 통신 프로토콜을 사용하는 인터커넥트된 컴퓨터 네트워크 및 디바이스의 글로벌 시스템을 포함할 수도 있다. 네트워크(112)는 다른 서비스 공급자에 의해 소유되는 및/또는 운영되는 유선 또는 무선 통신 네트워크를 포함할 수도 있다. 예를 들면, 네트워크(112)는, RAN(104)과 동일한 RAT 또는 상이한 RAT를 활용할 수도 있는 하나 이상의 RAN에 연결되는 다른 코어 네트워크를 포함할 수도 있다.

통신 시스템(102d)에서의 WTRU(102a, 102b, 102c, 100) 중 하나 이상은 다중 모드 성능을 포함할 수도 있다, 즉, WTRU(102a, 102b, 102c, 102d)는 상이한 무선 링크를 통해 상이한 무선 네트워크와 통신하기 위한 다수의 트랜스시버를 포함할 수도 있다. 예를 들면, 도 1a에서 도시되는 WTRU(102c)는, 셀룰러 기반 무선 기술을 활용할 수도 있는 기지국(114a)과, 그리고 IEEE 802 무선 기술을 활용할 수도 있는 기지국(114b)과 통신하도록 구성될 수도 있다.

도 1b는 예시적인 WTRU(102)의 시스템 도면이다. 도 1b에서 도시되는 바와 같이, WTRU(102)는 프로세서(118), 트랜스시버(120), 송신/수신 엘리먼트(122), 스피커/마이크(124), 키패드(126), 디스플레이/터치패드(128), 비착탈식 메모리(130), 착탈식 메모리(132), 전원(134), 전지구 위치 결정 시스템(global positioning system; GPS) 칩셋(136), 및 다른 주변장치(138)를 포함할 수도 있다. WTRU(102)는 한 실시형태와 여전히 부합하면서 상기 엘리먼트의 임의의 부조합을 포함할 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

프로세서(118)는 범용 프로세서, 특수 목적의 프로세서, 종래의 프로세서, 디지털 신호 프로세서(digital signal processor; DSP), 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 관련하는 하나 이상의 마이크로프로세서, 컨트롤러, 마이크로컨트롤러, 주문형 반도체(Application Specific Integrated Circuit; ASIC), 필드 프로그래머블 게이트 어레이(Field Programmable Gate Array; FPGA) 회로, 임의의 다른 타입의 집적 회로(integrated circuit; IC), 상태 머신, 및 등등일 수도 있다. 프로세서(118)는 신호 코딩, 데이터 프로세싱, 전력 제어, 입/출력 프로세싱, 및/또는 WTRU(102)가 무선 환경에서 동작하는 것을 가능하게 하는 임의의 다른 기능성(functionality)을 수행할 수도 있다. 프로세서(118)는, 송신/수신 엘리먼트(122)에 커플링될 수도 있는 트랜스시버(120)에 커플링될 수도 있다. 도 1b가 프로세서(118) 및 트랜스시버(118)를 별개의 컴포넌트로서 묘사하지만, 프로세서(120) 및 트랜스시버(120)는 전자적 패키지 또는 칩에 함께 집적될 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

송신/수신 엘리먼트(122)는 무선 인터페이스(116)를 통해 기지국(예를 들면, 기지국(114a))으로 신호를 송신하도록, 또는 그 기지국으로부터 신호를 수신하도록 구성될 수도 있다. 예를 들면, 하나의 실시형태에서, 송신/수신 엘리먼트(122)는 무선 주파수(RF) 신호를 송신하도록 및/또는 수신하도록 구성되는 안테나일 수도 있다. 다른 실시형태에서, 송신/수신 엘리먼트(122)는, 예를 들면, IR, UV, 또는 가시광 신호를 송신 및/또는 수신하도록 구성되는 방출기(emitter)/검출기(detector)일 수도 있다. 또 다른 실시형태에서, 송신/수신 엘리먼트(122)는 RF 및 광 신호 둘 다를 송신 및 수신하도록 구성될 수도 있다. 송신/수신 엘리먼트(122)는 무선 신호의 임의의 조합을 송신하도록 및/또는 수신하도록 구성될 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

또한, 비록 송신/수신 엘리먼트(122)가 도 1b에서 단일의 엘리먼트로서 묘사되지만, WTRU(122)는 임의의 수의 송신/수신 엘리먼트(102)를 포함할 수도 있다. 더 구체적으로는, WTRU(102)는 MIMO 기술을 활용할 수도 있다. 따라서, 하나의 실시형태에서, WTRU(102)는, 무선 인터페이스(116)를 통해 무선 신호를 송신 및 수신하기 위한 두 개 이상의 송신/수신 엘리먼트(122)(예를 들면, 다수의 안테나)를 포함할 수도 있다.

트랜스시버(120)는, 송신/수신 엘리먼트(122)에 의해 송신될 신호를 변조하도록 그리고 송신/수신 엘리먼트(122)에 의해 수신되는 신호를 복조하도록 구성될 수도 있다. 상기에서 언급되는 바와 같이, WTRU(102)는 다중 모드 성능을 가질 수도 있다. 따라서, 트랜스시버(120)는, WTRU(102)가, 예를 들면, UTRA 및 IEEE 802.11과 같은 다수의 RAT를 통해 통신하는 것을 가능하게 하기 위한 다수의 트랜스시버를 포함할 수도 있다.

WTRU(102)의 프로세서(118)는, 스피커/마이크(124), 키패드(126), 및/또는 디스플레이/터치패드(128)(예를 들면, 액정 디스플레이(liquid crystal display; LCD) 디스플레이 유닛 또는 유기 발광 다이오드(organic light-emitting diode; OLED) 디스플레이 유닛)에 커플링될 수도 있고, 그리고 이들로부터 유저 입력 데이터를 수신할 수도 있다. 프로세서(118)는 유저 데이터를 스피커/마이크(124), 키패드(126), 및/또는 디스플레이/터치패드(128)로 또한 출력할 수도 있다. 또한, 프로세서(118)는, 비착탈식 메모리(130) 및/또는 착탈식 메모리(132)와 같은 임의의 타입의 적절한 메모리의 정보에 액세스할 수도 있고, 그리고 그 임의의 타입의 적절한 메모리에 데이터를 저장할 수도 있다. 비착탈식 메모리(130)는 랜덤 액세스 메모리(random-access memory; RAM), 리드 온리 메모리(read-only memory; ROM), 하드디스크, 또는 임의의 다른 타입의 메모리 저장 디바이스를 포함할 수도 있다. 착탈식 메모리(132)는 가입자 식별 모듈(subscriber identity module; SIM) 카드, 메모리 스틱, 시큐어 디지털(secure digital; SD) 메모리 카드, 및 등등을 포함할 수도 있다. 다른 실시형태에서, 프로세서(118)는, WTRU(102) 상에 물리적으로 위치되지 않는 메모리, 예컨대 서버 또는 가정용 컴퓨터(도시되지 않음) 상의 메모리의 정보에 액세스할 수도 있고, 그리고 그 메모리에 데이터를 저장할 수도 있다.

프로세서(118)는 전원(134)으로부터 전력을 수신할 수도 있고, WTRU(102)의 다른 컴포넌트로 전력을 분배하도록 및/또는 그 전력을 제어하도록 구성될 수도 있다. 전원(134)은 WTRU(102)에 전력을 공급하기 위한 임의의 적절한 디바이스일 수도 있다. 예를 들면, 전원(134)은 하나 이상의 드라이 셀 배터리(예를 들면, 니켈 카드뮴(NiCd), 니켈 아연(NiZn), 니켈 금속 수소(NiMH), 리튬 이온(Li ion), 등등), 솔라 셀, 연료 전지, 및 등등을 포함할 수도 있다.

프로세서(118)는, WTRU(102)의 현재 위치에 관한 위치 정보(예를 들면, 경도 및 위도)를 제공하도록 구성될 수도 있는 GPS 칩셋(136)에 또한 커플링될 수도 있다. 또한, GPS 칩셋(136)으로부터의 정보 외에, 또는 그 정보 대신, WTRU(102)는 무선 인터페이스(116)를 통해 기지국(예를 들면, 기지국(114a, 114b))으로부터 위치 정보를 수신할 수도 있고 및/또는 두 개 이상의 가까운 기지국으로부터 수신되고 있는 신호의 타이밍에 기초하여 자신의 위치를 결정할 수도 있다. WTRU(102)는 한 실시형태와 여전히 부합하면서 임의의 적절한 위치 결정 방법을 통해 위치 정보를 획득할 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

프로세서(118)는 또한, 추가적인 피쳐, 기능성, 및/또는 유선 또는 무선 연결성을 제공하는 하나 이상의 소프트웨어 및/또는 하드웨어 모듈을 포함할 수도 있는 다른 주변장치(138)에 커플링될 수도 있다. 예를 들면, 주변장치(138)는 가속도계, 전자 콤파스, 위성 트랜스시버, (사진 및 비디오용의) 디지털 카메라, 범용 직렬 버스(universal serial bus; USB) 포트, 진동 디바이스, 텔레비전 트랜스시버, 핸즈프리 헤드셋, Bluetooth® 모듈, 주파수 변조(frequency modulated; FM) 무선 유닛, 디지털 뮤직 플레이어, 미디어 플레이어, 비디오 게임 플레이어 모듈, 인터넷 브라우저, 및 등등을 포함할 수도 있다.

도 1c는 한 실시형태에 따른 RAN(104)과 코어 네트워크(106)의 시스템 도면이다. 상기에서 언급되는 바와 같이, RAN(104)은 무선 인터페이스(116)를 통해 WTRU(102a, 102b, 102c)와 통신하기 위해 E-UTRA 무선 기술을 활용할 수도 있다. RAN(104)은 코어 네트워크(106)와 또한 통신할 수도 있다.

RAN(104)은 eNode-B(140a, 140b, 140c)를 포함할 수도 있지만, RAN(104)은 한 실시형태와 여전히 부합하면서 임의의 수의 eNode-B를 포함할 수도 있다는 것이 인식될 것이다. eNode-B(140a, 140b, 140c) 각각은 무선 인터페이스(116)를 통해 WTRU(102a, 102b, 102c)와 통신하기 위한 하나 이상의 트랜스시버를 포함할 수도 있다. 하나의 실시형태에서, eNode-B(140a, 140b, 140c)는 MIMO 기술을 구현할 수도 있다. 따라서, eNode-B(140a)는, 예를 들면, WTRU(102a)로 무선 신호를 송신하고 WTRU(102a)로부터 무선 신호를 수신하기 위해 다수의 안테나를 사용할 수도 있다.

eNode-B(140a, 140b, 140c)의 각각은 특정한 셀(도시되지 않음)과 관련될 수도 있고 무선 리소스 관리 결정, 핸드오버 결정, 업링크 및/또는 다운링크에서의 유저의 스케줄링, 및 등등을 핸들링하도록 구성될 수도 있다. 도 1c에서 도시되는 바와 같이, eNode-B(140a, 140b, 140c)는 X2 인터페이스를 통해 서로 통신할 수도 있다.

도 1c에서 도시되는 코어 네트워크(106)는 이동성 관리 엔티티 게이트웨이(mobility management entity gateway; MME)(142), 서빙 게이트웨이(144), 및 패킷 데이터 네트워크(packet data network; PDN) 게이트웨이(146)를 포함할 수도 있다. 상기 엘리먼트의 각각이 코어 네트워크(106)의 일부로서 묘사되지만, 이들 엘리먼트 중 임의의 하나는 코어 네트워크 오퍼레이터 이외의 엔티티에 의해 소유될 수도 있고 및/또는 운영될 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

MME(142)는 S1 인터페이스를 통해 RAN(104) 내의 eNode-B(140a, 140b, 140c)의 각각에 연결될 수도 있고 제어 노드로서 기능할 수도 있다. 예를 들면, MME(142)는 WTRU(102a, 102b, 102c)의 유저를 인증하는 것, 베어러 활성화/비활성화, WTRU(102a, 102b, 102c)의 초기 연결 동안 특정한 서빙 게이트웨이를 선택하는 것, 및 등등을 담당할 수도 있다. MME(142)는, GSM 또는 WCDMA와 같은 다른 무선 기술을 활용하는 다른 RAN(도시되지 않음)과 RAN(104) 사이를 스위칭하기 위한 제어 플레인 기능을 또한 제공할 수도 있다.

서빙 게이트웨이(144)는 S1 인터페이스를 통해 RAN(104) 내의 eNode B(140a, 140b, 140c)의 각각에 연결될 수도 있다. 일반적으로, 서빙 게이트웨이(144)는 유저 데이터 패킷을 WTRU(102a, 102b, 102c)로/로부터 라우팅 및 포워딩할 수도 있다. 서빙 게이트웨이(144)는 다른 기능, 예컨대 eNode B간 핸드오버(inter-eNode B handover) 동안 유저 플레인을 앵커링하는 것, 다운링크 데이터가 WTRU(102a, 102b, 102c)에 대해 이용 가능할 때 페이징을 트리거하는 것, WTRU(102a, 102b, 102c)의 컨텍스트(context)를 관리 및 저장하는 것, 및 등등을 또한 수행할 수도 있다.

서빙 게이트웨이(144)는, WTRU(102a, 102b, 102c)와 IP 대응 디바이스(IP-enabled device) 사이의 통신을 용이하게 하기 위해, 인터넷(110)과 같은 패킷 교환 네트워크에 대한 액세스를 WTRU(102a, 102b, 102c)에 제공할 수도 있는 PDN 게이트웨이(146)에 또한 연결될 수도 있다.

코어 네트워크(106)는 다른 네트워크와의 통신을 용이하게 할 수도 있다. 예를 들면, 코어 네트워크(106)는, WTRU(102a, 102b, 102c)와 전통적인 지상 회선 통신 디바이스 사이의 통신을 용이하게 하기 위해, PSTN(108)과 같은 회선 교환식 네트워크에 대한 액세스를 WTRU(102a, 102b, 102c)에게 제공할 수도 있다. 예를 들면, 코어 네트워크(106)는, 코어 네트워크(106)와 PSTN(108) 사이의 인터페이스로서 기능하는 IP 게이트웨이(예를 들면, IP 멀티미디어 서브시스템(IP multimedia subsystem; IMS) 서버)를 포함할 수도 있거나, 또는 그 IP 게이트웨이와 통신할 수도 있다. 또한, 코어 네트워크(106)는, 다른 서비스 공급자에 의해 소유되는 및/또는 운영되는 다른 유선 또는 무선 네트워크를 포함할 수도 있는 네트워크(112)에 대한 액세스를 WTRU(102a, 102b, 102c)에게 제공할 수도 있다.

다른 네트워크(112)는 또한, IEEE 802.11 기반의 무선 근거리 통신망(WLAN)(160)에 연결될 수도 있다. WLAN(160)은 액세스 라우터(165)를 포함할 수도 있다. 액세스 라우터는 게이트웨이 기능성을 포함할 수도 있다. 액세스 라우터(165)는 복수의 액세스 포인트(AP)(170a, 170b)와 통신할 수도 있다. 액세스 라우터(165)와 AP(170a, 170b) 사이의 통신은, 유선 이더넷(IEEE 802.3 표준), 또는 임의의 타입의 무선 통신 프로토콜을 통할 수도 있다. AP(170a)는 무선 인터페이스를 통해 WTRU(102d)와 통신한다.

비록 3GPP LTE가 예시적 목적을 위해 사용될 수도 있지만, 본원에서 설명되는 기술은 임의의 다른 시스템에 적용될 수도 있다는 것을 유의해야 한다.

하기의 정의의 목록은, 비록 제한하도록 의도되는 것은 아니지만, 다음 실시형태를 이해함에 있어서 도움이 될 수도 있다.

"빔"은 로브 중 하나, 예를 들면, 안테나 어레이의 수신 이득 패턴 및 송신 방사 패턴의 메인/사이드/그레이팅 로브일 수도 있다. 빔은 설정된 빔포밍 가중치로 표현될 수도 있는 공간 방향을 또한 나타낼 수도 있다. 빔은 기준 신호, 안테나 포트, 빔 신원(identity; ID) 및/또는 스크램블링 시퀀스 번호로 식별될 수도 있거나 또는 그들과 관련될 수도 있다. 빔은 특정한 시간, 주파수, 코드, 및/또는 공간 리소스에서 송신 및/또는 수신될 수도 있다. 빔은 디지털적으로, 아날로그 방식으로, 또는 둘 모두로 형성될 수도 있다(즉, 하이브리드 빔포밍). 아날로그 빔포밍은 고정된 코드북 또는 연속하는 위상 시프팅에 기초할 수도 있다.

"빔 고유의 기준 신호(be am-specific reference signal)"(BSRS)는, 빔 획득, 타이밍 및/또는 주파수 동기화, 물리적 다운링크 방향 제어 채널(physical downlink directional control channel; PDDCCH)에 대한 채널 추정, 미세 빔 추적(fine beam tracking), 빔 측정, 등등을 위해 사용되는 송신 빔과 관련되는 시퀀스일 수도 있다. BSRS는 빔 신원 정보를 반송할(carry) 수도 있다(예를 들면, 암시적으로 반송할 수도 있다). 상이한 타입의 BSRS이 있을 수도 있다. 예를 들면, mmW 섹터에 대한 BSRS 및 그것의 멤버 세그먼트가 있을 수도 있다. 세그먼트는 빔 방향(예를 들면, 좁은 빔 방향 또는 넓은 빔 방향)으로 칭해질 수도 있다.

"데이터 채널 빔"은, 데이터 채널, 물리적 다운링크 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel; PDSCH), mPDSCH, mmW PDSCH, mmW 데이터 채널, 지향성 PDSCH, 빔포밍 데이터 채널(beamformed data channel), 공간 데이터 채널, 데이터 채널 슬라이스, 또는 고주파수 데이터 채널을 송신하기 위해 사용될 수도 있다. 데이터 채널 빔은 기준 신호, 안테나 포트, 빔 신원(ID), 및/또는 스크램블링 시퀀스 번호로 식별될 수도 있거나 또는 이들과 관련될 수도 있다. 데이터 채널 빔은, 주파수, 코드, 및/또는 공간 리소스를 사용하여 특정한 시간에 송신 및/또는 수신될 수도 있다.

"제어 채널 빔"은, 제어 채널, 제어 채널 빔, PDCCH, mPDCCH, mmW PDCCH, mmW 제어 채널, 지향성 PDCCH, 빔포밍 제어 채널(beamformed control channel), 공간 제어 채널, 제어 채널 슬라이스 또는 고주파수 제어 채널을 송신하기 위해 사용될 수도 있다. 제어 채널 빔은, 기준 신호, 안테나 포트, 빔 신원(ID), 스크램블링 시퀀스 번호로 식별될 수도 있거나 또는 이들과 관련될 수도 있고, 특정한 시간 및/또는 주파수 및/또는 코드 및/또는 공간 리소스에서 송신 및/또는 수신될 수도 있다.

"측정 빔"은 빔 측정을 위한 신호 또는 채널을 송신하기 위해 사용될 수도 있다. 이것은 빔 기준 신호, 빔 측정 기준 신호, 셀 고유의 기준 신호(CRS), 채널 상태 정보-기준 신호(Channel State Information-Reference Signal; CSI-RS), CSI-간섭 측정(CSI-interference measurement; CSI-IM), 등등을 포함할 수도 있다. 측정 빔은 기준 신호, 안테나 포트, 빔 신원(ID), 및/또는 스크램블링 시퀀스 번호로 식별될 수도 있거나 또는 그들과 관련될 수도 있다. 측정 빔은 특정한 시간, 주파수, 코드, 및/또는 공간 리소스에서 송신 및/또는 수신될 수도 있다.

"제어 채널 빔 지속 기간"은, 하나의 제어 채널 빔의 송신을 위해 스케줄링 인터벌 내에서 사용되는, OFDM 심볼의 단위로 언급될 수도 있는, 시간 도메인에서의 길이일 수도 있다. 예를 들면, 제어 채널 빔 지속 기간은 하나의 제어 채널 빔에 의해 점유되는 TTI에서의 OFDM 심볼의 수일 수도 있다.

"제어 영역"은, 그 스케줄링 인터벌에서 모든 제어 채널 빔의 송신을 위해 스케줄링 인터벌 내에서 사용되는, OFDM 심볼의 단위로 언급될 수도 있는, 시간 도메인에서의 길이일 수도 있다. 예를 들면, 제어 영역은 TTI에서 송신되는 모든 제어 채널 빔에 의해 점유되는 TTI에서의 OFDM 심볼의 수일 수도 있다.

"데이터 영역"은, 그 스케줄링 인터벌 내에서 사용되는 모든 데이터 채널 빔의 송신을 위해 사용되는, OFDM 심볼의 단위로 언급될 수도 있는, 시간 도메인에서의 스케줄링 인터벌의 일부일 수도 있다.

본원에서 설명되는 하나 이상의 실시형태에서, 용어 기지국, eNode-B(eNB), mmW eNB(mB), 소형 셀 mmW eNB(Small Cell mmW eNB; SCmB), 셀, 소형 셀, 주 셀(primary cell; Pcell), 및 보조 셀(secondary cell; Scell)은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. 몇몇 실시형태에서, 용어 동작(operate)은 송신 및/또는 수신과 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. 몇몇 실시형태에서, 용어 컴포넌트 캐리어, mmW 캐리어는 서빙 셀과 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다.

하나 이상의 실시형태에서, mB는 인가된 대역(licensed band) 및/또는 비인가 대역(unlicensed band)에서 하나 이상의 mmW 채널 및/또는 신호를 송신 및/또는 수신할 수도 있다.

몇몇 실시형태에서, 용어 WTRU는 eNB를 대신할 수도 있고 및/또는 그 반대도 가능할 수도 있고 여전히 본 개시와 부합할 수도 있다. 몇몇 실시형태에서, UL은 DL을 대신할 수도 있고 및/또는 그 반대도 가능할 수도 있으며 여전히 본 개시와 부합할 수도 있다.

하나 이상의 실시형태에서, 채널은, 중심 주파수(즉, 캐리어 주파수) 및 대역폭을 가질 수도 있는 주파수 대역을 지칭할 수도 있다. 인가된 및/또는 비인가 스펙트럼은, 중첩될 수도 있는 또는 중첩되지 않을 수도 있는 하나 이상의 채널을 포함할 수도 있다. 채널, 주파수 채널, 무선 채널, 및 mmW 채널은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. 채널에 액세스하는 것은, 채널을 사용하는(예를 들면, 채널 상에서 또는 채널을 사용하여 송신 및/또는 수신하는) 것과 동일할 수도 있다.

하나 이상의 실시형태에서, 채널은 업링크 또는 다운링크 물리적 채널 또는 신호와 같은 mmW 채널 또는 신호를 지칭할 수도 있다. 다운링크 채널 및 신호는 다음 중 하나 이상을 포함할 수도 있다: mmW 동기화 신호, mmW 브로드캐스트 채널, mmW 셀 기준 신호, mmW 빔 기준 신호, mmW 빔 제어 채널, mmW 빔 데이터 채널, mmW 하이브리드 자동 재전송 요청(automatic repeat request; AEQ) 지시 채널(indicator channel), mmW 복조 기준 신호, 1 차 동기화 신호(primary synchronization signal; PSS), 2 차 동기화 신호(secondary synchronization signal; SSS), 복조 기준 신호(demodulation reference signal; DMRS), CRS, CSI-RS, 물리적 브로드캐스트 채널(Physical Broadcast Channel; PBCH), 물리적 다운링크 제어 채널(Physical downlink Control Channel; PDCCH), 물리적 하이브리드 ARQ 지시 채널(Physical Hybrid ARQ Indicator Channel; PHICH), 향상된 물리적 다운링크 제어 채널(Enhanced Physical Downlink Control Channel; EPDCCH), 및 PDSCH. 업링크 채널 및 신호는 다음 중 하나 이상을 포함할 수도 있다: mmW 물리적 랜덤 액세스 채널(Physical Random Access Channel; PRACH), mmW 제어 채널, mmW 데이터 채널, mmW 빔 기준 신호, mmW 복조 기준 신호, PRACH, 물리적 업링크 제어 채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH), 사운딩 기준 신호(sounding reference signal; SRS), DMRS 및 물리적 업링크 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel; PUSCH). 채널 및 mmW 채널은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. 채널 및 신호는 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. PRACH 및 프리앰블도 또한 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다.

하나 이상의 실시형태에서, 데이터는 데이터 신호 및/또는 데이터 채널을 의미할 수도 있고, 제어는 제어 신호 및/또는 제어 채널을 의미할 수도 있다. 제어는 동기화를 포함할 수도 있다. 데이터/제어는 mmW 데이터/제어일 수도 있다. 데이터/제어, 데이터/제어 채널, 및 데이터/제어 신호는 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. 용어 제어 채널, 제어 채널 빔, PDCCH, mPDCCH, mmW PDCCH, mmW 제어 채널, 지향성 PDCCH, 빔포밍 제어 채널, 공간 제어 채널, 제어 채널 슬라이스, 고주파 제어 채널은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. 용어 데이터 채널, 데이터 채널 빔, PDSCH, mPDSCH, mmW PDSCH, mmW 데이터 채널, 지향성 PDSCH, 빔포밍 데이터 채널, 공간 데이터 채널, 데이터 채널 슬라이스, 및 고주파수 데이터 채널은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다.

하나 이상의 실시형태에서, 채널 리소스는, 적어도 때때로, 하나 이상의 채널 및/또는 신호를 반송할 수도 있는, 시간, 주파수, 코드, 및/또는 공간 리소스와 같은 리소스(예를 들면, 3GPP LTE 또는 LTE-A 리소스)일 수도 있다. 몇몇 실시형태에서, 채널 리소스는 채널 및/또는 신호와 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다.

용어 mmW 빔 기준 신호, 빔 측정을 위한 mmW 기준 리소스, mmW 측정 기준 신호, mmW 채널 상태 측정 기준 신호, mmW 복조 기준 신호, mmW 사운딩 기준 신호, 기준 신호, CSI-RS, CRS, DM-RS, DRS, 측정 기준 신호, 측정을 위한 기준 리소스, CSI-IM, 및 측정 RS는 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. mmW 셀, mmW 소형 셀, SCell, 보조 셀, 라이센스 지원 셀(license-assisted cell), 비인가 셀, 인가된 지원 액세스(Licensed Assisted Access; LAA) 셀은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. 용어 mmW 셀, mmW 소형 셀, PCell, 주 셀, LTE 셀, 및 인가된 셀은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다.

용어 간섭 및 노이즈를 더한 간섭은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다.

WTRU는, 하나 이상의 수신된 및/또는 구성된 주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex; FDD) 및/또는 시분할 듀플렉스(time division duplex; TDD) 업링크(UL) 및/또는 다운링크(DL) 구성에 따라 하나 이상의 서브프레임의 UL/DL 방향을 결정할 수도 있다. UL/DL 및 UL-DL은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다.

하나 이상의 실시형태에서, 용어 송신 전력, 전력, 안테나 어레이 송신 전력은 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. 또한, 하나 이상의 실시형태에서, cmW 및 mmW는 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다.

SCmB 배치가 제3 세대 파트너십 프로젝트(3rd Generation Partnership Project; 3GPP) 릴리스 12(R12) 소형 셀 배치에 기초할 수도 있도록 하는 mmW 배치가 본원에서 개시된다. mmW 동작은 SCmB 및 mmW WTRU(mWTRU)를 포함하는 두 개의 네트워크 노드에 의해 수행될 수도 있다.

SCmB는, 다운링크에서 LTE 무선 인터페이스와 병렬로 mmW 무선 인터페이스를 동작시킬 수 있는 LTE 소형 셀 eNB일 수도 있다. SCmB는 진보된 안테나 구성 및 빔포밍 기술을 갖추고 있을 수도 있으며, 넓은 빔 패턴에서 LTE 다운링크 채널을 그리고 좁은 빔 패턴에서 mmW 채널을 동시에 송신할 수도 있다. mmW 업링크 송신 없이 mmW WTRU를 지원하기 위해, SCmB는 LTE 업링크 동작에서 새로운 피쳐 및 프로시져를 지원할 수도 있다.

mWTRU는 LTE 및 mmW 무선 인터페이스 둘 모두를 병렬로 동작시킬 수 있는 WTRU일 수도 있다. mWTRU는 두 세트의 안테나 및 수반되는 RF 체인을 구비할 수도 있는데, 하나는 LTE 대역에서 동작하고 다른 하나는 mmW 주파수 대역에서 동작한다. mWTRU는 또한 두 개의 독립적인 기저대역(baseband) 프로세싱 기능을 포함할 수도 있다. mmW 무선 인터페이스가 LTE 시스템과 유사성을 띄는 경우, 두 개의 기저대역 기능은 어쩌면 소정의 하드웨어(HW) 블록을 공유할 수도 있다.

애드온 mmW 채널은, 상이한 무선 인터페이스를 적용할 수도 있는 mmW 주파수 대역에서 새로운 캐리어 타입을 갖는 LTE 캐리어 애그리게이션(carrier aggregation) 실시형태의 확장일 수도 있다. mmW 채널은 높은 처리량 및/또는 낮은 레이턴시의 트래픽 데이터 애플리케이션에 대해 기회주의적인 용도(opportunistic use)로 적합할 수도 있다.

예를 들면, 시스템 정보 업데이트, 페이징, 무선 리소스 제어(radio resource control; RRC) 및 네트워크 액세스 계층(network access stratum; NAS) 시그널링(시그널링 무선 베어러) 및 멀티캐스트 트래픽을 포함하는 제어 시그널링은 LTE 채널에서 반송될 수도 있다. 또한, 소정의 mmW L1 제어 신호는 LTE 채널에서 반송될 수도 있다.

특히 mmW 주파수 대역에서 비 시야(NLOS) 환경에서의 높은 전파 손실로 인해, SCmB 및 mWTRU 중 하나 또는 둘 모두는, 예를 들면, 높은 처리량 및 낮은 레이턴시의 데이터 송신을 위한 충분한 링크 버짓(budget)을 보장하기 위해, 좁은 빔포밍을 활용할 수도 있다.

좁은 빔 페어링을 송신 및 수신하는 것은 소정의 시나리오에서 중요할 수도 있다. 예를 들면, 송신기와 수신기 둘 모두에서 조종 가능한 10° 빔 폭 및 24.5 dBi 혼 안테나를 사용하는 도시 지역의 28GHz 및 38GHz에서, 최대 200m의 셀 반경을 갖는 일관된 커버리지가 달성될 수도 있다.

상기에서 나타내어지는 바와 같이, 높은 캐리어 주파수(예를 들면, 6 GHz 초과)에서 동작하는 시스템은, 캐리어 주파수가 높아짐에 따라 빔포밍이 더 중요하게 되기 때문에, 20-30 dB 경로 손실을 보상하기 위해 빔포밍(아날로그, 디지털 또는 하이브리드)을 사용할 필요가 있을 수도 있다. 빔포밍은 송신기 및/또는 수신기에서 사용될 수도 있다. 송신기와 수신기 둘 모두가 빔포밍을 사용하고 빔 방향이 정렬되는(예를 들면, 송신기 및 수신기 빔이 페어링되는 경우) 경우, 가장 높은 빔포밍이 달성될 수도 있다. 송신 및 수신 빔 폭은, 위상 어레이 안테나(phased array antenna; PAA)의 안테나 엘리먼트의 타입, 사이즈 및 수의 함수로서 결정될 수도 있다.

도 2는 SCmB 배치 시스템(200)의 예를 예시한다. SCmB 및 mWTRU에 의해 각각 사용되는 다운링크 송신 좁은 빔 및 다운링크 수신 좁은 빔에 추가하여, 셀 검색, 랜덤 액세스, 셀 선택/재선택, 등등을 포함하는 LTE 동작에 대해 넓은 빔 패턴(넓은 빔)이 또한 적용될 수도 있다. 예를 들면, 도 2에서 도시되는 바와 같이, 제1 mWTRU(202) 및 제2 mWTRU(204)는 SCmB(206)와 통신한다. SCmB는 mWTRU(202 및 204) 중 하나 이상에 신호를 송신하기 위해 다운링크 넓은 송신 빔(210) 및 다운링크 좁은 송신 빔(212a 및 212b)을 사용할 수도 있다. 제1 mWTRU(202) 및 제2 mWTRU(204)는 넓은 송신 빔(210)을 사용하여 SCmB에 의해 송신되는 신호를 수신하기 위해 다운링크 넓은 빔(214 및 215)을 각각 사용할 수도 있다. 또한, 제1 mWTRU(202) 및 제2 mWTRU(204)는, 각각, 넓은 송신 빔(210)에 상주하며, 각각, 좁은 송신 빔(212a 및 212b)을 사용하여 SCmB에 의해 송신되는 신호를 수신하기 위해 사용되는 다운링크 좁은 빔(216a 및 216b)을 사용할 수도 있다. 다운링크 수신 좁은 빔(예를 들면, 216a 또는 216b)이 다운링크 송신 좁은 빔(예를 들면, 212a 및 212b)과 정렬되는 경우, 수신 및 송신 좁은 빔은 "페어링되는 것"으로 칭해지고 Tx-Rx 빔 쌍을 형성한다.

도 3은 주파수(상부)와 공간 필터링(하부)의 비교를 예시한다. mWTRU 수신 빔포밍은 도 3에서 도시되는 바와 같이 좁은 공간 필터링으로 간주될 수도 있다. 공간 또는 각도 필터링의 효과를 더욱 잘 나타내기 위해, 주파수 도메인 필터링과의 비교가 또한 도 3에서 도시되어 있다.

주파수 필터링이 원치 않는 주파수 성분을 제거하는 방법에 유사한 접근법에서, 공간 필터링은 좁은 수신 빔에 의해 포착되는 별개의 각도 방향에서 mWTRU가 채널 임펄스 응답을 검출하는 것을 허용할 수도 있다. 이것은, 자신의 빔 폭 밖의 각도 유입 경로를 배제하는 것에 의해, 편평한 유효 채널로 나타날 수도 있다. LTE WTRU는 무 지향성 수신 빔 패턴을 갖는 것으로 가정될 수도 있고, 결과적으로, 전체 각도 도메인에 걸쳐 중첩된 채널 임펄스 응답을 인식할 수도 있다. 따라서, 정렬된 mmW 송신 및 수신 빔 쌍은, 현재의 LTE 시스템과 비교하여 각도 도메인에서 추가적인 자유도를 제공할 수도 있다.

따라서, mmW 시스템, 예를 들면, 다운링크 시스템 설계는, 물리적 계층 1(L1) 제어 시그널링, 데이터 스케줄링, 좁은 빔 페어링, 빔 측정, L1 제어 정보 피드백, 등등을 포함할 수도 있는 셀룰러 시스템 프로시져 안으로 지향성(예를 들면, 좁은 송신 및 수신 빔 쌍의 지향성)을 통합하는 것에 초점을 맞출 수도 있다.

예시적인 mmW 시스템 파라미터 및 가정이 본원에서 개시된다. 이들 파라미터 및 가정은 변할 수도 있다. 이들 파라미터 및 가정은 제한하도록 의도되는 것이 아니라 예시적인 mmW 시스템의 파라미터 및 가정의 하나의 가능한 세트를 예시하게끔 기능하도록 의도된다.

캐리어 주파수는 28 GHz일 수도 있다. 이것은 예시적인 시스템 수비학(numerology)을 위해 의도되지만, 본원에서 개시되는 실시형태는 38 GHz, 60 GHz, 72 GHz, 등등과 같은 다른 mmW 주파수로 확장될 수도 있다. 시스템 대역폭은, 더 높은 대역폭으로 집성되어 1GHz까지 가변적일 수도 있다. 추정된 제곱 평균 제곱근(root mean square; RMS) 지연 확산은 좁은 빔 패턴을 가지고 100 내지 200 ns일 수도 있다. 필요로 되는 레이턴시는 1 밀리초(ms)일 수도 있다. 파형은 OFDM 기반일 수도 있거나 또는 광대역 단일 캐리어 기반일 수도 있다. mmW 애드온 채널 및 두 개의 별개의 안테나를 갖는 LTE 소형 셀 eNB 및 두 개의 상이한 안테나 솔루션에 연결되는 RF 체인을 사용하여 연결성이 이용 가능할 수도 있다. 예시적인 데이터 레이트는 mWTRU의 적어도 95 %에 대해 DL 최소 30 메가비트(Mbit)/s를 달성할 수도 있다. 이동성은 3 km/h에서의 데이터 연결을 위한 최적화된 데이터일 수도 있고 30km/h에서 연결을 유지할 수도 있다. 커버리지는 100 m 미만의 셀 반경에서 이동성 요건 및 데이터 레이트를 충족할 수도 있다.

시스템에 대한 프레임 구조는 인가된 파형에 의존할 수도 있다. 100 ㎲와 같은 송신 시간 간격(transmission time interval; TTI) 길이는, 예를 들면, 낮은 레이턴시를 달성하기 위해 사용될 수도 있다. 예를 들면, 높은 데이터 레이트를 달성하기 위해, 50 MHz 내지 2GHz의 범위 내의 대역폭과 같은 시스템 대역폭이 사용될 수도 있다.

하나 이상의 실시형태에서, OFDM 프레임 구조가 활용될 수도 있다. OFDM 기반의 파형의 mmW 프레임 구조는 LTE와 mmW 채널 사이의 조정에서 유연성을 제공할 수도 있고 어쩌면 mWTRU 디바이스에서 공통 기능 블록 공유를 가능하게 할 수도 있다. 예가 본원에서 제시된다.

mmW 샘플링 주파수는 1.92 MHz의 LTE 최소 샘플링 주파수의 정수배로서 선택될 수도 있는데, 이것은 mmW OFDM 서브캐리어 간격(sub-carrier spacing)(Δf)이 15 kHz의 LTE 서브캐리어 간격의 정수배가 되는 것, 즉, Δf = 15 * K kHz가 되는 것으로 이어질 수도 있다. 정수 배수 K와 결과적으로 나타나는 Δf의 선택은, 도플러 시프트에 대한 감도, 상이한 타입의 주파수 에러 및 채널 시간 분산을 제거하는 능력을 고려할 수도 있다. 서브캐리어 사이의 직교성은 열화될 수도 있고 서브캐리어 간격에 비례하여 Doppler(도플러) 시프트가 증가하는 경우, 서브캐리어간 간섭(inter-sub-carrier interference; ISI)이 증가할 수도 있다.

예를 들면, 30 km/h 및 28 GHz에서의 최대 도플러 시프트는 778 Hz이다. Poly New York University(폴리 뉴욕 유니버시티)(NYU)에 의한 고밀도 도시 지역에서의 최신 28GHz 채널 시간 분산 측정치는, RMS 지연 확산 σ가 200m 셀 반경까지 100 ns와 200 ns 사이에 있다는 것을 나타낸다. 90 % 코히어런스 대역폭은 100 kHz의 1/50σ에서 추정될 수도 있고, 50 % 코히어런스 대역폭은 1 MHz의 1/5σ에서 추정될 수도 있다([15]).

따라서, 100 kHz와 1 MHz 사이의 서브캐리어 간격(Δf)은 합당할 수도 있다. 300 KHz(K = 20)의 서브캐리어 간격은 도플러 시프트 및 다른 타입의 주파수 에러에 대해 강건할 수도 있고 구현 복잡도를 상당히 감소시킬 수도 있다. 대응하는 심볼 길이(1/Δf)는 3.33 ㎲이다.

사이클릭 프리픽스(CP) 길이는 일반적으로, 심볼간 간섭을 제거하기 위해 채널 시간 분산의 전체 길이에 걸치기 위해 일반적으로 필요로 된다. 반면, 사이클릭 프리픽스(CP)가 유용한 데이터를 반송하지 않기 때문에, 긴 CP는 과도한 시스템 오버헤드를 야기할 수도 있다. 3.33 ㎲의 T_symbol에 대한 CP 길이의 하나의 예는, T_symbol의 1/14인 0.24 ㎲에서 선택될 수도 있고 대응하는 CP 오버헤드는 T_CP/(T_CP + T_symbol)에 의해 계산되는 바와 같이 7 %이다.

낮은 레이턴시를 달성하기 위해, mmW 송신의 TTI 길이는 LTE 시스템의 1 ms TTI 길이와 비교하여 상당히 감소될 수도 있다. LTE 1 ms 서브프레임 타이밍과 정렬하기 위해 1 ms의 mmW 서브프레임 길이를 갖는 것이 유익할 수도 있다. 자신의 길이가 서브캐리어 간격, 심볼 길이, CP 길이, FFT 사이즈, 등등과 같은 다른 파라미터에 묶인 다수 mmW TTI를 mmW 서브프레임이 포함할 수도 있다.

모든 고려 사항을 고려하여, 4x 채널 지연 확산을 사용하는 보수적인 CP 길이를 갖는 예가 표 1에 요약되어 있다. CP 길이 선택은, 모든 잠재적인 mmW 주파수 대역에 걸친 지연 확산이 200 ns보다 더 낮다는 가정에 기초한다는 것을 유의해야 한다.

도 4는 예시적인 OFDM 기반 프레임 구조를 묘사한다. 예에서, 시스템 대역폭은 1GHz이고, 3.33 ㎲의 대응하는 심볼 길이를 갖는 300 kHz의 서브캐리어 간격이 사용된다. 0.833 ㎲과 동일한 T_symbol의 1/4의 예시적인 CP 길이가 사용된다. 따라서, 도 4는 1GHz 시스템 대역폭에 걸친 OFDM 프레임 구조(400)의 도면을 도시한다. 도 4에서 도시되는 OFDM 기반의 프레임 구조(400)에 따르면, 프레임(402)은 10 개의 서브프레임을 포함하고, 각각의 서브프레임은 10 개의 슬롯을 포함하며, 각각의 슬롯은 24 개의 심볼을 포함한다. OFDM 기반의 프레임 구조(400)는, 예를 들면, 3.33 ㎲의 대응하는 심볼 길이(T_symbol)를 갖는 300 kHz의 서브캐리어 간격을 가질 수도 있다. 심볼간 간섭을 제거하기 위해 CP 길이가 채널 시간 분산의 전체 길이에 걸칠 수도 있다는 것을 고려하면, 3.33 ㎲의 T_symbol에 대한 CP의 하나의 예는 T_symbol의 1/4(즉, 0.833 ㎲)에서 선택될 수도 있다. 이 예시적인 수비학은, 대응하는 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform; FFT) 길이를 갖는 (예를 들면, 50 MHz에서부터 2GHz까지의) 6GHz 초과 시스템 대역폭의 범위에 대해 사용될 수도 있다.

본원에서 개시되는 프레임 구조 및 예는, OFDM 기반의 LTE 소형 셀 네트워크에 쉽게 통합될 수도 있는 OFDM 기반의 mmW 파형을 가정한다. 그러나, 후속하는 섹션에서 개시되는 시스템 프로시져 설계는 이 특정한 프레임 구조에 의해 구속되지 않으며, 다른 파형 후보에 적용될 수도 있다.

예시적인 mmW 물리적 채널이 본원에서 개시된다. SCmB 배치는, 현존하는 LTE 물리적 채널에 추가하여 본원에서 설명되는 바와 같이 새로운 mmW 물리적 계층 채널 및 기준 신호를 활용할 수도 있다.

빔 고유의 기준 신호(beam-specific reference signal; BSRS)는, 빔 획득, 타이밍/주파수 동기화, 물리적 다운링크 방향 제어 채널(PDDCCH)에 대한 채널 추정, 빔 추적 및 측정, 등등에 대해 사용되는 송신 빔마다 송신되는 고유 시퀀스일 수도 있다. 그것은, BSRS 시퀀스 인덱스를 포함하는 빔 신원 정보를 암시적으로 반송할 수도 있다. 상이한 타입의 BSRS가 존재할 수도 있다는 것을 유의해야 한다. BSRS 리소스 할당은 미리 정의될 수도 있다.

적응형 안테나 기준 신호(AARS)는, 하나의 안테나 포트에 고유한 빔 쌍 측정의 목적을 위해 동적으로 스케줄링되고 송신되는 고유 시퀀스일 수도 있다. 그것은 빔 식별 정보를 시퀀스 인덱스에 암시적으로 임베딩할 수도 있거나 또는 동일한 정보를 포함하는 작은 페이로드를 반송할 수도 있다.

물리적 다운링크 지향성 데이터 채널(physical downlink directional data channel; PDDDCH)은, 관련된 PDDDCH를 정확하게 식별, 복조 및 디코딩하기 위해 mWTRU에 대한 모든 데이터 관련 제어 정보를 반송할 수도 있다. PDDCCH는 mmW 좁은 빔 또는 넓은 빔에서 반송될 수도 있고, 상이한 다수의 액세스를 적용할 수도 있다.

예를 들면, mWTRU 고유의 데이터 송신이 진행중 일 때, 섹터 또는 셀을 커버하는 다운링크 mmW 넓은 빔에서 송신되는 공통 PDDCCH 및 좁은 빔 쌍에서만 송신되는 전용 PDDCCH가 존재할 수도 있다. 전용 PDDCCH는 TTI 단위 기반으로 그것의 관련된 PDDDCH에 대한 스케줄링 정보를 반송할 수도 있고 빔 고유의 정보를 반송하지 않을 수도 있다. 공통 PDDCCH는 섹터/세그먼트 신원 또는 빔 신원을 포함하는 셀 고유의 정보를 포함할 수도 있다. 또한, mWTRU는, 좁은 빔 데이터 송신을 후속하여 시작하기 위해 자신이 좁은 빔 페어링 프로시져에 대해 스케줄링되는지를 결정하기 위해 공통 PDDCCH를 판독할 수도 있다.

PDDDCH는 mmW MAC 계층으로부터 MAC PDU의 형태로 수신되는 페이로드 정보를 반송할 수도 있다. 이 채널의 완전한 리소스 할당은 PDDCCH에서 반송되는 다운링크 스케줄링 정보에 의해 결정된다. mWTRU에 대해 의도되는 PDDDCH는 송신(Tx) 좁은 빔에서 송신될 수도 있고, 적절하게 페어링된 수신(Rx) 좁은 빔, 예를 들면, 좁은 빔 쌍에서 수신될 수도 있다. 이러한 공간적 분리로 인해, 상이한 빔 쌍의 상이한 WTRU에 대한 PDDDCH는 시간, 주파수 또는 코드 리소스를 재사용할 수도 있다. 다수의 PDDDCH는 또한, 시간, 주파수 또는 코드 도메인에서 다중 액세스를 사용하여 하나의 빔 쌍에서 동작할 수도 있다. 또한, 공통 PDDDCH는 공통 PDDCCH와 관련되는 넓은 mmW 안테나 패턴에서 데이터를 반송하기 위해 사용될 수도 있다.

복조 기준 신호(DMRS)는 PDDDCH에 대한 채널 추정을 위해 송신에서 임베딩되는 심볼을 포함할 수도 있다. 그들은, 채널의 정확한 보간 및 재구성을 보장하기 위해, 미리 정의된 패턴에 따라 시간 및 주파수 도메인 둘 모두에 배치된다.

좁은 빔 쌍 내의 채널 및 기준 신호는 동일하게 빔포밍되고 하나의 물리적 안테나 포트를 통해 송신될 것으로 고려된다. 이러한 채널의 송신의 지향성이 주어지면, 브로드캐스트 또는 멀티캐스트 정보를 반송하는 것이 최적의 애플리케이션이 아닐 수도 있다. 따라서, mmW 다운링크 데이터 송신을 갖는 SCmB 배치는, 도 5에서 예시되는 바와 같이 mmW 채널과의 채널 매핑을 채택할 수도 있다. 구체적으로, 도 5는, 음영을 가지고 도시되는 mmW 채널과의 mmW 다운링크 논리 채널, 전송 채널 및 물리적 채널의 채널 매핑을 예시하는 도면이다. 매핑은, 멀티플렉싱 및 하이브리드 자동 재전송 요청(HARQ) 제어 기능성을 갖는 멀티미디어 브로드캐스트 멀티캐스트 서비스(multimedia broadcast multicast service; MBMS)/멀티캐스트 브로드캐스트 단일 주파수 네트워크(Multicast-broadcast single-frequency network; MBSFN) 단일 셀(500)에 연결되는 다양한 채널을 도시한다.

다운링크 논리 채널은 다음을 포함한다: PCCH(Paging Control Channel; 페이징 제어 채널), BCCH(Broadcast Control Channel; 브로드캐스트 제어 채널), CCCH(Common Control Channel; 공통 제어 채널), DCCH(Dedicated Control Channel; 전용 제어 채널), DTCH(Dedicated Traffic Channel; 전용 트래픽 채널), MCCH(Multicast Control Channel; 멀티캐스트 제어 채널), 및 MDCH(Multicast Data Channel; 멀티캐스트 데이터 채널).

다운링크 전송 채널은 다음을 포함한다: PCH(Paging Channel; 페이징 채널), BCH(Broadcast Channel; 브로드캐스트 채널), DL-SCH(Downlink Shared Channel; 다운링크 공유 채널), MCH(Multicast Channel; 멀티캐스트 채널), 및 DL-DDCH(Downlink Directional Data Channel; 다운링크 지향성 데이터 채널).

다운링크 물리적 채널은 다음을 포함한다: PBCH(물리적 브로드캐스트 채널), PDSCH(물리적 다운링크 공유 채널), PMCH(Physical Multicast Channel; 물리적 멀티캐스트 채널), PDDDCH(물리적 다운링크 지향성 데이터 채널), PDCCH(물리적 다운링크 제어 채널), EPDCCH(향상된 물리적 제어 채널), PHICH(물리적 HARQ 지시 채널), PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel; 물리 제어 포맷 지시 채널), 및 PDDCCH(물리적 다운링크 방향 제어 채널).

mWTRU는, 단파장이 디바이스 설계의 소형 폼팩터를 허용하는 mmW 주파수에서의 높은 경로 손실을 보상하는 데 필요한 빔포밍 이득을 달성하기 위해 위상 안테나 어레이를 사용할 수도 있다. 이론적인 성능 분석에서는 0.5 λ의 엘리먼트 간격이 통상적으로 사용되지만, 실제로는 0.7 λ와 같은 큰 간격이 적용될 수도 있다.

이제 도 6을 참조하면, 도 6은 하나 이상의 실시형태에 따른 완전히 디지털화된 빔포밍 시스템(600)을 예시하는 도면을 도시한다. 위상 안테나 어레이(PAA)는, 예를 들면, 0.5 λ에서 엘리먼트 간격을 갖는 빔포밍을 위해 사용될 수도 있다. 위상 안테나는 상이한 빔포밍 알고리즘을 적용할 수도 있다. 완전히 디지털화된 빔포밍 접근법은, 각각의 안테나 엘리먼트(603)에 대한 RF 프로세서(601) 및 아날로그 디지털 컨버터(analog-to-digital converter; ADC)(602)를 포함하는 전용 RF 체인을 구비할 수도 있다. 각각의 안테나 엘리먼트(603)에 의해 프로세싱되는 신호(604)는, 채널 용량을 최적화하기 위해 위상 및 진폭에서 독립적으로 제어될 수도 있다. 기저대역(BB) 프로세서(605)는 각각의 ADC(602)로부터 수신되는 신호에 기초하여 각각의 전용 RF 체인에 대해 BB 프로세싱을 수행하도록 구성된다.

따라서, 도 6에서 도시되는 구성은 안테나 엘리먼트의 것과 동일한 수의 RF 체인 및 ADC를 구비한다. 매우 높은 성능을 제공하면서, 이 mWTRU 안테나 구성은 구현에 있어서 매우 높은 비용과 복잡도를 부과할 수도 있고, 동작에서 높은 에너지 소비를 야기할 수도 있다. 따라서, 완전 디지털화된 빔포밍은 mWTRU 구현의 초기 롤아웃에서 채택되지 않을 수도 있고 미래에 진보된 기술과 함께 실현 가능하게 될 수 있을 것이다.

이제 도 7을 참조하면, 도 7은 하나 이상의 실시형태에 따른 아날로그 빔포밍 시스템(700)을 예시하는 도면을 도시한다. 이 실시형태에서, 아날로그 빔포밍은 하나의 PAA 및 하나의 RF 체인을 가지고 있을 수도 있다. 아날로그 빔포밍은, 신호(704)를 프로세싱하는 다수의 안테나 엘리먼트(703)에 대해 하나의 RF 체인을 적용할 수도 있다. 각각의 안테나 엘리먼트(703)는 빔포밍 및 조정을 위한 가중치를 설정하기 위해 사용될 수도 있는 위상 시프터(706)에 연결될 수도 있다. RF 체인은 BB 프로세서(705)에 출력을 제공하는 ADC(702) 및 RF 프로세서(701)를 더 포함한다. RF 체인의 구현된 수가 상당히 감소될 수도 있을 뿐만 아니라, 에너지 소비도 감소될 수도 있다.

이 경우, 각각의 안테나 엘리먼트에서의 신호의 위상만이 빔포밍에서 조정된다는 것을 유의해야 한다. 위상 시프팅 및 결합은 상이한 스테이지(예를 들면, RF 상태, BB 아날로그 스테이지 또는 로컬 오실레이터(Local Oscillator; LO) 스테이지)에서 구현될 수도 있다. 하나의 예는 단일 빔 아날로그 구성이다. 그것은 한 번에 하나의 빔을 동작시킬 수도 있고 단일의 빔은, 예를 들면, 빔 측정으로부터 획득되는 시야(line of sight; LOS) 경로와 같은 가장 강한 각도 방향에서 배치될 수도 있다. 넓은 빔 패턴은, 감소된 빔포밍 이득을 대가로 일정 범위의 각도 방향을 커버할 수도 있다. 또한, 각각의 예시적인 솔루션은, 신호 손실, 위상 에러, 전력 소비, 등등의 관점에서 평가 될 수도 있다.

mWTRU 아날로그 빔포밍 알고리즘은, 고정된 코드북 기반의 빔포밍 및 연속하는 위상 시프팅 빔포밍을 포함할 수도 있다.

예를 들면, 고정된 코드북 기반의 빔포밍을 사용하여, 빔의 그리드는 고정된 빔의 세트로 구성된다. 각각의 빔은 mWTRU가 미리 정의된 코드북 v∈{v1, v2, v3, ..., vN}으로부터 선택되는 빔포밍 가중 벡터(v)를 적용하는 것에 의해 형성되는데, 여기서 N은 고정된 빔의 수를 나타낸다. 각각의 벡터는 모든 위상 시프터에 대해 사전 교정된(pre-calibrated) 위상 시프트를 포함할 수도 있고 따라서 고유한 아날로그 빔 방향, 즉 "빔"을 나타낸다. 빔의 수는 소망되는 커버리지 및 빔포밍의 반 전력 빔 폭(Half-Power-Beam-Width; HPBW)에 의존할 수도 있다.

연속 위상 시프팅 빔포밍을 사용하여, 각각의 위상 시프터의 소망되는 가중치는 추정된 단기간 채널 정보에 기초하여 계산될 수도 있고 위상 시프터를 적용하기 위해 고해상도 디지털 아날로그 컨버터(digital-to-analog converter; DAC)를 사용하여 변환될 수도 있다. 연속하는 위상 시프팅 빔포밍은 채널 상태를 추적하기 위해 연속적이고 적응적인 빔포밍을 제공할 수도 있다. 알고리즘은 증가된 다중 경로, 높은 각도 확산 및 낮은 WTRU 이동성을 갖는 시나리오에서 양호하게 수행될 수도 있다.

디지털화된 및 아날로그 빔포밍 둘 모두를 결합하여, mWTRU는 하이브리드 접근법을 활용할 수도 있다. 이 접근법은, 각각 위상 시프터와 관련되며 모두 하나의 RF 체인에 연결되는 위상 어레이 안테나 엘리먼트에 걸쳐 수행되는 아날로그 빔포밍을 포함할 수도 있다. 이 접근법은, 하나보다 많은 RF 체인이 존재하는 경우 각각의 RF 체인의 기저대역 신호에 대해 적용되는 디지털 프리코딩을 더 포함할 수도 있다. MIMO 실시형태는 디지털 프리코딩을 사용하여 구현될 수도 있다.

하이브리드 빔포밍의 기본 시스템 파라미터는, 데이터 스트림의 수(number of data streams; NDATA), RF 체인(TRX)의 수(NTRX), 안테나 포트의 수(number of antenna ports; NAP), 안테나 엘리먼트의 수(number of antenna elements; NAE), 및 위상 안테나 어레이의 수(number of phase antenna arrays; NPAA)를 포함할 수도 있다. 이들 파라미터의 구성은 본원에서 설명되는 바와 같은 시스템 기능 및 성능에 영향을 줄 수도 있다. 하나 이상의 실시형태에서, 파라미터는 다음과 같이 구성될 수도 있다: N_PAA≤N_AP≤N_TRX≤N_AE.

하나의 PAA는 다수의 안테나 엘리먼트로 구성될 수도 있고, 예를 들면, 4×4 사이즈의 PAA는 16 개의 안테나 엘리먼트를 갖는다. 안테나 포트는, 안테나 포트 상의 심볼이 운반되는 채널이, 동일한 안테나 포트 상의 다른 심볼이 운반되는 채널로부터 추론될 수도 있도록, 정의될 수도 있다. 안테나 포트마다 하나의 리소스 그리드가 있다. 참조 목적을 위해, LTE R12 안테나 포트 구성이 본원에서 나열된다. 셀 고유의 기준 신호는, 하나, 둘, 또는 네 개의 안테나 포트의 구성을 지원할 수도 있고 안테나 포트 p = 0, p∈{0,1} 및 p∈{0,1,2,3 } 상에서 각각 송신된다. MBSFN 기준 신호는 안테나 포트 p = 4 상에서 송신된다. PDSCH와 관련되는 WTRU 고유의 기준 신호는, 안테나 포트(들) p = 5, p = 7, p = 8, 또는 하나 또는 여러 개의 p∈{7,8,9,10,11,12,13,14} 상에서 송신된다. EPDCCH와 관련되는 복조 기준 신호는 하나 또는 여러 개의 p∈{107, 108, 109, 110} 상에서 송신된다. 위치 기준 신호는 안테나 포트 p = 6 상에서 송신된다. CSI 기준 신호는 한 개, 두 개, 네 개 또는 여덟 개의 안테나 포트의 구성을 지원하며 안테나 포트 p = 15, p∈{15,16}, p∈{15,16,17,18}, 및 p∈{15,16,17,18,19,20,21,22} 상에서 각각 송신된다. 각각의 안테나 포트는, 안테나 포트를 식별하기 위해 사용될 수도 있는 이 안테나 포트와 고유하게 관련되는 빔포밍된 기준 신호를 반송할 수도 있다. RF 체인의 수(NTRX)가 안테나 엘리먼트 수(NAE)와 동일한 경우, 예를 들면, 안테나 엘리먼트당 하나의 RF 체인의 경우, 안테나 구성은 도 6에서 도시되는 바와 같이 완전히 디지털화된 솔루션이 된다.

하나의 PAA는, 도 7에서 도시되는 바와 같이, 하나의 RF 체인에, 또는 도 8에서 도시되는 바와 같이, 시스템 요건 및 구성에 의존하여 다수의 RF 체인에 연결될 수도 있다. 도 8은 하나의 PAA 및 두 개의 RF 체인을 갖는 mWTRU 아날로그 빔포밍 시스템(800)을 예시한다. 하나의 안테나 포트는, 안테나 포트를 식별하기 위해 사용될 수도 있는 이 안테나 포트와 고유하게 관련되는 빔포밍된 기준 신호를 반송할 수도 있다. 하나의 PAA는 시스템 요건 및 구성에 따라 하나의 RF 체인 또는 다수의 RF 체인에 연결될 수도 있다. 도 8에서, 신호(804)를 수신하기 위한 16 개의 안테나 엘리먼트(803)를 갖는 사이즈 4×4의 하나의 PAA는 두 개의 RF 체인에 연결될 수도 있고, 각각의 RF 체인은 16 개의 위상 시프터(806a 및 806b)의 세트를 가질 수도 있다. PAA는 방위각 평면에서 +45° 및 -45° 커버리지 내에서 두 개의 좁은 빔 패턴을 형성할 수도 있다. 이 구성에서, N_PAA < N_AP = N_TRX < N_AE이다. 각각의 RF 체인은, BB 프로세서(805)에 출력을 제공하는 ADC(802a 또는 802b) 및 RF 프로세서(801a 또는 801b)를 더 포함한다.

도 9는, 두 개의 PAA가 있고 각각의 PAA가 전용 RF 체인을 갖는, 예를 들면, N_PAA = N_AP = N_TRX ≤ N_AE인 다른 예를 도시한다. 특히, 도 9는 두 개의 PAA 및 두 개의 RF 체인을 갖는 아날로그 빔포밍 시스템(900)을 예시하는 도면을 도시한다. 각각의 PAA는, 신호(904a 및 904b)를 각각 수신하기 위한 안테나 엘리먼트(903a 및 903b)의 세트 구비할 수도 있다. 각각의 안테나 엘리먼트(903a, 903b)는 위상 시프터(906a, 906b)에 각각 연결될 수도 있다. 각각의 전용 RF 체인은, BB 프로세서(905)에 출력을 제공하는 ADC(902a, 902b) 및 RF 프로세서(901a, 901b)를 포함할 수도 있다. 이 구성은, PAA를 (예를 들면, 방위각 평면에서) 상이한 방위에 배치하는 것에 의해 두 개의 동시적 신호(904a 및 904b) 사이의 공간 독립성을 허용할 수도 있다. 정렬된 PAA 배열은, 도 8의 구성에 비해 집성된 더 큰 커버리지를 제공할 수도 있다. 두 개의 RF 체인을 갖는 두 구성 모두는 두 개의 데이터 스트림을 가지고 다중입력 다중출력(Multiple Input Multiple Output; MIMO)을 적용할 수도 있다.

이제 도 10을 참조하면, 도 10은, 신호(1004a 및 1004b)를 각각 수신하기 위한 안테나 엘리먼트(1003a 및 1003b)의 세트를 구비하는 두 개의 PAA를 갖는 아날로그 빔포밍 시스템(1000)을 예시하는 도면을 도시한다. 따라서 이 구성에서, N_AE > N_PAA > N_AP = N_TRX이다. 각각의 안테나 엘리먼트(1003a, 1003b)는 위상 시프터(1006a, 1006b)에 각각 연결될 수도 있다. PAA는, 스위치(1008), RF 프로세서(1001) 및 BB 프로세서(1005)에 출력을 제공하는 ADC(1002)를 포함하는 단일의 RF 체인에 연결된다. 스위치(1008)를 사용하는 것에 의해 다수의 PAA가 단일의 RF 체인에 연결될 수도 있다(즉, N_AE > N_PAA > N_AP = N_TRX). 각각의 PAA는 방위각 평면에서 +45°에서부터 -45°까지를 커버하는 좁은 빔 패턴을 형성할 수도 있다. 그들은 개별적으로 배향될 수도 있고, 따라서 단일의 빔 네트워크 노드는, 상이한 시간 인스턴스에서 상이한 방향에서 빔을 사용하는 것에 의해 양호한 커버리지를 가질 수도 있다.

다른 실시형태에 따르면, 시스템 파라미터는 다음과 같이 구성될 수도 있다: N_DATA ≤ N_TRX ≤ N_AE. 따라서, N_DATA = N_TRX = 1일 때, mWTRU는 단일의 빔 구성을 가지며 한번에 하나의 빔을 동작시킬 수도 있다. 이러한 구성 하에서의 mWTRU 빔포밍은, 가장 강한 각도 방향에서 16×16 PAA에 대해 도 11a 및 도 11b에 도시되는 패턴과 같은 좁은 빔 패턴을 형성할 수도 있다. 구체적으로, 도 11a 및 도 11b는, 빔 측정으로부터 획득되는 LOS 경로를 나타내는 이차원의(2D) 좁은 빔 패턴 및 삼차원의(3D) 좁은 빔 패턴을 예시한다. 여기서, 좁은 빔은 가장 강한 각각의 방향에서 형성된다.

도 12는 3D 브로드사이드 넓은 빔 패턴을 예시한다. mWTRU는, 사이에 강한 방향 및 약한 방향 둘 모두를 포함하는 일정 범위의 연속하는 각도 방향을 커버하기 위해 넓은 빔 패턴, 예를 들면, 도 12에서 도시되는 것과 같은 와이드 메인 로브를 형성할 수도 있다. 그러나, 안테나 이득은 넓은 빔 패턴에서 상당히 감소될 수도 있고 링크 버짓(link budget)은 악화될 수도 있다는 것을 유의한다.

N_DATA = 1 < N_TRX인 경우, 예를 들면, N_TRX = 2인 경우, mWTRU는 두 개의 동시적인 수신 빔 패턴을 가질 수도 있고, 수신 빔 패턴은 상이할 수도 있고 상이한 애플리케이션에 대해 또한 사용될 수도 있다. mWTRU는 하나의 데이터 스트림을 수신하기 위해 상이한 각도의 유입 방향에서 두 개의 좁은 수신 빔 패턴을 배치할 수도 있다. 예를 들면, 코히어런트 빔 결합은, 공간 다이버시티를 활용하기 위해 그리고 방해 효과 및/또는 약한 LOS 상태를 완화하기 위해 사용될 수도 있다. mWTRU는, 상이한 애플리케이션에 대해 하나의 좁은 수신 빔 및 하나의 넓은 수신 빔을 형성할 수도 있다. 예를 들면, 좁은 수신 빔은 데이터 채널의 데이터 송신을 위해 사용될 수도 있고, 넓은 수신 빔은 제어 채널의 제어 시그널링을 위해 사용될 수도 있다. 예를 들면, 1 < N_DATA = N_TRX인 경우, 송신기는 높은 SNR 채널 조건에서 용량을 증가시키기 위해 MIMO를 적용할 수도 있다. 또한, mWTRU는, 병렬로 두 개의 데이터 스트림을 수신하기 위해 상이한 각도의 유입 방향에서 두 개의 좁은 수신 빔 패턴을 배치할 수도 있다.

등가적으로, SCmB 빔포밍 실시형태는 또한, 고정된 빔, 적응적 빔포밍(예를 들면, 코드북 기반의 그리고 비 코드북 기반의 빔포밍), 및 고전적 빔포밍(예를 들면, 도달 방향(direction-of-arrival; DoA) 추정)을 포함할 수도 있다. 각각의 실시형태는 상이한 프로시져를 요구할 수도 있고 소정의 시나리오에서 잘 작동할 수도 있다. 예를 들면, DoA 추정은 더 작은 각도 확산을 필요로 할 수도 있고, mWTRU는 DoA 정확도를 보장하기 위해 LTE 업링크 기준 신호를 송신할 필요가 있을 수도 있다. 한편, 고정된 빔 시스템은 빔 순환 및 전환 프로시져를 필요로 할 수도 있다.

이하의 예시적인 실시형태에서 본원에서 개시되는 mWTRU 안테나 구성 및 빔포밍은 도 7에서 도시되는 바와 같은 아날로그 빔포밍을 갖는 단일 빔 mWTRU 안테나 구성에 기초한다는 것을 유의해야 한다.

배경으로서, 무선 통신 시스템의 처리량은 LTE 및 Wi-Fi에 도입되는 새로운 기술에 의해 크게 증가하였다. 그러나 이들 기술은, Gbits/초의 처리량 및 1ms의 레이턴시를 필요로 할 미래의 애플리케이션 요구를 충분히 충족시키지 못한다. 따라서, 5G로 알려져 있는 새로운 무선 액세스 기술에 대한 연구가 이미 시작되었다.

5G RAT의 중요한 컴포넌트 중 하나는 무선 파형이다. 주파수 선택 채널을 더 작은 플랫 페이딩(flat fading) 서브채널로 변환하여, 서브채널마다 원 탭 등화(one-tap equalization)를 허용함에 있어서의 그 간이성으로 인해, LTE 및 Wi-Fi에 대해 OFDM이 사용되어 왔다. 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform; DFT) 확산 OFDM(DFT-s-OFDM)은, 확산 신호를 서브채널 상으로 로딩하기 이전에 DFT로 데이터 시퀀스를 확산시키는 것에 의해 OFDM의 피크 대 평균 전력비(PAPR)를 향상시킨다.

OFDM 및 DFT-s-OFDM 둘 모두는, 채널 지연 확산으로 인해 발생할 수도 있는 심볼간 간섭(ISI)을 방지하기 위해, 그리고 순환성을 보장하기 위해 사이클릭 프리픽스(CP)를 첨부한다. CP의 길이는 채널의 최대 지연 확산을 위해 고정되고 치수가 정해진다. 이것은, 채널의 지연 확산이 CP보다 더 작은 경우에 스펙트럼 효율성의 손실을 초래할 수도 있다. 손실은, 채널의 RMS 지연 확산의 분산이 큰 경우에, 현저할 수도 있다. 예를 들면, mmW 채널에서, 지연 확산은 LOS 조건에서 실내 채널의 경우 4ns 미만일 수도 있고, 실내 NLOS 조건의 경우 최대 70 ns이다. CP 사이즈를 변경하는 것이 서브프레임에서 OFDM 심볼의 수를 변경시킬 것이기 때문에, 많은 상이한 CP 사이즈를 구성하는 것은 고정된 서브프레임 지속 기간에 대해 실현 가능하지 않다.

CP에 의해 제기되는 제한을 해결하기 위해, 다음의 실시형태에서는, 제로 테일(zero tail; ZT) 이산 푸리에 변환(DFT) 확산 OFDM(DFT-s-OFDM) 및 고유 워드(UW) OFDM과 같은 여러 가지 파형이 제공된다.

이산 푸리에 변환(DFT) 확산 OFDM(DFT-s-OFDM)은, OFDM과 결합될 수 있고 공유된 통신 리소스에 대한 다수의 유저의 할당을 처리하는 다중 액세스 스킴에서 사용될 유연성을 구비하고, 채널 변동에 대한 파형의 빠른 적응을 가지며, CSI가 송신기에서 이용 가능한 경우 효과적인 적응적 변조 및 코딩(adaptive modulation and coding; AMC)을 갖는 단일 캐리어(single carrier; SC)형 송신 스킴이다. OFDM과 같은 다중 캐리어 송신 스킴과 비교하여, DFT-s-OFDM의 주된 이점은, 순시 송신 전력에서의 감소된 변동인데, 증가된 전력 증폭기 효율성에 대한 가능성을 암시한다. 각각의 서브캐리어가 중첩된 DFT 확산 데이터 심볼의 일부를 반송하기 때문에, DFT-s-OFDM은 SC-FDMA로 지칭될 수도 있다.

DFT-s-OFDM은 본질적으로, 비교에서 OFDM보다 더 낮은 피크 대 평균 전력비(PAPR)가 달성될 수 있는 단일 캐리어 변조 블록 기반의 송신 스킴이다. 주파수 선택 페이딩(frequency selective fading)에 대한 그것의 강건성은 또한, 주파수 선택 페이딩에 기인하는 심볼간 간섭을 방지하기 위해 사이클릭 프리픽스(CP)가 도입되기 때문에, OFDM과 동등하다.

서브캐리어 매핑 블록 및 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; IFFT) 블록으로 칭해질 수도 있는 역 이산 푸리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform; IDFT) 블록 이전의 DFT 확산 블록을 통해, DFT-s-OFDM은 OFDM의 이점을 낮은 PAPR 송신 신호와 결합하는 효과적인 방식인 것을 입증한다. 특히, 업링크 다중 액세스 시스템에 적용되는 DFT-s-OFDM 송신의 원리가 설명되고, 그에 의해, 다수의 유저가 DFT 블록을 통해 독립적으로 그들의 시간 도메인 심볼을 변환하여 주파수 도메인 심볼을 얻는다. 그 다음, 각각의 유저는 자신의 주파수 도메인 심볼을 서브캐리어 매핑 블록을 통해 전체 시스템 스펙트럼의 사전 할당된 부분으로 매핑하고, 그 다음, 통상적인 OFDM 송신에서와 같이 IDFT(IFFT) 및 CP 삽입이 후속된다. 각각의 서브캐리어는 중첩된 DFT 확산 데이터 심볼의 일부를 반송한다. 즉, 각각의 서브캐리어는 모든 송신된 심볼의 정보를 포함한다. M은 유저(즉, WTRU)에게 할당되는 서브캐리어의 수를 나타내고, N은 시스템의 서브캐리어의 총 수이다. 따라서, M 사이즈의 DFT 블록은, UL 송신을 위해 WTRU에게 할당되는 서브캐리어(M)의 수와 동일한 사이즈를 갖는 DFT 블록이다.

서브캐리어 매핑 블록에 의해 수행되는 서브캐리어 매핑은 두 가지 타입으로 분류될 수 있다: 국소화된 매핑 및 분포된 매핑. 국소화된 매핑에서, DFT 출력은 연속적인 서브캐리어의 서브세트로 매핑되고, 그에 의해, 그들을 시스템 대역폭의 극히 일부만으로 제한한다. 분포된 매핑에서, 입력 데이터의 DFT 출력은 대역폭에 걸쳐 비 연속적으로 서브캐리어에 할당되고, 나머지 서브캐리어에 대해서는 제로 진폭을 초래한다.

데이터 심볼의 수(Nd)가 DFT-s-OFDM 송신기에 의해 송신될 것이다는 것을 고려한다. 하나의 경우, Nd는 M과 동일하다, 즉, 모든 데이터 심볼은 DFT 블록으로 매핑된다. 데이터 심볼의 송신 체인(Nd)은, 먼저, 직렬 데이터로부터 M 개의 심볼의 병렬 데이터로 변환되는데, 이 변환에 의해, M 개의 서브캐리어는 서브캐리어의 수(M)에 기초하여 변조된다. 이것은 송신 버퍼 내에서 수행될 수도 있다. 따라서, 직렬 대 병렬 컨버터는 직렬 스트림의 입력 데이터 비트(Nd)를 취하고 M 개의 병렬 스트림을 DFT 블록으로 출력한다. 다른 경우에, Nd는 M 미만이다. 이 경우, DFT 블록의 입력 중 일부는 제로, 또는 몇몇 공지된 심볼, 예를 들면, 기준 신호로 설정될 수도 있다.

주파수 도메인에 걸쳐 시간 도메인 신호를 분포시키기 위해, M 개의 변조된 서브캐리어에 대해 M 포인트 DFT 확산(M points DFT spreading)(프리코딩)이 수행된다. 따라서, Nd 개의 데이터 심볼을 주파수 도메인으로 변환하기 위해 사이즈 M의 DFT에 의해 Nd 개의 데이터 심볼(즉, 어떤 변조 알파벳으로부터의 Nd 개의 변조 심볼의 블록, 예를 들면, QPSK 또는 16QAM)에 대해 DFT "프리코딩"이 수행된다. DFT 블록의 출력은 M 개이다. 입력도 또한 M 개이지만, 모든 M 개의 입력이 데이터일 수도 있거나(예를 들면, Nd = M인 경우) 또는 그들 중 일부만일 수도 있다(예를 들면, Nd < M인 경우). 송신기 DFT 사이즈(M) 및 변조 심볼 블록의 사이즈를 조정하는 것에 의해, DFT-s-OFDM 신호의 공칭 대역폭은 동적으로 조정될 수 있다.

DFT 블록으로부터 출력되는 변조 심볼은 서브캐리어 매핑 블록에 의해 기저대역 스펙트럼의 직교 서브캐리어로 매핑된다. 서브캐리어 매핑은, 이용 가능한 서브캐리어로의 신호의 유연한 할당을 허용한다.

본원에서 사용되는 바와 같이, IDFT 및 IFFT는, IDFT가 역 고속 푸리에 변환 알고리즘(IFFT)을 사용하기 때문에, 송신기의 이 컴포넌트에 대해 상호 교환 가능하게 사용될 수도 있다. 시간 도메인으로의 역변환은 N 포인트 IDFT(N-point IDFT)(N 포인트 IFFT(N-point IFFT))를 사용하여 수행된다. 특히, DFT 확산 변조 신호의 M 포인트는 IFFT 프로세서의 N 포인트에 공급되는데, 여기서, 푸리에 변환은 각각의 서브캐리어의 직교 스펙트럼을, 결과적으로 나타나는 기저대역 스펙트럼에 추가하여 OFDM 신호를 생성한다. 통상적으로, IFFT 사이즈는, 신호 프로세싱 복잡도를 감소시키도록 FFT 알고리즘을 활용하기 위해, 어떤 정수 n에 대해 N = 2ⁿ으로 선택된다. M은 짝수이고 M < N인 것이 가정될 수도 있는데, 여기서 IFFT의 미사용 입력은 제로로 설정된다. 마지막으로, IFFT의 N 개의 병렬 암으로부터의 결과적으로 나타나는 출력은 함께 합쳐져서 OFDM 신호를 생성한다. 또한 OFDM과 유사하게, 사이클릭 프리픽스(CP)가 각각의 송신된 블록에 삽입되는 것이 바람직하고, 사이클릭 프리픽스의 존재는 수신기 측에서 간단한 낮은 복잡도 주파수 도메인 등화를 허용한다.

상기에서 언급되는 바와 같이, M은 N보다 작을 수도 있고, IFFT에 대한 나머지 입력은 제로로 설정될 수도 있다. 이 경우, IFFT의 출력은 '단일 캐리어' 속성을 갖는 신호, 즉, 낮은 전력 변동을 갖는, 그리고 M에 의존하는 대역폭을 갖는 신호일 것이다. 더 구체적으로, 샘플링 주파수를 Fs로 하여, IFFT의 출력에서의 샘플링 레이트를 가정하면, 송신된 신호의 공칭 대역폭(BW)은 BW = M/N * Fs일 것이다. 따라서, 블록 사이즈(M)를 변경시키는 것에 의해, 송신된 신호의 순시 대역폭은 가변될 수도 있어서, 유연한 대역폭 할당을 허용할 수 있다. 또한, 서브캐리어 매핑 블록에 의해 DFT 출력이 매핑되는 IFFT 입력을 시프트하는 것에 의해, 송신된 신호는 주파수 도메인에서 시프트될 수 있다.

DFT-s-OFDM 수신기는, 직렬 데이터를 병렬 데이터로 변환한 이후, IDFT의 병렬 출력을 직렬 데이터로 변환하기 이전에, FFT 블록, 역 서브캐리어 매핑 블록 및 IDFT 블록을 연속적으로 사용하여, 상기에서 설명되는 DFT-s-OFDM 송신기 프로세스의 역을 따를 것이다.

ZT DFT-s-OFDM이 하나 이상의 실시형태에 따라 설명된다. 제로 테일 기반의 파형은 채널 특성으로부터 수비학을 분리한다. 제로 테일 지속 기간은, OFDM 심볼 지속 기간을 변경하지 않고도, 채널 지연 확산에 동적으로 적응될 수도 있다. 또한 제로 테일은, mmW 채널에서 빔 전환, DL/UL 스위칭, 및 간섭 측정을 위한 갭으로 사용될 수도 있다.

도 13은, M 사이즈의 DFT 확산 블록(1301), 서브캐리어 매핑 블록(1302) 및 N_IFFT 사이즈의 IFFT 블록(1303) - 이들의 각각은 DFT-s-OFDM에 대해 상기에서 설명되는 기능을 마찬가지로 수행함 - 을 포함하는 ZT DFT-s-OFDM 송신기(1300)를 예시하는 블록도이다. 또한, ZT DFT-s-OFDM에서, 도 13에서 도시되는 바와 같이, DFT 확산 블록의 헤드에 다수의(Nh 개의) 제로를 그리고 테일에 다수의(Nt 개의) 제로를 공급하는 것에 의해 제로 테일이 생성된다. 상기에서 설명되는 바와 같이, DFT 확산 블록은, 모든 이용 가능한(할당된) 서브캐리어 사이에서 데이터 심볼(Nd), Nh 개의 제로 및 Nt 개의 제로를 확산시킨다. 따라서, 입력 데이터 심볼의 수(Nd)는 M-Nt-Nh와 동일한데, 여기서 M은 DFT 확산 블록(1301)의 사이즈를 나타낸다. 특정한 캐리어 매핑을 예로서 적용하면, DFT 확산 블록(1301)의 사이즈가 M이고 IFFT 블록(1303)의 사이즈가 N_IFFT인 경우, 도 14에서 도시되는 바와 같이, IFFT의 출력에서 각각의 데이터 심볼 사이에 M 개의 데이터 심볼 및 (N_IFFT/M-1) 개의 보간된 샘플이 존재할 것이다.

도 14는 제로 테일/헤드 생성을 위한 메커니즘을 예시한다. 특히, 입력 X1 내지 X4는 M 사이즈의 DFT 블록(1401)으로 공급되고, X1 내지 X4를 비롯한 다수의 출력이 NIFFT 사이즈의 IFFT 블록(1402)에서 출력된다. N_IFFT 또는 NIFFT는 전체 시스템 대역폭에 걸쳐 수행되는 IFFT 사이즈이다. 입력 X2 및 X3은, 후속하여 IFFT 블록(1402)에 의해 출력되는 데이터 심볼을 나타낸다. 도 14에서, X1이 DFT 블록(1401)의 입력에서 제로로 설정되면, NIFFT 사이즈의 IFFT 블록(1402)의 X1(헤드) 출력은 제로가 된다. 마찬가지로, X4가 M 사이즈의 DFT 블록(1401)의 입력에서 제로로 설정되면, NIFFT 사이즈의 IDFT 블록(1402)의 X4(테일) 출력은 제로가 된다. 따라서, DFT 블록(1401)으로의 제로 입력은, IFFT의 출력에서 신호의 헤드 및 테일 상에 분포될 것이다.

그러나, 테일은 보간된 샘플로 인해 정확히 제로가 되지는 않는다. 또한, 보간된 샘플은 데이터 종속적이기 때문에, 제로 테일은 DFT-s 심볼마다 상이하다. 따라서, 순환 속성은 보존되지 않고, 이것은 고차 변조에 대한 높은 SNR에서 비트 에러 플로어(bit error floor)가 된다.

요약하면, ZT DFT-s OFDM 신호의 하나의 단점은, 비 완전 제로 테일이 OFDM 신호의 순환 속성을 파괴하고 심볼간 간섭(ISI)을 생성한다는 것이다. 이것은 고 지연 확산 채널에서의 높은 신호대 잡음비(signal-to-noise ratio; SNR)에서 비트 에러율(BER) 플로어로 나타나게 된다.

도 13에 도시되는 ZT 솔루션은 DFT-s OFDM에 대해서만 정의된다. 따라서, OFDM을 위한 ZT를 생성하기 위해 다른 고도로 복잡한 솔루션이 본원에서 제공된다.

고유 워드(UW) OFDM은, CP를 "고유 워드(Unique Word)"로 칭해지는 고정된 파일럿으로 대체하는 것에 의해, CP로 인한 파형 오버헤드를 제거하기 위해 사용되는 방법이다. 고유 워드는, 동기화, 채널 추정 및 위상 추적 목적을 위해 사용될 수도 있다. 이 경우, UW가 ISI에 대해 가드 인터벌을 수행하고 신호의 순환 속성을 유지하기 때문에, CP는 필요하지 않다.

UW OFDM을 생성하는 하나의 방법에서, IFFT 블록의 출력에서의 OFDM 심볼의 테일은 제로로 강제된다. 이것은 IFFT의 입력에서 리던던트 신호(redundant signal)를 사용하는 것에 의해 달성될 수도 있는데, 그에 의해, 리던던트 신호는 데이터 심볼을 프리코딩하는 것에 의해 생성되고 서브캐리어의 소정의 세트에 매핑된다. 리던던트 데이터에 사용되는 전력이 과도하게 되지 않도록, 서브캐리어의 세트는 신중하게 선택되어야 한다. 일단 테일이 제로로 강제되면, 동기화, 채널 추정, 등등과 같은 작업을 용이하게 하기 위해 결정론적인(deterministic) UW 시퀀스는 제로 테일에 추가될 수도 있다.

도 15는 하나 이상의 실시형태에 따른 UW OFDM 송신기(1500)를 도시한다. 변조 데이터 심볼(d)이 송신기(1500)에 입력된다. 데이터 심볼(d)은, 리던던트 데이터(r)를 생성하는 리던던트 데이터 생성기(T)(1501) 및 순열 매트릭스(permutation matrix)(P)(1502)로 전해진다. 순열 매트릭스(1502)는 다수의(Nd) 데이터 심볼 및 다수의(Nr) 리던던트 데이터 심볼을 수신한다. 변조 데이터 심볼(d) 및 리던던트 데이터(r)는, 자신의 임무가 데이터(d) 및 리던던트 데이터(r)를 올바른 서브캐리어에 매핑하는 것인 순열 매트릭스(1502), 및 자신의 임무가 가드 대역에 대해 (제로) 서브캐리어의 널(null) 세트를 삽입하는 것인 블록(B)(1503)에 의해 프로세싱된 이후 IFFT 블록(1504)으로 매핑된다. 제로 테일을 갖는 송신된 신호는

로 기술될(written) 수도 있는데, 여기서 블록(B)(1503)은 가드 대역에 대해 제로 서브캐리어를 삽입하고,

는 (사이즈 N_IFFT×N_IFFT의) FFT 매트릭스이고, 위첨자 H는 매트릭스의 Hermitian(허미시안)(전치 켤레(transpose conjugate))을 나타낸다. 수식은 송신기에서의 프로세싱 단계를 매트릭스 형태로 설명하는데, 구체적으로는:

는 데이터 및 리던던트 심볼의 입력 벡터에 적용되는 순열 매트릭스를 의미하고;

는 다음 단계, 즉, 블록(B)(1503)에 의해 수행되는 서브캐리어 매핑 기능 - 이것은 또한 매트릭스 곱셈으로 표현될 수 있음 - 을 설명하고; 그리고

는, 매트릭스 곱셈, 즉 상기의 제2 단계의 출력으로서 생성되는 벡터인, 매트릭스 입력에서의 벡터 곱하기 IFFT 매트릭스로 또한 표현될 수 있는 IFFT 프로세싱인 다음 단계를 설명한다. M =

로 기술하면, 리던던트 데이터는 r = Td로 계산될 수도 있는데, 여기서 T =

이다.

고유 워드 블록(1505)은 각각의 송신된 블록에 대한 고유 워드를 생성하여 삽입하고, OFDM 신호(NFFT)는 병렬 대 직렬 컨버터(parallel to serial converter)(1506)에 의해 직렬 데이터 심볼로 변환된다.

UW OFDM 신호에 대한 Tx 및 Rx 복잡도는 높다. 각각의 리소스 할당을 위해, 1502에서 사용되는 순열 매트릭스(P)는 여분의 서브캐리어의 전력을 최소화하도록 최적화될 필요가 있다. 이것은, 데이터를 디코딩하기 위해서는, 순열 매트릭스의 지식이 수신기에서 요구되기 때문에, 송신기에서 계산 상의 복잡도, 및 시그널링 오버헤드 둘 모두를 초래한다. 각각의 리소스 할당에 대한 순열 매트릭스를 최적화할 필요성으로 인해, UW-OFDM에서는 주파수 도메인 스케줄링 및 다중 유저의 지원이 어렵다.

따라서, 본원에서 개시되는 실시형태는, 수비학을 변경하지 않으면서 상이한 채널 지연 확산을 지원하기 위해 가드 인터벌 지속 기간을 동적으로 변경하는 파형(들)을 제공할 수도 있다. 실시형태는 또한, 현존하는 ZT 또는 UW 파형의 하나 이상의 단점을 해결할 수도 있다. 이들 실시형태는, 가능하다면, ZT DFT-OFDM의 에러 플로어를 제거하여 BER 성능을 향상시킬 수도 있고, 전체 도메인 복잡도를 감소시키면서, 주파수 도메인 스케줄링 및 다중 유저에 대한 유연한 지원을 UW-OFDM에게 제공할 수도 있다. 본원에서 개시되는 실시형태는, DFT-s-OFDM 및 OFDM 기반의 파형 둘 모두를 지원하는 유연한 프레임워크를 정의할 수도 있다.

본원에서 개시되는 실시형태는, DFT-s-OFDM을 위한 개선된 ZT 솔루션(enhanced ZT solution; eZT), OFDM을 위한 eZT 솔루션, 및 ZT/UW 파형에 대한 시스템 양태를 포함한다. 이들 실시형태는, 무선 통신 디바이스로 본원에서 일괄적으로 칭해지는 임의의 타입의 기지국(예를 들면, eNode-B(eNB), mmW eNB(mB), 소형 셀 mmW eNB(SCmB), 등등) 및/또는 WTRU의, 송신기, 수신기 및/또는 트랜스시버에서, 그리고 프로세서와의 조합에서 구현될 수도 있다.

DFT-s-OFDM을 위한 eZT 솔루션은 다음 중 하나 이상을 제공한다: 정확한 제로 테일 생성을 위한 반복적인 접근법; eZT DFT-s-OFDM을 사용하는 UW 지원을 포함하는 가드 대역 삽입 이전의 시간 도메인 테일 소거; 다중 유저 지원을 위한 가드 대역 삽입 이전의 시간 도메인 테일 소거를 연장하는 것; 가드 대역 삽입 이후 IFFT 출력에서의 시간 도메인 테일 소거; 최적의 선형 최소 평균 제곱 오차(Linear Minimum Mean Square Error; LMMSE) 및 감소된 복잡도 수신기를 포함하는 수신기 구조; 및 BER, PAPR, 및 대역 외(OOB)를 포함하는 성능 메트릭.

OFDM을 위한 eZT 솔루션은 다음 중 하나 이상을 포함한다: 정확한 제로 테일 소거를 위한 반복적인 접근법; 가드 대역 삽입 이전의 시간 도메인 테일 소거; ZT DFT-S 접근법 및 UW-ZT 접근법을 사용하는 테일 소거; 다중 유저 지원; 및 성능 메트릭. ZT/UW 파형에 대한 시스템 양태가 추가로 개시된다.

본원에서 개시되는 예의 세트는, 현존하는 ZT DFT-s-OFDM 및 UW OFDM 파형에 비해 다수의 장점을 가질 수도 있다. eZT DFT-s-OFDM 솔루션은, ZT DFT-s-OFDM에 비해, 테일 전력을 상당히 감소시킬 수도 있고, 따라서 높은 SNR 및 고차 변조에서 성능을 향상시킬 수 있다. 이것은 5G에 대해 예상되는 높은 피크 데이터 레이트를 달성하기 위한 중요한 인에이블러(enabler)이다. eZT ODFM 솔루션은, 주파수 도메인(및 다중 유저) 스케줄링을 지원하는 것을 더 쉽게 만드는, 감소된 복잡도의 송신기 아키텍쳐를 가지며, 따라서, 현재의 UW OFDM 파형에 의해 경험되는 문제를 해결한다. 개시된 eZT 솔루션은 DFT-s-OFDM 및 OFDM을 둘 모두 지원하는 유연한 모듈식 아키텍쳐를 갖는다. 개시된 솔루션이, ZT에 비해, 테일 전력을 상당히 감소시킨다는 사실로 인해, DFT-s-OFDM 및 OFDM 둘 모두에 대해, UW 삽입을 지원하는 것이 사용될 수도 있다. 개시된 솔루션은, 전통적인 CP DFT-s-OFDM 또는 CP OFDM보다 현저히 더 낮은 대역 외 (OOB) 방출을 가지므로, 개시된 솔루션을 5G에 대한 유망한 솔루션으로 만든다.

DFT-s-OFDM을 위한 개선된 ZT 실시형태에서, 정확한 제로 테일 생성을 위한 반복적인 접근법이 본원에서 제공된다. 이러한 낮은 복잡도의 실시형태에서, 정확한 제로 테일은 저전력 소거 신호를 데이터 서브캐리어에 추가하는 것에 의해 생성되고, 그에 의해, 저전력 소거 신호는, 도 16에서 도시되는 바와 같이, Nzt 개의 시간 도메인 샘플을 선택하는 것, 그들을 사이즈 Nzt의 DFT 블록으로 확산시키는 것, 그 다음, 소거 신호를 인터리빙된 양식으로 대역내 서브캐리어에 매핑하는 것, 및 소거 신호를 데이터 서브캐리어 상에 중첩시키는 것에 의해 생성된다.

도 16은 DFT-s-OFDM을 위한 eZT 생성을 위해 송신기에서 구현되는 반복적인 접근법을 예시하는 흐름도이다. 도 16의 단계 1에서 예로서 Y13, Y14, Y15 및 Y16으로 도시되는, IFFT 출력에서의 Nzt 개의 시간 영역 샘플(Y13, Y14, Y15 및 Y16)의 저전력 테일 소거 신호를 생성하기 위해, Nt 개의 제로 심볼은, DFT 블록 (1601)에 대한 입력으로서, 입력 데이터 심볼(d)의 테일에 배치될 수도 있다. 추가적으로, 향상으로서, 테일 전력을 추가로 감소시키기 위해, DFT 블록(1601)의 입력에서 데이터 심볼(d)의 헤드에 Nh 개의 제로 심볼이 배치될 수도 있다. 제로 헤드가 사용되지 않으면, Nh는 0으로 설정될 수도 있다.

단계 1에서 DFT 블록(1601)의 주파수 도메인 출력은, (비 인터리브) 서브캐리어 매핑 블록(1602)에 의해, 사이즈 N의 IFFT 블록(1603)의 입력으로 매핑된다. 서브캐리어 매핑 블록(1602)은, 신호의 단일 캐리어 속성을 보존하기 위해, DFT 출력을 IFFT 블록(1603) 입력에서 연속적인 서브캐리어로 매핑할 수도 있다.

도 16에서 도시되는 프로세싱의 단계 2에서, 도 16의 단계 1에서 예로서 Y13, Y14, Y15 및 Y16으로 도시되는, IFFT 블록(1603)의 출력에서의 Nzt 개의 시간 도메인 샘플(즉, 서브벡터)은 인버터에 의해 부호가 반전되고(예를 들면, -Y13, -Y14, -Y15 및 -Y16), 정규화될 수도 있고(예를 들면, 정규화 인자(normalization factor)에 의해 승산될 수도 있고), 사이즈 Nzt의 DFT 블록(1605)의 입력에 공급될 수도 있다. 사이즈 Nzt의 DFT 블록(1605)의 출력은 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(interleave subcarrier mapping block)(1606)에 의해 인터리빙된 양식으로 사이즈 N의 IFFT 블록(1607)으로 매핑되고, 그에 의해, Nzt 사이즈의 DFT 블록(1605)의 각각의 출력 사이의

개의 연속적인 서브캐리어에 제로가 삽입되는데, 여기서

는 정수 값이다. 이러한 인터리빙된 서브캐리어 매핑의 결과로서, IFFT 블록(1607)의 출력은,

회 반복되는, DFT 블록(1605)의 입력에서의 신호의 복제(replica)이다. 도 16의 단계 2에서 도시되는 예를 사용하면, IFFT 블록(1607)의 출력은,

회 반복되는 벡터 [-Y13, -Y14, -Y15, -Y16]로 구성된다.

프로세싱의 단계 3에서, 각각, 단계 1 및 2에서의 IFFT 블록(1603 및 1607)의 출력(1604 및 1608)은 합산 블록(1609)에 의해 함께 합산되고, 따라서, 합산 블록(1609)의 출력에서, 정확한 제로 테일의 길이의 Nzt 개의 샘플로 나타나게 된다. Nzt 개의 시간 도메인 샘플(Y13, Y14, Y15 및 Y16)은 반전되지 않을 수도 있지만, 그러나 대신, 저전력 소거 신호(단계 2의 출력)는 단계 3에서 데이터 신호(단계 1의 출력)로부터 감산될 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

합산 블록(1609)에 의해 단계 3의 출력에서 생성되는 시간 도메인 신호(y)는, 채널 상에서 송신되기 이전에, 가드 삽입 블록(1610)에 의해 추가로 프로세싱된다. 가드 삽입은 주파수 도메인 또는 시간 도메인 중 어느 하나에서 수행될 수도 있다. 테일은, 일반적으로, 가드 대역 삽입 이후 정확히 제로가 아닐 수도 있다.

주파수 도메인에서 수행되는 가드 대역 삽입의 예가 도 17에서 도시되고, 시간 도메인에서 수행되는 가드 대역 삽입의 예가 도 18에서 도시된다.

다음 표기법이 본원에서 사용된다:

는 N 사이즈의 FFT 매트릭스(정규화됨)이고,

는 N 사이즈의 IFFT 매트릭스를 나타내고,

는 항등 매트릭스이고,

는 N₁×N₂ 제로 매트릭스이고,

는 도 16의 단계 1에서 신호의 데이터 부분에 대해 서브캐리어 매핑 블록(1602)에 의해 사용되는 서브캐리어 매핑 매트릭스이고,

는 도 16의 단계 2에서 신호의 소거 부분에 대해 서브캐리어 매핑 블록(1606)에 의해 사용되는 서브캐리어 매핑 매트릭스이다.

앞서 설명된 바와 같이, DFT 블록(1605)의 Nzt 개의 출력은 N 사이즈의 IDFT(IFFT) 블록(1607)의 입력에, 균일하게 인터리빙된 양식으로, 매핑된다. 따라서, P_c 매트릭스는 다음과 같이 표현될 수도 있다: P_c(n, m) =

.

한 예에서, N = 16 및 Nzt = 4에 대해, P_c 매트릭스는 다음과 같이 정의된다:

Nzt는 (샘플에서의) 제로 테일의 소망되는 길이이다. M은 DFT 사이즈이다. N은 사용된 서브캐리어의 수이다. Nt는 DFT 입력에서 테일에서 제로로 설정되는 심볼의 수이다.

인데, 여기서

는 "플로어(floor)" 연산, 예를 들면, A 이하의 가장 큰 정수를 나타낸다. NIFFT는 전체 시스템 대역폭 걸쳐 수행되는 IFFT 사이즈이다.

는, 가드 대역 삽입을 포함하는 서브캐리어 매핑을 위해 사용되는 매트릭스이다. DFT(1601)의 입력에서의 사이즈 M의 벡터는 다음과 같이 표현될 수도 있다:

인데, 여기서

는 복소 데이터 변조 심볼의 벡터이다.

도 16의 N 사이즈의 IFFT(1603)의 출력에서, 마지막 Nzt 개의 샘플은, 다음과 같이, 테일 소거 신호를 생성하기 위해 사용될 수도 있다.

라고 하고,

를 N 사이즈의 IFFT(1603)의 출력에서의 벡터라고 하고,

를 y_d의 마지막 Nzt 개의 샘플의 벡터라고 하면,

이다. 소거 프로세스(y_{temp_c})에서 사용되는 마지막 Nzt 개의 샘플은 다음과 같이 IFFT(1603)의 출력에서의 벡터(y_d)의 항으로 표현될 수도 있는데: y_{temp_c} = Cy_d이고, 여기서

는, y_d의 마지막 Nzt 개의 샘플을 선택하기 위해 사용될 수도 있는 매트릭스이다. C 매트릭스는 다음과 같이 표현될 수도 있다:

. 이전 표기법을 사용하여, 단계 1의 N 사이즈의 IFFT(1603)의 출력에서의 신호(y_d)는 다음과 같이 기술될 수도 있다:

.

마찬가지로, 부호 반전된 -y_{temp_c} 샘플을 Nzt 사이즈의 DFT(1605)의 입력에 적용하고, 그 다음 매핑 블록(1606)의 서브캐리어 매핑 동작(P_c)이 후속되고, 그 다음 N 사이즈의 IFFT(1607)가 후속되는 경우, 단계 2의 출력에서의 소거 신호(

배만큼 스케일링됨)는 다음과 같이 기술될 수도 있다:

다음으로, 데이터 신호(y_d) 및 소거 신호(y_c)는 합산 블록(1609)에 의해 함께 합산되어, 최종 Nzt 개의 샘플이 제로와 동일한 시간 도메인 신호(y = y_d + y_c)로 나타나게 된다. 이전 수학식에서 y_d와 y_c를 대체하는 것에 의해, 시간 도메인 신호(y)는 다음과 같이 재기술될(rewritten) 수도 있다:

앞서 나타낸 바와 같이, 일단 합산 블록(1609)에 의해 시간 도메인에서 테일 소거가 수행되면, 가드 대역은, 신호가 송신되기 이전에, 가드 대역 삽입 블록(1610)에 의해 삽입될 수도 있다.

주파수 도메인 가드 대역 삽입의 한 예에서, 가드 대역 삽입 블록(1700)이 도 17에서 도시된다. 단계 3의 출력에서의 신호(y)는, N 사이즈의 DFT 블록(1701)을 통과할 수도 있고, 그 다음, 분석 목적을 위해 서브캐리어 매핑 블록(1702)에 의해 매트릭스(B)에 의한 승산으로서 모델링될 수도 있는 가드 대역 삽입, 및 사이즈 N_IFFT의 IFFT 블록(1703)에 의한 전체 시스템 대역폭에 걸친 IFFT 연산이 후속될 수도 있고, 그 다음, 병렬 대 직렬 컨버터 블록(1704)에 의한 병렬 대 직렬 변환이 후속될 수도 있다. 송신기 출력에서의 시간 도메인 신호는 다음과 같이 표현될 수도 있다:

이전의 수학식에서 y를 대입하는 것에 의해, 송신된 신호(x_t)는 다음과 같이 된다:

시간 도메인 송신 신호에 대한 이 표현은, 하기에서, eZT DFT-s-OFDM 신호에 대한 수신기 구조를 유도하기 위해 사용될 것이다.

시간 도메인 가드 대역 삽입의 예에서, 가드 대역 삽입 블록(1800)이 도 18에서 도시된다. 단계 3의 출력에서의 신호(y)는 업 샘플러(1801), 필터(1802), 및 다운 샘플러(1803)를 통과할 수도 있고, 송신된 신호(x_t)는 출력된다.

가드 대역 삽입 이전의 시간 도메인 테일 소거는 하기에서 더 상세히 설명된다. 한 실시형태에서, 시간 도메인에서 정확한 제로 테일을 생성하기 위한 낮은 복잡도의 방법이 제공되고, 그에 의해, 가드 대역 삽입 이전에 저전력 소거 신호(yc)가 데이터 신호(yd)로부터 감산되고, 소거 신호(yc)는 데이터의 Nzt 개의 샘플을 반복하는 것에 의해 생성된다. 한 예가 도 19에서 예시되는데, 이 경우, 그 예에서, 소거될 필요가 있는 테일은, 편의성을 위해 α로 라벨링되는 벡터 [Y13 Y14 Y15 Y16]로 구성된다.

도 19는 하나 이상의 실시형태에 따른 가드 대역 삽입 이전의 시간 도메인 테일 소거를 예시하는 블록도이다. 도 19에서 예시되는 송신기는, 도 16의 단계 1에서 유사하게 설명되는 바와 같은, M 사이즈의 DFT 블록(1901), (비 인터리브) 서브캐리어 매핑 블록(1902) 및 N 사이즈의 IFFT 블록(1903), 도 16의 단계 3에서 유사하게 설명되는 바와 같은 테일 소거 블록(1909), 및 도 16의 최종 출력(1610)에서 유사하게 설명된 바와 같은 가드 대역 삽입 블록(1910)을 포함한다. 또한, 벡터

로 구성되는 소거 신호는, 테일 부분(알파 벡터)을 N/Nzt 회 반복하는 것에 의해 생성된다. 테일 소거 블록(1909)은 소거 신호

를 생성하고 그것을 IFFT 블록(1903)의 출력에 추가한다. 여기서, 동일한 숫자는 동일한 엘리먼트에 대응하고 각각의 블록의 기능성은 간략화를 위해 반복되지 않는다.

하나 이상의 실시형태에서, eZT DFT-s-OFDM을 사용하는 UW 지원이 또한 제공된다. 예를 들면, 시간 도메인에서 eZT DFT-s-OFDM에 의해 생성되는 정확한 제로 테일에 UW를 추가하는 것에 의해 UW DFT-s-OFDM 신호가 생성된다(즉, 가드 대역 삽입 이전에 UW가 추가된다).

도 20은 eZT DFT-s-OFDM을 사용하는 UW 지원을 예시하는 블록도이다. 도 20에서 예시되는 송신기는, 도 16의 단계 1에서 유사하게 설명되는 바와 같은, M 사이즈의 DFT 블록(2001), 서브캐리어 매핑 블록(2002) 및 N 사이즈의 IFFT 블록(2003), 도 16의 단계 3에서 유사하게 설명되는 바와 같은 테일 소거 블록(2009), 및 도 17 및 도 18에서 유사하게 설명된 바와 같은 가드 대역 삽입 블록(1700 및 1800)을 포함한다. 또한, 벡터

로 구성되는 소거 신호는, 테일 부분(알파 벡터)을 N/Nzt 회 반복하는 것에 의해 생성된다. 테일 소거 블록(2009)은, 테일 소거 블록(2009)에 의해 수행되는 프로세스(2009a)에서 도시되는 바와 같이, 소거 신호

를 생성하고, 그것을 IFFT 블록(2003)의 출력에 추가한다. 또한, 고유 워드가 가산기(2011)에 의해 시간 도메인 신호(y)에 추가되고, 송신된 신호(xt)를 생성하기 위해 가드 대역이 가드 대역 삽입 블록(1700 또는 1800)에 의해 삽입된다. 블록(1900a)은 또한, 앞서 설명되는 바와 같이, 시간 도메인 신호(y)를 생성하는 프로세스를 예시한다. 여기서, 동일한 숫자는 동일한 엘리먼트에 대응하고 각각의 블록의 기능성은 간략화를 위해 반복되지 않는다.

도 19를 참조하여 유사하게 설명되는 바와 같은 리던던트 송신기 구조(2100(1), 2100(2) ... 2100(k))가 다중 유저 송신을 생성하기 위해 각각의 유저에 대해 제공되는 다중 유저 지원용 아키텍쳐가 도 21에서 또한 제공된다. 여기서, 송신기(예를 들면, 기지국 송신기)는 DL DFT-s-OFDM 다중 유저 송신을 위한 유저 고유의 정확한 제로 테일을 생성하기 위해 개선된 제로 테일 메커니즘을 사용하고, 그에 의해, 먼저, 유저마다 테일 소거가 수행되고, 그 다음, 개개의 유저 신호를 가산기(2112)에 의해 함께 더하는 것에 의해 송신을 위한 다중 유저 신호가 생성되고, 그 다음, 합성 신호의 완성을 위한 가드 대역 삽입(2110)을 통한 가드 대역 삽입이 후속된다. 도 21의 블록도는 유저 고유의 ZT 길이가 지원될 수도 있는 방법을 도시한다. 예를 들면, 입력 데이터 심볼의 테일에 배치될 수도 있는 제로 서브캐리어의 수는 각각의 유저에 대해 변할 수도 있거나 또는 동일할 수도 있고, 각각의 DFT 블록의 사이즈도 또한 동일할 수도 있거나 또는 상이할 수도 있다.

테일 소거가 유저마다 수행되기 때문에, 도 21에서 도시되는 솔루션은 개개의 유저에 대해 상이한 길이의 제로 테일을 설정하는 것을 가능하게 한다.

가드 대역 삽입 이후의 IFFT 출력에서의 시간 도메인 테일 소거는 다른 실시형태로서 제공된다. 여기서, 테일 소거는 도 22에서 도시되는 바와 같이, 가드 대역 삽입 동작 이후에, IFFT 블록의 출력에서 시간 도메인에서 수행될 수도 있다. 도 22에서 예시되는 송신기는, 도 17에서 유사하게 설명되는 바와 같은, M 사이즈의 DFT 블록(2201), 서브캐리어 매핑 블록(2202) 및 N_IFFT 사이즈의 IFFT 블록(2203), 도 16의 단계 3에서 유사하게 설명되는 바와 같은 테일 소거 블록(2209), 및, 가드 대역 삽입 블록(2210)이 서브캐리어 매핑 블록(2202)과 NIFFT 사이즈의 IFFT 블록(2203) 사이에 배치되는 점을 제외하면, 도 16 및 도 17에서 유사하게 설명되는 바와 같은 가드 대역 삽입 블록(2210)을 포함한다. 또한, 벡터 [0, 0 .... -α]로 구성되는 소거 신호는, 취해지는 테일 부분(알파 벡터)을 -1에 의해 승산하여 -알파를 생성하는 것에 의해 생성된다. 테일 소거 블록(2209)은 소거 신호 [0, 0 ... -α]를 생성하고 그것을 IFFT 블록(2203)의 출력에 가산한다. 병렬 대 직렬 컨버터(2213)는 테일 소거 블록(2209)으로부터 시간 도메인 신호(y)를 수신하여 직렬 데이터 심볼로 변환한다. 여기서, 동일한 숫자는 동일한 엘리먼트에 대응하고 각각의 블록의 기능성은 간략화를 위해 반복되지 않는다.

이 실시형태에서, DFT에 대한 입력에서 테일 및 헤드에 Nt 및 Nh 개의 제로를 공급하는 것이 중요하다. 이러한 방식에서, IFFT 블록의 출력에서 Nzt 개의 테일 샘플은 낮은 전력을 가지는데, 이것은, Nzt 개의 테일 샘플의 시간 도메인 테일 소거의 결과로서 발생할 수도 있는 스펙트럼 재성장을 감소시키는 것을 도울 수도 있다.

상기에서 설명되는 송신기 구조에 더하여, eZT DFT-s-OFDM을 위한 수신기 구조가 또한 본원에서 제공된다. 예를 들면, 도 23은 하나 이상의 실시형태에 따른 하이 레벨 수신기(2300)의 블록도를 예시한다. 수신기(2300)의 구조는, 편의상 반복되는 시간 도메인 송신 신호의 표현으로부터 시작하여 유도될 수도 있다:

주파수 도메인 채널 응답은

에 의해 나타내어지는데, 여기서

는, 그 대각선 엘리먼트가 서브캐리어마다의 복소 채널 이득을 나타내는 대각선 매트릭스이다. 이 표기법에서, 수신기 입력에서의 시간 도메인 신호(r_t)는 다음과 같이 표현될 수도 있는데:

여기서 n'은 시간 도메인 노이즈 벡터이다. 도 23에서 예시되는 바와 같이, 수신기(2300)의 수신기 프로세싱의 제1 스테이지는 직렬 대 병렬 변환(2301)이고, 그 다음, DFT 블록(2302)에 의한 FFT 프로세싱, 및 서브캐리어 디매핑 블록(sub-carrier de-mapping block)(2303)에 의한 서브캐리어 디매핑이 후속된다.

서브캐리어 디매핑 블록(2303)에 의한 서브캐리어 디매핑 동작은, 송신기 측에서 수행되는 서브캐리어 매핑의 역이며, 매트릭스 형태에서, 그것은 간단히 B^T로 표현되고, 따라서 서브캐리어 디매핑 출력에서의 주파수 도메인 신호(r)는 다음과 같은데:

여기서 n은 주파수 도메인 노이즈 벡터이다. 이전 수학식에서 r_t를 대체한 이후, r은 다음과 같이 된다:

서브캐리어 디매핑 블록(2303)의 출력에서의 수신된 신호(r)는 또한 다음과 같이 표현될 수도 있는데:

여기서 다음의 표기법이 사용된다:

이고,

는 점유된 서브캐리어를 통한 유효 채널 응답 매트릭스를 나타내고,

이고,

는, 데이터 및 소거 신호(각각 P_d 및 P_c)에 대한 서브캐리어 매핑 매트릭스에 의존할 뿐만 아니라, 대응하는 사이즈의 FFT 매트릭스에 의존하는 매트릭스이다. 주어진(고정된) 리소스 할당에 대해, G 매트릭스는 일정하다는 것을 유의해야 한다.

G 매트릭스를 계산하기 위해서, 리소스 할당 및 제로 테일의 길이만이 수신기로 시그널링될 필요가 있다. 시그널링된 리소스 할당에 기초하여, 수신기는 데이터 서브캐리어 매핑 매트릭스(P_d), FFT 매트릭스(F_M 및 F_N)를 결정한다. 추가적으로, 일단 제로 테일의 길이(Nzt)가 알려지면, 수신기는 테일 소거 신호에 대한 서브캐리어 매핑 매트릭스(P_c), FFT 매트릭스(

)를 결정하고, 따라서, 그것은 상기의 수학식을 사용하여 G 매트릭스를 계산할 수도 있다.

수신기(2300)는 최적의 LMMSE 수신기(2304)를 더 포함할 수도 있다. 최적의 LMMSE 수신기(2304)는 송신된 벡터(x)를 LMMSE로서 검색하도록 구성된다. 수신된 신호(r = HGx+n)에 대응하여, 최적의 LMMSE 수신기(2304)는 다음과 같이 표현될 수도 있다:

상기 수학식에서, σ²는 추정된 노이즈 분산을 나타낸다.

앞서 언급된 바와 같이, G 매트릭스는 단지 리소스 할당의 함수이며, 채널에 의존하지 않는다. 따라서, 고정된 리소스 할당의 경우, G 매트릭스는 고정된다.

또한, 실내 전파 채널에 대한 경우일 수도 있는 천천히 변하는 채널의 경우, 채널 응답은 크게 변하지 않을 수도 있고, 따라서, 매트릭스(H)는 천천히 변할 수도 있다. 결과적으로, 일단 LMMSE 필터 계수가 계산되면, 그들은 더 긴 시간 동안 재사용될 수도 있는데, 이것은 수신기의 복잡도를 감소시키는 것을 도울 수도 있다.

수신기(2300)는 감소된 복잡도 수신기(2305)를 더 포함할 수도 있다. 감소된 복잡도 수신기(2305)는 두 단계 접근법으로서 수신된 신호(r = HGx + n)에 대해 유도될 수도 있고, 그에 의해, 제1 단계는 채널을 등화하는 1 탭 등화기(2306)이고(H 매트릭스는 대각선이다는 것을 상기(recall)), 제2 단계의 필터(2307)는, 소거 신호를 포함하는 송신 프로세싱 체인을 반전시킨다. 더 구체적으로, 감소된 복잡도 수신기(2305)는 본원에서 설명되는 두 단계로 구성된다. 단계 1:

및 2 단계:

.

감소된 복잡도 수신기(2305)는, 프로세싱 또는 채널 등화의 제1 단계가 단순한 1 탭 채널 등화이고, 리소스 할당이 변경되는 경우에만, 예를 들면, G 매트릭스가 변하는 경우에만 제2 단계가 수행될 필요가 있기 때문에, 최적의 LMMSE 수신기(2304)보다 복잡도에서 더 낮다.

최적의 LMMSE 수신기(2304) 및 감소된 복잡도 수신기(2305) 둘 모두는 본원에서 개시되는 바와 같이 eZT DFT-s-OFDM의 성능을 시뮬레이팅하기 위해 사용될 수도 있다.

하나 이상의 eZT DFT-s-OFDM 실시형태에 대한 성능 메트릭은 본원에서 도시되는데, BER 성능, 피크 대 평균 전력비(PAPR), 대역 외(OOB) 방출뿐만 아니라, 다중 유저 사례에 대한 샘플 성능을 포함한다.

M의 세 개의 상이한 값에 대한, 그리고 높은 지연 확산 채널 및 64-QAM 변조를 갖는 eZT DFT-s-OFDM의 원시 BER 성능이 도 24에서 도시되어 있다. eZT 성능은 최적의 LMMSE 수신기(2304)뿐만 아니라, 감소된 복잡도 수신기(2305)를 사용하여 평가되었다. 비교 목적을 위해, ZT DFT-s-OFDM(비 향상)의 성능도 또한 예시된다. 모든 시뮬레이션 결과에 대해, 총 송신 전력은 정규화되고 SNR은 심볼 에너지(Es) 대 잡음(No) 비율(Es/No)로서 정의된다.

도 24에서 알 수도 있는 바와 같이, 높은 지연 확산 채널의 경우, ZT DFT-s-OFDM은 에러 플로어를 나타내는데, 이것은, ZT DFT-s-OFDM이 완벽한 제로 테일을 갖지 않는다는 사실에 기인한다. 이 테일은 OFDM 신호의 순환 속성을 파괴하고 ISI를 생성한다. 이것은 고 지연 확산 채널에서의 성능을 제한하고 고차 변조 심볼과 함께 발생하는 에러 플로어에서 나타난다. 대조적으로, eZT DFT-s-OFDM 시스템은, 최적의 LMMSE 수신기 결과 및 감소된 복잡도 수신기 결과에 의해 나타내어지는 바와 같이, 이 에러 플로어를 나타내지 않는다. 최적의 LMMSE 수신기(2304)의 사용은 ZT에 비해, BER = 10-2에서 2.5 내지 4dB SNR 개선의 현저한 성능 개선으로 나타날 뿐만 아니라, 에러 플로어의 제거로 나타난다. 감소된 복잡도 수신기(2305)는 또한 ZT의 에러 플로어를 제거한다.

제로 테일을 생성하기 위해 사용되는 소거 신호(yc)가 저전력이기 때문에, 소거 신호(yc)는, ZT DFT-s-OFDM과 비교하여, PAPR을 증가시킬 것으로 기대되지 않는다. Nzt 개의 샘플은 도 16의 1 단계에서 N 사이즈의 IFFT(1603)의 출력에서 보일 수도 있다. 이것은 시뮬레이션에 의해 확인되었으며, 그 결과는 도 25에서 캡쳐되어 있는데, 여기서, eZT DFT-s-OFDM의 PAPR은 ZT DFT-s-OFDM을 위한 것과 동일하다는 것을 알 수도 있다.

추가적으로, 개시된 eZT 방법은, 그것이 낮은 대역 외 방출을 갖는다는 점에서, ZT의 이점을 보존한다. 결과적으로, eZT DFT-s-OFDM은, 필터링된 OFDM(Filtered-OFDM; F-OFDM) 또는 범용 필터링된 다중 캐리어(Universal Filtered Multi-Carrier; UFMC)와 같은 필터 기반의 OFDM을 위한 대안으로서 사용될 수도 있고, 6GHz 미만 주파수에 대한 유연한 무선 인터페이스에 적용 가능할 수도 있다. 개시된 eZT DFT-s-OFDM 실시형태의 시뮬레이팅된 OOB 성능이 도 26에 도시되어 있는데, 여기서는, OOB 방출은 종래의 CP DFT-s-OFDM 실시형태와 비교하여 상당히 낮다는 것을 알 수도 있다.

도 27에서 도시되는 eZT DFT-s-OFDM 신호의 시간 도메인 예시는, 개시된 eZT 실시형태의 테일이 ZT DFT-s-OFDM의 테일보다 20 내지 30 dB 더 낮다는 것을 확인한다.

도 21에서 설명되는 다중 유저 시나리오에 대해 시뮬레이션이 실행되었다. 도 28에서 제시되는 시뮬레이션 결과는, 개시된 실시형태의 다중 유저 성능이 단일 유저 성능과 매치한다는 것을 확인한다.

도 29는 정확한 제로 테일 생성을 위한 반복적인 접근법이 사용되는 OFDM을 위한 다른 eZT 솔루션의 단계 블록도를 예시한다. 낮은 복잡도의 솔루션에서, 정확한 제로 테일은 소거 신호를 데이터 서브캐리어에 추가하는 것에 의해 생성되고, 그에 의해, 소거 신호는, 도 16을 참조하여 유사하게 설명되는 바와 같이, Nzt 개의 시간 도메인 샘플을 선택하는 것, 사이즈 Nzt의 DFT로 그들을 확산시키는 것, 그 다음, 소거 신호를 반복적인 양식으로 대역내 서브캐리어에 매핑하는 것에 의해 생성된다. 그러나, 도 29에서 제시되는 방법에서, 소거 신호가 매핑되는 서브캐리어는 변조된 데이터 심볼을 반송하지 않는다. 즉, 소거 신호 및 변조된 데이터 심볼은 서로소(disjoint) 서브캐리어 상에서 송신된다.

도 29는 OFDM을 위한 정확한 제로 테일 생성을 위한 반복적인 접근법을 예시하는 단계 블록도이다. 단계 1에서, OFDM 신호(2904)는 변조된 데이터 심볼을 서브대역 내의 M 개의 할당된 서브캐리어에 매핑하는 것에 의해 생성된다. 특히, 제로는 주파수 도메인에서 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(2902)에 입력되고, 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(2902)에 의해 서브캐리어의 일부에 인터리빙된다. 데이터 심볼은 또한 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(2902)에 입력되고, 제로에 의해 매핑되지 않은 나머지 서브캐리어를 채운다. 따라서, 데이터 및 제로는 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(2902)의 출력에서 서로 인터리빙된다. 예를 들면, 데이터 심볼 및 제로는 그에 따라 매핑될 수도 있다: 0, d1, d2, d3, 0, d4, d5, ... 등등. 따라서, 서브대역을 통해 균일하게 인터리빙될 수도 있는 서브캐리어의 서브세트는, 예를 들면, 빈 상태로 남겨지는데, 여기서 데이터는 매핑 블록(2902)에 의해 그들 서브캐리어로 매핑되지 않는다. 대신, 도 29의 단계 1에서 도시되는 바와 같이, 이들 빈 서브캐리어가 위치되는 IFFT 블록(2903)의 입력에 제로가 매핑된다.

프로세싱의 단계 2에서, 도 29의 단계 1에서 예에 의해 Y13, Y14, Y15 및 Y16으로서 도시되는, IFFT 블록(2903)의 출력에서 Nzt 개의 시간 도메인 샘플은 인버터에 의해 부호 반전되고, 정규화 인자에 의해 정규화되고, DFT 블록(2905)에 의해 수행되는 사이즈 Nzt의 DFT 연산의 입력에 공급된다. 사이즈 Nzt의 DFT 블록(2905)의 출력은, 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(2906)에 의해 인터리빙된 양식으로 사이즈 M의 IFFT 블록(2907)으로 매핑되고, 그에 의해, Nzt 사이즈의 DFT 블록(2905)의 각각의 출력 사이의

개의 연속적인 서브캐리어 상에 제로가 삽입된다. 이러한 인터리빙된 서브캐리어 매핑의 결과로서, IFFT 출력(2908)은,

회 반복되는, DFT 블록(2905)의 입력에서의 신호의 복제이다. 도 29의 단계 2에서 도시되는 예를 사용하면, IFFT 출력(2908)은,

회 반복되는 벡터 [-Y13, -Y14, -Y15, -Y16]로 구성된다.

프로세싱의 단계 3에서, 단계 1 및 2에서의 IFFT 블록(2903 및 2907)의 출력(2904 및 2908)은 합산 블록(2909)에 의해 함께 합산되고, 따라서, 합산 블록(2909)의 출력에서, 정확한 제로 테일의 길이의 Nzt 개의 샘플로 나타나게 된다. Nzt 개의 시간 도메인 샘플(Y13, Y14, Y15 및 Y16)은 반전되지 않을 수도 있지만, 그러나 대신, 저전력 소거 신호(단계 2의 출력)는 단계 3에서 데이터 신호(단계 1의 출력)로부터 감산될 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

단계 3의 출력에서 생성되는 신호(y)는, 채널 상에 송신되기 이전에, 가드 삽입 블록(2910)에 의해 추가로 프로세싱된다. 가드 삽입은 도 16 내지 도 18을 참조하여 앞서 설명된 바와 같이 주파수 도메인 또는 시간 도메인 중 어느 하나에서 수행될 수도 있다.

주파수 도메인에서 수행되는 가드 대역 삽입의 예는 도 30에 도시되는데, 도 17과 유사하다. 시간 도메인에서 수행되는 가드 대역 삽입의 예는 도 31에 도시되는데, 도 18과 유사하다.

하기의 표기법은 본원에서 사용되는 것으로 설명된다.

: M 사이즈의 FFT 매트릭스(정규화됨). 따라서

는 M 사이즈의 IFFT 매트릭스를 나타낸다.

는 항등 매트릭스이다.

는 N1×N2 제로 매트릭스이다.

는, 도 29의 단계 1에서 신호의 데이터 부분에 대해 사용되는, 서브캐리어 매핑 매트릭스이다.

는, 도 29의 단계 2에서 신호의 소거 부분에 대해 사용되는, 서브캐리어 매핑 매트릭스이다. Nzt는 제로 테일의 소망되는 길이이다(샘플 단위). N_IFFT는 시스템 대역폭에 걸쳐 수행되는 IFFT 사이즈이다.

는 가드 대역 삽입을 위해 사용되는 매트릭스이다.

도 29의 M 사이즈의 IFFT(2903)의 출력에서, 마지막 Nzt 개의 샘플은, 다음과 같이, 테일 소거 신호(yc)를 생성하기 위해 사용될 수도 있다.

라 하고,

를 IFFT(2903)의 M 사이즈의 IFFT 출력에서의 벡터라고 하고,

를 y_d의 마지막 Nzt 개의 샘플의 벡터라고 하면,

이다. 소거 프로세스(y_{temp_c})에 사용되는 마지막 Nzt 개의 샘플은 다음과 같이 IFFT(2903)의 출력에서의 벡터(yd)의 항으로 표현될 수도 있는데:

여기서

는 y_d의 마지막 Nzt 개의 샘플을 선택하기 위해 사용할 수도 있는 매트릭스이다. C 매트릭스는 다음과 같이 표현될 수도 있다:

단계 1의 M 사이즈의 IFFT(2903)의 출력에서의 신호(y_d)는 다음과 같이 기술될 수도 있다:

마찬가지로, 부호 반전된 -y_{temp_c} 샘플을 Nzt 사이즈의 DFT(2905)의 입력에 적용하고, 그 다음 매핑 블록(2906)의 서브캐리어 매핑 동작(P_c) 및 및 M 사이즈의 IFFT(2907)가 후속되는 경우, 단계 2의 출력에서의 소거 신호(

배만큼 스케일링됨)는 다음과 같이 기술될 수도 있다:

다음으로, 데이터 신호(y_d) 및 소거 신호(y_c)는 합산 블록(2909)에 의해 함께 합산되고, 마지막 Nzt 개의 샘플이 제로와 동일한 시간 도메인 신호(y = y_d + y_c)로 나타나게 된다. 이전 수학식에서 y_d와 y_c를 대체하는 것에 의해, 시간 도메인 신호(y)는 다음과 같이 재기술될(rewritten) 수도 있다:

앞서 나타낸 바와 같이, 일단 시간 도메인에서 테일 소거가 수행되면, 가드 대역은, 신호가 송신될 수도 있기 이전에, 가드 대역 삽입 블록(2910)에 의해 삽입될 수도 있다.

도 30에서 도시되는 바와 같이 가드 대역 삽입 블록(3000)에 의한 주파수 도메인 가드 대역 삽입의 예에서, 단계 3의 출력에서의 신호(y)는 M 사이즈의 DFT(3001)를 통과할 수도 있고, 그 다음, 분석 목적을 위해 서브캐리어 매핑 블록(3002)에 의해 매트릭스(B)에 의한 승산으로서 모델링될 수도 있는 가드 대역 삽입, 및 사이즈 N의 IFFT 블록(3003)에 의한 전체 시스템 대역폭에 걸친 IFFT 연산이 후속될 수도 있고, 그 다음, 병렬 대 직렬 컨버터 블록(3004)에 의한 병렬 대 직렬 변환이 후속될 수도 있다. 송신기 출력에서의 시간 도메인 신호(x_t)는 다음과 같이 표현될 수도 있다:

이전 수학식에 y를 대입하는 것에 의해, 송신된 신호는 다음과 같이 된다:

시간 도메인 송신 신호에 대한 이 표현은 eZT OFDM 신호에 대한 수신기 구조를 유도하기 위해 개시되는 바와 같이 사용될 것이다.

시간 도메인 가드 대역 삽입의 예에서, 가드 대역 삽입 블록(3100)이 도 31에서 도시된다. 단계 3의 출력에서의 신호(y)는 업 샘플러(3101), 필터(3102), 및 다운 샘플러(3103)를 통과할 수도 있고, 송신된 신호(x_t)는 출력된다.

하나 이상의 실시형태에서, 가드 대역 삽입 이전에 시간 도메인 테일 소거를 달성하기 위해, 시간 도메인에서 정확한 제로 테일을 생성하는 저 복잡도 방법이 제공된다. 시간 도메인 테일 소거는 데이터 신호(yd)로부터 소거 신호(yc)를 감산하는 것에 의해 달성되고, 그에 의해, 입력 예약된 제로(input reserved zero)는, 유저의 리소스 할당 내의 서브캐리어에 인터리빙된 양식으로 매핑되고, 데이터 심볼은 나머지 서브캐리어에 매핑되어 시간 도메인의 데이터 신호를 생성하고, 시간 도메인의 소거 신호는 데이터 신호의 마지막 Nzt 개의 샘플을 반복하는 것에 의해 생성된다. 서브캐리어 상으로의 제로의 인터리빙 동안, 인터리빙은 균일하게 또는 불균일하게 수행될 수도 있다.

도 32는, 도 29와 관련하여 유사하게 설명되는 바와 같이, 하나 이상의 실시형태에 따른 가드 대역 삽입(OFDM) 이전에 시간 도메인 테일 소거를 수행하도록 구성되는 송신기의 블록도이다 도 32에서 예시되는 송신기는, 주파수 도메인에서 변조된 데이터 심볼 및 제로를 수신하는 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(3206)을 포함한다. 제로는 인터리빙된 방식으로 서브캐리어에 먼저 매핑되고, 데이터 심볼은 나머지 서브캐리어에 매핑된다. 따라서, 서브대역을 통해 균일하게 인터리빙되는 서브캐리어의 서브세트는, 예를 들면, 빈 상태로 남겨지는데, 여기서 데이터는 매핑 블록(3206)에 의해 그들 서브캐리어로 매핑되지 않는다. 대신, 제로는 이들 빈 서브캐리어가 위치되는 IFFT 블록(3207)의 입력에 매핑되고 데이터 심볼은 제로에 의해 매핑되지 않은 나머지 서브캐리어를 채운다. 따라서, 데이터 및 제로는 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(3206)의 출력에서 서로 인터리빙된다. 예를 들면, 여덟 개의 서브캐리어 및 두 개의 제로가 존재하는 경우, IDFT(3203)에 대한 입력은 [0 d1 d2 d3 0 d4 d5 d6]일 수도 있다.

도 32에서 예시되는 송신기는, 도 16의 단계 1에서 유사하게 설명되는 바와 같은 M 사이즈의 IFFT 블록(3207), 도 16의 단계 3에서 유사하게 설명되는 바와 같은, 테일 소거 블록(3209), 및 도 16의 최종 출력에서 유사하게 설명된 바와 같은 가드 대역 삽입 블록(3210)을 더 포함한다. 또한, 벡터

로 구성되는 소거 신호는, IFFT 블록(3207)의 출력 신호의 테일 부분(알파 벡터)을 N/Nzt 회 반복하는 것에 의해 생성된다. 테일 소거 블록(3209)은 소거 신호

를 생성하고 그것을 IFFT 블록(3207)의 출력에 추가한다. 또한, 테일로부터 N_h 개의 제로가 헤드에서 나타나도록 테일 소거 블록(3209)로부터 신호를 수신하여 이 신호에 순환 시프트를 적용하기 위해 순환 시프트 블록(3214)(옵션)이 제공될 수도 있다. 즉, 테일 부분으로부터의 적어도 하나의 제로가 OFDM 신호의 헤드 부분으로 시프트되어 연속적인 데이터 심볼 사이에서 연속성을 제공한다. 여기서, 동일한 숫자는 동일한 엘리먼트에 대응하고 각각의 블록의 기능성은 간략화를 위해 반복되지 않는다.

데이터 변조 심볼은 M-IFFT 블록(3207)으로 매핑되는데, 여기서, 서브대역에 걸쳐 균일하게 인터리빙되는 서브캐리어의 서브세트는 서브캐리어 매핑 블록(3206)에 의해 제로를 공급받는다.

라고 하고,

를 M 사이즈의 IFFT 출력에서의 벡터라 하고,

를 y_d의 마지막 Nzt 개의 샘플의 벡터라고 하면,

이다. 테일 소거 신호(y_c)는, α를 무시하는 것 및 그것을

회 반복하는 것에 의해 형성되는데, 예를 들면,

이다. 제로 테일 신호는 IFFT 출력에 소거 신호를 y = y_d + y_c로서 가산하는 것에 의해 계산된다. 신호(y)는 완벽하게 제로 테일을 갖는데, 예를 들면,

이다.

OFDM 신호의 대역 외 방출을 감소시키기 위해, 제로는 y의 헤드에 또한 삽입되어

를 생성할 수도 있다. 신호(y)의 헤드에 제로를 추가하는 하나의 방법은 N_h 개의 제로를 삽입하여

를 생성하는 것이다. 이 방법은 y'의 사이즈를 M에서부터 M + N_h로 증가시킬 것이다. 다른 방법은, 사이즈 N_zt + N_h의 제로 테일을 갖는 y를 생성하고, 그 다음, 테일로부터의 N_h 개의 제로가 헤드에서 나타나도록, 이 신호에 순환 시프터(3214)에 의한 순환 시프트를 적용하는 것이다. 이 방법은 y'의 사이즈를 변경하지 않을 것이다.

다음 단계는, 주파수 또는 시간 도메인 가드 대역 삽입 블록(3210)에서 수행될 수도 있는, 그리고, 도 17 및 18을 참조하여 유사하게 설명되는 바와 같은 가드 대역 삽입이다. 일반적으로, 테일은 완전히 소거될 필요는 없다는 것을 유의해야 한다. 소거 신호에 소비되는 전력을 제어하는 파라미터를 도입하는 것에 의해 테일을 부분적으로 소거하는 것이 가능하다.

본원에서 설명되는 바와 같이, 가드 대역 삽입 이전에, eZT OFDM에서 생성되는 정확한 제로 테일에 시간 도메인에서의 UW를 추가하는 것에 의해 고유 워드(UW) OFDM 신호를 생성하기 위한 방법이, 하나 이상의 실시형태에 따라 제공된다.

도 33은, 시간 심볼 테일의 특정한 위치에 제로 전력 또는 매우 낮은 전력을 갖는 시간 도메인 샘플을 도입하는 것에 의해 송신기에 의해 송신될 제로 테일 신호를 예시한다. 도 33은 또한, 하나 이상의 실시형태에 따른 고유 워드의 삽입을 예시한다. 제로 테일 신호(3300)는, 도시되는 바와 같이, 데이터 블록(3301)을 포함하는데, 각각의 데이터 블록(3301)은 대응하는 데이터 블록(3301)의 테일 엔드에서 그리고 두 개의 연속하는 데이터 블록(3301) 사이에서 제로 테일 부분(3302)을 구비한다. 또한, eZT OFDM은 제로 테일(3302)의 상부에서, 고유 워드(3303)로 또한 칭해질 수도 있는 결정론적 시퀀스의 삽입을 지원한다. 하나의 예에서, 도 33에서 도시되는 바와 같이, 고유 워드(3303)는 시간 도메인 신호의 각각의 제로 테일 부분(3302)에 추가된다.

일반적으로, 제로 테일(3302) 및 고유 워드(3303)의 길이는 동일할 필요는 없으며, 예를 들면, UW의 길이는 제로 테일의 길이보다 더 작거나 또는 동일해야 한다. 예를 들면, 64 샘플 제로 테일 내에 16 샘플 UW가 추가될 수도 있다. 제로 테일의 길이는 오버헤드를 최소화하면서 ISI를 완화시키기 위해 채널 지연 확산의 함수로서 설정될 수도 있고, 한편 UW의 길이는 동기화 요건에 따라 설정될 수도 있다.

도 34는, 하나 이상의 실시형태에 따른, 가드 대역 삽입 이전의, eZT OFDM에서 생성되는 정확한 제로 테일에 시간 도메인에서의 UW를 추가하는 송신기의 블록도를 예시한다. 도 34에서 도시되는 송신기는, 고유 워드가 가산기(3411)에 의해 시간 도메인 신호(y)에 추가되고, 가드 대역이 가드 대역 삽입 블록(1700 또는 1800)에 의해 삽입되어 송신된 신호(x_t)를 생성한다는 점을 제외하고는, 도 32에서 도시되는 송신기와 유사하다. 블록(3406, 3407, 3409, 3414 및 3410)은, 각각, 도 32를 참조하여 설명되는 블록(3206, 3207, 3209, 3214 및 3210)과 유사하다. 따라서, 동일한 숫자는 동일한 엘리먼트에 대응하고 각각의 블록의 기능성은 간결함을 위해 반복되지 않는다.

다른 실시형태에서, 고유 워드는 가드 대역 삽입 이후에 복합 신호에 추가될 수도 있다.

테일 소거를 위한 대안적인 접근법이 본원에서 제공된다. 예를 들면, 제로 테일 또는 고유 워드 애플리케이션 중 어느 하나에 대해, OFDM을 지원하기 위해 ZT DFT-s-OFDM을 확장하는 것이 제공된다. 예를 들면, 도 35는 eZT OFDM의 주파수 도메인 가드 대역 삽입 블록의 블록도를 예시하는데, 여기서 제로 테일 및 제로 헤드 OFDM 신호는 하나 이상의 상기의 실시형태에서 개시되는 접근법을 사용하는 것에 의해 이미 생성되었다. 도 35의 블록도는 ZT DFT-s-OFDM 아키텍쳐와 함께 제공된다는 것을 알 수도 있다. 이것은, eZT OFDM이 ZT DFT-s의 프레임워크를 OFDM으로 확장하는 것으로 보일 수도 있다는 것을 나타낸다. 도 36에서 도시되는 바와 같이, eZT OFDM은, OFDM을 다양한 DFT-s-OFDM 파형과 연결하는 효율적인 방법을 제공한다. 이들 DFT-s-OFDM 파형의 송신 기술은, 테일 소거 블록(3609)에 의한 테일 소거 및 순환 시프터(3614)에 의한 제로 헤드 삽입 이후에 eZT OFDM 신호에 적용될 수도 있다. 도 36에서 도시되는 다른 블록(예를 들면, 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(3606) 및 IFFT 블록(3607))은 앞서 설명된 것들과 유사한데, 그들의 기능성은 간략화를 위해 반복되지 않는다.

eZT OFDM은 제로 테일 및/또는 고유 워드로 유저마다의 신호를 생성하는 것을 지원할 수도 있다. 하나 이상의 실시형태는 OFDM 다중 유저 송신을 위한 유저 고유의 정확한 제로 테일 및/또는 유저 고유의 UW를 생성하기 위한 방법을 제공한다. 특히, 도 37은, 하나 이상의 실시형태에 따른, 다중 유저 송신을 지원하는 송신기(예를 들면, 기지국 송신기)의 블록도를 도시하는데, 여기서 k는 유저의 수이다. 송신기는, DL OFDM 다중 유저 송신을 위한 유저 고유의 정확한 제로 테일을 생성하기 위해, 향상된 제로 테일 메커니즘을 사용한다. 여기서, 먼저, 테일 소거가, 각각의 유저에 대한 테일 소거 블록(3709a ... 3709k)에 의해 수행되고, 그 다음, 테일 부분으로부터의 N_h 개의 제로가 각각의 유저에 대한 헤드 부분에서 나타도록 순환 시프터(3714a...3714k)에 의해 순환 시프팅이 수행되고, 그 다음, 유저 고유의 UW가 유저마다의 시간 도메인에 가산기(3711a...3711k)에 의해 추가되고, 그 다음, 병렬 대 직렬 컨버터(3713)에 의해 복합 시간 도메인 신호(y)가 직렬 데이터 심볼로 변환되기 이전에, DFT 블록(3715a...3715k) 서브캐리어 매핑 블록(3716a...3716k), 및 N_IFFT 사이즈의 IDFT 블록(3717)을 사용하는 것에 의해 다수의 유저 신호가 전체 시스템 대역폭(BW)의 대응하는 서브캐리어로 매핑된다.

도 37은 주파수 도메인 가드 대역 삽입을 갖는 MU eZT OFDM을 예시하는데, 여기서, 가드 대역 삽입은, 도 30을 참조하여 유사하게 설명되는 바와 같이, DFT 블록(3715a...3715k) 서브캐리어 매핑 블록(3716a...3716k), 및 N_IFFT 사이즈의 IDFT 블록(3717)을 사용하는 것에 의해 수행된다. 예를 들면, 제로 테일 및 헤드가 서브대역마다 생성된 이후, 신호는 사이즈 M의 DFT(3715a ... 3715k)에 의해 주파수 도메인으로 변환되는데, 여기서 M은 서브대역에서의 서브캐리어의 총 수이다. 그 다음, DFT 블록(3715a ... 3715k)의 출력은, 서브캐리어 매핑 블록(3716a ... 3716k)에 의해 사이즈 N_IFFT의 IFFT 블록(3717)의 대응하는 서브캐리어로 매핑되는데, 여기서 N_IFFT는, 제로 가드 서브캐리어(zero guard subcarrier)를 비롯한, 시스템에서의 서브캐리어의 총 수이다. 상이한 서브대역은 도 37에서 도시되는 바와 같이 상이한 사이즈를 가질 수도 있는데, 여기서 M 및 M'은 대응하는 서브대역에서의 상이한 수의 서브캐리어를 나타낸다. 시간 도메인 가드 대역 삽입을 사용하는 경우, 각각의 서브대역마다의 신호는 개별적으로 생성되고, 모든 서브대역에 속하는 오버샘플링된 신호가 추가된다. 업링크에서, 오버샘플링된 신호는 무선으로 추가된다는 것을 유의한다.

다중 유저 eZT OFDM의 대안적인 구현예가 도 38에서 예시되어 있다. 이 구현예에서, 모든 유저에 대한 데이터는 인터리브 서브캐리어 매핑 블록(3806) 및 N 사이즈의 IFFT(3807)를 통해 서브캐리어로 매핑되고, 테일 소거는 테일 소거 블록(3809)을 통해 복합 신호에 적용되고, 그 다음, 테일로부터의 N_h 개의 제로가 헤드에서 나타나도록 순환 시프터(3814)에 의해 순환 시프팅이 수행된다. 그 다음, 도 30 및 도 37에서 유사하게 설명되는 바와 같이, N 사이즈의 DFT(3815), 서브캐리어 매핑 블록(3816) 및 N_IFFT 사이즈의 IFFT(3817)에 의해 이 신호에 가드 대역이 삽입된다.

수신기 구조가 도 23을 참조하여 추가로 설명된다.

다중 경로 페이딩 채널을 통과한 이후, 수신된 신호는 다음과 같이 기술될 수도 있는데:

여기서

는

의 대각선 매트릭스이다. 테일이 정확히 제로가 아니기 때문에, 채널을 순환 매트릭스로 표현하는 것은 근사치이다는 것을 유의해야 한다.

수신기(2300)에서, FFT 블록 2302 및 서브캐리어 매핑 블록(2303)을 통해 수신된 신호를 통과시킨 이후, 신호는 다음과 같이 되는데:

여기서:

G 매트릭스를 계산하기 위해, 리소스 할당 및 제로 테일의 길이만이 수신기로 시그널링될 필요가 있다. 시그널링된 리소스 할당에 기초하여, 수신기(2300)는 데이터 서브캐리어 매핑 매트릭스(P_d), 및 FFT 매트릭스(F_M)를 결정한다. 추가적으로, 일단 제로 테일의 길이(Nzt)가 알려지면, 수신기는 테일 소거 신호에 대한 서브캐리어 매핑 매트릭스(P_c) 및 FFT 매트릭스(

)를 결정하고, 따라서, 그것은 상기의 수학식(22)을 사용하여 G 매트릭스를 계산할 수도 있다.

최적의 LMMSE 수신기(2304)는 데이터 추정을 계산하기 위해 다음과 같이 사용될 수도 있다:

실내 채널과 같이 매우 빠르게 변화하지 않는 채널의 경우, LMMSE 필터 계수는 상대적으로 긴 시간 동안 계산 및 사용될 수도 있어서, 수신기의 복잡도를 감소시킬 수도 있다.

수신기의 복잡도를 감소시키는 하나의 방법은 등화로부터의 G와 필터링을 분리하는(decouple) 것이다. 이 방법에서, 제1 단계로서,

를 계산하기 위해 1 탭 등화기(2306)에 의한 원 탭 등화가 사용된다. 그 다음, 제2 단계에서, 데이터 추정은 필터(2307)에 의해 다음과 같이 유도될 수도 있다:

.

개시된 eZT OFDM 파형의 성능은 시뮬레이션을 사용하여 분석되었다. 시뮬레이션에서, M은 512로 설정되고, NIFFT는 1024이다. Nzt는 256으로 설정되고 높은 지연 확산 채널이 가정된다. 도 39는, 소거 신호의 결과로서 도입되는 리던던시에 의해 제공되는 코딩 이득으로 인해, eZT OFDM이 CP-OFDM보다 우수하다는 것을 도시한다.

도 40은 eZT OFDM의 대역 외 방출이 CP-OFDM보다 훨씬 더 낮다는 것을 도시한다. 자신의 낮은 대역 외 방출로 인해, eZT OFDM은 F-OFDM 또는 UFMC와 같은 필터 기반의 OFDM 실시형태에 대한 대안으로서 사용될 수도 있다.

정확한 제로 테일의 길이를 설정하는 것이 하나 이상의 실시형태에 따라 설명된다. 정확한 제로 테일의 길이는, 앞서 언급되는 바와 같이, 동일한 유저의 경우, 심볼마다 또는 송신 시간 간격(TTI)마다 변할 수도 있고, 상이한 유저의 경우, 상이하고 정확한 제로 테일 길이를 동시에 취할 수도 있다.

제로 테일의 길이는, eZT-DFT-s-OFDM의 경우 DFT(예를 들면, 도 16의 DFT(1601))의 테일에서 공급되는 제로의 수 또는 eZT-OFDM의 경우 제로를 공급받는 서브캐리어의 수를 변경시키는 것에 의해 설정될 수도 있다. 옵션적으로, 헤드는 또한, 테일 전력 또는 대역 외 방출을 추가로 감소시키기 위해, DFT에서 제로가 아닌 수의 제로를 공급받을 수도 있다. 이 경우, 필요로 되는 테일 길이를 획득하기 위해 공급되는 제로의 수에 추가될 것이다.

eZT DFT-s-OFDM 및 eZT OFDM 둘 모두에 대한 고유 워드(UW) 기반의 파형을 생성하기 위한 메커니즘이, 하나 이상의 실시형태를 참조하여 상기에서 설명되었다. 개시된 메커니즘을 활용하여, 이들 파형 중 어느 하나에서의 UW의 길이는, 정확한 제로 테일의 길이를 소망되는 길이로 먼저 설정하는 것에 의해 요구되는 대로 변경될 수도 있는데, 소망되는 길이는, 데이터 신호의 제로 테일 부분과 동일할 수도 있거나 또는 더 짧을 수도 있다.

제로 테일 길이 설정을 주도하는(driving) 하나 이상의 인자가 있을 수도 있다. 예를 들면, 요구되는 정확한 제로 테일의 길이는, 특정한 유저에 대해 주어진 TTI(들)에서 처리될 지연 확산의 양에 대한 필요성, 동기화와 같은 상이한 목적을 위해 필요로 되는 고유 워드(UW)의 길이, 채널 추정, 위상/이득 추적, UW 시퀀스에 기초한 특정한 유저 또는 유저의 그룹의 식별, 빔 전환 시간, 또는 정확한 제로 테일 또는 고유의 시퀀스가 사용될 수 있는 임의의 다른 목적과 같은 여러 가지 요인 중 적어도 하나에 의해 주도될 수도 있다.

물리적 계층 채널은, 물리적 계층 채널 단위 기반에 기초한 정확한 제로 테일에 입각하여 인에이블될 수도 있다. 예를 들면, 정확한 제로 테일의 길이는 상이한 물리적 계층 제어 채널에 대해 상이하게 설정될 수도 있다. 이것은 다양한 요인에 의해 주도될 수도 있다. 예를 들면, 물리적 계층 제어 채널 각각이 송신될 필요가 있는 빔 폭은 상이할 수도 있고, 그러므로 필요로 되는 지연 확산을 핸들링하는 것을 보상하기 위해 상이한 길이의 정확한 제로 테일을 요구할 수도 있다.

물리적 계층 제어 채널은, 물리적 계층 데이터 채널과 비교하여, 더 넓은 빔 폭을 사용하여 송신될 수도 있다. 물리적 계층 제어 채널 내에서조차, 물리적 계층 공통 제어 채널은, 물리적 계층 전용 제어 채널과 비교하여, 더 넓은 빔 폭을 사용하여 송신될 수도 있다. 이것은, 활용될 정확한 제로 테일의 길이가 물리적 계층 제어 채널마다 변할 수도 있고, 심지어 물리적 계층 제어 및 데이터 채널 내에서, 길이는 상이할 수도 있다는 것을 의미한다.

이것은, 빔 폭 또는 다시 말하면 동일한 정확한 제로 테일 길이가, 물리적 계층 제어 채널과 물리적 계층 데이터 채널 사이에서 또는 물리적 계층 공통 채널 대 물리적 계층 전용 채널 사이에서 동일할 수 있는 시나리오를 제한하지 않는다는 점을 유의해야 한다.

추가적으로 또는 대안적으로, UW 길이는 상이한 물리적 계층 채널에 대해 상이할 수도 있다. 상기에서 설명되는 정확한 제로 테일 방법으로부터 생성되는 고유 워드는 또한, 정확한 제로 테일의 길이를 변경하기 위해 사용되는 것과 동일한 방법론을 활용할 수도 있다. 예를 들면, UW의 길이는 상이한 물리적 계층 채널에 대해 상이할 수도 있다. 또한, UW의 길이는 물리적 계층 제어 채널마다 변할 수도 있고, 심지어 물리적 계층 제어 및 데이터 채널 내에서, UW의 길이는 상이할 수도 있다.

또한 상기로부터, 심지어 정확하지 않은 제로 테일 기반의 파형조차, 그들의 길이를 변경시키기 위해, 정확한 제로 테일의 길이를 변경시키기 위해 사용되는 것과 유사한 방법론을 활용할 수도 있다. 예를 들면, 정확하지 않은 제로 테일 길이의 길이는 상이한 물리적 계층 채널에 대해 상이할 수도 있다. 또한, 정확하지 않은 제로 테일 길이의 길이는 물리적 계층 제어 채널마다 변할 수도 있고, 심지어 물리적 계층 제어 및 데이터 채널 내에서도, 정확하지 않은 제로 테일 길이의 길이는 상이할 수도 있다.

상기 관점에서, 정확한 제로 테일은 빔 전환을 위해 사용될 수도 있다. 빔 전환은 여러 가지 이유로 상기 6GHz 초과 주파수에서 중요하다. 이것은 비망라적인 목록(non-exhaustive list)이다는 것을 유의해야 한다. 이들 예는, 특정한 유저가 이동했기 때문일 수 있거나, 현존하는 경로가 동적 차단기(blocker)에 의해 또는, 자체 차단(self-blocking), 유저 디바이스의 방위에서의 변화, 예를 들면, 회전 운동, 등등 - 이들 모두는 전파 조건에서의 변화로 잠재적으로 이어짐 - 으로 인해 차단되기 때문일 수 있다. 그것은 또한, 송신기가, 예를 들면, 유저 사이를 전환하고 있기 때문일 수 있거나, 또는 상이한 물리적 계층 채널 사이를 전환하고 있기 때문일 수 있거나, 등등 때문일 수 있다.

상기에서 설명되는 eZT 파형이 정확한 제로를 생성하기 때문에, 정확한 제로 테일은, 성능에서의 어떠한 저하도 없이, 빔 전환에서 보조하도록 활용될 수 있을 것이다. 정확한 제로 테일은, 빔 전환이 발생할 수도 있는 기간을 실제로 제공하고 정확한 제로 테일의 길이는 빔 전환 요건에 따라 설정 또는 업데이트될 수도 있다. eZT-DFT-s-OFDM 및 eZT-OFDM 둘 모두에 대해 정확한 제로 테일의 길이가 어떻게 변경될 수도 있는지에 대한 세부 사항은 상기에서 설명되어 있다.

제로 테일 또는 고유 워드의 길이가 수신기로 시그널링되어야 하기 때문에, 정확한 제로 테일 또는 고유 워드의 길이를 전달하기 위한 시그널링은 송신기에 의해 제공된다. 예를 들면, ZT/UW 길이의 변경은 mB에 의해 개시되고 WTRU로 시그널링된다.

하나의 솔루션에서, mB는 다운링크 송신 대 업링크 송신에 대해 별개의 시그널링을 사용할 수도 있다. 다운링크 송신의 경우, mB는, 새로운 ZT/UW 길이를 WTRU에 시그널링하기 위해, 제어 채널, 예를 들면, PDCCH 또는 등등에서 다운링크 제어 정보(downlink control information; DCI) 포맷을 사용할 수도 있다. 오프셋이 미리 정의될 수도 있고 제어 채널 송신을 위해 사용되는 TTI와 새로운 ZT/UW 길이가 적용되는 TTI 사이에 적용될 수도 있다. 또한, 다운링크 송신의 경우, ZT/UW의 길이가 반정적으로 변경되면, 길이는 RRC 시그널링 또는 매체 액세스 제어(Medium Access Control; MAC) 제어 엘리먼트(control element; CE)를 통해 시그널링될 수도 있다. 업링크 송신의 경우, mB는 업링크 허여와 관련되는 PDCCH 송신을 통해, ZT/UW 길이에서의 변화를 WTRU로 시그널링할 수도 있다.

다른 솔루션에서, 다운링크 및 업링크 송신 둘 모두를 위한, WTRU에 대한 새로운 ZT/UW 길이를 구성하기 위해 동일한 시그널링이 mB에 의해 사용될 수도 있다.

개시된 eZT-DFT-s-OFDM 및 eZT-OFDM 파형 둘 모두는, 정확한 제로 테일을 생성하기 위해 또는 심볼 단위 기반으로 고유 워드를 갖기 위해 사용될 수도 있다. 필요로 되는 변경을 수행하기 위해 이들 파형이 심볼 레벨에서 더 미세한 세분성(granularity)을 제공하기 때문에, 유저별로, TTI별로 또는 이들의 임의의 다른 조합으로 이들을 적응시키도록 이들은 더 쉽게 확장될 수도 있다.

상기에서 설명되는 바와 같이, eZT-DFT-s-OFDM 및 eZT-OFDM 둘 모두에서의 UW의 추가는 시간 도메인에서 달성된다. 이것은 심볼의 서브세트에서만 선택적으로 수행될 수도 있고, 이 경우, 다른 심볼에서는 도 41에서 도시되는 바와 같이 eZT-DFT-s-OFDM 및 eZT-OFDM 둘 모두에 대해 정확한 제로 테일을 여전히 구비한다는 것을 유의한다. 그 반대는 또한, 대부분의 심볼이 UW를 포함하고 몇몇 심볼이 정확한 제로 테일을 포함하는 경우일 수도 있다.

보편성의 손실 없이, 심볼의 서브세트가 제로 테일(정확한 제로는 아님)을 가지고 다른 심볼이 정확한 제로 테일을 가지며, 심볼의 서브세트가 테일을 가지지 않지만(이것은 정확한 제로 테일의 길이가 제로인 것에 대응할 것이다) 반면 다른 심볼은 상이한 넌제로 길이의 제로 테일을 가질 수도 있는 다른 조합, 및 이들의 다른 조합이 또한 구상된다는 것을 또한 알 수도 있다.

UW는 스케줄링/제어 정보 및/또는 유저/그룹 식별을 전달하기 위해 활용될 수도 있다. 고유 워드는, 각각의 심볼의 헤드에서의 사이클릭 프리픽스 대신, 알려진 시퀀스의 삽입을 지칭할 수도 있다. 이것은, 상기에서 설명되는 바와 같이, 정확한 제로가 생성된 이후 고유 워드를 추가하는 것에 의해 획득될 수도 있다.

데이터 채널에 대한 암시적 스케줄링은 고유 워드를 사용하여 구현될 수도 있다. 예를 들면, 고유 워드 또는 고유 워드의 일부는, WTRU 고유의 데이터 채널에 대한 스케줄링 정보를 전달하기 위해 사용될 수도 있다. 여기서, WTRU 고유의 식별자 또는 그 일부는, 그 특정한 WTRU에 대한 데이터를 반송하는 심볼에서 고유 워드로서 사용될 수도 있다. 대안적으로, 고유 워드는 WTRU 고유의 식별자의 기능에 의해 생성될 수도 있거나, 또는 셀 고유의 고유 워드가 WTRU 고유의 식별자로 스크램블링될 수도 있다. 이러한 WTRU 고유의 식별자는, 예를 들면, 랜덤 액세스 프로시져 동안, WTRU가 연결 모드에 진입할 때 mB에 의해 할당될 수도 있다. WTRU는, 고유 워드에서 미리 구성된 식별자의 존재를 모니터링하는 것에 의해 WTRU로 예정된 데이터 심볼을 암시적으로 결정할 수도 있다. 몇몇 솔루션에서, 스케줄링 정보의 반정적 부분은, 예를 들면, 하나 이상의 서브프레임 동안 지속될 수도 있는 PDCCH와 같은 별개의 제어 채널을 사용하여 시그널링될 수도 있다. 이러한 반정적 스케줄링 정보는, 주파수 도메인 리소스 할당, 송신 모드, MCS, 및 옵션적으로 고유 워드에서 사용될 WTRU 고유의 식별자, 등등을 포함할 수도 있다. 미세하게 세분된 시간 도메인 할당 정보, 예를 들면, 심볼 레벨 할당은, 고유 워드에서 WTRU 고유의 식별자를 사용하여 시그널링될 수도 있다.

채널 타입의 암시적 식별은 고유 워드를 사용하여 구현될 수도 있다. WTRU는, mB에 의해 송신되는 상이한 타입의 물리적 채널을 식별 또는 구별하기 위해 고유 워드 또는 고유 워드의 일부를 사용할 수도 있다. 예를 들면, 제어 채널을 반송하는 서브프레임 내의 심볼은 사전 구성된 고유 워드에 첨부될 수도 있다. WTRU는 상이한 채널 타입과 관련된 고유 워드 사이의 논리적 매핑을 가지고 사전 구성될 수도 있다. WTRU는 추가적으로, 제어 채널과 관련되는 고유 워드를 반송하는 심볼의 수를 계산하는 것에 의해, 서브프레임 내의 제어 채널의 길이를 결정할 수도 있다. 이러한 메커니즘은, 물리적 제어 포맷 지시 채널(PCFICH)과 같은 별개의 물리적 채널 대신 사용될 수도 있다. 유사한 메커니즘이 PHICH, 등등과 같은 다른 물리적 채널을 결정하기 위해 사용될 수도 있다.

WTRU는 SIB, 페이징, 등등과 같은 브로드캐스트 시그널링을 위해 예약되는 고유 워드를 모니터링하는 것에 의해 브로드캐스트 채널을 유사하게 식별할 수도 있다.

고유 워드는 멀티캐스트 그룹 또는 유저의 세트를 식별하기 위해 사용될 수도 있다. 예를 들면, 멀티캐스트 그룹 또는 유저의 상이한 세트, 예를 들면, 디바이스 대 디바이스(device-to-device; D2D) 유저를 식별 또는 구별하기 위해 고유 워드 또는 고유 워드의 일부가 사용될 수도 있다. 할당 또는 서브프레임 내의 심볼은 사전 구성된 고유 워드와 관련될 수도 있다. 유저는, 상이한 멀티캐스트 그룹 또는 유저 세트와 관련된 고유 워드(들) 사이의 매핑을 가지고 사전 구성될 수도 있다. D2D 또는 멀티캐스트 그룹에 관련되는 추가 정보는 또한, UW를 반송하는 심볼의 수 또는 고유 워드로부터 추론될 수 있다. 소정의 브로드캐스트 또는 멀티캐스트 서비스, 또는 특정한 D2D 유저를 위해 제공되는 상이한 서비스도 또한, 사전 구성된 고유 워드를 반송할 수도 있다.

ZT 및 UW 기반의 파형은 또한, 신호의 순환성을 파괴하지 않으면서 제로 테일 대신 제로 헤드를 사용할 수 있을 것이다. 이 경우, 테일 대신 헤드에서 정확한 제로가 생성되도록 시간 도메인 헤드 소거가 구현된다. 소거 신호는, IFFT 출력의 헤드로부터 Nzh 개의 샘플을 반복하는 것에 의해 생성된다. DFT-s-OFDM에 대해서 한 예가 도 42에서 예시되어 있는데, 여기서, 소거될 필요가 있는 헤드는, 편의성을 위해 α로 라벨링되는 벡터 [Y1 Y2 Y3 Y4]로 구성된다. 이 경우, Nh > Nt이다는 것을 유의해야 한다.

도 42는 하나 이상의 실시형태에 따른 DFT-s-OFDM을 위한 가드 대역 삽입 이전의 시간 도메인 헤드 소거를 예시하는 블록도이다. 도 42에서 예시되는 송신기는, 도 16의 단계 1에서 유사하게 설명되는 바와 같은, M 사이즈의 DFT 블록(4201), 서브캐리어 매핑 블록(4202) 및 N 사이즈의 IFFT 블록(4203), (데이터 신호(yd) 및 소거 신호(yc)를 생성하여 신호(y)를 생성하기 위해, Nht 개의 시간 도메인 샘플이 사용되는 점을 제외하면) 도 16의 단계 3에서 유사하게 설명되는 바와 같은 헤드 소거 블록(4209), 및 도 16의 최종 출력에서 유사하게 설명되는 바와 같은 가드 대역 삽입 블록(4210)을 포함한다. 또한, 벡터

로 구성되는 소거 신호는, IFFT 블록(4203)의 출력 신호의 테일 부분(알파 벡터)을 N/Nzt 회 반복하는 것에 의해 생성된다. 테일 소거 블록(4209)은 소거 신호

를 생성하고, 그것을 IFFT 블록(4203)의 출력에 추가한다.

마찬가지로, 상기에서 설명되는 하나 이상의 실시형태에 대해 제로 헤드가 생성될 수도 있다.

비록 몇몇 양태가 장치의 맥락에서 설명되었지만, 이들 양태는 대응하는 방법의 설명을 또한 나타내고, 이 경우, 블록 또는 디바이스가 방법 단계 또는 방법 단계의 피쳐에 대응하는 것은 명백하다. 유사하게, 방법 단계의 맥락에서 설명되는 양태는 또한, 대응하는 블록 또는 대응하는 장치의 아이템 또는 피쳐의 설명을 나타낸다. 방법 단계의 일부 또는 전부는, 예를 들면, 마이크로프로세서, 프로그래머블 컴퓨터 또는 전자 회로와 같은 하드웨어 장치에 의해(또는 그 하드웨어 장치를 사용하여) 실행될 수도 있다. 몇몇 실시형태에서, 방법 단계 중 어떤 하나 이상은 그러한 장치에 의해 실행될 수도 있다. 블록은 하나 이상의 기능을 수행하기 위한 프로세서 또는 프로세서의 일부를 나타낼 수도 있다.

비록 상기에서 피쳐 및 엘리먼트가 특정한 조합으로 설명되었지만, 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면, 각각의 피쳐 또는 엘리먼트는 단독으로 또는 다른 피쳐 및 엘리먼트와의 임의의 조합으로 사용될 수도 있다는 것을 인식할 것이다. 또한, 본원에서 설명되는 방법은, 컴퓨터 또는 프로세서에 의한 실행을 위해 컴퓨터 판독가능 매체에 통합되는 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어, 또는 펌웨어로 구현될 수도 있다. 컴퓨터 판독가능 매체의 예는 전자 신호(유선 또는 무선 연결을 통해 송신됨) 및 컴퓨터 판독가능 저장 매체를 포함한다. 컴퓨터 판독가능 저장 매체의 예는, 리드 온리 메모리(read only memory; ROM), 랜덤 액세스 메모리(random access memory; RAM), 레지스터, 캐시 메모리, 반도체 메모리 디바이스, 내장 하드 디스크 및 착탈식 디스크와 같은 자기 매체, 광자기 매체, 및 CD-ROM 디스크, 및 디지털 다기능 디스크(digital versatile disk; DVD)와 같은 광학 매체를 포함하지만, 그러나 이들로 제한되는 것은 아니다. 소프트웨어와 관련하는 프로세서는, WTRU, UE, 단말, 기지국, RNC, 또는 임의의 호스트 컴퓨터에서 사용하기 위한 무선 주파수 트랜스시버를 구현하기 위해 사용될 수도 있다.

Claims (21)

1. 무선 통신 디바이스에서 구현되는 방법에 있어서,
   적어도 하나의 프로세서에 의해, 복수의 할당된 서브캐리어의 데이터 서브캐리어 사이에서 인터리빙되는 상기 복수의 할당된 서브캐리어 중 비어 있는 서브캐리어(empty subcarrier)로 복수의 제로(zero)가 매핑되도록 하는 인터리빙된 방식(interleaved manner)으로, 주파수 도메인에서, 복수의 데이터 심볼 및 상기 복수의 제로를 상기 복수의 할당된 서브캐리어에 매핑하는 것을 포함하는, 데이터 신호를 생성하는 단계;
   상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 데이터 신호를 시간 도메인으로 변환하는 단계;
   상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 변환된 데이터 신호의 테일 부분(tail portion)으로부터 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 선택하는 단계;
   상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플로부터 소거 신호(cancellation signal)를 생성하는 단계;
   상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 데이터 신호의 상기 테일 부분이 소거되도록 상기 소거 신호를 상기 변환된 데이터 신호와 결합하는 것에 의해 상기 시간 도메인에서 정확한 제로 테일 데이터 신호를 생성하는 단계; 및
   송신기에 의해, 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하는 단계를 포함하는, 무선 통신 디바이스에서 구현되는 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 소거 신호를 생성하는 단계는, 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플의 부호를 반전시키는 단계 및 상기 반전된 복수의 테일 시간 도메인 샘플의 시퀀스를 반복하는 단계를 포함하는 것인, 방법.
3. 제1항에 있어서,
   상기 소거 신호를 생성하는 단계는, 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 포함하는 벡터를 반전시키는 단계, 및 상기 소거 신호가 상기 반전된 벡터의 스트링을 포함하도록, 상기 반전된 벡터를 복수 회 반복하여 상기 반전된 벡터의 상기 스트링을 생성하는 단계를 포함하는 것인, 방법.
4. 제1항에 있어서,
   상기 소거 신호를 생성하는 단계는, 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 부호 반전시키는 단계, 상기 부호 반전된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 복수의 주파수 도메인 심볼로 변환하는 단계, 및 상기 복수의 주파수 도메인 심볼을, 인터리빙된 방식으로, 상기 복수의 할당된 서브캐리어에 매핑하는 단계를 포함하는 것인, 방법.
5. 제4항에 있어서,
   상기 복수의 주파수 도메인 심볼은 상기 복수의 할당된 서브캐리어에 걸쳐 균일하게 인터리빙되는 것인, 방법.
6. 제1항에 있어서,
   상기 정확한 제로 테일 데이터 신호를 생성하는 단계는, 적어도 하나의 정확한 제로 시간 도메인 샘플을, 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호의 테일 부분으로부터 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호의 헤드 부분으로 시프트하는 단계를 포함하는 것인, 방법.
7. 제1항에 있어서,
   상기 정확한 제로 테일 데이터 신호는, 제로 테일 부분을 각각 구비하는 복수의 데이터 블록을 포함하고, 상기 방법은,
   상기 시간 도메인에서, 상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호의 각각의 제로 테일 부분에 고유 워드를 삽입하는 단계를 더 포함하는, 방법.
8. 제1항에 있어서,
   상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호 안으로 가드 대역(guard band)을 삽입하는 단계를 더 포함하는, 방법.
9. 제1항에 있어서,
   상기 저전력 소거 신호를 생성하는 단계는,
   상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 부호 반전시키는 단계;
   Nzt 사이즈의 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform; DFT)에 의해, 상기 반전된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 주파수 도메인으로 변환하는 단계;
   상기 Nzt 사이즈의 DFT의 주파수 도메인 출력은, 상기 Nzt 사이즈의 DFT의 각각의 출력 사이에서 상기 복수의 할당된 서브캐리어의

   

   개의 연속하는 서브캐리어 상에 다른 복수의 제로가 삽입되도록 하는 인터리빙된 방식으로, 상기 복수의 할당된 서브캐리어로 매핑되고, M은 상기 복수의 할당된 서브캐리어의 수이고, Nzt는 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플의 수이고,

   

   는 정수임; 및
   상기 소거 신호가,

   

   회 반복되는, 상기 반전된 복수의 테일 시간 도메인 샘플의 복제(replica)이도록, 상기 매핑된 주파수 도메인 출력을 상기 시간 도메인으로 변환하는 것에 의해 상기 소거 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는 것인, 방법.
10. 제1항에 있어서,
    상기 정확한 제로 테일 데이터 신호는 OFDM 신호인 것인, 방법.
11. 무선 통신에서 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하기 위한 방법에 있어서,
    적어도 하나의 프로세서에 의해, 주파수 도메인에서, 변조된 데이터 심볼 및 제로를 수신하는 단계;
    상기 주파수 도메인에서, 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 변조된 데이터 심볼 및 제로를, 인터리빙된 방식으로, 리소스 할당 내의 서브캐리어에 매핑하는 단계;
    상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 매핑된 서브캐리어에 기초하여 시간 도메인 데이터 신호를 생성하는 단계;
    상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 데이터 신호의 테일 부분에서 미리 결정된 수의 시간 도메인 샘플을 부호 반전 및 반복하는 것에 의해 시간 도메인 소거 신호를 생성하는 단계;
    상기 적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 시간 도메인 데이터 신호 및 상기 시간 도메인 소거 신호를 결합하여 정확한 제로 테일 데이터 신호 - 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호는 상기 미리 결정된 수의 시간 도메인 샘플과 동일한 제로 테일 길이를 가짐 - 를 생성하는 단계; 및
    송신기에 의해, 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하는 단계를 포함하는, 무선 통신에서 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하기 위한 방법.
12. 무선 통신에서 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하도록 구성되는 무선 통신 디바이스에 있어서, 상기 방법은,
    복수의 할당된 서브캐리어의 데이터 서브캐리어 사이에서 인터리빙되는 상기 복수의 할당된 서브캐리어 중 비어 있는 서브캐리어로 복수의 제로가 매핑되도록 하는 인터리빙된 방식으로, 주파수 도메인에서, 복수의 데이터 심볼 및 상기 복수의 제로를 상기 복수의 할당된 서브캐리어에 매핑하는 것에 의해 데이터 신호를 생성하도록 구성되는 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 또한, 상기 데이터 신호를 시간 도메인으로 변환하도록 그리고 상기 변환된 데이터 신호의 테일 부분으로부터 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 선택하도록 구성되고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 또한, 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플로부터 소거 신호를 생성하도록 구성되고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 또한, 상기 데이터 신호의 상기 테일 부분이 소거되도록 상기 소거 신호를 상기 변환된 데이터 신호와 결합하는 것에 의해 상기 시간 도메인에서 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호를 생성하도록 구성되며,
    상기 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하도록 구성되는 송신기를 더 포함하는, 무선 통신에서 정확한 제로 테일 데이터 신호를 송신하도록 구성되는 무선 통신 디바이스.
13. 제12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 또한, 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플의 부호를 반전시키는 것 및 상기 반전된 복수의 테일 시간 도메인 샘플의 시퀀스를 반복하는 것에 의해, 상기 소거 신호를 생성하도록 구성되는 것인, 무선 통신 디바이스.
14. 제12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 또한, 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 포함하는 벡터를 반전시키는 것, 및 상기 소거 신호가 상기 반전된 벡터의 스트링을 포함하도록, 상기 반전된 벡터를 복수 회 반복하여 상기 반전된 벡터의 상기 스트링을 생성하는 것에 의해, 상기 소거 신호를 생성하도록 구성되는 것인, 무선 통신 디바이스.
15. 제12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 또한, 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 부호 반전시키는 것, 상기 부호 반전된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 복수의 주파수 도메인 심볼로 변환하는 것, 및 상기 복수의 주파수 도메인 심볼을, 인터리빙된 방식으로, 상기 복수의 할당된 서브캐리어에 매핑하는 것에 의해, 상기 소거 신호를 생성하도록 구성되는 것인, 무선 통신 디바이스.
16. 제15항에 있어서,
    상기 복수의 주파수 도메인 심볼은 상기 복수의 할당된 서브캐리어에 걸쳐 균일하게 인터리빙되는 것인, 무선 통신 디바이스.
17. 제12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 또한, 적어도 하나의 정확한 제로 시간 도메인 샘플을, 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호의 테일 부분으로부터 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호의 헤드 부분으로 시프트하는 것에 의해 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호를 생성하도록 구성되는 것인, 무선 통신 디바이스.
18. 제12항에 있어서,
    상기 정확한 제로 테일 데이터 신호는, 제로 테일 부분을 각각 구비하는 복수의 데이터 블록을 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 시간 도메인에서, 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호의 각각의 제로 테일 부분에 고유 워드를 삽입하도록 구성되는 것인, 무선 통신 디바이스.
19. 제12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 또한, 가드 대역을 상기 정확한 제로 테일 데이터 신호에 삽입하도록 구성되는 것인, 무선 통신 디바이스.
20. 제12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 또한,
    상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 부호 반전시키도록;
    Nzt 사이즈의 이산 푸리에 변환(DFT)을 사용하여 상기 반전된 복수의 테일 시간 도메인 샘플을 반전된 복수의 테일 주파수 도메인 심볼로 변환하도록;
    상기 Nzt 사이즈의 DFT의 각각의 출력 사이에서 상기 복수의 할당된 서브캐리어의

    

    (M은 상기 복수의 할당된 서브캐리어의 수이고, Nzt는 상기 선택된 복수의 테일 시간 도메인 샘플의 수이고,

    

    는 정수임) 개의 연속하는 서브캐리어 상에 다른 복수의 제로가 삽입되도록 하는 인터리빙된 방식으로, 상기 반전된 복수의 테일 주파수 도메인 심볼을 상기 복수의 할당된 서브캐리어로 매핑하도록;
    상기 소거 신호가,

    

    회 반복되는, 상기 반전된 복수의 테일 시간 도메인 샘플의 복제이도록, 상기 매핑된 반전된 복수의 테일 주파수 도메인 심볼을 상기 시간 도메인으로 변환하는 것에 의해 상기 소거 신호를 생성하도록 구성되는 것인, 무선 통신 디바이스.
21. 제12항에 있어서,
    상기 정확한 제로 테일 데이터 신호는 OFDM 신호인 것인, 무선 통신 디바이스.

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