CN108370360A - 基于零尾及唯一字的dft-s ofdm和ofdm波形 - Google Patents

Abstract

所提供的是在无线网络中操作的方法和系统，所述方法包括：在频域中接收经过调制的数据符号和零值，以及在频域中将经过调制的数据符号和零值以交织的方式映射到资源分配内部的子载波上。该方法进一步包括：基于所映射的子载波来产生时域数据信号，以及通过对处于数据信号尾部部分的预定数量的时域采样执行正负号逆变和重复来产生时域抵消信号。该方法进一步包括：组合时域数据信号和时域抵消信号以产生精确零尾数据信号，以使精确零尾数据信号具有与预定数量的时域采样相等的零尾长度，以及传送所述精确零尾数据信号。

Description

基于零尾及唯一字的DFT-S OFDM和OFDM波形

本申请要求享有2015年12月3日提交的美国临时申请62/262,649的权益，所述申请的内容在这里被引入以作为参考。

背景技术

为了满足下一代蜂窝通信系统需要的高数据速率，无线产业和学界探索了多种利用可在低于6GHz和高于6GHz的频率(例如厘米波(cmW)和毫米波(mmW))上提供的带宽的方式。可在这些频率上提供的大带宽能给用户专用的数据传输提供巨大的容量改善。

使用6GHz以上频率的一个难题是与之传播相关联的特性，这些特性对于无线通信而言是非常不利的，在室外环境中尤其如此。例如，传输频率越高，遭遇到的自由空间路径损失也就越大。降雨和大气气体(例如氧气)有可能进一步增大衰减，并且植物也会导致衰减和去极化。

用于对抗这些损耗的窄波束图案在递送小区专用或广播信息方面对基站(例如e节点B)提出了挑战。作为结果，最初的毫米波接入链路系统设计专注于能为现有网络(例如小型小区LTE网络)启用附加的毫米波数据传输(例如至少是下行链路传输)的蜂窝系统过程。通过使用波束成形技术，室外的毫米波蜂窝网络同样是可行的。此外，大量的反射和散射多路径分量(MPC)可用于促成非视距传输(NLOS)条件下的毫米波覆盖。

发明内容

所提供的是在无线网络中工作的用于传送和/或接收精确零尾数据信号的方法、装置和系统。

根据一个实施例，一种在无线通信设备中实施的方法包括：至少一个处理器产生数据信号，包括在频域中将多个数据符号和多个零值以交织的方式映射到多个被分配的子载波上，以使所述多个零值被映射到在所述多个被分配的子载波中的数据子载波中交织的所述多个子载波中的空的子载波上；所述至少一个处理器将所述数据信号转换到时域；所述至少一个处理器从被转换的数据信号的尾部部分中选择多个尾部时域采样；所述至少一个处理器从所选择的多个尾部时域采样中产生抵消信号；所述至少一个处理器通过将所述抵消信号与被转换的数据信号相结合来在在时域中产生精确零尾数据信号，由此抵消数据信号的尾部部分；以及由发射机传送所述精确零尾数据信号。

根据另一个实施例，一种用于在无线通信中传送精确零尾数据信号的方法包括：至少一个处理器在频域中接收经过调制的数据符号和零值；至少一个处理器在频域中将经过调制的数据符号和零值以交织的方式映射到资源分配内部的子载波上；所述至少一个处理器基于被映射的子载波而生成时域数据信号；所述至少一个处理器通过对处于数据信号尾部部分的预定数量的时域采样执行正负号逆变和重复处理来生成时域抵消信号；所述至少一个处理器将时域数据信号与时域抵消信号相结合以产生精确零尾数据信号，以使所述精确零尾数据信号具有与所述预定数量的时域采样相等的零尾长度；以及由发射机传送所述精确零尾数据信号。

根据另一个实施例，所提供的是一种被配置成在无线通信中传送精确零尾数据信号的无线通信设备。该无线通信设备包括至少一个处理器，其被配置成在频域中将多个数据符号和多个零值以交织的方式映射到多个被分配的子载波上，以使所述多个零值被映射到在所述多个被分配的子载波中的数据子载波中交织的所述多个子载波中的空的子载波上，由此产生数据信号；所述至少一个处理器进一步被配置成将所述数据信号转换到时域，以及从被转换的数据信号的尾部部分中选择多个尾部时域采样；所述至少一个处理器进一步被配置成从所选择的多个尾部时域采样中产生抵消信号；所述至少一个处理器进一步被配置成通过将所述抵消信号与被转换的数据信号相结合来在时域中产生精确零尾数据信号，由此抵消数据信号的尾部部分；以及发射机，其被配置成传送所述精确零尾数据信号。

附图说明

更详细的理解可以从以下结合附图举例给出的描述中得到，其中：

图1A是可以实施所公开的一个或多个实施例的例示通信系统的系统图示；

图1B是可以在图1A所示的通信系统内部使用的例示无线发射/接收单元(WTRU)的系统图示；

图1C是可以在图1A所示的通信系统内部使用的例示无线电接入网络和例示核心网络的系统图示；

图2示出了根据一个或多个实施例的毫米波(mmW)小型小区部署系统的示例；

图3是关于频率和空间滤波的比较；

图4示出了一个例示的正交频分复用(OFDM)帧结构；

图5是示出了毫米波下行链路逻辑、传输和物理信道的信道映射的图示；

图6示出了毫米波WTRU(mWTRU)的全数字化波束成形处理；

图7示出了具有一个PAA和一个RF链的mWTRU模拟波束成形处理；

图8示出了具有一个PAA和两个RF链的mWTRU模拟波束成形处理；

图9示出了具有两个PAA和两个RF链的mWTRU模拟波束成形处理；

图10示出了具有两个PAA和一个RF链的mWTRU模拟波束成形处理；

图11A示出了一个二维(2D)窄波束图案；

图11B示出了一个三维(3D)窄波束图案；

图12示出了一个3D宽侧(broadside)宽波束图案；

图13是示出了根据一个或多个实施例的零尾(ZT)零散傅里叶变换(DFT)扩展OFDM(DFT-s-OFDM)发射机的框图；

图14示出了根据一个实施例的零值尾部/头部生成处理的框图；

图15是根据一个或多个实施例的例示的唯一字(UW)OFDM发射机的框图；

图16是示出了根据一个或多个实施例的在发射机中实施的针对离散傅里叶变换扩展(DFT-s)的精确零尾生成处理的迭代方法的流程图；

图17示出了根据一个或多个实施例的在频域中实施的保护带(guard band)插入块的框图；

图18示出了根据一个或多个实施例的在时域中实施的保护带插入块的框图；

图19是根据一个或多个实施例的在保护带插入处理前使用了时域尾部抵消处理的发射机的框图；

图20是根据一个或多个实施例的使用了UW支持的发射机的框图，所述UW支持使用了eZT DFT-s OFDM；

图21示出了根据一个或多个实施例的使用了精确零尾(eZT)DFT-s OFDM的多用户发射机的框图；

图22是根据一个或多个实施例的在保护带插入处理后使用了时域中的尾部抵消处理的发射机的框图；

图23是根据一个或多个实施例的接收机的框图；

图24示出了根据一个或多个实施例的高延迟扩展信道中的eZT DFT-s和ZT DFT-s实施例的比特差错率(BER)性能；

图25示出了根据一个或多个实施例的与ZT DFT-s OFDM相比较的eZT DFT-s OFDM的峰均功率比(PAPR)；

图26示出了根据一个或多个实施例的与循环前缀(CP)和ZT DFT-s OFDM相比较的eZT DFT-s OFDM的带外(OOB)发射；

图27是根据一个或多个实施例的与ZT DFT-s相比较的eZT DFT-s的尾部的时域例图；

图28示出了根据一个或多个实施例的关于eZT DFT-s OFDM的多用户与单用户相对比的性能；

图29是示出了根据一个或多个实施例的在发射机中实施的针对OFDM的精确零尾生成处理的迭代方法的流程图；

图30示出了根据一个或多个实施例的在频域中实施的保护带插入块的框图；

图31示出了根据一个或多个实施例的在时域中实施的保护带插入块的框图；

图32是根据一个或多个实施例的使用了针对OFDM的时域尾部抵消处理的发射机的框图；

图33示出了根据一个或多个实施例的插入了UW的数据信号；

图34是根据一个或多个实施例的使用了针对eZT OFDM的UW支持的发射机的框图；

图35是根据一个或多个实施例的用于eZT OFDM的保护带插入块的框图；

图36示出了根据一个或多个实施例的针对OFDM的发射机尾部抵消处理和UW插入处理的框图；

图37示出了根据一个或多个实施例的多用户eZT OFDM发射机的框图；

图38示出了根据一个或多个实施例的多用户eZT OFDM发射机的框图；

图39示出了根据一个或多个实施例的关于eZT OFDM的BER仿真结果；

图40示出了根据一个或多个实施例的eZT-OFDM的带外发射；

图41示出了根据一个或多个实施例的在时域中实施的eZT-DFT-s-OFDM和eZT-OFDM中的UW的选择性添加处理；以及

图42示出了根据一个或多个实施例的用于具有零值头部生成处理的DFT-s-OFDM的发射机的框图。

具体实施方式

以下将会阐述多个细节来更全面地解释例示实施例。然而，本领域技术人员将会清楚了解，这些实施例可以在没有这些具体细节的情况下实施。在其他实例中，为了避免与这些实施例相混淆，众所周知的结构和设备并未详细显示，而是以框图和示意图的形式显示。此外，除非另有所指，否则，下文中描述的不同实施例是可以相互结合的。

这里描述的实施例可以定义关于高指向性的波束成形系统操作的传输模式(包括参考信号和信道状态信息(CSI)反馈)和传输方案。此外，这些实施例可以定义如何减轻因为窄波束未校准而导致的控制和/或数据信道性能损失(例如针对在较高频带(例如6GHz以上的频率)中工作的系统)。

后一个问题可以进一步分成两个不同的场景。在第一个场景中，无线发射/接收单元(WTRU)方位的变化会使得使用窄波束配对的数据信道性能显著降级，然而WTRU仍旧可以接收到下行链路(DL)宽波束控制信道。在第二个场景中，WTRU方位变化会使得数据和控制信道都不能被该WTRU所接收。

这里的实施例可以包括关于在高频频带(例如6GHz以上)中工作且使用了一个或多个射频(RF)链的波束成形系统的接入链路的下行链路/上行链路(DL/UL)传输方案。此外，这里的实施例可以定义DL/UL传输模式和工作模式。

除了给出用于6GHz以上的系统的传输方案和传输模式之外，这里描述的实施例还适用于在6GHz以下工作的系统，并且可以包括由于发射-接收(Tx-Rx)波束未校准而导致控制和/或数据信道性能显著降级的场景。这些实施例致力于在传输模式发生变化或是执行波束变化之前保持连接性的控制和数据回滚技术。由此，这些实施例可以提供利用了可在6GHz以下和6GHz以上的频率中提供的带宽的解决方案。

图1A是可以实施所公开的一个或多个实施例的例示通信系统100的图示。通信系统100可以是为多个无线用户提供语音、数据、视频、消息传递、广播等内容的多址接入系统。该通信系统100能够通过共享包括无线带宽在内的系统资源而使多个无线用户访问这些内容，作为示例，通信系统100可以使用一种或多种信道接入方法，例如码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、正交FDMA(OFDMA)以及单载波FDMA(SC-FDMA)等等。

如图1A所示，通信系统100可以包括无线发射/接收单元(WTRU)102a、102b、102c、102d，无线电接入网络(RAN)104，核心网络106，公共交换电话网络(PSTN)108，因特网110以及其他网络112，然而应该了解，所公开的实施例可以设想任意数量的WTRU、基站、网络和/或网络部件。每一个WTRU 102a、102b、102c、102d可以是被配置成在无线环境中工作和/或通信的任何类型的设备。例如，WTRU 102a、102b、102c、102d可被配置成发射和/或接收无线信号，并且可以包括用户设备(UE)、移动站、固定或移动订户单元、寻呼机、蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、智能电话、膝上型计算机、上网本、个人计算机、无线传感器以及消费类电子设备等等。

通信系统100还可以包括基站114a和基站114b。每一个基站114a、114b可以是被配置成通过与至少一个WTRU 102a、102b、102c、102d进行无线对接来促使其接入一个或多个通信网络(例如核心网络106、因特网110和/或其他网络112)的任何类型的设备。作为示例，基站114a、114b可以是基地收发信台(BTS)、节点B、e节点B、家庭节点B、家庭e节点B、站点控制器、接入点(AP)以及无线路由器等等。虽然将每一个基站114a、114b都描述成了单个部件，然而应该了解，基站114a、114b可以包括任何数量的互连基站和/或网络部件。

基站114a可以是RAN 104的一部分，并且该RAN还可以包括其他基站和/或网络部件(未显示)，例如基站控制器(BSC)、无线电网络控制器(RNC)、中继节点等等。基站114a和/或基站114b可被配置成在名为小区(未显示)的特定地理区域内部发射和/或接收无线信号。小区可以进一步分割成小区扇区。例如，与基站114a关联的小区可被分成三个扇区。由此，在一个实施例中，基站114a可以包括三个收发信机，也就是说，每一个收发信机都对应于小区的一个扇区。在另一个实施例中，基站114a可以使用多输入多输出(MIMO)技术，并且由此可以为小区的每一个扇区使用多个收发信机。

基站114a、114b可以通过空中接口116来与一个或多个WTRU 102a、102b、102c、102d进行通信，该空中接口可以是任何适当的无线通信链路(例如射频(RF)、微波、红外线(IR)、紫外线(UV)、可见光等等)。空中接口116可以用任何适当的无线电接入技术(RAT)来建立。

更具体地说，如上所述，通信系统100可以是多址接入系统，并且可以使用一种或多种信道接入方案，例如CDMA、TDMA、FDMA、OFDMA以及SC-FDMA等等。作为示例，RAN 104中的基站114a与WTRU 102a、102b、102c可以实施诸如通用移动电信系统(UMTS)陆地无线电接入(UTRA)之类的无线电技术，该技术可以使用宽带CDMA(WCDMA)来建立空中接口116。WCDMA可以包括诸如高速分组接入(HSPA)和/或演进型HSPA(HSPA+)之类的通信协议。HSPA可以包括高速下行链路分组接入(HSDPA)和/或高速上行链路分组接入(HSUPA)。

在另一个实施例中，基站114a和WTRU 102a、102b、102c可以实施演进型UMTS陆地无线电接入(E-UTRA)之类的无线电技术，该技术可以使用长期演进(LTE)和/或先进LTE(LTE-A)来建立空中接口116。

在其他实施例中，基站114a和WTRU 102a、102b、102c可以实施IEEE 802.16(全球微波接入互操作性(WiMAX))、CDMA2000、CDMA20001X、CDMA2000EV-DO、临时标准2000(IS-2000)、临时标准95(IS-95)、临时标准856(IS-856)、全球移动通信系统(GSM)、用于GSM增强数据速率演进(EDGE)以及GSM EDGE(GERAN)等无线电接入技术。

作为示例，图1A中的基站114b可以是无线路由器、家庭节点B、家庭e节点B或接入点，并且可以使用任何适当的RAT来促成局部区域(例如营业场所、住宅、交通工具以及校园等等)中的无线连接。在一个实施例中，基站114b与WTRU 102c、102d可以通过实施诸如IEEE802.11之类的无线电技术来建立无线局域网(WLAN)。在另一个实施例中，基站114b与WTRU102c、102d可以通过实施诸如IEEE 802.15之类的无线电技术来建立无线个人局域网(WPAN)。在再一个实施例中，基站114b和WTRU 102c、102d可以通过使用基于蜂窝的RAT(例如WCDMA、CDMA2000、GSM、LTE、LTE-A等等)来建立微微小区或毫微微小区。如图1A所示，基站114b可以直接连接到因特网110。由此，基站114b无需经由核心网络106即可接入因特网110。

RAN 104可以与核心网络106通信，该核心网络可以是被配置成为一个或多个WTRU102a、102b、102c、102d提供语音、数据、应用和/或借助网际协议的语音(VoIP)服务的任何类型的网络。举例来说，核心网络106可以提供呼叫控制、记账服务、基于移动位置的服务、预付费呼叫、因特网连接、视频分发等等，和/或执行高级安全功能，例如用户验证。虽然在图1A中没有显示，然而应该了解，RAN 104和/或核心网络106可以直接或间接地与其他RAN进行通信，并且这些RAN既可以使用与RAN 104相同的RAT，也可以使用不同的RAT。例如，除了与使用E-UTRA无线电技术的RAN 104连接之外，核心网络106还可以与另一个使用GSM无线电技术的RAN(未显示)进行通信。

核心网络106还可以充当供WTRU 102a、102b、102c、102d接入PSTN 108、因特网110和/或其他网络112的网关。PSTN 108可以包括提供简易老式电话服务(POTS)的电路交换电话网络。因特网110可以包括使用公共通信协议的全球性互联计算机网络设备系统，并且该协议可以是TCP/IP网际协议族中的传输控制协议(TCP)、用户数据报协议(UDP)和网际协议(IP)。网络112可以包括由其他服务供应商所有和/或运营的有线或无线通信网络。例如，网络112可以包括与一个或多个RAN相连的另一个核心网络，所述一个或多个RAN可以使用与RAN 104相同的RAT或不同的RAT。

通信系统100中一个或多个WTRU 102a、102b、102c、102d可以包含多模能力，换言之，WTRU 102a、102b、102c、102d可以包括在不同无线链路上与不同无线网络进行通信的多个收发信机。例如，图1A所示的WTRU 102c可被配置成与使用基于蜂窝的无线电技术的基站114a进行通信，以及与使用IEEE 802无线电技术的基站114b进行通信。

图1B是例示的WTRU 102的系统图。如图1B所示，WTRU 102可以包括处理器118、收发信机120、发射/接收部件122、扬声器/麦克风124、数字键盘126、显示器/触摸板128、不可移除存储器130、可移除存储器132、电源134、全球定位系统(GPS)芯片组136以及其他周边设备138。应该了解的是，在保持与实施例相符的同时，WTRU 102还可以包括前述部件的任何子组合。

处理器118可以是通用处理器、专用处理器、常规处理器、数字信号处理器(DSP)、多个微处理器、与DSP核心关联的一个或多个微处理器、控制器、微控制器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)电路、其他任何类型的集成电路(IC)、状态机等等。处理器118可以执行信号编码、数据处理、功率控制、输入/输出处理和/或其他任何能使WTRU102在无线环境中工作的功能。处理器118可以耦合至收发信机120，收发信机120则可以耦合至发射/接收部件122。虽然图1B将处理器118和收发信机120描述成是独立组件，然而应该了解，处理器118和收发信机120也可以集成在一个电子组件或芯片中。

发射/接收部件122可被配置成经由空中接口116来发射或接收往来于基站(例如基站114a)的信号。举个例子，在一个实施例中，发射/接收部件122可以是被配置成发射和/或接收射频(RF)信号的天线。作为示例，在另一个实施例中，发射/接收部件122可以是被配置成发射和/或接收IR、UV或可见光信号的放射器/检测器。在再一个实施例中，发射/接收部件122可被配置成发射和接收RF和光信号。应该了解的是，发射/接收部件122可以被配置成发射和/或接收无线信号的任何组合。

此外，虽然在图1B中将发射/接收部件122描述成是单个部件，但是WTRU 102可以包括任何数量的发射/接收部件122。更具体地说，WTRU 102可以使用MIMO技术。因此，在一个实施例中，WTRU 102可以包括两个或多个经由空中接口116来发射和接收无线电信号的发射/接收部件122(例如多个天线)。

收发信机120可被配置成对发射/接收部件122所要发射的信号进行调制，以及对发射/接收部件122接收的信号进行解调。如上所述，WTRU 102可以具有多模能力。因此，收发信机120可以包括允许WTRU 102借助多种RAT(例如UTRA和IEEE 802.11)来进行通信的多个收发信机。

WTRU 102的处理器118可以耦合到扬声器/麦克风124、数字键盘126和/或显示器/触摸板128(例如液晶显示器(LCD)显示单元或有机发光二极管(OLED)显示单元)，并且可以接收来自这些部件的用户输入数据。处理器118还可以向扬声器/麦克风124、数字键盘126和/或显示器/触摸板128输出用户数据。此外，处理器118可以从任何适当的存储器(例如不可移除存储器130和/或可移除存储器132)中存取信息，以及将信息存入这些存储器。不可移除存储器130可以包括随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、硬盘或是其他任何类型的记忆存储设备。可移除存储器132可以包括订户身份模块(SIM)卡、记忆棒、安全数字(SD)记忆卡等等。在其他实施例中，处理器118可以从那些并非实际位于WTRU 102的存储器存取信息，以及将数据存入这些存储器，作为示例，此类存储器可以位于服务器或家庭计算机(未显示)。

处理器118可以接收来自电源134的电力，并且可被配置分发和/或控制用于WTRU102中的其他组件的电力。电源134可以是为WTRU 102供电的任何适当设备。举例来说，电源134可以包括一个或多个干电池组(例如镍镉(Ni-Cd)、镍锌(Ni-Zn)、镍氢(NiMH)、锂离子(Li-ion)等等)、太阳能电池以及燃料电池等等。

处理器118还可以与GPS芯片组136耦合，该芯片组可被配置成提供与WTRU 102的当前位置相关的位置信息(例如经度和纬度)。作为来自GPS芯片组136的信息的补充或替换，WTRU 102可以经由空中接口116接收来自基站(例如基站114a、114b)的位置信息，和/或根据从两个或多个附近基站接收的信号定时来确定其位置。应该了解的是，在保持与实施例相符的同时，WTRU 102可以借助任何适当的定位方法来获取位置信息。

处理器118可以进一步耦合到其他周边设备138，这些设备可以包括提供附加特征、功能和/或有线或无线连接的一个或多个软件和/或硬件模块。例如，周边设备138可以包括加速度计、电子指南针、卫星收发信机、数码相机(用于照片或视频)、通用串行总线(USB)端口、振动设备、电视收发信机、免提耳机、模块、调频(FM)无线电单元、数字音乐播放器、媒体播放器、视频游戏机模块以及因特网浏览器等等。

图1C为根据实施例的RAN 104和核心网络106的系统图示。如上所述，RAN 104可以使用E-UTRA无线电技术而在空中接口116上与WTRU 102a、102b、102c进行通信。并且RAN104还可以与核心网络106进行通信。

RAN 104可以包括e节点B 140a、140b、140c，然而应该了解，在保持与实施例相符的同时，RAN 104可以包括任何数量的e节点B。每一个e节点B 140a、140b、140c都可以包括在空中接口116上与WTRU 102a、102b、102c通信的一个或多个收发信机。在一个实施例中，e节点B 140a、140b、140c可以实施MIMO技术。由此，举例来说，e节点B 140a可以使用多个天线来向WTRU 102a发送无线信号以及接收来自WTRU 102a的无线信号。

每一个e节点B 140a、140b、140c都可以关联于一个特定小区(未显示)，并且可被配置成处理无线电资源管理判定、切换判定、以及上行链路和/或下行链路的用户调度等等。如图1C所示，e节点B 140a、140b、140c彼此可以在X2接口上进行通信。

图1C所示的核心网络106可以包括移动性管理实体网关(MME)142、服务网关144以及分组数据网络(PDN)网关146。虽然前述的每一个部件都被描述成了核心网络106的一部分，然而应该了解，这其中的任一部件都可以由核心网络运营商之外的实体所拥有和/或运营。

MME 142可以经由S1接口连接到RAN 104中的每一个e节点B 140a、140b、140c，并且可以充当控制节点。举例来说，MME 142可以负责验证WTRU 102a、102b、102c的用户，执行承载激活/去激活处理，在WTRU 102a、102b、102c的初始附着过程中选择特定的服务网关等等。该MME 142还可以提供一个用于在RAN 104与使用其他无线电技术(例如GSM或WCDMA)的其他RAN(未显示)之间进行切换的控制平面功能。

服务网关144可以经由S1接口连接到RAN 104中的每一个e节点B140a、140b、140c。该服务网关144通常可以路由和转发去往/来自WTRU 102a、102b、102c的用户数据分组。并且该服务网关144可以执行其他功能，例如在e节点B间的切换过程中锚定用户平面，在下行链路数据可供WTRU 102a、102b、102c使用时触发寻呼处理，管理并存储WTRU 102a、102b、102c的上下文等等。

服务网关144还可以连接到PDN网关146，所述PDN网关可以为WTRU 102a、102b、102c提供针对因特网之类的分组交换网络的接入，以便促成WTRU 102a、102b、102c与启用IP的设备之间的通信。

核心网络106可以促成与其他网络的通信。例如，核心网络106可以为WTRU 102a、102b、102c提供针对PSTN 108之类的电路交换网络的接入，以便促成WTRU 102a、102b、102c与传统的陆线通信设备之间的通信。例如，核心网络106可以包括一个IP网关(例如IP多媒体子系统(IMS)服务器)或与之进行通信，并且该IP网关可以充当核心网络106与PSTN 108之间的接口。此外，核心网络106可以为WTRU 102a、102b、102c提供针对网络112的接入，该网络可以包括其他服务供应商所拥有和/或运营的其他有线或无线网络。

其他网络112可以进一步连接到基于IEEE 802.11的无线局域网(WLAN)160。WLAN160可以包括接入路由器165。接入路由器165可以包含网关功能。并且接入路由器165可以与多个接入点(AP)170a、170b进行通信。接入路由器165与AP 170a、170b之间的通信可以借助有线以太网(IEEE 802.3标准)或是任何类型的无线通信协议来进行。AP 170a通过空中接口与WTRU 102d进行无线通信。

应该指出的是，虽然可以将3GPP LTE用于例示目的，但是这里描述的技术可被应用于其他任何系统。

以下的定义列表有助于理解后续的实施例，但是其目的并不是加以限制。

“波束”可以是一个波瓣，例如天线阵列的发射辐射图案和接收辐射图案的主瓣/侧瓣/栅瓣。波束还可以表示由设定的波束成形加权所代表的空间方向。波束可以用参考信号、天线端口、波束身份标识(ID)和/或加扰序列号标识或与之关联。波束可以在特定的时间、频率、码和/或空间资源上被传送和/或接收。波束可以以数字的方式、模拟的方式或是同时以这两种方式(即混合波束成形)形成。模拟波束成形可以以固定的码本或连续相移为基础。

“波束专用参考信号”(BSRS)可以是与用于以下各项的发射波束相关联的序列：波束捕获、定时和/或频率同步、物理下行链路定向控制信道(PDDCCH)的信道估计、精细波束追踪、波束测量等等。BSRS可以携带(例如隐性携带)波束身份标识信息。BSRS可以具有不同的类型。例如，BSRS可以用于毫米波扇区及其成员分段。该分段可被称为波束方向(例如窄波束方向或宽波束方向)。

“数据信道波束”可以用于传送数据信道、物理下行链路共享信道(PDSCH)、mPDSCH、毫米波PDSCH、毫米波数据信道、定向PDSCH、波束成形数据信道、空间数据信道、数据信道切片或高频数据信道。数据信道波束可以用参考信号、天线端口、波束身份标识(ID)和/或加扰序列号标识或与之关联。数据信道波束可以通过使用频率、码和/或空间资源而在特定的时间上被传送和/或接收。

“控制信道波束”可以用于传送控制信道、控制信道波束、PDCCH、mPDCCH、毫米波PDCCH、毫米波控制信道、定向PDCCH、波束成形控制信道、空间控制信道、控制信道切片或高频控制信道。控制信道波束可以用参考信号、天线端口、波束身份标识(ID)、加扰序列号来标识或是与之关联，并且可以在特定的时间和/或频率和/或码和/或空间资源上被传送和/或接收。

“测量波束”可以用来传送用于波束测量的信号或信道，这其中可以包括波束参考信号、波束测量参考信号、小区专用参考信号(CRS)、信道状态信息-参考信号(CSI-RS)、CSI-干扰测量(CSI-IM)等等。该测量波束可以用参考信号、天线端口、波束身份标识(ID)和/或加扰序列号来标识或是与之关联，并且可以在特定的时间、频率、码和/或空间资源上被传送和/或接收。

“控制信道波束持续时间”可以是一个调度间隔以内的用以传送一个控制信道波束的时域长度，并且其可以以OFDM符号为单位来引用。例如，控制信道波束持续时间可以是被一个控制信道波束占用的TTI中的OFDM符号的数量。

“控制区域”可以是一个调度间隔以内的用以传送该调度间隔中的所有控制信道波束的时域长度，并且其可以以OFDM符号为单位来引用。例如，控制区域可以是被某个TTI中传送的所有控制信道所占用的所述TTI中的OFDM符号的数量。

“数据区域”可以是处于时域的调度间隔中的用以传送处于该调度间隔之中的所有数据信道波束的部分，并且其可以以OFDM符号为单位来引用。

在这里描述的一个或多个实施例中，术语基站、e节点B(eNB)、毫米波eNB(mB)、小型小区毫米波eNB(SCmB)、小区、小型小区、主小区(PCell)以及辅小区(SCell)是可以交换使用的。在一些实施例中，术语“操作”可以与发射和/或接收交换使用。在一些实施例中，术语分量载波、毫米波载波可以与服务小区交换使用。

在一些实施例中，mB可以在授权频带和/或非授权频带发射和/或接收一个或多个毫米波信道和/或信号。

在一些实施例中，术语WTRU可以取代eNB，反之亦然，并且仍旧与本公开相符合。在一些实施例中，UL可以取代DL，反之亦然，并且仍然与本公开相符合。

在一个或多个实施例中，信道可以指代具有中心频率(即载波频率)和带宽的频带。授权和/或非授权频谱可以包括一个或多个既可以重叠也可以不重叠的信道。信道、频率信道、无线信道和毫米波信道是可以交换使用的。接入一个信道与使用该信道(例如在该信道上执行传输和/或接收或是使用该信道)可以是相同。

在一个或多个实施例中，信道可以指代毫米波信道和/或信号，例如上行链路或下行链路信道或信号。下行链路信道和信号可以包括以下的一项或多项：毫米波同步信号、毫米波广播信道、毫米波小区参考信号、毫米波波束参考信号、毫米波波束控制信道、毫米波波束数据信道、毫米波混合自动重复请求(ARQ)指示符信道、毫米波解调参考信号、主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)、解调参考信号(DMRS)、CRS、CSI-RS、物理广播信道(PBCH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)、增强型物理下行链路控制信道(EPDCCH)以及PDSCH。上行链路信道和信号可以包括以下的一项或多项：毫米波物理随机接入信道(PRACH)、毫米波控制信道、毫米波数据信道、毫米波波束参考信号、毫米波解调参考信号、PRACH、物理上行链路控制信道(PUCCH)、探测参考信号(SRS)、DMRS以及物理上行链路共享信道(PUSCH)。信道和毫米波信道是可以交换使用的。信道和信号是可以交换使用的。PRACH与前序码是可以交换使用的。

在一个或多个实施例中，数据可以是指数据信号和/或数据信道，并且控制可以是指控制信号和/或控制信道。控制可以包括同步。数据/控制可以是毫米波数据/控制。数据/控制、数据/控制信道和/或数据/控制信号是可以交换使用的。术语控制信道、控制信道波束、PDCCH、mPDCCH、毫米波PDCCH、毫米波控制信道、定向PDCCH、波束成形控制信道、空间控制信道、控制信道切片、高频控制信道是可以交换使用的。术语数据信道、数据信道波束、PDSCH、mPDSCH、毫米波PDSCH、毫米波数据信道、定向PDSCH、波束成形数据信道、空间数据信道、数据信道切片、高频数据信道是可以交换使用的。

在一个或多个实施例中，信道资源可以是至少有时会运送一个或多个信道和/或信号的资源(例如3GPP LTE或LTE-A资源)，例如时间、频率、码和/或空间资源。在一些实施例中，信道资源是可以与信道和/或信号交换使用的。

术语毫米波波束参考信号、用于波束测量的毫米波参考资源、毫米波测量参考信号、毫米波信道状态测量参考信号、毫米波解调参考信号、毫米波探测参考信号、参考信号、CSI-RS、CRS、DM-RS、DRS、测量参考信号、用于测量的参考资源、CSI-IM以及测量RS是可以交换使用的。毫米波小区、毫米波小型小区、SCell、辅助小区、授权辅助小区、非授权小区以及授权辅助接入(LAA)小区是可以交换使用的。术语毫米波小区、毫米波小型小区、PCell、主小区、LTE小区以及授权小区是可以交换使用的。

术语干扰和干扰加噪声是可以交换使用的。

WTRU可以依照所接收和/或所配置的一个或多个频分双工(FDD)和/或是时分双工(TDD)UL/DL配置来确定一个或多个子帧的上行链路(UL)和/或下行链路(DL)方向。UL/DL和UL-DL是可以互换使用的。

在一个或多个实施例中，术语发射功率、功率、天线阵列发射功率是可以互换使用的。更进一步，在一个或多个实施例中，厘米波和毫米波是可以交换使用的。

在这里对毫米波部署进行了公开，以使SCmB部署可以以第三代合作伙伴项目(3GPP)第12版(R12)的小型小区部署为基础。毫米波操作可以由包括SCmB和毫米波WRTU(mWTRU)在内的两个网络节点来执行。

SCmB可以是能在下行链路中操作与LTE空中接口并行的毫米波空中接口的LTE小型小区eNB。SCmB可以配备先进的天线配置和波束成形技术，并且可以同时在宽波束图案传送LTE下行链路信道以及在窄波束图案中传送毫米波信道。为了支持没有毫米波上行链路传输的毫米波WTRU，SCmB可以支持LTE上行链路操作中的新的特征和过程。

mWTRU可以是能够并行操作LTE和毫米波空中接口的WTRU。mWTRU可以具有两组天线以及附带的RF链，其中一个在LTE频带中工作，并且另一个在毫米波频带中工作。mWTRU还可以包括两个独立的基带处理功能。如果毫米波空中接口与LTE系统具有相似性，那么这两个基带功能可以共享某些硬件(HW)部件。

附加的毫米波信道可以是在毫米波频带中具有可应用不同空中接口的新载波类型的LTE载波聚合实施例的扩展。毫米波信道可伺机用于高吞吐量和/或低时延业务量数据应用。

在LTE信道中可以运送控制信令，其示例包括系统信息更新、寻呼、无线电资源控制(RRC)和网络接入层(NAS)信令(信令无线电承载)以及多播业务。此外，在LTE信道中可以运送某些毫米波L1控制信令。

由于高传播损耗、尤其是处于毫米波频带的非视距传输(NLOS)中的高传播损耗，SCmB和mWTRU之一或是所有这二者都会使用窄波束成形(例如确保用于高吞吐量和低时延数据传输的足够链路预算)。

在某些场景中，发射和接收窄波束配对有可能是至关重要的。例如，在城市区域，如果在发射机和接收机上使用了可导引的10°波束宽度以及24.5-dBi的喇叭天线，那么可以在28GHz和38GHz实现出小区半径达到200米的始终如一的覆盖范围。

如上所述，由于路径损耗会随着载波频率的变高而变得更为显著，因此，在高载波频率(例如高于6GHz)上工作的系统可能需要使用波束成形(模拟、数字或混合)来补偿20-30dB的路径损耗。在发射机和/或接收机上可以使用波束成形处理。当发射机和接收机全都使用波束成形处理并且波束方向校准(例如发射机与接收机波束配对)时，这时可以实现最高的波束成形处理。发射和接收波束宽度可以依照相控阵列天线(PAA)的天线元件的类型、尺寸和数量来确定。

图2示出了关于SCmB部署系统200的示例。除了分别供SCmB和mWTRU使用的下行链路发射窄波束和下行链路接收窄波束之外，宽波束图案(宽波束)同样可被应用于包括小区搜索、随机接入、小区选择/重选等等在内的LTE操作。举例来说，如图2所示，第一mWTRU 202和第二mWTRU 204与SCmB 206进行通信。SCmB可以使用下行链路宽发射波束210和下行窄发射波束212a和212b来向mWTRU 202和204中的一个或多个发射信号。第一mWTRU 202和第二mWTRU 204可以分别使用下行链路宽波束214和215，以便接收SCmB使用宽发射波束210发送的信号。此外，第一mWTRU 202和第二mWTRU 204可以分别使用下行链路窄波束216a和216b，所述窄波束处于宽发射波束210中，并且分别用于接收SCmB使用窄发射波束212a和212b发射的信号。当下行链路接收窄波束(例如216a或216b)与下行链路发射窄波束(例如212a和212b)校准时，接收和发射窄波束被称为“配对”，并且形成了Tx-Rx波束对。

图3示出了频率(顶部)与空间滤波(底部)的比较。mWTRU接收波束成形可被认为是图3所示的窄空间滤波。为了更好地展示空间或角度滤波效果，在图3中还显示了与频域滤波的比较。

在关于频率滤波处理如何去除多余频率分量的类似方法中，空间滤波处理可以允许mWTRU在由窄接收波束捕获的不同角度方向上检测信道脉冲响应。这样做可以通过排除其波束宽度以外的角度传入路径而导致产生平坦的有效信道。LTE WTRU可被假设成具有全向接收波束图案，并且由此可以感知整个角度域上的叠加的信道脉冲响应。由此，与当前的LTE系统相比，已校准的毫米波发射和接收波束对可以在角域中提供附加的自由度。

相应地，毫米波系统(例如下行链路系统设计)可以关注于将方向性(例如窄发射和接收波束对的方向性)集成到蜂窝系统过程中，其中该过程可以包括物理层1(L1)控制信令、数据调度、窄波束配对、波束测量、L1控制信息反馈等等。

在这里公开了例示的毫米波系统参数和假设。这些参数和假设有可能会改变。这些参数和假设的目的并不是进行限制，而是用于示出例示的毫米波系统的一个可能的参数和假设集合。

载波频率可以是28GHz。其目的是用于例示的系统参数配置(numerology)，但是这里公开的实施例也可扩展到其他毫米波频率，例如38GHz、60GHz、72GHz等等。通过聚合至更高的带宽，系统带宽可以变化至1GHz。对于窄波束图案来说，估计均方根(RMS)延迟扩展可以是100-200纳秒。需要的时延可能是1毫秒(ms)。波形可以是基于OFDM或是基于宽带单载波的。连接性可以通过使用LTE小型小区eNB来提供，其中所述eNB具有毫米波附加信道以及与两种不同的天线解决方案关联的两个独立的天线和RF链路。对于至少95％的WTRU来说，例示的数据速率在DL上可以达到最小30兆比特(Mbit)/s。移动性可以是为处于3km/h的速度的数据连接进行优化的数据，并且可以在30km/h的速度上保持连接。覆盖范围可以满足在小区半径小于100米的情况下的数据速率和/或移动性需求。

系统的帧结构可以取决于所应用的波形。例如，为了实现低时延，所使用的可以是诸如100微秒的传输时间间隔(TTI)长度。作为示例，为了实现高数据速率，可以使用诸如范围处于50MHz到2GHz的系统带宽。

在一个或多个实施例中，OFDM帧结构可被使用。基于OFDM的波形的毫米波帧结构可以在LTE与毫米波信道之间的协调方面提供灵活性，并且可以启用mWTRU设备中的共同功能块共用处理。在这里给出了一个示例。

毫米波采样频率可被选定成是大小为1.92MHz的LTE最小采样频率的整数倍，由此会导致毫米波OFDM子载波间隔Δf是大小为15kHz的LTE子载波间隔的整数倍，即Δf＝15*KkHz。对整数倍数K由此产生的Δf所做的选择可以顾及对于多普勒频移的灵敏度、不同类型的频率误差、以及移除信道时间色散的能力。当多普勒频移以与子载波间隔成比例的方式增大时，子载波之间的正交性将会劣化，并且子载波之间的干扰(ISI)将会增大。

例如，处于30km/h和28GHz的最大多普勒频移是778Hz。保利纽约大学(NYU)所作出的最新的关于密集城市区域内28GHz信道时间色散测量表明，RMS延迟扩展σ在长达200米的小区半径上会介于100与200纳秒之间。90％的相干带宽可以在100kHz的1/50σ处被估计，并且50％的相干带宽可以在1MHz([15])的1/5σ处被估计。

由此，介于100kHz与1MHz之间的子载波间隔Δf将会是合理的。大小为300kHz(K＝20)的子载波间隔对于多普勒频移和其他类型的频率差错而言具有很好的健壮性，并且可以显著降低实施复杂度。相应的符号长度(1/Δf)可以是3.33微秒。

通常，循环前缀(CP)长度需要跨越信道时间色散的整个长度，以便消除符号间干扰。另一方面，由于循环前缀(CP)不会携带有用数据，因此，长CP可能导致产生过多的系统开销。对于大小为3.33微秒的T_symbol的CP长度而言，它的一个示例可被选定在T_symbol的1/14，即0.24微秒，并且相应的CP开销可以如通过T_CP/(T_CP+T_symbol)所计算的那样是7％。

与大小为1毫秒的LTE系统的TTI长度相比，为了实现低时延，毫米波传输的TTI长度可被显著减小。如果将大小为1毫秒的毫米波子帧长度与1毫秒的LTE子帧定时相校准，那么将是非常有益的。毫米波子帧可以包含多个毫米波TTI，并且这些TTI的长度与其他参数相联系，例如子载波间隔、符号长度、CP长度、FFT大小等等。

有鉴于以上的所有考量，在表1中概述了关于使用4倍信道延迟扩展的保守CP长度的示例。应该指出的是，CP长度选择基于这样一个假设，即所有潜在的毫米波频带上的延迟扩展全都低于200纳秒。

表1：示例性毫米波下行链路OFDM参数配置

图4描述了例示的基于OFDM的帧结构。在该示例中，系统带宽是1GHz，并且使用了300kHz的子载波间隔，其相应符号长度为3.33微秒。所使用的例示CP长度是T_symbol的1/4，其等于0.833微秒。相应地，图4显示了处于1GHz系统带宽上的OFDM帧结构400的图示。依照图4显示的基于OFDM的帧结构400，帧402包括10个子帧，每一个子帧包括10个时隙，并且每一个时隙包括24个符号。作为示例，基于ODFM的帧结构400可以具有大小为300kHz的子载波间隔，其相应的符号长度(T_symbol)是3.33微秒。设想CP长度可以跨越信道时间色散的整个长度，以便消除符号间干扰，对于大小为3.33微秒的T_symbol来说，其CP的一个示例可被选定在T_symbol的1/4(即0.833微秒)。该例示参数配置可以用于具有相应的快速傅里叶变换(FFT)长度的一系列的6GHz以上的系统带宽(例如从50MHz到2GHz)。

这里公开的帧结构和示例假设了一个易于引入基于OFDM的LTE小型小区网络的基于OFDM的毫米波波形。然而，后续部分公开的系统过程设计并不受限于这种特定的帧结构，并且可以应用于其他的波形候选。

在这里公开了例示的毫米波物理信道。除了现有的LTE物理信道之外，SCmB部署还可以使用这里描述的新的毫米波物理层信道和参考信号。

波束专用参考信号(BSRS)可以是在用于波束捕获、定时/频率同步、物理下行链路定向控制信道(PDDCCH)信道估计、波束追踪和测量等等的逐个发射波束上发射的唯一序列。它可以隐性运送包含BSRS序列索引的波束身份标识信息。应该指出的是，BSRS可以具有不同的类型。BSRS资源分配可以是预先定义的。

自适应天线参考信号(AARS)是为特定于一个天线端口的波束配对测量的目的而动态调度和传送的唯一序列。它可以将波束标识身份信息隐性地嵌入所述序列索引，或是运送包含了相同信息的小型净荷。

物理下行链路定向收据信道(PDDDCH)可以运送供mWTRU正确识别、解调和解码相关联的PDDDCH的一些或所有数据相关控制信息。PDDCCH可以在毫米波窄波束或宽波束中被运送，并且可以应用不同的多址接入。

例如，在进行mWTRU专用的数据传输时，在覆盖扇区或小区的下行链路毫米波宽波束中可以传送公共PDDCCH，而专用PDDCCH则只能在窄波束配对中传送。所述专用PDCCH可以基于逐个TTI来运送与之关联的PDDCCH的调度信息，并且不会运送波束专用信息。公共PDDCCH可以包含小区专用信息，这其中包括扇区/分段身份标识或波束身份标识。此外，mWTRU可以通过读取公共PDDCCH来确定其是否是为窄波束配对过程调度的，以便在后续开始窄波束数据传输。

PDDDCH可以运送从毫米波MAC层接收的MAC PDU形式的净荷信息。关于该信道的完整的资源分配是通过PDDCCH中运送的下行链路调度信息确定的。用于mWTRU的PDDDCH可以在发射(Tx)窄传输波束中传送，并且可以在适当配对的接收(Rx)窄波束中被接收(例如窄波束配对)。由于这种空间隔离，用于不同波束配对中的不同WTRU的PDDDCH可以重用时间、频率或码资源。多个PDDDCH还可以通过在时域、频域或码域中使用多址接入而在一个波束配对中工作。此外，公共PDDDCH还可以用于在与公共PDDCCH相关联的宽毫米波天线图案中运送数据。

解调参考信号(DMRS)可以包括用于PDDDCH的信道估计而嵌入在传输中的符号。它们会依照预先定义的图案而被同时置于时域和频域中，以确保信道的正确内插和重构。

窄波束配对中的信道和参考信号是以相同的方式波束成形的，并且被认为是经由一个物理天线端口传送的。考虑到这些信道传输的方向性，携带广播或多播信息未必是最优的应用。相应地，具有毫米波下行链路数据传输的SCmB部署可以采用图5所示的关于毫米波信道的信道映射处理。图5是示出了毫米波下行链路逻辑、传输和物理信道的信道映射的图示，其中毫米波信道是用阴影显示的。该映射显示了与具有复用和混合自动重复请求(HARQ)控制功能的多媒体广播多播服务(MBMS)/多播-广播单频网络(MBSFN)单个小区500相连的不同信道。

下行逻辑信道包括：PCCH-寻呼控制信道、BCCH-广播控制信道、CCCH-公共控制信道、DCCH-专用控制信道、DTCH-专用业务信道、MCCH-多播控制信道、以及MDCH-多播数据信道。

下行传输信道包括：PCH-寻呼信道、BCH-广播信道、DL-SCH-下行链路共享信道、MCH-多播信道、DL-DDCH-下行链路定向数据信道。

下行链路物理信道包括：PBCH-物理广播信道、PDSCH-物理下行链路共享信道、PMCH-物理多播信道、PDDDCH-物理下行链路定向数据信道、PDCCH-物理下行链路控制信道、EPDCCH-增强型物理控制信道、PHICH-物理HARQ指示符信道、PCFICH-物理控制格式指示符信道、以及PDDCCH-物理下行链路定向控制信道。

mWTRU可以使用相位天线阵列来实现补偿毫米波频率上的高路径损耗所需要的波束成形增益，其中所述频率上的短波长允许小型化的设备设计形状因子。虽然通常会在理论性能分析中使用0.5λ的元件间距，然而在实践中也可以应用很大的间距，例如0.7λ。

现在参照图6，图6显示的是示出了根据一个多个实施例的全数字化波束成形系统600的图示。相位天线阵列(PAA)可以用于具有例如0.5λ的元件间隔的波束形成。相位天线可以应用不同的波束成形算法。全数字化的波束成形方法可以具有专用的RF链，其中包括用于每一个天线元件603的RF处理器601和模数转换器(ADC)602。每一个天线元件603所处理的信号604可以在相位和幅度上被独立控制，以便优化信道容量。基带(BB)处理器605被配置成基于从每一个ADC 602接收的信号而在每一个专用RF链上执行BB处理。

由此，图6显示的配置具有数量与天线元件的数量相同的RF链和ADC。虽然提供了很高的性能，但是这种mWTRU天线配置可能会在实施过程中招致很高的成本和复杂度，并且会在工作过程中造成很高的能耗。由此，全数字化的波束成形处理在最初推广mWTRU实施方式的过程中未被采用，并且有可能会在未来通过先进的技术而具有可行性。

现在参照图7，图7显示的是示出了根据一个或多个实施例的模拟波束成形系统700的图示。在该实施例中，模拟波束成形处理可以伴之以一个PAA和一个RF链。该模拟波束成形处理可以将一个RF链路应用于处理信号704的多个天线元件703。每一个天线元件703都能与用来设置关于波束成形和导引处理的加权的移相器706相连。该RF链进一步包括RF处理器701和ADC 702，所述ADC 702会将一个输出提供给BB处理器705。所实施的RF链的数量可以显著减少，并且能耗也会显著降低。

应该指出的是，在这种情况下，在波束成形处理中只会调整每个天线元件上的信号相位。相位的移动和组合可以在不同级别(例如在RF级、在BB模拟级或是在本地振荡器(LO)级)实施。一个示例是单波束模拟配置。它可以一次操作一个波束，并且作为示例，单个波束可被置于最强的角度方向，例如从波束测量中获得的视线(LOS)路径。宽波束图案可以以波束成形增益减小为代价而覆盖一系列的角度方向。此外，每一个例示解决方案都可以依照信号损失、相位误差、功耗等等来评估。

mWTRU模拟波束成形算法可以包括基于固定码本的波束成形处理和连续相移波束成形处理。

举例来说，如果使用基于固定码本的波束成形处理，那么波束网格将会由一组固定的波束组成。每一个波束都是由mWTRU通过应用从预先定义的码本v∈{v₁，v₂，v₃...v_N}中选择的波束成形加权矢量v形成的，其中N表示固定波束的数量。每一个矢量都可以包括为所有移相器预先校准的相移，并且由此可以代表唯一的模拟波束方向，即“波束”。波束的数量可以取决于波束成形处理和期望覆盖范围的半功率波束宽度(HPBW)。

如果使用连续相移波束成形处理，那么可以基于估计的短期信道信息来计算每一个移相器的期望加权，并且可以使用高分辨率的数模转换器(DAC)来对其进行转换，以便将其应用于移相器。连续相移波束成形处理可以提供连续和自适应的波束成形，以便追踪信道状况。该算法在具有增加的多路径、很高的角度扩展以及很低的WTRU移动性的场景中具有良好的性能。

通过将数字化的和模拟的波束成形相结合，mWTRU可以使用混合方法。这种方法可以包括在相位阵列天线上执行的模拟波束成形，其中所述相位阵列天线中的每一个都与移相器相关联，并且全都连接到一个RF链。在具有一个以上的RF链的时候，这种方法可以进一步包括在每一个RF链的基带信号上应用的数字预编码处理。MIMO实施例可以使用数字预编码处理来实施。

混合波束成形处理的基本系统参数可以包括数据流数量(NDATA)、RF链的数量(NTRX)、天线端口的数量(NAP)、天线元件的数量(NAE)以及相位天线阵列的数量(NPAA)。这些参数的配置有可能会影响这里公开的系统功能和性能。在一个或多个实施例中，这些参数可以如下配置：N_PAA≤N_AP≤N_TRX≤N_AE。

一个PAA可以包括多个天线元件，例如，大小为4×4的PAA具有16个天线元件。天线端口可被定义成致使传递该天线端口上的符号的信道可被从传递该相同天线端口上的别的符号的信道中推断得出。每一个天线端口都有一个资源网格。出于参考目的，在这里列举了LTE R12天线端口配置。小区专用参考信号可以支持一个、两个或四个天线端口的配置，并且分别会在天线端口p＝0、p∈{0，1}以及p∈{0，1，2，3}上被传送。在天线端口p＝4上传送的是MBSFN参考信号。与PDSCH相关联的WTRU专用参考信号可以在天线端口p＝5、p＝7、p＝8或者p∈{7，8，9，10，11，12，13，14}中的一个或数个天线端口上传送。在p∈{107，108，109，110}中的一个或数个天线端口上传送的是与EPDCCH相关联的解调参考信号。在天线端口p＝6上传送的是定位参考信号。CSI参考信号可以支持一个、两个、四个或八个天线端口的配置，和/或分别会在天线端口p＝15、p∈{15，16}、p∈{15，16，17，18}以及p∈{15，16，17，18，19，20，21，22}上被传送。每一个天线端口都可以携带可以与该天线端口唯一关联的可用于标识该天线端口的波束成形参考信号。当RF链的数量(N_TRX)等于天线元件数量(N_AE)时(例如每一个天线元件具有一个RF链)，该天线配置会变成如图6所示的全数字化解决方案。

依照系统需求和配置，一个PAA可以连接到一个RF链(如图7所示)或多个RF链(如图8所示)。图8示出了具有一个PAA和两个RF链的mWTRU模拟波束成形系统800。一个天线端口可以运送与该天线端口唯一关联的可用于标识该天线端口的波束成形参考信号。依照系统需求和配置，一个PAA可以连接到一个RF链或多个RF链。在图8中，一个用于接收信号804的大小为4X4且具有16个天线元件803的PAA可以连接到两个RF链，并且每一个RF链可以具有一组16个移相器806a和806b。该PAA可以在方位平面中形成处于+45°和-45°的覆盖范围以内的两个窄波束图案。在该配置中，N_PAA＜N_AP＝N_TRX＜N_AE。每一个RF链进一步包括RF处理器801a或801b以及ADC 802a或802b，其中所述ADC将输出提供给BB处理器805。

图9显示了另一个示例，在该示例中有两个PAA，并且每一个PAA都具有专用的RF链，例如N_PAA＝N_AP＝N_TRX≤N_AE。具体而言，图9示出了具有两个PAA和两个RF链的模拟波束成形系统900的示意图。每一个PAA都可以具有分别用于接收信号904a和904b的天线元件903a和903b的集合。每一个天线元件903a、903b分别可以连接到移相器906a、906b。每一个专用RF链可以包括RF处理器901a、901b和ADC 902a、902b，其中所述ADC将输出提供给BB处理器905。这种配置可以通过将PAA置于不同方位(例如在方位平面中)来允许两个同时信号904a与904b之间的空间独立性。与图8的配置相比，所校准的PAA布置可以提供更大的聚合覆盖范围。所有这两种具有两个RF链的配置都可以应用具有两个数据流的多输入多输出(MIMO)。

现在参考图10，图10显示的是示出了具有两个PAA的模拟波束成形系统1000的图示，其中所述PAA具有分别用于接收信号1004a和1004b的天线元件1003a和1003b的集合。由此，在该配置中，N_AE＞N_PAA＞N_AP＝N_TRX。每一个天线元件1003a、1003b分别可以连接到移相器1006a、1006b。这些PAA连接到单个RF链，其中该RF链包括开关1008、RF处理器1001以及ADC1002，所述ADC将输出提供给BB处理器1005。通过使用开关1008，可以将多个PAA可以连接到单个RF链(也就是N_AE＞N_PAA＞N_AP＝N_TRX)。每一个PAA可以形成在方位平面中覆盖了从+45°到-45°的窄波束图案。这些图案可以被单独定向，由此，单波束网络节点可以通过在不同时刻和不同方向使用波束来提供良好的覆盖。

根据另一个实施例，系统参数可以如下配置：N_DATA≤N_TRX≤N_AE。由此，当N_DATA＝N_TRX＝1时，mWTRU可以具有单波束配置，并且可以一次操作一个波束。凭借这种配置的mWTRU波束成形处理可以形成窄波束图案，例如图11A和11B所示的用于最强角度方向(例如从波束测量中获得的LOS路径)上的16x16PPA的窄波束图案。特别地，图11A和11B示出了用于显示从波束测量中获取的LOS路径的二维(2D)窄波束图案和三维(3D)窄波束图案。在这里，窄波束是在最强的角度方向上形成的。

图12示出了3D宽侧宽波束图案。mWTRU可以形成宽波束图案(例如图12所示的宽的主波瓣)，以便覆盖一系列的连续角度方向，其中包括介于其间的强和弱角度方向。然而应该指出的是，对于宽波束图案来说，天线增益有可能会显著降低，并且链路预算有可能会变差。

当N_DATA＝1＜N_TRX时(例如当N_TRX＝2时)，mWTRU可以具有两个同时的接收波束图案，这些接收波束图案可以是不同的，并且还可以被用于不同的应用。mWTRU可以将两个窄接收波束图案置于不同的角度传入方向，以便接收一个数据流。例如，通过使用相干波束组合，可以使用空间分集以及缓解阻塞效应和/或弱LOS状况。mWTRU可以为不同的应用形成一个窄接收波束和一个宽接收波束。作为示例，窄接收波束可用于数据信道的数据传输，并且宽接收波束可用于控制信道的控制信令。例如，当1＜N_DATA＝N_TRX时，发射机可以通过应用MIMO来增大高SNR信道状况下的容量。此外，mWTRU可以将两个窄接收波束图案置于不同的角度传入方向，以便并行接收两个数据流。

同样，SCmB波束成形实施例还可以包括固定波束、自适应波束成形处理(例如基于码本和不基于码本的波束成形处理)以及经典波束成形处理(例如到达方向(DoA)估计)。每一个实施例都有可能需要不同的过程，并且会在某些场景中正常工作。例如，DoA估计可能需要较小的角度扩展，并且mWTRU可能需要通过发射LTE上行链路参考信号来确保DoA精度。另一方面，固定波束系统可能需要波束循环和切换过程。

应该指出的是，在后续的例示实施例中，这里公开的mWTRU天线配置和波束成形处理是以图7所示的具有模拟波束成形处理的单波束mWTRU天线配置为基础的。

作为背景，在LTE和Wi-Fi中引入的新技术显著提升了无线通信系统的吞吐量。然而，这些技术并不足以满足需要吉比特/秒的吞吐量以及1毫秒的时延的未来应用的需求。因此，目前业已开始关于名为5G的新型无线电接入技术的研究。

5G RAT的关键部分之一是无线电波形。由于易于将频率选择性信道转换成更小的平坦衰落子信道，由此允许逐个子信道的单抽头均衡处理，OFDM已被用于LTE和Wi-Fi。在将扩展信号加载到子信道之前，离散傅里叶变换(DFT)扩展OFDM(DFT-s-OFDM)会用DFT来扩展数据序列，由此提升OFDM的峰均功率比(PAPR)。

OFDM和DFT-s-OFDM都会附着循环前缀(CP)，以便防止因为信道延迟扩展而导致的符号间干扰(ISI)，以及确保循环性。CP长度是固定的，并且其尺寸是针对信道的最大延迟扩展定制的。当信道延迟扩展小于CP时，这样做会造成频谱效率损失。当信道的RMS延迟扩展方差很大时，该损失将会非常明显。例如，在毫米波信道中，对于处于LOS条件下的室内信道来说，延迟扩展会低于4纳秒，并且对于室内的NLOS条件来说，该延迟扩展会高达70纳秒。由于改变CP尺寸会改变子帧中的OFDM符号的数量，因此，为固定子帧持续时间配置众多不同的CP尺寸是不可行的。

为了解决CP造成的限制，在以下实施例中提供了若干种波形，例如零尾(ZT)离散傅里叶变换(DFT)扩展OFDM(DFT-s-OFDM)和唯一字(UW)OFDM。

离散傅立叶变换(DFT)扩展OFDM(DFT-s-OFDM)是与单载波(SC)类似的传输方案，它可以与OFDM相结合，并且在应对将多个用户指配到共享通信资源方面具有在多址接入方案中使用的灵活性，其对波形到信道变化具有快速的适应性，并且当在发射机上可以提供CSI时具有有效的自适应调制和编码(AMC)。与多载波传输方案(例如OFDM)相比，DFT-s-OFDM的主要益处是减小了瞬时发射功率变化，这意味着有可能提升功率放大器效率。由于每一个子载波都会携带重叠的DFT扩展数据符号的一部分，因此，DFT-s-OFDM可以被称为SC-FDMA。

DFT-s-OFDM实质上是一种基于单载波调制块的传输方案，与OFDM相比，它可以实现较低的峰均功率比(PAPR)。由于引入了循环前缀(CP)来避免频率选择性衰落所引起的符号间干扰，因此，其对频率选择性衰落的鲁棒性与OFDM是等同的。

有了处于子载波映射块和反向离散傅里叶变换(IDFT)块(其可被称为反向快速傅里叶变换(IFFT)块)之前的DFT扩展块，DFT-s-OFDM被证明是将OFDM的优点与低PAPR传输信号相结合的有效方式。特别地，应用于上行链路多址接入系统的DFT-s-OFDM传输的原理将被解释，由此多个用户会借助DFT块来独立变换其时域符号，以便获取频域符号。然后，每一个用户会借助子载波映射块而将其频域符号映射在整个系统频谱中的预先指配部分，之后会像典型的OFDM传输那样执行IDFT(IFFT)和CP插入处理。每一个子载波都会运送重叠的DFT扩展数据符号的一部分。也就是说，每一个子载波都包含了所传送的所有符号的信息。应该指出的是，M代表了指配给用户(也就是WTRU)的子载波的数量，并且N是系统中的子载波的总数。由此，大小为M的DFT块是大小与指配给WTRU以进行UL传输的子载波数量(M)相等的DFT块。

子载波映射块执行的子载波映射处理可以分成两种类型：局部映射和分布式映射。在局部映射中，DFT输出被映射到连续子载波的子集，由此将它们限制在系统带宽的仅仅一小部分。在分布式映射中，输入数据的DFT输出在带宽上以非连续的方式指配给子载波，由此导致剩余子载波的幅度为零。

要考虑的是，DFT-s-OFDM发射机会发射Nd个数据符号。在一种情况中，Nd等于M，也就是说，所有数据符号都被映射到DFT块。数据符号Nd的发射链先被从串行数据转换成并行数据的M个符号，由此基于子载波数量(M)来通过这M个符号调制M个子载波。该处理可以在发射缓冲器内部完成。由此，串并转换器会获得输入数据比特Nd的串行流，并且会将M个并行流输出到DFT块。在另一种情况中，Nd小于M。在这种情况下，DFT块的一些输入可被设置成零或是某些已知符号，例如参考信号。

通过对M个调制子载波执行M点DFT扩频(预编码处理)，可以将时域信号分布在频域上。由此，通过由大小为M的DFT对Nd个数据符号(也就是来自某些调制字母表(例如QPSK或16QAM)的Nd个调制符号的块)执行DFT“预编码处理”，可以将Nd个数据符号转换到频域。DFT块的输出是M。输入同样也是M，但是所有的M个输入都会是数据(例如在Nd＝M的时候)或者只有一部分是数据(例如在Nd＜M的时候)。通过调整发射机DFT大小M和调制符号块的大小，可以动态调整DFT-s-OFDM信号的标称带宽。

从DFT块输出的调制符号会由子载波映射块映射到基带频谱的正交子载波。所述子载波映射允许灵活地将信号分配给可用子载波。

由于IDFT使用了反向快速傅里叶变换算法IFFT，因此，这里使用的IDFT和IFFT相对于发射机的这个组件而言是可以交换使用的。变换回时域的处理是通过N点IDFT(N点IFFT)完成的。特别地，DFT扩展调制信号的M个点被馈送到IFFT处理器的N个点，其中傅里叶变换会将每一个子载波的正交频谱添加到所产生的基带频谱中，以便生成OFDM符号。通常，IFFT大小被选定成N＝2ⁿ，n是某个整数，由此使用FFT算法来降低信号处理复杂度。M可被假设成是一个偶数，并且M＜N，其中IFFT的未使用输入被设置成零。最后，来自IFFT的N个并行分支(arm)的合成输出被加在一起，以便产生OFDM信号。并且与OFDM相似，每一个被传送的块优选都会被插入循环前缀(CP)，所述循环前缀的存在允许在接收机侧实施简单和低复杂度的频域均衡处理。

如上所述，M可以小于N，并且IFFT的剩余输入可被设置成零。在这种情况下，IFFT的输出将是具有“单载波”属性的信号，即具有低功率变化以及具有取决于M的带宽的信号。更具体地说，假设IFFT输出端的采样率的采样频率是Fs，那么被传送的信号的标称带宽BW将会是BW＝M/N*Fs。由此，通过改变块大小M，可以改变被传送的信号的瞬时带宽，从而允许灵活的带宽指配。此外，通过移位被子载波映射块映射到DFT输出的IFFT输入，可以在频域中移位被传送的信号。

在将串行数据转换为并行数据之后，DFT-s-OFDM接收机会接连使用FFT块、反向子载波映射块以及IDFT块，从而遵循上述DFT-s-OFDM发射机过程的逆过程，之后会将IDFT的并行输出转换成串行数据。

ZT DFT-s-OFDM是依照一个或多个实施例来描述的。基于零尾的波形会将参数配置与信道特性分离。零尾持续时间可以动态适配信道延迟扩展，而不改变OFDM符号持续时间。此外，零尾可被用毫米波信道中的波束切换、DL/UL切换以及干扰测量的间隙。

图13是示出了ZT DFT-s-OFDM发射机1300的框图，其中该包括大小为M的DFT扩展块1301、子载波映射块1302以及大小为N_IFFT的IFFT块1303，其中每一个都会执行与上文中针对DFT-s-OFDM所描述的内容相类似的功能。此外，在ZT DFT-s-OFDM中，如图13所示，零尾是通过将Nh个零值馈送到DFT扩展块的头部以及将Nt个零值馈送到其尾部生成的。如上所述，DFT扩展块会在所有可用的(被分配的)子载波之间扩展数据符号Nd、Nh个零值以及Nt个零值。由此，输入数据符号的数量Nd等于M-Nt-Nh，其中M表示DFT扩展块1301的大小。以应用特定的载波映射为例，如果DFT扩展块1301的大小是M，并且IFFT块1303的大小为N_IFFT，那么如图14所示，在IFFT的输出端，会有M个数据符号以及在每一个数据符号之间会有(N_IFFT/M-1)个插值采样。

图14示出了关于零尾/零头生成的机制。特别地，输入X1-X4被馈送到大小为M的DFT块1401，并且从大小为NIFFT的IFFT块1402输出包括X1-X4在内的多个输出。N_IFFT或NIFFT是在整个系统带宽上执行的IFFT大小。输入X2和X3代表的是由IFFT模块1402后续输出的数据符号。在图14中，如果在DFT块1401的输入端将X1设置成零，那么大小为NIFFT的IFFT块1402的X1(头端)输出将会变成零。同样，如果在大小为M的DFT块1401的输入端将X4设置成零，那么大小为NIFFT的IDFT块1402的X4(尾部)输出将会变成零。由此，DFT块1401的零值输入将会分布在IFFT输出端上的信号的头部和尾部。

然而，尾部会因为插值采样而不完全为零。此外，由于插值采样是依赖于数据的，因此，零尾会随着DFT-s符号的不同而存在差异。因此，循环特性将无法保持，由此会在高SNR时为高阶调制招致比特差错平层(bit error floor)。

总之，ZT DFT-s OFDM信号的一个缺点在于不完美的零尾破坏了OFDM信号的循环特性，并且产生了符号间干扰(ISI)。在高延迟扩展信道中，这种情况会导致高信噪比(SNR)下的误码率(BER)平层。

图13显示的ZT解决方案仅仅是为DFT-s OFDM定义的。由此，在这里提供了用于产生为OFDM产生ZT的其他高复杂度解决方案。

唯一字(UW)OFDM是一种通过使用名为“唯一字”的固定导频替换CP来消除CP所导致的波形开销的方法。所述唯一字可以用于同步、信道估计和相位跟踪目的。在这种情况下，由于UW充当了对抗ISI的保护间隔并且保持了信号的循环属性，因此将不再需要CP。

在一种用于生成UW OFDM的方法中，位于IFFT块的输出端的OFDM符号的尾部被强制为零。这种处理可以通过在IFFT的输入端使用冗余信号来实现，由此，该冗余信号会通过预编码数据符号来产生，并被映射到某个子载波集合。该子载波集合应被仔细选择，以使冗余信号使用的功率不会过大。一旦尾部被强制为零，则可以将确定的UW序列添加到零尾，以便促成同步、信道估计等任务。

图15显示了根据一个或多个实施例的UW OFDM发射机1500。调制数据符号d被输入发射机1500。该数据符号d被传递至产生冗余数据r的冗余数据生成器(T)1501以及置换矩阵(P)1502。置换矩阵1502接收Nd个数据符号以及Nr个冗余数据符号。调制数据符号d和冗余数据r在由置换矩阵1502(其任务是将数据d和冗余数据r映射到正确的子载波)和块(B)1503(其任务是插入用于保护带的(零值)子载波空集)处理之后被映射到IFFT块1504。所传送的具有零尾的信号可被书写成：其中块B 1503会插入用于保护带的零值子载波，并且是FFT矩阵(大小为N_IFFT×N_IFFT)，以及上标H指示的是该矩阵的厄密共轭(转置共轭)。该公式以矩阵的形式描述了发射机上的处理步骤，特别地：指的是应用于关于数据和冗余符号的输入矢量的置换矩阵；描述的是下一个步骤，也就是由块B 1503执行的子载波映射功能，该功能还可以被表述成矩阵乘法；以及描述的是下一个步骤，其中该步骤是IFFT处理(该处理也可以被表述成矩阵乘法，也就是将IFFT矩阵与位于该矩阵输入端的矢量相乘，其中所述矢量是作为以上的第二个步骤的输出产生的矢量。由此可以写成冗余数据可以作为r＝Td来计算，其中

唯一字块1505为所传送的每一个块生成并插入一个唯一字，并且OFDM信号NFFT会由并串转换器1506转换成串行数据符号。

用于UW OFDM信号的Tx和Rx复杂度是很高的。针对每一个资源分配，在1502中使用的置换矩阵P都必须被优化，以便将冗余子载波的功率最小化。由于在接收机上需要了解该置换矩阵以解码数据，因此，该处理会在发射机上招致计算复杂度和信令开销。由于需要针对每一个资源分配来优化置换矩阵，因此，UW-OFDM很难支持频域调度和多用户。

因此，这里公开的实施例可以提供一个或多个波形，这些波形会动态地改变保护带持续时间，以便在不改变参数配置的情况下支持不同的信道延迟扩展。这里的实施例可以进一步解决现有ZT或UW波形的一个或多个缺陷。这些实施例可以消除ZT DFT-s OFDM的误码平层，如有可能，它们可以提高BER性能，以及在降低整体复杂度的同时为针对OFDM的频域调度和多用户提供灵活的支持。这里公开的实施例可以定义同时支持基于DFT-s-OFDM和OFDM的波形的灵活框架。

这里公开的实施例包括用于DFT-s-OFDM的增强型ZT解决方案(eZT)，用于OFDM的eZT解决方案，以及关于ZT/UW波形的系统方面。这些实施例可以在WTRU和/或任何类型的基站(例如e节点B(eNB)、毫米波eNB(mB)、小型小区毫米波eNB(SCmB)等等)(其在这里被统称为无线通信设备)的发射机、接收机和/或收发机中以及结合处理器来实施。

用于DFT-s-OFDM的eZT解决方案提供了以下的一项或多项处理：用于精确零尾生成的迭代方法；保护带插入处理之前的时域尾部抵消处理，其中包括使用了eZT DFT-s-OFDM的UW支持；对用于保护带插入之前的时域尾部抵消进行扩展，以便实施多用户支持；在保护带插入处理之后在IFFT输出端实施的时域尾部抵消处理；包括最优的线性最小均方误差(LMMSE)的接收机结构以及复杂度降低的接收机；以及包括BER、PAPR和带外(OOB)在内的性能度量。

用于OFDM的eZT解决方案包括以下的一项或多项：用于精确零尾抵消处理的迭代方法；保护带插入之前的时域尾部抵消处理；使用了ZT DFT-s方法和UW-ZT方法的尾部抵消处理；多用户支持；以及性能度量。在这里进一步公开了关于ZT/UW波形的系统方面。

这里公开的这组示例可以具有优于现有ZT DFT-s-OFDM和UW OFDM波形的诸多优点。与ZT DFT-s-OFDM相比，eZT DFT-s-OFDM解决方案可以大幅降低尾部功率，由此提升高信噪比和高阶调制时的性能。而这也正是达到5G所期待的高峰值数据速率的重要推动因素。eZT ODFM解决方案具有复杂度降低的发射机架构，以使其更易于支持频域(和多用户)调度，由此解决了当前的UW OFDM波形遭遇到的问题。所公开的eZT解决方案具有支持DFT-s-OFDM和OFDM的灵活的模块化架构。由于所公开的解决方案与ZT相比大幅降低了尾部功率，因此可以使用该解决方案来支持针对DFT-s-OFDM和OFDM的UW插入处理。所公开的解决方案具有明显低于传统CP DFT-s-OFDM或CP OFDM的低带外(OOB)辐射，由此使其成为了前景光明的5G解决方案。

在关于DFT-s-OFDM的增强ZT实施例中，在这里提供了一种用于精确零尾生成处理的迭代方法。在这个低复杂度的实施例中，精确零尾会通过将低功率抵消信号添加到数据子载波中来产生，由此，如图16所示，低功率抵消信号是以如下方式产生的：选择Nzt个时域采样，使用大小为Nzt的DFT块来对其进行扩展，然后以交织的方式将抵消信号映射到带内子载波，以及将抵消信号重叠在数据子载波上。

图16是示出了在发射机中实施的用于DFT-s-OFDM的eZT生成处理的迭代方法的流程图。为了在IFFT输出端产生关于Nzt个时域采样Y13、Y14、Y15和Y16的低功率尾部抵消信号(在图16的步骤1中以Y13、Y14、Y15和Y16为例显示)，在输入数据符号(d)的尾部可以放置Nt个零值符号，以此作为DFT块1601的输入。此外，作为增强，在DFT块1601的输入端，在数据符号(d)的头部可以放置Nh个零值符号，以便进一步减小尾部功率。如果没有使用零头，那么可以将Nh设置成0。

借助(非交织)子载波映射块1602，步骤1中的DFT块1601的频域输出被映射到大小为N的IFFT块1603的输入端。子载波映射块1602可以将DFT输出映射到IFFT块1603的输入端处的连续子载波，以便保持信号的单载波属性。

在图16显示的处理的步骤2中，位于IFFT块1603的输出端的Nzt个时域采样(即子矢量)(在图16的步骤1中以Y13、Y14、Y15和Y16为例显示)由逆变器执行正负号逆变(例如-Y13、-Y14、-Y15和-Y16)，这些符号可以被归一化(例如与归一化因数相乘)，并且可以被馈送到大小为Nzt的DFT块1605的输入端。大小为Nzt的DFT块1605的输出由交织子载波映射块1606以交织的方式映射到大小为N的IFFT块1607，由此，在大小为Nzt的DFT块1605的每一个输出之间的个连续子载波上都会插入零值，其中是一个整数值。作为该交织子载波映射的结果，IFFT块1607的输出是DFT块1605的输入端上的信号的复本，并且被重复了次。通过使用图16的步骤2中显示的示例，IFFT块1607的输出包含了重复了次的矢量[-Y13，-Y14，-Y15，-Y16]。

在该处理的步骤3中，在步骤1和步骤2中分别来自IFFT块1603和1607的输出1604和1608会由加法块1609相加，由此在加法块1609的输出端得到长度为Nzt个采样的精确零尾。应该了解的是，Nzt个时域采样Y13、Y14、Y15和Y16可不被逆变，取而代之的是，在步骤3中，低功率抵消信号(步骤2的输出)可被从数据信号(步骤1的输出)减去。

在通过信道传送之前，加法块1609在步骤3的输出产生的时域信号y会由保护插入块1610进行更进一步的处理。保护插入处理可以在频域或时域中执行。在保护带插入之后，尾部通常不会完全为零。

在图17中显示了关于在频域中执行的保护带插入处理的一个示例，并且在图18中显示了在时域中执行的保护带插入处理的一个示例。

在这里使用了以下标号(notation)：

是大小为N的FFT矩阵(归一化)；

表示的是大小为N的IFFT矩阵，

是单位矩阵，

是N₁xN₂的零值矩阵，

是供子载波映射矩阵1602用于图16的步骤1中的数据部分的子载波映射矩阵，以及

是供子载波映射块1606用于图16的步骤2中的信号抵消部分的子载波映射矩阵。

如先前所述，DFT块1605的Nzt个输出以均匀交织的方式映射到大小为N的IDFT(IFFT)块1607的输出端。由此，P_c矩阵可以如下表述：

在一个示例中，如果N＝16并且Nzt＝4，那么P_c矩阵被定义成：

Nzt是零尾的期望长度(以采样为单位)。M是DFT大小。N是被使用的子载波的数量。Nt是在DFT输入的尾部被设置成零的符号的数量。其中表示“向下取整”运算，例如小于或等于A的最大整数。N_IFFT是在整个系统带宽上执行的IFFT大小。是用于子载波映射的矩阵，这其中包括保护带插入。位于DFT 1601的输入端的大小为M的矢量可被表述成：其中是复数据调制符号的矢量。

在图16的大小为N的IFFT 1603的输出端，最后的Nzt个采样可用于以如下方式产生尾部抵消信号，如下所述。假设y_d＝[y₀ y₁ ... y_N-1]^T，是位于大小为N的IFFT1603的输出端的矢量，并且 是关于y_d的最后Nzt个采样的矢量，在抵消处理中使用的最后Nzt个采样(y_{temp_c})可以依照位于IFFT 1603的输出端的矢量y_d而被表述成：y_{temp_c}＝Cy_d，其中是可以用于选择y_d的最后Nzt个采样的矩阵。C矩阵可被表述成：通过使用先前的标号，位于步骤1的大小为N的IFFT 1603的输出端的信号y_d可被写成：

同样，如果将正负号逆变的采样-y_{temp_c}应用于大小为Nzt的DFT1605的输入端，随后由映射块1606实施子载波映射操作P_c，以及随后由大小为N的IFFT 1607实施处理，那么位于步骤2的输出的抵消信号(通过因数来缩放)可被写成：

接下来，数据信号y_d和抵消信号y_c被加法块1609加在一起，由此产生最后Nzt个采样等于零的时域信号y＝y_d+y_c。通过替换先前等式中的y_d和y_c，时域信号可被写成：

如前所述，一旦加法块1609在时域中执行了尾部抵消处理，那么保护带插入块1610会在传送信号之前插入保护带。

在关于频域保护带插入的示例中，保护带插入块1700是在图17中显示的。位于步骤3的输出的信号y可以经过大小为N的DFT块1701，随后则是保护带插入处理(出于分析目的，该处理可被模拟由子载波映射块1702实施与矩阵B相乘)以及由大小为N_IFFT的IFFT块1703在整个系统带宽上实施的IFFT操作，之后是由并串转换块1704实施的并串转换处理。处于发射机输出端的时域信号可被表述成：

通过替换先前等式中的y，所传送的信号x_t将会变成：

以下将会使用这个用于时域传输信号的表达式来推导用于eZTDFT-s-OFDM信号的接收机结构。

在关于时域保护带插入的示例中，保护带插入块1800是在图18中显示的。位于步骤3的输出的信号y可以通过上采样器1801、滤波器1802以及下采样器1803，并且将会输出传送信号x_t。

以下将会更详细地描述保护带插入处理之前的时域尾部抵消处理。在一个实施例中，所提供的是一种用于在时域中生成精确零尾的低复杂度方法，由此在保护带插入处理之前从数据信号yd中减去低功率抵消信号yc，并且所述抵消信号yc是通过重复数据的Nzt个采样来产生的。在图19中示出了一个示例，其中在该示例中，需要抵消的尾部包括矢量[Y13 Y14 Y15 Y16]，为了方便起见，其被标记成α。

图19是示出了根据一个或多个实施例的关于保护频带插入处理之前的时域尾部抵消处理的框图。图19所示的发射机包括大小为M的DFT块1901、(非交织)子载波映射块1902、以及大小为N的IFFT块1903(这与图16的步骤1中的描述相似)、尾部抵消块1909(这与图16的步骤3中的描述相似)、以及保护带插入块1910(这与图16的最后输出(1610)的描述相似)。更进一步，由矢量[-α -α ... -α]组成的抵消信号是通过将尾部部分(α矢量)重复N/Nzt次产生的。该尾部抵消块1909会产生抵消信号[-α -α ... -α]，并且会将其添加给IFFT块(1903)的输出。在这里，相同的数字对应于相同的元件，并且为了简洁起见，在这里不再重复每一个块的功能。

在一个或多个实施例中进一步提供了使用eZT DFT-s-OFDM的UW支持。举例来说，UW DFT-s-OFDM信号是通过在时域中将UW添加到eZT DFT-s-OFDM生成的精确零尾来产生的(也就是说，UW是在保护带插入处理之前添加的)。

图20是示出了使用eZT DFT-s-OFDM的UW支持的框图。图20所示的发射机包括大小为M的DFT块2001、子载波映射块2002以及大小为N的IFFT块2003(与图16的步骤1中的描述相似)、尾部抵消块2009(与图16中的步骤3的描述相似)、以及保护带插入块1700和1800(与图17和18的描述相似)。更进一步，由矢量[-α -α ... -α]组成的抵消信号是通过将尾部部分(α矢量)重复N/Nzt次产生的。如尾部抵消块2009执行的处理2009a所示，尾部抵消块2009生成抵消信号[-α -α ... -α]，并且将其添加给IFFT块(2003)的输出。此外，加法器2001将唯一字添加给时域信号y，并且保护带插入块1700或1800插入保护带，以便产生被传送的信号xt。块1900a进一步示出了如前所述的用于生成时域信号y的处理。在这里，相同的数字对应于相同的元件，并且为了简洁起见，在这里不再重复每一个块的功能。

在图21中进一步提供了一种用于多用户支持的架构，其中与参考图19所进行的描述相似，每一个用户都被提供了冗余发射机结构2100(1)、2100(2)...2100(k)，以便生成多用户传输。在这里，发射机(例如基站发射机)使用增强型零尾机制来产生用于DL DFT-s-OFDM多用户传输的用户专用的精确零尾，由此，首先会依照用户来执行尾部抵消处理，然后会通过由加法器2112将单个用户信号相加在一起来产生用于传输的多用户信号，之后则会借助保护插入2110来执行保护带插入处理，以便完成该复合信号。图21的框图显示了如何可以支持用户专用的ZT长度。举例来说，对于每一个用户而言，可被置于输入数据符号尾部的零值子载波的数量可以是变化的或相同的，并且每一个DFT块的大小同样可以相同或不同的。

由于尾部抵消处理是依照用户执行的，因此，图21所示的解决方案能为单个用户设置不同的零尾长度。

作为另一个实施例，所提供的是在保护带插入处理之后在IFFT输出上执行的时域尾部抵消处理。在这里，如图22所示，在保护带插入操作之后，在IFFT块的输出上可以执行时域中的尾部抵消处理。图22所示的发射机包括大小为M的DFT块2201、子载波映射块2202以及大小为N_IFFT的IFFT块2203(与图17中的描述相似)、尾部抵消块2209(与图16的步骤3中的描述相似)、以及保护带插入块2210(与图16和17中的描述相似，只不过保护带插入块2210被布置在了子载波映射块2202与大小为N_IFFT的IFFT块2203之间)。更进一步，由矢量[0，0...-α]组成的抵消信号是通过将尾部部分(α矢量)乘以-1以产生-α而被生成的。该尾部抵消块2209会产生抵消信号[0，0...-α]，并且会将其添加给IFFT块(2203)的输出。并串转换器2213接收来自尾部抵消块2209的时域信号y，并将其转换成串行数据符号。在这里，相同的数字对应于相同的元件，并且为了简洁起见，在这里不再重复每一个块的功能。

在该实施例中，非常重要的是为位于DFT输入端的尾部和头部馈送Nt和Nh个零值。这样一来，位于IFFT块的输出的Nzt个尾部采样会具有很低的功率，这样有助于减小Nzt个尾部采样的时域尾部抵消处理所造成的频谱再生。

除了如上所述的发射机结构之外，在这里还提供了用于eZTDFT-s-OFDM的接收机结构。作为示例，图23示出了根据一个或多个实施例的高级接收器2300的框图。为了方便起见，接收机2300的结构可以以被重复的时域发射信号的表达式为始来推导：

频域信道响应是用表示的，其中Λ是对角线矩阵，其对角线元素代表了逐个子载波的复信道增益。有了这个标号，位于接收机输入的时域信号可被表述成：

其中n’是时域噪声矢量。如图23所示，接收机2300的接收机处理的第一级是串并转换2301，随后是由DFT块2302执行的FFT处理，以及由子载波去映射块2303执行的子载波去映射处理。

子载波去映射块2303执行的子载波去映射操作是在发射机侧执行的子载波映射处理的反向操作，并且其可以用矩阵形式简单表述成B^T，由此，位于子载波去映射输出的频域信号r是：

其中n是频域噪声矢量。在替换了先前等式中的r_t之后，r将会变成：

位于子载波去映射块2303的输出端的接收信号r可以进一步被表述成：

其中以下标号将被使用：H＝B^TΛB，代表的是被占用的子载波上的有效信道响应矩阵，以及 是一矩阵，该矩阵取决于用于数据和抵消信号的子载波映射矩阵(分别是P_a和P_c)以及取决于具有相应大小的FFT矩阵。应该指出的是，对于指定的(固定的)资源分配来说，G矩阵是恒定的。

为了计算G矩阵，只有资源分配和零尾长度是需要用信号通告给接收机的。基于所通告的资源分配，接收机确定数据子载波映射矩阵P_a、FFT矩阵F_M和F_N。此外，一旦零尾的长度Nzt已知，则接收机将会确定用于零尾抵消信号的子载波映射矩阵P_c、FFT矩阵并且由此可以用以上等式来计算G矩阵。

接收器2300可以进一步包括最优LMMSE接收器2304。该最优LMMSE接收器2304被配置成取回作为LMMSE的被传送的矢量x。与接收信号r＝HGx+n相对应的是，最优LMMSE接收机2304可被表述成：

x_est＝(G^HH^HHG+σ²I)^-1G^HH^Hr 等式12

在先前的等式中，σ²代表的是估计噪声方差。

如前所述，G矩阵只是资源分配的函数，其并不依赖于信道。因此，对于固定的资源分配来说，G矩阵是固定的。

此外，对于缓慢变化的信道(室内传播信道有可能是这种情况)，信道响应是不会显著变化的，因此，矩阵H可以缓慢变化。结果，一旦计算了LMMSE滤波器系数，那么可以将其反复使用较长的时间，这样有助于降低接收机复杂度。

接收器2300可以进一步包括复杂度降低的接收器2305。该复杂度降低的接收机2305可以针对接收信号r＝HGx+n而作为两步法来推导，由此，第一个步骤是对信道进行均衡的一抽头均衡器2306(回想一下，H矩阵是对角的)，并且用于第二个步骤的滤波器2307会颠倒包含了抵消信号的发射处理链。更具体地说，复杂度降低的接收机2305包括这里描述的两个步骤。步骤1：x_{est_1}＝(H^HH+σ²I)^-1H^Hr，以及步骤2：x_est＝(G^HG)^-1G^Hx_{est_1}。

由于该处理的第一个步骤或信道均衡是一抽头信道均衡，并且第二个步骤只需要在资源分配发生变化的时候执行(例如在G矩阵发生变化的时候)，因此，与最优LMMSE接收机304相比，复杂度降低的接收机2305的复杂度相对较低。

正如这里公开的那样，最优LMMSE接收机2304和复杂度降低的接收机2305都可以用于模拟eZT DFT-s-OFDM的性能。

在这里显示了关于一个或多个eZT DFT-s-OFDM实施例的性能度量，这其中包括BER性能、峰均功率比(PAPR)、带外(OOB)辐射以及多用户情况下的采样性能。

在图24中显示了关于三个不同的M值且在高延迟扩展信道和64-QAM调制的情况下的eZT DFT-s-OFDM的原始BER性能。eZT性能是用最优LMMSE接收机2304以及复杂度降低的接收机2305评估的。出于比较目的，在这里还示出了关于ZT DFT-s-OFDM(非增强)的性能。对于所有仿真结果来说，总的传输功率都被归一化，并且SNR被定义成是符号能量(Es)与噪声(No)的比率(Es/No)。

在图24中可以看出，对于高时延扩展信道来说，ZT DFT-s-OFDM显现出一个归因于ZT DFT-s-OFDM不具有完美零尾这一事实的差错平层。这种尾部破坏了OFDM信号的循环特性，并且产生了ISI。这种情况则限制了高延迟扩展信道中的性能，并且体现在随着高阶调制符号出现的差错平层中。相比之下，如最佳LMMSE接收器的结果和复杂度降低的接收器的结果所示，eZT DFT-s-OFDM系统并没有显现出这种差错平层。相比于ZT，使用最佳LMMSE接收机2304会导致产生显著的性能提升，在BER＝10^-2时会使SNR提高2.5至4dB，并且还会消除差错平层。复杂度降低的接收机2305同样会消除ZT的差错平层。

由于用于生成零尾的抵消信号yc是低功率的，因此，与ZTDFT-s-OFDM相比，抵消信号yc预计不会增大PAPR。在图16的步骤1中，在大小为N的IFFT 1603的输出端可以看到Nzt个采样。这一点通过仿真得到了证实，在图25中捕获到了所述仿真的结果，其中可以看出，eZT DFT-s-OFDM的PAPR与ZT DFT-s-OFDM的PAPR是相同的。

此外，所公开的eZT方法保留了ZT的优点，即，其具有很低的带外辐射。结果，eZTDFT-s-OFDM可被用作基于滤波的OFDM(例如滤波OFDM(F-OFDM)或通用滤波多载波(UFMC))的替换方案，并且可以适用于针对6GHz以下的频率的灵活的空中接口。在图26中显示了关于所公开的eZT DFT-s-OFDM实施例的仿真OOB性能，其中可以看出，与传统的CP DFT-s-OFDM实施例相比，OOB辐射明显较低。

图27所示的关于eZT DFT-s-OFDM信号的时域例图确认了所公开的eZT实施例的尾部比ZT DFT-s-OFDM的尾部低20-30dB。

针对图21中描述的多用户场景运行了一项仿真。图28中给出的模拟结果确认了所公开的实施例的多用户性能与单用户性能是匹配的。

图29示出了用于OFDM的另一种eZT解决方案的步骤框图，其中使用了用于精确零尾生成处理的迭代方法。在低复杂度解决方案中，其中通过将抵消信号添加到数据子载波中来产生精确零尾，由此，与参考图16的描述相似，所述抵消信号是以如下方式产生的：选择Nzt个时域采样，使用大小为Nzt的DFT来对其进行扩展，然后以交织的方式将抵消信号映射到带内子载波。然而，在图29给出的方法中，映射了抵消信号的子载波并未携带调制数据符号。也就是说，抵消信号和调制数据符号是在不相交的子载波上传送的。

图29是示出了用于针对OFDM的精确零尾生成处理的迭代方法的步骤框图。在步骤1，通过将经过调制的数据符号映射到子带中的M个被分配的子载波来生成OFDM信号2904。特别地，在频域中，零值被输入到交织子载波映射块2902，并且由所述交织子载波映射块2902交织到子载波的一部分。数据符号同样也被输入到交织子载波映射块2902，并且填充了未被零值映射的剩余子载波。由此，在交织子载波映射块2902的输出端，数据和零值是相互交织的。举例来说，数据符号和零值可以被相应地映射：0，d1，d2，d3，0，d4，d5，......等等。由此，举例来说，在子带上均匀交织的子载波子集会保留为空，其中映射块2902不会将数据映射到这些子载波上。取而代之的是，如图29的步骤1所示，零值将被映射到这些空的子载波所在的IFFT块2903的输入端。

在该处理的步骤2，位于IFFT块2903的输出的Nzt个时域采样(在图29的步骤1中以Y13、Y14、Y15和Y16为例显示)会被逆变器执行正负号逆变，通过归一化因子而被执行归一化处理，以及被馈送到由DFT块2905执行的大小为Nzt的DFT运算的输入端。大小为Nzt的DFT块2905的输出由交织子载波映射块2906以交织的方式映射到大小为M的的IFFT块2907，由此在大小为Nzt的DFT块2905的每一个输出之间的个连续子载波上插入零值。作为这种交织子载波映射的结果，IFFT输出2908是位于DFT块2905的输入端的信号的重复了次的复本。通过使用图29的步骤2中显示的示例，IFFT输出2908包含了重复次的矢量[-Y13，-Y14，-Y15，-Y16]。

在该处理的步骤3中，步骤1和步骤2中的IFFT块2903和2907的输出2904和2908会由加法块2909相加，由此在加法块2909的输出端产生长度为Nzt个采样的精确零尾。应该理解的是，Nzt个时域采样Y13、Y14、Y15和Y16可以不被逆变，取而代之的是，在步骤3中可以从数据信号(步骤1的输出)中减去低功率抵消信号(步骤2的输出)。

在步骤3的输出端产生的信号y会在通过信道发送之前由保护插入块2910进行更进一步的处理。如先前参考图16-18所述，保护插入处理可以在频域或时域中执行。

与图17相似，在图30中显示了在频域中执行的保护带插入处理的示例。与图18相似，在图31中显示了在时域中执行的保护带插入处理的示例。

以下标号被描述成在这里使用。大小为M的FFT矩阵(归一化)。由此，表示大小为M的IFFT矩阵。是单位矩阵。是N1xN2的零值矩阵。是用于图29的步骤1中的信号的数据部分的子载波映射矩阵。是用于图29的步骤2中的信号的抵消部分的子载波映射矩阵。Nzt是零尾的期望长度(以采样为单位)。N_IFFT是在系统带宽上执行的IFFT的大小。是用于保护带插入处理的矩阵。

在图19的大小为M的IFFT 2903的输出端，最后的Nzt个采样可用于以如下方式来产生尾部抵消信号yc。假设y_d＝[y₀ y₁ ... y_M-1]^T，是位于IFFT 2903的大小为M的IFFT输出的矢量，并且是y_d的最后Nzt个采样的矢量，在抵消处理中使用的最后Nzt个采样(y_{temp_c})可以依照位于IFFT 2903的输出端上的矢量y_d而被表述成：

y_{temp_c}＝Cy_a 等式13

其中是可用于选择y_d的最后Nzt个采样的矩阵。C矩阵可被表述成：

位于步骤1中的大小为M的IFFT 2903的输出端的信号y_d可被写成：

同样，如果将正负号逆变的-y_{temp_c}采样应用于大小为Nzt的DFT2905的输入端，之后由映射块2905以及大小为M的IFFT 2907执行子载波映射操作P_c，那么步骤2的输出上的抵消信号(通过因了来扩缩)可被写成：

接下来，数据信号y_d和抵消信号y_c会由加法块2909加在一起，由此产生最后Nzt个采样等于零的时域信号y＝y_d+y_c。通过替换先前等式中的y_d和y_c，时域信号y可以被重写成：

如前所述，一旦在时域中执行了尾部抵消处理，则可以在传送信号之前由保护带插入块2910插入保护带。

在图30所示的由保护带插入块3000执行频域保护带插入处理的示例中，位于步骤3的输出的信号y可以经过大小为M的DFT 3001，随后则是保护带插入处理(出于分析目的，该处理可被模拟成由子载波映射块3002进行与矩阵B相乘)以及由大小为N_IFFT的IFFT块3003在整个系统带宽上实施的IFFT操作，之后是由并串转换块3004实施的并串转换处理。在发射机的输出端，时域信号x_t可被表述成：

通过替换先前等式中的y，被传送的信号将会变成：

以下将会使用这个用于时域传输信号的表达式来推导出用于eZTOFDM信号的接收机结构。

在关于时域保护带插入处理的示例中，保保护带插入块3100是在图31中显示的。位于步骤3的输出的信号y可以经过上采样器3101、滤波器3102以及下采样器3103，并且将会输出被传送信号x_t。

在一个或多个实施例中，所提供的是一种用于在时域中生成精确零尾的低复杂度方法，以便在保护带插入处理之前实施时域尾部抵消处理。时域尾部抵消处理是通过从数据信号yd中减去抵消信号yc来实现的，由此会以交织的方式将保留零值的输入映射到用户资源分配内部的子载波上，以及通过将数据符号映射到剩余子载波来产生时域数据信号，并且通过重复数据信号的最后Nzt个采样来产生时域抵消信号。在将零值交织到子载波的过程中，所述交织处理可以以均匀或不均匀的方式执行。

图32是根据一个或多个实施例的被配置成在执行保护带插入处理之前执行时域尾部抵消处理的发射机(OFDM)的框图，并且其与结合图29的描述相类似。图32所示的发射机包括接收频域中的调制数据符号和零值的交织子载波映射块3206。所述零值先以交织的方式映射到子载波，并且数据符号被映射到剩余子载波。由此，均匀交织在子带上的子载波子集将会保留为空，其中映射块3206不会将数据映射到这些子载波上。取而代之的是，零值将被映射到这些空的子载波所在的IFFT块3207的输入端，并且数据符号将会填充未被映射零值的剩余子载波。由此，在交织子载波映射块3206的输出端，数据和零值是相互交织的。举例来说，如果存在八个子载波和两个零值，那么IDFT 3203的输入可以是[0 d1 d2 d3 0d4 d5 d6]。

图32所示的发射机进一步包括大小为M的IFFT块3207(与图16的步骤1中的描述类似)、尾部抵消块3209(与图16的步骤3中的描述相似)、以及保护带插入块3210(与图16的最后输出端上的描述相似)。更进一步，由矢量[-α -α ... -α]组成的抵消信号是通过将IFFT块3207的输出信号的尾部部分(α矢量)重复N/Nzt次产生的。尾部抵消块3209会产生抵消信号[-α -α ... -α]，并且会将其添加给IFFT块(3207)的输出。此外，通过提供循环移位块3214(可选)，可以接收来自尾部抵消块3209的信号，以便将循环移位应用于该信号，以使来自尾部的N_h个零值出现在头部。也就是说，来自尾部部分的至少一个零值会被移位到OFDM信号的头部部分，以便提供连续数据符号之间的连续性。在这里，相同的数字对应于相同的元件，并且为了简洁起见，在这里不再重复每一个块的功能。

数据调制符号被映射到M-IFFT块3207，在这里，均匀交织在子带上的子载波子集会被子载波映射块3206馈送零值。假设y_d＝[y₀ y₁ ... y_M-1]^T，是位于大小为M的IFFT输出端的矢量，以及是y_d的最后Nzt个采样的矢量，尾部抵消信号是通过消除α并将其重复次来形成的，例如y_c＝[-α -α ... -α]^T。零尾信号是通过将抵消信号添加到IFFT输出端并作为y＝y_d+y_c.来计算的。信号y具有完美的零尾，例如y＝[y′₀ y′₁ ... y′_M-Nzt-1 0 ...0]^T。

为了减少OFDM信号的带外辐射，在y的头部也可以插入零值，以便产生y′＝[0 ...0 y′₀ y′_i ... y′_M-Nzt 0 ...0]^T。一种用于在信号y的头部添加零值的方法是通过插入Nh个零值来产生这种方法会将y’的大小从M增大到M+N_h。另一种方法是产生具有大小为N_zt+N_h的零尾的y，然后由循环移位器3214来将循环移位应用于该信号，以使来自尾部的N_h个零值出现在头部。这种方法不会改变的y′大小。

接下来的步骤是保护带插入处理，该处理可以在频域或时域保护带插入块3210中执行，并且与参考图17和18的描述相似。应该指出的是，尾部通常不必被完全抵消。通过引入一个用于控制在抵消信号上耗费的功率的参数，可以局部抵消所述尾部。

如这里所述，根据一个或多个实施例，所提供的是一种用于在保护带插入处理之前，通过在时域中将UW添加到使用eZT OFDM生成的精确零尾来产生唯一字(UW)OFDM信号的方法。

图33示出了由发射机通过在时间符号尾部的特定位置引入零功率或功率很低的时域采样而发射的零尾信号。图33进一步示出了根据一个或多个实施例的唯一字插入处理。如所示，零尾信号3300包括数据块3301，其中每一个数据块3301都具有处于所述相应数据块3301的尾端以及在两个连续数据块3301之间的零尾部分3302。此外，eZT OFDM支持在零尾3302之上插入确定性序列，该序列也可以被称为唯一字3303。在一个示例中，如图33所示，唯一字3303被添加到了时域信号的每一个零尾部分3302。

通常，零尾3302和唯一字3303的长度不必相等，例如，UW的长度应该小于或等于零尾的长度。作为示例，在大小为64个采样的零尾内部可以添加大小为16个采样的UW。零尾的长度可以依照信道延迟扩展来设置，以便在最小化开销的同时缓解ISI，而UW的长度则可以依照同步需求来设置。

图34示出了根据一个或多个实施例的发射机的框图，所述发射机会在保护带插入处理之前在时域中将UW添加到使用eZT OFDM产生的精确零尾中。图34显示的发射机与图32显示的发射机相似，只不过由加法器3411在时域信号y中添加了唯一字，并且由保护带插入块1700或1800插入了保护带，以便生成被传送的信号x_t。块3406、3407、3409、3414和3410分别与参考图32描述的块3206、3207、3209、3214和3210相类似。由此，相同的数字对应于相同的元件，并且为了简洁起见，在这里不再重复每一个块的功能。

在另一个实施例中，唯一字可以在保护带插入处理之后被添加到复合信号中。

在这里提供了替换的尾部抵消方法。在一个示例中，针对零尾或唯一字应用，提供了通过扩展ZT DFT-s-OFDM来支持OFDM的处理。作为示例，图35示出了eZT OFDM的频域保护带插入块的框图，其中已经通过使用以上的一个或多个实施例中公开的方法生成了零尾和零头OFDM信号。可以看出，图35的框图配备了ZT DFT-s-OFDM架构。这显示出eZT OFDM可被看作是将ZT DFT-s的框架扩展到了OFDM。如图36所示，eZT OFDM提供了用于将OFDM与各种DFT-s-OFDM波形级联的有效方法。这些DFT-s-OFDM波形的传输技术可以在由尾部抵消块3609执行了尾部抵消处理以及由循环移位器3614执行了零头插入处理之后应用于eZTOFDM信号。图36中显示的其他块(例如交织子载波映射块3606和IFFT块3607)与先前的描述相类似，为了简明起见，在这里不再重复其功能。

eZT OFDM可以支持生成具有零尾和/或唯一字的逐个用户信号。一个或多个实施例提供了一种用于产生针对OFDM多用户传输的用户专用的精确零尾和/或用户专用的UW的方法。特别地，图37示出了根据一个或多个实施例的支持多用户传输的发射机(例如基站发射机)的框图，其中k是用户数量。该发射机使用了增强的零尾机制来产生针对DL OFDM多用户传输的用户专用的精确零尾。在这里，首先，尾部抵消块3709a...3709k会为每一个用户执行尾部抵消处理，然后会由循环移位器3714a...3714k执行循环移位，以使来自尾部部分的N_h个零值出现在针对每一个用户的每一个头部部分，然后会由加法器3711a...3711k在时域中依照用户来添加用户专用UW，之后会通过使用DFT块3715a...3715k、子载波映射块3716a...3716k以及N_IFFT大小IDFT块3717而将多个用户信号映射到整个系统带宽(BW)的相应子载波上，然后由并串转换器3713将复合时域信号y转换成串行数据符号。

图37示出了使用频域保护带插入处理的MU eZT OFDM，其中与参考图30的描述相似，保护带插入处理是通过使用DFT块3715a...3715k、子载波映射块3716a...3716k以及大小为N_IFFT的IDFT块3717来执行的。举例来说，在依照子带产生了零尾和零头之后，信号会被大小为M的DFT3715a...3715k转换到频域，其中M是子带中的子载波的总数。然后，DFT块3715a...3715k的输出会由子载波映射块3716a...3716k映射到大小为N_IFFT的IFFT块3717的相应子载波，其中N_IFFT是包括零值保护子载波在内的系统中的子载波的总数。如图37所示，不同的子带可以具有不同的大小，其中M和M′代表了相应子带中的不同的子载波数量。在使用时域保护带插入处理时，逐个子带的信号是单独产生的，并且属于所有子载波的过采样信号将被相加。应该指出的是，在上行链路中，过采样信号是在传播中(in the air)添加的。

图38中示出了多用户eZT OFDM的替换实施方式。在该实施方式中，所有用户的数据都会借助交织子载波映射块3806和大小为N的IFFT 3807而被映射到子载波上，尾部抵消处理会借助尾部抵消块3809而被应用于复合信号，然后则会由循环移位器3814来执行循环移位，以使来自尾部的N_b个零值出现在头部。然后，与图30和37中的描述相似，保护带会通过大小为N的DFT 3815、子载波映射块3816以及大小为N_IFFT的IFFT 3817而被插入至该信号。

在这里进一步参考了图23来描述接收机结构。在经过多路径衰落信道之后，接收到的信号可被写作：

其中Λ是的对角矩阵。应该指出的是，由于尾部不完全为零，因此，将该信道表述成循环矩阵仅仅是一种近似。

在接收机2300，在将接收到的信号传递并经过FFT块2302和子载波去映射块2303之后，该信号将会变成：

其中

为了计算G矩阵，只有资源分配和零尾长度需要用信号通告给接收机。基于所通告的资源分配，接收机2300确定数据子载波映射矩阵P_a以及FFT矩阵F_M。此外，一旦零尾的长度Nzt已知，则接收机将会确定用于零尾抵消信号的子载波映射矩阵P_c以及FFT矩阵并且由此可以使用以上的等式22来计算G矩阵。

最优LMMSE接收机2304可用于如下计算数据估计：

x_est＝G^H(GG^H+σ²(H^HH)^-1)^-1H^-1r 等式23

对于变化不快的信道(例如室内信道)来说，LMMSE滤波器系数可被计算，并且可以在相对较长的时间中使用，由此降低接收机的复杂度。

一种用于降低接收机复杂度的方法是将使用G的滤波处理与均衡处理分离。在该方法中，作为第一个步骤，通过使用一抽头均衡器2306的一抽头均衡处理来计算x_est1＝(H^HH+σ²I)^-1H^Hr。然后，在第二个步骤中，由滤波器2307以如下方式来推导数据估计：x_est＝(G^HG)^-1G^Hx_est1。

所公开的eZT OFDM波形的性能业已通过仿真进行了分析。在该仿真中，M被设置成512，并且NIFFT＝1024。Nzt被设置成256，并且在这里假设了高延迟扩展信道。图39显示出，由于抵消信号引入的冗余度所提供的编码增益，eZT OFDM的性能要优于CP-OFDM。

图40显示出eZT OFDM的带外辐射要远远低于CP-OFDM。由于其带外辐射很低，可以使用eZT OFDM作为基于滤波器的OFDM实施例(例如F-OFDM或UFMC)的替换方案。

在这里描述了根据一个或多个实施例的设置精确零尾长度的处理。如前所述，对于同一个用户来说，精确零尾的长度会随着符号或是传输时间间隔(TTI)而改变，并且有可能同时为不同的用户使用不同的精确零尾长度。

零尾长度可以通过改变在用于eZT-DFT-s-OFDM的DFT尾部(例如图16中的DFT1601)馈送的零值数量或者通过改变用于eZT-OFDM且被馈送了零值的子载波的数量来设置。可选地，在DFT上还可以为头部馈送数量不为零的零值，以便进一步减小尾部功率或带外辐射。在这种情况下，这些零值将会作为为了获取所需要的尾部长度所馈送的零值的补充。

在上文中已经参考了一个或多个实施例来描述用于为eZT DFT-s-OFDM和eZTOFDM产生基于唯一字(UW)的波形的机制。在使用所公开的机制的情况下，通过先将精确零尾长度设置成期望长度，可以依照需要来改变这其中的任一波形的UW的长度，其中该期望长度可以等于或小于数据信号的零尾部分。

驱动零尾长度设置的因素有可能是一个或多个。举例来说，所需要的精确零尾长度可以由若干个因素中的至少一个来驱动，例如要在一个或多个指定TTI中为特定用户解决的延迟扩展量的需要，不同用途所需要的唯一字(UW)的长度，所述用途例如为同步、信道估计、相位/增益追踪、基于UW序列的特定用户或用户群组的标识、波束切换时间、或是可以使用精确零尾或位移序列的其他任何用途。

物理层信道可以在以逐个物理层信道为基础的精确零尾上被启用。举例来说，针对不同的物理层控制信道，可以用不同的方式设置精确零尾的长度。这种设置可以由多种因素来驱动。例如，传送每一个物理层控制信道所需要的波束宽度有可能是不同的，由此可能需要不同长度的精确零尾来补偿处理所需要的延迟差。

与物理层数据信道相比，物理层控制信道可以用更宽的波束宽度来传输。即使在物理层控制信道内部，物理层公共控制信道也可以用与物理层专用控制信道相比相对更宽的波束宽度来传输。这意味着所要使用的精确零尾的长度会从物理层控制信道到物理层数据信道而改变，甚至在物理层控制信道和数据信道内部，其长度可以是不同的。

应该指出的是，这种处理并没有对物理层控制信道和物理层数据信道或是物理层公共信道与物理层专用信道之间具有相同波束宽度(或者换言之是精确零尾长度)的场景构成限制。

作为补充或替换，对于不同的物理层信道来说，UW长度可以是不同的。从上述精确零尾方法中产生的唯一字同样可以使用用于改变精确零尾长度的相同方法。举例来说，对于不同的物理层信道来说，UW的长度可以是不同的。而且，UW的长度会从物理层控制信道到物理层数据信道改变，并且即使在物理层控制信道和数据信道内部，UW的长度也可以是不同的。

从上文中还可以看出，即使是基于非精确零尾的波形，其也可以使用与用于改变精确零尾长度的方法相类似的方法来改变其长度。举例来说，对于不同的物理层信道，非精确零尾长度可以是不同的。而且，非精确零尾长度的长度会从物理层控制信道到物理层数据信道而改变，并且即使在物理层控制信道和数据信道内部，非精确零尾长度的长度也可以是不同的。

有鉴于上述情况，可以将精确零尾用于波束切换处理。出于若干原因，波束切换处理在高于6GHz的频率中是非常重要的。应该指出的是，这些原因是一个非详尽的清单。这些示例可以是因为特定用户已经移动，已有路径被动态拦截物阻碍或是因为自阻塞而被阻碍，用户设备的方位发生变化(例如旋转运动)等等，所有这些都有可能导致传播条件发生变化。此外，作为示例，所述原因还有可能是因为发射机在用户之间或是在不同物理层信道之间发生切换等等。

当如上所述的eZT波形产生精确零值时，这时可以用精确零尾来帮助执行波束切换处理，且不会导致任何性能降级。精确零尾实际上提供了可以执行波束切换的时段，并且精确零尾的长度可以依照波束切换需求来设置或更新。在上文中公开了关于如何可以针对eZT-DFT-s-OFDM和eZT-OFDM来改变精确零尾长度的细节。

由于零尾或唯一字长度应该用信号通告给接收机，因此，发射机会提供用于传递精确零尾或唯一字的长度的信令。作为示例，ZT/UW长度的改变是由mB发起并且用信号通告给WTRU的。

在一个解决方案中，mB可以为下行链路传输和上行链路传输使用单独的信令。对于下行链路传输来说，mB可以在控制信道(例如PDCCH等等)中使用下行链路控制信息(DCI)格式来向WTRU通告新的ZT/UW长度。在用于控制信道传输的TTI与应用了新的ZT/UW长度的TTI之间可以应用一个偏移，并且该偏移可以是预先定义的。并且，对于下行链路传输来说，当ZT/UW的长度半静态改变时，该长度可以借助RRC信令或介质访问控制(MAC)控制元素(CE)来通知。对于上行链路传输来说，mB可以借助与上行链路许可相关联的PDCCH传输来向WTRU通告ZT/UW长度变化。

在另一个解决方案中，对于下行链路和上行链路传输来说，mB可以使用相同的信令来将新的ZT/UW长度配置给WTRU。

所公开的eZT-DFT-s-OFDM和eZT-OFDM波形都可以用于生成精确零尾或是具有基于逐个符号的唯一字。由于这些波形在符号级提供了更精细的粒度来产生所需要的变化，因此很容易对这些波形进行扩展，以使其适配逐个用户、逐个TTI或是其他任何组合。

如上所述，在eZT-DFT-s-OFDM和eZT-OFDM中添加UW的处理是在时域中实现的。应该指出的是，这种处理可以有选择地仅仅在符号子集中完成，其中如图41所示，其他符号仍旧具有用于eZT-DFT-s-OFDM和eZT-OFDM的精确零尾。相反的情况也是可能的，其中大多数的符号都会包含UW，并且少量符号包含了精确零尾。

还可以看出的是，在不丧失一般性的情况下，其他组合同样是可以设想的，其中在所述组合中，一个符号子集具有零尾(并不是完全为零)并且其他符号具有精确零尾；符号子集没有尾部(其可以对应于精确零尾的长度为零)，而其他符号具有不同的非零长度的零尾；及其其他组合。

UW可用于传达调度/控制信息和/或用户/群组标识。唯一字可以指代在每一个符号的头部插入已知序列而不是循环前缀。这一点可以通过在以如上所述的方式创建了精确零值之后添加唯一字来实现。

数据信道的隐性调度可以使用唯一字来实施。举例来说，唯一字或唯一字的一部分可用于传达与WTRU专用数据信道有关的调度信息。在这里，WTRU专用标识符或是其一部分可以作为唯一字而在运送与特定WTRU相关的符号中被使用。作为替换，所述唯一字可以依照WTRU专用标识符来产生，或者可以用WTRU专用标识符来加扰小区专用的唯一字。这种WTRU专用标识符可以在WTRU进入连接模式时由mB指配(例如在随机接入过程中)。WTRU可以通过监视唯一字中的预先配置的标识符的存在性来隐性地确定去往该WTRU的数据符号。在一些解决方案中，调度信息的半静态部分可以用持续一个或多个子帧的单独控制信道(例如PDCCH)来通告。这种半静态调度信息可以包括频域资源分配、传输模式、MCS，以及可选地包括在唯一字中使用的WTRU专用标识符等等。细粒度的时域分配信息(例如符号级分配)可以在唯一字中用WTRU专用标识符来通告。

信道类型的隐式标识可以用唯一字来实现。WTRU可以使用唯一字或唯一字的一部分来识别或区分mB传送的不同类型的物理信道。例如，位于携带了控制信道的子帧内部的符号可被附着到预先配置的唯一字上。WTRU可被预先配置成具有不同信道类型与相关联的唯一字之间的逻辑映射。此外，WTRU还可以通过计算携带了与控制信道相关联的唯一字的符号的数量来确定子帧内部的控制信道的长度。这种机制可以用来取代单独的物理信道，例如物理控制格式指示符信道(PCFICH)。类似的机制可以用于确定其他物理信道，例如PHICH等等。

同样，WTRU可以通过监视为广播信令(例如SIB、寻呼等等)保留的唯一字来识别广播信道。

唯一字可以用于标识多播群组或用户集合。举例来说，唯一字或唯一字的一部分可以用于识别或区分多播群组或不同用户集合，例如设备到设备(D2D)用户。子帧内部的符号或分配可以与预先配置的唯一字相关联。用户可被预先配置成具有不同多播群组或用户集合与相关唯一字(一个或多个)之间的映射。与D2D或多播群组相关的附加信息还可以从唯一字或携带UW的符号的数量中推导得到。某些广播或多播服务或针对特定D2D用户提供的不同服务同样可能携带预先配置的唯一字。

基于ZT和UW的波形还可以使用零头而不是零尾，且不会破坏信号的循环性。在这种情况下，通过实施时域头部抵消处理，可以在头部而不是尾部产生精确零值。抵消信号是通过重复来自从IFFT输出的头部的N_zh个采样而产生的。在图42中示出了一个关于DFT-s-OFDM的示例，在该示例中，需要抵消的头部由矢量[Y1Y2Y3Y4]组成，为了方便起见，其被标记成了α。应该指出的是，在这种情况下，Nh＞Nt。

图42是示出了根据一个或多个实施例的针对DFT-s-OFDM的保护带插入处理之前的时域头部抵消处理的框图。图42所示的发射机包括大小为M的DFT块4201、子载波映射块4202以及大小为N的IFFT块4203(与图16的步骤1中的描述相似)、头部抵消块4209(与图16的步骤3中的描述相似，不同之处在于使用了Nht个时域采样来产生数据信号yd和抵消信号yc，以便生成信号y)、以及保护带插入块4210(与图16的最后输出的描述相似)。更进一步，由矢量[-α -α ... -α]组成的抵消信号是通过将IFFT块4203的输出信号的尾部(α矢量)重复N/Nzt次产生的。尾部抵消块4209生成抵消信号[-α -α ... -α]，并且将其添加给IFFT块的输出(4203)。

同样，对于以上公开的一个或多个实施例来说，零头也是可以生成的。

虽然已经在关于装置的上下文中描述了一些方面，然而非常明显，这些方面也代表了关于相应方法的描述，其中块或设备对应于方法步骤或方法步骤特征。类似地，在方法步骤的上下文中描述的方面也代表了关于相应装置的相应的块或物件或特征的描述。一些或所有的方法步骤可以通过(或使用)硬件装置来执行，例如微处理器、可编程计算机或电子电路。在一些实施例中，一个或多个方法步骤可以由此类装置执行。块可以代表用于执行一个或多个功能的处理器或处理器的一部分。

虽然在上文中描述了采用特定组合的特征和要素，但是本领域普通技术人员将会认识到，每一个特征或要素既可以单独使用，也可以与其他特征和要素进行任何组合。此外，这里描述的方法可以在引入计算机可读介质中以供计算机或处理器运行的计算机程序、软件或固件中实施。关于计算机可读媒体的示例包括电信号(经由有线或无线连接传送)以及计算机可读存储媒体。关于计算机可读存储媒体的示例包括但不局限于只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、寄存器、缓冲存储器、半导体存储设备、磁介质(例如内部硬盘和可拆卸磁盘)、磁光介质、以及光介质(例如CD-ROM碟片和数字多用途碟片(DVD))。与软件关联的处理器可以用于实施在WTRU、UE、终端、基站、RNC或任何计算机主机使用的射频收发信机。

Claims (21)

1.一种在无线通信设备中实施的方法，所述方法包括：

至少一个处理器产生数据信号，包括在频域中将多个数据符号和多个零值以交织的方式映射到多个被分配的子载波上，以使所述多个零值被映射到在所述多个被分配的子载波中的数据子载波中交织的所述多个子载波中的空的子载波上；

所述至少一个处理器将所述数据信号转换到时域；

所述至少一个处理器从被转换的数据信号的尾部部分中选择多个尾部时域采样；

所述至少一个处理器从所选择的多个尾部时域采样中产生抵消信号；

所述至少一个处理器通过将所述抵消信号与所述被转换的数据信号相结合来产生精确零尾数据信号，由此抵消所述数据信号的所述尾部部分；以及

由发射机传送所述精确零尾数据信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中生成所述抵消信号包括逆变所选择的多个尾部时域采样的正负号，以及重复所述被逆变的多个尾部时域采样的序列。

3.根据权利要求1所述的方法，其中生成所述抵消信号包括逆变包含了所述所选择的多个尾部时域采样的矢量，以及将所述逆变矢量重复多次来产生一连串的逆变矢量，以使所述抵消信号包括该逆变矢量串。

4.根据权利要求1所述的方法，其中生成所述抵消信号包括对所述被选择的多个尾部时域采样执行正负号逆变，将经过正负号逆变的多个尾部时域采样转换成多个频域符号，以及将所述多个频域符号以交织的方式映射到所述多个被分配的子载波。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述多个频域符号被均匀交织在所述多个被分配的子载波上。

6.根据权利要求1所述的方法，其中生成所述精确零尾数据信号包括将至少一个精确零值时域采样从所述精确零尾数据信号的尾部部分移动到所述精确零尾数据信号的头部部分。

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述精确零尾数据信号包括多个数据块，每一个数据块都具有零尾部分，以及所述方法进一步包括：

所述至少一个处理器在所述时域中在所述精确零尾数据信号的每一个零尾部分插入唯一字。

8.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

所述至少一个处理器将保护带插入所述精确零尾数据信号。

9.根据权利要求1所述的方法，其中生成所述低功率抵消信号进一步包括：

由所述至少一个处理器对所述被选择的多个尾部时域采样执行正负号逆变；

通过大小为Nzt的离散傅里叶变换(DFT)来将所述经过逆变的多个尾部时域采样转换到频域；

其中所述大小为Nzt的DFT的频域输出以交织的方式映射到所述多个被分配的子载波，以便在所述大小为Nzt的DFT的每一个输出之间的所述多个被分配子载波中的个连续子载波上插入另外的多个零值，其中M是所述被分配的多个子载波的数量，Nzt是所述被选择的多个尾部时域采样的数量，以及是一个整数；以及

通过将所述被映射的频域输出转换到所述时域来产生所述抵消信号，由此，所述抵消信号是被重复了次的所述被逆变的多个尾部时域采样的复本。

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述精确零尾数据信号是OFDM信号。

11.一种用于在无线通信中传送精确零尾数据信号的方法，所述方法包括：

至少一个处理器在频域中接收经过调制的数据符号和零值；

至少一个处理器在所述频域中将所述经过调制的数据符号和零值以交织的方式映射到资源分配内部的子载波上；

所述至少一个处理器基于所述被映射的子载波来产生时域数据信号；

所述至少一个处理器通过对处于所述数据信号的尾部部分的预定数量的时域采样执行正负号逆变和重复处理来生成时域抵消信号；

所述至少一个处理器通过将所述时域数据信号与所述时域抵消信号相结合来产生精确零尾数据信号，以使所述精确零尾数据信号具有与所述预定数量的时域采样相等的零尾长度；以及

由发射机传送所述精确零尾数据信号。

12.一种被配置成在无线通信中传送精确零尾数据信号的无线通信设备，该方法包括：

至少一个处理器，其被配置成在频域中将多个数据符号和多个零值以交织的方式映射到多个被分配的子载波上，以使所述多个零值被映射到在所述多个被分配的子载波中的数据子载波中交织的所述多个子载波中的空的子载波上，由此产生数据信号；

所述至少一个处理器进一步被配置成将所述数据信号转换到时域，以及从被转换的数据信号的尾部部分中选择多个尾部时域采样；

所述至少一个处理器进一步被配置成从所选择的多个尾部时域采样中产生抵消信号；

所述至少一个处理器进一步被配置成通过将所述抵消信号与所述被转换的数据信号相结合来产生所述精确零尾数据信号，由此抵消所述数据信号的所述尾部部分；以及

发射机，其被配置成传送所述精确零尾数据信号。

13.根据权利要求12所述的无线通信设备，其中所述至少一个处理器进一步被配置成通过逆变所选择的多个尾部时域采样的正负号以及重复所述被逆变的多个尾部时域采样的序列来产生所述抵消信号。

14.根据权利要求12所述的无线通信设备，其中所述至少一个处理器进一步被配置成通过逆变包含了所述所选择的多个尾部时域采样的矢量，以及通过将所述逆变矢量重复多次来产生一连串的逆变矢量，以使所述抵消信号包括该逆变矢量串，由此产生所述抵消信号。

15.根据权利要求12所述的无线通信设备，其中所述至少一个处理器进一步被配置成通过对所述被选择的多个尾部时域采样执行正负号逆变，将经过正负号逆变的多个尾部时域采样转换成多个频域符号，以及将所述多个频域符号以交织的方式映射到所述多个被分配的子载波，由此产生所述抵消信号。

16.根据权利要求15所述的无线通信设备，其中所述多个频域符号被均匀交织在所述多个被分配的子载波上。

17.根据权利要求12所述的无线通信设备，其中所述至少一个处理器进一步被配置成将至少一个精确零值时域采样从所述精确零尾数据信号的尾部部分移动到所述精确零尾数据信号的头部部分，由此生成所述精确零尾数据信号。

18.根据权利要求12所述的无线通信设备，其中所述精确零尾数据信号包括多个数据块，每一个数据块都具有零尾部分，以及所述至少一个处理器进一步被配置成在所述时域中在所述精确零尾数据信号的每一个零尾部分插入唯一字。

19.根据权利要求12所述的无线通信设备，其中所述至少一个处理器进一步被配置成将保护带插入所述精确零尾数据信号。

20.根据权利要求12所述的无线通信设备，其中所述至少一个处理器进一步被配置成

对所述被选择的多个尾部时域采样执行正负号逆变；

通过大小为Nzt的离散傅里叶变换(DFT)来将所述经过逆变的多个尾部时域采样转换为经过逆变的多个尾部频域符号；

以交织的方式将所述经过逆变的尾部频域符号映射到所述多个被分配的子载波上，以便在所述大小为Nzt的DFT的每一个输出之间的所述多个被分配子载波中的个连续子载波上插入另外的多个零值，其中M是所述被分配的多个子载波的数量，Nzt是所述被选择的多个尾部时域采样的数量，以及是一个整数；以及

通过将所述被映射的经过逆变的多个尾部频域符号转换到所述时域来产生抵消信号，由此，所述抵消信号是被重复了次的所述经过逆变的多个尾部时域采样的复本。

21.根据权利要求12所述的无线通信设备，其中所述精确零尾数据信号是OFDM信号。