KR20180088365A

KR20180088365A - 분리된 공식을 사용하여 모호성을 해결할 수 있는 능력을 가진 gnss수신기

Info

Publication number: KR20180088365A
Application number: KR1020187002215A
Authority: KR
Inventors: 드니 로히셰스
Original assignee: 쌍트르 나쇼날 데튜드 스파씨알르 (쎄 엔 어 에스)
Priority date: 2015-06-24
Filing date: 2016-06-22
Publication date: 2018-08-03
Also published as: US10739471B2; CN108076662A; EP3109672A1; CN108076662B; WO2016207176A1; US20200041658A1; EP3109672B1

Abstract

본 발명은 하나 이상의 GNSS 콘스텔레이션으로부터 내비게이션 신호를 처리하는 수신기 및 방법을 개시하며, 관측 모델 및 측정 모델은 반송파 위상 모호성의 직접 계산을 허용한다. 보다 상세하게는, 트리플 주파수 구현에서, 수신기는 여분의 광폭, 광폭 및 협폭 모호성을 차례로 계산한다. 코드 및 반송파 위상 편향도 직접 계산할 수 있다. 본 발명에 따르면, 특히 RAIM 및/또는 갭-브리징 기능을 사용하는 본 발명의 일 실시예에서, 종래 기술의 솔루션보다 잡음이 적은 정확한 위치의 보다 빠른 획득 및 추적이 가능하다. 또한, 도플러 및 낮은 대기 시간의 클럭 동기화를 사용하는 코드 평활화는 정확한 포인트 내비게이션 솔루션의 잡음 레벨을 감소시킨다.

Description

분리된 공식을 사용하여 모호성을 해결할 수 있는 능력을 가진 GNSS수신기

본 발명은 위성 내비게이션 분야에 적용된다. 특히, 본 발명은 3중 주파수 성능을 갖는 위성 내비게이션 수신기가 향상된 방식으로 정확한 위치 결정을 수행할 수 있게 한다.

수년간 완전히 배치된 2개의 글로벌 항법 위성 시스템(GNSS)(미국의 GPS: Global Positioning System), 러시아의 GLONASS) 및 배치 중인 2개의 위성 시스템(중국의 베이두 위성항법 시스템 및 유럽 갈릴레오 시스템)이 있다. 이들 시스템은 동일한 원리에 의존한다: 마이크로파 무선 신호는 비 정지 궤도를 궤도로 하는 다수의 위성으로부터 방송된다; 상기 신호들은 상기 방송된 신호를 수신하도록 구성된 수신기에서의 로컬 복제와 상관되는 코드를 운반하며; 수신기가 최소수의 위성(일반적으로 4개)으로부터 신호를 획득 및 추적할 수 있는 경우, 시야 내의 위성의 의사 거리로부터 자신의 위치, 속도, 시간(PVT)을 계산할 수 있다.

의사 거리의 정밀도는 10m 이상의 오류를 발생시킬 수 있는 대기(전리층 및 대류권)를 통한 무선 신호의 경로의 영향에 의해 크게 영향을 받는다. 모든 GNSS는 두 가지 다른 주파수에서 2개의 신호를 제공한다. 이 신호는 대기 오류를 제거하고 정밀 위치 측정을 수행하는데 사용된다.

의사 거리의 정밀도는 표준 코드 측정뿐만 아니라 반송파 위상 측정을 사용함으로써 또한 크게 향상된다. 코드 측정은 약 10m의 표준 정밀도(오류 수정 없이)를 갖는다. 반송파 위상 측정은 cm 레벨 정밀도를 산출할 수 있다. 그러나, 반송파 위상 측정은 본질적으로 모호하며, 즉, 측정시의 반송파 신호의 주기 수가 단일 반송파의 원래 신호로부터 쉽게 결정되지 않는다. 이는 반송파 위상 모호성이 수신기 및 위성 바이어스의 영향을 받기 때문에 특히 그렇다.

시간이 지남에 따라 이러한 모호성을 해결하기 위한 기술이 개발되었다.

제1 유형의 모호성 해결 방법은, 2개의 상이한 위성으로부터 (위성 바이어스를 제거하는) 하나의 기준 수신기에 의해 수신된, 또는 단일 위성으로부터 (기준 수신기의 바이어스를 제거하는) 2개의 상이한 기준 수신기에서 수신된 신호의 관측의 단일 차이(Single Difference of observations)에 의존한다.

제2 유형의 모호성 해결 방법은 2개의 상이한 위성으로부터의 2개의 기준 수신기에 의해 수신된 신호의 관측치의 이중 차이(Double Difference)에 의존하며, 이는 위성 및 기준 수신기 바이어스를 제거한다.

제1 및 제2 유형의 두 가지 방법 모두 각 주파수의 신호를 독립적으로 처리한다.

제3 유형의 모호성 해결 방법은 보이는 모든 위성으로부터 모든 기준 수신기에 의해 수신된 신호 관측치의 제로 차이(Zero Difference)에 의존한다. 이 제3 유형의 모호성 해결책은 차이를 계산하지 않고 반송파 위상 신호의 바이어스를 계산하는 직접 프로세스에 의존한다. 이 제3 유형의 방법은 본 출원의 출원인에게 양도된 유럽 특허 제 EP2140285 호에 개시되어있다. 그러나 이러한 방법은 여전히 시간 그룹 지연에서 위상 바이어스의 조합에 의존한다.

제3 유형의 방법은 잘 작동하지만 구현에 의존적이다. 또한 신호의 가능한 조합의 수(이론적으로 4에서 9) 때문에 3중 주파수 신호의 복잡성이 크게 증가한다.

따라서, 신호의 위상 바이어스를 결합하지 않고 반송파 위상 모호성을 해결하는 방법이 필요하다.

본 발명의 목적은 종래 기술에 비해 이러한 개선점을 제공하는 것이다.

관측 모델에서, GNSS 컨스텔레이션(constellation) 내의 각 위성에 대한 반송파 위상 모호성뿐만 아니라 신호의 코드 및 위상 바이어스를 직접 사용하는 3중 주파수 GNSS수신기를 제공함으로써 이러한 목표를 달성한다.

이러한 효과를 위해서, 본 발명은 신호 처리 채널의 N-plet을 포함하는 GNSS 위치 결정 신호의 수신기를 개시하고, N-plet의 각 신호 처리 채널은 N개의 다른 반송파상의 위성에 의해 방출된 위치 결정 신호를 획득하고 추적하도록 구성되며, 상기 N개의 반송파 중 하나의 주어진 주파수에서 코드 및 반송파 신호를 추적하도록 구성된 추적 회로를 포함하며; 상기 추적은 주어진 주파수에서 상기 수신기와 상기 위성 간의 전파 거리의 값을 포함하는 출력을 생성하고, 하나 이상의 필터링 회로들이 하나의 관측 모델의 출력에서 상기 위성에 대한 예측된 의사 거리 값 및 예측된 위상 값을 계산하도록 구성되고; 여기서 N은 2 이상의 정수이고, 상기 관측 모델은 신호 처리 채널의 N-plet의 추적 회로의 값 출력을 포함하는 측정 벡터를 입력으로서 수신하며 그리고 수신기 위치값, 수신기 클럭값, 수신기에 대한 코드 및 위상 바이어스, 및 반송파 위상 모호성을 포함하는 상태 벡터를 사용하는 그 출력을 생성하고; 각각의 반송파 위상 모호성은 N개의 상이한 반송파로부터 선택된 반송파의 조합의 하나와 반송파의 하나를 특징짓고, 다른 수신기로부터 송신된 입력 측정치를 수신하지 않는다.

바람직하게는, N은 3보다 크거나 같고, 상태 벡터에서의 반송파 위상 모호성은 N개의 반송파들의 여분의 광폭(extra wide lane) 조합의 하나 및 광폭(wide lane)의 하나를 특징 짓는다.

바람직하게는, 상태 벡터는 제1 주파수 반송파, 광폭 및 여분의 광폭의 반송파의 위상 모호성을 나타내는 변수를 포함하고, 상기 관측 모델은 광폭 반송파로 시작하는 각 시간 간격에서 모호성을 해결하는 부트스트랩 계산을 포함한다.

바람직하게는, 관측 모델은 사냑(Sagnac) 효과, 고체 지구 조류(solid earth tide) 효과, 위상 와인드업 효과, 전리층 오류, 대류권 오류, 궤도 오류 및 상대론적 오류 중 하나의 수정을 입력으로서 수신한다.

바람직하게는, 관측 모델은 입력으로서 국부의 연역적 기상에 의해 변조된 전리층 오류 및 대류권 오류의 수정을 수신한다.

바람직하게는, 관측 모델은 수신기와 초기의 다수의 위성 사이의 의사 거리의 평균을 수신기의 초기 위치로서 사용한다.

바람직하게는, 관측 모델은 비어맨(Bierman) 알고리즘을 사용하여 업데이트되고 쏜톤(Thornton) 알고리즘을 사용하여 전파되는 공분산 행렬을 사용한다.

바람직하게는, 상기 측정 벡터 및 상기 상태 벡터는 2개의 상이한 컨스텔레이션에 속하는 상기 복수의 위성 중 적어도 2개의 위성으로부터의 데이터를 포함한다.

바람직하게는, 추적 회로의 출력에서 측정된 값은 예측값에 대한 그의 나머지가 제1 미리 결정된 임계값보다 높으면 측정 벡터로부터 필터링 된다.

바람직하게는, 추적 회로의 출력에서의 측정값은, 예측값의 잔차(residuals)가 제2 소정의 임계값보다 낮고 그 수가 최대인 경우, 상기 측정값의 조합의 측정 벡터로부터 반복적인 필터링 후에 측정 벡터에서 유지된다.

바람직하게는, 상기 상태 벡터는 정수 위상 반송파 점프를 더 포함하며, 각 정수 위상 반송파 점프는 신호 손실 후 반송파 위상 모호성의 초기값을 테스트하는데 사용된다.

바람직하게는, 추적 회로 및 필터링 회로에 사용된 코드 측정치는 코드 측정에 의해 변조된 반송파의 도플러 측정치를 사용하는 1차 필터로 평활화된다.

바람직하게는, 관측 모델은 미리 설정된 값보다 작은 위성의 클럭과의 시간차를 갖는 시간 측정치를 고려한다.

또한, 본 발명은 GNSS 신호의 수신기를 위치 결정하는 방법으로서, 신호 처리 채널에서 GNSS신호의 N-plet을 획득하는 단계;와, N-plet에서 각 신호 처리 채널은 상기 N개의 상이한 반송파에서 하나의 위성에 의해 방출된 위치 결정 신호를 획득하고 추적하도록 구성되고, 그리고 N개의 반송파 중 하나의 주어진 주파수에서 코드 및 반송파 신호를 추적하도록 구성된 추적 회로를 포함하며, 상기 추적은 상기 주어진 주파수에서 상기 수신기와 상기 위성 간의 전파 거리의 값을 포함하는 출력을 생성하고; 관측 모델의 출력에서 상기 위성에 대한 예측된 의사 거리 값 및 예측된 위상 값을 하나 이상의 필터링 회로에서 계산하는 단계를 포함하고, 여기서 N은 2이상의 정수이고, 상기 관측 모델은 N개의 신호 처리 채널의 추적 회로의 값 출력을 포함하는 측정 벡터를 입력으로서 수신하고, 수신기 위치값, 수신기 클럭값, 수신기에 대한 코드 및 위상 바이어스, 및 반송파 위상 모호성을 포함하는 상태 벡터를 사용하여 그 출력을 생성하며, 각 반송파 위상 모호성은 N개의 상이한 반송파로부터 선택된 반송파 조합의 하나와 반송파 하나를 특징짓고, 다른 수신기로부터 보내진 입력 측정치를 수신하지 않는다.

또한, 본 발명은 GNSS 신호의 수신기를 위치 결정하기 위한 컴퓨터 프로그램을 개시하며, 신호 처리 채널의 N-plet에서 GNSS 신호의 N-plet을 획득하도록 구성된 컴퓨터 코드 명령어를 포함하고; 상기 N-plet 내의 각 신호 처리 채널은 N개의 상이한 반송파상의 위성에 의해 방출된 위치 결정 신호를 획득 및 추적하도록 구성되고, 상기 N개의 반송파 중 하나의 소정 주파수에서 코드 및 반송파 신호를 추적하도록 구성된 추적 회로를 포함하며, 상기 추적은 수신기 및 주어진 주파수에서의 위성간의 전파 차이의 값을 포함하는 출력을 생성하고; 관측 모델의 출력에서 위성에 대한 예측된 의사 거리값 및 예측된 위상값을 하나 이상의 필터링 회로에서 계산하도록 구성된 컴퓨터 코드 명령어를 포함하며; 여기서 N은 2 이상의 정수이고, 상기 관측 모델은 신호 처리 채널의 N-plet의 추적 회로의 값 출력을 포함하는 측정 벡터를 입력으로서 수신하며 그리고 수신기 위치값, 수신기 클럭값, 수신기에 대한 코드 및 위상 바이어스, 및 반송파 위상 모호성을 포함하고 상태 벡터를 사용하여 그 출력을 생성하며, 각각의 반송파 위상 모호성은 N개의 상이한 반송파로부터 선택된 반송파의 조합의 하나 및 반송파 하나를 특징짓고, 다른 수신기로부터 송신된 입력 측정치를 수신하지 않는다.

본 발명의 이점은 모호성을 해결하기 위해 수신기에서 다수의 상이한 반송파 주파수 조합을 수용하는 것이다. 일반적으로 말해서, 본 발명 덕분에, 3중 주파수 수신기의 수렴이 크게 단축되었다. 또한, 본 발명의 일 실시예에서, 향상된 무결성이 제공된다. 일 실시예에서, 수신기는 시야에서 벗어난 후에 신호를 복구할 수 있는 내장된 능력을 가진다. 몇몇 실시예에서, 코드 신호의 잡음은 상당히 감소된다. 또한, 몇몇 실시예에서, 정밀 포인트 위치 결정 솔루션의 단기간 잡음이 감소된다.

본 발명은 다양한 실시예 및 첨부된 도면의 설명으로부터 보다 잘 이해될 것이며, 다양한 특징 및 이점이 명백해질 것이며, 도면에서:
도 1은 다수의 실시예에서 본 발명의 구현을 가능하게 하는 시스템을 나타낸 도시도:
도 2는 본 발명의 많은 실시예에서 수신기의 기능적 아키텍처를 나타낸 도시도:
도 3은 다수의 실시예에 따라 본 발명을 구현하는 방법의 흐름도:
도 4a 및 4b는 각각 본 발명의 일 실시예에 따른 관찰 모델의 상태 벡터의 일부 파라미터의 리스트 및 측정 모델의 일부 파라미터의 리스트를 표시한 도시;
도 5는 본 발명의 일 실시예에서 3 중 주파수 GNSS 수신기의 수렴을 도시한 도시도;
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 일 실시예에서 RAIM 알고리즘의 2개의 변형예를 도시한 도시도.
도 7a 및 도 7b는 각각 도 6a 및 도 6b의 RAIM 알고리즘의 2개의 변형예의 3중 주파수 GNSS 수신기의 이상 검출에 대한 영향을 도시한 도시도;
도 8은 본 발명의 일 실시예에서 갭-브릿징 알고리즘의 흐름도:
도 9a 및 도 9b는 도 8의 갭-브릿징 알고리즘의 사용의 영향을 도시한 도시도:
도 10a 및 도 10b는 본 발명의 일 실시예에 따른 도플러 평활화 알고리즘의 영향을 도시한 도시도:
도 11a, 도 11b 및 도 11c는 본 발명의 일 실시예에서 클럭 수정 및 측정의 동기화의 3중 주파수 GNSS 수신기의 수렴에 미치는 영향을 도시한 도시도:
도 12는 본 발명을 구현하기 위한 시스템의 일례의 아키텍처:
도 13은 본 발명을 구현하기 위한 PPP 코어 모듈의 흐름도.

도 1은 다수의 실시예에서 본 발명의 구현을 가능하게 하는 시스템을 나타낸다.

대략 소형인 많은 종류의 GNSS 수신기가 있다. 본 발명의 적용 분야의 예로서만, 도 1은 적어도 하나의 내비게이션 위성(140)의 컨스텔레이션으로부터 신호를 획득하기 위한 기능을 갖는 스마트폰(110)인 단말기를 도시한다. 단말기는 위성의 신호(들)를 획득하기 위한 특정 안테나(120a)를 가진다. 내비게이션 신호의 획득 및 추적의 조건을 개선하는 애드온 외부 안테나(130)를 또한 가질 수 있다. 내장 및 애드온(add-on) 안테나는 모노, 바이 또는 트리플 주파수 대역에 맞게 조정할 수 있다. 애드온 안테나의 위치는 특히 자동차, 보트 또는 비행기에서의 수신 상태를 개선하도록 선택될 수 있다. 다중 경로 반사의 영향을 제한하기 위해 레이돔에 수용될 수 있다. 이러한 구성에서, 위치 측정의 신뢰 지수는 우수할 것이다. 안테나가 최소한의 특징을 가지거나 단말기의 환경이 다중 경로 반사를 많이 생성하는 경우, 위치 측정의 신뢰 지수는 훨씬 낮아질 것이다.

스마트폰은 또한 3G/4G 무선 통신 신호를 수신하기 위한 안테나(120b)를 갖는다. 위치 결정 단말이 스마트폰이 아닌 경우, USB 키를 사용하여 그 기능에 통신 능력을 부가하는 것이 항상 가능하다. 대안적으로, 단말기는 이더넷 포트를 통해 직접 또는 WiFi 또는 블루투스 액세스 포트를 통해 간접적으로 유선 통신 네트워크에 연결될 수 있다.

터미널 안테나(들)는 서반구에서 GPS 및 GLONASS, 그리고 곧 Galileo 및 Beidou의 내비게이션 위성(140a, 140b)의 하나 이상의 컨스텔레이션의 신호를 획득하게 한다. 신호 처리(일반적으로 4개)에 필요한 최소 개수의 위성으로부터의 신호의 획득 및 추적의 품질은 컨스텔레이션 위성에 관한 단말기의 위치 및 수신의 로컬 조건에 특히 의존할 것이다. 따라서 복수의 컨스텔레이션으로부터 신호를 획득할 수 있기 때문에 위치 측정의 가용성, 정밀도 및 신뢰 지수가 향상된다. EGNOS 또는 INMARSAT와 같은 기본 컨스텔레이션 신호(SBAS: Satellite Based Augmentation Signals)를 수정하기 위한 메시지를 포함하는 신호를 방출하는 위성도 있다.

위성 신호는 단말기의 전용 집적회로 또는 전자 보드 또는 스마트폰의 경우 다른 기능을 구현하는 통합 칩셋(150)의 기능 블록에 의해 처리된다. 전용 보드 또는 칩은 U-Blox(예: 정확한 위치 결정 애플리케이션을 위한 Neo-7P ™ 참조), CSR(예:SiRFatlasVI ™ 참조) 및 Broadcom(예:BCM2075 참조)에서 생산된다. 위치 측정을 특징짓는 포인트 속도 및 시간을 계산하기 위해 상기 회로에 의해 수행되는 각각의 위성 채널의 프로세싱은 통상적으로 애플리케이션 개발자가 액세스할 수 있다. 이는 본 발명의 프레임 워크에서 사용되는 것들을 포함하여 상이한 위성 신호 처리 채널의 출력을 처리하는 다양한 알고리즘의 보다 쉽고 보다 유연한 구현을 허용한다. 스마트폰 용 SnapDragon ™ 호스트 칩셋에 통합된 퀄콤 gpsOne ™ 기술의 현지화 블록과 같은 다른 경우에는 다른 알고리즘을 사용해야 할 수도 있다.

처리 유닛의 출력에서의 위치 데이터는 지도 데이터(160)와 병합될 수 있다.

단말기(110)는 또한 특화된 네트워크(170)로부터의 데이터에 액세스를 허용하는 유선 또는 무선 통신 링크를 통해 수정 정보를 얻을 수 있다. 이 수정 정보는 차동 또는 절대 실시간 수정, 예를 들어 RTCM SC-104 표준 형식(즉 해상 서비스에 대한 무선 기술위원회의 표준화 위원회 104)을 사용하는 RTIGS 또는 실시간 국제 GNSS 서비스일 수 있다.

단말기는 위치 결정 데이터의 현재 정밀도(수정 가능한)를 계산하기 위해 그 프로세서들 중 하나에 의해 사용되는 데이터뿐만 아니라 시간에 따른 정밀도의 함수로서의 수신 조건의 가능성 있는 진화 및 단말기의 하드웨어 및 소프트웨어 구성의 가능한 변경(예를 들어, 다중 주파수 및 단일 주파수 모드 사이에서 다중의 기능으로서 전환)의 예측된 궤도에 국부적으로 또는 원격적으로 액세스할 수 있다. 이러한 예측은 본 출원인에게 양도된 제 FR 14/56862호로 출원된 프랑스 특허 출원에 개시되어있다.

도 2는 본 발명의 다수의 실시예에서 수신기의 기능적 아키텍처를 나타낸다.

본 발명에 따른 수신기는 다수의 신호 처리 채널(210,..., 21n)을 포함한다. 각 개별 처리 채널은 하나의 컨스텔레이션의 한 위성으로부터의 신호를 처리한다. 다수의 컨스텔레이션으로부터의 신호는 상이한 처리 채널에 의해 동시에 획득될 수 있다. 개별 처리 채널은 정의된 주파수로 위성에 의해 송신되는 하나의 반송파의 신호를 처리하는 서브 채널인 복수의 서브 채널 또는 개별 채널(211, 212, 213)을 포함한다. 채널 상에 획득되고 추적되는 하나, 둘, 셋 또는 아마도 N개의 부-반송파가 존재할 수 있다. 예를 들어, 현재 GPS 컨스텔레이션의 각 위성은 2개의 상이한 주파수 L1 및 L5에서 2개의 신호를 방송한다. L5의 내비게이션 메시지가 승인된 사용자에게 예약되어 있고 표준 수신기로 디코딩할 수 없는 경우에도 두 신호를 수집하고 추적할 수 있다. 각각의 서브-채널은 코드 추적 루프(2111) 및 반송파 추적 루프(2112)를 포함한다. 코드 추적 루프는 각각의 위성에 의해 송신된 변조된 신호를 모니터링한다. 반송파 추적 루프는 반송파의 위상을 모니터링한다. 따라서, 본 발명의 수신기는 개별적인 신호 처리 채널의 복수의 N-plet, 한 순간에 하나의 위성으로부터의 신호를 처리하는 N-plet의 신호 처리 채널, 주어진 위성에 대해 주어진 주파수 대역에서 하나의 반송파로부터의 신호를 처리하는 N-plet 에서의 하나의 신호 처리 채널을 포함한다. 본 발명에 따르면, N은 2 이상이다. 신호 처리 채널의 N-plet 내의 일부 회로는 상이한 주파수 대역의 처리 채널에 의해 공유될 수 있다.

각각의 채널에 대해, 측정 벡터(220,..., 22n)가 구성된다. 조합된 모든 채널들은 칼만 필터(Kalman filter) 일 수 있는 필터링 회로에서 상태 벡터(230)의 결정을 허용한다.

표기법은 다음 두 발행물:[[　Integer Ambiguity Resolution on undifferenced GPS Phase measurements and its application to PPP and satellite precise orbit determination　]], LAURICHESSE Denis, MERCIER Flavien, BERTHIAS Jean-Paul, BROCA Patrick, CERRI Luca에 의한 Journal Of Navigation Vol 56 N0 2; D. Laurichesse, 백서　"Phase biases for ambiguity resolution: from an undifferenced to an uncombined formulation"에 의한 표기법이다.

N=3인 본 발명의 실시예에서, 함수 모델의 제1 방정식은 다음과 같다:

여기서 f₁.f₂ 및 f₅는 GPS 시스템(L1, L2, L5) 또는 갈릴레오 시스템(E1, E5a, E5b)의 세 주파수이며, c는 진공에서 빛의 속도이다. GPS L1, L2 및 L5 대역의 경우, f1 = 154f0, f2 = 120f0 및 f5 = 115f0, 여기서 f0 = 10.23MHz이다. 갈릴레오의 경우 f1은 동일(E1)이고 f2는 120 f0(E5a)로 대체될 수 있으며 f5는 118 f0(E5b)로 대체될 수 있다.

의사 거리 또는 코드 측정 P1, P2 및 P5 는 미터 단위로 표현되는 반면, 위상 측정치 L1, L2 및L5(및 갈릴레오의 경우 E1, E5a, E5b)는 주기적으로 표현된다.

모델의 다른 방정식은 다음과 같다:

여기서:

-D₁, D₂및 D₅는, 대류권 신장, 상대론적 효과 등을 포함하는 f₁, f₂ 및 f₅에서 에미터와 수신기의 위상 중심 간의 기하학적 전파 거리이다.

-(사이클에서) W는 와인드 업 효과의 기여이다.

-e는 f₁에서의 전리층 신장이다. 이 신장률은 주파수의 제곱의 역수와 위상 및 코드 간의 반대 부호에 따라 변한다.

- Δh=h_i-h^j는 리시버 i와 에미터 j 전리층-프리 위상 클럭 간의 차이다. Δh는 의사 거리 클럭에 해당하는 용어이다.

- N₁', N_W' 및 N_E'는 3개의 반송파 위상 모호성으로, 각각 N₁, 광폭 및 여분의 광폭이다. 정의상, 이러한 모호성은 정수이다. 또한, бN₁, бN_W, бN_E양은 기술적인 목적을 위해 도입된 정수값(설명에서 추가로 설명되는 갭 브리징 능력)이다. 루틴 모드에서 이 양은 0으로 설정된다.

- Δb_p=b_pi-b_p ^j는 RTCM 표준(Paper 055-2010-SC104-582 "ssr_sv_궤도_클럭_바이어스_4pm_SC104_v04")에 정의되어 있다.

- ΔL_p=L_pi-L_p ^j는 RTCM 표준(Stage 2: "Satellite Phase Biases for RTCM STANDARD" 10403.2 DIFFERENTIAL GNSS (GLOBAL NAVIGATION SATELLITE SYSTEMS) SERVICES - VERSION 3 DEVELOPED BY RTCM SPECIAL COMMITTEE NO. 104 FEBRUARY 1, 2013B)에 정의된 바와 같은 수신기i와 에미터j 위상 바이어스 간의 차이이다.

- 일반적으로, Δ연산자는 수신기와 에미터 수량의 차이를 나타낸다. 이 모델에는 컨스텔레이션 당 하나의 수신기 양이 있다. 단일 수신기로부터의 측정의 사용은 차동 GNSS 시스템과 같은 하나 이상의 기준 수신기에 의존하는 방법 및 시스템과 본 발명을 구별한다. 따라서, 본 발명의 관측 모델은 위성 및 수신기 클럭 바이어스를 제거하기 위해 다른 수신기에 의존하지 않고 반송파 모호성을 해결한다. 로버에 의해 사용되는 모델은 수정을 사용할 수 있는데, 특히 처리 센터에서 오는 대기 수정이지만 기준 수신기로부터의 측정은 없다.

필터링 회로의 출력에서, 의사 거리가 결정된다.

도 3은 다수의 실시예에 따라 본 발명을 구현하는 방법의 흐름도이다.

단계(310)에서, 수신기의 위치의 초기값이 결정된다. 이 초기값은 본 발명을 구현하는데 사용된 모델의 선형 영역 내에 있는 100㎛보다 더 우수한 정밀도로 결정될 필요는 없다. 본 발명의 일 실시예에서, 이 초기값은 각 계산 단계에서 제1 주파수(예를 들어, E1)에 대한 코드 측정치로부터 계산된다.

제1 위치는 시야에 있는 위성의 위치 평균에 기초하여 계산된다. 이어서, 계산의 수렴까지 모든 서브-채널들로부터의 전파 거리를 사용하여 다른 위성들과 최소 자승 최소화 알고리즘(minimum squares minimization algorithm)을 사용하여 단계(330)에서 위치가 조정된다(단계 320). 아마도 잘못된 값이 제거될 수 있다.

또한, 모든 측정 벡터는 필터링 회로의 관측 모델에 입력된다(단계 340). 상태 벡터는 코드 및 위상 바이어스, 수신기 클럭 및 반송파 위상 모호성의 값을 포함하여 단계(350)에서 계산된다. 칼만 필터에서의 고전적 방식으로, 추정된 의사 거리가 생성되고(단계 370), 필터링 기준이 조정될 수 있도록(단계 380), 잔차, 공분산 행렬 및 혁신이 계산된다(단계 360).

관측 모델(칼만 필터 또는 다른 것)의 동작의 다른 종류의 장치가 구현될 수 있다. 예를 들어, 다른 센서들로부터 계산된 수신기의 위치(예를 들어, 관성 항법 시스템) 또는 지도를 사용하는 것과 같은 다른 초기화 모드가 사용될 수 있다.

도 4a 및 도 4b는 각각 본 발명의 일 실시예에 따른 관찰 모델의 상태 벡터의 일부 파라미터 및 측정 모델의 일부 파라미터의 리스트를 표시한다.

예로서, 도 4a에 도시된 관측 모델(확장된 칼만 필터)의 상태 벡터는 GPS 및 GLONASS 위성을 추적할 수 있는 수신기를 갖는 본 발명의 실시예에 대응한다.

수신기의 위치 및 클럭(각 컨스텔레이션에 대해 하나)은 상태 벡터의 변수로서 정의된다. 또한 각 컨스텔레이션의 각 주파수에 대한 코드 및 위상 바이어스도 포함된다. 본 발명의 일 실시예에서, 천문 대류권 지연이 포함되며, 위성마다의 전리층 지연도 포함된다.

그 다음, 위성마다 3개의 위상 모호성이 포함된다. 3개의 반송파 주파수를 갖는 경우, 유리하게 다음과 관련될 수 있다:

- 협폭(N₁)은 c/(f_i + f_j) 반송파 조합 중 하나이며, 여기서 GPS 컨스텔레이션의 경우 i와 j는 1과 2로 선택되고, 갈릴레오 컨스텔레이션의 경우 E_5a, E_5b에 대해 1과 5a 또는 5b로 선택된다;

- 광폭(N_W)는 c/(f_i-f_j) 반송파 조합 중 하나이며, 여기서 GPS 컨스텔레이션의 경우 i와 j는 1과 2로 선택되고, 갈릴레오 컨스텔레이션의 경우 E_5a, E_5b에 대해 1과 5a 또는 5b로 선택된다;

- 여분의 광폭(N_E)은 c/(f_i-f_j) 반송파 조합 중 하나이며, 여기서 GPS 컨스텔레이션의 경우 i와 j가 2와 5로 선택되고, 갈릴레오 컨스텔레이션의 경우 E_5a, E_5b에 대해 5a와 5b로 선택된다.

U 상부 삼각 행렬 및 D의 제곱 대각 행렬을 갖는 P=UDU'의 형태인 칼만 필터의 일반적인 공식을 사용할 수 있다. 솔루션 행렬의 업데이트는 비어만 알고리즘(G.J. Bierman에 의한 "Measurement Updating Using the U-D Factorization", Automatica, Volume 12, Issue 4, July 1976, Pages 375-382), while the propagation of the solution uses the Thornton algorithm (C.L. Thornton 및 G.J. Bierman에 의한, "Gram-Schmidt Algorithms for Covariance Propagation", International Journal of Control, Volume 25,　Issue 2, 1977)을 따른다.

상기 필터의 파라미터화는 바람직하게는 도 2에 관련되어 기술된 기능 모델을 따른다. 기능 모델 수량(위치, 클럭, 바이어스)의 위성 일부는 공지되어 있으며, 따라서 식별되지 않는다. 수신기 파라미터들만이 상태 벡터에서 추정된다. 실제적인 이유 때문에 수신기 클럭은 바이어스(h_i=0)에서 직접 추정된다.

파라미터들의 전이 행렬이 동일성일 때 필터의 전파 단계는 비교적 간단할 수 있다. 따라서 이 단계는 각 파라미터에 대각선 모델 잡음을 추가하는 경우에만 구성된다.

칼만 필터의 수정 단계는 현재의 에포크에서 모델링된 측정 세트를 포함한다. 바람직하게는, 도 4b의 표에 표시된 수정이 사용된다.

전파 거리는 유리하게는 사냑(Sagnac) 효과의 추정을 포함할 것이다. 고체 지구 조류 효과는 루틴을 사용하여 모델링할 수 있다. 예를 들어, 하나는 국제 지구 회전 및 참조 시스템 서비스가 제공하는 루틴(참조 dehanttideinel. f, V. Dehant, IERS 협약(2010))을 사용할 수 있다. 위상 와인드-업의 모델은 Effects of antenna orientation on GPS carrier phase, WU.J.T, Hajj G.A., Bertiguer W.I, Lichten S.M, 01/01/1993, Edit. 1, Manuscripta Geodaetica에 개시되어 있다.

필터에서의 계산은 적절한 위상 바이어스 RTCM 메시지의 사용으로 인해 모호성의 정수 성질을 보존할 것이다. 정수 모호성의 식별은 부트스트랩 방법("A Comparison of TCAR, CIR and LAMBDA GNSS Ambiguity Resolution", Peter Teunissen, Peter Joosten 및 Christian Tiberius에 의한, proceedings of ION GPS 2002, Portland, Oregon)을 사용하여 초기 적정성 확정 후 수행된다. 나머지 모호성은 반복적으로 고정된다. 이 기술은 부분 모호성 수정을 허용한다. 추정 프로세스를 용이하게 하기 위해 모호성은 캐스케이딩 방식으로 고정되어 있다. 첫 번째는 여분의 광폭 N_e이고, 다음은 광폭 N_w이고 N₁이다. 모호성 해결 프로세스는 각 시기마다 다시 시작되어 잘못된 모호성 솔루션을 유지하지 않도록 할 수 있다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에서 3중 주파수 GNSS 수신기의 수렴을 도시한다.

도면의 곡선은 4개의 GPS 위성으로부터의 측정치를 사용하여 로버의 위치의 정밀도를 에포크 당 에포크 cm 단위로 나타낸 것이다. 수렴 시간은 본 발명에 따른 수신기에서 3개의 주파수로 5 mn보다 낮지만, 2-주파수 구성에 대한 수렴 시간은 40분보다 높다.

도 6a 및 도 6b는 본 발명의 일 실시예에서 RAIM 알고리즘의 2가지 변형예를 도시한다.

RAIM(Receiver Autonomous Integrity Monitoring)은 수신기 레벨에서 허위 측정을 검출하고 배제하기 위한 일반적인 메커니즘이다. 일반적으로 측정 중복성을 기반으로 한다. 본 발명에 따르면, FDE(Fault Detection and Exclusion) 메커니즘의 다양한 변형이 구현될 수 있다:

간단한 RAIM: 일반적으로 말하면, 측정 잔류가 특정 임계값(610a) 이상일 때 허위 측정이 검출된다. 임계값은 상황에 따라 다르다. 예를 들어, 반송파 위상 잡음의 3 RMS(Root Mean Square)의 수를 여러 애플리케이션에 대한 임계값으로 선택할 수 있다. 이것은 약 5cm의 RMS이다. RAIM 절차는 주어진 위성, 즉 3개의 반송파를 전송하는 시야 내의 10개의 위성에 대해 주어진 주파수에서 각 반송파에 적용되며, 측정 회수는 30이다. 도 6a에서 설명된 바와 같이, 오류 측정(620a)은 다른 잔차, 630a 및 잘못된 배제로 이어질 수 있다. 이것이 반복적인 제거가 수행되는 이유이다. 각 제거 후에 새로운 잔차를 포함한 새로운 솔루션이 계산된다.

진보된 RAIM: 본 발명의 이 다른 실시예의 아이디어는 즉 오류로 된 측정의 잔차가 임계값 이하일 수 있는 잘못된 잔차를 제공하는 오류 측정(630b) 일 필요는 없다는 관찰에 기초한다(그림 6b).

이 실시예에 따르면, 배제 후보가 되는(즉, 그 잔차가 정의된 임계값 이상인) 에포크에서의 시야 내의 모든 위성으로부터의 측정치 리스트가 결정된다. 그런 다음 원래의 측정 집합에서 철회된 측정 수가 최소이고 나머지 모든 잔차(620b)가 임계값(610b) 아래에 있는 조합이 발견될 때까지 측정의 모든 조합(예: 하나씩, 그리고 둘씩 등)이 테스트된다. 일반적으로 수신기에서 사용할 수 있는 컴퓨팅 성능에 따라 2~3개의 배제 후보가 정밀도와 대기 시간 사이에 좋은 절충안을 제공한다. 너무 많은 후보자는 조합의 계산 시간에 지수 효과가 있기 때문에 대기 시간이 늘어난다. 너무 적은 후보자는 간단한 RAIM 알고리즘을 통해 결과를 향상시키지 못한다.

다수의 에포크에 걸친 어떠한 측정도 RAIM 기준을 만족하지 않는다면, 도 8, 9a 및 9b와 관련한 설명에서 더 설명되는 바와 같이 갭-브리징 절차를 적용하는 것이 가능하다.

도 7a 및 도 7b는 도 6a 및 도 6b의 RAIM 알고리즘의 2가지 변형예의 3중 주파수 GNSS 수신기의 이상값 검출에 대한 영향을 각각 도시한다.

두 도면은 RAIM의 2가지 변형 예로 본 발명을 구현할 때 기준점의 슬라이딩 윈도우 24시간의 슬라이딩 상에 3가지 상이한 방향(동, 북, 수직)으로 cm 단위로 변위(세로 좌표)를 표시한다.

도 7a의 이상값 수(즉, 정의된 신뢰 대역 외의 측정치)는 여전히 높은 절대값(10cm를 초과)을 가지는 높은 값이다. 여기에 측정값이 표시되는 수신기의 신호 수신 상태가 매우 낮기 때문에 RAIM 메커니즘 없이 탐색 솔루션을 계산할 수 없음을 주의해야 한다.

도 7b에서, RAIM 계산은 상기 도 6b와 관련하여 설명된 개선된 RAIM 방법에 기초한다. 이상값의 크기와 숫자의 감소(모든 값은 10cm 미만 임)는 상당히 중요하다. 이러한 개선을 달성하기 위해 3중 주파수 대역 수신기가 필요하지 않다. 2중 주파수 대역 수신기는 모노 주파수 대역 수신기뿐만 아니라 이러한 향상을 이용할 수 있다. 물론 정의된 RAIM 임계값에 해당하는 선택적 가용성은 더 많은 수의 주파수 대역에 대해 더 좋을 것이다. RAIM 절차는 다른 GNSS 컨스텔레이션에 속하는 위성 신호로 수행될 수 있다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에서 갭-브리징(gap-bridging) 알고리즘의 흐름도이다.

갭-브리징은 측정의 갭을 통과 시키거나 수신기의 초기화에 사용되는 기술이다. 모호성의 세트는 갭 전후에 완전히 다를 수 있다. 갭의 일반적인 지속 시간은 1분 미만이다. 이 이벤트는 일반적으로 수신기가 터널을 통과하거나 다리 아래를 통과할 때 발생한다.

본 발명에 따르면, 갭 동안, 수신기는 빠른 재 수렴을 보장하기 위해 내부 상태(일반적으로 대류권 및 전리층)의 일부를 유지할 수 있다. 또한 모호성의 점프가 정수 값이라고 가정하면 이러한 점프를 추정할 수 있다. 그러나 이 기능이 개별 모호성을 정수값이라고 추정할 필요는 없다. 점프만 추정해야 한다. 점프 추정은 필터의 бN 파라미터 및 부트스트랩 해상도, 특히 도 2와 관련하여 위에 언급된 방정식에 기인하여 가능하다. 이 절차는 위성마다 2개의 반송파로 수행될 수 있으며, 광폭 신호 및 협폭 신호를 포함한다. 특히 이 기술이 GLONASS 컨스텔레이션에서도 작동하는 이유이다.

단계(810)에서, 도 6a 및 도 6b의 실시예 중 하나에 따른 RAIM 알고리즘이 실행된다. 단계(820)에서, 수신기는 신뢰 구간에 대해 설정된 임계값을 초과했기 때문에 일부 측정치가 제거되었는지 테스트한다. 그렇다면, 단계(830)에서, 반송파 위상 정수 모호성 정정으로 간주될 수 있는 정수 모호성의 бN₁,бN_W,бN_E값을 갖는 부트스트랩 계산을 사용하여 위상 점프가 추정된다. 단계(840)에서, 수신기는 고정되지 않은 위상 점프의 일부가 신뢰 구간에 대해 설정된 임계값 이상인지 여부를 테스트한다. 그렇다면, 모든 모호성은 단계(850)에서 재 초기화된다.

도 9a 및 도 9b는 도 8의 갭-브리징 알고리즘의 사용의 영향을 도시한다.

도 9a 및 도 9b 모두에서, 인공 점프가 매 시간마다 발생된다.

도 9a에서, 시스템은 전리층 수정 및 위상 점프 추정을 사용하지 않는다.

도 9b에서, 도 8의 알고리즘, 즉 전리층 수정 및 위상 점 추정이 구현된다. 갭 브리징 기능을 구현할 때 측정의 정확성에 대한 신뢰의 상실과 각 인공 점프 후에는 정확한 측정이 신속하게 보장된다는 것을 알 수 있다. 어떤 경우에도 갭-브리징 프로세싱의 효율은 갭의 지속 기간이 너무 높지 않을 때 더 좋다.

도 10a 및 도 10b는 본 발명의 일 실시예에 따른 도플러 평활화 알고리즘의 영향을 도시한다.

코드 측정은 일반적으로 잡음이 있다. 이 잡음은 단일 주파수 솔루션에서 특히 눈에 띄며, 위상 측정만으로 전리층이 없는 솔루션을 수행할 수는 없다. 그러나 도플러 측정 덕분에 이러한 코드 측정을 원활하게 할 수 있다. 이 평활화의 목적은 잡음을 줄이고 바이어스를 줄이지 않는 것이다.

이 평활화는 2개의 연속적인 측정에 적용된 차수 1의 필터로 각 주파수에 독립적으로 수행된다:

C_St=(1-a)C_t+a(C_S(t-dt)+dt(D_t-dt+D_t)/2)

여기서 다음과 함께:

C_St는(t에서) 평활 코드 측정

C_t는(t에서) 원시 코드 측정

C_S(t-dt)는(t-dt에서) 평활화된 코드 측정

D_t는(t에서) 도플러 측정

D_t _-dt는(t-dt에서) 도플러 측정이다.

a는 평활화 계수(0은 평활하지 않음, 0.95는 평활).

상기 α계수는 τ=30s일 때 식 a=e^-1/τ에 의해 필터의 시정수에 직접 관련된다.

도 10a에서, 코드 측정치는 평활화되지 않지만, 도 10b에서는 코드 측정치가 평활화 된다. 도면 상의 3개의 곡선은 시간 경과에 따른 세 축(수직, 동, 북)을 따른 측정의 RMS(Root Mean Square)이다. 도 10a의 곡선에는 도 10b의 곡선보다 잡음이 분명 더 많다.

본 발명의 이러한 개선은 상이한 수의 주파수 대역(장래에 1, 2, 3 또는 그 이상)을 갖는 수신기에 적용될 수 있다.

도 11a, 도 11b 및 도 11c는 본 발명의 일 실시예에서 클럭 수정 및 측정치의 동기화의 3중 주파수 GNSS 수신기의 수렴에 대한 영향을 도시한다.

정확한 클럭 수정은 RTIGS 프레임 워크 내에서 이용 가능하다. 그들은 RTCM 규약을 따르고 시표화되어(time-tag) 있다. 정밀한 위치 지정을 수행하려면 이러한 클럭이 최근형이어야 한다. 본 발명에 따르면, 클럭 수정과 측정 시간 사이의 지연이 특정 임계값(전형적으로 10 내지 20초)을 초과하지 않도록 새로운 메커니즘이 구현된다. 이 지연은 설정에서 수정할 수 있다. 클럭 수정이 새로 고쳐질 때까지 측정을 버퍼링하는 것이다. 이 기능을 사용하면 솔루션의 단기간 잡음을 줄일 수 있다.

도면에 표시된 모든 측정은 프랑크푸르트(독일)의 FFMJ 스테이션에서 이루어졌다. 각 그림에는 세 가지 방향의 위치 오류(수직, 동쪽, 북쪽)와 관련된 3개의 다른 곡선이 표시된다. 도 11a의 곡선은 수정이 위치 측정치와 완전히 동기화되는 상황(대기 제로)과 관련된다. 도 11b에서 곡선은 위치 측정과 관련하여 25초의 대기 시간을 갖는 상황과 관련된다. 도 11b에서 곡선은 위치 측정과 관련하여 수정이 대기 시간이 50초인 상황과 관련된다. 도 11a, 도 11b 및 도 11c에서의 측정 잡음의 증가는 도면에서 명백하다.

본 발명의 이러한 개선은 다른 수의 주파수 대역(1, 2, 3 또는 장래에 훨씬 더 많은)을 갖는 수신기에도 적용될 수 있다.

본 발명의 수신기 및 방법은 컨스텔레이션 및 주파수 독립성에 주목하는 것이 중요하다.

대칭성을 이유로, 특정 컨스텔레이션 또는 특정 주파수에 대한 선호는 없다. 본 발명의 다수의 실시예에서, 사용자는 예를 들어 GLONASS상에서만 PPP 솔루션을 수행하도록 선택할 수 있다. 또한 4개 미만의 위성이 각 컨스텔레이션(예: 3 GPS 및 2 GLONASS)에 표시되더라도 탐색 솔루션을 계산할 수 있다.

본 발명의 또 다른 장점은 다중 수신기 기능은 한 번에 수신기의 전체 세트를 처리할 수 있으며, 이는 재난 모니터링에 특히 유용하여, 여기서 하나의 그리드 내에 위치한 다수의 수신기가 지진을 감지할 수 있다.

본 발명 덕분에, 덜 복잡한 수신기의 사용자는 PPP를 이용할 수 있게 된다.

도 12는 본 발명을 구현하기 위한 시스템의 아키텍처의 예를 도시한 것이다.

예를 들면, 특히 GPS와 Glonass(Product prefix CLK9x)의 정확한 궤도 및 클럭을 포함한 RTIG 해석 센터로부터 조달된 데이터를 사용하여 본 발명이 구현될 수 있다. 이러한 데이터는 '무차별된 모호성 해결'이라는 기술을 사용할 수 있다(이미 위에서 언급한, ≪무차별된 GPS 위상 측정 및 PPP 및 위성 정밀 궤도 결정에의 응용에 정수 모호성 해결을≫ 참조). 이 기술은 IGS 실시간 서비스를 위한 클럭의 본질적인 품질을 향상시킨다. 이 클럭을 사용하면 격리된 "사용자" 수신기에서 모호성을 해결할 수 있으므로 1cm 수평 정밀 포인트 위치 정확도를 달성할 수 있다.

이 솔루션 예의 소프트웨어(PPP-Wizard)의 형태는 C++ 라이브러리이다. 이 소프트웨어는 BNC(지도 제작 및 측지를 위한 독일 연방 기관을 위해 개발된 BKG NTRIP 클라이언트)또는 RTKLIB(리얼 타임 운동학 라이브러리)과 같은 다른 사용할 수 있는 소프트웨어와 호환된다. 궤도 및 클럭 수정이 주로 RTCM(실시간 스트림)에서 오며 소프트웨어는 SBAS수정을 또한 처리할 수 있다. 본 발명에 따른 3중 주파수 구현에서의 모호성 해결은 이 소프트웨어의 주요 특징일 것이다.

BNC와 호환되기 위해, 코어 PPP 모듈은 라이브러리로서 구현되며, RTRover 인터페이스를 존중한다: 이는 모듈을 BNC와 직접 연결하는 것을 허용한다. 또한 이 인터페이스는 관측치(observables) 및 수정의 RTCM 스트림을 사용하여 제공될 수 있다. 이 경우 스트림 디코딩은 RTKLIB 라이브러리 [RTKLIB] 덕분에 수행된다. RTKLIB를 사용하는 별도의 모듈이 스트림 획득을 담당한다. 이 방법으로 스트림을 PPP 모듈로 보내거나 추가 재생을 위해 저장할 수 있다.

도 13은 본 발명을 구현하기 위한 PPP 코어 모듈의 흐름도를 나타낸 것이다.

RTRover 인터페이스는 상이한 입력을 모듈에 제공할 수 있게 한다:

- 관측치

- 방송

- 수정

- 바이어스

- 대기의 양

그 다음에, 인터페이스의 계산 단계가 호출된다. 이 단계는 다음 작업을 수행한다:

- 초기 대략의 포인트 계산

- 상태 벡터의 전파 단계

- 측정 모델 덕택에 잔차 계산

- 상태 벡터의 추정 단계

마지막으로, 계산 단계는 솔류션을 출력한다. 솔류션은 대류권 지연과 관련된 공분산뿐만 아니라 수신기의 위치로 구성된다.

본 명세서에 개시된 실시예는 본 발명의 일 실시예를 설명하기 위한 것일 뿐이다. 이들은 첨부된 청구 범위에 의해 한정되는 상기 발명의 범위를 어떤 식으로든 제한하지 않는다.

Claims

GNSS 위치 결정 신호의 수신기(110)로서,
- 신호 처리 채널의 N-plet(210, 21n)으로서, 하나의 N-plet에서 각 신호 처리 채널(211, 212, 213)은 N개의 상이한 반송파 상에서 위성에 의해 방출된 위치 결정 신호를 획득 및 추적하도록 구성되고, 상기 N개의 반송파 중 하나의 주어진 주파수에서 코드 및 반송파 신호를 추적하도록 구성된 추적회로(2111, 2112)를 포함하며, 상기 추적은 상기 주어진 주파수에서 상기 수신기와 상기 위성 간의 전파 거리의 값을 포함하는 출력을 생성하는, 상기 신호 처리 채널의 N-plet;
- 관측 모델의 출력에서 상기 위성에 대한 예측된 의사 거리값 및 예측된 위상값을 계산하도록 구성된 하나 이상의 필터링 회로(2330)를 포함하되,
N은 2이상의 정수이고, 상기 관측 모델은,
- 상기 신호 처리 채널의 N-plet의 추적 회로의 값 출력을 포함하는 측정 벡터(220)를 입력으로서 수신하고 수신기 위치값, 수신기 클럭값, 수신기에 대한 코드 및 위상 바이어스 및 반송파 위상 모호성을 포함하는 상태 벡터를 사용하여 그 출력을 생성하며, 각각의 반송파 위상 모호성은 N개의 상이한 반송파로부터 선택된 반송파의 하나의 조합 및 반송파의 하나를 특징짓고; 그리고
- 다른 수신기에서 보낸 입력 측정치를 수신하지 않는, 수신기.
제1항에 있어서, N은 3보다 크거나 같고, 상기 상태 벡터에서의 반송파 위상 모호성은 하나의 광폭 및 상기 N개의 반송파의 여분의 광폭 조합의 하나를 특징짓는, 수신기.
제2항에 있어서, 상기 상태 벡터는 제1 주파수 반송파, 광폭 및 여분의 광폭의 반송파 위상 모호성을 나타내는 변수를 포함하고, 상기 관측 모델은 각각의 시간 간격에서, 여분의 광폭 반송파로 시작하여 상기 모호성을 해결하는 부트스트랩 계산을 포함하는, 수신기.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 관측 모델은 사냑(Sagnac) 효과, 고체 지구 조류 효과, 위상 와인드업 효과, 전리층 오류, 대류권 오류, 궤도 오류 및 상대론적 오류 중의 하나의 수정을 입력으로 수신하는, 수신기.
제4항에 있어서, 상기 관측 모델은 연역적인 국부 기상에 의해 변조된 전리층 오류 및 대류권 오류의 수정을 입력으로서 수신하는, 수신기.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 관측 모델은 상기 수신기의 초기 위치로서 상기 수신기와 상기 다수의 위성들 사이의 의사 거리의 평균을 사용하는, 수신기.
제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 관측 모델은 비어만(Bierman) 알고리즘을 사용하여 업데이트되고 쏜톤(Thornton) 알고리즘을 사용하여 전파되는 공분산 행렬을 사용하는, 수신기.
제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 측정 벡터 및 상기 상태 벡터는 복수의 위성으로부터의 데이터를 포함하고, 상기 복수의 위성 중 적어도 2개는 2개의 상이한 컨스텔레이션에 속하는, 수신기.
제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 추적 회로의 출력에서 측정된 값이 예측된 값에 대한 그것의 잔차가 제1 미리 결정된 임계값보다 높으면 상기 측정 벡터로부터 필터링되는, 수신기.
제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 측정된 값들의 조합의 측정 벡터로부터 반복적인 필터링 후에, 예측값에 대한 잔차가 제2 소정의 임계값보다 낮고 그 수가 최대인 경우, 상기 추적 회로의 출력에서 측정된 값은 측정 벡터에 유지되는, 수신기.
제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 상태 벡터는 정수 위상 반송파 점프를 더 포함하며, 각각의 정수 위상 반송파 점프는 신호 손실 후 반송파 위상 모호성의 초기값을 테스트하는데 사용되는, 수신기.
제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 추적 회로 및 상기 필터링 회로에서 사용된 코드 측정치는 상기 코드 측정에 의해 변조된 상기 반송파의 도플러(Doppler) 측정을 사용하여 1차 필터로 평활화되는, 수신기.
제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 위성의 클럭과의 시간차가 미리 설정된 값보다 작은 시간 측정치에서 상기 관측 모델이 고려하는, 수신기.
GNSS 신호의 수신기의 위치 결정 방법으로서,
- 신호 처리 채널에서 GNSS 신호의 N-plet을 획득하는 단계로서, 하나의 N-plet에서 각 신호 처리 채널은 N개의 상이한 반송파상에서 위성에 의해 방출된 위치 결정 신호를 획득 및 추적하도록 구성되고, N개의 반송파의 하나의 주어진 주파수에서 코드와 반송파 신호를 추적하도록 구성된 추적회로를 포함하고, 상기 추적은 상기 주어진 주파수에서 상기 수신기와 상기 위성 간의 전파 거리의 값을 포함하는 출력을 생성하는, 상기 GNSS 신호의 N-plet을 획득하는 단계;
- 관측 모델의 출력에서 위성에 대한 예측된 위상값 및 예측된 의사 거리값을 하나 이상의 필터링 회로에서 계산하는 단계를 포함하되,
N은 2 이상의 정수이고, 상기 관측 모델은,
- 상기 N개의 신호 처리 채널의 추적 회로의 값 출력을 포함하는 측정 벡터를 입력으로서 수신하고, 수신기 위치값, 수신기 클럭값, 수신기에 대한 코드 및 위상 바이어스, 및 반송파 위상 모호성 포함하는 상태 벡터를 사용하여 그 출력을 생성하고, 각 반송파 위상 모호성은 N개의 다른 반송파로부터 선택된 반송파의 조합의 하나와 반송파의 하나를 특징지으며; 그리고
- 다른 수신기에서 보낸 입력 측정치를 수신하지 않는, GNSS 신호의 수신기의 위치 결정 방법.
GNSS 신호 수신기 위치 결정하는 컴퓨터 프로그램으로서,
- 신호 처리 채널의 N-plet에서 GNSS 신호의 N-plet을 획득하도록 구성된 컴퓨터 코드 명령어로서, N-plet에서 각 신호 처리 채널은 N개의 다른 반송파상에서 위성에 의해 방출된 위치 결정 신호를 획득하고 추적하도록 구성되고, 상기 N개의 반송파 중 하나의 주어진 주파수에서 코드 및 반송파 신호를 추적하도록 구성된 추적 회로를 포함하며, 상기 추적은 상기 주어진 주파수에서 상기 수신기와 상기 위성 간의 전파 거리의 값을 포함하는 출력을 생성하는, 상기 GNSS 신호의 N-plet을 획득하도록 구성된 컴퓨터 코드 명령어;
- 관측 모델의 출력에서 위성에 대한 예측된 의사 거리값 및 예측된 위상값을 하나 이상의 필터링 회로에서 계산하도록 구성된 컴퓨터 코드 명령어를 포함하되;
N은 2 이상의 정수이고, 상기 관측 모델은,
- 상기 신호 처리 채널의 N-plet의 추적 회로의 값 출력을 포함하는 측정 벡터를 입력으로 수신하고 수신기 위치값, 수신기 클럭값, 수신기에 대한 코드 및 위상 바이어스 그리고 반송파 위상 모호성을 포함하는 상태 벡터를 사용하여 그 출력을 생성하며, 각각의 반송파 위상 모호성은 N개의 상이한 반송파로부터 선택된 반송파의 조합의 하나와 반송파의 하나를 특징짓고,
- 다른 수신기에서 보낸 입력 측정치를 수신하지 않는, 컴퓨터 프로그램.