KR20170141208A - 신호에서 피크 대 평균 전력비를 감소시키기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

신호에서 피크 대 평균 전력비를 감소시키기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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KR20170141208A
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안소니 페신
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톰슨 라이센싱
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Abstract

감소된 피크 대 평균 전력비로 전송되는 신호를 처리하기 위한 방법 및 장치가 개시된다. 처리는 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영을 적용하는 단계(1650)를 포함하고, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.

Description

신호에서 피크 대 평균 전력비를 감소시키기 위한 장치 및 방법
교차 참조
본 출원은 2015년 4월 30일 출원된 EP 출원 15305672.6의 우선권을 주장한다. EP 출원은 이들 전체가 모든 목적을 위해 본원에 참조로서 포함된다.
본 개시는 일반적으로 통신 시스템에 관한 것이다. 더욱 상세하게, 본 개시는 통신 시스템에서 사용되는 피크 대 평균 전력비 감소 기술에 관한 것이다.
이 절은 아래에서 설명되는 본 실시형태와 관련될 수 있는 다양한 양태의 기술을 독자에게 소개하기 위한 것이다. 이 논의는 본 개시의 다양한 양태에 대한 더 나은 이해를 돕기 위한 배경 정보를 독자에게 제공하는데 도움이 될 것으로 믿어진다. 따라서, 이러한 설명이 이 관점에서 읽혀져야 함을 이해해야 한다.
많은 현대 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중 방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)과 같은 다중반송파 변조 기술을 이용한다. OFDM은 여러 반송 주파수에서 디지털 데이터를 인코딩하는 기술이다. OFDM에서, 부-반송파 주파수는 부-반송파가 서로 직교하도록 선택되며, 이는 부-채널 간의 누화(cross-talk)가 제거되고 반송파 간 보호 대역(inter-carrier guard band)이 필요하지 않음을 의미한다. 이는 송신기와 수신기 모두의 디자인을 크게 단순화한다; 즉, 종래의 주파수 분할 다중 방식(frequency division multiplexing, FDM)과는 달리, 각각의 서브 채널에 대한 별도의 필터가 필요하지 않다. 직교성(orthogonality)은 수신기 측에서 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 알고리즘을 사용하고 송신기 측에서 역 FFT를 사용하여 효율적인 변조기 및 복조기를 구현할 수 있게 한다. 특히, FFT의 크기는 OFDM 변조 시스템 내의 반송파의 수를 알 수 있게 한다. 주파수 선택적 채널은 지연 확산 또는 상관 대역폭에 의해 특징지어 진다. 8-레벨 잔류 측파대(eight level vestigial sideband, 8-VSB) 신호 전송 시스템과 같은 단일 반송파 시스템에서는 단일 페이딩 또는 간섭으로 인해 전체 링크가 실패할 수 있지만, OFDM과 같은 다중반송파 시스템에서는 총 부-반송파의 극히 일부만이 영향을 받는다. 이러한 방식으로, 단일 반송파 시스템에서보다 더욱 단순한 등화(equalization) 기술을 사용하여 OFDM에서 다중 경로 페이딩을 쉽게 제거할 수 있다. OFDM은 그 중에서도 지상파 텔레비전 신호 전송(예를 들어, 디지털 비디오 방송 표준 DVB-T 및 DVB-T2)뿐만 아니라 휴대 전화 및 무선 데이터 신호 전송을 위한 시스템에 사용된다.
DVB-T2 시스템의 경우, 여러 가지 다양한 FFT 크기 중에서 선택할 수 있는데, 구체적으로는 1K, 2K, 4K, 8K, 16K 및 32K이며, 반송파 수는 2내지 N 제곱이고 위에서 수천으로 나타낸 값에 가장 필적한다. FFT의 크기가 증가함에 따라, 스펙트럼의 롤-오프(roll-off)가 점점 더 날카로워 진다. 통상적으로, 각각의 FFT 크기에 대해, 고정된 수의 OFDM 반송파만이 사용되고, 스펙트럼의 에지에서, 반송파의 일부는 스펙트럼이 인접 채널로 간섭하지 않을 정도로 충분히 롤-오프하도록 사용되지 않는다. 큰 FFT 크기(16K, 32K 등)의 경우, 롤-오프는 매우 날카로우며 일부 추가 OFDM 반송파가 사용될 수 있다. 이러한 높은 FFT 값에서, DVB-T2 사양은 정상적인 수의 반송파 또는 확장된 수의 반송파를 사용할 수 있게 한다. 이는 L1 프리-시그널링(pre-signaling) 데이터를 사용하여 수신기에 전송된다.
또한, 각각의 반송파는 변조 코드워드 집합을 기반으로 변조될 수 있다. 변조 깊이 또는 성상도 패턴은 2 비트 코드 워드를 사용하는 직교 위상 편이 변조(Quadrature Phase Shift Keying, QPSK)로부터 8 비트 코드 워드를 사용하는 256-레벨 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)까지 다양할 수 있다.
OFDM 변조는 유럽의 DVB-T/DVB-T2 표준 및 일본의 통합 디지털 방송 표준 ISDB-T 표준과 같은 디지털 지상파 텔레비전 표준에서 사용하기 위해 채택되었다. 유럽 디지털 지상파 텔레비전(Digital Terrestrial Television, DTT)의 제 1 세대인 DVB-T는 가장 널리 채택되고 사용되는 표준이다. 1997 년에 발표된 이래로, 70 개국 이상에서 DVB-T 서비스를 도입하였으며 45 개 이상의 국가에서 DVB-T를 채택하였다(그러나 아직 사용은 안 함). 이렇게 잘 확립된 표준은 엄청난 규모의 경제와 매우 낮은 수신기 가격에서 혜택을 얻는다. 이전의 서비스와 마찬가지로, DVB-T2는 강력한 신호를 전달하는 다수의 부-반송파를 이용하여 OFDM(직교 주파수 분할 다중) 변조를 사용하고 다양한 모드를 제공하므로 매우 유연한 표준이다. DVB-T2는 BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem) 코딩과 결합된 저밀도 패리티 체크(Low Density Parity Check, LDPC) 코딩과 같은 위성 신호용 DVB-S2 표준 및 케이블 신호용 DVB-C2 표준에서 사용되는 동일한 오류 정정 부호화를 사용하여 매우 견고한 신호를 제공한다. 반송파의 수, 보호 구간 크기 및 파일럿 신호는 오버 헤드가 임의의 목표 전송 채널에 대해 최적화될 수 있도록 조정될 수 있다. DVB-T2는 다른 DTT 시스템보다 향상된 견고성, 유연성 및 적어도 50% 이상의 효율성을 제공한다. 이는 표준 화질(standard definition, SD), 고화질(high definition, HD), 초고화질(ultra high definition, UHD), 모바일 TV 또는 이들의 조합을 지원한다.
OFDM은 또한, 이에 제한되지 않으나, 전기 전자 기술자 협회 표준 IEEE 802.11 무선 표준, 셀룰러 3세대 파트너쉽 프로젝트 롱 텀 에불루션 (3G partnership project long term evolution, 3GPP LTE) 표준 및 디지털 오디오 방송(digital audio broadcast, DAB)과 같은 다른 무선 통신 네트워크에도 채택되었다. OFDM은, 이에 제한되지 않으나, 동축 케이블용 멀티미디어 오버 케이블 얼라이언스(multimedia over cable alliance, MoCA) 시스템 및 전화선용 비대칭 디지털 가입자 회선(asymmetrical digital subscriber line, ADSL) 및 초고속 비트 레이트 DSL(very high bit rate DSL, VDSL) 시스템을 포함하는 다른 유선 프로토콜에도 사용되었다. 상기한 속성 및 파라미터는 이들 OFDM 구현에도 동일하게 적용된다.
최근, 미국에서 지상파 방송 디지털 텔레비전 표준을 제안하는 고급 텔레비전 시스템 위원회(Advanced Television Systems Committee, ATSC)는 차세대(ATSC 3.0) 물리 계층에 대한 제안을 발표하였다. ATSC 3.0은 시청자에게 더 많은 서비스와 향상된 대역폭 효율성 및 압축 성능을 제공하며, 이는 8-VSB(8 레벨, 잔류 측파대) 변조 시스템을 포함하는 현재 배포된 버전인 ATSC A/53과의 하위 호환성의 중단을 필요로 한다. ATSC 3.0은 향후 10 년 이내에 등장할 것으로 예상되며, 초당 60 프레임(fps)에서 최대 3840 x 2160 픽셀의 초고화질 비디오 해상도의 콘텐츠를 고정 장치로 전송하는 것을 지원할 예정이다. ATSC 3.0은 OFDM과 관련하여 위에 설명한 많은 원리들을 이용할 수 있으며, 다수의 신호 변조 성상도 패턴들을 더 포함할 수 있다. 이 시스템은 60 fps에서 최대 1920 x 1080 픽셀의 고화질 비디오 해상도의 콘텐츠를 휴대형, 초소형 및 차량용 장치로 전송하는 것을 지원할 예정이다. 이 시스템은 또한 낮은 비디오 해상도와 프레임율을 지원할 것으로 예상된다.
그러나 경쟁력 있는 특성에도 불구하고, OFDM 신호는 단일 반송파 신호에 비해 큰 단점인 높은 피크 대 평균 전력비(Peak-to-Average Power Ratio, PAPR)를 갖는다. OFDM 신호가 시간 영역으로 변환될 때, 생성된 신호는 모든 부-반송파의 합이 되며, 위상이 합쳐져서 평균 신호 전력의 N 배까지 신호 피크가 발생하며, 여기서 N은 부-반송파의 수이다. 이러한 특성은 OFDM 신호가 송수신기의 아날로그 구성 요소의 비선형성, 특히 방출에서의 고출력 증폭기(High Power Amplifier, HPA)의 비선형성에 매우 민감하게 한다.
HPA는 고효율 영역에 해당하는 포화 영역에서 작동하도록 고안되었다. 그러나, 이 영역에서 HPA는 심각한 비선형 동작을 한다. 이러한 비선형성은 비트 오류율(Bit Error Rate, BER) 측면에서 링크 성능을 저하시킬 수 있고 또한 상당한 대역외(Out-Of-Band, OOB) 간섭을 생성하여 운영자가 엄격한 스펙트럼 마스크를 준수하는 것을 더욱 어렵게 하는 대역내(In-Band, IB) 왜곡의 원인이다. 이 문제에 대한 가장 간단한 해결책은 충분히 큰 증폭기 백-오프를 허용하여 선형 영역에서 HPA를 작동시키는 것이다. 그러나, 이러한 접근 방식은 시스템의 전력 효율을 저하시키며, 종종 전체 시스템에서 수용할 수 없는 비용-효율성 조건을 초래한다. 이러한 모든 이유로 인해, OFDM 신호의 PAPR을 감소시키는 것이 실제 시스템에서 OFDM의 비용-효과 이점을 유지하는데 점점 더 매우 중요한 것으로 여겨지며, 특히 DVB-T2와 같은 새로운 시스템이 다수의 반송파(최대 32K 및 256-QAM 변조)를 사용하기 때문이다.
OFDM 시스템에서 PAPR 값을 줄이기 위한 많은 기술이 제안되었지만, 이들 대부분은 전송 효율을 저하시키거나 의도적으로 전송 신호의 품질을 저하시킨다. 예를 들어, 단일 입력 단일 출력(single input single output, SISO) 및 다중 입력 다중 출력(multiple input multiple output, MIMO) 통신 시스템 모두에서 PAPR 값을 줄이는 효율적인 방법으로 능동 성상도 확장(Active constellation Extension, ACE) 메커니즘이 제안되었으며, DVB-T2 방송 시스템에서의 사용을 위해 채택되었다. 그러나, 이들 시스템은 모든 신호 변조 성상도 패턴에 대해 최적은 아니다. 예를 들어, ATSC 3.0은 16, 64 또는 256 개의 성상도 심볼 또는 포인트를 포함하는 2차원(2D) 비-정사각형 성상도 패턴을 사용하는 것을 고려하고 있다. ACE 메커니즘은 정사각형 QAM 성상도의 경계 포인트가 실수 또는 가상 축 방향을 따라 연장되기 때문에 정사각형 배열을 사용하는 QAM 변조된 부-반송파에서 잘 작동한다. 그러나, 유사한 PAPR 감소 기술뿐만 아니라 DVB-T2와 함께 사용되는 ACE 기술은 ATSC 3.0에 대해 제안된 비-정사각형 성상도에 대해 매우 낮은 효율성을 갖는다.
새로운 방송 시스템이 사용되면, 결국 ATSC 3.0의 경우에서와 같이, 새로운 방송 시스템이 기존 시스템과 공존할 수 있다. 또한, 일반적으로 새로운 채널과 기존 채널 모두를 수용할 수 있도록 채널이 사용 가능한 스펙트럼으로 이동하는 채널 재조정이 수반된다. 이러한 기획 과정은 채널이 배치될 수 있는 위치를 기획할 때 다양한 채널 간의 간섭을 고려해야 하므로 상당히 어려울 수 있다. 공존 조건은 PAPR 감소 기술을 새로운 시스템의 우선 순위 중 하나로 고려해야 하는 중요성을 강조하는데, 특히 기존의 단일 반송파 시스템과의 잠재적인 인접 및 동일 채널 간섭 때문이다. 따라서, ATSC 3.0용 OFDM 시스템을 포함하여, 새롭고 다양한 신호 변조 성상도 패턴을 기반으로 OFDM 시스템과 함께 사용되는 PAPR 감소 기술에 대한 개선이 필요하다.
본 개시의 일 실시형태에 따라, 신호 전송의 일부로서 성상도(constellation) 내의 다수의 심볼로 변조된 데이터 스트림을 처리하기 위한 방법이 설명된다. 방법은, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영(extension projection)을 적용하는 단계를 포함하고, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역(outward angular region)을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
본 개시의 또 다른 양태에 따라, 신호 전송의 일부로서 성상도 내의 다수의 심볼로 변환된 데이터 스트림을 처리하기 위한 장치가 설명된다. 장치는 투영 모듈을 포함하고, 투영 모듈은, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영을 적용하고, 제 1 형태의 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
또 다른 실시형태에 따라, 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 나타내는 심볼의 성상도로서 전송된 수신 신호를 처리하기 위한 방법이 설명된다. 방법은, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 1 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 단계를 포함하고, 제 1 확장된 성상도는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외향 각 섹터(outward angular sector)로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
또 다른 실시형태에 따라, 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 나타내는 심볼의 성상도로서 전송된 수신 신호를 처리하기 위한 장치가 설명된다. 장치는, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 1 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 복조기(124)를 포함하고, 제 1 확장된 성상도는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외향 각 섹터로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
상기 내용은 주제의 실시형태의 일부 양태의 기본적인 이해를 제공하기 위해 주제의 간략한 요약을 제공한다. 이 요약은 주제에 대한 광범위한 개요가 아니다. 이는 실시형태의 핵심적인/결정적인 요소를 확인하거나 주제의 범위를 기술하기 위한 것은 아니다. 이의 유일한 목적은 나중에 제시되는 더욱 상세한 설명의 서문으로서 간략한 형태로 주제의 몇 가지 개념을 제시하는 것이다.
본 개시의 이들 및 다른 양태, 특징 및 이점은 첨부된 도면과 관련하여 읽혀질 바람직한 실시형태에 대한 다음의 상세한 설명으로부터 설명되거나 명백해질 것이다..
도 1은 본 개시의 양태에 따른 디지털 방송 채널에 적용 가능한 일반적인 디지털 통신 시스템의 간략한 블록도를 도시하고,
도 2는 본 개시의 양태에 따른 예시적인 무선 네트워크의 블록도를 도시하고,
도 3은 본 개시의 양태에 따른 예시적인 송신기 소스의 블록도를 도시하고,
도 4는 본 개시의 양태에 따른 예시적인 데이터 수신기의 블록도를 도시하고,
도 5는 본 개시의 양태에 따른 또 다른 예시적인 데이터 송신기의 블록도를 도시하고,
도 6은 본 개시의 양태에 따른 데이터 송신기에서 사용되는 예시적인 프리-인코더의 블록도를 도시하고,
도 7은 본 개시의 양태에 따른 데이터 송신기에서 사용되는 또 다른 예시적인 프리-인코더의 블록도를 도시하고,
도 8은 본 개시의 양태에 따른 PAPR 기술을 적용한 16-QAM 정사각형 성상도에 대한 도면을 도시하고,
도 9는 본 개시의 양태에 따른 PAPR 기술을 적용한 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면을 도시하고,
도 10은 본 개시의 양태에 따른 PAPR 기술을 적용한 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면을 도시하고,
도 11은 본 개시의 양태에 따른 개선된 PAPR 기술을 적용한 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면을 도시하고,
도 12는 본 개시의 일 실시형태에 따라 투영 블록의 입력 신호의 다양한 경우에 대해 확장 마스크를 성상도의 하나의 포인트에 적용하는 것을 도시한 도면을 도시하고,
도 13은 본 개시의 양태에 따른 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 PAPR 기술의 성능 그래프를 도시하고,
도 14는 본 개시의 양태에 따른 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 PAPR 기술의 성능 그래프를 도시하고,
도 15는 본 개시의 양태에 따른 256-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 PAPR 기술의 성능 그래프를 도시하고,
도 16은 본 개시의 양태에 따라 신호에서 PAPR을 감소시키기 위한 예시적인 프로세스의 흐름도를 도시하고,
도 17은 본 개시의 양태에 따른 데이터 송신기에서 사용되는 또 다른 예시적인 프리-인코더의 블록도를 도시하고,
도 18a 및 도 18b는 본 개시의 양태에 따라 PAPR 기술을 적용하는 다양한 오류 정정 코드 레이트를 갖는 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면을 도시하고,
도 19a 및 도 19b는 본 개시의 양태에 따라 PAPR 기술을 적용하는 다양한 오류 정정 코드 레이트를 갖는 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면을 도시하고, 및
도 20은 본 개시의 양태에 따라 PAPR 기술을 적용하는 다양한 오류 정정 코드 레이트를 갖는 256-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면을 도시한다.
도면(들)은 본 개시의 개념을 설명하기 위한 것이고, 반드시 본 개시를 설명하기 위한 유일한 가능한 구성은 아니라는 것을 이해해야 한다.
도면에 도시된 요소는 다양한 형태의 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있음을 이해해야 한다. 바람직하게, 이들 요소는 프로세서, 메모리 및 입/출력 인터페이스를 포함할 수 있는 하나 이상의 적절히 프로그램된 범용 장치 상의 하드웨어 및 소프트웨어의 조합으로 구현되는 것이 바람직하다. 여기서, "결합 된"이라는 문구는 하나 이상의 중간 구성 요소를 통해 직접 연결되거나 간접적으로 연결된 것을 의미하도록 정의된다. 이러한 중간 구성 요소에는 하드웨어 및 소프트웨어 기반 구성 요소가 모두 포함될 수 있다.
본 설명은 본 개시의 원리를 설명한다. 따라서, 본 기술 분야의 숙련자는, 본원에 명시적으로 기술되거나 도시되지는 않았지만, 본 개시의 원리를 구현하고 그 범위 내에 포함되는 다양한 구성을 고안할 수 있음을 이해할 것이다.
본원에 인용된 모든 예 및 조건부 언어는 독자가 본 개시의 원리 및 발명자가 기술을 발전시키는데 기여한 개념을 이해하는 것을 지원하기 위한 것으로, 이러한 특별히 인용된 예 및 조건에 제한되지 않고 해석되어야 한다.
또한, 본 개시의 원리, 양태 및 실시형태뿐만 아니라 이의 특정 예를 인용한 본원의 모든 설명은 이들의 구조적 및 기능적 균등물 모두를 포함한다. 또한, 이러한 균등물은 현재 알려진 균등물뿐만 아니라 미래에 개발되는 균등물, 즉 구조와 상관없이 동일한 기능을 수행하는 임의의 요소를 모두 포함한다.
따라서, 예를 들어, 본원에 제시된 블록도는 본 개시의 원리를 구현하는 예시적인 회로의 개념도를 나타내는 것을 본 기술 분야의 숙련자는 이해할 것이다. 유사하게, 임의의 흐름도, 상태 전이도, 의사 코드 등은 컴퓨터 판독 가능 매체에 실질적으로 표현될 수 있고 따라서 컴퓨터나 프로세서가 명시적으로 도시되었건 아니건 이러한 컴퓨터나 프로세서에 의해 실행될 수 있다는 것을 이해할 것이다.
도면에 도시된 다양한 요소의 기능은 전용 하드웨어뿐만 아니라 적절한 소프트웨어와 관련하여 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어의 사용을 통해 제공될 수 있다. 프로세서에 의해 제공될 때, 이들 기능은 단일 전용 프로세서에 의해, 단일 공유 프로세서에 의해, 또는 일부가 공유될 수 있는 다수의 개별 프로세서에 의해 제공될 수 있다. 또한, "프로세서" 또는 "컨트롤러"라는 용어의 명백한 사용은 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어만을 의미하는 것으로 해석되어서는 안되며, 디지털 신호 처리기(digital signal processor, DSP) 하드웨어, 읽기 전용 메모리(read only memory, ROM) 소프트웨어, 랜덤 액세스 메모리(random access memory, RAM) 및 비휘발성 저장 장치를 제한 없이 암시적으로 포함할 수 있다.
그 밖의 종래 및/또는 주문형 하드웨어가 또한 포함될 수 있다. 유사하게, 도면에 도시된 스위치는 단지 개념적이다. 이들의 기능은 프로그램 논리의 조작을 통해, 전용 논리를 통해, 프로그램 제어와 전용 논리의 상호 작용을 통해, 또는 심지어 수동으로 수행될 수 있으며, 특정 기술은 문맥으로부터 더욱 명확하게 이해되는 시행자에 의해 선택될 수 있다.
이의 청구항에서, 특정 기능을 수행하기 위한 수단으로 표현된 임의의 요소는, 예를 들어, a) 해당 기능을 수행하는 회로 요소들의 조합 또는 b) 소프트웨어를 실행하여 해당 기능을 수행하기 위한 적절한 회로와 결합된 펌웨어, 마이크로코드 등을 포함하는 임의의 형태의 소프트웨어를 포함하여 해당 기능을 수행하는 모든 방식을 포함한다. 이러한 청구항에 의해 정의된 바와 같은 개시는 인용된 다양한 수단에 의해 제공되는 기능들이 청구항이 필요로 하는 방식으로 결합되어 함께 제공된다는 사실에 있다. 따라서 이들 기능을 제공할 수 있는 임의의 수단은 본원에 제시된 것과 동일한 것으로 간주된다.
신호에 대한 PAPR을 감소시키기 위해 입력 데이터 스트림을 심볼의 성상도 내에 코딩하고 또한 수신 신호에서 PAPR을 감소시키거나 PAPR의 존재를 보상하기 위해 이들 심볼을 처리하기 위한 메커니즘이 본원에 개시된다. 이들 메커니즘은 입력 데이터의 스트림을 일련의 심볼로 매핑하는 단계, 성상도 내의 성상도 확장 투영을 적어도 하나의 심볼에 적용하는 단계, 및 처리된 심볼을 변조하여 전송 신호를 생성하는 단계를 포함하며, 처리 단계는 성상도 확장 투영을 외향 각 영역 내의 적어도 하나의 심볼에 적용하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다. 각도의 값은 사용될 성상도의 형태 및 데이터 스트림에 사용되는 신호 코딩 레이트의 조합을 통해 결정된다. 다시 말해서, 각도는 신호 전송의 일부로서 사용되는 심볼 성상도의 선택에 따라 결정되거나 이를 기반으로 한다. 또한, 각도는 신호에 적용되는 순방향 오류 정정(forward error correction, FEC) 코딩의 양을 기반으로 각도를 조정함으로써 결정된다. 이러한 방식으로 결정되고 사용된 각도는 아래에서 설명되는 바와 같이 PAPR 감소에 더욱 적합하다. 그 결과, 능동 성상도 확장을 사용하여 PAPR을 감소시키는 일부로서 외향 각 영역을 형성하거나 경계를 짓는데 사용되는 각도의 값은 심볼 성상도의 선택 신호 내의 데이터 스트림에 대한 FEC 코드 레이트에 따라 달라진다.
실시형태는 또한 신호의 특성의 결정을 기반으로 두 가지 상이한 PAPR 감소 기술 중 하나를 사용하여 신호를 처리하기 위한 메커니즘을 설명한다. 능동 성상도 확장을 위한 각 영역을 사용하는 2차원 PAPR 기술이 비-정사각형 성상도를 포함하는 신호에 적용될 수 있다. 능동 성상도에 대해 x 또는 y 방향으로 선형 투영을 사용하는 1차원 PAPR 기술이 정사각형 성상도를 포함하는 신호에 적용될 수 있다. 사용할 PAPR 기술의 선택은 전송 신호의 일부로서 사용되는 성상도의 형태, 크기 또는 깊이뿐만 아니라 데이터 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트에 의해서도 결정된다.
본 개시의 원리는 인코딩 과정이 반복적이지 않기 때문에 인코더 내에서 감소된 복잡성을 유지하면서 무선 채널을 통한 데이터 전송에서 PAPR을 감소시키는 것이다. 감소된 복잡성은 디코딩 과정에서 또한 중요하며, 특히 차원 수가 증가하는 MIMO 격자 디코더에서 사용될 때 특히 그러하다. 상기 원리는 다중반송파 전송을 기반으로 하는 많은 시스템에 적용될 수 있다. 상기 원리는 최대 우도(Maximum Likelihood, ML) 또는 비-우도 디코딩을 포함하는 많은 디코딩 방법들에 더 부합할 수 있다. 상기 원리는 비-정사각형인 전송 신호에 대한 성상도에 적용할 때 가장 효과적이다. 상기 원리는 비-균일한 전송 신호에 대한 성상도에 적용될 때도 효과적이다. 또한, 상기 원리는 단일 입력 단일 출력(Single Input Single Output, SISO), 다중 입력 단일 출력(Multiple Input Single Output, MISO) 또는 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, MIMO) 채널을 통해 전송되는 데이터의 디코딩에 적합하다. 또한, 상기 원리가 16, 64 또는 256 개의 포인트를 갖는 성상도에 대해 기술되지만, 상기 원리는 이에 제한되지 않지만 1,024 또는 4,096 포인트 성상도를 포함하는, 이보다 많거나 적은 포인트를 갖는 성상도에 적용될 수 있다.
본원에 설명된 실시형태에서, 도면에 도시된 특정 요소는 잘 알려져 있고 따라서 상세히 설명되지 않는다. 예를 들어, 본 개시의 개념 이외에, PAPR 개념 및 PAPR 감소 기술에 대해 익숙한 것으로 가정하고 본원에서 상세히 설명하지 않는다. 또한, DVB-T2에 대한 2 세대 디지털 지상파 텔레비전 방송 시스템에 대해 익숙한 것으로 가정하고 본원에서 설명하지 않는다. 이와 관련해서, 유럽 전기 통신 표준 협회(European Telecommunications Standards Institute, ETSI) 공학 표준(EN) 302 755 및 ETSI 기술 표준(TS) 102 832의 표준 및 권장 관행에 익숙한 것으로 가정하고 본원에서 설명하지 않는다. 또한, ATSC라고 지칭되는 미국의 디지털 지상파 텔레비전 방송 시스템에 대해 익숙한 것으로 가정하고 본원에서 설명하지 않는다. 이와 관련해서, ATSC 표준 A/53, A/153 및 A/54의 표준 및 권장 관행에 익숙한 것으로 가정한다. 또한, 무선 데이터 또는 전화 네트워크 및 구리 또는 광학 물리적 매체를 사용하는 유선 네트워크를 포함하지만 이에 제한되지 않는, OFDM 기술을 사용할 수 있는 그 밖의 시스템에 대해 익숙한 것으로 가정한다. 또한, 본 발명의 개념은 이와 같이 본원에서 설명되지 않을 종래의 프로그래밍 기술을 이용하여 구현될 수 있다는 것에 주목해야 한다.
이제 도 1을 참조하면, 디지털 방송 채널에 적용 가능한 일반적인 디지털 통신 시스템(100)의 간략한 블록도가 도시되어 있다. 시스템(100)은 변조 시스템 및 시스템 구조와 독립적으로 도시되어 있다. 시스템(100)은 전체적으로 또는 부분적으로 DVB-T2 또는 ATSC 용 시스템 또는 다른 유사한 디지털 방송 시스템, 예를 들어, 디지털 지상파 방송 신호의 송신기와 수신기를 포함하는 디지털 지상파 방송 시스템의 일부로서 사용될 수 있다.
시스템(100)은 수신기(120)에 연결된 송신기(110)를 포함한다. 송신기(110)는 다음 구성 요소를 포함한다:
- 오디오, 비디오, 시그널링 또는 제어 및 다른 보조 데이터(예를 들어, 프로그램 가이드 데이터)를 포함 및/또는 제공하는 소스(111);
- 오디오 및 비디오 데이터를 압축하기 위한 오디오 및 비디오 인코더를 포함하는, 소스(111)에 연결된 소스 인코더(112);
- 견고성을 위해 압축, 시그널링 및 보조 디지털 데이터를 처리하고 오류 정정 부호화 기능의 레벨을 부가하기 위한 랜덤화, 인터리빙, 채널 코딩 및 프레임 매핑의 기능 중 적어도 일부를 포함하는, 소스 인코더(112)에 연결된 채널 인코더(113);
- 처리된 디지털 데이터를, 예를 들어, VSB(ATSC) 또는 OFDM(DVB-T2)일 수 있는 변조 심볼로 변환하는, 채널 인코더(113)에 연결된 변조기(114), 이는 또한 필터링 및 디지털-아날로그(D/A) 변환의 기능을 포함하고; 및
- 상향 변환, RF 증폭 및 공중파 방송을 위한 기능을 포함하는, 변조기(114)에 연결된 안테나(115).
송신기(110)의 안테나(115)는 수신기 장치(120)에 의해 수신된 방송 신호를 송출한다.
다음 구성 요소를 포함하는 수신기(120)에서, 송신기(110)의 역 기능이 수행된다:
- 무선 수신, RF 하향 변환 및 동조의 기능을 포함하는 안테나/튜너(125);
- 변조 심볼로부터 디지털 데이터를 복구하고 아날로그-디지털(A/D) 변환, 이득 제어, 반송파 및 심볼 타이밍 복구, 등화 및 헤더 또는 프리앰블 동기 검출의 기능을 포함하는, 안테나/튜너(125)에 연결된 복조기(124);
- 오류 정정 디코딩, 디-인터리빙 및 디-랜덤화를 포함하는, 채널 인코더의 역 기능을 수행함으로써 압축 및 보조 데이터를 복구하는, 복조기(124)에 연결된 채널 디코더(123);
- 비디오 및 오디오 디코더를 포함하는, 오디오 및 비디오 데이터를 압축 해제하는, 채널 디코더(123)에 연결된 소스 디코더(122); 및
- 오디오/비디오 시청을 위한, 소스 디코더(122)에 연결된 디스플레이 장치(121).
소스 인코더(112) 및 채널 인코더(113)는 일반적인 통신 시스템에서는 공통적이지만 본 원리에 따른 시스템에 있어서는 필수적이지 않다는 것을 숙련자는 이해할 것이다. 유사하게, 송신기에 따라서, 소스 디코더(122) 및 채널 디코더(123)는 일반적인 통신 시스템에서는 공통적이지만, 본 원리에 따른 시스템에 있어서는 필수적인 것은 아니다. 또한, 전송 시스템이 무선이 아닌(예를 들어, 케이블을 통하는) 경우, 송신기(110) 및 수신기(120)는 안테나를 필요로 하지 않을 수 있다. 또한, 일부 수신기는 디스플레이(121)를 포함하지 않을 수도 있다. 도시되지 않은 구성 요소는 본 기술 분야의 숙련자에게 잘 알려져 있으므로, 송신기(110) 및 수신기(120)의 완전한 동작에 필요한 몇몇 구성 요소 및 상호 접속은 간결성을 위해 도시되지 않았다는 것을 주목하는 것도 중요하다. 예시적인 수신기는 텔레비전, 셋톱 박스, 컴퓨터, 게이트웨이, 이동 전화, 이동 단말기, 자동차 라디오 수신기 및 태블릿을 포함하지만 이에 제한되지 않는다.
도 2를 참조하면, 예시적인 무선 네트워크(200)의 블록도가 도시되어 있다. 무선 네트워크(200)는 네트워크 내의 장치들 간의 양방향 통신을 포함하고 변조 시스템 및 시스템 구조와 독립적으로 도시되어 있다. 무선 시스템(100)은 도 1에서 설명된 송신기(110) 및 수신기(120)에서 설명된 것과 유사한 요소들을 사용할 수 있다. 도시되지 않은 구성 요소는 본 기술 분야의 숙련자에게 잘 알려져 있으므로, 무선 네트워크의 완전한 동작을 위해 필요한 몇몇 구성 요소 및 상호 접속은 간결성을 위해 도시되지 않았다는 것을 주목하는 것도 중요하다.
무선 네트워크(200)는 트랜시버 스테이션(210, 220 및 230)을 포함한다. 각각의 스테이션(210, 220 및 230)은 MIMO 안테나 시스템을 사용하는 송신기 및 수신기를 포함한다. MIMO는 신호를 수신하고 송신하기 위해 통신 링크에서 다수의 안테나를 사용한다. 각각의 스테이션은 또한 다수의 안테나와 관련된 다수의 송신기 및 수신기 회로를 사용할 수 있다. 예시적인 MIMO 송신기 및 수신기 회로에 대한 논의가 이하에서 상세히 설명될 것이다. 스테이션(230)은 무선 링크를 통해 스테이션(210 및 220)과 MIMO를 사용하여 통신한다.
이제 도 3을 참조하면, 본 개시의 원리에 따라 데이터를 전신할 수 있는 예시적인 데이터 송신기(300)의 블록도가 도시되어 있다. 데이터 송신기(300)는 도 2에서 설명된 MIMO 기술을 사용하여 통신하기 위해 스테이션(210, 220 및 230)의 일부로서 구현될 수 있다. 또한, 데이터 송신기(300)의 일부는 도 1에서 설명된 송신기(110)에 통합될 수 있다. 도시되지 않은 구성 요소는 본 기술 분야의 숙련자에게 잘 알려져 있으므로, 송신기(300)의 완전한 동작을 위해 필요한 몇몇 구성 요소 및 상호 접속은 간결성을 위해 도시되지 않았다는 것을 주목하는 것도 중요하다.
데이터 송신기(300)는 다음 구성 요소를 포함한다:
- 입력 데이터 스트림을 수신하는 변조기(310);
- 변조기(310)에 결합된 프리-인코더(pre-encoder)(320);
- 프리-인코더(320)에 결합된 시공간 블록 코드(Space Time Block Code, STBC)/공간 주파수 블록 코드(Space Frequency Block Code, SFBC) 인코더(330);
- STBC/SFBC 인코더(330)에 각각 결합된 OFDM 변조기(340 및 350); 및
- 각각 OFDM 변조기(340 및 350)와 관련되고 결합된 안테나(360 및 370).
본 실시형태에서, 안테나(360 및 370)는 주파수 전이, 전력 증폭 및 필터링과 같은 무선 주파수(Radio Frequency, RF) 회로를 포함하는 것으로 간주되는 것을 주목하는 것이 중요하다. 바람직하게, 안테나(360 및 370)는 전송 신호의 왜곡을 완화하도록 설계된 선형화 HPA를 포함한다. 다른 실시형태는 안테나와 분리된 RF 회로를 포함할 수 있다. 또한, 데이터 송신기(300)는 두 개의 OFDM 변조기와 안테나만을 도시하지만, 다른 실시형태는 두 개 이상을 포함할 수 있고, 또 다른 실시형태는 단일 입력 단일 출력(SISO) 동작을 위한 것들처럼 하나만을 포함할 수 있다.
데이터 송신기(300)는 데이터 스트림의 일부로서 이진 신호를 수신한다. 이진 신호는 제 1 변조 포맷(예를 들어, 16QAM 또는 64QAM)을 사용하여 변조기(310)에 의해 디지털 변조된다. 변조기(310)는 복소 QAM 심볼의 그룹들을 생성한다. 각각의 그룹 내의 복소 QAM 심볼의 수는, 예를 들어, 1024일 수 있고, STBC/SFBC 레이트와 Ntx(예를 들어, 2)로 식별되는 송신 안테나의 수의 곱이고, 부반송파의 수의 곱이다. 일 실시형태에서, 코드 레이트는 1이고, Ntx는 2이며 부반송파의 수는 512이다.
복소 QAM 심볼의 각각의 그룹은 본 개시의 원리들에 따라 프리-인코딩(pre-encoding)될 수 있다. 일 실시형태에서, 프리-인코딩은 QAM 심볼 그룹을 시간 영역 신호로 변환하기 위해 데이터 스트림으로서 QAM 심볼 그룹에 대해 변환을 수행하는 단계를 더 포함할 수 있다. 변환 영역 신호의 진폭은 클리핑된 변환 신호를 생성하도록 제한된다. 역변환은 클리핑된 변환 신호에 대해 역변환 또는 주파수 영역 신호로 다시 수행된다. 원래의 데이터 스트림 또는 QAM 심볼 그룹에 대한 값 또는 신호 레벨은 역변환 신호로부터의 데이터 스트림에 대한 값 또는 신호 레벨에서 감산되어 잔여 신호를 생성한다. 잔여 신호의 신호 레벨은 소정의 인자(예를 들어, 이득 값 K)에 의해 조정되거나 승산되어 조정된 잔여 신호를 생성한다. 원래의 데이터 스트림 또는 QAM 심볼 그룹에 대한 값 또는 신호 레벨은 조정된 잔여 신호에 대한 값 또는 신호 레벨에 가산되어 에러 신호를 생성한다. 에러 신호는 QAM 심볼의 원래 그룹에 대한 성상도 투영 매핑의 일부로서 사용된다. 다른 프리-인코딩 기술을 사용하는 다른 실시형태가 여기서 설명된 기술 대신에 사용될 수 있다. 프리-인코딩 기술의 세부 사항은 이하에서 더욱 상세하게 설명될 것이다.
프리-인코딩 이후, 인코딩된 심볼의 각각의 그룹은 STBC/SFBC 코드워드 STBC/SFBC 인코더(330)를 형성하기 위해 더 인코딩된다. STBC/SFBC 코드워드는 몇 개의 알려진 코드워드 구조 중 하나일 수 있다. STBC/SFBC 코드워드는 일반적으로 차원 N tx *N의 복소 행렬을 기반으로 하며, 여기서 N은 STBC/SFBC의 시간 차원이다. 일 실시형태에서, 골든 코드(Golden code)라고 알려진 코드워드 집합이 사용될 수 있다.
STBC/SFBC 인코더(330)의 출력에서, 생성된 신호는 각각의 OFDM 변조기(340 및 350)에 전용 신호를 제공하는 시간/주파수 매핑에서 매핑되었다. 각각의 변조기(340 및 350)는 각각의 입력 신호를 OFDM 변조 신호로 변조하고 이는 안테나(360 및 370)를 통해 전송된다(보통, 무선 전신된 신호에서 일반적으로 행해지는 바와 같이, 필터링, 주파수 전이 및 증폭 이후). 그 결과, 데이터 송신기(300)의 입력에서 수신된 정보 데이터는 MIMO 채널을 통해 다른 장치의 수신기로 전송된다. 본 개시의 원리에 따르면, 데이터는 이하에 설명되는 실시형태를 사용하여 감소된 PAPR로 전송될 수 있다.
또한, 도 3은 QAM을 사용하는 변조를 설명하고, 다른 변조 구성도 가능하다. 변조기(310)의 제 1 변조는 nPSK(즉, n 개의 위상 값을 갖는 PSK) 또는 nQAM(즉, n이 16, 32, 64, 256 ...인 QAM)과 같은 임의의 디지털 변조일 수 있고, 정사각형 성상도 패턴을 포함할 수 있다.
도 4를 참조하면, 본 개시의 원리에 따라 데이터를 수신할 수 있는 예시적인 데이터 수신기(400)의 블록도가 도시되어 있다. 데이터 수신기(400)는 무선 채널을 통해 데이터 송신기(300)와 같은 송신기에 의해 송신된 신호를 수신한다. 이 채널은 잡음이 많으며 가산성 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, AWGN) 및 환경 간섭과 같은 기타 잡음을 포함한다. 채널 내의 전송 신호는 또한 다중 경로 에코 및/또는 도플러 효과의 영향을 받을 수 있다. 데이터 수신기(400)는 도 2에서 설명된 MIMO 기술을 사용하여 통신하기 위해 스테이션(210, 220 및 230)의 일부로서 구현될 수 있다. 또한, 데이터 수신기(400)의 일부는 도 1에서 설명된 수신기(120)에 통합될 수 있다. 도시되지 않은 구성 요소는 본 기술 분야의 숙련자에게 잘 알려져 있으므로, 데이터 수신기(400)의 완전한 동작을 위해 필요한 몇몇 구성 요소 및 상호 접속은 간결성을 위해 도시되지 않았다는 것을 주목하는 것도 중요하다.
데이터 수신기(400)는 다음 구성 요소를 포함한다:
- 전송 신호를 수신하는 안테나(410 및 420);
- 각각 안테나(410 및 420)와 관련되고 결합되며, 안테나(410 및 420)에 의해 수신된 잡음 있는 OFDM 변조 신호를 각각 복조하는 OFDM 복조기(430 및 440);
- OFDM 복조기(430) 및 OFDM 복조기(440) 모두에 결합된 시간/주파수 디매퍼(450);
- 시간/주파수 디매퍼(450)에 연결된 디코더(460); 및
- 디코더(460)에 연결되고 장치에서 추가 처리를 위해 정보 비트의 데이터 스트림을 제공하는 복조기(470).
데이터 수신기(400)의 동작은 특히 신호 전송의 일부로서 사용되는 변조 및 코딩에 관해 도 3에서 설명된 데이터 송신기(300)와 같은 송신기에 의해 제공된 신호의 수신, 복조 및 디코딩을 위한 것이다. 데이터 수신기(400)는 수신 신호가 2 x 2인 행렬에 의해 표현될 수 있도록 수신 안테나(410 및 420)를 포함한다. 일련의 안테나(Nrx)에 대한 확장으로서, 수신 신호는 Nrx*N 행렬 또는 등가적으로 (Nrx*N)*1 벡터(R)에 의해 표현될 수 있다. N은 예를 들어, 본 실시형태에서 2이고, STBC에 의해 점유된 시간 및/또는 주파수 범위를 나타낸다.
프리-인코더(320)와 디코더(460) 사이의 전송은 다음 식에 의해 모델링될 수 있다:
Figure pct00001
(식 1)
여기서 다양한 매개 변수는 다음과 같다.
- R은 복소 (Nrx *N) *1 수신 벡터이고;
- H i 는 시간/주파수 간격 i(주파수는 다중반송파 변조의 반송파에 해당하며, 단일 반송파 변조를 사용하는 변형예에 따라 간격 i는 시간 간격에 해당함)에서의 복소 Nrx * Ntx 채널 행렬이고;
- H=diag (H 1, ..., H N)는 시간/주파수 간격 1에서 N까지의 복소 블록 대각 (N*Nrx)*(N*Ntx) 채널 행렬이고;
- C는 복소 (Ntx *N)*Q STBC/SFBC 코딩 행렬(예를 들어, Q=4 또는 8)이고, 여기서 Q는 STBC/SFBC 코드워드당 입력 복소 심볼의 수이고;
- S는 확장된 변조 심볼의 복소 Q*1 입력 벡터이다(프리-인코딩 이후). 식(1)에서 CS는 STB 부호화 신호를 나타낸다. 인코딩 과정은 복소 행렬 승산에 의해 표현되고;
- v는 자기 상관 행렬(autocorrelation matrix) Rv =σ2 I NNrx인 경우, 복소 (N*Nrx)*1 가산성 백색 가우시안 잡음(또는 AWGN) 벡터이고, 여기서 I NNrx는 (N*Nrx)*(N*Nrx) 크기의 항등 행렬이며, σ2는 AWGN의 분산이다.
변형예에 따르면, 공간/시간 코딩 과정은 복소 입력 대신 실수 입력으로 수행된다. 이러한 변형예에서 C 행렬은 차원 (2Ntx *N)*(2Q)를 갖는 실수 행렬이다.
수신 신호를 손상시키는 가산성 잡음 및 간섭이 백색이 아닌 경우, 백색화 필터는 디코더(460) 이전에 유리하게 구현된다. σ2는 생성된 백색화된 잡음의 분산을 나타낸다.
시간/주파수 디매퍼(450)는 OFDM 복조기(430 및 440)로부터 OFDM 복조 신호를 수신하고 (도 3의 프리-인코더(330)의 이중 동작에 대응하는) 역 매핑을 수행한다. 시간/주파수 디매퍼(450)는 디매핑된 신호를 디코더(460)에 제공한다.
디코더(460)는, 도 3에서 설명된 데이터 송신기(300)와 같은, MIMO 송신기에서 구현되는 코딩을 기반으로 하는 신호를 디코딩하도록 구성된 임의의 디코더일 수 있다. 특정 실시형태에 따르면, 디코더(460)는 격자 디코더이고 특히 STBC/SFBC 인코딩된 신호의 ML 디코딩을 수행하는데 매우 적합하다.
바람직하게, 디코더(460)는 도 3의 프리-인코더(330)의 특정 특성 및 속성, 특히 성상도 변경에 대한 특성 또는 속성의 투사를 고려하도록 구성된다. 예를 들어, 도 3의 OFDM 변조기(340 및 350)에 제공되는 신호가 변조기(310)에 의해 사용된 제 2 성상도와는 다른 제 1 성상도를 갖는 신호에 대응하는 경우, 디코더(460)는 제 1 성상도에 대응하는 수신 신호를 디코딩하도록 구성된다.
디코더(460)는 디코딩된 신호를 복조기(470)로 전송한다. 복조기(470)는 제 2 성상도와 연관된 매핑에 따라 디코딩된 신호를 복조하고 복조된 신호(예를 들어, 비트의 시리즈 또는 스트림)를 제공한다. 다시 말해서, 복조기(470)는 제 2 성상도의 심볼을 디코딩된 신호에 연관시킨다.
이제 도 5를 참조하면, 본 개시의 원리에 따라 데이터를 송신할 수 있는 또 다른 예시적인 데이터 송신기(500)의 블록도가 도시되어 있다. 데이터 송신기(500)는 도 3에서 설명된 데이터 송신기(300)의 구성 요소 중 일부 또는 전부를 포함할 수 있다. 데이터 송신기(500)는 또한 도 2에서 설명된 MIMO 기술을 사용하여 통신하기 위해 스테이션(210, 220 및 230)의 일부로서 구현될 수 있다. 또한, 데이터 송신기(300)의 일부는 도 1에서 설명된 송신기(110)에 통합될 수 있다. 도시되지 않은 구성 요소는 본 기술 분야의 숙련자에게 잘 알려져 있으므로, 데이터 송신기(500)의 완전한 동작을 위해 필요한 몇몇 구성 요소 및 상호 접속은 간결성을 위해 도시되지 않았다는 것을 주목하는 것도 중요하다.
데이터 송신기(500)는 데이터 및 어드레스 버스(560)에 의해 함께 링크되는 다음 요소들을 포함한다:
- 중앙 처리 장치(central processing unit, CPU)(510), 예를 들어, 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 처리기(digital signal processor, DSP);
- 개별 메모리 섹션(522-526)을 포함하는 ROM(520);
- 개별 메모리 섹션(532-538)을 포함하는 RAM(530);
- 전송 전에 애플리케이션 또는 소스로부터 데이터를 수신하는 인터페이스(540); 및
- 무선 채널을 통해 출력 신호로서 데이터를 송신하는 송신 모듈(550), 송신 모듈(550)은 RF 회로 및 안테나를 포함한다.
요소들(510, 520 및 530)의 기능적 양태는 본 기술 분야의 숙련자에게 잘 알려져 있으며 여기서는 더 이상 설명되지 않는다. 요소들(540 및 550)의 기능적 양태는 도 1 또는 도 3에서 위에서 설명된 것들과 유사하며 여기에서는 더 이상 설명되지 않는다.
ROM(520) 및 RAM(530)에서, 메모리 섹션은 작은 용량(일부 비트)의 영역 또는 매우 큰 영역(예를 들어, 전체 프로그램 또는 대량의 수신 또는 디코딩된 데이터)에 해당할 수 있다.
ROM (520)은 다음 구성 요소를 포함한다:
- 프로그램 섹션(522);
- 프리-인코더 파라미터 섹션(524)(예를 들어, 클리핑 파라미터, 프리-필터링 파라미터 및 채널 취소 파라미터); 및
- STBC/SFBC 파라미터 섹션(526)(예를 들어, STBC/SFBC 코드, 안테나의 수).
본 개시에 따른 인코딩 및 전송 방법과 관련된 알고리즘 정보, 코드 및/또는 소프트웨어 명령은 ROM(520)에 저장된다. 스위치 온될 때, CPU(510)는 프로그램을 섹션(522)으로부터 RAM(530)으로 업로드하고 대응하는 명령을 실행한다.
RAM(530)은,
- CPU(510)에 의해 실행되고 스위치 온 이후 데이터 송신기(500)에 업로드되는 프로그램을 유지하는 메모리 공간을 포함하는 섹션(532);
- 입력 데이터를 유지하기 위한 메모리 공간을 포함하는 섹션(534);
- 인코딩 과정 동안 상이한 인코딩된 데이터를 유지하는 메모리 공간을 포함하는 섹션(536); 및
- 인코딩에 사용된 그 밖의 변수를 유지하기 위한 메모리 공간을 포함하는 섹션(538)을 포함한다.
일 실시형태에 따르면, 데이터 송신기(500)는 대응하는 메모리를 갖는 하나 이상의 부동 소수점 게이트 어레이(floating point gate array, FPGA), 응용 주문형 집적 회로(application specific integrated circuit, ASIC) 또는 초고밀도 집적 회로(very large scale integration, VLSI)에서 순수 하드웨어 구성으로 구현된다. 또 다른 실시형태에서, 데이터 송신기(500)는 메모리 및 DSP 코드를 갖는 VLSI 회로 모두를 사용하여 구현된다.
도 6을 참조하면, 본 개시의 양태에 따른 예시적인 프리-인코더(600)의 블록도가 도시되어 있다. 프리-인코더는 도 3의 프리-인코더(320)와 유사한 방식으로 동작한다. 또한, 프리-인코더(600)는 도 1에서 설명된 송신기(110)와 같은 방송 송신기의 일부로서 사용될 수 있다.
프리-인코더(600)는 다음 구성 요소를 포함한다:
- 변조기 회로(예를 들어, 도 3의 변조기(310))로부터 주파수 영역 다중반송파 변조 신호를 수신하고 그 신호에 대해 역 FFT를 수행하는 IFFT 블록(610);
- 클리핑 블록(620)에 인가된 Vclip로 표시된 추가 신호를 기반으로 신호의 레벨을 클리핑하는, IFFT 블록(610)에 결합된 클리핑 블록(620);
- 클리핑 블록에서의 클리핑 이후 신호에 대해 FFT를 수행하는, 클리핑 블록에 결합된 FFT 블록(630);
- FFT 블록(630)에 결합되고 또한 주파수 영역 다중반송파 변조 신호를 제 2 입력으로서 수신하는 감산기(640), 감산기(640)는 클리핑 신호에서 주파수 영역 다중반송파 변조 신호를 감산하여 보정 벡터를 생성하고;
- 에러 벡터라고도 하는 이득 조정된 보정 벡터를 생성하기 위해 승산기(650)에 대한 입력으로서 K와 동일한 이득 값에 의해 보정 벡터를 증폭시키는, 감산기(640)에 결합된 승산기(650);
- 승산기(650)에 결합되고 또한 주파수 영역 다중반송파 변조 신호를 제 2 입력으로 수신하는 가산기(660), 가산기(660)는 주파수 영역 다중반송파 변조 신호를 에러 벡터에 가산하여 투영 벡터를 생성하고; 및
- 가산기(660)에 결합되고 또한 주파수 영역 다중반송파 변조 신호를 수신하고 승산기(650)로부터의 에러 벡터를 입력으로 사용하는 투영 블록(670), 투영 블록(670)은 감소된 PAPR 주파수 영역 다중반송파 변조 신호라고도 하는 새롭게 투영된 주파수 영역 다중반송파 신호를 생성한다.
프리-인코더(600)는 주파수 영역 다중반송파 변조 신호를 일련의 심볼로서 동작 및 처리한다. 각각의 부반송파의 복소 QAM 값을 갖는 주파수 영역 내의 하나의 다중반송파 심볼은 IFFT 블록(610)에서 처리되어 이의 시간 영역 신호 표현을 얻는다. IFFT 블록(610)은 추가 처리의 성능 또는 해상도를 증가시키기 위해 시간 영역에 대해 오버 샘플링된 표현을 계산할 수도 있다.
심볼의 시간 영역 표현은 클리핑 블록(620)에서 클리핑된다. 클리핑은 종종 제한으로서 지칭되며, 신호 또는 심볼의 레벨 또는 값이 고정된 값을 초과하는 것을 방지하는 것을 포함한다. 클리핑 블록(620)은 고정 값에 대한 입력으로서 신호 Vclip을 사용한다. 일부 실시형태에서, 신호 Vclip은 일정할 수 있고 조정될 수 없지만, 다른 실시형태에서, 신호 Vclip은 조정 가능하고 동적으로 더 조정될 수 있다. 클리핑 블록(620)은 소프트 리미터(soft limiter) 기능 또는 대안적으로 부드러운(smooth) 압축 기능을 포함하는 전달 함수를 사용할 수 있다. 예시적인 압축 기능은 전화 시스템에서 사용되는 것들과 유사한 하이퍼볼릭 탄젠트(hyperbolic tangent), A-Law 또는 μ-Law 컴팬딩(companding) 기능을 포함할 수 있지만, 이에 제한되는 것은 아니다.
클리핑 블록(620)으로부터의 클리핑된 심볼은 원래의 입력 심볼과 유사하게 FFT 블록(630)을 사용하여 심볼의 시간 영역 표현으로부터 심볼의 주파수 영역 표현으로 다시 변환된다. 다중반송파 QAM 변조된 원래의 다중반송파 심볼은 감산기(640)를 사용하여 클리핑된 심볼과 비교되어 심볼에 대한 보정 벡터를 생성한다. 도시되지는 않았지만, 감산기(640)의 입력에서 원래의 다중반송파 심볼을 클리핑된 심볼과 동기화하기 위해 버퍼 회로가 필요할 수 있다.
심볼에 대한 보정 벡터에 고정 이득 값 K이 승산기(650)에서 승산된다. 심볼에 대한 이득 보정된 벡터는 원래 심볼에 다시 가산되어 심볼에 대한 투영 벡터를 생성한다. 감산기(640)로부터의 보정 벡터는 원래의 심볼이 값으로서 클리핑되거나 제한된 정도를 나타낸다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 심볼에 대한 이러한 클리핑된 영역은 승산기(650)에서 클리핑 영역을 강조하기 위해 증폭되고 가산기(660)에서 원래의 심볼에 다시 가산되어 심볼에 대한 과장된 성상도 투영을 초래한다.
생성된 심볼에 대한 성상도 투영은, 심볼에 대한 에러 벡터 및 심볼에 대한 원래의 성상도 투영과 함께, 허용된 확장된 성상도 마스크를 사용하여 투영 블록(670)에서 더 처리된다. 성상도의 각각의 포인트는 확장 마스크와 연관될 수 있다. 일 실시형태에서, 성상도의 외부 포인트들만이 확장 마스크와 연관된다. 확장 마스크는 원래의 심볼 위치 및 이의 심볼 값을 성상도 내에서 모호하게 하지 않고 성상도 포인트가 투영될 수 있는 영역을 나타낸다. 경우에 따라, 확장 마스크는 라인(line)을 나타낼 수 있다. 다른 경우에서, 확장 마스크는 영역을 나타낼 수 있다. 성상도 포인트 투영 및 확장 마스크에 관한 추가적인 세부 사항은 이하에서 설명될 것이다.
정사각형인 QAM 성상도의 경우, 복소 QAM 값의 실수 및 허수 성분 또는 심볼 위치가 스칼라 값(scalar value)으로 별도로 처리될 수 있다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 그 결과, 정사각형 QAM 성상도와 연관된 확장 마스크는 x 축 방향 및/또는 y 축 방향으로 라인 또는 일련의 라인을 나타낼 것이다.
출력 시간 영역 OFDM 신호는 도 1의 변조기(114) 또는 도 3의 OFDM 변조기(340 및 350)와 같은 OFDM 변조기를 사용하여 얻어진다. OFDM 변조기는, 투영 블록(670)으로부터의, 감소된 PAPR 주파수 영역 신호를 나타내는 실수 및 허수 출력 신호를 사용한다. 일부 실시형태에서, 실수 및 허수 출력 신호는 결합되어 단일 벡터 신호를 생성할 수 있다.
이제 도 7을 참조하면, 본 개시의 양태에 따른 또 다른 예시적인 프리-인코더(700)의 블록도가 도시되어 있다. 프리-인코더(700)는 MIMO 기술을 사용하는 송신기 또는 도 3에서 설명된 송신기(300)와 같은 다수의 변조 송신 회로 및 안테나에서 사용하기 위한 것이다. 구체적으로, 프리-인코더(700)는 프리-인코더(320)와 유사한 방식으로 동작한다. 프리-인코더(700)는 두 개의 변조 회로를 사용하여 차원이 2인 MIMO 차원을 기반으로 설명될 것이다.
프리-인코더(700)는 다음 구성 요소를 포함한다:
- 복소 심볼 데이터를 수신하고 인코딩된 복소 심볼을 제공하는 STBC/SFBC 인코더(710), 심볼들은 일반적으로 그룹들로 배열되고;
- 인코딩된 복소 심볼에 대해 역 FFT를 수행하는 IFFT 블록(720 및 725);
- 클리핑 블록(730 및 735)에 인가된 추가 신호 또는 임계 레벨을 기반으로 신호의 레벨을 클리핑하는, IFFT 블록(720 및 725)에 각각 결합된 클리핑 블록(730 및 735);
- 클리핑 블록(730 및 735)에서의 클리핑 이후 신호에 대해 FFT를 수행하는, 클리핑 블록(730 및 735)에 각각 결합된 FFT 블록(740 및 745);
- 복소 FFT 심볼들을 수신하고 심볼을 디코딩하여 처리될 복소 심볼 데이터를 생성하는, FFT 블록(740) 및 FFT 블록(745) 모두에 연결된 STBC/SFBC 디코더(750);
- STBC/SFBC 디코더(750)의 출력에서 원래 제공된 복소 심볼 데이터를 감산하는 감산기(760);
- 감산기(760)에서의 감산 결과에 소정의 이득 값 K를 승산하는 승산기(770);
- 승산기(770)에 의해 수행된 승산 결과를 원래 제공된 복소 심볼 데이터에 가산하는 가산기(780); 및
- 가산기(780)에 의해 수행된 가산 결과를 처리하여 성상도 상에 투영을 생성하고 추가 처리를 위해 투영 결과를 제공하는 투영 블록(790).
동작시, 디지털 변조(예를 들어, QAM 변조)를 사용하여 변조 또는 처리되고 일련의 심볼로 매핑된 입력 신호는 STBC/SFBC 인코더(710)에 제공된다. 심볼은 STBC/SFBC 인코더(710)에 의해 그룹화되고 인코딩되어 도 3에서 이전에 설명된 것과 유사한 방식으로 STBC/SFBC 코드워드를 생성한다. 코드워드의 개개의 그룹은 IFFT 블록(720 및 725)에 제공된다. 시간 영역 신호는 우선 IFFT 블록(720 및 725)에서 얻어진다. IFFT 블록(720 및 725)은 시간 영역 신호의 오버 샘플링된 버전을 계산하여 성능을 향상시킬 수 있다(특히 IFFT 처리 후 피크 위치 측정을 향상시키고 디지털/아날로그 변환에서의 피크 재성장을 방지할 수 있다). 본 개시의 변형예에 따르면, 시간 영역 신호의 오버 샘플링된 버전은 계산되지 않는다.
IFFT 블록(720 및 725)으로부터의 시간 영역 신호는 임계치를 기반으로 클리핑 블록(730 및 735)에서 클리핑되거나 진폭이 압축된다. 일 실시형태에서, 클리핑 블록(730 및 735)은 고정된 임계치를 사용할 수 있다. 다른 실시형태에서, 임계치는 조정 가능하고 동적으로 더 조정될 수 있다. FFT 블록(740 및 745)에서의 추가 처리는 신호를 주파수 영역으로 복귀시킨다. FFT 블록(740 및 745)은 필요에 따라 임의의 신호 재샘플링(resampling)을 포함하여 IFFT 블록(720 및 725)의 처리를 역전시키는 방식으로 동작한다. STBC/SFBC 디코더(750)의 각각의 FFT 블록(740 및 745)으로부터의 주파수 영역 클리핑된 신호에 STBC/SFBC 디코딩이 적용된다. STBC/SFBC 디코더의 디코딩은 STBC/SFBC 인코더(710)에서 수행된 처리를 역전시키기 위한 것이다.
이하에서 설명되는 것을 제외하고, 프리-인코더(700)의 나머지 블록들의 동작은 도 6에서 설명된 감산기(640), 승산기(650), 가산기(660) 및 투영 블록(670)과 유사한 방식으로 동작하며 여기에서 더 이상 상세히 설명되지 않는다.
프리-인코더(600) 또는 프리-인코더(700)를 사용하는 일부 실시형태에서, 신호의 일부는 프리-인코딩 처리 기술을 사용하여 수정되지 않을 수 있다. 이러한 부분들은 채널 추정에 사용되는 분산된 또는 연속적인 파일럿 신호와 같은 참조 신호 또는 파일럿 신호를 포함할 수 있지만 이에 제한되지는 않는다. 신호의 이들 부분에 대해, 보정 신호는 0으로 설정될 수 있다. 연산은 감산기(예를 들어, 감산기(640) 또는 감산기(760))의 일부로서 수행될 수 있다. 연산은 또한 신호의 이들 부분에 대한 이득 값 K를 0으로 설정함으로써 승산기(예를 들어, 승산기(650) 또는 승산기(770))의 일부로서 수행될 수 있다. 연산은 또한 심볼(들)에 대한 위치의 투영 변화를 방지함으로써 투영 블록(예를 들어, 투영 블록(670) 또는 투영 블록(790))에서 수행될 수 있다.
일부 실시형태에서, 이득 값에 대한 가변적인 다양한 값이 각각의 개별 반송파, 심볼 또는 신호의 부분에 별도의 값 Ki로서 적용될 수 있다. Ki에 대한 값은 전송된 값을 기반으로 결정될 수 있다. 대안적으로, Ki에 대한 값은 디지털 최적화 알고리즘을 통해 획득될 수 있다. Ki 값은 반송파의 수, 변조, 확장된 성상도의 정의, PAPR 목표 및/또는 가능한 전력 전송의 증가에 따라 달라질 수 있다. 클리핑의 결과로서 스펙트럼 전력의 왜곡을 균형 잡기 위해 반송파의 수를 기반으로 Ki에 대한 다양한 값이 생성될 수 있다. 예를 들어, 원하는 값의 PAPR을 달성하기 위해 81의 성상도 확장 값으로 확장된 64 QAM 성상도를 사용하는 1705 개의 변조된 반송파를 사용하는 신호에 대해, 신호의 모든 부분에 대해 15인 Ki 값이 사용될 수 있다. 유리하게는, 허용 전력 증가 및 원하는 PAPR에 따라 10 내지 25 범위의 Ki 값이 사용될 수 있다.
프리-인코더(600) 또는 프리-인코더(700)를 사용하는 일 실시형태에서, Ki에 대해 영이 아닌 값이 변조된 반송파와 연관된 모든 심볼에 적용된다. 비-변조 반송파(즉, 데이터를 전송하는데 사용되지 않는 반송파)와 연관된 임의의 심볼은 프리-인코딩 과정 이후 0으로 리셋된다. 변형예에 따르면, 비-변조 반송파와 연관된 모든 또는 일부 심볼은 승산기(예를 들어, 승산기(650) 또는 승산기(770))에서 Ki에 대한 영이 아닌 값에 의해 승산되고 투영 블록(예를 들어, 투영 블록 또는 투영 블록(790))에 의해 수정되지 않은 상태로 남겨진다.
이전에 설명된 바와 같이, 도 6 또는 도 7에서 설명된 것과 유사한 프리-인코더를 사용하는 이전의 PAPR 기술은 16-QAM 정사각형 성상도와 같은 정사각형 성상도를 사용하는 심볼을 처리하도록 구성되었다. 도 8은 16-QAM 정사각형 성상도에 대한 도면(800)을 도시하고 있다. 성상도는 실수 축(810) 및 가상 축(820)을 따라 배향된 심볼 포인트로 투영된다.
성상도의 경계 포인트, 즉, 포인트(830-841)만이 도 6의 프리-인코더(600) 및 도 7의 프리-인코더(700)에 대해 설명된 것들과 같은 PAPR 기술을 사용하여 확장된 것으로 도시되어 있다. 또한, 네 개의 코너 포인트, 즉, 포인트(830, 833, 836, 및 839)는 각각 해칭된 영역(860-863) 내의 임의의 위치로 확장될 수 있다. 해칭된 영역(860-863)은 사실상 정사각형 또는 직사각형이며 실수 또는 가상 축 투영에서 간단한 스칼라 값을 사용하여 투영될 수 있다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 다른 경계 포인트, 즉, 포인트(831-832, 834-835, 837-838 및 840-841)는 포인트에서 시작하여 실수 또는 가상 방향을 따라 성상도의 외부를 향해 연장되는 선분(line segment)(870-877)을 따라 연장될 수 있다. 이들 경계 포인트에 대한 임의의 다른 투영이 발생하는 경우, 부적절한 심볼 디코딩으로 인해 잠재적인 디코딩 오류가 발생할 수 있다. 투영 확장 영역은 또한 상한에 의해 제한된다. 상부는 신호 전송 장비(예를 들어, 도 1에서 설명된 안테나(125) 내의 회로 또는 도 3에서 설명된 안테나(360 및 370) 내의 회로에 대한 성능 사양)와 연관된 파라미터에 의해 결정되거나 정의될 수 있다. 도 7에 도시된 바와 같은 투영 확장뿐만 아니라 아래에 도시된 확장들 또한 별개의 성상도 확장이라 할 수 있다.
네 개의 내측 포인트, 즉, 포인트(850-853)는 PAPR 기술에 의해 영향을 받지 않거나 재-투영되지 않는 것으로 도시되어 있다.
도 8에 적용되고 프리-인코더(600) 또는 프리-인코더(700)의 일부로서 다이어그램(800)에 구현되는 기술은 일반적으로 "능동 성상도 확장(Active constellation Extension, ACE)"이라고 불리고 DVB-T2 표준 EN 302 755에서 사용되었다. 이 기술은 QAM 정사각형 QAM 성상도의 경계 포인트들이 실수 또는 허수 축 방향을 따라 확장되기 때문에 정사각형 성상도 패턴을 사용하는 QAM 변조 반송파와 함께 사용된다.
도면(800)에 도시된 바와 같은 스칼라 투영을 사용하는 성상도 확장 및 투영 기술은 비-정사각형 성상도와 함께 사용될 때 덜 효율적이다. 도 9는 도면(800)과 유사한 방식으로 적용된 성상도 확장 및 투영 기술을 이용하는 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면(900)을 도시하고 있다. 성상도는 실수 축(910) 및 허수 축(920)을 따라 배향된 심볼 포인트로 투영된다.
도면(900)은 외측 성상도 포인트(930-937) 및 내측 포인트(940-947)를 포함한다. 도면(800)에서와 같이, 도면(900)에 도시된 포인트(940-947)는 성상도 확장 투영 기술에 의해 영향을 받지 않는다. 도면(900)은 점선으로 도시된 확장 투영 마스크를 포함한다. 확장 영역은 이러한 형태의 성상도에 대해 970-977로 표시된 8 개의 라인으로만 제한된다. 성상도 포인트(930-937)의 상대 위치로 인해, 확장 영역은 사각형 16-QAM 성상도에 대한 영역 또는 마스크에 비해 감소된다. 도면(900)에 도시된 확장 영역의 임의의 변화는 불필요한 심볼 에러를 생성하지 않으면 가능하지 않다.
스칼라 성상도 확장 및 투영 기술에 대한 문제는 고차 성상도로 더욱 두드러진다. 도 10은 도면(800)과 유사한 방식으로 적용된 성상 확장 투영 기술을 갖는 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면(1000)을 나타낸다. 성상도는 실수 축(1010) 및 허수 축(1020)을 따라 배향된 심볼 포인트로 투영된다.
도면(1000)은 외측 성상도 포인트(1030-1045)를 포함한다. 도면(900)에서와 같이, 여기에 도시되었지만 표시 되지는 않은 나머지 내측 포인트는 성상도 확장 투영 기술에 의해 영향을 받지 않는다. 도면(1000)은 점선(1070-1085)으로 도시된 확장 투영 마스크를 포함한다. 확장된 영역은 이 성상도에 대해 오직 16 개 라인으로 제한된다. 성상도 포인트(1030-1045)의 상대 위치로 인해, 확장 영역들은 정사각형 64-QAM 성상도에 비해 감소되고, 불필요한 심볼 에러를 생성하지 않으면 확장될 수 없다.
성상도 투영 및 확장 기술은 도 9 및 도 10에 도시된 바와 같은 비-정사각형 성상도에 대해 더욱 최적의 확장 마스크를 제공하기 위해 개선될 수 있다. 다양한 과정에서 실수 및 허수 성분을 확장하는 대신에, 도 6 및 도 7에서 설명된 바와 같이, 투영은 투영 블록(예를 들어, 투영 블록(670) 또는 투영 블록(790)) 내의 실수 및 허수 성분 모두를 동시에 또는 함께 사용하여 수행되고 결합된다. 투영 블록은 복소 성상도 값의 위치를 확장하는 과정에서 동시에 2차원으로 작업하기 위해 스칼라(즉, 실수 및 허수) 에러 신호가 아니라 벡터 에러 신호를 사용하도록 수정된다. 수정은 성상도의 각각의 경계 포인트의 확장된 영역을 증가시킬 수 있도록, 확장 마스크가 2차원으로 또는 벡터로서 정의될 수 있게 한다. 그 결과, 확장은 확장 가능한 성상도 포인트의 벡터 방향을 따른다. 확장된 영역은 성상도 포인트에서의 정점 및 두 개의 인접한 심볼과 성상도에 대한 원점 간의 투영 각과 동일한 각도를 갖는 일련의 각 섹터(angular sector)이다. 대부분의 비-정사각형 성상도의 경우, 각 섹터의 경계선은 비-직교(non-orthogonal)일 것이다.
도 11을 참조하면, 본 개시의 원리에 따른 64-QAM 비-정사각형 성상도 상의 성상도 확장 기술을 나타내는 도면(1100)이 도시되어 있다. 도면(1100)은 도 6 및 도 7에서 상기한 요소들을 사용하는 것을 기반으로 여러 투영 시나리오 및 기술을 사용하는 투영 및 투영 확장 마스크를 도시하고 있다. 성상도는 실수 축(1110) 및 가상 축(1120)을 따라 배향된 심볼 포인트로 투영된다.
도면(1100)은 외측 성상도 포인트(1130-1145)를 포함한다. 도면(1000)에서와 같이, 여기에 도시되었지만 표시 되지는 않은 나머지 내측 포인트는 성상도 확장 투영 기술에 의해 영향을 받지 않는다. 1150-1165로 표시된 일련의 제 1 투영 라인은 원점(즉, 축(1110)과 축(1120)의 교차점)으로부터 각각의 외측 성상도 포인트(1130-1145)까지 연장된 것으로 도시되어 있다. 각도 θ는 성상도의 두 개의 외측 성상도 포인트 간의 각 거리(angular distance)를 나타낸다. 또한, 각도 θ는 또한 심볼에 대한 심볼 에러 확률을 증가시키지 않고 임의의 외측 성상도의 확장이 존재할 수 있는 각 섹터 영역을 나타낸다. 각 섹터는 점선(1170a-1170b 내지 1185a-1185b)에 의해 한정된 영역으로서 도시되어 있다. 경계 성상도 포인트의 확장된 영역은 성상도 포인트에 대한 원래 위치에서 정점을 갖는 각 섹터의 개방 각도에 의해 정의된다.
확장 투영 마스크는, 도면(1100)에 도시된 바와 같이, 가산기(예를 들어, 가산기(660) 또는 가산기(780))로부터의 보정된 신호와 함께 승산기(예를 들어, 승산기(650) 또는 승산기(770))로부터의 에러 신호를 처리함으로써 생성될 수 있다. 에러 신호를 벡터 신호로서 처리함으로써, 성상도 내의 외측 성상도 포인트의 위치에 대한 확장 영역에 대해 각 영역이 생성될 수 있다. 각 영역은 또한 사용 중인 성상도를 기반으로 투영 블록(예를 들어, 투영 블록(670) 또는 투영 블록(790))에서 결정된다. 확장 영역에 대한 각 섹터는 임의의 두 개의 인접한 외측 성상도 포인트(예를 들어, 포인트(1130-1145) 간의 각 거리(예를 들어, 도면(1100)의 각도 θ)에 의해 결정된다는 것이 주목되어야 한다. 각 거리, 따라서 확장 영역에 대한 각 섹터는 성상도마다 다를 수 있다.
두 개의 인접한 외측 성상도 포인트 간의 각 거리 또는 각도 θ는 확장 마스크에 대한 최대 각 섹터를 나타낸다 것을 주목하는 것이 중요하다. 최대 각 섹터보다 작은 각 섹터는 또한 감소된 효율로 사용될 수 있다.
도 12를 참조하면, 본 개시의 양태에 따라 투영 블록의 입력 신호의 다양한 경우에 대해 확장 마스크를 성상도의 하나의 포인트에 적용하는 것을 도시한 도면(1200)이 도시되어 있다. 도면(1200)은 도 6 및 도 7에서 상기한 것들과 같은 요소를 사용하여 도 11에서 상기한 투영 기술을 기반으로 여러 투영 시나리오를 사용하는 투영 및 투영 확장 마스크를 도시하고 있다. 단일 성상도 포인트 및 동반 영역은 원점(1225)을 갖는 x 축(1210) 및 y 축(1220)을 따라 배향된 것으로 도시되어 있다.
프리-인코더의 입력에서 성상도 내의 초기 심볼 위치는 1230으로 표시된 포인트로 도시되어 있다. 포인트(1230)와 연관된 확장 마스크는 두 개의 라인(1240 및 1245)에 의해 제한된다. 라인(1240및 1245) 간의 개방 각도는 투영 블록의 입력 파라미터이다. 최대 개방 각도는 성상도 형태별로 고정되어 있다. 그러나, 최대 개방 각도 이하의 개방도 사용될 수 있다. 예를 들어, 라인(1240 및 1245)에 의해 제한된 각 섹터는 포인트(1230) 및 도시되지 않은 인접한 심볼 포인트 간의 각 거리를 기반으로 할 수 있다. 라인(1240 및 1245)에 대한 각 이등분선은 점선으로 도시된 라인(1250)이고, 성상도의 중심, 포인트(1225) 및 포인트(1230)를 통과한다.
신호를 클리핑하고, 감산하고, 승산하는 것과 관련된 프리-인코더(예를 들어, 프리-인코더(600) 또는 프리-인코더(700))에서 수행되는 처리는 성상도 심볼(예를 들어, 포인트 1230)의 위치를 변경할 수 있다. 투영 블록(예를 들어, 투영 블록(670) 또는 투영 블록(790))은 본 개시의 기술을 기반으로 심볼을 재-위치시킬 것이다. 도면(1200)에서 포인트에 의해 도시된 다음 투영 시나리오가 여기에서 더 설명된다.
첫 번째 시나리오에서, 1260으로 표시된 포인트가 고려된다. 포인트(1260)는, 중심(1225)으로부터 생성되고 포인트(1230)를 통과하는 방사상 원호(1235)의 내부에 있다. 그 결과, 포인트(1260)는 확장 마스크 내에 투영될 수 없기 때문에 원점(1230)에 투영된다.
두 번째 시나리오에서, 1265로 표시된 포인트가 고려된다. 포인트(1265)는 원호(1235) 상에 있다. 그 결과, 포인트(1265)는 확장 마스크 내에 투영될 수 없기 때문에 원점(1230)에 투영된다.
세 번째 시나리오에서, 1280과 1285로 표시된 점이 고려된다.포인트(1280 및 1285)는 모두 원호(1235) 외부에 있고 확장 마스크 내에 투영될 필요가 있을 것이다. 포인트(1280)는 확장 마스크 외부에 있지만, 중심(1225)을 갖고 포인트(1280)뿐만 아니라 포인트(1282)도 통과하는 원호(1270) 상에 투영된다. 포인트(1282)는 포인트(1230)에 대한 확장 마스크를 나타내는 각 섹터의 에지를 나타내는 라인(1240) 상에 있다. 결과적으로, 포인트(1280)는 포인트(1230)에 대한 확장 마스크 내에 원점(1280)을 재배치하기 위해 포인트(1282)로 투영된다. 유사하게, 포인트(1285)는, 포인트(1285)뿐만 아니라 포인트(1287)도 통과하는 원호(1270)를 따라 투영된다. 그 결과, 포인트(1230)에 대한 확장 마스크 내의 원점(1285)을 재배치하기 위해 포인트(1285)는 포인트(1287)에 투영된다.
네 번째 시나리오에서는, 1290으로 표시된 포인트가 고려된다. 포인트(1290)는 포인트(1230)에 대한 확장 마스크 내부에 위치하며 확장 라인(1240 및 1245)에 의해 정의된다. 그 결과, 포인트(1290)에 대한 위치는 변경되거나 재-투영되지 않는다.
도 13 내지 도 15를 참조하면, 본 개시의 원리에 따른 PAPR 감소 기술에 대한 시뮬레이션된 성능 비교를 나타내는 일련의 그래프(1300-1500)가 도시되어 있다. 시뮬레이션된 각각의 성능 결과는 6 MHz 와이드 채널에서 32K FFT 모드로 작동하는 DVB-T2에서 동작하는 신호를 사용하여 생성되었다. 동작 조건은 최악의 경우의 상태를 나타낸다. 신호는 연속적인 또는 분산된 파일럿 반송파를 포함하지 않는다.
시뮬레이션은 도 6에서 설명된 프리-인코더(600)와 유사한 프리-인코더를 사용하는 구현을 기반으로 한다. 특히, 클리핑 블록(620)에서 사용된 Vclip에 대한 값은 [1.0; 3.5]의 범위 내에서 조정될 수 있다. 또한, 승산기(650)에서 사용된 K의 값은 [1; 63]의 범위 내에서 조정될 수 있다. 도 13 내지 도 15에 도시된 각각의 시뮬레이션에 대해, Vclip 및 K에 대한 값은 최상의 PAPR 감소를 얻도록 최적화된다.
그래프(1300)는 1320으로 표시된 y-축을 따른 확률(전력>PAPR)로서 보완적 누적 분포 함수(Complementary Cumulative Distribution Function, CCDF)와 관련하여 1310으로 표시된 x-축을 따른 PAPR를 (dB)로 도시하고 있다. CCDF는 신호의 각각의 샘플 또는 심볼에 대한 PAPR에 따른 PAPR의 확률 분포를 나타낸다. 그래프(1300)는 도 16에 도시된 것과 같은 16 포인트 비-정사각형 성상도에 대한 결과를 도시하고 있다. 그래프 라인(1330)은 신호에 PAPR 감소가 적용되지 않은 결과를 나타낸다. 그래프 라인(1340)은 도 8에서 설명된 것과 유사한 DVB-T2 ACE 기술을 사용한 결과를 나타낸다. 그래프 라인(1350)은 도 11에서 설명된 것과 유사한 2-D ACE 기술이라 불리는 본 개시의 개선된 기술을 사용한 결과를 나타낸다.
그래프(1400)는 1420으로 표시된 y-축을 따른 확률(전력> PAPR)로서 CCDF와 관련하여 1410으로 표시된 x-축을 따른 PAPR를 (dB)로 도시하고 있다. 그래프(1400)는 도 10에 도시된 바와 같은 64 포인트 비-정사각형 성상도에 대한 결과를 도시하고 있다. 그래프 라인(1430)은 신호에 PAPR 감소가 적용되지 않은 결과를 나타낸다. 그래프 라인(1440)은 DVB-T2 ACE 기술을 사용한 결과를 나타낸다. 그래프 라인(1450)은 본 개시의 개선된 기술을 사용한 결과를 나타낸다.
그래프(1500)는 1520으로 표시된 y-축을 따른 확률(전력> PAPR)로서 CCDF와 관련하여 1510으로 표시된 x-축을 따른 PAPR를 (dB)로 도시하고 있다. 그래프(1500)는 256 포인트 비-정사각형 성상도에 대한 결과를 도시하고 있다. 그래프 라인(1530)은 신호에 PAPR 감소가 적용되지 않은 결과를 나타낸다. 그래프 라인(1540)은 DVB-T2 ACE 기술을 사용한 결과를 나타낸다. 그래프 라인(1550)은 본 개시의 개선된 기술을 사용한 결과를 나타낸다.
도 13 내지 도 15의 그래프에 대한 결과가 표 1에 요약되어 있다.
성상도 알고리즘 Vclip K PAPR 감소 (dB) 2-D ACE 기술을 이용한 향상 (dB)
16 포인트
비-정사각형		 DVB-T2 ACE 2 25 4.1
2-D ACE 1.9 19 4.3 0.2
64 포인트
비-정사각형		 DVB-T2 ACE 2.2 63 3.2
2-D ACE 2 36 4.1 0.9
256 포인트
비-정사각형		 DVB-T2 ACE 2.4 63 1.5
2-D ACE 2.2 61 3.1 1.6
이제 도 16을 참조하면, 본 개시의 양태에 따라 신호에서 PAPR을 감소시키기 위한 예시적인 프로세스(1600)의 흐름도가 도시되어 있다. 프로세스(1600)는 신호 전송을 위해 비-정사각형 성상도 패턴을 포함하거나 이를 사용하는 신호에서 PAPR을 감소시키기 위한 메커니즘을 설명한다. 프로세스(1600)는 주로 도 6에서 설명된 프리-인코더(600)와 관련하여 설명될 것이다. 프로세스(1600)는 도 7에서 설명된 프리-인코더(700)의 동작에 동등하게 적용될 수 있다. 프로세스(1600)는 또한 도 1에서 설명된 시스템(100)의 일부로서 또는 도 3에서 설명된 데이터 송신기(300)의 일부로서 송신기(110)에서 사용될 수 있다. 본 개시의 원리와 관련된 특정 실시형태를 수용하기 위해 프로세스(1600)의 일부 단계가 제거되거나 재정렬될 수 있다는 것을 주목하는 것이 중요하다.
단계(1605)에서 신호가 수신된다. 신호는 오디오, 비디오, 시그널링 또는 제어 및 다른 보조 데이터(예를 들어, 프로그램 가이드 데이터)를 포함할 수 있다. 신호는 처리될 수 있고 신호 내용의 주파수 영역 표현일 수 있다. 그 다음, 단계(1610)에서, 신호는 다중 전송 시그널링 구성에서 하나 이상의 심볼에 매핑된다. 단계(1610)에서, 매핑은 STBC/SFBC 인코더(예를 들어, 도 7에서 설명된 STBC/SFBC 인코더(710))에서 수행될 수 있다. 매핑은, 단계(1610)에서, 골든 코드를 포함하지만 이에 제한되지 않는 하나 이상의 공지된 코드워드 집합을 사용하여 원래 신호의 다수의 부분을 생성하는 단계를 포함할 수 있다. 단계(1610)에서,매핑은 특히 MIMO 전송에서의 사용에 적합하다.
단계(1615)에서는, 단계(1610)에서 생성된 매핑된 신호가 시간 영역 신호로 변환된다. 일부 실시형태에서, 단계(1615)에서의 시간 영역 변환은 단계(1605)에서 수신 신호를 콘텐츠 소스(예를 들어, 도 1에서 설명된 콘텐츠 소스(111))에 의해 원래 제공된 신호로 복귀시킬 수 있다. 단계(1615)에서의 변환은 IFFT 블록(예를 들어, IFFT 블록(610)) 또는 임의의 유사한 변환 처리 블록을 사용하여 수행될 수 있다.
그 다음, 단계(1620)에서는, 단계(1615)에서 생성된 신호의 시간 영역 표현의 진폭 레벨이 신호 진폭 레벨을 감소시키기 위해 제한, 압축 또는 클리핑된다. 단계(1620)에서, 제한, 압축 또는 클리핑은 클리핑 회로(예를 들어, 클리핑 블록(620)) 또는 임의의 유사한 회로에서 수행될 수 있다. 일 실시형태에서, 단계(1615)에서 생성된 신호는 추가 신호(Vclip)를 기반으로 클리핑된다. 다른 실시형태에서, 단계(1615)에서 생성된 신호는 소프트 리미터 기능 또는 대안적으로 부드러운 압축 기능을 포함하는 전달 함수를 사용하여 클리핑, 제한 또는 압축될 수 있다.
단계(1625)에서, 진폭 제한된 신호는 신호의 주파수 영역 표현으로 다시 변환된다. 단계(1625)에서의 변환은 FFT 블록(예를 들어, FFT 블록(630)) 또는 임의의 유사한 변환 처리 블록을 사용하여 수행될 수 있다. 일부 실시형태에서, 단계(1625)에서의 변환은 단계(1615)에서의 변환의 정확한 역이다.
단계(1630)에서, 신호의 주파수 영역 표현은, 다중 전송 시그널링 구성에서의 다수의 신호에 적합한 일련의 심볼로부터 단일 신호로 다시 매핑된다. 단계(1630)에서, 매핑은 STBC/SFBC 디코더(예를 들어, 도 7에서 설명된 STBC/SFBC 디코더(750))에서 수행될 수 있다. 매핑은, 단계(1630)에서, 골든 코드를 포함하지만 이에 제한되지 않는 하나 이상의 공지된 코드워드 집합을 사용하여 원래 신호의 다수의 부분을 디매핑 또는 디코딩하는 단계를 포함할 수 있다. 단계(1630)에서, 매핑은 특히 MIMO 전송에서의 사용에 적합하다.
단계(1635)에서는, 단계(1630)에서 생성된 새로운 신호가 단계(1605)에서 수신된 원래 신호에서 감산된다. 단계(1635)에서, 감산 단계는 또한 원래 신호를 새로운 신호와 동기화하거나 시간 정렬시키기 위해 원래 신호를 버퍼링하는 단계를 포함할 수 있다. 그 다음, 단계(1640)에서, 단계(1635)에서 생성된 신호에 상수가 승산된다. 상수 값은 모든 신호 및 심볼에 대한 신호 값 K일 수 있다. 다른 실시형태에서, 이득 값에 대한 가변적인 다양한 값이 각각의 개별 반송파, 심볼 또는 신호의 부분에 별도의 값 Ki로서 적용될 수 있다. Ki에 대한 값은 전송된 값을 기반으로 결정될 수 있다. 대안적으로, Ki에 대한 값은 디지털 최적화 알고리즘을 통해 획득될 수 있다. Ki 값은 반송파의 수, 변조, 확장된 성상도의 정의, PAPR 목표 및/또는 가능한 전력 전송의 증가에 따라 달라질 수 있다. 단계(1620)에서 의도하지 않은 클리핑 또는 의도적인 진폭 제한의 결과로서 스펙트럼 전력의 왜곡을 균형 잡기 위해 반송파의 수를 기반으로 Ki에 대한 다양한 값이 생성될 수 있다.
단계(1645)에서는, 단계(1640)로부터의 승산된 또는 증폭된 신호가 단계(1605)에서 수신된 원래의 신호에 가산된다. 단계(1645)에서의 가산 단계는 또한 원래 신호를 승산된 또는 증폭된 신호와 동기화하거나 시간 정렬시키기 위해 원래 신호를 버퍼링하는 단계를 포함할 수 있다. 그 다음, 단계(1650)에서는, 단계(1645)에서 생성된 신호가 성상도 투영 확장 마스크 내로 투영된다. 성상도 투영 마스크는 수신 신호(예를 들어, 단계(1605)에서 수신된 신호)를 사용하여 원래의 성상도를 기반으로 한다. 단계(1650)에서, 투영은 투영 회로 또는 투영 블록(예를 들어, 도 6에서 설명된 투영 블록(670) 또는 도 7에서 설명된 투영 블록(790))에서 수행될 수 있다. 단계(1650)에서 투영된 포인트 또는 심볼은 확장 마스크와 연관될 수 있다. 일 실시형태에서, 신호에 대한 성상도의 외측 포인트들만이 확장 마스크와 연관된다. 확장 마스크는 원래의 심볼 위치 및 이의 심볼 값을 성상도 내에서 모호하게 하지 않고 성상도 포인트가 투영될 수 있는 영역을 나타낸다. 경우에 따라, 확장 마스크는 라인을 나타낼 수 있다. 다른 경우에서, 확장 마스크는 영역을 나타낼 수 있다.
바람직한 실시형태에서, 단계(1650)에서의 투영은 단계(1645)에서의 가산으로부터의 신호와 함께, 단계(1640)에서 승산으로부터의 신호를 처리함으로써 생성될 수 있다. 신호를 벡터 신호로서 처리함으로써, 성상도 내의 외측 성상도 포인트의 위치에 대한 확장 영역에 대해 각 영역이 생성될 수 있다. 각 영역은 또한 사용 중인 사용되는 성상도를 기반으로 결정될 수 있다. 확장 영역에 대한 최대 각 섹터는 임의의 두 개의 인접한 외항 성상도 포인트(예를 들어, 포인트(1130-1145) 간의 각 거리(예를 들어, 도면(1100)에서의 각도 θ)에 의해 결정될 수 있다는 것이 주목되어야 한다. 각 거리, 따라서 확장 영역에 대한 각 섹터는 성상도마다 다를 수 있다. 확장 영역의 최대 각 섹터는 성상도마다 다를 수 있다. 또한, 최대 각 섹터보다 작은 각 섹터가 또한 사용될 수 있다.
단계(1655)에서, 감소된 PAPR OFDM 심볼의 스트림을 나타내는 투영된 신호 IFFT를 사용하여 변조되어 시간 영역 감소된 PAPR OFDM 신호를 생성한다. 단계(1655)에서의 변조는 변조기(예를 들어, 도 1에서 설명된 변조기(114) 또는 도 3에서 설명된 OFDM 변조기(340 및 350)에서 수행될 수 있다. 일부 실시형태에서, 단계(1655)에서의 변조는 MIMO 기술들을 사용하는 다중 신호 전송 환경에서 사용하기 위해 일련의 심볼로 신호를 매핑하는 단계를 더 포함할 수 있다.
단계(1660)에서, 시간 영역 감소된 PAPR OFDM 신호가 전송된다. 단계(1660)에서의 전송은 송신 회로에 의해 수행될 수 있으며, 무선 송신 또는 방송(예를 들어, 도 1에서 설명된 안테나(115) 또는 도 3에서 설명된 안테나(360 및 370))를 위해 하나 이상의 안테나를 사용할 수 있다.
프로세스(1600)의 하나 이상의 단계는 재배치, 결합 또는 생략될 수 있다. 예를 들어, 방송 신호 실시형태(예를 들어, ATSC 3.0 또는 DVB-T2)를 포함하는 SISO 전송 구성을 이용하는 실시형태에서, 단계(1610 및 1630)는 생략될 수 있다. 또한, 단계(1650)에서의 투영 성상도 확장의 생성은 단계(1610) 내지 단계(1645)와는 상이한 일련의 처리 단계를 통해 생성될 수 있다. 이와 같이, 이들 다양한 단계는, 단계(1650)에서 본원에 설명된 성상도 투영 확장에 처리된 신호를 투영할 수 있게 하기 위해 신호를 프리-인코딩하기 위한 고정을 여전히 포함한다.
프로세스(1600)의 단계 중 적어도 일부를 사용하는 실시형태에서, 신호는 하나 이상의 상이한 코드 레이트로 신호 내의 데이터를 인코딩하는 특정 FEC 인코딩 구조를 사용하여 인코딩된 신호가 수신될 수 있다. DVB-T2 및 ATSC 3.0 또는 본 기술 분야에 공지된 것들과 함께 이전에 설명된 것들을 포함하는 여러 형태의 인코딩 구조가 가능하다. 그 결과, 성상도 투영 마스크는 데이터에 대한 코드 레이트뿐만 아니라 신호의 전송에 사용되는 성상도에 의존할 수 있다. 또한, 성상도 내의 외측 성상도 포인트에 대한 각 거리(예를 들어, 각도 θ)는 성상도 및 코드 레이트 모두에 의존할 수 있다. 표 2는 ATSC 3.0 시스템의 일부로서 사용된 다양한 성상도 및 코드 레이트를 고려한 각도 θ에 대한 예시적인 일련의 값을 나타낸다:
코드 레이트/성상도 2/15 3/15 4/15 5/15 6/15 7/15 8/15 9/15 10/15 11/15 12/15 13/15
16
QAM		 NA 33.26° 35.6° 38.5° 44.14° 44.1° 44.49° 44.49° 42.1° NA NA NA
64
QAM		 22.96° 39.36° 41.26° 19.01° 21.17° 22.49° 22.28° 22.49° 22.4° 19.75° 18.42° 16.81°
256
QAM		 36.67° 40.26° 19.11° 22.47° 8.38° 11.23° 11.23° 10.93° 11.22° 10.63° 8.8° 8.34°
본 개시의 특정 실시형태에 따라, 각도 θ에 대한 일련의 값이 표 2에 의해 완전히 또는 부분적으로 정의된다. 본 개시의 특정 실시형태에 따르면, 각도 θ에 대한 값은 상이하다. 본 개시의 변형예에 따르면, 그 밖의 코드 레이트 또는 성상도가 사용되고, 각도 θ에 대한 값이 그에 따라 정의된다.
표 2에 주어진 값은 ATSC 3.0 시스템에 특이적인 것으로 간주될 수 있다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 그러나, 다양한 성상도, 다양한 코드 레이트, 및 가능하게는 다양한 포맷을 사용하는 그 밖의 시스템도 본 개시의 원리를 기반으로 하는 유사한 결과를 달성하기 위해 각도 θ에 대해 다양한 일련의 값을 사용할 수 있다.
시스템은 다른 신호 형식에 대한 다른 성상도 형태를 사용하면서 일부 신호 형식에 대해 비-정사각형 성상도를 사용하는 신호를 사용할 수 있다. 프로세스(1600)의 적어도 일부 단계를 사용하는 일 실시형태에서, 신호는, 다른 신호 형식에 대해 1차원(1D) 성상도라고 하는 정사각형 성상도를 사용하면서, 일부 신호 형식에 대해 2차원(2D) 성상도라고 하는 비-정사각형 성상도를 사용할 수 있다. 표 3은 다양한 성상도 크기 및 ATSC 3.0 시스템의 일부로 사용된 다양한 코드 레이트에 대한 성상도 형태(1D 또는 2D)에 대한 특정 구현을 보여준다.
코드 레이트/성상도 2/15 3/15 4/15 5/15 6/15 7/15 8/15 9/15 10/15 11/15 12/15 13/15
QPSK 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D
16
QAM		 1D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 1D 1D 1D
64
QAM		 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D
256
QAM		 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D 2D
1024
QAM		 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D
4096
QAM		 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D 1D
본 개시의 특정 실시형태에 따르면, 성상도 형태는 표 3에 의해 완전히 또는 부분적으로 정의된다. 본 개시의 특정 실시형태에 따르면, 성상도 형태는 다양하다(예를 들어, 1024 QAM 또는 4096 QAM에 대해 비-정사각형 성상도가 사용될 수 있다). 본 개시의 변형예에 따르면, 그 밖의 코드 레이트 또는 성상도가 사용된다.
2D 성상도를 사용하는 신호는 프로세스(1600)에 의해 설명된 바와 같은 PAPR 프로세스를 사용할 수 있다. 1D 성상도를 사용하는 신호는 도 8 및 도 9에 도시되고 설명된 것과 유사한 PAPR 프로세스를 사용할 수 있다. 집합적으로, PAPR을 줄이기 위한 1D 및 2D 성상도의 처리는 능동 성상도 확장(Active constellation Extension, ACE) 기술이라고 할 수 있다. 또한, 도 16에서 설명된 PAPR 프로세스 또는 1D 성상도를 위한 다른 PAPR 프로세스와 같은 ACE 기술은, OFDM과 관련하여 사용될 때, 일반적으로 데이터를 포함하는 신호의 부분에만 적용되고 일반적으로 신호의 일부로서 포함된 파일럿 반송파 또는 예약된 톤에는 적용되지 않는다. ATSC 3.0 시스템과 같은 시스템에서 ACE 기술은 데이터를 포함하는 신호 부분에만 적용되고 신호의 일부로 포함된 파일럿 반송파 또는 예약 톤에는 적용되지 않는다. 톤 예약(Tone Reservation, TR) 기법이라고 하는 또 다른 PAPR 프로세스는 PAPR을 줄이기 위해 예약된 톤을 OFDM 심볼에 도입한다. ATSC 3.0에서, ACE와 TR이 모두 사용되는 경우, ACE가 먼저 신호에 적용된다.
또한, PAPR 기술은 레벨 분할 다중화(level division multiplexing, LDM)의 사용과 함께 또는 MIMO 또는 MISO 동작 모드가 시스템에서 사용될 때 사용될 수 없다. ATSC 3.0 시스템과 같은 시스템에서, PAPR 기술 및 특히 ACE는 레벨 분할 다중화(LDM)의 사용과 함께 또는 MIMO 또는 MISO 작동 모드가 사용될 때 사용되지 않는다. 마지막으로, 능동 성상도 기술의 사용 또는 이의 결핍은 헤더 또는, 이에 제한되지는 않지만, DVB-T2 또는 ATSC 3.0에서의 L1 시그널링과 같은 다른 정보 층의 일부로서 신호 내에 표시될 수 있다.
이제 도 17을 참조하면, 본 개시의 양태에 따른 또 다른 예시적인 프리-인코더(1700)의 블록도가 도시되어 있다. 프리-인코더(1700)는 도 6에서 설명된 프리-인코더(600)와 유사한 방식으로 동작한다. 또한, 프리-인코더는 도 3의 프리-인코더(320)와 유사한 방식으로 동작한다. 프리-인코더(1700)는 또한 도 1에서 설명된 송신기(110)와 같은 방송 송신기의 일부로서 사용될 수 있다. 이하에서 설명되는 것을 제외하고, 요소(1710, 1720, 1730, 1740, 1750, 1760 및 1770)는 도 6에서 설명된 요소(610, 620, 630, 640, 650, 660 및 670)와 기능이 유사하며 여기에서 더 이상 설명되지 않는다.
프리-인코더(1700)에서,
Figure pct00002
로 표시된 신호는 인터폴레이터(interpolator)(1712)에 의한 4 배 인터폴레이션에 이어 저역 통과 필터(1715)를 통해 입력 신호(x)로부터 얻어진다. IFFT(1710), 인터폴레이터(1712)를 통한 오버 샘플링, 및 저역 통과 필터(1715)에서의 저역 통과 필터링의 조합이 제로 패딩(zero padding) 및 IFFT(1710)의 일부로서의 4 배 오버사이즈된 IFFT 연산자를 사용하여 구현된다.
Figure pct00003
로 표시된 신호는 클리핑 블록(1720) 내의 클리핑 연산자를 x'로 표시된 신호에 적용함으로써 얻어진다. 클리핑 블록(1720) 내의 클리핑 연산자는 다음과 같이 정의된다:
Figure pct00004
(식 2)
클리핑 임계치 V clip 은 능동 성상도 확장 알고리즘 및 기법의 파라미터이다. 예를 들어, 클리핑 임계치 V clip 은 원래의 타임 영역 신호의 표준 편차에 대해 0.1 dB 단위로 +0 dB 내지 +12.7 dB 사이의 범위에서 선택될 수 있다.
Figure pct00005
로 표시된 신호는 로우 패스 필터(1722)에서의 저역 통과 필터링 및 데시메이터(decimator)(1725)에서의 4 배 데시메이션을 통해 x"로 표시된 신호로부터 얻어진다. X c 로 표시된 신호는 FFT 블록에서의 FFT 연산을 사용하여 x c 로부터 얻어진다 저역 통과 필터(1722)에서의 저역 통과 필터링, 데시메이터(1725)에서의 다운 샘플링 및 FFT 블록(1730)에서의 FFT 연산의 조합은 4 배의 오버사이즈된 FFT 연산자를 사용하여 구현된다.
E로 표시된 에러 벡터는 감산기(1740) 및 이득 블록(1750)에서 감산 및 이득 승산 연산을 통해 X c 및 X로 표시된 신호를 결합함으로써 다음과 같이 얻어진다:
Figure pct00006
(equation 3)
확장 이득 G는 능동 성상도 확장 알고리즘 및 기법의 파라미터이다. 예를 들어, 확장 이득 G에 대한 값은 1 단위로 0 내지 31 사이의 범위에서 선택될 수 있다.
V ext 로 표시된 확장 벡터는 투영 블록(1770)으로부터의 출력으로서 다음과 같이 획득되거나 생성된다:
Figure pct00007
(식 4)
Figure pct00008
(식 5)
요소 φ e 는 참조 심볼 X의 인수와 에러 벡터 E 간의 각도를 나타낸다. 최대 확장 값 L로 표시된 제한 요소가 적용될 수 있으며, 능동 성상도 확장 알고리즘 및 기술의 파라미터이다. 예를 들어, 최대 확장 값 L은 0.1 단위로 1.8 내지 2.4 사이의 범위에서 선택될 수 있다.
각도 θ는 또한 프리-인코더(1700)에서의 능동 성상도 확장 알고리즘 및 기술에 대한 입력 파라미터이며, 순방향 오류 정정 코드 레이트뿐만 아니라 성상도 차원(예를 들어, 상기한 각각의 2D 성상도에 대한)에 의존한다. 일련의 성상도 및 코드 레이트에 대한 예시적인 일련의 각도 θ는 표 2에서 이전에 설명되었다.
X ACE 로 표시된 신호는 가산기(1760)에서 그리고 확장 스위치(1775)에서의 선택으로서 V ext 로 표시된 확장 벡터를 X로 표시된 신호에 가산함으로써 다음과 같이 생성되거나 구성된다:
Figure pct00009
(식6)
X k 로 표시된 신호의 성분은 이것이 액티브 셀(active cell)(즉, 성상도 포인트를 운반하는 OFDM 셀)이고, 이것이 해당 셀에 사용된 변조 성상도의 경계 포인트를 운반하는 경우 확장 가능한 것으로 정의된다. 성분 X k 는 이것이 DVB-T2 및 ATSC 3.0과 같은 변조 시스템에서 정의되고 사용되는 프레임 종료 심볼(Frame Closing Symbol) 내의 더미 셀(dummy cell), 바이어스 밸런싱 셀(bias balancing cell) 또는 비-변조 셀(unmodulated cell)인 경우 확장 가능한 것으로 정의될 수도 있다. 예를 들어, ATSC 3.0 형식 신호의 256-QAM 9/15 변조 셀에 속하는 구성 요소는 이의 계수가 1.65 이상인 경우 성상도의 경계 포인트이다.
X ACE 로 표시된 신호는 IFFT 블록(1780)에서의 IFFT 연산을 통해 X ACE 로부터 얻어지거나 생성되며 프리-인코더(1700)에 대한 출력 신호를 나타낸다.
도 18a 및 도 18b는 본 개시의 양태에 따라 PAPR 기술을 적용하는 다양한 오류 정정 코드 레이트를 갖는 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면을 도시하고 있다. 특히, 도 18a 및 도 18b는 다양한 FEC 코드 레이트를 사용하는 신호에 대해 프리-인코더(예를 들어, 도 17에서 설명된 프리-인코더(1700))에서 사용될 수 있는 다양한 각도 θ를 도시하고 있다. 도 18a 및 도 18b에 도시된 코드 레이트 및 각도 θ는 표 2에서 이전에 설명된 16-QAM 2D 성상도에 포함된 코드 레이트 및 각도와 유사하다.
도 19a 및 도 19b는 본 개시의 양태에 따라 PAPR 기술을 적용하는 다양한 오류 정정 코드 레이트를 갖는 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면을 도시하고 있다. 특히, 도 19a 및 19b는 다양한 FEC 코드 레이트를 사용하는 신호에 대해 프리-인코더(예를 들어, 도 17에서 설명된 프리-인코더(1700))에서 사용될 수 있는 다양한 각도 θ를 도시하고 있다. 도 19a 및 19b에 도시된 코드 레이트 및 각도 θ는 표 2에서 이전에 설명된 64-QAM 2D 성상도에 포함된 코드 레이트 및 각도와 유사하다.
도 20은 본 개시의 양태에 따라 PAPR 기술을 적용하는 다양한 오류 정정 코드 레이트를 갖는 256-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면을 도시하고 있다. 특히, 도 20은 다양한 FEC 코드 레이트를 사용하는 신호에 대해 프리-인코더(예를 들어, 도 17에서 설명된 프리-인코더(1700))에서 사용될 수 있는 다양한 각도 θ를 도시하고 있다. 도 20에 도시된 코드 레이트 및 각도 θ는 표 2에서 이전에 설명된 256-QAM 2D 성상도에 포함된 코드 레이트 및 각도와 유사하다.
신호는 본 개시의 원리를 사용하여 전송될 수 있다. 신호는 성상도 내의 심볼의 시간 영역 표현으로 구성될 수 있다. 신호는 다수의 성상도에 매핑된 심볼을 포함할 수 있다. 하나 이상의 성상도는 16 QAM 비-정사각형 성상도 및 64 QAM 비-정사각형 성상도 및 256 QAM 비-정사각형 성상도를 포함하지만 이에 제한되지 않는 비-정사각형 성상도일 수 있다. 하나 이상의 심볼 위치가 상기한 성상도 투영 확장과 같은 투영을 기반으로 조정될 수 있다. 일 실시형태에서, 하나 이상의 심볼은 원래의 또는 정확한 심볼 위치(들)를 기반으로 외향 각 섹터에 의해 표현되는 성상도 투영 확장 영역으로 투영된다. 외측 각 섹터는 원래의 또는 정확한 심볼 위치(들)와 인접한 심볼 위치 사이에 형성된 투영 각도를 사용하여 형성된다. 투영 각도는 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계를 형성하며, 투영 각도에 대한 값은 데이터 스트림에 대한 코드 레이트뿐만 아니라 신호에 대한 성상도 패턴을 기반으로 한다. 일 실시형태에서, 전송 신호는 OFDM 신호이다. 또 다른 실시형태에서, 전송 신호는 DVB-T2 또는 ATSC 3.0과 같은 전송을 준수한다.
본 개시의 원리를 사용하여 전송된 신호는 감소된 PAPR을 갖는다. 감소된 PAPR 신호는 HPA의 효율을 개선하고 전송 신호에 대한 주파수 범위에 인접한 주파수 범위뿐만 아니라 신호 내에서 바람직하지 않은 잡음을 발생시키는 왜곡을 최소화하는 것을 포함하는 몇 가지 이점을 제공할 수 있다.
본 개시의 기술은 도 18a, 도 18b, 도 19a, 도 19b 및 도 20에 도시된 것들과 유사한 비-균일한 비-정사각형 성상도에도 적용된다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 비-균일한 성상도는 균일한 성상도의 사용에 비해 1.5 dB 향상을 보이는 시뮬레이션과 함께 양호한 성능을 제공할 수 있다. 변형예에 따라, 이들 기술은 진폭 위상 편이 변조(Amplitude Phase Shift Keying, APSK) 성상도와 같은 그 밖의 균일한 비-정사각형 성상도에도 적용될 수 있다.
본 개시의 메커니즘을 사용하는 전송 신호는 전송 신호를 수신하도록 구성된 수신 장치를 사용하여 수신되고 디코딩될 수 있다. 예를 들어, 전송 신호는 방송 수신기(예를 들어, 도 1에서 설명된 수신기(120))에 의해 수신될 수 있다. 일 실시형태에서, 수신기는 이전에 설명된 것과 유사한 기능들 외에도, 확장된 디코딩된 신호를 제공하기 위해 확장된 영역과 연관된 확장된 성상도 상에 전송 신호의 추정치를 제공하기 위한 디코딩 회로 및 처리를 포함할 수 있다. 확장된 영역은 복조의 일부로서 사용되는 기본 성상도에 대한 원래의 심볼 위치인 정점을 갖는 외향 각 섹터일 수 있고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계를 형성하는 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 성상도 및 데이터 스트림에 대한 코드 레이트를 기반으로 한다.
디코딩 및 처리는 또한 확장된 영역을 사용한 추정으로부터의 하나 이상의 심볼을 기본 또는 비-확장 성상도 내의 심볼 위치를 기반으로 하는 심볼 값에 할당하는 단계를 포함할 수 있다. 디코딩 및 처리는 수신 신호 내의 모든 심볼을 처리하기 위해 사용되는 디매퍼에서 수행될 수 있다. 본 개시의 원리와 관련된 디매퍼를 포함하는 디코딩 회로 및 처리는 복조기(예를 들어, 도 1에서 설명된 복조기(124)) 또는 채널 디코더(예를 들어, 도 1에서 설명된 채널 디코더(123), 또는 이 둘 모두에 더 포함될 수 있다.
일 실시형태에서, 수신기(예를 들어, 도 1에서 설명된 수신기(120))는 ATSC 3.0을 준수하는 전송 표준을 사용하여 전송된 신호를 수신하도록 구성된다. 신호는 2D 성상도를 사용하여 변조되고 표 2에서 이전에 설명된 순방향 오류 정정 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 부분의 적어도 일부를 포함한다. 수신기는 수신 신호를 디코딩하여 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 확장된 성상도 상에 제공하여 확장된 디코딩된 신호를 제공하고, 확장된 성상도는 성상도 내의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외향 각 섹터로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계를 형성하는 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 성상도 및 데이터 스트림에 대한 코드 레이트를 기반으로 한다. 각도에 대한 값은 표 2에 주어진 값일 수 있다. ATSC 3.0 신호를 수신할 수 있는 예시적인 수신기는 텔레비전, 셋톱 박스, 컴퓨터, 게이트웨이, 이동 전화, 이동 단말기, 자동차 라디오 수신기, 태블릿 등의 일부로서 포함될 수 있다.
전송 신호는 또한 MIMO 신호 수신 기술(예를 들어, 도 4에서 설명된 데이터 수신기(400))을 사용하는 수신기에 의해 수신될 수 있다. MIMO 신호는, 전송 안테나당 주파수 영역 심볼을 생성하여 신호 상에 다중-반송파 신호 및 송신을 생성하기 위해 확장된 성상도 및 다중반송파에 대해 입력 데이터를 시간 또는 주파수 매핑하여 얻어진 전송 신호에 해당한다. MIMO 신호와 연관된 복소 시간 또는 주파수 디매핑은 대응하는 기본 성상도의 포인트와 연관된 확장된 영역 성상도 상의 신호의 투영 디코딩 이후에 수행될 수 있다. 투영은 원래의 심볼 위치인 정점을 갖는 외향 각 섹터를 갖는 확장된 영역과 관련된 확장된 성상도 상에 전송 신호의 추정치를 제공하는 단계를 포함한다. 투영은 또한 확장된 디코딩된 신호 내의 심볼을 기본 또는 비-확장된 성상도의 심볼에 초기에 할당하는 단계를 포함할 수 있으며, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계를 형성하는 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 성상도 및 데이터 스트림에 대한 코드 레이트를 기반으로 한다. 투영 디코딩 및 처리는 수신 신호에서 투영된 심볼을 처리하는데 사용된 별도의 디매퍼에서 수행될 수 있다. 본 개시의 원리와 관련된 디매퍼를 포함하는 투영 디코딩 회로 및 처리는 복조기(예를 들어, 도 4에서 설명된 OFDM 복조기(430 및 440)) 또는 시간 또는 주파수 디매퍼(예를 들어, 도 4에서 설명된 시간/주파수 디매퍼(450)), 또는 이 둘 모두에 더 포함될 수 있다.
수신기(예를 들어, 도 1에서 설명된 수신기(120) 또는 도 4에서 설명된 데이터 수신기(400)), 및 특히 디매핑 및 투영 디코딩 회로 및 기능은, 확장된 성상도 내에 포함된 신호를 처리할 수 있어야 한다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 수신기의 성능을 향상시키기 위해, 디매퍼 및/또는 투영 디코딩에 의해 수행된 임의의 처리 이전에 수신기에 추가 리미터 회로가 추가될 수 있다. 리미터 회로는 신호의 진폭을 제한하거나 클리핑할 수 있다. 일 실시형태에서, 종종 동상(in-phase)(I) 및 직교(quadrature)(Q) 축이라 지칭되는 x-축 및 y-축에서의 진폭을 제한하거나 클리핑하기 위해 스칼라 리미터가 추가될 수 있다. 그러나, 신호 전송의 일부로서 비-정사각형 성상도를 사용하는 바람직한 실시형태에서, 신호를 벡터로서 클리핑하기 위해 복소 계수 클리핑 회로가 사용될 수 있다.
위의 실시형태는 신호에 대한 PAPR을 감소시키기 위해 신호 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 성상도를 포함하는 신호에 입력 데이터의 스트림을 처리하기 위한 다양한 메커니즘 및 실시형태를 설명한다. 이들 메커니즘은 성상도 내의 성상도 확장 투영을 적어도 하나의 심볼에 적용하기 위해 성상도 내에서 심볼로 표현된 데이터를 처리 또는 프리-인코딩하는 단계, 및 프리-인코딩된 신호를 변조하여 전송 신호를 생성하는 단계를 포함할 수 있으며, 처리 또는 프리-인코딩은 벡터 기반 에러 신호를 사용하여 외향 각 섹터 내의 적어도 하나의 심볼에 성상도 확장 투영을 적용한다. 외향 각 섹터에 대해 생성된 경계는 본질적으로 비-직교일 수 있으며 성상도 패턴 내의 인접한 심볼 또는 포인트 간의 각 거리를 기반으로 한다. 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은, 예를 들어, FEC가 데이터 적용된 이후, 성상도 및 데이터에 대한 신호 스트림 인코딩 코드 레이트를 기반으로 한다. 성상도 확장 투영에 사용되는 각 섹터는 특히 비-정사각형 성상도 패턴과 함께 사용할 때 더욱 적합하다.
다수의 PAPR 감소 기술이 또한 신호에 적용될 수 있다. 예를 들어, 신호의 특성의 결정을 기반으로 두 가지 상이한 PAPR 감소 기술 중 하나를 사용하여 신호를 처리하기 위한 메커니즘이 사용될 수 있다. 신호가 비-정사각형 성상도를 포함하는 것으로 판단되면, 능동 성상도 확장을 위해 각 영역을 사용하는 2차원 PAPR 기술이 신호에 적용될 수 있다. 신호가 정사각형 성상도를 포함하는 것으로 판단되면, 능동 성상도에 대해 x 또는 y 방향으로 선형 투영을 사용하는 1차원 PAPR 기술이 신호에 적용될 수 있다. 사용할 PAPR 기술의 선택은 전송 신호의 일부로서 사용되는 성상도의 형태, 크기 또는 깊이뿐만 아니라 데이터 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트에 의해서도 결정된다.
본 실시형태는 상기한 방법에 의해 얻어진 데이터 신호에도 적용된다. 본 실시형태는 이 데이터 신호를 디코딩하도록 구성된 임의의 디코더 또는 디코딩 방법에도 적용된다. 특히, 일 실시형태는 신호 전송의 일부로서 데이터 스트림을 처리하기 위한 방법에서 얻어지는 데이터 신호에 적용되며, 방법은 전송 신호의 일부로서 사용된 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장 투영을 적용함으로써, 전송 신호의 피크 대 평균 전력비를 감소시키기 위해 데이터의 스트림을 프리-인코딩하는 단계를 포함하고, 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외향 각 영역을 가지며, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 성상도 및 데이터 스트림에 대한 코드 레이트를 기반으로 한다. 본 개시의 특정 실시형태에 따르면, 스트림을 처리하기 위한 방법은 데이터 신호의 지상파 방송을 포함한다. 본 개시의 특정 실시형태에 따르면, 데이터 신호는 비디오 및/또는 오디오 데이터를 포함한다. 본 개시의 특정 실시형태에 따르면, 수신 또는 전송 신호는 지상파 방송 신호를 포함하거나 또는 지상 방송 신호이다.
본 실시형태는 신호 전송의 일부로서 성상도 내의 다수의 심볼로 변조된 데이터 스트림을 처리하기 위한 방법을 설명하며, 방법은, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영을 적용하는 단계를 포함하고, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
일부 실시형태에서, 방법은 16 QAM 비-정사각형 성상도, 64-QAM 비-정사각형 성상도 및 256-QAM 비-정사각형 성상도 중 적어도 하나인 성상도를 포함할 수 있다.
일부 실시형태에서, 방법은, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 2 형태의 심볼 성상도 투영을 적용하는 단계를 더 포함할 수 있고, 제 2 형태의 심볼 성상도 투영은 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타낸다.
일부 실시형태에서, 방법은 16 QAM 정사각형 성상도, QPSK 정사각형 성상도, 64-QAM 정사각형 성상도, 256-QAM 정사각형 성상도, 1024-QAM 정사각형 성상도 및 4096-QAM 정사각형 성상도 중 적어도 하나인 성상도를 포함할 수 있다.
일부 실시형태에서, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장은 2차원(2D) 심볼 성상도 투영일 수 있고, 제 2 형태의 심볼 성상도 확장은 1차원(1D) 심볼 성상도 확장일 수 있다.
일부 실시형태에서, 제 1 형태의 심볼 성상도 또는 제 2 형태의 심볼 성상도를 적용하는 단계는 전송 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 데이터의 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트의 선택에 의해 결정될 수 있다.
일부 실시형태에서, 제 1 형태의 심볼 성상도를 적용하는 단계 또는 제 2 형태의 심볼 성상도를 적용하는 단계는 상기한 표 3에서 찾을 수 잇는 정보에 의해 결정될 수 있다.
일부 실시형태에서, 신호는 고급 텔레비전 시스템 위원회(ATSC) 버전 3.0 표준을 준수할 수 있다.
일부 실시형태에서, 방법은 변환 신호를 생성하기 위해 적어도 하나의 심볼을 포함하는 신호에 대해 변환을 수행하는 단계, 및 전송 신호를 생성하기 위해 프리-인코딩된 변환 신호를 변조하는 단계(1655)를 더 포함할 수 있다.
일부 실시형태에서, 적용하는 단계는 데이터 스트림을 변환 영역 신호로 변환하기 위해 데이터 스트림에 대해 변환을 수행하는 단계, 클리핑된 변환 신호를 생성하기 위해 변환 영역 신호의 진폭을 제한하는 단계, 역변환 신호를 생성하기 위해 클리핑된 변환 신호에 대해 역변환을 수행하는 단계, 잔여 신호를 생성하기 위해 역변환 신호에서 데이터 스트림을 감산하는 단계, 조정된 잔여 신호를 생성하기 위해 소정의 이득 계수에 의해 잔여 신호의 신호 레벨을 조정하는 단계, 및 에러 신호를 생성하기 위해 조정된 잔여 신호에 데이터 스트림을 가산하는 단계를 더 포함할 수 있다.
일부 실시형태에서, 변환을 수행하는 단계 또는 역변환을 수행하는 단계는 푸리에 변환을 사용할 수 있다.
일부 실시형태에서, 방법은 직교 주파수 분할 다중 전송의 일부로서 사용될 수 있다.
일부 실시형태에서, 방법은 신호에 대한 능동 성상도 확장의 일부로서 사용될 수 있다.
일부 실시형태에서, 신호에 대한 능동 성상도 확장의 사용의 표시가 전송 신호에 포함될 수 있다.
일부 실시형태에서, 신호에 대한 능동 성상도 확장의 사용 표시는 전송 신호의 L1 시그널링 부분에 포함될 수 있다.
일부 실시형태에서, 데이터 스트림을 처리하는 단계는 전송 신호의 피크 대 평균 전력비를 감소시키기 위해 수행될 수 있다.
본 실시형태는 또한 신호 전송의 일부로서 성상도 내의 다수의 심볼로 변조된 데이터 스트림을 처리하기 위한 프로세스 또는 방법을 구현하기 위해 하나 이상의 이전의 단락에서 설명된 프로세스를 수행하도록 구성된 장치 또는 이의 일부를 설명한다.
본 실시형태는 또한 투영 모듈을 포함하는 신호의 전송의 일부로서, 성상도 내의 다수의 심볼로 변환된 데이터 스트림을 처리하기 위한 장치를 설명하며, 투영 모듈은, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영을 적어도 하나의 심볼에 적용하고, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
일부 실시형태에서, 장치의 투영 모듈(670)은, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 2 형태의 심볼 성상도 투영을 더 적용할 수 있으며, 제 2 형태의 심볼 성상도 투영은 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타낸다.
본 실시형태는 또한 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 나타내는 심볼의 성상도로서 전송된 수신 신호를 처리하기 위한 방법을 설명하며, 방법은, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 1 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 단계를 포함하고, 제 1 확장된 성상도는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외향 각 섹터로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
방법은 또한, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 2 확장된 성상도 상에 제공하는 단계를 포함하고, 제 2 확장된 성상도는 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타낸다.
본 실시형태는 또한 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 나타내는 심볼의 성상도로서 전송된 수신 신호를 처리하기 위한 방법에 대해 하나 이상의 위의 단락에서 설명된 프로세스를 수행하도록 구성된 장치 또는 이의 일부를 설명한다.
본 실시형태는 또한 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 나타내는 심볼의 성상도로서 전송된 수신 신호를 처리하기 위한 장치를 설명하며, 장치는, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 1 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 복조기(124)를 포함하고, 제 1 확장된 성상도는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외향 각 섹터로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
일부 실시형태에서, 복조기는, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 2 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 더 복조하고, 제 2 확장된 성상도는 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타낸다.
본 실시형태는 또한 신호 전송의 일부로서 성상도 내의 다수의 심볼로 변환된 데이터 스트림을 처리하기 위한 명령을 포함하는 비-일시적 장치 판독 가능 매체를 설명하며, 비-일시적 장치 판독 가능 매체는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영을 적용하는 단계를 포함하고, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
일부 실시형태에서, 비-일시적 장치 판독 가능 매체는, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 2 형태의 심볼 성상도 투영을 적용하는 단계를 더 포함할 수 있고, 제 2 형태의 심볼 성상도 투영은 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타낸다.
본 실시형태는 또한 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 나타내는 심볼의 성상도로서 전송된 수신 신호를 처리하기 위한 명령을 포함하는 비-일시적 장치 판독 가능 매체를 설명하며, 비-일시적 장치 판독 가능 매체는, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 1 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 단계를 포함하고, 제 1 확장된 성상도는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외향 각 섹터로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
일부 실시형태에서, 비-일시적 장치 판독 가능 매체는, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 2 확장된 성상도 상에 제공하는 단계를 더 포함할 수 있고, 제 2 확장된 성상도는 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타낸다.
본 실시형태는 또한 성상도 내의 다수의 심볼로 변환된, 처리된 데이터 스트림을 포함하는 전자기 신호를 설명하며, 전자기 신호는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영을 적용함으로써 처리되고, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의된다.
일부 실시형태에서, 전자기 신호는, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 2 형태의 심볼 성상도 투영을 적용함으로써 더 처리될 수 있고, 제 2 형태의 심볼 성상도 투영은 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타낸다.
본 개시의 교시를 포함하는 실시형태가 본원에 도시되고 상세하게 설명되었지만, 본 기술 분야의 숙련자는 이러한 교시를 여전히 포함하는 많은 다른 다양한 실시형태를 쉽게 고안할 수 있을 것이다. 신호에서 피크 대 평균 전력비를 감소시키기 위한 장치 및 방법의 바람직한 실시형태를 설명 하였지만 (이는 예시적이고 제한적이지는 않음), 위의 교시에 비추어 수정 및 변형이 본 기술 분야의 숙련자에 의해 이루어질 수 있음을 주목해야 한다. 따라서, 첨부된 청구항에 의해 서술된 바와 같은 개시의 범위 내에 있는 개시된 개시의 특정 실시형태에서 변경이 이루어질 수 있음을 이해해야 한다.

Claims (29)

  1. 신호 전송의 일부로서 성상도(constellation) 내의 다수의 심볼로 변조된 데이터 스트림을 처리하기 위한 방법(1600)에 있어서, 상기 방법은,
    성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영(extension projection)을 적용하는 단계(1650)를 포함하고, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역(outward angular region)을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  2. 제 1 항에 있어서,
    성상도는 16 QAM 비-정사각형 성상도, 64-QAM 비-정사각형 성상도 및 256-QAM 비-정사각형 성상도 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  3. 제 1 항에 있어서,
    성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 2 형태의 심볼 성상도 투영을 적용하는 단계를 더 포함하고, 제 2 형태의 심볼 성상도 투영은 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타내는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  4. 제 3 항에 있어서,
    성상도는 16 QAM 정사각형 성상도, QPSK 정사각형 성상도, 64-QAM 정사각형 성상도, 256-QAM 정사각형 성상도, 1024-QAM 정사각형 성상도 및 4096-QAM 정사각형 성상도 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  5. 제 3 항에 있어서,
    제 1 형태의 심볼 성상도 확장은 2차원(2D) 심볼 성상도 투영이고, 제 2 형태의 심볼 성상도 확장은 1차원(1D) 심볼 성상도 확장인 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  6. 제 5 항에 있어서,
    제 1 형태의 심볼 성상도 또는 제 2 형태의 심볼 성상도를 적용하는 단계는 전송 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 데이터의 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트의 선택에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  7. 제 6 항에 있어서,
    제 1 형태의 심볼 성상도 또는 제 2 형태의 심볼 성상도를 적용하는 단계는 다음 표에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 방법(1600):
    Figure pct00010
    .
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    신호는 고급 텔레비전 시스템 위원회(Advanced Television Systems Committee, ATSC) 버전 3.0 표준을 준수하는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    변환 신호를 생성하기 위해 적어도 하나의 심볼을 포함하는 신호에 대해 변환을 수행하는 단계; 및
    전송 신호를 생성하기 위해 프리-인코딩된 변환 신호를 변조하는 단계(1655)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 적용하는 단계는,
    데이터 스트림을 변환 영역 신호로 변환하기 위해 데이터 스트림에 대해 변환을 수행하는 단계(1615);
    클리핑된 변환 신호를 생성하기 위해 변환 영역 신호의 진폭을 제한하는 단계(1620);
    역변환 신호를 생성하기 위해 클리핑된 변환 신호에 대해 역변환을 수행하는 단계(1625);
    잔여 신호를 생성하기 위해 역변환 신호에서 데이터 스트림을 감산하는 단계(1635);
    조정된 잔여 신호를 생성하기 위해 소정의 이득 계수에 의해 잔여 신호의 신호 레벨을 조정하는 단계(1640); 및
    에러 신호를 생성하기 위해 조정된 잔여 신호에 데이터 스트림을 가산하는 단계(1645)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  11. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,
    변환을 수행하는 단계 또는 역변환을 수행하는 단계는 푸리에 변환을 사용하는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  12. 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 방법은 직교 주파수 분할 다중 전송의 일부로서 사용되는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  13. 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 방법은 신호에 대한 능동 성상도 확장(active constellation extension)의 일부로서 사용되는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  14. 제 13 항에 있어서,
    신호에 대한 능동 성상도 확장의 사용의 표시가 전송 신호에 포함되는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  15. 제 14 항에 있어서,
    신호에 대한 능동 성상도 확장의 사용 표시는 전송 신호의 L1 시그널링 부분에 포함되는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  16. 제 1 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    데이터 스트림을 처리하는 단계는 전송 신호의 피크 대 평균 전력비를 감소시키기 위해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법(1600).
  17. 신호 전송의 일부로서 성상도 내의 다수의 심볼로 변환된 데이터 스트림을 처리하기 위한 장치(600)에 있어서, 상기 장치는,
    투영 모듈(670)을 포함하고, 투영 모듈은, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영을 적용하고, 제 1 형태의 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 장치(600).
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 투영 모듈(670)은, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 2 형태의 심볼 성상도 투영을 더 적용하고, 제 2 형태의 심볼 성상도 투영은 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타내는 것을 특징으로 하는 장치(600).
  19. 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 나타내는 심볼의 성상도로서 전송된 수신 신호를 처리하기 위한 방법에 있어서, 상기 방법은,
    전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 1 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 단계를 포함하고, 제 1 확장된 성상도는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외향 각 섹터로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 2 확장된 성상도 상에 제공하는 더 단계를 포함하고, 제 2 확장된 성상도는 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타내는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제 19 항 또는 제 20 항에 따른 방법을 구현하기 위해 수신 신호를 처리하기 위한 장치.
  22. 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 나타내는 심볼의 성상도로서 전송된 수신 신호를 처리하기 위한 장치(120)에 있어서, 상기 장치는,
    전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 1 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 복조기(124)를 포함하고, 제 1 확장된 성상도는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외향 각 섹터로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 장치(120).
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 복조기는, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 2 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 더 복조하고, 제 2 확장된 성상도는 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타내는 것을 특징으로 하는 장치(120).
  24. 신호 전송의 일부로서 성상도 내의 다수의 심볼로 변환된 데이터 스트림을 처리하기 위한 명령을 포함하는 비-일시적 장치 판독 가능 매체에 있어서, 상기 비-일시적 장치 판독 가능 매체는,
    성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영을 적용하는 단계(1650)를 포함하고, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 비-일시적 장치 판독 가능 매체.
  25. 제 24 항에 있어서,
    성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 2 형태의 심볼 성상도 투영을 적용하는 단계를 더 포함하고, 제 2 형태의 심볼 성상도 투영은 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타내는 것을 특징으로 하는 비-일시적 장치 판독 가능 매체.
  26. 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 나타내는 심볼의 성상도로서 전송된 수신 신호를 처리하기 위한 명령을 포함하는 비-일시적 장치 판독 가능 매체에 있어서, 상기 비-일시적 장치 판독 가능 매체는,
    전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 1 확장된 성상도 상에 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 단계를 포함하고, 제 1 확장된 성상도는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외향 각 섹터로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 비-일시적 장치 판독 가능 매체.
  27. 제 26 항에 있어서,
    성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 전송 신호 내의 적어도 하나의 심볼의 추정치를 제 2 확장된 성상도 상에 제공하는 단계를 더 포함하고, 제 2 확장된 성상도는 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타내는 것을 특징으로 하는 비-일시적 장치 판독 가능 매체.
  28. 성상도 내의 다수의 심볼로 변환된, 처리된 데이터 스트림을 포함하는 전자기 신호에 있어서, 상기 전자기 신호는, 성상도의 형태가 비-정사각형 성상도인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영을 적용(1650)함으로써 처리되고, 제 1 형태의 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터의 외향 각 영역을 갖고, 외향 각 영역은 외향 각 영역에 대한 제 1 경계 및 제 2 경계 간의 각도에 대한 값에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 전자기 신호.
  29. 제 28 항에 있어서,
    전자기 신호는, 성상도의 형태가 정사각형인 것으로 판단되면, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 제 2 형태의 심볼 성상도 투영을 적용함으로써 더 처리되고, 제 2 형태의 심볼 성상도 투영은 x 축 방향 및 y 축 방향 중 적어도 하나의 축 방향의 라인을 나타내는 것을 특징으로 하는 전자기 신호.
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