KR20170125031A - 스위칭 및 선형 레귤레이터의 결합에서의 ｐｍｏｓ 파워 스위치의 사용 - Google Patents

스위칭 및 선형 레귤레이터의 결합에서의 ｐｍｏｓ 파워 스위치의 사용 Download PDF

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아자이 쿠마르
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마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드
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Abstract

P-MOS 트랜지스터는 DC-DC 컨버터의 스위치로서 또는 선형 레귤레이터의 패스 트랜지스터로서 사용될 수 있다. 공급 전압이 특정 전압 위에 있을 때에는 P-MOS 트랜지스터가 DC-DC 컨버터에서 사용될 것이고, 공급 전압이 특정 전압 아래에 있을 때에는 P-MOS 트랜지스터가 선형 레귤레이터에서 사용될 것이다. 공급 전압을 특정 전압과 비교하는 전압 비교기를 사용하여 공급 전압이 모니터링될 수 있다. 특정 전압 위에서는 DC-DC 컨버터가 선형 레귤레이터보다 더 효율적이고, 특정 전압 아래에서는 선형 전압 레귤레이터가 DC-DC 컨버터보다 더 효율적이다. 대안적으로, DC-DC 컨버터 및 선형 레귤레이터 중 어느 하나를 선택하는 것은, 집적회로 패키지 제조 또는 최종 제품 제조 동안에 서로 다른 제품 애플리케이션들을 위한, 본딩, 점퍼, 퓨즈 링크 또는 어떤 비트의 프로그래밍을 사용함으로써 이루어질 수 있다.

Description

스위칭 및 선형 레귤레이터의 결합에서의 ＰＭＯＳ 파워 스위치의 사용
본 출원은 2015년 3월 12일자로 출원된 동일 출원인에 의한 미국 가출원 제62/132,001호의 우선이익을 주장하며, 상기 가출원은 모든 목적을 위해 본 출원에 참조로 통합된다.
본 발명은 집적회로 전압 레귤레이터들에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 소스 전압 값에 근거하여 스위칭 레귤레이터 및 선형 레귤레이터를 위해 공통 PMOS 파워 트랜지스터를 사용하는 집적회로 전압 레귤레이터에 관한 것이다.
DC-DC 컨버터들은 일반적으로 DC 공급 전압의 고효율 레귤레이션을 제공하기 위해 사용된다. DC-DC 컨버터의 효율은 공급-전압이 감소할 때 떨어진다. 선형 전압 레귤레이터가 DC-DC 컨버터보다 더 효율적으로 되는 지점이 있다. 따라서, 완전히 넓은 공급 전압 범위, 예를 들어 1.43-3.63 볼트에 걸쳐 최적 효율을 가지기 위해서는, DC-DC 컨버터와 선형 레귤레이터 둘 다는 나란히(side-by-side) 배치되어야 한다. 그러나 이들 둘 다는 넓은 면적의 실리콘 공간을 필요로 하고, 그 면적들의 대부분은 파워 패스-트랜지스터에 의해 점유된다. 이러한 이유로 인해, 집적회로 디바이스에 이들 둘 다를 제공하는 경우에 고비용이 된다. 대안으로, 이 문제에 대한 해결책은, DC-DC 컨버터를 사용하여 최적의 효율을 내도록 스윗 스팟(sweet spot)에 있는 더 높은 공급 전압, 또는 선형 레귤레이터를 사용하여 최적의 효율을 내도록 스윗 스팟에 있는 낮은 공급 전압 중 어느 하나에 의해, 하나 또는 다른 해결책을 사용하는 것일 수 있다. DC-DC 컨버터들을 갖는 일부 집적회로 디바이스들은 소형의 킵-얼라이브(keep-alive) 선형 레귤레이터를 사용하지만; 명칭이 표시하는 바와 같이, 이것은 완전한 기능의(fully-function) 선형 레귤레이터가 아니라, 단지 킵-얼라이브형 레귤레이티드 전압 소스(keep-alive regulated voltage source)일 뿐이다.
일반적으로, DC-DC 컨버터들, 예를 들어 스위칭 모드 벅 컨버터들 및 선형 레귤레이터들은, 두 개의 서로 다른 전압 레귤레이터 회로들로서 개별적으로 그리고 완전히 독립적으로 유지된다. 이러한 유형의 전압 레귤레이터들의 파워 회로들은 큰 전류를 전달해야 하므로, 보통 실리콘의 실제 면적의 관점에서 볼 때 대단히 크고, 따라서 내부의 솔루션들은 제안한다고 하더라도 집적회로 실리콘 면적을 줄이기 위한 매우 약한 선형 레귤레이터뿐이다.
따라서, 집적회로 다이 상에 제조된 DC-DC 컨버터와 선형 전압 레귤레이터의 비용 및 면적상의 효율적인 결합이 요구되며, 또한 이용가능한 공급 전압들에 의존하는 두 개의 전압 레귤레이터들의 최적 효율을 이용하는 것이 요구된다.
일 실시예에 따르면, 전압 레귤레이터는: 파워 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET); 및 상기 파워 MOSFET를 제1 동작 모드의 DC-DC 레귤레이터 회로로 스위칭하고, 그리고 상기 파워 MOSFET를 제2 동작 모드의 선형 레귤레이터 회로로 스위칭하기 위한 스위칭 회로를 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 스위칭 회로는, 상기 전압 레귤레이터에 제공된 공급 전압을 측정하고 상기 측정된 공급 전압에 근거하여 상기 제1 동작 모드 및 제2 동작 모드 중 어느 하나의 모드를 선택하도록 구성될 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 제1 전압 기준부; 상기 제1 전압 기준부의 출력부에 결합된 제1 입력부를 구비한 연산 증폭기 - 상기 파워 MOSFET는, 상부측 스위치 또는 패스 트랜지스터로서 적응되는(adapt) P-채널 MOSFET(P-MOSFET)를 포함하고 그리고 공급 전압에 결합된 소스를 구비함 -; 상기 P-MOSFET의 드레인에 결합된 제1 단부를 구비한 파워 인덕터; 상기 파워 인덕터의 제2 단부에 결합되고 상기 제1 연산 증폭기의 2 입력부에 결합된 필터 커패시터; 각각이 공통부, 제1 위치부 및 제2 위치부를 구비한 제1 및 제2 신호 스위치들 - 상기 제1 신호 스위치의 상기 공통부는 상기 연산 증폭기의 출력부에 결합되고, 상기 제2 신호 스위치의 상기 공통부는 상기 P-MOSFET의 게이트에 결합됨 -; DC-DC 컨버터 - 상기 DC-DC 컨버터는: 상기 제1 신호 스위치의 상기 제1 위치에 결합된 입력부를 구비한 슬로프 보상 네트워크, 상기 슬로프 보상 네트워크의 출력부에 결합된 제1 입력부를 구비한 제1 비교기, 상기 제1 비교기의 출력부에 결합된 입력부와 상기 제2 신호 스위치의 상기 제1 위치에 결합된 출력부를 구비한 펄스폭 변조(PWM) 발생기, 상기 펄스폭 변조 발생기에 결합된 출력부를 구비하고, PWM 주기(period)를 결정하기 위해 사용되는 타이머, 상기 P-MOSFET의 상기 드레인 및 상기 파워 인덕터의 상기 제1단부에 결합된 하부측 스위치, 및 상기 하부측 스위치에 결합되고 전류 신호를 상기 제1 비교기의 제2 입력부에 제공하는 전류 센서를 포함함 -; 및 상기 제1 신호 스위치의 상기 제2 위치부에 결합된 입력부와 상기 제2 신호 스위치의 상기 제2 위치부에 결합된 출력부를 구비한 증폭기를 포함하는 선형 전압 레귤레이터를 더 포함하고, 상기 제1 및 제2 신호 스위치들이 상기 제1 위치부들에 있을 때에는, 상기 DC-DC 컨버터가 상기 필터 커패시터의 출력 전압을 레귤레이팅하고 상기 PWM 발생기가 P-MOSFET를 제어하고, 그리고 상기 제1 및 제2 신호 스위치들이 상기 제2 위치부들에 있을 때에는, 상기 선형 전압 레귤레이터가 상기 필터 커패시터의 상기 출력 전압을 레귤레이팅하고 상기 증폭기가 상기 P-MOSFET를 제어는 것을 포함한다.
추가 실시예에 따르면, 상기 하부측 스위치는 실리콘 다이오드일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 실리콘 다이오드는 쇼트키 다이오드일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 하부측 스위치는 N-채널 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(N-MOSFET)이고; 상기 PWM 발생기는 상보형 출력부들을 포함하고; 그리고 공통부, 제1 위치부 및 제2 위치부를 구비한 제3 신호 스위치를 더 포함하고, 상기 공통부는 상기 N-MOEFET의 게이트에 결합되고, 상기 제1 위치부는 상기 PWM 발생기의 상보형 출력부에 결합되고, 상기 제2 위치부는 파워 소스 공통에 결합될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 DC-DC 컨버터는 동기식 벅 DC-DC 컨버터일 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 제2 전압 기준부; 및 상기 공급 전압에 결합된 제1 입력부와 상기 제2 전압 기준부에 결합된 제2 입력부를 구비한 제2 전압 비교기를 더 포함하고, 상기 제2 전압 비교기는 상기 제1 및 제2 신호 스위치들을 제어하고, 이에 의해, 상기 공급 전압이 상기 제2 전압 기준부로부터의 특정 전압보다 클 때에는 상기 제1 및 제2 신호 스위치들이 상기 제1 위치부에 있고, 또한, 상기 공급 전압이 상기 제2 전압 기준부로부터의 상기 특정 전압보다 작거나 같을 때에는 상기 제1 및 제2 신호 스위치들이 상기 제2 위치에 있을 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 상기 제2 전압 비교기는 히스테리시스를 가질 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 특정 전압은 최적의 전압이고, 이에 의해, 상기 공급 전압이 상기 최적의 전압보다 클 때에는 상기 DC-DC 컨버터가 상기 선형 레귤레이터보다 더 효율적이고, 상기 공급 전압이 상기 최적의 전압보다 작거나 같을 때에는 상기 선형 레귤레이터가 상기 DC-DC 컨버터보다 더 효율적일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 또는 제2 위치부들은 집적회로 패키지 제조 동안의 본딩에 의해 선택될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 또는 제2 위치부들은 점퍼를 사용하여 선택될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 또는 제2 위치부들은 퓨즈 링크를 사용하여 선택될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 또는 제2 위치부들은 레지스터의 어떤 비트를 프로그래밍함으로써 선택될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 제1 및 제2 신호 스위치들은 전계효과 트랜지스터들을 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 제3 신호 스위치는 전계효과 트랜지스터들을 포함할 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 마이크로컨트롤러는, 파워 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET) 및 상기 파워 MOSFET를 제1 동작 모드의 DC-DC 레귤레이터 회로로 스위칭하고 그리고 상기 파워 MOSFET를 제2 동작 모드의 선형 레귤레이터 회로로 스위칭하기 위한 스위칭 회로를 포함하는 전압 레귤레이터를 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 마이크로컨트롤러는, 상기 공급 전압을 측정하고, 상기 측정된 공급 전압에 근거하여 상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 위치부 및 상기 제2 위치부 중 어느 하나의 위치부를 선택하도록 구성될 수 있다.
또하나의 실시예에 따르면, 가장 좋은 전압 레귤레이션 효율을 위해 DC-DC 컨버터 및 선형 레귤레이터 중 어느 하나를 선택하기 위한 방법은: 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET)를 포함하는 상부측 스위치를 구비한 DC-DC 컨버터를 제공하는 것; 상기 MOSFET를 포함하는 직렬의 패스 트랜지스터를 구비한 선형 전압 레귤레이터를 제공하는 것; 그리고 전압 비교기를 사용하여 공급 전압을 특정 전압과 비교하는 것을 포함하고, 상기 공급 전압이 상기 특정 전압보다 클 때에는 전압 레귤레이션을 위해 상기 DC-DC 컨버터를 사용하고, 상기 공급 전압이 상기 특정 전압보다 작거나 같을 때에는 전압 레귤레이션을 위해 상기 선형 전압 레귤레이터를 사용할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 DC-DC 컨버터와 선형 전압 레귤레이터는, 공통 전압 기준부 및 전압 제어 루프의 연산 증폭기를 공유할 수 있다.
본 개시는 첨부된 도면들과 결합된 이하의 설명을 참조하여 보다 완전하게 이해될 수 있다:
도 1은 전형적인 동기식 벅 DC-DC 컨버터의 개략도를 도시한다.
도 2는 전형적인 선형 DC 전압 레귤레이터의 개략도를 도시한다.
도 3은 어느 한 범위의 공급 전압들에 걸친 선형 및 DC-DC 레귤레이터 효율들의 개략적인 그래프들을 도시한다.
도 4는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 공통 PMOS 파워 트랜지스터, 일부의 다른 공통 부품들, 그리고 레귤레이터에 연결된 공급 전압에 근거하여 DC-DC 컨버터에 의한 전압 레귤레이션 또는 선형 DC 전압 레귤레이터에 의한 전압 레귤레이션 간에 자동으로 스위칭하는 것을 사용하는 동기식 벅 DC-DC 컨버터와 선형 DC 전압 레귤레이터의 개략도를 도시한다.
본 개시는 다양한 변형들 및 대안의 형태들을 허용하지만, 그의 특정 예시의 실시예들이 도면들에 도시되었고 본 명세서에서 상세히 설명된다. 하지만, 그 특정 예시의 실시예들에 대한 설명은 본 개시를 여기에서 개시된 특정 형태들로 한정하고자 하는 것이 아니라고 이해해야 할 것이다.
본 개시의 다양한 실시예들에 따르면, P-MOS 트랜지스터는 DC-DC 컨버터 내의 스위치로서 또는 선형 레귤레이터의 패스 트랜지스터로서 사용될 수 있다. 공급 전압이 특정 전압 위에 있을 때에는 P-MOS 트랜지스터가 DC-DC 컨버터에서 사용될 수 있으며, 그리고 공급 전압이 특정 전압 아래에 있을 때에는 P-MOS 트랜지스터가 선형 레귤레이터에서 사용될 수 있다. 공급 전압을 특정 전압과 비교하는 히스테리시스(hysteresis)를 가진 전압 비교기를 이용하여, 공급 전압을 모니터링할 수 있다. 특정 전압 위에서는 DC-DC 컨버터가 선형 레귤레이터보다 효율적이며, 특정 전압 아래에서는 선형 전압 레귤레이터가 DC-DC 컨버터보다 더 효율적이다. 상기 특정 전압은, 전압 레귤레이션 효율을 극대화하기 위해 DC-DC 컨버터 및 선형 레귤레이터 회로 구성들 중에서 선택하기 위한 "최적(optimal)" 전압으로 지칭될 수 있다.
동일한 P-MOS 트랜지스터를 사용함으로써, 두 레귤레이터들의 실리콘 다이 면적을 40% 이상 절약할 수 있으며, 예를 들면 1.43 내지 3.63 볼트(그러나 이에 한정되지는 않음)의 전체 전압 범위에 걸쳐서 디바이스에 최적의 파워 효율을 제공할 수 있다.
또 하나의 실시예에 따르면, DC-DC 컨버터와 선형 레귤레이터 중 어느 하나를 선택하는 것은, 집적회로 패키지 제조 또는 최종 제품 제조 동안에 서로 다른 제품 애플리케이션들을 위한 본딩, 점퍼, 퓨즈 링크 또는 어떤 비트의 프로그래밍에 의해 이루어질 수 있다.
이제, 도면들을 보면, 특정한 예시의 실시예들의 세부 사항들이 도식적으로 도시되어 있다. 도면들에서 동일한 요소들은 동일한 번호들로 표시될 것이며, 유사한 요소들은 다른 소첨자가 붙여진 동일한 번호들로 표시될 것이다.
이제, 도 1을 참조하면, 동기식 벅 DC-DC 컨버터의 개략도가 도시되어 있다. 개괄적으로 도면부호(100)로 표시된 동기식 벅 DC-DC 컨버터는, 전압 기준부(102), 연산 증폭기(OpAmp)(106), 피드백 보상(FB Comp) 네트워크(108), 피크 전류 모드 제어(PCMC; peak current mode control) 슬로프 보상 네트워크(112), 전압 비교기(114), 타이머(116), 상보형 출력 발생기(COG; complementary output generator)(118), 상부측 파워 스위치(P-채널 MOSFET)(120), 하부측 파워 스위치(N-채널 MOSFET)(122), 전류 측정 센서(예를 들어, 저항기)(124), 파워 인덕터(126), 필터 커패시터(128), 감소된 출력 전압을 FB 네트워크(108)와 OpAmp(106)의 반전 입력부로 피드백하는 전압 분배기 저항기들(132 및 134), 그리고 저항기(130)(예를 들어, 부하)를 포함할 수 있다. 이러한 유형의 동기식 벅 DC-DC 컨버터의 동작은 스위치 모드 파워 공급 설계 분야의 당업자에게 잘 알려져 있다.
전압 기준부(102)로부터의 기준 전압은 OpAmp(106)의 비반전 입력부에 결합되고, 필터 커패시터(128)의 전압은 OpAmp(106)의 반전 입력부에 결합된 FB Comp 네트워크(108)에 결합된다. OpAmp(106)는 전압 에러 증폭기로서 사용된다. 전류 측정 센서(124)로부터의 감지 전류는 슬로프 보상 네트워크(112)로부터의 출력과 비교되고, 감지 전류가 슬로프 보상 네트워크(112)로부터의 출력과 동일하거나 그보다 더 클 때, 상부측 파워 스위치(120)의 온 상태를 제어하는 COG(118)로부터의 PWM 펄스는 종료될 것이다. 그리고나서 인덕터 주위의 자기장이 붕괴됨에 따라 인덕터(126)로부터 전류가 도통하도록 하부측 파워 스위치(122)가 턴온될 것이다.
도 1에 도시된 DC-DC 컨버터 회로는 전형적인 스위칭 모드 파워 공급장치(SMPS)이다. PMOS + NMOS 트랜지스터들 손실 중 전도 손실은 IRMS 2 * RDS_ON 이고, 여기서, RDS_ON ∞ 1/(VDD-VTH) 이다. 따라서, VDD가 낮아지면 RDS_ON이 상승한다. 스위칭 손실은 CGate * VDD * FSW 이다. 이러한 DC-DC 컨버터를 사용하는 대부분의 마이크로컨트롤러는 약 2.6 - 3.63V 범위의 VDD 출력 전압을 가지며 65% 보다 큰 효율을 갖는다.
이제, 도 2를 보면, 선형 DC 전압 레귤레이터의 개략도가 도시되어 있다. 선형 DC 전압 레귤레이터는, 전압 기준부(202), 연산 증폭기(OpAmp)(206), PMOS 트랜지스터(220), 필터 커패시터(228), 감소된 출력 전압을 OpAmp(206)의 비반전 입력부에 피드백하기 위한 전압 분배기 저항기들(232 및 234), 그리고 저항기(230)(예를 들어, 부하)를 포함할 수 있다. OpAmp(206)의 출력은, 전압 기준부(202)로부터의 기준 전압에 따라 출력 전압(Vout)을 유지하기 위하여, PMOS 트랜지스터(220)의 게이트 전압을 제어한다. PMOS 트랜지스터(220)는 그것의 "포화(saturation)" 범위에서 동작하고, 따라서 패스 트랜지스터 손실 = I *(Vs-Vout)에 따라 파워를 낭비한다. 이러한 선형 DC 전압 레귤레이터를 사용하는 대부분의 마이크로컨트롤러는 약 1.62 - 3.6V의 전압 범위를 갖는다. 선형 레귤레이터 효율은 Vout/Vs로써 주어진다. 따라서 이들은 높은 공급 전압들에서는 효율적이지 않다.
이제, 도 3을 보면, 공급 전압들의 범위에 걸친 선형 및 DC-DC 레귤레이터 효율들의 개략적인 그래프들이 도시되어 있다. 선형 레귤레이터는 낮은 공급 전압 범위들 예를 들어 VOPTIMAL 아래에서 DC-DC 레귤레이터보다 높은 효율을 가지며, DC-DC 레귤레이터는 VOPTIMAL 위에서 선형 레귤레이터보다 높은 효율을 갖는다. 이상적으로는 선형 레귤레이터를 VOPTIMAL 아래에서 사용하고 DC-DC 레귤레이터를 VOPTIMAL 위에서 사용하는 것이 요망된다. 따라서, 한편은 하나의 설계에 레귤레이터들 둘 다를 요구하지만, 요구되는 실리콘 면적과 관련해서는 결과적으로 값비싼 해결책이 된다. 전형적으로 제품 설계에서는, 킵-얼라이브 선형 레귤레이터를 구비한 DC-DC 레귤레이터 및 선형 레귤레이터 중 하나의 레귤레이터가 선택되지만, 킵-얼라이브 선형 레귤레이터는 결과적으로 파워 공급 전압 범위를 매우 제한적으로 지원한다. 전술한 바와 같이, 이러한 레귤레이터들의 50%를 초과하는 실리콘 면적은 그것의 패스/스위치 트랜지스터에 의해 사용된다.
24 이제, 도 4를 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 공통 PMOS 파워 트랜지스터, 일부의 다른 공통 부품들, 그리고 레귤레이터에 연결된 공급 전압에 근거하여 DC-DC 컨버터에 의한 전압 레귤레이션 또는 선형 DC 전압 레귤레이터에 의한 전압 레귤레이션 간에 자동으로 스위칭하는 것을 사용하는, 동기식 DC-DC 컨버터 및 선형 DC 전압 레귤레이터가 도시되어 있다. 개괄적으로 도면부호(400)로 표시되는 공통 PMOS 파워 트랜지스터를 사용하는 동기식 벅 DC-DC 컨버터 및 선형 DC 전압 레귤레이터는, 제1 전압 기준부(102), 연산 증폭기(OpAmp)(106), 피드백 보상(FB Comp) 네트워크(108), 피크 전류 모드 제어(PCMC) 슬로프 보상 네트워크(112), 제1 전압 비교기(114), 타이머(116), 상보형 출력 발생기(COG)(118), 상부측 파워 스위치(P-채널 MOSFET)(120), 하부측 파워 스위치(122), 전류 측정 센서(예를 들어, 저항기)(124), 파워 인덕터(126), 필터 커패시터(128), 감소된 출력 전압을 FB 네트워크(108)와 OpAmp(106)의 반전 입력부에 피드백하는 전압 분배기 저항기들(132 및 134), 저항기(130)(예를 들어, 부하), 버퍼 증폭기(440), 바람직하게는 히스테리시스를 갖는 제2 전압 비교기(444); 제2 전압 기준부(442), 그리고 컨버터/레귤레이터 선택 스위치들(446)을 포함할 수 있다. 하부측 파워 스위치(122)는 실리콘 다이오드(122a) 예를 들어 쇼트키 다이오드, 또는 파워 N-채널 MOSFET일 수 있다. N-채널 MOSFET는 본 애플리케이션에서 더 효율적일 수 있지만, 여기서는 다이오드들과 NMOS 트랜지스터들 모두가 고려된다. 다이오드(122a)가 하부측 파워 스위치(122) 대신에 사용될 때, 스위치(446c)는 필요하지 않다.
제1 전압 기준부(102)로부터의 제1 기준 전압은 OpAmp(106)의 비반전 입력부에 결합되고, 필터 커패시터(128)의 전압은 OpAmp(106)의 반전 입력부에 추가로 결합된 FB Comp 네트워크(108)에 결합된다. OpAmp(106)는 전압 에러 증폭기로서 사용될 수 있다. 제1 기준 전압은, 더 상세하게 후술하는 바와 같이, 동작중인 DC-DC 컨버터 또는 선형 레귤레이터를 이용하여 Vout의 전압 값을 결정한다.
공급 전압(Vs)이 최적 전압보다 클 때(도 3)에는 DC-DC 컨버터를 동작시키고 또는 공급 전압(Vs)이 최적 전압보다 작거나 같을 때(도 3)에는 선형 레귤레이터를 동작시키기 위해 제2 전압 비교기(444)가 스위치들(446)을 제어하도록, 제2 전압 기준부(442)로부터의 제2 기준 전압은 어떤 전압값으로 설정된다. 또한, DC-DC 컨버터 및 선형 레귤레이터 동작들이 불필요하게 왔다갔다 스위칭되지 않도록, 히스테리시스 스위칭이 비교기(444) 내에 제공될 수 있다.
공급 전압(Vs)이 최적 전압보다 클 때에는, 제2 전압 비교기(444)로 인해 스위치들(446)이 위치 "a"에 있게 되고, DC-DC 컨버터 기능이 선택되고, 이것은 전술되고 도 1에 도시된 DC-DC 컨버터(100)와 동일한 방식으로 동작할 것이다. 공급 전압(Vs)이 최적 전압보다 작거나 같을 때에는, 제2 전압 비교기(444)로 인해 스위치들(446)이 위치 "b"에 있게 되고, 선형 레귤레이터 기능이 선택되고, 이것은 전술되고 도 2에 도시된 선형 레귤레이터와 동일한 방식으로 동작할 것이다. 버퍼 증폭기(440)의 이득은, DC-DC 컨버터 또는 선형 레귤레이터 동작들에 사용될 때에 OpAmp(106)의 동작 파라미터들에 변경들이 필요하지 않도록, 선택될 수 있다. 버퍼 증폭기(440)는 또한 회로 동작 요구사항들에 따라 인버터 또는 비반전 버퍼 증폭기로서 제공될 수도 있다.
스위치(446a)가 위치 "a"에 있을 때에는, OpAmp(106)의 출력부가 슬로프 보상 네트워크(112)에 결합된다. 스위치들(446b 및 446c)이 위치 "a"에 있을 때에는, PMOS 트랜지스터(120)와 NMOS 트랜지스터(122)의 게이트들이 COG(118)의 상보형 출력부들에 결합된다. 스위치(446a)가 위치 "b"에 있을 때에는, OpAmp(106)의 출력부가 버퍼 증폭기(440)의 입력부에 결합된다. 스위치들(446b 및 446c)이 위치 "b"에 있을 때에는, PMOS 트랜지스터(120)의 게이트가 버퍼 증폭기(440)의 출력부에 결합되고, NMOS 트랜지스터(122)의 게이트는 공통(그라운드) 또는 실질적으로 NMOS 트랜지스터(122)를 턴오프시키거나 그것을 바이어스 전류 소스로 만드는 바이어스 전압에 결합된다. 선형 레귤레이터 기능이 선택되면, 인덕터(126)는 실질적으로 아무 작용도 하지 않고 직렬 연결된 저저항(low resistance)으로서 작용한다. 이런 전술한 동작들은 결과적으로 전체 공급 범위, 예를 들어 1.43 - 3.63 볼트에 걸쳐 파워-최적 전압 레귤레이션을 일으킨다. 스위치들(446)이 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET)를 사용하여 신호 스위칭 멀티플렉서들로서 구현될 수 있음이 예상되고 본 개시의 범위 내에 있다. 이와 같이 MOSFET을 사용하는 것은, 집적회로 설계 분야의 통상의 지식을 가진 자 및 본 개시의 이익을 가진 자에게 잘 알려져 있다.
마이크로컨트롤러(도시되지 않음)를 사용하는 경우, 공급 전압을 모니터링하기 위해 이용가능한 다양한 리소스들이 존재한다. 다양한 실시예들에 따르면, 공급 전압이 특정 전압(예컨대, 최적 전압)을 초과할 때에는, 마이크로컨트롤러 내의 회로들이 DC-DC 컨버터로 스위칭하고("스위칭 레귤레이터 모드") PMOS 트랜지스터(120)를 벅 모드 SMPS 구성 내의 ON/OFF 스위치로 사용할 것이다. 그리고 공급 전압이 특정 전압(예컨대, 최적 전압) 아래일 때에는, 마이크로컨트롤러 내의 회로들이 "선형 레귤레이터 모드"로 스위칭하고 PMOS 트랜지스터(120)를 전압 제어된 직렬 연결의 패스 트랜지스터로 사용할 것이다. 이로 인해, 효율성이 최적화된 전압 레귤레이션을 제공하는 독보적인 전압 레귤레이션 회로망이 될 것이다. 본 명세서에 개시되고 청구범위에 기재된 이 제안된 회로는 공급 전압들(Vs), 예를 들어 1.43 내지 3.63 볼트의 전체 범위에 걸쳐 최대 전압 레귤레이션 효율을 보장한다. 또한, 스위치들(446)은, 집적회로 패키지 제조 또는 최종 제품 제조의 동안에 서로 다른 제품 애플리케이션들을 위해 DC-DC 컨버터 또는 선형 레귤레이터를 선택하도록, 본딩, 점퍼, 퓨즈 링크 또는 어떤 비트의 프로그래밍을 사용하여 제어될 수 있다.

Claims (20)

  1. 파워 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET); 및
    상기 파워 MOSFET를 제1 동작 모드의 DC-DC 레귤레이터 회로로 스위칭하고, 그리고 상기 파워 MOSFET를 제2 동작 모드의 선형 레귤레이터 회로로 스위칭하기 위한 스위칭 회로를 포함하는, 전압 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 회로는, 상기 전압 레귤레이터에 제공된 공급 전압을 측정하고 상기 측정된 공급 전압에 근거하여 상기 제1 동작 모드 및 제2 동작 모드 중 어느 하나의 모드를 선택하도록 구성된, 전압 레귤레이터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    제1 전압 기준부;
    상기 제1 전압 기준부의 출력부에 결합된 제1 입력부를 구비한 연산 증폭기 - 상기 파워 MOSFET는, 상부측 스위치 또는 패스 트랜지스터로서 적응되는(adapt) P-채널 MOSFET(P-MOSFET)를 포함하고 그리고 공급 전압에 결합된 소스를 구비함 -;
    상기 P-MOSFET의 드레인에 결합된 제1 단부를 구비한 파워 인덕터;
    상기 파워 인덕터의 제2 단부에 결합되고 상기 제1 연산 증폭기의 2 입력부에 결합된 필터 커패시터;
    각각이 공통부, 제1 위치부 및 제2 위치부를 구비한 제1 및 제2 신호 스위치들 - 상기 제1 신호 스위치의 상기 공통부는 상기 연산 증폭기의 출력부에 결합되고, 상기 제2 신호 스위치의 상기 공통부는 상기 P-MOSFET의 게이트에 결합됨 -;
    DC-DC 컨버터 - 상기 DC-DC 컨버터는:
    상기 제1 신호 스위치의 상기 제1 위치에 결합된 입력부를 구비한 슬로프 보상 네트워크,
    상기 슬로프 보상 네트워크의 출력부에 결합된 제1 입력부를 구비한 제1 비교기,
    상기 제1 비교기의 출력부에 결합된 입력부와 상기 제2 신호 스위치의 상기 제1 위치에 결합된 출력부를 구비한 펄스폭 변조(PWM) 발생기,
    상기 펄스폭 변조 발생기에 결합된 출력부를 구비하고, PWM 주기(period)를 결정하기 위해 사용되는 타이머,
    상기 P-MOSFET의 상기 드레인 및 상기 파워 인덕터의 상기 제1단부에 결합된 하부측 스위치, 및
    상기 하부측 스위치에 결합되고 전류 신호를 상기 제1 비교기의 제2 입력부에 제공하는 전류 센서를 포함함 -; 및
    상기 제1 신호 스위치의 상기 제2 위치부에 결합된 입력부와 상기 제2 신호 스위치의 상기 제2 위치부에 결합된 출력부를 구비한 증폭기를 포함하는 선형 전압 레귤레이터를 더 포함하고,
    상기 제1 및 제2 신호 스위치들이 상기 제1 위치부들에 있을 때에는, 상기 DC-DC 컨버터가 상기 필터 커패시터의 출력 전압을 레귤레이팅하고 상기 PWM 발생기가 P-MOSFET를 제어하고, 그리고 상기 제1 및 제2 신호 스위치들이 상기 제2 위치부들에 있을 때에는, 상기 선형 전압 레귤레이터가 상기 필터 커패시터의 상기 출력 전압을 레귤레이팅하고 상기 증폭기가 상기 P-MOSFET를 제어하는, 전압 레귤레이터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 하부측 스위치는 실리콘 다이오드인, 전압 레귤레이터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 실리콘 다이오드는 쇼트키 다이오드인, 전압 레귤레이터.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 하부측 스위치는 N-채널 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(N-MOSFET)이고;
    상기 PWM 발생기는 상보형 출력부들을 포함하고; 그리고
    공통부, 제1 위치부 및 제2 위치부를 구비한 제3 신호 스위치를 더 포함하고,
    상기 공통부는 상기 N-MOEFET의 게이트에 결합되고, 상기 제1 위치부는 상기 PWM 발생기의 상보형 출력부에 결합되고, 상기 제2 위치부는 파워 소스 공통에 결합되는, 전압 레귤레이터.
  7. 제3항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는 동기식 벅 DC-DC 컨버터인, 전압 레귤레이터.
  8. 제3항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    제2 전압 기준부; 및
    상기 공급 전압에 결합된 제1 입력부와 상기 제2 전압 기준부에 결합된 제2 입력부를 구비한 제2 전압 비교기를 더 포함하고,
    상기 제2 전압 비교기는 상기 제1 및 제2 신호 스위치들을 제어하고, 이에 의해, 상기 공급 전압이 상기 제2 전압 기준부로부터의 특정 전압보다 클 때에는 상기 제1 및 제2 신호 스위치들이 상기 제1 위치부에 있고, 또한, 상기 공급 전압이 상기 제2 전압 기준부로부터의 상기 특정 전압보다 작거나 같을 때에는 상기 제1 및 제2 신호 스위치들이 상기 제2 위치에 있는, 전압 레귤레이터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제2 전압 비교기는 히스테리시스를 갖는, 전압 레귤레이터.
  10. 제8항 또는 제9항에 있어서,
    상기 특정 전압은 최적의 전압이고, 이에 의해, 상기 공급 전압이 상기 최적의 전압보다 클 때에는 상기 DC-DC 컨버터가 상기 선형 레귤레이터보다 더 효율적이고, 상기 공급 전압이 상기 최적의 전압보다 작거나 같을 때에는 상기 선형 레귤레이터가 상기 DC-DC 컨버터보다 더 효율적인, 전압 레귤레이터.
  11. 제3항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 또는 제2 위치부들은 집적회로 패키지 제조 동안의 본딩에 의해 선택되는, 전압 레귤레이터.
  12. 제3항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 또는 제2 위치부들은 점퍼를 사용하여 선택되는, 전압 레귤레이터.
  13. 제3항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 또는 제2 위치부들은 퓨즈 링크를 사용하여 선택되는, 전압 레귤레이터.
  14. 제3항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 또는 제2 위치부들은 레지스터의 어떤 비트를 프로그래밍함으로써 선택되는, 전압 레귤레이터.
  15. 제3항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 신호 스위치들은 전계효과 트랜지스터들을 포함하는, 전압 레귤레이터.
  16. 제6항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제3 신호 스위치는 전계효과 트랜지스터들을 포함하는, 전압 레귤레이터.
  17. 제1항 내지 제16항 중 어느 한 항에 따른 전압 레귤레이터를 포함하는 마이크로컨트롤러.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 마이크로컨트롤러는, 상기 공급 전압을 측정하고, 상기 측정된 공급 전압에 근거하여 상기 제1 및 제2 신호 스위치들의 상기 제1 위치부 및 상기 제2 위치부 중 어느 하나의 위치부를 선택하도록 구성된, 마이크로컨트롤러.
  19. 가장 좋은 전압 레귤레이션 효율을 위해 DC-DC 컨버터 및 선형 레귤레이터 중 어느 하나를 선택하기 위한 방법으로서:
    금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET)를 포함하는 상부측 스위치를 구비한 DC-DC 컨버터를 제공하는 것;
    상기 MOSFET를 포함하는 직렬의 패스 트랜지스터를 구비한 선형 전압 레귤레이터를 제공하는 것; 그리고
    전압 비교기를 사용하여 공급 전압을 특정 전압과 비교하는 것을 포함하고,
    상기 공급 전압이 상기 특정 전압보다 클 때에는 전압 레귤레이션을 위해 상기 DC-DC 컨버터를 사용하고, 상기 공급 전압이 상기 특정 전압보다 작거나 같을 때에는 전압 레귤레이션을 위해 상기 선형 전압 레귤레이터를 사용하는, 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터와 선형 전압 레귤레이터는, 공통 전압 기준부 및 전압 제어 루프의 연산 증폭기를 공유하는, 방법.
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