KR20170033445A - 리플렉터 안테나를 위한 모노펄스 트래킹 시스템을 갖는 동축 혼을 갖는 다중 대역 소스 - Google Patents

리플렉터 안테나를 위한 모노펄스 트래킹 시스템을 갖는 동축 혼을 갖는 다중 대역 소스 Download PDF

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Abstract

본 발명은 리플렉터 안테나용 소스(1)에 관한 것이며, 상기 소스는: - 의사-캐비티(pseudo-cavity)(100), - 동축 도파관(400)을 통해 합채널 신호를 생성하도록 2개의 직교 TE11 모드에 따라 상기 의사-캐비티(100)를 여기하기 위한 제 1 시그마 여기 디바이스(10) 및 - 2개의 TE21 모드에 따라 상기 의사-캐비티(100)를 여기하여 상기 2개의 TE21 모드의 쿼드러쳐 조합(quadrature combination)에 의해 차채널 신호를 생성하기 위한 제 2 여기 디바이스(20) - 상기 제 2 여기 디바이스(20)는 상기 소스(10)의 주 전파축(A)에 대해 각도로 분포된 8개의 프로브(8) 및 상기 2개의 TE21 모드에 따라 8개의 여기 프로브(8)를 급전하기 위한 감산 급전 회로(25)를 포함함 - 를 포함한다.

Description

리플렉터 안테나를 위한 모노펄스 트래킹 시스템을 갖는 동축 혼을 갖는 다중 대역 소스{MULTIBAND SOURCE WITH COAXIAL HORN HAVING MONOPULSE TRACKING SYSTEMS FOR A REFLECTOR ANTENNA}
본 발명은 리플렉터 안테나용 소스의 분야에 관한 것이다.
안테나용 소스는 합채널(sum channel)을 생성하는, 중심 도파관 주변의 크라운(crown)에 배열되는, 차채널을 생성하는 주변 방사 소자의 어레이를 포함하는 것으로 알려져 있다. 차채널 방사 패턴은 타겟으로부터 소스의 축까지의 거리의 단조 함수 신호를 제공하면서, 합채널 방사 패턴은 소스의 축에서 최대 신호를 제공한다. 편차 측정 함수는 합채널 방사 패턴 상의 감산 신호 방사 패턴의, 진폭 및 위상에 있어서, 비를 연산함으로써 얻어진다. 알려진 바와 같이, 그 합채널 및 차채널 상의 안테나에 의해 동시에 수신된 2개의 신호로부터, 소스의 축과 타겟의 위치 사이의 각도 편차를 추출하는 것이 가능하다.
옴 손실은 편차 측정 경사도와 함께 증가하므로, 안테나의 장점 요소와 트래킹의 정확도 사이에서 절충할 필요가 있다.
이러한 절충에서 자유롭도록, TE21 모드들의 추출기(extractor)를 사용하는 것이 제안되었고, 이것은 합채널과 차채널을 완전히 분리한다. 그러나 이러한 시스템은 광대역이 아니기 때문에, 다중대역 응용과 호환불가능하다.
또한, 혼의 원뿔 부분에 직교로 배열되고 혼을 따라 모두 분포된, 도파관에서의 직교-모드 접합의 연속을 사용하도록 제안되었다. 이러한 해결책은, 직사각형 도파관의 형태인 필터의 추가를 요하여 이러한 해결책이 평균 크기의 안테나에 대한 실질적인 조건에 있어서 사용 불가능하게 하기 때문에 부피를 많이 차지하고 비용이 많이 든다.
또한, 적절한 편차 측정 경사도를 생성하기 위하여, 작은 각도 거리에서 교차하며 중심 도파관에 가장 가까운 주변 소자들을 이동시킬 필요가 있는 빔을 생성하는 것이 필수적이다. 그러나, 이러한 움직임의 결과는, 중심 도파관에서 전파하는 파(wave)로부터 나오는 전력의 일부는 이들이 차채널을 생성하도록 먼저 의도되더라도 주변 방사 소자에 의해 포착되는 것이다. 이러한 분리 거리의 함수로서, 중심 도파관에서 주입된 평균 2% 내지 3%의 전력은 각각의 주변 방사 소자를 향해 전파된다. 총 15% 내지 25%의 전력은 따라서 주변 소자를 향해 결합되며 소스의 효율을 변경하는 옴 손실로 변환되는 경향이 있다. 이러한 옴 손실은 각각의 방사 소자 상의 저소음 증폭기의 추가에도 불구하고 절충하는 것이 불가능한데, 이는 합채널 상의 효율의 급감 및 그러므로 안테나의 장점 요인에 있어서 급감을 야기한다.
본 발명의 목적은 소스의 주파수에서의 대역폭을 상당히 변경하지 않고도 안테나에 대한 소스에서의 차채널과 합채널 사이에서 결합하는 전력을 제한하는 것이다.
본 목적은 리플렉터 안테나용 소스에 의해 성취되며, 리플렉터 안테나용 소스는:
- 의사-캐비티(pseudo-cavity),
- 2개의 직교 TE11 모드에 따라 상기 의사-캐비티를 여기하여 동축 도파관을 통해 합채널 신호를 생성하기 위한 제 1 시그마 여기 디바이스(sigma excitation device) 및
- 2개의 TE21 모드에 따라 상기 의사-캐비티를 여기하여 상기 2개의 TE21 모드의 쿼드러쳐 조합(quadrature combination)에 의해 차채널 신호를 생성하기 위한 제 2 여기 디바이스 - 상기 제 2 여기 디바이스는 상기 소스의 주 전파축 주변에서 각도 분포되는 8개의 프로브 및 상기 2개의 TE21 모드에 따라 8개의 여기 프로브를 급전하기 위한 감산 급전 회로를 포함함 - 를 포함하고,
상기 감산 급전 회로는 정반대로 대향하는(diametrically opposed) 2개의 프로브에 각각 급전하는 4개의 급전 라인을 포함하고, 각각의 급전 라인은 공통 급전 브랜치 및 2개의 말단 급전 브랜치를 포함하고, 말단 급전 브랜치들은 각각 한 편으로 접합 지점에서 상기 공통 급전 브랜치에 연결되고 다른 한 편으로 상기 프로브의 여기 지점에서 개별적인 여기 프로브에 연결되며,
상기 말단 급전 브랜치는, 상기 차채널의 상기 8개의 여기 프로브와 합채널 신호의 결합(coupling)이 상기 말단 급전 브랜치 상에서 정재파(standing wave)를 생성하도록 치수가 정해지고,
상기 정재파는 상기 접합 지점에서 전기장 노드 그리고 상기 프로브의 여기 지점 각각에서 자기장 노드를 갖는다.
이러한 소스에서, 프로브의 여기 지점의 각각에서의 자기장 노드와 접합 지점에서의 전기장 노드를 갖는 정재파를 생성하는 것의 효과는, 합채널 신호는 8개의 프로브에 의해 완전히 손실없이 회복되며 차채널의 공통 급전 브랜치를 향해 송신되는 것 대신 생성된 합채널 신호와 함께 동위상으로(in phase) 유지되는 것이다. 이런 방식으로, 차채널은 합채널로부터 절연되며(isolated) 옴 손실이 감소된다.
본 발명은 또한 다수의 주파수 대역 상의 동시 동작에 있어서 안테나용 소스의 동작을 더 연장한다.
본 발명이 스타인 리미트(Stein limit)를 회피(circumvent)하는 것이 주목되어야 한다.
스타인 리미트(특히, 스타인, 세이무어의 "다중 빔 안테나의 크로스-결합에 관하여(안테나 및 전파에 대한 IRE 트랜잭션, 볼륨 10, 제 5호, 548-557 페이지, 1962년 9월)" 및 요한슨, 제이.에프의 "유한 및 무한 다중-빔 어레이에 대한 스타인의 리미트(안테나 및 전파 소사이어티 국제 심포지엄, 1989, AP-S. 다이제스트, vol., no., 713-716페이지, 볼륨 2, 1989년 6월 26~30일)"에서 설명됨)는 주요 소스의 개별 방사 패턴과 이들을 분리하는 개별 거리만 알고도 다중 빔 안테나의 최대 획득가능한 효율을 예측하는 이론적 리미트다.
중심 소자(합채널을 구성함) 및 주변 소자(차채널을 구성함)로부터 만들어진 트래킹 함수(tracking function)를 갖는 안테나는 따라서 다중빔 안테나이며, 그것의 효율에 있어서 최대 성능은 스타인의 리미트에 의해 고정되고, 구체적으로, 합채널의 최대 효율은 이하에서 언급되는 조건에서 규정되는 것과 같이 결합 매트릭스의 최대 특정 값의 역이 되는 것으로 계산된다.
본 발명은 중심 소자에서 주변 소자로 전달된 결합된 에너지를 재방사된 에너지로 변환함으로써 스타인의 리미트를 회피하므로, 관련된 전자기파는 중심 소자로부터 나오는 파와 동위상으로 유지되어서 스타인의 리미트에 의해 예측된 것보다 더 큰 효율을 보장한다.
소스는 이하의 특징을 더 제시한다:
- 각각의 말단 급전 브랜치의 물리적 길이는, 180도의 홀수 배의 절반과 동일한 값만큼 상기 접합 지점으로부터 상기 여기 지점까지 상기 말단 급전 브랜치에서 전파하는 전자기파를 위상 이동시키도록 선택되고;
- 각각의 말단 급전 브랜치의 물리적 길이는, 270도와 동일한 값만큼 상기 접합 지점으로부터 상기 여기 지점까지 상기 말단 급전 브랜치에서 전파하는 전자기파를 위상 이동시키도록 선택되고;
- 말단 급전 브랜치의 물리적 길이는 450도와 동일한 값만큼 상기 접합 지점으로부터 상기 여기 지점까지 상기 말단 급전 브랜치에서 전파하는 전자기파를 위상 이동시키도록 선택되고;
- 상기 소스는 임피던스 적응을 수행하고 상기 합채널 신호의 리턴(return) 손실을 제한하도록 상기 의사-캐비티의 출력부에 위치되는 아이리스(iris)를 더 포함하고, 상기 아이리스는 상기 차채널 급전 회로를 내부적으로 지지하고, 상기 아이리스는 상기 동축 도파관을 향하는 상기 8개의 프로브에 의해 생성되는 상기 TE21 모드의 임의의 전파를 방지하게 되어 있고;
- 상기 소스는 외부 혼(horn) 및 내부 혼을 더 포함하고, 상기 외부 혼 및 상기 내부 혼은 함께 제 1 파장의 상기 합채널 신호가 생성되는 상기 의사-캐비티를 그 사이에 규정하고;
- 상기 소스는:
- 제 2 중심 도파관,
- 제 2 주파수에서 합채널 신호 및 차채널 신호를 생성하도록 상기 제 2 중심 도파관을 여기하기 위한 제 3 여기 장치를 포함하고,
- 상기 제 2 중심 도파관은 상기 내부 혼내에서 연장하고,
- 상기 말단 급전 브랜치는 스트립 라인(strip line)을 포함하고,
- 상기 제 1 시그마 여기 장치는, 2개의 선형으로 편파된 합채널 신호를 생성하도록 2개의 직교 TE11 모드에 따라 상기 의사-캐비티를 여기하기 위한 선형으로 편파된 시그마 여기 장치 및 선형으로 편파된 2개의 TE11 모드의 쿼드러쳐 조합에 의해 원형으로 편파된 합채널 신호를 생성하기 위한 동축 아이리스 편파기를 포함하며;
- 선형으로 편파된 제 1 시그마 여기 장치는, 외부 혼의 단부에서 주변 동축 접근 개구, 수평 TE11 모드의 생성 장치 및 수직 TE11 모드의 생성 장치를 포함하고, 상기 수평 TE11 모드의 생성 장치 및 상기 수직 TE11 모드의 생성 장치는 각각 동축 커넥터 및 2개의 리브형 전이부(ribbed transition)를 포함하고, 각각의 동축 커넥터는 중심 도파관의 길이방향 평면에 대하여 2개의 역대칭 리브형 전이부에 연결된다.
기타 목적, 특성 및 장점은 예시로서 그리고 비한정적으로 주어진 도면을 참조하여 이하의 상세한 설명으로부터 나타날 것이다.
- 도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 이중 대역 소스(dual band source)의 3차원 길이방향 단면도이다.
- 도 2 및 도 2bis는 이중 대역 소스의 TE21 모드의 급전 라인 및 여기 프로브를 도시한다.
- 도 3은 이중 대역 소스의 분해도이다.
- 도 3a는 2개의 직교 TE11 모드의 광대역 여기 장치의 단면도이다.
- 도 3b는 도 3a의 광대역 여기 장치의 분해도이다.
- 도 3c는 도 3a의 광대역 여기 장치의 전기장을 도시한다.
- 도 4 및 도 6은 급전 라인을 포함하는 인쇄 회로 및 프로브의 사시도이다.
- 도 5는 급전 라인의 사시도이다.
- 도 7은 아이리스에 통합된 인쇄 회로를 도시하는 확대도를 포함하는 소스의 한 측 상에서의 길이방향 단면도이다.
- 도 8a, 도 8b, 도 8c 및 도 8d는 연속하는 순간에 급전 라인의 말단 급전 브랜치 상에 생성되는 정재파를 개략적으로 도시한다.
- 도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 3중 대역 소스의 사시도이다.
- 도 10은 도 9의 소스의 3차원의 길이방향 단면도이다.
- 도 11은 도 10의 일부의 확대도이다.
- 도 12는 급전 라인을 포함하는 인쇄 회로의 사시도이다.
- 도 13은 본 발명에 따른 이중 대역 소스에 대하여 시뮬레이트된, 제 1 주파수 대역, 이 경우 S-대역의 합채널 상에서의 데시벨(dB)의 리턴 손실을 도시하는 도이다.
- 도 14 및 도 15는 합채널과 차채널 각각에 대하여 S-대역에서의 리턴 손실에 더해진 옴 손실을 설명한다.
- 도 16 및 도 17은 S-대역 및 X-대역에서 개별적으로 동일 편파 및 역 편파의 방사 패턴을 도시한다.
- 도 18은 S-대역과 X-대역의 3dB에서의 개각에 대한 편차 측정 경사도를 도시한다.
도 1 내지 도 8을 참조하면, 주 전파축(A)을 갖는 리플렉터 안테나(reflector antenna)용 소스(1)는 공통 축으로서 주 전파축(A)을 갖는 외부 혼(72) 및 내부 혼(71)을 포함한다. "C"가 진공의 광의 속도가 되게 하고 Fc는
Figure pct00001
로 규정된 혼(horn)의 중심 동작 주파수가 되게 하며, 여기서 Fmin 및 Fmax는 혼의 최소 및 최대 동작 주파수에 각각 상응한다.
외부 혼(72) 및 내부 혼(71)은 예컨대 3.5배 C/Fc의(또는 S-대역[2.02GHz 내지 2.4 GHz]에서의 475 밀리미터(mm))길이를 갖는다.
내부 혼(71)은 일반적으로 원통 형상이며 그 단부들 중 하나에서의 방출 마우스(73) 및 그 다른 단부에서의 중심 접근 개구(75)를 갖는다.
외부 혼(72)은 일반적으로 원통 형상이며 이러한 단부들 중 하나에서 확장된 방출 마우스(74)를 갖는다. 도 1의 예시적인 실시예에서, 이러한 방출 마우스(74)는 1.25 내지 1.3배 C/Fc의 (또는 S-대역에서의 175mm) 크기의 직경을 갖는다.
이하의 기재에서, 소스의 주 전파축(A)은 방출의 방향으로 배향되되 물론 소스(1)는 수신을 위해 사용될 수 있는 것이 가정될 것이다.
소스(1)는 주 전파축(A)의 방향으로 제 1 아이리스(iris)(11), 제 2 아이리스(12), 환 형상의 다층 인쇄 회로(9) 및 8개의 여기 프로브(8)를 포함한다.
제 1 아이리스(11) 및 제 2 아이리스(12)는 소스의 주 전파축(A)에 교차하는 평면에서, 여기 프로브(8)의 다운스트림의 외부 혼(72)과 내부 혼(71) 사이에서 연장한다. 제 1 아이리스(11)는 외부 혼(72)의 내부 에지로부터 내부 혼(71)을 향해 연장한다. 제 1 아이리스(11)와 내부 혼(71) 사이의 거리는 소스(1)의 전력의 함수로서 선택된다. 제 2 아이리스(12)는 제 1 아이리스(11)의 다운스트림의 내부 혼(71)의 외부 에지로부터 연장한다.
외부 혼(72)의 내부 에지, 제 1 아이리스(11) 및 내부 혼(71)의 외부 에지는 제 1 주파수 대역의 TE21 모드가 생성되는 공진 의사-캐비티(resonating pseudo-cavity)(100)의 범위를 함께 한정한다.
내부 혼(71)은 중심 도파관(200)의 범위를 한정하고, 여기서 제 2 주파수 대역의 TE21 및 TE11 모드들이 생성된다.
내부 혼(71) 및 외부 혼(72)은 그 사이에 동축 도파관(400)의 범위를 한정하고, 여기서 제 1 주파수 대역의 TE11 모드가 생성된다.
동축 도파관(400)은 제 2 내부 캐비티(250)를 규정하는 확장부를 그 다운스트림 단부에 갖는다.
제 2 내부 캐비티(250)는 TE11 모드의 임피더스의 정확한 조절을 허용한다.
의사-캐비티(100)는 원통형이다. 이것은 상당히 낮은 역편파를 갖는 방사 패턴을 보장하는 HE11 하이브리드 모드를 생성하도록 저주파수 대역에서 공진이며 축방향 트랩(150)을 갖는다.
제 1 아이리스(11) 및 제 2 아이리스(12)는 TE11 모드의 적응을 허용하도록 최적화된다. 아이리스들의 릿지들은 강한 방출력에 의해 퓨즈를 끊기에(breakdown) 적절한 전기장의 로컬화된 피크(localized peak)의 발생을 제한하도록 모따기되거나 원형이 된다.
소스(1)는 합채널 신호를 생성하도록 제 1 주파수 대역의 2개의 TE11 모드에 따라 의사-캐비티(100)를 여기하기 위한 제 1 시그마 여기 장치(10)를 포함한다.
제 1 시그마 여기 장치(10)는 선형 편파된 합채널 신호를 생성하기 위한 선형으로 편파된 시그마 여기 장치(101) 및 선형으로 편파된 2개의 TE11 모드의 쿼드러쳐 조합(quadrature combination)에 의해 합채널의 원형 편파를 생성하도록 축(A)에 가로로 배열된 아이리스를 갖는 일련의 동축 편파기(13)들을 포함한다.
도 3a 및 도 3b를 참조하면, 선형으로 편파된 제 1 시그마 여기 장치(101)는 외부 혼(72)의 단부에서의 주변 동축 접근 개구(76), -3dB 분주기(divider)(15), 수평 TE11 모드(10a)의 생성 장치 및 수직 TE11 모드(10b)의 생성 장치를 포함한다.
수평 TE11 모드(10a)의 생성 장치 및 수직 TE11 모드(10b)의 생성 장치는 각각 동축 커넥터(11a)(개별적으로 11b) 및 2개의 리브형 전이부(14a)(개별적으로 14b)를 포함하고, 각각의 동축 커넥터(11a)(개별적으로 11b)는 2개의 리브형 전이부(14a)(개별적으로 14b)에 연결된다.
TE11 모드의 동일한 생성 장치가 연결되는 2개의 리브형 전이부는 서로에 대하여 반전되지 않고, 즉, 이들은 중심 도파관(200)의 길이방향 평면에 대하여 반대칭(antisymmetric)이다. 2개의 리브형 전이부(14a)가 수평의 TE11 모드(10a)의 생성 장치에 연결되는 평면(ZOX)은, 2개의 리브형 전이부(14b)가 수평의 TE11 모드(10b)의 생성 장치에 연결되는 평면(ZOY)에 수직이다.
리브형 전이부(14a, 14b)는 중심 도파관(200)의 길이방향 평면에 대하여 반대칭이고, 전기장(E)은 동축 커넥터(11a, 11b)에서의 신호가 동위상일 때 동일한 방향으로 편파되어 유지된다. 신호는 -3dB 분주기(15)에 의해 다시 재결합된다. 이러한 장치는 단일 -3dB 분주기에 의해 신호를 재결합하고, 이것은 하이브리드 0/180°의 사용을 회피하며 TE11 모드의 익사이터(exciter)의 더 큰 대역폭을 보장한다.
소스(1)는 2개의 TE21 모드의 쿼드러쳐 조합에 의한 차채널 신호를 생성하도록 2개의 TE21 모드에 따라 의사-캐비티(100)를 여기하기 위한 제 2 여기 장치(20)를 더 포함한다.
제 2 장치(20)는 소스(1)의 주 전파축(A) 주변에 고르게 각도 분포된 8개의 여기 프로브(8) 및 2개의 TE21 모드에 따라 8개의 여기 프로브를 급전하기 위한 감산 급전 회로(25)를 포함한다.
8개의 여기 프로브(8)는 소스(1)의 주 전파축(A)에 가로인 평면에 배열된 테플론(Teflon)으로 만들어진 환형 기판(87)에 의해 지지되고, 환형 기판(87)은 제 2 아이리스(12)의 다운스트림에 위치된다.
여기 프로브(8)는 통상적으로 0.03 배 C/Fc의 크기(C는 광 속도 및 Fc는 절단 주파수)의 또는 S-대역[2.02GHz 내지 2.4 GHz]의 4 밀리미터(mm)의 크기의 폭 및 0.2 배 C/Fc의 크기 또는 27 밀리미터(mm)의 크기의 길이를 갖는 직사각형 소자이며, 여기 프로브(8)의 길이는 소스(1)의 축(A)에 대해 방사상으로 배향된다.
감산 급전 회로(25)는 4개의 급전 라인(81)을 포함하고, 이 라인들의 각각은 정반대로 대향하는(diametrically opposite) 2개의 프로브(8)를 급전하고, 각각의 급전 라인(81)은 공통 급전 브랜치(88) 및 2개의 급전 브랜치(89)를 포함한다. 각각의 단말 급전 브랜치(89)는 각각 한 측에서 접합 지점(P3)에서 상기 공통 급전 브랜치(89)에 부착되고 다른 한 측에서 동축 송전선(coaxial transmission line)(86)에 의해 상기 프로브의 여기 지점(P1, P2)에서 개별적인 여기 프로브(8)에 부착된다.
급전 라인(81)은 제 1 아이리스(11) 내부에 배치된 환 형상의 2개의 이중층 인쇄 회로(9) 상에 배치된 스트립 라인이다. 2개의 이중층 인쇄 회로(9)는 외부 혼(72)의 마우스(74) 내부에 그리고 내부 혼(71)의 마우스(73)에 대하여 주 전파축(A)에 가로로 배열된다.
각각의 이중 층 인쇄 회로(9)는 상부 인쇄 회로 층(92), 하부 인쇄 회로 층(93) 및 2개의 층 사이의 기판(91)의 매스 평면(mass plane)을 포함한다. 이중 층 인쇄 회로(9)가 배열되어서, 상부 인쇄 회로 층(92), 하부 인쇄 회로 층(93)과 기판(91)의 매스 평면 사이에 2개의 공기 층(94)를 인터리브(interleave)한다. 2개의 공기 층(94)은 공기층(95)들 사이에서 분리기(separator) 매스 평면에 의해 분리된다. 인쇄 회로 층(92, 93)은 폴리테트라플루오로에틸렌(PTFE)의 기판 상에 생성된다. 기판은 급전 홀(99)을 포함하여 크로스오버(crossover)를 갖지 않고 층들 간 급전 회로의 연속성(continuity)을 보장한다.
8개의 여기 프로브(8)는 공진 의사-캐비티(100)의 2개의 특정 TE21 모드를 여기하도록 적응된다. 그러므로, 2개의 TE21 모드가 동축 도파관(400) 에 생성되지 않되 직접적으로 의사-캐비티(100)에 생성되기 때문에, TE11/TE21 모드의 결합(joint) 임피던스 적응의 문제가 높은 대역폭에 대하여 적절하게 해결된다.
단말 브랜치(89)는, 차채널의 8개의 여기 프로브(8)를 갖는 합채널 신호의 결합dl 단말 급전 브랜치(89) 상에서 정재파를 생성하도록 치수가 정해진다.
도 8에 도시된 바와 같이, 정반대로 대향하는 여기 프로브(8)의 각각의 쌍 사이의 정재파가 생성되어서, 동축 도파관(400)으로부터 비롯되고 여기 프로브(8)와 통상적으로 결합된 2개의 TE11 모드는 급전 라인(81)의 접합부(P3)에서 완전히 반사된다. 급전 라인(81)의 공통 브랜치(88)는 정재파의 노드에 상응한다.
도 8a, 도 8b, 도 8c 및 도 8d에서 개략적으로 도시된 바와 같이, 연속적인 순간에 급전 라인의 단말 급전 브랜치(89) 상에 생성된 정재파는 동축 도파관(400)으로부터 비롯된 TE11 모드와 프로브(8) 사이의 결합으로부터 생성된다.
2개의 정반대로 대향하는 프로브(8)를 나누는 급전 라인(81)의 전기적 길이는, 프로브(8)에 의한 결합으로부터 비로소딘, 반사된 후 재산란된 파(wave)와 동축 도파관(400)에 의해 생성된 파 사이의 상쇄 간섭(destructive interference)을 완전히 상쇄하는 적합한 위상 조건을 보장하도록 선택된다.
더욱 정확하게, 정재파는 접합 지점(P3)에서 전기장 노드 및 프로브(P1 및 P2)의 여기 지점들의 각각에서 자기장 노드를 갖는다. 이런 식으로, 합채널 신호는 8개의 프로브(8)에 의해 손실 없이 완전히 복구되며 차채널의 공통 급전 브랜치(88)로 전달되는 대신에 동축 도파관(400)에 의해 생성된 합채널 신호와 동위상으로 머무른다.
실제로, TE11 모드에 고유한 전기장의 배향으로 인하여, 합채널의 TE11 모드에 의해 2개의 정반대로 대향하는 프로브(8)의 결합으로 인해 생성된 2개의 인입 전진파(incoming progressive wave)는 그 개별적인 여기 지점(소켓 1에서의 인입파에 대한 여기 지점(P1)에서 φ=0°그리고 소켓 2에서의 인입파에 대한 여기 지점(P2)에서의 φ=180°)에서 반상이며(in phase opposition) 그리고 말단 브랜치(89) 상에서 반대 방향으로 전파한다. 이러한 2개의 인입파는 말단 급전 브랜치(89)에서 동일한 거리로 이동하기 때문에, 접합 지점(P3)에 반상이며 동일한 진폭으로 유지된다. 그러므로, 이러한 2개의 인입파의 중첩으로부터 생성된 전기장은 접합 지점(P3)에서 상쇄되며, 이것은 단락(제로 임피던스), 즉 정재파의 전기 노드와 동일시된다(equate).
결과적으로, 공통 급전 브랜치(88)로 전력이 전파되지 않으므로 이것은 절연되어 유지된다. 급전 지점(P1)에서의 모든 입사 전력이 급전 지점(P2)으로 전파되고 그 반대도 된다.
또한, 최적이 될 방사의 형태로 결합된 이러한 전력의 복구(restitution)를 위해(즉, 프로브(8)의 평면의 재방사에 의해 상쇄 간섭의 부재를 보장하기 위해), 소켓 1(개별적으로 소켓 2)으로부터 나오는 인입 전진파 및 소켓 2(개별적으로 소켓 1)으로부터 나오는 송출 전진파(outgoing progressive wave)의 전기장이 급전 지점(P1(개별적으로 P2)에서 함께 완벽하게 동위상으로 그리고 또한 합채널로부터 나오는 그리고 동축 도파관(400)으로부터 나오는 파의 전기장과 동위상으로 유지되는 것(TE11 모드)이 필수적이다.
도 2를 참조하여, 이러한 조건은 2개의 정반대로 대향하는 프로브(8)를 분리하는 전기적 길이는 홀수 배의 Pi(180도)와 동일한 것을 의미한다. 이러한 목적으로, 급전 포인트들(P1 및 P2) 사이의 급전 라인(81)의 물리적 거리(L)는 홀수 배의 가이드된 반파장과 동일해야 한다(또는 L=(2n+1)λg/2 with
Figure pct00002
및
Figure pct00003
≥1이고 λg 는 관련된 대역에서의 중심 주파수에서 급전 라인(81)의 가이드된 파장을 나타냄).
도 2b를 참조하면, 더욱 정확하게 그리고 동축 송전선(86)의 길이를 고려하도록, 급전 포인트들(P1 및 P2) 사이의 급전 라인(81)의 물리적 거리(L)는:
[(2n+1)-2 L1/λg1] λg/2 (식 1)와 동일해야 하며,
L1는 동축 송전선(86)의 길이이며 λg1는 관련된 대역의 중심 주파수에서의 동축 송전선(86)에서 가이드된 파장이다.
즉, 각각의 말단 급전 브랜치(89)의 물리적 거리가 합채널 신호의 홀수 배의 가이드된 반파장의 절반과 동일하므로, 접합 지점(P3)에서 여기 지점(P1, P2)까지 말단 급전 브랜치(89)에서 전파하는 전자기파는 비-제로 전체수를 갖고, 합채널 신호의 중심 동작 주파수에서 그리고 고조파에서(in harmonic regime), (2n+1)*Pi/2와 동일한 값, 구체적으로 홀수 배의 90°만큼 위상 이동된다.
반대 방향으로 전파하는 2개의 전진파의 중첩에 의해, 급전 지점(P1 및 P2)은 전기장(E)에 대한 정재파의 아랫면에 상응하며 자기장(H)에 대한 정재파의 노드에 상응하고, 전기장(E) 및 자기장(H)은 직교이다(in quadrature). 그러므로, 전류는 개방 회로(제로 어드미턴스)에 상응하는 급전 지점(P1 및 P2)에서 상쇄된다.
특정 실시예에서(n=1), 각각의 말단 급전 브랜치(89)의 전기적 길이는 합채널 신호의 가이드된 파장의 3/4와 동일하다. 이러한 경우에, 위상 이동은 합채널 신호의 중심 동작 주파수에서 그리고 고조파에서 270도와 동일한 값만큼이다.
특정 실시예에서(n=2), 각각의 말단 급전 브랜치(89)의 전기적 길이는 합채널 신호의 가이드된 파장의 5/4와 동일하다. 이러한 경우에, 위상 이동은 합채널 신호의 중심 동작 주파수에서 그리고 고조파에서 450도와 동일한 값만큼이다.
특정 실시예에서(n=3), 각각의 말단 급전 브랜치의 전기적 길이는 합채널 신호의 가이드된 파장의 7/4와 동일하다. 이러한 경우에, 위상 이동은 합채널 신호의 중심 동작 주파수에서 그리고 고조파에서 630도와 동일한 값만큼이다.
접합부(P3)에 대한 급전 라인(81) 상에 생성된 정재파의 공진은 동축 공진 의사-캐비티(100)의 특정 공진에 의해 이런 식으로 조절되므로, 8개의 여기 프로브(8)는 동축 도파관(400)로부터 기인한 TE11 모드에 대하여 중립(neutral)으로 유지되므로 합채널 방사 패턴을 방해하지 않는다. 합채널 및 차채널 상에서 개별적으로, S-대역에서, 리턴 손실에 더해진 옴 손실(ohmic loss)을 도시하는 도 14 및 도 15에 도시된 바와 같이, 옴 손실은 그 최소로 감소된다.
급전 라인(81)을 포함하는 2개의 인쇄 회로(9)는 아이리스(11)내에 유리하게 위치된다. 실제로 이것은 정반대로 대향하는 여기 프로브(8)를 연결하는 인쇄된 라인(81)의 길이를 2개의 가이드된 파장의 크기의 최소값으로 감소시킨다. 주파수의 함수로서 2개의 정반대로 대향하는 여기 프로브(8) 사이의 모듈로 2π 위상의 권선은 최대로 한정되어서 TE21 및 TE11 모드의 더 넓은 주파수 대역에 대한 여기를 보장한다.
동축 공진 의사-캐비티(100)의 2개의 모드의 직교성은, 스테인의 리미트(Stein's limit)를 완전히 극복하는 것을 허용하며 합채널과 차채널 사이에서 -30dB보다 낮은 이상적인 디커플링(decoupling)을 생성한다.
아이리스(11)의 급전 라인(81)을 갖는 인쇄 회로(9)의 집적으로 인하여, 광대역을 통해 방사의 높은 정도의 효율(약 95%)을 유지하는 것 그리고 옴 손실을 최소화하고 우수한 품질의 방사 패턴을 유지하는 것이 가능하다. S-대역 및 X-대역에서 개별적으로 동일 편파(co-polarization) 및 역편파(counter-polarization)의 방사 패턴을 도시하는 도 16 및 도 17에서 도시된 바와 같이, (반사된 파에 연결된 상쇄 간섭의 부재로 인한 것인) 방사된 파의 상당히 우수한 구형도(sphericity) 및 편파의 상당히 우수한 순도가 얻어진다. 실제로, 도 16에 도시된 바와 같이, S-대역의 역편파는 동일 편파에 비해 -30dB미만이며, 도 17에 도시된 바와 같이, X-대역의 역편파는 -22dB미만이다.
도 18에 도시된 바와 같이, 편차 측정 경사도는 1.4/ θ-3dB의 이론적인 한계에 가깝고, θ-3dB는 -3dB에서의 개각(opening)이다. S-대역 및 X-대역의 편차 측정 경사도가 중첩되고, 성능은 S-대역 및 X-대역에서 동일한 것을 보여준다.
동축 도파관(400)에 의해서만 생성되는 합채널에 의해, 아이리스의 기계적인 릿지는 퓨즈를 끊기에 적합한 전기장의 로컬화된 피크를 제한하도록 모따기되거나 원형이되기 때문에, 이것은 따라서 방출에 있어서 훨씬 높은 전력을 견딜 수 있다(500W 내지 700W 또는 그 이상).
도 9 내지 도 12을 참조하여, 3개의 주파수 대역, 저주파수 대역, 중간 주파수 대역 및 고주파수 대역에 대한 동작을 가능하게 하는 특정 실시예에서, 소스(1)는 내부 혼(71) 내에 위치된 제 3 혼(77) 및 제 3 주파수에서의 합채널 신호 및 차채널 신호를 생성하기 위한 제 2 중심 도파관(300)을 여기하기 위한 제 3 여기 장치를 더 포함한다.
내부 혼(71)의 내부에 위치된 제 3 혼(77)은 고주파수의 도파관(300)의 범위를 한정한다.
제 3 혼(77) 및 내부 혼(71)은 중간 주파수(200)의 도파관을 함께 규정한다.
내부 혼(71) 및 외부 혼(72)은 저주파수(400)의 도파관을 함께 규정한다.
소스(1)는 주파수 중간 대역의 2개의 쿼드러쳐 TE21 모드를 여기하기 위하여 내부 혼(71)의 마우스(73)에 위치되고 프로브(8)보다 더 작되 그에 일치하는 제 2 연속의 8개의 여기 프로브(28) 및 제 2 감산 급전 회로(225)를 더 포함한다.
소스(1)는 테플론으로 만들어진 유전제 인서트(79)를 더 포함한다. 유전체 인서트(79)는 제 3 혼(77)의 마우스내로 삽입된다. 유전체 인서트(79)는 내부 혼(71)의 위상 중심과 일치하는 제 3 혼(77)의 위상 중심(C)을 갖는다. 유전체 인서트(79)는 저 유전체 상수를 갖는 폼(foam)으로 구성되는 고정 소자(78)에 의해 주 방출 축(principal emission axis)(A) 상에 고정된다. 이러한 유전체 인서트는 고주파수 대역의 원통형 중심 도파관(300)내에서 전파하는 TE11(합채널) 및 TE21(차채널) 모드의 임피던스를 동시에 적응시키는 특정한 특징을 갖는다.
도 13을 참조하면, 제 1 주파수 대역, 이러한 경우에 S-대역의 합채널 상의 리턴 손실(2 GHz에서 2.4　GHz까지의 전자기 스펙트럼의 부분 상에 규정되는 주파수 대역)은 -14dB미만이다.

Claims (11)

  1. 리플렉터 안테나(reflector antenna)용 소스(1)로서,
    - 의사-캐비티(pseudo-cavity)(100),
    - 2개의 직교 TE11 모드에 따라 상기 의사-캐비티(100)를 여기하여 동축 도파관(400)을 통해 합채널 신호를 생성하기 위한 제 1 시그마 여기 디바이스(sigma excitation device)(10) 및
    - 2개의 TE21 모드에 따라 상기 의사-캐비티(100)를 여기하여 상기 2개의 TE21 모드의 쿼드러쳐 조합(quadrature combination)에 의해 차채널 신호를 생성하기 위한 제 2 여기 디바이스(20) - 상기 제 2 여기 디바이스(20)는 상기 소스(1)의 주 전파축(A) 주변에서 각도 분포되는 8개의 프로브(8) 및 상기 2개의 TE21 모드에 따라 8개의 여기 프로브(8)를 급전하기 위한 감산 급전 회로(25)를 포함함 - 를 포함하고,
    상기 감산 급전 회로(25)는 정반대로 대향하는(diametrically opposed) 2개의 프로브(8)에 각각 급전하는 4개의 급전 라인(81)을 포함하고, 각각의 급전 라인(81)은 공통 급전 브랜치(88) 및 2개의 말단 급전 브랜치(89)를 포함하고, 말단 급전 브랜치(89)들 각각은 한 편으로 접합 지점(P3)에서 상기 공통 급전 브랜치(88)에 연결되고 다른 한 편으로 상기 프로브의 여기 지점(P1, P2)에서 개별적인 여기 프로브(8)에 연결되며,
    상기 말단 급전 브랜치(89)는, 상기 차채널의 상기 8개의 여기 프로브(8)와 합채널 신호의 결합(coupling)이 상기 말단 급전 브랜치(89) 상에서 정재파(standing wave)를 생성하도록 치수가 정해지고,
    상기 정재파는 상기 접합 지점(P3)에서 전기장 노드를 그리고 상기 프로브의 여기 지점(P1, P2) 각각에서 자기장 노드를 갖는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  2. 청구항　1에 있어서, 각각의 말단 급전 브랜치(89)의 물리적 길이는, 180도의 홀수 배의 절반과 동일한 값만큼 상기 접합 지점(P3)으로부터 상기 여기 지점(P1, P2)까지 상기 말단 급전 브랜치(89)에서 전파하는 전자기파를 위상 이동시키도록 선택되는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  3. 청구항　1 또는 청구항 2에 있어서, 각각의 말단 급전 브랜치(89)의 물리적 길이는, 270도와 동일한 값만큼 상기 접합 지점(P3)으로부터 상기 여기 지점(P1, P2)까지 상기 말단 급전 브랜치(89)에서 전파하는 전자기파를 위상 이동시키도록 선택되는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  4. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서, 각각의 말단 급전 브랜치(89)의 물리적 길이는 450도와 동일한 값만큼 상기 접합 지점(P3)으로부터 상기 여기 지점(P1, P2)까지 상기 말단 급전 브랜치(89)에서 전파하는 전자기파를 위상 이동시키도록 선택되는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  5. 청구항 1 내지 청구항 4 중 어느 한 항에 있어서, 임피던스 적응을 수행하고 상기 합채널 신호의 리턴(return) 손실을 제한하도록 상기 의사-캐비티(100)의 출력부에 위치되는 아이리스(iris)(11)를 더 포함하고, 상기 아이리스(11)는 상기 차채널 급전 회로(25)를 내부적으로 지지하고, 상기 아이리스(11)는 상기 동축 도파관(400)을 향한 상기 8개의 프로브(8)에 의해 생성되는 상기 TE21 모드의 임의의 전파를 방지하게 되어 있는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  6. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서, 외부 혼(horn)(72) 및 내부 혼(71)을 더 포함하고, 상기 외부 혼(72) 및 상기 내부 혼(71)은 함께 제 1 파장의 상기 합채널 신호가 생성되는 상기 의사-캐비티(100)를 그 사이에 규정하는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  7. 청구항 1 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서,
    - 제 2 중심 도파관(300),
    - 제 2 주파수의 합채널 신호 및 차채널 신호를 생성하도록 상기 제 2 중심 도파관(300)을 여기하기 위한 제 3 여기 장치(30)를 포함하는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  8. 청구항　6 또는 청구항 7에 있어서, 상기 제 2 중심 도파관(300)은 상기 내부 혼(71)내에서 연장하는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  9. 청구항 1 내지 청구항 8 중 어느 한 항에 있어서, 상기 말단 급전 브랜치(89)는 스트립 라인(strip line)(891)을 포함하는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  10. 청구항 1 내지 청구항 9 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 1 시그마 여기 장치(10)는, 2개의 선형으로 편파된 합채널 신호를 생성하도록 2개의 직교 TE11 모드에 따라 상기 의사-캐비티(100)를 여기하기 위한 선형으로 편파된 시그마 여기 장치(101) 및 선형으로 편파된 2개의 TE11 모드의 쿼드러쳐 조합에 의해 원형으로 편파된 합채널 신호를 생성하기 위한 동축 아이리스 편파기(polarizer)(15)를 포함하는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
  11. 청구항 1 내지 청구항 10 중 어느 한 항에 있어서, 선형으로 편파된 제 1 시그마 여기 장치(101)는, 외부 혼(72)의 단부에서 주변 동축 접근 개구(76), 수평 TE11 모드의 생성 장치(10a) 및 수직 TE11 모드의 생성 장치(10b)를 포함하고, 상기 수평 TE11 모드의 생성 장치(10a) 및 상기 수직 TE11 모드의 생성 장치(10b)는 각각 동축 커넥터(11a, 11b) 및 2개의 리브형 전이부(ribbed transition)(14a, 14b)를 포함하고, 각각의 동축 커넥터(11a, 11b)는 중심 도파관(200)의 길이방향 평면에 대하여 2개의 역대칭 리브형 전이부(14a, 14b)에 연결되는, 리플렉터 안테나용 소스(1).
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