KR20170001593A - 동일대역 전이중 송수신기에서 fir 필터를 튜닝하는 방법 및 장치 - Google Patents

동일대역 전이중 송수신기에서 fir 필터를 튜닝하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

동일대역 전이중 송수신기에서 FIR 필터를 튜닝하는 방법 및 장치가 개시된다. 상기 튜닝 방법은, FIR 필터의 입력 신호를 기저대역 신호인 제1 신호로 변환하는 단계, 자기송신간섭 신호에서 FIR 필터의 출력 신호를 뺀 신호를 기저대역 신호인 제2 신호로 변환하는 단계, 그리고 제1 신호 및 제2 신호를 이용하여 FIR 필터의 감쇄 정도를 계산하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

동일대역 전이중 송수신기에서 FIR 필터를 튜닝하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TUNING FINITE IMPULSE RESPONSE FILTER IN IN-BAND FULL DUPLEX TRANSCEIVER}
본 발명은 동일대역 전이중 송수신기에서 FIR 필터를 튜닝하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
현재 무선통신 시스템은 반이중(Half Duplex) 방식을 대부분 채용하고 있다. 반이중 방식은 시간 또는 주파수를 분배하여 송신 또는 수신하므로 송수신 간에 직교성이 유지될 수 있다. 그러나 이러한 반이중 방식은 자원(시간 또는 주파수)을 낭비한다.
동일대역 전이중(In-band Full Duplex, IFD) 방식은 반이중 방식의 비효율을 해결하기 위한 솔루션으로 제시되고 있다. 동일대역 전이중 방식은 동일대역에서 동시에 송수신이 가능한 기술이다. 동일대역 전이중 방식은 이론적으로 최대 2배의 링크용량 증대가 가능하므로, 5G 이동통신에서 요구하는 1000배 트래픽 용량 달성에 없어서는 안될 기술이다.
그러나 동일대역 전이중(IFD) 방식은 자기송신신호가 수신기에 유입되어, 자기송신신호가 유효 수신신호보다 매우 강하며, 이로 인해 자기송신신호가 자기간섭신호로 작용하는 단점이 있다. 자기간섭제거(Self-Interference Cancellation, SIC)를 위해 송신 안테나와 수신 안테나를 물리적으로 상당히 이격하는 안테나 영역 SIC 기술이 있다. 안테나 영역 SIC 기술을 통해 자기간섭레벨을 낮추고 디지털 영역에서 남은 자기간섭을 제거하는 기술이 상용화 단계에 있다. 그러나 이 기술은 송수신 안테나 간 물리적 이격으로 인해 소형 장치에 적용하기 쉽지 않다.
소형 장치에 동일대역 전이중(IFD) 방식을 적용하려면, 안테나간 물리적 이격 도움 없이 아날로그회로영역에서 자기간섭을 제거하는 기술이 필요하다. 아날로그회로영역의 SIC 기술은 크게 수동 SIC 기술과 능동 SIC 기술이 있다. 수동 SIC 기술은 수동소자를 이용해 SIC 이득을 쉽게 얻을 수 있지만 그 이득에 한계가 있다. 한편, 능동 SIC 기술은 적응 아날로그 FIR(Finite Impulse Response) 필터 회로를 사용하여, 수동 SIC 기술에 비해 높은 SIC 기술 이득을 얻을 수 있다. 그런, 기존의 능동 SIC 기술은 광대역에 걸쳐 주변 환경 변화에 빠르게 적응하면서 높은 SIC 이득을 계속 유지하지 못하는 문제가 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 동일대역 전이중 송수신기가 높은 SIC 이득을 가지도록, FIR 필터를 튜닝하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 실시예에 따르면, 송신 신호를 입력 받아 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기에서, 상기 FIR 필터를 튜닝하는 방법이 제공된다. 상기 방법은, 상기 FIR 필터의 입력 신호를 기저대역 등가 신호인 제1 신호로 변환하는 단계, 상기 자기송신간섭신호에서 상기 FIR 필터의 출력 신호를 뺀 신호를 기저대역 등가 신호인 제2 신호로 변환하는 단계, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 이용하여, 상기 FIR 필터의 감쇄 정도를 계산하는 단계, 그리고 상기 감쇄 정도를 상기 FIR 필터에 적용하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법은, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 이용하여, 델타 시간 응답을 추정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 감쇄 정도를 계산하는 단계는, 상기 델타 시간 응답을 이용하여, 상기 감쇄 정도를 계산하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 델타 시간 응답은 무선 채널에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답에서 상기 FIR 필터에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답을 뺀 값에 대응할 수 있다.
상기 방법은, 상기 제1 신호를 FFT(Fast Fourier Transform) 수행하여 제3 신호를 획득하는 단계, 그리고 상기 제2 신호를 FFT 수행하여 제4 신호를 획득하는 단계를 더 포함할 수 있으며, 상기 감쇄 정도를 계산하는 단계는 상기 제3 신호 및 상기 제4 신호를 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법은, 상기 제3 신호 및 상기 제4 신호를 이용하여, 델타 주파수 응답을 추정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 감쇄 정도를 계산하는 단계는, 상기 델타 주파수 응답을 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 델타 주파수 응답은 무선 채널의 주파수 응답에서 상기 FIR 필터의 주파수 응답을 뺀 값에 대응할 수 있다.
상기 FIR 필터의 입력 신호는 선형 성분과 비선형 성분을 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 동일대역 전이중 송수신기가 제공된다. 상기 동일대역 전이중 송수신기는, 송신 신호를 생성하여 전송하는 송신기, 상기 송신 신호를 입력 받아 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터, 상기 자기송신간섭신호에서 상기 FIR 필터의 입력 신호를 뺀 신호인 제1 신호를 기저대역 신호인 제2 신호로 변환하며, 상기 FIR 필터의 입력 신호를 기저대역 신호인 제3 신호로 변환하는 수신기, 그리고 상기 제2 신호 및 상기 제3 신호를 이용하여, 상기 FIR 필터의 감쇄 정도를 설정하는 추정부를 포함할 수 있다.
상기 수신기는, 상기 제1 신호를 상기 제2 신호로 변환하는 제1 기저대역 변환부, 그리고 상기 FIR 필터의 입력 신호를 상기 제3 신호로 변환하는 제2 기저대역 변환부를 포함할 수 있다.
상기 제1 기저대역 변환부는, 상기 제1 신호를 입력 받아 전력 레벨을 조절하는 가변 게인 제어부, 상기 가변 게인 제어부의 출력 신호에 반송 주파수를 곱하여 기저대역 신호로 변환하는 제1 믹서, 그리고 상기 제1 믹서의 출력 신호를 디지털 신호로 변환하는 제1 아날로그디지털 변환기를 포함할 수 있으며, 상기 제2 기저대역 변환부는, 상기 제1 신호를 입력 받아 증폭하는 저잡음 증폭기, 상기 저잡음 증폭기의 출력 신호에 상기 반송 주파수를 곱하여 기저대역 신호로 변환하는 제2 믹서, 그리고 상기 제2 믹서의 출력 신호를 디지털 신호로 변환하는 제2 아날로그디지털 변환기를 포함할 수 있다.
상기 제1 신호와 상기 FIR 필터의 입력 신호는 셔플링(shuffling)되어 상기 제1 기저대역 변환부와 상기 제2 기저대역 변환부로 각각 입력될 수 있다.
상기 추정부는, 상기 제2 신호 및 상기 제3 신호를 이용하여 델타 시간 응답을 추정할 수 있으며, 상기 델타 시간 응답을 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산할 수 있다.
상기 추정부는, 상기 제2 신호를 FFT(Fast Fourier Transform) 수행하여 제4 신호를 획득하고 상기 제3 신호를 FFT 수행하여 제5 신호를 획득하며, 상기 제4 신호 및 상기 제5 신호를 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산할 수 있다.
상기 추정부는, 상기 제4 신호 및 상기 제5 신호를 이용하여 델타 주파수 응답을 추정하며 상기 델타 주파수 응답을 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산할 수 있다.
상기 델타 시간 응답은 무선 채널에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답에서 상기 FIR 필터에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답을 뺀 값에 대응할 수 있다.
상기 델타 주파수 응답은 무선 채널의 주파수 응답에서 상기 FIR 필터의 주파수 응답을 뺀 값에 대응할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 송신 신호를 생성하여 전송하는 송신기, 수신 신호를 기저대역 신호로 변환하는 수신기, 그리고 상기 송신 신호를 입력 받아 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기에서, 상기 FIR 필터를 튜닝하는 방법이 제공된다. 상기 방법은, 상기 FIR 필터의 입력 신호를 기저대역 신호인 제1 신호로 변환하는 단계, 상기 자기송신간섭신호에서 상기 FIR 필터의 출력 신호를 뺀 신호를 기저대역 신호인 제2 신호로 변환하는 단계, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 이용하여, 델타 응답을 추정하는 단계, 상기 델타 응답을 이용하여, 상기 FIR 필터의 감쇄 정도를 계산하는 단계, 그리고 상기 감쇄 정도를 상기 FIR 필터에 적용하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 델타 응답은 델타 시간 응답 또는 델타 주파수 응답일 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, FIR 필터의 입력신호에 대한 기저대역 등가신호를 이용하여 FIR 필터의 감쇄 정도를 설정함으로써, 광대역에 걸쳐 주변 환경 변화에 빠르게 적응하면서 높은 SIC 이득을 얻을 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(1000')를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 기저대역 변환부를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 기저대역 변환부의 셔플링(shuffling) 방법을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 FIR 필터 튜닝 방법을 나타내는 플로우 차트이다.
도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 FIR 필터 튜닝 방법을 나타내는 플로우 차트이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 단말은(terminal)은 이동 단말(mobile terminal, MT), 이동국(mobile station, MS), 진보된 이동국(advanced mobile station, AMS), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station, HR-MS), 가입자국(subscriber station, SS), 휴대 가입자국(portable subscriber station, PSS), 접근 단말(access terminal, AT), 사용자 장비(user equipment, UE) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, MT, AMS, HR-MS, SS, PSS, AT, UE 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
또한, 기지국(base station, BS)은 진보된 기지국(advanced base station, ABS), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB), 접근점(access point, AP), 무선 접근국(radio access station, RAS), 송수신 기지국(base transceiver station, BTS), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station, RS), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station, HR-RS) 등을 지칭할 수도 있고, ABS, 노드B, eNodeB, AP, RAS, BTS, MMR-BS, RS, HR-RS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
명세서 전체에서, 송수신기(transceiver)는 단말(terminal), 이동 단말(mobile terminal, MT), 이동국(mobile station, MS), 진보된 이동국(advanced mobile station, AMS), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station, HR-MS), 가입자국(subscriber station, SS), 휴대 가입자국(portable subscriber station, PSS), 접근 단말(access terminal, AT), 사용자 장비(user equipment, UE) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, MT, AMS, HR-MS, SS, PSS, AT, UE 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
또한, 송수신기(transceiver)는 기지국(base station, BS), 진보된 기지국(advanced base station, ABS), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB), 접근점(access point, AP), 무선 접근국(radio access station, RAS), 송수신 기지국(base transceiver station, BTS), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station, RS), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station, HR-RS) 등을 지칭할 수도 있고, ABS, 노드B, eNodeB, AP, RAS, BTS, MMR-BS, RS, HR-RS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(1000)를 나타내는 도면이다.
도 1에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(1000)는 기저대역(baseband) 디지털영역 송수신부(100), 아날로그회로영역 송수신부(200) 및 안테나부(300)를 포함한다.
기저대역 디지털영역 송수신부(100)는 송신 데이터 생성부(110) 및 추정부(Estimator)(120)를 포함한다. 도 1에는 나타내지 않았지만 기저대역 디지털영역 송수신부(100)는 수신 데이터 복조 생성부를 더 포함할 수 있다. 송신 데이터 생성부(110)는 이코딩(encoding)과 변조(modulating)를 수행하여, 송신할 데이터에 대응하는 디지털 신호를 생성한다. 도 1에서 송신 데이터 생성부(110)의 출력 신호 즉, 기저대역 시간영역 신호를 x[m]으로 나타내었다. 수신 데이터 복조 생성부(도 1에 도시하지 않음)는 수신 데이터에 대해서 복조(demodulating)와 디코딩(decoding)을 수행한다. 추정부(120)는 FIR(Finite Impulse Response) 필터(240)의 탭별 감쇄 정도를 설정한다. 본 발명의 실시예에 따른 추정부(120)는 기저대역 변환부(260)로부터 FIR 필터(240)의 입력 정보에 대한 기저대역 등가신호(
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), 그리고 신호 결합기(250)의 출력신호에 대한 기저대역 등가 신호(v[m])를 입력 받아, FIR 필터(240)의 탭별 감쇄 정도를 설정한다. 그리고 본 발명의 실시예에 따른 추정부(120)는 기저대역 변환부(260)로부터 입력받은 정보를 이용하여 FIR 필터(240)의 탭별 감쇄 정도를 설정함으로써, SIC를 제거할 수 있다.
아날로그회로영역 송수신부(200)는 디지털아날로그 변환기(Digital Analog Converter, DAC)(210), 믹서(220), 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)(230), FIR 필터(240), 신호 결합기(250), 그리고 기저대역 변환부(260)를 포함한다. 송신 데이터 생성부(110), DAC(210), 믹서(220) 그리고 PA(230)는 송신기(Transmitter)를 형성한다. 그리고 신호 결합기(250), 기저대역 변환부(260) 및 수신 데이터 복조 생성부는 수신기(Receiver)를 형성한다.
DAC(210)는 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하며, 믹서(220)는 반송 주파수(fC)를 이용하여 기저대역(Baseband Frequency) 신호를 RF(Radio Frequency)대역 신호로 변환한다. PA(230)는 RF대역 신호를 증폭하여 출력한다. 도 1에서, DAC(210)의 출력 신호를 xb(t)로 나타내었으며, PA(230)의 출력 신호 즉, 최종 송신 신호를 s(t)로 나타내었다. 최종 송신 신호인 s(t)는 믹서(220) 및 PA(230)로 인해 비선형성분(하모닉스 성분 및 위상 잡음 성분)을 포함하고 있다. 아래에서 설명하는 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 기저대역 변환부(120)는 비선형성분을 포함하고 있는 s(t)를 기저대역 등가 정보(v[m])로 변환한다.
안테나부(300)는 송신 안테나(310)와 수신 안테나(320)를 포함한다. 송신 안테나(310)는 송신 신호 s(t)를 외부로 송출하며, 수신 안테나(320)는 수신 신호를 수신한다. 송신 안테나(310)와 수신 안테나(320)는 물리적으로 근접하고 있으므로, 송신 신호 s(t)는 수신 안테나(320)를 통해 유입되어 간섭신호로 작용하며, 이러한 간섭신호가 자기송신간섭신호이다. 이는 본 발명의 실시예에 따른 송수신기(1000)가 동일대역 전이중 방식으로 동작하기 때문이다. 수신 안테나(320)를 통해 수신되는 신호는 정상적인 수신 신호뿐만 아니라 자기송신간섭신호도 포함하고 있다. 도 1에서 자기송신간섭신호를 y(t)로 나타내었다. 아래에서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 이러한 자기송신간섭신호(y(t))를 FIR 필터(240)를 사용하여 제거할 수 있다.
FIR 필터(240)는 송신신호 s(t)를 입력 받으며 자기송신간섭신호(y(t))를 최소화 시키는 신호를 생성하여 출력한다. 도 1에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 FIR 필터(240)는 복수의 지연기(d0 ~ dN-1), 복수의 감쇄기(attenuator)(a0 ~ aN-1) 및 신호 결합기(241)를 포함한다.
복수의 지연기(d0 ~ dN-1)는 각각 고정의 지연(delay)을 가진다. 각 지연기(di(i=0,1,…,N-1))간의 지연 간격은 모두 동일하거나 모두 다를 수 있고 서로 동일한 지연 간격을 가지는 복수의 그룹으로 나눌 수 있다. 여기서, N은 총 탭수를 의미하고 di(i=0,1,2,…,N-1)는 탭에 가해진 지연(delay)를 의미한다.
복수의 감쇄기(a0 ~ aN-1)는 복수의 지연기(d0 ~ dN-1)에 각각 연결되며 신호를 감쇄시킨다. 각 감쇄기(ai(i=0,1,2…,N-1))의 감쇄 정도는 가변적이며, 감쇄 정도는 추정부(120)에 의해 설정된다. 각 감쇄기(ai(i=0,1,2…,N-1))의 감쇄 정도의 값은 크기, 크기 및 위상, 실수치 또는 복소치 중 하나를 가질 수 있으며, 이하의 설명에서는 편의상 감쇄 정도는 크기 또는 실수치를 가지는 것을 가정하여 설명한다.
신호 결합기(241)는 복수의 감쇄기(a0 ~ aN-1)의 출력 신호를 결합한다. 신호 결합기(241)는 복수의 감쇄기(a0 ~ aN-1)로부터 출력되는 신호 모두 더하여 결합한다. 도 1에서 신호 결합기(241)의 출력 신호 즉, FIR 필터(240)의 출력 신호를 z(t)로 나타내었다.
신호 결합기(250)는 수신 신호와 FIR 필터(240)의 출력 신호를 결합한 후 기저대역 변환부(260)로 출력한다. 신호 결합기(250)는 수신 신호에서 FIR 필터(240)로부터 출력되는 신호를 뺀 후 두 신호를 결합한다. 이때, FIR 필터(240)는 자기송신간섭신호(y(t))를 최소화시키는 신호를 출력하므로, 신호 결합기(250)는 수신 신호에서 자기송신간섭신호(y(t))를 제거한 신호를 기저대역 변환부(260)로 출력한다. 도 1에서, 신호 결합기(250)의 출력 신호를 v(t)로 나타내었다.
기저대역 변환부(260)는 FIR 필터(240)의 입력 신호(s(t))와 신호 결합기(250)의 출력 신호(v(t))를 입력 받아 각 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 기저대역 변환부(260)의 구체적인 구성 및 동작은 아래의 도 3에서 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(1000')를 나타내는 도면이다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 동일대역 전이중 송수신기(1000')는 기저대역(baseband) 디지털영역 송수신부(100), 아날로그회로영역 송수신부(200') 및 안테나부(300')를 포함한다. 안테나부(300')가 하나의 송수신 안테나로 구성되고 아날로그회로영역 송수신부(200')가 분배기(290)를 더 포함하는 것을 제외하고 도 1과 동일하므로, 도 1과 중복되는 설명은 생략한다.
안테나부(300')는 동일대역 전이중 방식을 위해, 송신기능뿐만 아니라 수신기능을 동시에 수행하는 송수신안테나(330)로 구성된다. 즉, 안테나(330)를 통해 송신 신호가 송신되고 수신 신호가 수신된다.
아날로그회로영역 송수신부(200')는 분배기(290)를 더 포함한다. 분배기(290)는 안테나(330)에 연결되며 송신 신호(s(t))를 안테나(330)로 보낸다. 그리고 분배기(290)는 안테나(330)로부터 수신되는 수신 신호를 수신 모듈(도 1의 신호 결합기(250), LNA(260) 등)로 보낸다. 즉, 본 발명의 실시예에 따른 분배기(290)는 송신 신호를 안테나(330)로 보내고 수신 신호를 수신 모듈로 보내는 역할을 수행한다. 분배기(290)는 서큘레이터(circulator) 또는 EBD(Electrical Balance Duplex) 등으로 구현될 수 있다. 서큘레이터 및 EBD는 본 발명이 속하는 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는 바 구체적인 설명은 생략한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 기저대역 변환부(260)를 나타내는 블록도이다.
도 3에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 기저대역 변환부(260)는 제1 기저대역 변환부(260A)와 제2 기저대역 변환부(260B)를 포함한다.
제1 기저대역 변환부(260A)는 FIR 필터(240)의 입력 신호(s(t))를 입력 받아 기저대역 등가신호(
Figure pat00002
)로 변환한다. 제1 기저대역 변환부(260A)는 가변 게인 제어부(Variable Gain Controller, VGA)(261), 믹서(262) 및 아날로그디지털 변환기(Analog Digital Converter, ADC)(263)를 포함한다. VGA(261)는 FIR 필터(240)의 입력 신호(s(t))를 입력 받으며, 제2 기저대역 변환부(260B)에 포함된 LNA(264) 후단의 신호에 대한 전력 레벨과 동일 또는 유사하게 맞추는 역할을 수행한다. 믹서(262)는 VGC(261)의 출력 신호에 반송 주파수(fC)를 곱하여 RF 신호를 기저대역 신호로 변환한다. ADC(263)는 아날로그인 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환한다. 이와 같은 VGA(261), 믹서(262) 및 ADC(263)를 통해, FIR 필터(240)의 입력 신호((s(t))는 기저대역 등가신호(
Figure pat00003
)로 변환된다.
제2 기저대역 변환부(260B)는 신호 결합기(250)의 출력 신호(v(t))를 입력 받아 기저대역 등가신호(v[m])로 변환한다. 제2 기저대역 변환부(260B)는 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(264), 믹서(265) 및 아날로그디지털 변환기(Analog Digital Converter, ADC)(266)를 포함한다. LNA(264)는 신호 결합기(250)의 출력 신호(v(t))를 입력 받으며, 입력된 신호에서 노이즈를 제거하고 증폭한다. 믹서(265)는 LNA(264)의 출력 신호에 반송 주파수(fC)를 곱하여 RF 신호를 기저대역 신호로 변환한다. ADC(266)는 아날로그인 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환한다. 이와 같은 LNA(264), 믹서(265) 및 ADC(266)를 통해, 신호 결합기(250)의 출력 신호(v(t))는 기저대역 등가신호(v[m])로 변환된다.
이와 같은 본 발명의 실시예에 따른 기저대역 변환부(260)는 내부 소자간에 하드웨어 손상(hardware impairment)이 존재할 수 있다. 즉, VGC(261)와 이에 대응되는 LNA(264)간, 믹서(262)와 믹서(265) 간, 그리고 ADC(263)과 ADC(266)간에 하드웨어 손상(hardware impairment)이 존재할 수 있다. 이에 따라, 추정부(120)가 최종적으로 탭별 감쇄 정도를 추정할 시에 성능이 좋지 않을 수 있다. 이러한 하드웨어 손상을 줄이기 위해, 아래의 도 4와 같이 셔플링(shuffling) 방법이 사용될 수 있다. 셔플링 방법에 대해서는 도 4에서 상세히 설명한다. 한편, 본 발명의 실시예에 따른 기저대역 변환부(260)는 동시에 동일한 트레이닝 신호(training signal)을 사용하여
Figure pat00004
과 v[m]을 추정할 수 있다. 여기서 트레이닝 신호는 일반적인 무선통신시스템에 규격화된 트레이닝 신호를 재사용할 수 있으므로 별도의 트레이닝 신호를 설계할 필요가 없다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 기저대역 변환부(260)의 셔플링(shuffling) 방법을 나타내는 도면이다. 아래에서 설명하는 셔플링을 구현하는 방법은 스위치를 사용하여 구현될 수 있는데 이는 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 알 수 있는바 구체적인 방법은 생략한다.
도 4의 (a)는 첫번째 셔플링 방법을 나타내는 도면이다. 도 4의 (a)에 나타낸 바와 같이, FIR 필터(240)의 입력 신호(s(t))는 제1 기저대역 변환부(260A)로만 입력되고, 신호 결합기(250)의 출력 신호(v(t))는 제2 기저대역 변환부(260B)로만 입력된다. 즉, 이와 같은 방법은 도 3에서 설명한 방법으로서, 셔플링 방법이 사용되지 않은 경우이다.
도 4의 (b)는 두번째 셔플링 방법을 나타내는 도면이다. 도 4의 (b)에 나타낸 바와 같이, FIR 필터(240)의 입력 신호(s(t))는 최소 셔플링 주기(Ts)마다 제1 기저대역 변환부(260A)와 제2 기저대역 변환부(260B)에 번갈아 입력된다. 그리고 신호 결합기(250)의 출력 신호(v(t))도 최소 셔프링 주기(Ts)마다 제2 기저대역 변환부(260B)와 제1 기저대역 변환부(260A)에 번갈아 입력된다.
도 4의 (c)는 세번째 셔플링 방법을 나타내는 도면이다. 도 4의 (c)에 나타낸 바와 같이, FIR 필터(240)의 입력 신호(s(t))는 최소 셔플링 주기(Ts)의 2배마다 제1 기저대역 변환부(260A)와 제2 기저대역 변환부(260B)에 번갈아 입력된다. 그리고 신호 결합기(250)의 출력 신호(v(t))도 최소 셔프링 주기(Ts)의 2배마다 제2 기저대역 변환부(260B)와 제1 기저대역 변환부(260A)에 번갈아 입력된다.
한편, 도 4의 셔플링 방법이 사용될 시에, 제1 기저대역 변환부(260A)의 전체 소자들과 제2 기저대역 변환부(260B)의 전체 소자들간에 셔플링될 수 있지만, 일부 소자들에 결쳐 셔플링될 수 있다. 일부 소자들간에 셔플링 되는 일예로서, VGC(261)-믹서(262)와 LNA(264)-믹서(265) 간에 셔플링될 수 있다.
이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 추정부(120)가 FIR 필터(240)를 튜닝하는 방법에 대해서 설명한다. 이하의 설명에서, FIR 필터(240)를 튜닝하는 방법을 도 2를 기준으로 설명하나 도 1에도 동일하게 적용될 수 있다.
추정부(120)가 FIR 필터(240)를 튜닝하는 방법을 설명하기 위해서, 먼저 동일대역 전이중 송수신기(1000')의 각종 신호를 수학적으로 모델링한다.
x[m]은 d배 오버샘플링(oversampling)된 기저대역 시간 영역 신호를 의미한다. 만약 d=1인 경우, x[m]은 기저대역 샘플링된 시간영역 신호를 의미한다. 이 샘플링된 신호가 DAC(210)를 통과하면, 아래의 수학식 1과 같은 기저대역 아날로그 신호(xb(t))가 생성된다.
Figure pat00005
수학식 1에서 x[m]은 xb(m/W)이고, sinc(t)는 아래의 수학식 2와 같이 정의된다.
Figure pat00006
수학식 1의 표현은 샘플링 이론(Sampling Theorem)이 적용된 것이다. 즉, W/2에 대역 제한되는 모든 기저대역 파형이 샘플들에 의해 주어지는 계수(즉, x[m])와 직교 베이시스(basis)(
Figure pat00007
)의 선형 결합(Linear Combination)으로 표현할 수 있다는 샘플링 이론이 수학식 1에 적용된다. 수학식 1에서, W는 대역폭을 의미하며, 기저대역의 시스템 대폭일 수도 있고 d배 오버샘플링(oversampling)된 대역폭일 수 있다. 아래에서는 설명의 편의상 W를 1배(d=1) 오버샘플링된 대역폭으로 가정하여 설명하였으나, d의 값은 다른 값으로 설정될 수 있다.
xb(t)가 믹서(220)를 통과하면 RF 신호가 되며, 이 RF 신호가 PA(230)를 통과하면 FIR 필터(240)의 시간영역 입력 신호(s(t))가 된다. 이 s(t)를 수학적으로 표현하면 아래의 수학식 3과 같이 된다.
Figure pat00008
수학식 3에서
Figure pat00009
는 xb(t)가 PA(230)를 통과하면서 발생되는 비선형성분을 포함하는 RF 신호에 대한 등가 기저대역 신호를 의미한다. P는 PA(230)에 의해 증폭되는 송신전력을 의미하며, fc는 믹서(220)의 반송 주파수를 의미한다. 아래에서, 수학식 3의 s(t)에 대한 주파수영역 표현식을 S(f)라 정의하며, 이때 f는 RF 주파수를 의미한다.
수학식 3과 같은 RF 신호(s(t))는 FIR 필터(240)를 통과하며, 통과된 RF 신호의 시간영역 표현식은 아래의 수학식 4와 같이 된다.
Figure pat00010
수학식 4에서 hfir(t)는 FIR 필터(240)에 대한 RF영역의 시간임펄스응답을 의미한다. hfir(t)에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답은 아래의 수학식 5와 같다.
Figure pat00011
수학식 5에서, di(i=0, 1, …, N-1)와 ai(i=0, 1, …, N-1)는 각각 FIR 필터(240)의 탭별 시간지연(time delay)과 경로감쇄(attenuation)을 의미한다. 그리고 l은 필터 탭의 인덱스를 의미한다. FIR 필터(240)의 출력인 z(t)에 대한 디지털(기저대역)영역 등가신호(z[m])는 수학식 5를 적용하면 아래의 수학식 6과 같이 된다.
Figure pat00012
수학식 6에서,
Figure pat00013
은 수학식 3에 의해
Figure pat00014
이 되며, M은 시간영역의 최대 샘플수를 의미한다.
상기 수학식 4 내지 수학식 6의 표현식을 이용하면, 자기송신간섭신호(y(t))에 대한 디지털(기저대역)영역 등가의 시간영역 표현식(y[m])은 아래의 수학식 7과 같이 된다.
Figure pat00015
수학식 7에서,
Figure pat00016
은 분배기(290)와 안테나(330)의 특성에 의해 생성되는 채널에 대한 기저대역(디지털영역) 등가 시간임펄스 응답을 의미한다. 그리고,
Figure pat00017
와
Figure pat00018
는 각각 분배기(290)와 안테나(330)의 특성에 의해 생성되는 채널에 대한 다중 경로 i별 경로감쇄(attenuation)와 시간지연(time delay)를 의한다. N'는 채널에 대한 총 다중 경로 수를 의미한다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 FIR 필터 튜닝 방법을 나타내는 플로우 차트이다. 본 발명의 제1 실시예에 따른 FIR 필터 튜닝 방법은 추정부(120)가 시간영역에서 데이터를 처리하여 FIR 필터(240)를 튜닝하는 방법이다.
먼저, 추정부(120)는 델타 시간 응답을 추정한다(S510). 제2 기저대역 변환부(260B)로부터 입력되는 v[m]은 상기 수학식 4 내지 7을 이용하면 아래의 수학식 8과 같이 표현된다.
Figure pat00019
수학식 8에서,
Figure pat00020
이 추정부(120)가 추정하고자 하는 델타 시간 응답이다.
Figure pat00021
은
Figure pat00022
이며 상기 수학식 5를 참조하면 아래의 수학식 9와 같이 표현된다.
Figure pat00023
는 무선 채널에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답을 의미하며,
Figure pat00024
는 상기 수학식 5와 동일하다.
Figure pat00025
상기 수학식 9에서,
Figure pat00026
는 i번째 감쇄기의 업데이트 감쇄정도를 의미한다. 상기 수학식 9에 대한 행렬 표현식을 구하면, 아래의 수학식 10과 같다.
Figure pat00027
상기 수학식 10에서,
Figure pat00028
는
Figure pat00029
의 토프리즈(Toeplitz) 행렬이며,
Figure pat00030
은 제1 기저대역 변환부(260B)로부터 추정부(120)로 입력되는 신호이다.
Figure pat00031
는 아래의 수학식 11과 같이 표현된다. 즉, 추정부(120)는 입력 받은
Figure pat00032
을 아래 수학식 11에 적용하여
Figure pat00033
를 계산할 수 있다.
Figure pat00034
상기 수학식 11에서, c는 non-causal element(즉, 샘플) 수를 의미한다.
상기 수학식 10에서,
Figure pat00035
은 FIR 필터(240)의 시간임펄스응답 특성을 업데이트 하기 위해, 현재의 기저대역 등가 시간임펄스응답에 더해지는 델타 시간 응답 벡터를 의미한다.
Figure pat00036
은 수학식 9에 대한 벡터 표현식으로서, 아래의 수학식 12와 같이 표현된다.
Figure pat00037
Figure pat00038
상기 수학식 12에서 T는 벡터의 트랜스포즈(transpose)를 의미한다. 상기 수학식 10에서,
Figure pat00039
에 대한 의사역행렬(pseudo-inverse matrix)을 취하면, 는 아래의 수학식 13과 같이 추정된다.
Figure pat00041
상기 수학식 13에서,
Figure pat00042
는
Figure pat00043
의 의사역행렬을 의미한다.
Figure pat00044
는 상기 수학식 11에서와 같이 이미 계산된 행렬이므로,
Figure pat00045
는 계산에 의해서 획득될 수 있다. 그리고 v는 v[m]의 행렬 표현식이고, 추정부(120)는 제2 기저대역 변환부(260B)로부터 v[m]을 입력 받으므로 v를 계산할 수 있다. 따라서, 추정부(120)는 추정하고자 하는 델타 시간 응답(
Figure pat00046
)는 상기 수학식 13을 통해 추정한다.
다음으로, 추정부(120)는 업데이트할 감쇄정도(
Figure pat00047
)를 계산한다(S520). 수학식 9의 델타 시간 응답 표현식으로부터 FIR 필터(240)의 업데이트 감쇄 정도(
Figure pat00048
)를 계산하기 위해, 상기 수학식 13의
Figure pat00049
아래의 수학식 14과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00050
상기 수학식 14에서, s는 아래의 수학식 15와 같이 표현된다.
Figure pat00051
Figure pat00052
상기 수학식 15와 같은 s에서, fc는 반송 주파수로서 이미 알고 있는 값이고 d0 ~ dN-1는 고정 지연의 값으로 미리 설정된 값이며, W는 대역폭으로서 이미 알고 있는 값이다. 따라서, s는 상기 수학식 15를 통해 계산하여 획득될 수 있다.
그리고 상기 수학식 14에서,
Figure pat00053
는 아래의 수학식 16과 같이 표현된다.
Figure pat00054
상기 수학식 14에서
Figure pat00055
는 S510단계에서 추정해서 구한 벡터이고, s도 상기 수학식 15에 의해 계산된 값으로서 이미 알고 있으므로,
Figure pat00056
는 아래의 수학식 17과 같이 구해진다.
Figure pat00057
마지막으로, 추정부(120)는
Figure pat00058
를 이용하여 FIR 필터(240)의 감쇄 정도를 튜닝한다(S530). 상기 수학식 17과 같이 구한
Figure pat00059
를 이용하여, 추정부(120)는 업데이트할 감쇄 정도(a(u+1))를 아래의 수학식 18과 같이 결정한다.
Figure pat00060
상기 수학식 18에서, a(u)는 현재의 감쇄 정도의 벡터를 의미하며 초기 값으로서는 임의의 값이 설정될 수 있다. 그리고 a(u+1)은 최종 업데이트할 감쇄 정도의 벡터를 의미한다.
FIR 필터(240)는 수학식 18와 같이 결정된 업데이트할 감쇄 정도((a(u+1))를 FIR 필터(240)의 감쇄기에 적용한다. 이를 통해, 본 발명의 실시예에 따른 추정부(120)는 자기간섭신호를 최소화 시킬 수 수 있다.
이와 같은 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 선형 성분뿐만 아니라 비선형성분을 포함하고 있는 FIR 필터(240)의 입력신호를 시간영역에서 처리하고 추정하고, 이를 이용하여 FIR 필터(240)의 감쇄 정도를 설정함으로써, 높은 SIC 이득을 얻을 수 있다.
도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 FIR 필터 튜닝 방법을 나타내는 플로우 차트이다. 본 발명의 제2 실시예에 따른 FIR 필터 튜닝 방법은 추정부(120)가 주파수영역에서 데이터를 처리하여 FIR 필터(240)를 튜닝하는 방법이다.
먼저, 추정부(120)는 델타 주파수 응답을 추정한다(S610). 델타 주파수 응답을 추정하기 위해, 추정부(120)는 제2 기저대역 변환부(260B)로부터 입력되는 v[m]에 대해서 FFT((Fast Fourier Transform)를 수행한다. 이를 통해, 추정부(120)는 v[m]에 대한 주파수 표현식인 V[k]를 획득한다. V[k]에 대한 표현식은 아래의 수학식 19와 같이 표현된다.
Figure pat00061
수학식 19에서, k는 부반송파 인덱스를 의미하고, F는 FFT의 크기를 의미한다. 그리고 S(k)는 제1 기저대역 변환부(260A)로부터 출력되는
Figure pat00062
에 대해서 FFT를 수행한 값이다. 즉, S(k)는 FIR 필터(240)의 입력 신호(s(t))에 대한 기저대역 정보를 FFT 수행하여 얻은 값이다. 추정부(120)는 제1 기저대역 변환부(260A)로부터 출력되는
Figure pat00063
에 대해서 FFT를 수행하여 S(k)를 획득할 수 있다. 한편,
Figure pat00064
는
Figure pat00065
로서 추정하고자 하는 델타 주파수 응답을 의미한다.
상기 수학식 19에 대해서 아래의 수학식 20과 같이 S(k)에 관한 디패터닝(de-patterning)을 수행한다. 즉, 상기 수학식 19를 S(k)로 나눈다.
Figure pat00066
상기에서 설명한 바와 같이, 추정부(120)는 V(k)와 S(k)를 계산하여 획득하였으므로 상기 수학식 20을 이용하여 델타 시간 응답(
Figure pat00067
)를 계산하여 추정할 수 있다.
한편, 상기 수학식 20에서
Figure pat00068
는 아래의 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00069
상기 수학식 15에서,
Figure pat00070
는 q번째 감쇄기의 업데이트 감쇄정도를 의미하며, fs는 기저대역 샘플링율(sampling rate)을 의미한다.
다음으로, 본 발명의 실시예에 따른 추정부(120)는 업데이트할 감쇄정도(
Figure pat00071
)를 계산한다(S620). 수학식 21의 주파수 델타 응답 표현식으로부터 FIR 필터(240)의 업데이트 감쇄 정도(
Figure pat00072
)를 계산하기 위해, 상기 수학식 21은 아래의 수학식 22와 같이 행렬 표현식으로 표현될 수 있다.
Figure pat00073
또는
Figure pat00074
상기 수학식 22에서, fs는 기저대역 샘플링율로서 이미 알고 있는 값이고, F는 FFT의 크기로서 이미 알고 있는 값이며, d0 ~ dN-1는 고정 지연의 값으로 미리 설정된 값이다. 따라서, 행렬 F는 계산하여 구할 수 있는 값이다.
상기 수학식 12에서, F에 대해 역행렬 또는 의사역행렬을 수행하면,
Figure pat00075
는 아래의 수학식 13과 같이 표현된다.
Figure pat00076
수학식 23에서,
Figure pat00077
는 N=F인 경우에는 F의 역행렬 또는 의사역행렬이며, N<F인 경우에는 F의 역행렬을 의미한다.
Figure pat00078
는 S610 단계에서 이미 추정해서 구한 벡터이고, F도 상기 수학식 22에서와 같이 계산된 값으로서 이미 알고 있으므로,
Figure pat00079
는 상기 수학식 23를 통해 계산된다.
마지막으로, 본 발명의 실시예에 따른 추정부(120)는
Figure pat00080
를 이용하여 FIR 필터(240)의 감쇄 정도를 튜닝한다(S630). 상기 수학식 23과 같이 구한
Figure pat00081
를 이용하여, 추정부(120)는 업데이트할 감쇄 정도(a(u+1))를 아래의 수학식 24와 같이 결정한다.
Figure pat00082
상기 수학식 24에서, a(u)는 현재의 감쇄 정도의 벡터를 의미하며 초기 값으로서는 임의의 값이 설정될 수 있다. 그리고 a(u+1)은 최종 업데이트할 감쇄 정도의 벡터를 의미한다.
FIR 필터(240)는 수학식 24와 같이 결정된 업데이트할 감쇄 정도((a(u+1))를 FIR 필터(240)의 감쇄기에 적용한다. 이를 통해, 본 발명의 실시예에 따른 추정부(120)는 자기간섭신호를 최소화 시키길 수 있다.
이와 같은 본 발명의 제2 실시예에 따르면, 선형 성분뿐만 아니라 비선형성분을 포함하고 있는 FIR 필터(240)의 입력신호를 주파수영역에서 처리하고 추정하고, 이를 이용하여 FIR 필터(240)의 감쇄 정도를 설정함으로써, 높은 SIC 이득을 얻을 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (20)

  1. 송신 신호를 입력 받아 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기에서, 상기 FIR 필터를 튜닝하는 방법으로서,
    상기 FIR 필터의 입력 신호를 기저대역 등가 신호인 제1 신호로 변환하는 단계,
    상기 자기송신간섭신호에서 상기 FIR 필터의 출력 신호를 뺀 신호를 기저대역 등가 신호인 제2 신호로 변환하는 단계,
    상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 이용하여, 상기 FIR 필터의 감쇄 정도를 계산하는 단계, 그리고
    상기 감쇄 정도를 상기 FIR 필터에 적용하는 단계를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 이용하여, 델타 시간 응답을 추정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 감쇄 정도를 계산하는 단계는, 상기 델타 시간 응답을 이용하여, 상기 감쇄 정도를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 델타 시간 응답은 무선 채널에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답에서 상기 FIR 필터에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답을 뺀 값에 대응하는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 신호를 FFT(Fast Fourier Transform) 수행하여 제3 신호를 획득하는 단계, 그리고
    상기 제2 신호를 FFT 수행하여 제4 신호를 획득하는 단계를 더 포함하며,
    상기 감쇄 정도를 계산하는 단계는 상기 제3 신호 및 상기 제4 신호를 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제3 신호 및 상기 제4 신호를 이용하여, 델타 주파수 응답을 추정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 감쇄 정도를 계산하는 단계는, 상기 델타 주파수 응답을 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 델타 주파수 응답은 무선 채널의 주파수 응답에서 상기 FIR 필터의 주파수 응답을 뺀 값에 대응하는 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 FIR 필터의 입력 신호는 선형 성분과 비선형 성분을 포함하는 방법.
  10. 송신 신호를 생성하여 전송하는 송신기,
    상기 송신 신호를 입력 받아 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터,
    상기 자기송신간섭신호에서 상기 FIR 필터의 입력 신호를 뺀 신호인 제1 신호를 기저대역 신호인 제2 신호로 변환하며, 상기 FIR 필터의 입력 신호를 기저대역 신호인 제3 신호로 변환하는 수신기, 그리고
    상기 제2 신호 및 상기 제3 신호를 이용하여, 상기 FIR 필터의 감쇄 정도를 설정하는 추정부를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 수신기는,
    상기 제1 신호를 상기 제2 신호로 변환하는 제1 기저대역 변환부, 그리고
    상기 FIR 필터의 입력 신호를 상기 제3 신호로 변환하는 제2 기저대역 변환부를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제1 기저대역 변환부는, 상기 제1 신호를 입력 받아 전력 레벨을 조절하는 가변 게인 제어부, 상기 가변 게인 제어부의 출력 신호에 반송 주파수를 곱하여 기저대역 신호로 변환하는 제1 믹서, 그리고 상기 제1 믹서의 출력 신호를 디지털 신호로 변환하는 제1 아날로그디지털 변환기를 포함하며,
    상기 제2 기저대역 변환부는, 상기 제1 신호를 입력 받아 증폭하는 저잡음 증폭기, 상기 저잡음 증폭기의 출력 신호에 상기 반송 주파수를 곱하여 기저대역 신호로 변환하는 제2 믹서, 그리고 상기 제2 믹서의 출력 신호를 디지털 신호로 변환하는 제2 아날로그디지털 변환기를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 제1 신호와 상기 FIR 필터의 입력 신호는 셔플링(shuffling)되어 상기 제1 기저대역 변환부와 상기 제2 기저대역 변환부로 각각 입력되는 동일대역 전이중 송수신기.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 추정부는, 상기 제2 신호 및 상기 제3 신호를 이용하여 델타 시간 응답을 추정하며, 상기 델타 시간 응답을 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산하는 동일대역 전이중 송수신기.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 추정부는, 상기 제2 신호를 FFT(Fast Fourier Transform) 수행하여 제4 신호를 획득하고 상기 제3 신호를 FFT 수행하여 제5 신호를 획득하며, 상기 제4 신호 및 상기 제5 신호를 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산하는 동일대역 전이중 송수신기.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 추정부는, 상기 제4 신호 및 상기 제5 신호를 이용하여 델타 주파수 응답을 추정하며 상기 델타 주파수 응답을 이용하여 상기 감쇄 정도를 계산하는 동일대역 전이중 송수신기.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 델타 시간 응답은 무선 채널에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답에서 상기 FIR 필터에 대한 기저대역 등가 시간임펄스응답을 뺀 값에 대응하는 동일대역 전이중 송수신기.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 델타 주파수 응답은 무선 채널의 주파수 응답에서 상기 FIR 필터의 주파수 응답을 뺀 값에 대응하는 동일대역 전이중 송수신기.
  19. 송신 신호를 생성하여 전송하는 송신기, 수신 신호를 기저대역 신호로 변환하는 수신기, 그리고 상기 송신 신호를 입력 받아 자기송신간섭신호를 제거하는 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기에서, 상기 FIR 필터를 튜닝하는 방법으로서,
    상기 FIR 필터의 입력 신호를 기저대역 신호인 제1 신호로 변환하는 단계,
    상기 자기송신간섭신호에서 상기 FIR 필터의 출력 신호를 뺀 신호를 기저대역 신호인 제2 신호로 변환하는 단계,
    상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 이용하여, 델타 응답을 추정하는 단계,
    상기 델타 응답을 이용하여, 상기 FIR 필터의 감쇄 정도를 계산하는 단계, 그리고
    상기 감쇄 정도를 상기 FIR 필터에 적용하는 단계를 포함하는 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 델타 응답은 델타 시간 응답 또는 델타 주파수 응답인 방법.
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KR20100101172A (ko) * 2008-01-15 2010-09-16 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전치 보상기

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080066608A (ko) * 2007-01-12 2008-07-16 산요덴키가부시키가이샤 필터 계수 설정 장치 및 에코 방지 장치
KR20100101172A (ko) * 2008-01-15 2010-09-16 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전치 보상기

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