KR20160134277A - 충전기용 pwm 공진 컨버터 - Google Patents

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손철기
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김화수
도현준
송인섭
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박수준
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Abstract

본 발명은 PWM 공진 컨버터에 관한 것으로, 특히 2차 측 다이오드의 내압을 감소시키고, 부하에 관계없이 영 전압스위칭을 용이하게 하는 PWM(Pulse Width Modulation) 공진 컨버터에 관한 것이다.
이에 따른 본 발명은, 충전기용 PWM 공진 컨버터로, 복수의 스위칭 소자, 1차 측 인덕터 및 1차 측 커패시터를 포함하며, 상기 충전기에서 출력되는 전원을 인가받아 스위칭 동작을 통해 펄스 폭 변조 파형을 출력시키는 스위칭부; 상기 스위칭부의 출력 전압을 승압 또는 감압시켜 2차 측으로 출력하는 변압기; 및 상기 변압기의 출력 전압을 인가받아 직류 전압으로 정류하여 배터리로 출력하는 정류부를 포함하되, 상기 스위칭부는, 기 설정된 이득에서 상기 2차 측 등가 회로의 공진 커패시터의 최대 전압이 상기 배터리의 전압보다 낮은 조건을 만족시키도록 설계되는 것을 특징으로 하는 PWM 공진 컨버터에 관한 것이다.

Description

충전기용 PWM 공진 컨버터{Pulse Width Modulation Resonance Converter}
본 발명은 PWM 공진 컨버터에 관한 것으로, 특히 2차 측 다이오드의 내압을 감소시키고, 부하에 관계없이 영 전압 스위칭을 용이하게 하는 PWM(Pulse Width Modulation) 공진 컨버터에 관한 것이다.
최근 전기 자동차(Electric Vehicles; x_EV)용 탑재형 충전기는 자동차의 연비와 직결되는 중요한 부품으로서 고 효율화의 요구가 증가하고 있다. 탑재형 충전기는 상용 전원을 입력으로 사용하므로, 90Vrms~265Vrms의 입력 전압 범위에서의 사용 및 역률 개선이 가능해야 한다. 또한, EV 충전기는 배터리 사양에 따라 250V~450V까지 넓은 범위의 충전 전압에 대한 대응이 가능해야 한다. 배터리를 충전하는 범위에서 x_EV의 고전압 배터리와 마찬가지로 저전압을 사용하는 중장비 등의 배터리 또한 별도의 충전기를 포함하여야 한다.
한편, 포크리프트(Forklift) 용 급속 충전기는 배터리의 사양이 42~60V 수준이며, 그에 따라 기존 EV 충전기에 비해 배터리 충전 전류가 크다. 따라서, 저전압용 급속 충전기에서는 큰 충전 전류를 감당할 수 있는 회로 토폴로지가 필수적으로 구비되어야 한다.
포크리프트 용 급속 충전기도 EV 충전기와 동등한 요구조건을 만족시키기 위해, 역률 개선 기능을 담당하는 PFC(Power Factor Correction; 역률 보상 회로) 단과 DC/DC 단의 2단 구성을 갖는 것이 일반적이다. 이 중에서 DC/DC 단은 절연을 위해 절연형 컨버터를 사용하고, 이는 충전기의 효율에 많은 영향을 미친다.
현재, 상용화된 충전기는 도 1에 도시된 위상천이 풀 브리지(Phase-Shifted Full-Bridge; PSFB) 방식의 DC-DC 컨버터를 주로 사용한다. 위상천이 풀 브리지 컨버터는, 경부하에서의 소프트 스위칭이 어렵고 2차 측의 정류단에 과도한 내압이 인가되어 도통 손실이 커 비교적 큰 내압을 가지며, 도통 손실이 작은 소자를 사용할 수밖에 없다. 또한, 위상천이 풀 브리지 컨버터에서는 전압서지 저감을 위한 스너버 회로가 필수적이다. 이로 인해, 위상천이 풀 브리지 컨버터를 사용하는 충전기는, 최대 부하에서의 효율이 92%를 넘지 못한다는 단점을 갖는다.
종래에는 도 2 및 도 3에 도시된 바와 같이 LLC 컨버터 및 다이오드 클램프 직렬 공진 컨버터(DC-SRC) 등을 이용하는 경우도 있었으나, LLC 컨버터의 경우 주파수가 가변적이며 출력 전압의 대응 범위가 좁고, 다이오드 클램프 직렬 공진 컨버터의 경우도 주파수가 가변적이라는 단점이 존재한다.
본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 2차 측 다이오드의 내압을 감소시키고, 부하에 관계없이 영 전압 스위칭을 용이하게 하는 PWM(Pulse Width Modulation) 공진 컨버터를 제공한다.
상술한 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터는, 복수의 스위칭 소자, 1차 측 인덕터 및 1차 측 커패시터를 포함하며, 상기 충전기에서 출력되는 전원을 인가받아 스위칭 동작을 통해 펄스 폭 변조 파형을 출력시키는 스위칭부; 상기 스위칭부의 출력 전압을 승압 또는 감압시켜 2차 측으로 출력하는 변압기; 및 상기 변압기의 출력 전압을 인가받아 직류 전압으로 정류하여 배터리로 출력하는 정류부를 포함하되, 상기 스위칭부는, 기 설정된 이득에서 상기 2차 측 등가 회로의 공진 커패시터의 최대 전압이 상기 배터리의 전압보다 낮은 조건을 만족시키도록 설계되는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른PWM 공진 컨버터는, 1차 측 스위치의 영 전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVS)이 가능하고, 2차 측 정류기의 내압이 작으면서, 기생 공진 제거를 위한 스너버 회로가 필요하지 않은 효과를 갖는다.
또한, 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터는, 가청 주파수 소음이 없는 PWM 방식을 이용하면서 넓은 출력 전압에 대응할 수 있는 효과를 갖는다.
도 1은 위상천이 풀 브리지 컨버터의 회로도이다.
도 2는 LLC 컨버터의 회로도이다.
도 3은 다이오드 클램프 직렬 공진 컨버터의 회로도이다.
도 4는 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 기능 블록도이다.
도 5는 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 회로도이다.
도 6은 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 타이밍도이다.
도 7 내지 도 9는 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 10은 스위칭 소자의 영전압 스위칭 시 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 11은 일 실시 예에서 공진 주파수에 따른 Vcr0와 DTs+TM2를 나타낸 그래프이다.
도 12는 일 실시 예에서 공진 커패시터의 커패시턴스에 따른 이득을 나타낸 그래프이다.
도 13은 일 실시 예에서 최대 부하와 시비율에 따른 Vcr0와 DTs+TM2 및 Vbatt를 나타낸 그래프이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 설명한다. 본 명세서에서는 본 발명의 특정 실시 예들이 도면에 예시되고 관련된 상세한 설명이 기재되어 있으나, 본 발명의 사상이 변경되지 않는 범위 내에서 본 발명의 다양한 변형이 가능하다. 따라서, 본 명세서는 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경 또는 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
본 명세서에서 사용되는 "포함한다," "포함할 수 있다." 등의 표현은 개시된 해당 기능, 동작, 구성요소 등의 존재를 가리키며, 추가적인 하나 이상의 기능, 동작, 구성요소 등을 제한하지 않는다. 또한, 본 명세서에서, "포함하다." 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다. 　
또한, 본 명세서에서 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예를 상세히 설명한다.
도 4는 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 기능 블록도이고, 도 5는 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 회로도이며, 도 6은 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 타이밍도이다. 이하에서는, 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 구성을 살펴본다.
도 4를 참조하면, 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터(100)는 스위칭부(110), 변압기(120) 및 정류부(130)를 포함한다.
스위칭부(110)의 입력측은 충전기의 출력단에 연결되며, 출력측은 변압기(120)에 연결된다. 스위칭부(110)는, 도 5에 도시된 바와 같이, 4개의 스위칭 소자(M1, M2, M3, M4)로 구성되어, 충전기에 출력되는 직류 전원을 인가받아 스위칭 동작을 통하여 펄스 폭 변조 파형을 출력시킨다. 4개의 스위칭 소자 중 M1 및 M3는 직렬로 연결되고, M2 및 M4는 직렬로 연결된다. M1, M3와 M2, M4는 병렬로 연결된다.
본 발명에서는 스위칭부(110)를 구성하는 스위칭 소자의 수를 4개로 설명하고 있으나, 이에 한정되지 않고 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 다양한 변형이 가능하며, 스위칭 소자의 종류 역시 다양하게 사용될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시 예에서, 스위칭부(110)는 1차 측 인덕터 및 1차 측 커패시터를 포함하여 구성된다. 1차 측 인덕터 및 1차 측 커패시터는 직렬로 연결된다. 또한, 1차 측 인덕터 및 1차 측 커패시터는 각각의 스위칭 소자와 병렬로 연결된다.
스위칭부(110)의 출력 전압은 변압기(120)에 인가되어, 변압기의 전압전달 비율에 따라 승압된다.
승압된 전압은 정류부(130)에 인가되고, 정류부(130)는 인가받은 전압을 복수의 다이오드를 통해 정류시킨 후, DC 전압으로 출력한다.
도 6은 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 타이밍도이다.
도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터(100)에서 4개의 스위칭 소자 M1 내지 M4는 도 6에 도시된 바와 같이 시간에 따라 온/오프 상태로 제어된다. 구체적으로, 모드 1에서는 M1과 M3가 온 상태로, M2와 M4가 오프 상태로 제어된다. 모드 2에서는 M2와 M3가 온 상태로, M1과 M4가 오프 상태로 제어되고, 모드 3에서는 M2와 M4가 온 상태로, M1과 M3가 오프 상태로 제어된다. 각각의 모드에 대하여 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
모드 1에서는 M1과 M3가 온 상태로, M2와 M4가 오프 상태로 제어된다. 그에 따라 M1의 양단 전압이 영 전압에 근접하여 영 전압 스위칭을 할 수 있는 조건이 형성된다(601). 모드 1에서, 즉, 영 전압 조건에서 M1은 외부의 PWM 제어 신호에 따라 온 상태로 제어된다.
모드 1에서는 인덕터 Lr1에 전압이 걸려있기 때문에 1차 측 인덕터 Lr1에 흐르는 전류 ILr 및 변압 인덕터 Lp에 흐르는 전류 Ip는 시간에 따라 증가하게 되고, 1차 측 커패시터 Cr1은 1차 측 인덕터 Lr1을 통해 공급되는 전류 ILr에 따라 충전 전압이 증가한다.
모드 2에서는 M2와 M3가 온 상태로, M1과 M4가 오프 상태로 제어된다. 그에 따라 M2의 양단 전압이 영 전압에 근접하여 영 전압 스위칭을 할 수 있는 조건이 형성된다(603). 모드 2에서, 즉, 영 전압 조건에서 M2는 외부의 PWM 제어 신호에 따라 온 상태로 제어된다.
모드 2에서는 1차 측 커패시터 Cr1의 충전 전압으로 인해 M2에 역방향 전류가 흐르게 된다. 변압 인덕터Lp에 흐르는 전류 Ip는 1차 측 커패시터 Cr1과의 공진에 의해 점차 감소하게 된다.
모드 3에서는 M2와 M4가 온 상태로, M1과 M3이 오프 상태로 제어된다. 모드 3에서도 변압 인덕터Lp에 지속적으로 전류가 흐르는데, 단지 모드 3에서는 변압 인덕터Lp에 흐르는 전류 Ip의 방향이 모드 2에서와 반대 방향으로 바뀐다.
상기한 바에 따르면, 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터(100)는 M1 및 M3가 자화 전류에 의한 영 전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVS)이 가능하고(601), M2 및 M4는 공진 전류에 의한 영 전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVS)이 가능한 특성을 갖는다(603).
또한, 상기한 바에 따르면, 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터(100)는 정류부의 다이오드 D1 및 D2가 영 전압/영 전류 스위칭(Zero Voltage/Zero Current Switching; ZVZCS)이 가능한 특성을 갖는다(605).
도 7 내지 도 9는 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 설계를 위한 등가 회로를 나타낸 도면이다. 도 7은 도 6의 모드 1에 대한 등가 회로를, 도 8은 도 6의 모드 2에 대한 등가 회로, 도 9는 도 6의 모드 3에 대한 등가 회로를 나타낸다.
도 7 내지 도 9의 등가 회로에서 공진 인덕터의 인덕턴스 Lr과 공진 커패시터의 커패시턴스 Cr은 다음의 수학식 1과 같다.
Figure pat00001
도 7 내지 도 9의 등가 회로를 기초로 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 이득을 다음과 같이 해석할 수 있다.
먼저, 모드 1 구간 동안 입력 전류 ILr은 다음의 수학식 2와 같이 표현된다.
Figure pat00002
여기서, ILr(t)는 공진 인덕터에 흐르는 전류, Cr은 공진 커패시터의 커패시턴스, Lr은 공진 인덕터의 인덕턴스, Vin은 입력 전압, n은 PWM 공진 컨버터의 권선비, Vcr0는 공진 커패시터에 걸리는 최대 공진 전압, Vbatt는 배터리 전압, t는 시간을 의미한다.
공진 커패시터에 걸리는 최대 공진 전압 Vcr0는 다음의 수학식 3과 같다.
Figure pat00003
여기서, Ts는 전체 스위칭 소자에 대한 스위칭 주기, D는 시비율(Duty Ratio)이다. 시비율은 스위칭 주기에 대한 임의의 스위칭 소자의 온 주기 비율을 의미한다. 수학식 3에서 시비율은 모드 1에서의 시비율을 의미하므로, 시비율은 M1의 온 주기를 기초로 결정된다.
상기 수학식 2를 이용하여, 입력 전력을 계산하면 다음의 수학식 4와 같다.
Figure pat00004
여기서,
Figure pat00005
,
Figure pat00006
이다.
수학식 4로부터 다음의 수학식 5와 같이 이득
Figure pat00007
을 도출할 수 있다.
Figure pat00008
이하에서는, 상기와 같은 특성을 갖는 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터의 설계 방법을 구체적으로 설명한다.
본 발명에서는 원하는 이득을 얻으면서 공진 커패시터의 최대 공진 전압이 배터리 전압보다 낮게 설계되는 것을 목표로 한다.
이를 위하여, 본 발명은 먼저 PWM 공진 컨버터의 권선비 n 및 시비율 D의 최대값을 선택한다. 이때, 권선비 n은 배터리 전압의 최대값 보다 PWM 공진 컨버터의 2차 측 전압이 높도록 선택된다. 이를 수학식으로 나타내면, 다음의 수학식 6과 같다.
Figure pat00009
또한, 시비율 D의 최대값은 모드 2의 시간이 충분히 확보될 수 있도록 선택된다.
다음으로, 본 발명은 공진 주파수를 선택한다. 공진 주파수는 2차 측의 환원된 공진 커패시터의 최대 공진 전압 및 모드 2의 시간을 기초로 선택될 수 있다.
공진 커패시터의 최대 공진 전압은 다음의 수학식 7과 같다.
Figure pat00010
또한, 모드 2의 시간은 다음의 수학식 8과 같다.
Figure pat00011
여기서, a는 다음의 수학식 9와 같고, b는 다음의 수학식 10과 같다.
Figure pat00012
Figure pat00013
이때, Vcr0가 Vbatt보다 크면, 이중 공진이 발생하므로, 공진 주파수는 Vcr0<Vbatt의 조건을 만족하도록 선택된다. 또한, 정류부와 스위칭 소자가 소프트 스위칭 특성을 갖도록 하기 위해, 공진 주파수는 DmaxTs+Tmode2<Ts/2의 조건을 만족하도록 선택된다.
다음으로, 본 발명은 공진 커패시터의 커패시턴스 Cr과 공진 인덕터의 인덕턴스 Lr을 선택한다. 커패시턴스와 인덕턴스는 PWM 공진 컨버터의 이득을 기초로 선택된다. 여기서, 이득은 다음의 수학식 11과 같다.
Figure pat00014
여기서,
Figure pat00015
,
Figure pat00016
이다.
상기한 수학식 11을 참조하면, PWM 공진 컨버터의 설정된 이득에 따라, 공진 커패시터의 커패시턴스 Cr과 공진 인덕터의 인덕턴스 Lr을 선택할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시 예에서, PWM 공진 컨버터는 소프트 스위칭을 위한 자화 인덕턴스 값을 갖도록 설계될 수 있다. 본 발명에서는 시비율 D가 0.22 이상으로 설정되는 경우에 대하여 완전한 영 전압 스위칭이 가능하도록 자화 인덕턴스를 250uH로 설계한다.
이를 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
도 10은 스위칭 소자의 영전압 스위칭 시 등가 회로를 나타낸 도면이다. 도 10의 (a)는 스위칭 소자 M2 및 M4의 영전압 스위칭 시 등가 회로를 나타낸 도면이고, 도 10의 (b)는 스위칭 소자 M1 및 M3의 영전압 스위칭 시 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 10의 등가 회로를 참조하면, 스위칭 소자 M2 및 M4는 공진 전류 첨두치를 이용하여 영전압 스위칭을 하며, 스위칭 소자 M1 및 M3는 자화 전류를 이용하여 영전압 스위칭을 수행함을 알 수 있다.
따라서, 본 발명은 PWM 공진 컨버터가 소프트 스위칭 특성을 갖도록 하기 위해, 자화 인덕턱스 Lm을 다음의 수학식 12에 따라 설정한다.
Figure pat00017
여기서, Tdead는 소프트 스위칭 시간, Ts는 전체 스위칭 소자에 대한 스위칭 주기, D는 시비율이다.
이하에서는, 상기한 본 발명의 실시 예에 따라 PWM 공진 컨버터를 설계하는 일 예를 설명하도록 한다.
일 실시 예에서, Vin은 400V이고, Vbatt는 60V일 때, 상기한 수학식 6에 따르면 n은 6.67보다 작아야 한다. 이하의 실시 예에서 n은 6으로 선택된 경우를 가정한다.
이후에 본 발명은 공진 커패시터의 최대 공진 전압 및 모드 2의 시간을 기초로 공진 주파수를 선택한다. 스위칭 주파수를 50KHz로 설정한 경우, DTs+TM2는 10us보다 작아야 하고, Vcr0는 Vbatt,max 보다 충분히 작아야 한다. 수학식 7 내지 수학식 10에 따라, Vin은 400V이고, Vbatt는 60V일 때, 공진 주파수에 따른 Vcr0와 DTs+TM2를 나타내면 도 11의 그래프와 같다. 도 11을 참조할 때, 이하에서는 공진 주파수를 310rd/sec로 선택한다.
이후에 본 발명은 공진 커패시터의 커패시턴스 Cr과 공진 인덕터의 인덕턴스 Lr을 선택한다. 도 12는 Vin은 400V이고, Vbatt는 60V일 때, 공진 커패시터의 커패시턴스에 따른 이득을 나타낸 그래프이다. 도 12를 참조하면, Vin은 400V이고, Vbatt는 60V일 때, 설계 최대 이득 Vbatt ,max/ Vin은 60V/400V=0.15이므로, 마진을 고려하여 이하에서는 이득을 0.153으로 선택한다. 이에 따라 수학식 11을 참조하면, 커패시턴스 Cr은 18uF, 인덕턴스 Lr은 0.58uH로 선택된다. 상기 값은 2차 측의 등가 회로 값이므로, 이를 1차 측 값으로 환원하면, 1차 측 커패시터 Cr1은 500nF, 1차 측 공진 인덕터 Lr1은 20.9uF으로 선택된다.
상기한 설계 값들을 이용하여 설계를 검증하기 위해 최대 부하와 시비율에 따른 Vcr0와 DTs+TM2 및 Vbatt를 그래프로 나타내면 도 13과 같다. 도 13을 참조하면, 상기한 설계 값들을 이용한 PWM 공진 컨버터는 모든 배터리 전압 범위(40~60V)에서 Vcr0<Vbatt의 조건 및 DTs+TM2<Ts/2의 조건(=10us@fs=50kHz)을 만족시킨다.
본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터는 1차 측 스위치의 영 전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVS)이 가능하고, 2차 측 정류기의 내압이 작으면서, 기생 공진 제거를 위한 스너버 회로가 필요하지 않은 효과를 가짐을 알 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 PWM 공진 컨버터는, 가청 주파수 소음이 없는 PWM 방식을 이용하면서 넓은 출력 전압에 대응할 수 있는 효과를 가짐을 알 수 있다.
본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 그리고 본 명세서와 도면에 개시된 실시 예들은 본 발명의 내용을 쉽게 설명하고, 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 따라서 본 발명의 범위는 여기에 개시된 실시 예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상을 바탕으로 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
100: PWM 공진 컨버터 110: 스위칭부
120: 변압기 130: 정류부

Claims (7)

  1. 충전기용 PWM 공진 컨버터로,
    복수의 스위칭 소자, 1차 측 인덕터 및 1차 측 커패시터를 포함하며, 상기 충전기에서 출력되는 전원을 인가받아 스위칭 동작을 통해 펄스 폭 변조 파형을 출력시키는 스위칭부;
    상기 스위칭부의 출력 전압을 승압 또는 감압시켜 2차 측으로 출력하는 변압기; 및
    상기 변압기의 출력 전압을 인가받아 직류 전압으로 정류하여 배터리로 출력하는 정류부를 포함하되,
    상기 스위칭부는,
    기 설정된 이득에서 상기 2차 측 등가 회로의 공진 커패시터의 최대 전압이 상기 배터리의 전압보다 낮은 조건을 만족시키도록 설계되는 것을 특징으로 하는 PWM 공진 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 1차 측 인덕터 및 상기 1차 측 커패시터는,
    서로 직렬로 연결되고, 상기 복수의 스위칭 소자와 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 PWM 공진 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 스위칭부는,
    제1 스위칭 소자 및 제3 스위칭 소자를 포함하는 상단 스위칭부; 및
    제2 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자를 포함하는 하단 스위칭부를 포함하되,
    상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자는 직렬로 연결되고, 상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자는 직렬로 연결되며,
    상기 1차 측 인덕터 및 상기 1차 측 커패시터는,
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자와 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 PWM 공진 컨버터.
  4. 제3항에 있어서, 상기 2차 측 등가 회로의 공진 주파수는,
    상기 배터리의 전압, 상기 공진 커패시터의 최대 공진 전압 및 모드 2의 시간을 기초로 결정되되,
    상기 모드 2는,
    상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자가 온으로 제어되는 모드인 것을 특징으로 하는 PWM 공진 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 2차 측 등가 회로의 공진 주파수는,
    상기 배터리의 전압이 상기 공진 커패시터의 최대 공진 전압보다 작은 조건을 만족하도록 결정되는 것을 특징으로 하는 PWM 공진 컨버터.
  6. 제4항에 있어서, 상기 2차 측 등가 회로의 공진 주파수는,
    상기 모드 2의 시간과 모드 1의 시간의 합이, 상기 스위칭부의 스위칭 주기의 1/2보다 작도록 선택되되,
    상기 모드 1은,
    상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자가 온으로 제어되는 모드인 것을 특징으로 하는 PWM 공진 컨버터
  7. 제4항에 있어서, 상기 2차 측 등가 회로의 공진 커패시터의 커패시턴스 및 상기 2차 측 등가 회로의 공진 인덕터의 인덕턴스는,
    기 설정된 상기 PWM 공진 컨버터의 이득, 상기 권선비, 상기 공진 주파수 중 적어도 하나를 기초로 선택되는 것을 특징으로 하는 PWM 공진 컨버터.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO2021251583A1 (ko) * 2020-06-08 2021-12-16 서울과학기술대학교 산학협력단 저압 및 고압 일체용 충전 장치

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