KR20160098987A - 모노폴 안테나 - Google Patents

모노폴 안테나 Download PDF

Info

Publication number
KR20160098987A
KR20160098987A KR1020160015897A KR20160015897A KR20160098987A KR 20160098987 A KR20160098987 A KR 20160098987A KR 1020160015897 A KR1020160015897 A KR 1020160015897A KR 20160015897 A KR20160015897 A KR 20160015897A KR 20160098987 A KR20160098987 A KR 20160098987A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
quasi
antenna
strip
moebius
bridge
Prior art date
Application number
KR1020160015897A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101729036B1 (ko
Inventor
김미정
Original Assignee
김미정
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 김미정 filed Critical 김미정
Priority to KR1020160015897A priority Critical patent/KR101729036B1/ko
Publication of KR20160098987A publication Critical patent/KR20160098987A/ko
Priority to PCT/KR2017/001564 priority patent/WO2017138800A1/ko
Priority to US16/076,972 priority patent/US10283856B2/en
Priority to JP2018543379A priority patent/JP6583901B2/ja
Priority to EP17750492.5A priority patent/EP3416241A4/en
Application granted granted Critical
Publication of KR101729036B1 publication Critical patent/KR101729036B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/40—Element having extended radiating surface
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/01—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the shape of the antenna or antenna system
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
    • H01Q9/26—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole with folded element or elements, the folded parts being spaced apart a small fraction of operating wavelength
    • H01Q9/27—Spiral antennas

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Abstract

모노폴 안테나에 관한 것으로, 유전체 기판 전면 중앙에 배치되고 뫼비우스 스트립을 적어도 1회 이상 원주를 따라 자른 구조로 형성되는 복수의 루프를 포함하는 방사체, 각 루프의 일단을 순차적으로 연결하는 제1 브릿지 및 최내측 루프와 최외측 루프의 일단에 각각 형성된 비아 홀을 연결하는 제2 브릿지를 포함하는 구성을 마련하여, 준-뫼비우스 스트립과 비아 홀 구조를 응용한 UWB 안테나를 소형화할 수 있다는 효과가 얻어진다.

Description

모노폴 안테나{MONOPOLE ANTENNA}
본 발명은 모노폴 안테나에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 무선통신 시스템에 적용되는 모노폴 안테나에 관한 것이다.
무선이동통신이 급속도로 발전하면서, 4G/5G 이동통신 단말기, 무선제어 시스템, 사물통신 및 사물인터넷, 만물통신과 무선센서네트워크 등 다양한 무선통신 시스템은 더욱 경량이고, 간단한 구조이면서, 집적화하기 쉬운 구조로 소형화된 소자들을 요구하고 있다.
이에 따라, 회로의 물리적 크기를 줄이기 위한 여러 가지 방법들이 연구되고 있으며, 평판형 마이크로웨이브 소자들과 회로들은 설계와 제작이 쉽기 때문에 폭넓게 발전하여 응용되고 있다.
특히, 전 세계 이동통신 단말기 제조업체들과 무선 제어시스템 제조업체들은 저전력으로 동작하면서 방사 효율이 높으며, 회로 실장 시 공간적 제약이 없는 소형화된 플렉서블한 광대역 고이득 안테나를 요구하고 있다.
이러한 안테나의 소형화 기법으로는 헤리컬 구조를 적용하는 방법, 메타 물질(meta material) 및 적층 구조를 적용하는 방법 등 여러방법들이 적용되고 있다.
그 중에서 상기 헤리컬 구조는 한 번의 원주의 회전이 있을 때마다 공진 주파수가 생김에 따라, 단일 공진 주파수 특성의 안테나를 소형화하는 기법에는 적합하지 않으며, 메타 물질과 적층 구조를 적용하는 방법들은 구조가 복잡하고 제조 비용이 상승하는 단점이 있다.
또한, 3차원 구조의 기본적인 뫼비우스 스트립을 활용한 기술과, 뫼비우스 스트립의 특성을 활용한 평판형 구조의 기술이 제안되었으나, 완전한 평판형 구조가 아니고, 저주파수에서의 선로 결합효과(coupling effect) 현상이 발생하는 문제점이 있었다.
이러한 종래기술에 따른 광대역 모노폴 안테나 기술의 일 예가 하기의 특허문헌 1 및 특허문헌 2 등에 개시되어 있다.
대한민국 특허 등록번호 제10-0416883호(2004년 2월 5일 공고) 대한민국 특허 등록번호 제10-0660051호(2006년 12월 22일 공고)
그러나 종래기술에 따른 소형 안테나는 금속 그라운드(Ground)와 유전율이 높은 유전체(Substrate), 방사체(Radiator)로 구성된 저가의 평판형 패치 안테나(Printed Patch Antenna)를 적용하고 있다.
이러한 평판형 패치 안테나를 수신 모듈에 적용할 경우, 유전율이 높은 세라믹 소재는 수신안테나의 방사 효율을 떨어뜨리고, EMI(Electro Magnetic Intereference)가 발생하여 수신기의 수신감도를 저하시키는 문제점이 있었다.
또한, 종래기술에 따른 소형 안테나는 안테나 설치공간이 확보되어야 하는 한계가 있었다.
본 발명의 목적은 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로, 유연기판에 전극 패턴을 이용해서 저전력으로 동작 가능하고, 방사 효율을 향상시킬 수 있는 소형화된 모노폴 안테나를 제공하는 것이다.
그리고 본 발명의 다른 목적은 준-뫼비우스 스트립(Quasi Moebius strip) 구조를 이용해서 안테나를 소형화하고, 광대역, 고이득 특성의 고성능 안테나 특성을 구현할 수 있는 모노폴 안테나를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 링의 회전각을 조절해서 안테나의 방사 패턴의 지향성을 제어할 수 있는 모노폴 안테나를 제공하는 것이다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 모노폴 안테나는 유전체 기판 전면 중앙에 배치되고 뫼비우스 스트립을 적어도 1회 이상 원주를 따라 자른 구조로 형성되는 복수의 루프를 포함하는 방사체, 각 루프의 일단을 순차적으로 연결하는 제1 브릿지 및 최내측 루프와 최외측 루프의 일단에 각각 형성된 비아 홀을 연결하는 제2 브릿지를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 모노폴 안테나에 의하면, 준-뫼비우스 스트립과 비아 홀 구조를 응용한 UWB 안테나를 소형화할 수 있다는 효과가 얻어진다.
즉, 본 발명에 의하면, 종래의 링 안테나와 대비하여 물리적 원주의 길이는 1/(N+1)배로 소형화하고, 기존의 헬리컬 안테나가 한 번의 원주의 회전이 있을 때마다 공진 주파수가 발생하나 준-뫼비우스 스트립과 비아 홀을 적용해서 약 3.4 GHz∼6.5 GHz까지의 초광대역 특성을 가질 수 있다는 효과가 얻어진다.
그리고 본 발명에 의하면, Far-Field에서의 방사패턴이 일반 모노폴 안테나와 같이 무지향성의 특성을 보이고, 방사체에 마련된 각 링의 회전각도를 조절해서 지향성을 제어할 수 있다는 효과가 얻어진다.
또, 본 발명에 의하면, 준-뫼비우스 스트립의 세 개의 파라미터, 즉 준-뫼비우스 스트립의 헬리컬 라인의 두께와 브릿지의 넓이 및 비아 홀의 반지름 및 위치를 가변하여 공진주파수 및 반사계수를 최적화할 수 있고, 시뮬레이션 결과 비아 홀 구조의 준-뫼비우스 스트립을 매칭 네트워크에 적용할 수 있다는 효과가 얻어진다.
또한, 본 발명에 의하면, 헬리컬 라인의 두께와 비아 홀의 크기 및 위치는 인턱턴스(L)에 영향을 미치며, 브릿지의 넓이 및 비아 홀의 크기 및 위치는 캐패시턴스(C)에 영향을 미침에 따라, 준-뫼비우스 스트립의 세 가지 파라미터를 매칭회로에 적용할 수 있다는 효과가 얻어진다.
즉, 시뮬레이션 및 측정 결과에 의하면, 준-뫼비우스 스트립 안테나의 공진 주파수는 2.4GHz 대역에서 형성되고, 반사계수(S11)의 첨두치는 시뮬레이션 결과는 17.3dB이며, 측정결과는 27.65dB이다.
따라서 본 발명에 의하면, 최적화된 준-뫼비우스 스트립을 안테나에 적용해서 각각의 반지름이 다른 복수의 헬리컬 라인으로 구성되어 있으나, 단일 공진 주파수의 특성을 갖는다는 효과가 얻어진다.
또한, 본 발명에 의하면, 소형화된 UWB 안테나를 MIMO 안테나에 적용 시 안테나 사이의 상관관계를 의미하는 ECC 값이 3 GHz∼8 GHz의 주파수 범위에서 0.02 이하임에 따라, 스펙트럼 효율을 향상시킬 수 있다는 효과가 얻어진다.
또한, 본 발명에 의하면, 비아 홀 구조의 준-뫼비우스 스트립을 UWB 안테나뿐만 아니라, 오실레이터 및 공진기 등 RF 수동 소자에 적용해서 소형화할 수 있다는 효과가 얻어진다.
도 1은 유전체 기판상에 구현된 동일 평면 도파관 선로 급전을 갖는 원형 디스크 형태 모노폴 안테나의 구성도,
도 2a 내지 도 2c는 원형 디스크 모노폴 안테나의 각 동작 주파수의 0° 급전 위상에서의 표면 전류 분포를 보여주는 개념도,
도 3은 원형 디스크 모노폴 안테나 구조를 소형화하기 위한 원형 이중 폐루프 모노폴 안테나의 구성도,
도 4a 및 도 4b는 최적화 시뮬레이션된 원형 이중 폐루프 모노폴 안테나의 입력 정합 특성을 나타내는 도면,
도 5는 준-뫼비우스형 모노폴 안테나의 구성도,
도 6a 및 도 6b는 최적화 시뮬레이션된 준-뫼비우스형 모노폴 안테나의 입력 정합 특성을 보인 도면,
도 7은 준-뫼비우스형 모노폴 안테나의 중심 주파수의 90° 급전 위상에서의 표면 전류 분포를 보인 도면,
도 8과 도 9a 내지 도 9c는 각각 준-뫼비우스형 모노폴 안테나의 동작 대역 내 3.5, 4.5, 5.5㎓, 3개의 주파수에서의 최적화 시뮬레이션된 이차원 및 삼차원 방사 패턴을 보인 도면,
도 10은 원형 디스크 모노폴 안테나 구조를 소형화하기 위한 이중 원형 링 모노폴 안테나의 구성도,
도 11은 원형 디스크 모노폴 안테나 구조과 타입 1 내지 타입 3의 입력 정합 특성 그래프,
도 11은 각 비교 모노폴 안테나 구조들의 이차원 방사 패턴 특성을 보인 도면,
도 12는 뫼비우스 스트립을 시뮬레이션한 도면,
도 13은 뫼비우스 스트립과 그를 원주를 따라 자른 스트립을 비교한 도면,
도 14a 및 도 14b는 종래기술에 따른 평판형 뫼비우스 스트립의 구성도,
도 15는 준-뫼비우스 스트립의 정면도,
도 16은 도 15에 도시된 모노폴 안테나의 후면도,
도 17은 N=2인 준-뫼비우스 스트립의 정면도,
도 18a 및 도 18b는 N=3인 준 뫼비우스 스트립의 정면도와 후면도,
도 19는 최적화된 준-뫼비우스 스트립의 정면도,
도 20은 준-뫼비우스 스트립의 파라미터를 보인 도면,
도 21은 준-뫼비우스 스트립을 적용한 모노폴 안테나의 구성도,
도 22는 헬리컬 라인의 두께 변화에 따른 공진 주파수 및 반사손실을 시뮬레이션한 결과 그래프,
도 23은 브리지 넓이 변화에 따른 공진 주파수 및 반사손실을 측정한 결과 그래프,
도 24는 서로 다른 반지름을 가지는 링 1,2,3 안테나와 준-뫼비우스 스트립 안테나의 반사손실을 비교한 결과 그래프,
도 25는 두 개의 마이크로 스트립 라인을 연결하는 비아 홀 구조를 보인 도면,
도 26 내지 도 29는 비아 홀의 등가회로도,
도 30은 기판 위에 구현된 인덕터의 예시도,
도 31과 도 32는 각각 첫 번째 및 두 번째 준-뫼비우스 스트립의 구성도,
도 33과 도 34는 각각 첫 번째 및 두 번째 준-뫼비우스 스트립 안테나의 구성도,
도 35와 도 36은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 준-뫼비우스 스트립을 적용한 안테나의 전면도 및 후면도,
도 37은 N=1,2,3인 경우, 제1 타입 준-뫼비우스 스트립 안테나의 반사손실와 공진주파수를 비교한 시뮬레이션 결과 그래프,
도 38은 최적화된 준-뫼비우스 스트립 안테나의 반사손실 측정결과와 시뮬레이션 결과를 비교한 그래프,
도 39a 및 도 39b와 도 40a 및 도 40b 각각 최적화된 준-뫼비우스 스트립 안테나와 준-뫼비우스 스트립 안테나의 방사패턴 측정결과 그래프,
도 41 내지 도 43은 각각 도 35에 도시된 UWB 안테나의 방사체를 각각 90°, 180°, 330° 회전시킨 상태의 예시도,
도 44 내지 도 47은 각각 도 35, 도 41 내지 도 43에 각각 도시된 각 안테나의 반사손실 측정 그래프,
도 49 내지 도 51은 준-뫼비우스 스트립의 방사체에 마련되는 각 링을 각각 300°, 330°, 350°만큼 회전시킨 상태를 보인 도면,
도 52 내지 도 57은 각각 φ=0°, 90°인 경우에 도 49 내지 도 51에 도시된 방사체를 적용한 이차원 방사패턴 그래프,
도 58 내지 도 60은 각각 도 49 내지 도 51에 도시된 방사체를 적용한 삼차원 방사패턴 그래프.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 모노폴 안테나를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
1. 모노폴 안테나 소형화
도 1은 유전체 기판상에 구현된 동일 평면 도파관 선로(Coplanar Waveguide Transmission Line, 이하 'CPW TL'이라 함) 급전을 갖는 원형 디스크 형태 모노폴 안테나의 구성도이다.
유전체 기판의 전기적인 특성은 유전체의 유전율(εr), 유전체 두께(H), 동박 두께(T) 그리고 손실 탄젠트 값(tan δ)으로 표현할 수 있으며, 본 실시 예에서 유전체 기판은 유전율 εr=2.2, 유전체 두께 H=30 mils(0.762 mm), 동박 두께 T=0.5 oz.(0.018mm), 손실 탄젠트 값(tan δ)=0.001(@ 5㎓)인 유전체 기판을 적용한다.
동일 평면 도파관 선로 구조는 도 1에 도시된 바와 같이, 동일 평면상에 스트립 전송 선로와 그 중앙 스트립 선로 양옆에 두 개의 접지면을 갖는 CPW TL 급전구조에서 슬롯의 폭(Sg), 중앙 스트립 선로 폭(Wf)의 값을 변화시켜 원하는 특성 임피던스 값을 조정할 수 있다.
도 2a 내지 도 2c는 원형 디스크 모노폴 안테나의 각 동작 주파수의 0° 급전 위상에서의 표면 전류 분포를 보여주는 개념도이다.
표면 전류는 주로 원형 디스크의 외곽을 타고 흐르며, 중심부는 전류가 거의 흐르지 않음을 알 수 있다. 그러므로 중심부는 일부분 제거되어 고리형 모노폴 안테나 구조를 형성할 수 있을 것으로 판단되며, 이것은 향후 다중 폐루프 모노폴 안테나 구조를 이용한 소형화 연구에 활용된다.
3.0㎓ 와 4.5㎓의 표면 전류 분포는 원형 디스크 구조 내에서 동일 방향의 전류 분포를 형성하나, 6.0㎓에서는 방사체가 동작 주파수보다 커서 고차 모드의 전류 분포를 형성하며, 이것은 방위각 방향의 방사 패턴을 수평 무지향성에서 약간 수직 상향 오프셋 지향성 특성을 갖도록 열화시킨다.
안테나 소형화는 지향성, 이득, 방사 효율 특성 등의 방사 패턴 특성에 영향을 줌에 따라, 설계시 세심한 주의를 필요로 한다.
도 3은 원형 디스크 모노폴 안테나 구조를 소형화하기 위한 원형 이중 폐루프 모노폴 안테나(이하 '타입 1'이라 함)의 구성도이다.
도 3에 도시된 원형 이중 폐루프 모노폴 안테나 구조는 유전율 εr=2.2, 유전체 두께 H=30 mils(0.762 mm), 동박 두께 T=0.5 oz.(0.018mm), 손실 탄젠트 값(tan δ)=0.001(@ 5 ㎓)인 유전체 기판을 사용하여 설계되었으며, CPW 급전 구조를 갖는다.
CPW 급전부의 크기는 입력 임피던스 및 방사 패턴에 영향을 줌에 따라, 원형 이중 폐루프 모노폴 고조에 적합하게 선택되었다.
원형 이중 폐루프 모노폴 안테나 구조의 최적화된 설계 변수는 표 1에 기재되어 있다.
Figure pat00001
도 4는 최적화 시뮬레이션된 원형 이중 폐루프 모노폴 안테나의 입력 정합 특성을 나타내는 도면이다.
동작 대역 내 입력 정합 특성은 외곽 루프의 크기 및 폐루프의 선로 폭, 그리고 급전 정합 길이 및 접지면의 크기에 의해서 영향을 받는다.
원형 이중 폐루프 소형화 시도에 따른 낮은 주파수 대역의 안테나 입력 임피던스 특성이 열화되어 동작 대역폭이 줄어들었음을 알수 있다.
즉, 표 1에 최적화된 설계 변수를 기반으로 시뮬레이션 된 10㏈ 기준의 입력 반사 손실 특성은 약 3.6 내지 7.3㎓ 대역에서 동작한다.
도 5는 준-뫼비우스형 모노폴 안테나(이하 '타입 2'라 함)의 구성도로서, 원형 디스크 모노폴 안테나 구조를 소형화하기 위한 준-뫼비우스형 모노폴 안테나 구조와 안테나의 설계 변수들을 보여준다.
준-뫼비우스형 모노폴 안테나 구조는 유전율 εr=2.2, 유전체 두께 H=30 mils(0.762 mm), 동박 두께 T=0.5 oz.(0.018mm), 손실 탄젠트 값(tan δ)=0.001(@ 5 ㎓)인 유전체 기판을 사용하여 설계가 이루어지며, CPW 급전 구조를 갖는다.
CPW 급전부의 크기는 입력 임피던스 및 방사 패턴에 영향을 줌에 따라, 준-뫼비우스형 모노폴 안테나 구조에 적합하게 선택될 수 있다.
표 2는 준-뫼비우스형 모노폴 안테나의 설계 변수 테이블이고, 도 6은 최적화 시뮬레이션된 준-뫼비우스형 모노폴 안테나의 입력 정합 특성을 보인 도면이다.
Figure pat00002
동작 대역 내 입력 정합 특성은 준-뫼비우스형 루프의 크기 및 선로 폭, 급전 정합 길이 및 접지면의 크기에 의해서 영향을 받는다. 준-뫼비우스형 교차 연결을 통한 안테나 소형화 시도에 따라 낮은 주파수 대역의 안테나 입력 임피던스 특성이 열화되어 동작 대역폭이 약간 감소하였다.
표 2의 최적화된 설계 변수를 기반으로 시뮬레이션된 10㏈ 기준의 입력 반사 손실 특성은 약 3.4 내지 6.5㎓ 대역에서 동작하고 있다.
도 7은 준-뫼비우스형 모노폴 안테나의 중심 주파수(4.5㎓)의 90° 급전 위상에서의 표면 전류 분포를 보인 도면이다.
표면 전류는 주로 준-뫼비우스형 폐루프의 가장자리를 타고 흐름을 볼 수 있으며, 내부의 루프 상에도 동일 방향의 전류가 유기되는 현상으로 판단하면, 본 실시 예에 따른 모노폴 안테나의 구조도 안테나 공진 길이를 줄이는 효과가 크지 않음을 분석할 수 있다.
도 8a 및 도 8b와 도 9a 내지 도 9c에는 각각 준-뫼비우스형 모노폴 안테나의 동작 대역 내 3.5, 4.5, 5.5㎓, 3개의 주파수에서의 최적화 시뮬레이션된 이차원 및 삼차원 방사 패턴을 보인 도면이다.
도 8의 (a)에는 방위각 패턴(φ=0°)이 도시되어 있고, 도 8의 (b) 앙각 패턴(φ=90°)이 도시되어 있다.
그리고 표 3은 각 주파수에서의 전기적 방사 패턴 테이블이다.
Figure pat00003
방사 패턴은 양호한 수직 선형 편파의 특성을 보이며, 동작 대역 내에서 안테나 이득은 약 1.9dBi 범위의 무지향성 방사 특성을 보이고, 양각 방향에서는 73.2 내지 84.4° 범위의 3-㏈ 빔폭을 갖는 8자형 방사 특성을 보임을 알 수 있다.
도 10은 원형 디스크 모노폴 안테나 구조를 소형화하기 위한 이중 원형 링 모노폴 안테나(이하 '타입 3'라 함)의 구성도이다.
이중 원형 링 모노폴 안테나는 도 10에 도시된 바와 같이, 8자 형상의 동박 패턴을 보이며, 유전율 εr=2.2, 유전체 두께 H=30mils(0.762 mm), 동박 두께 T=0.5 oz.(0.018mm), 손실 탄젠트 값(tan δ)=0.001(@ 5 ㎓) 인 유전체 기판을 사용하여 설계가 이루어지며, CPW 급전 구조를 갖는다.
CPW 급전부의 크기는 입력 임피던스 및 방사 패턴에 영향을 줌에 따라, 이중 원형 링 모토폴 안테나 구조에 적합하게 선택되었으며, 표 4는 최적화된 설계 변수 테이블이다.
Figure pat00004
세로 방향으로 배치되는 이중 원형 링 구조에 의하여, 가로 방향의 안테나 크기(또는 길이)를 줄일 수 있으며, 이것은 방위각 방향의 양호한 무지향성 방사 패턴을 제공할 수 있는 근본적인 이유가 된다.
이과 같은 타입 3 구조의 안테나를 시뮬레이션한 결과, 안테나 크기의 기준이 되는 원형 디스크 모노폴 안테나의 입력 반사 손실 특성과 비교적 유사한 전기적 특성을 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.
최적화된 설계 변수를 기반으로 시뮬레이션 된 10㏈ 기준이 입력 반사 손실 특성은 약 2.9 내지 6.5㎓ 대역에서 동작하고 있음을 확인할 수 있다.
도 11은 원형 디스크 모노폴 안테나 구조과 타입 1 내지 타입 3의 입력 정합 특성 그래프이다.
설계 변수 최적화 과정에서 높은 주파수 대역에서의 입력 반사 손실 특성은 비교적 쉽게 정합이 되는 경향이 있으나, 3.5㎓보다 낮은 주파수 대역은 임피던스 정합이 잘되지 않음을 알 수 있다. 이것은 일반적으로 안테나의 소형화에 따른 임피던스 동작 대역폭이 열화되는 현상을 나타내기도 한다.
도 11은 각 비교 모노폴 안테나 구조들의 이차원 방사 패턴 특성을 보인 도면이다.
기준 안테나 대비 소형화 구조들이 중심 주파수(4.5㎓), 방위각 방향에서 상대적으로 더 양호한 무지향성 특성을 보이고, 앙각(elevation angle, wave angle) 방향에서는 기준 안테나 구조와 타입 1 및 타입 2 구조의 방사 패턴이 유사하나, 타입 3 구조는 세로길이 방향으로 방사 길이가 긴 이유로 상대적으로 더 지향성 특성을 보임을 분석할 수 있다.
표 5는 기준 안테나 구조와 타입 1 내지 타입 3 구조의 전기적 물리적 특성 비교 테이블이다.
Figure pat00005
기준 안테나 구조 대비 타입 1 내지 타입 3의 소형화 구조는 동작 대역폭이 줄어드는 단점이 있으나, 유사한 안테나 지향성, 안테나 효율 및 이득 특성 및 3㏈ 빔 폭 특성을 보여줌을 분석할 수 있으며, 기준 안테나 대비 소형화율은 42% 이하의 매우 효과적인 안테나 소형화를 달성할 수 있었다.
2. 준 뫼비우스 모노폴 안테나
뫼비우스 스트립은 내부 공간(inner space)와 외부 공간(outer space)이 180°의 위상차를 가진다. 즉, 내부 공간과 외부 공간이 분리된 공간이 아닌, 연결되어 있는 오픈 공간의 특성을 가진다.
따라서 뫼비우스 스트립은 원주를 따라 잘랐을 때, 두 개의 스트립으로 분리되는 것이 아니라, 원주의 길이가 자르기 전의 2배가 되는 하나의 스트립이 되는 특성이 있다.
즉, 뫼비우스 스트립은 위상수학적으로 시작이 없고, 한 개의 면을 가진다. 그리고 뫼비우스 스트립은 원통과 유사하나, 일반적인 표면이라기보다는 경계를 가진 표면이다. 또, 뫼비우스 스트립은 3차원의 닫힌 공간이 아니며, 2차원의 열린 공간이다.
표 6에는 뫼비우스 스트립을 원주를 따라 자른 횟수에 따른 결과 테이블이다.
Figure pat00006
표 6의 결과에 의해 뫼비우스 스트립이 1번 꼬인 경우, 수학식 1 및 수학식 2와 같이 유도할 수 있다.
Figure pat00007
Figure pat00008
여기서, s∈[-ω,ω], t∈[0,2π], R=the radius of the Moebius strip, N=Number of cuts of Moebius strip
수학식 1의 cos(t) 항과 수학식 2의 sin(t) 항은 180°의 위상 차이를 발생시킨다. 그러므로 함수 M(t,s)는 한쪽 면의 끝이 고정되어 있고, 180° 회전하여 반대면에서 만나는 것을 나타낸다.
도 12는 수학식 1과 수학식 2를 참고하여 뫼비우스 스트립을 시뮬레이션한 도면이다.
뫼비우스 스트립의 전체 원주 길이(l)는 수학식 3과 같이 유도될 수 있다.
Figure pat00009
도 13은 뫼비우스 스트립과 그를 원주를 따라 자른 스트립을 비교한 도면이다.
내부 공간과 외부 공간이 180°의 위상차가 있는 뫼비우스 스트립은 도 13에 도시된 바와 같이, 원주를 따라 잘랐을 때, 가장 원주의 길이가 긴 스트립을 만들 수 있음을 확인할 수 있다.
따라서 본 발명은 상기한 뫼비우스 스트립의 특성을 활용하여 안테나, 오실레이터, 공진기 등의 RF 수동소자들이 소형화할 수 있다.
한편, 본 출원인은 "Miniaturized Antenna Using a Planar Mobius Strip Bisected Along The Circumferential Direction", IEED Eunc-S.Int.Sym, Proceedings, M.J.Kim, C.S.Cho, and J.Kim, pp.827-830, Oct.2006. 등에 뫼비우스 스트립의 특성을 활용한 평판형 뫼비우스 스트립을 적용해서 모노폴 안테나의 소형화에 성공하였으나, 완벽한 평판형 뫼비우스 스트립이 아닌 구조로 인한 여러 가지 문제점이 있었다.
도 14a 및 도 14b는 종래기술에 따른 평판형 뫼비우스 스트립의 구성도이다.
도 14에 도시된 바와 같이, 두 개의 링이 연결된 부분에서의 3차원 연결 브릿지는 저주파수에서의 선로결합효과(coupling effefect) 현상의 원인이 되어 단일 공진주파수 특성을 갖는 RF 회로에 적용시키기에 적합하지 않았다. 그리고 종래기술에 따른 평판형 뫼비우스 스트립은 완벽한 2차원의 구조가 아닌, 3차원 구조로서, MMIC 등의 집적화된 회로에 적용하기에 한계가 있었다.
즉, 종래기술에 따른 평판형 뫼비우스 스트립은 내부 공간과 외부 공간을 연결하는 브리지가 3차원 구조로서, 전자파 간섭현상이 발생함에 따라, 단일 공진 주파수의 특성을 갖는 RF 수동소자에 적용하기 어려운 문제점이 있었다.
따라서 본 발명은 종래기술에 따른 평판형 뫼비우스 스트립의 구조적 특성으로 인한 선로결합효과 현상을 최소화고 소형화를 극대화하기 위한 비아 홀 구조의 준-뫼비우스 스트립을 적용한 모노폴 안테나를 제공한다.
즉, 본 발명은 뫼비우스 스트립의 동일한 물리적 길이를 유지하면서, 원주를 따르 자르는 횟수를 증가시켜 소형화한다.
여기서, 원주를 따라 잘린 뫼비우스 스트립의 전체 원주의 길이는 일반적인 뫼비우스 스트립의 원주 길이의 2배이다.
그리고 원주를 따라 잘린 준-뫼비우스 스트립을 RF 회로 설계시 적용하면, 공진주파수는 유지하면서 전체 원주 길이의 소형화가 가능하다.
도 15는 준-뫼비우스 스트립의 정면도이고, 도 16은 도 15에 도시된 모노폴 안테나의 후면도이다.
준-뫼비우스 스트립은 도 15 및 도 16에 도시된 바와 같이, 유전체 기판 전면 중앙에 배치되고 뫼비우스 스트립을 적어도 1회 이상 원주를 따라 자른 구조로 형성되는 복수의 루프를 포함하는 방사체, 각 루프의 일단을 순차적으로 연결하는 제1 브릿지 및 최내측 루프와 최외측 루프의 일단에 각각 형성된 비아 홀을 연결하는 제2 브릿지를 포함한다.
즉, 본 발명은 종래기술에 따른 평판형 뫼비우스 스트립의 문제점인 선로결합효과 현상을 최소화하기 위하여, 두 개의 링이 교차되는 내부 공간과 외부 공간을 연결하는 브릿지를 기판이 앞면과 뒷면으로 물리적으로 분리한 뒤, 비아 홀로 연결한다.
이와 같은 준-뫼비우스 스트립 구조를 적용됨에 따라, 본 발명은 저주파수에서의 선로결합효과 및 동일 공진 주파수에서 RF 회로가 소형화될수록 심각하게 발생할 수 있는 전자파 간섭현상을 최소화할 수 있다.
상기 준-뫼비우스 스트립은 N이 짝수인 경우, 수학식 4 및 수학식 5와 같이 유도될 수 있다.
Figure pat00010
Figure pat00011
여기서, s∈[-ω,ω], t∈[0,2(N+1)π], R=Radius of the Quasi Moebius strip, N=Number of cuts of the Quasi Moebius strip
반면, 상기 준-뫼비우스 스트립은 N이 홀수인 경우, 수학식 6 및 수학식 7과 같이 유도될 수 있다.
Figure pat00012
Figure pat00013
그리고 상기 준-뫼비우스 스트립은 N=2일 때, 수학식 8 및 수학식 9와 같이 유도될 수 있다.
Figure pat00014
Figure pat00015
도 17은 N=2인 준-뫼비우스 스트립의 정면도이다.
이와 같이, 준-뫼비우스 스트립의 원주를 따라 자르는 회수(N)을 증가시키면, 전체 원주의 길이가 (N+1)배 만큼 증가함을 알 수 있다. 따라서 동일 공진 주파수라는 조건하에서 N을 증가시키면, 준-뫼비우스 스트립의 소형화가 가능하다.
이에 따라, 본 실시 예에서는 N을 증가시킨 준-뫼비우스 스트립을 RF회로 설계 시 적용시키면, 동일 공진 주파수에서의 소형화 회로 및 시스템 설계가 가능하다.
본 실시 예에서 준-뫼비우스 스트립은 내부 공간과 외부 공간의 위상차가 180°일 때, 준-뫼비우스 스트립의 원주를 따라 자르는 회수(N)을 증가시키면서 소형화시킬 수 있다.
그리고 도 18a 및 도 18b는 N=3일 때의 준 뫼비우스 스트립의 정면도와 후면도이다.
N=3일 때, 전체 원주의 길이는 8π가 되고, 홀수 번째의 링과 짝수 번째의 링은 180°의 위상차로 기판 위에 평판형으로 디자인된다.
도 18a 및 도 18b와 같이, 전자파 간섭현상을 최소화하기 위해, 1번 링과 4번 링의 연결 브릿지는 기판의 정면에 디자인하고, 1번과 2번, 2번과 3번, 3번과 4번 연결 브릿지는 기판의 정면에 디자인하여 비아 홀로 연결할 수 있다.
3. 준-뫼비우스 스트립의 파라미터 스윕(parameter sweep)에 의한 임피던스 매칭
준-뫼비우스 스트립의 원주를 따라 자르는 횟수(N)을 증가시키면, 전체 원주의 길이가 (N+1)배 만큼 증가함에 따라, 준-뫼비우스 스트립의 N을 증가시키면, 소형화가 가능하다.
비아 홀 구조를 가진 준-뫼비우스 스트립은 비아 홀의 위치 및 준-뫼비우스 스트립 구조의 최적화가 없다면 설계한 공진주파수에 공진하지 않는다는 문제점이 있었다.
이에 따라, 이하에서는 비아 홀 구조의 준-뫼비우스 스트립의 비아 홀의 위치 및 크기 그리고 준-뫼비우스 스트립의 헬리컬의 두께와 브릿지 넓이의 변화에 따른 파라미터 스윕을 통하여 설계한 공진 주파수에 최적화된 임피던스 매칭 과정을 설명한다.
준-뫼비우스 스트립의 임피던스 매칭을 위한 파라미터 스윕의 세 가지 요소는 준-뫼비우스 스트립의 헬리컬 라인의 두께와 브릿지 넓이 및 비아 홀의 위치와 반지름 변화이다.
따라서 이 세 가지의 파라미터 중에서 준-뫼비우스 스트립의 헬리컬 라인의 두께를 변화시키며, 공진 주파수의 변화 및 임피던스 매칭의 변화과정을 설명한다.
표 7은 준-뫼비우스 스트립의 헬리컬 라인의 두께 변화에 따른 공진 주파수 및 반사손실의 결과 테이블이고, 도 19는 최적화된 준-뫼비우스 스트립의 정면도이며, 도 20은 준-뫼비우스 스트립의 파라미터를 보인 도면이다.
helical line 두께 1차공진 주파수
(㎓)		 S11(dB)
Helical Line 번호(1,2,3번) 두께
(mm)
1,2,3 0.6 2.430 -15.350
1,2,3 0.7 2.430 -15.210
1,2,3 0.8 2.430 -15.416
1,2,3 0.9 2.440 -16.181
1,2,3 1 2.505 -17.550
3 1 2.415 -15.151
1,2 0.6
1 1 2.455 -16.211
2,3 0.6
2 1 2.340 -13.405
1,3 0.6
1 0.6 2.720 -28.006
2,3 1
2 0.6 2.49 -17.0226
1,3 1
3 0.6 2.435 -15.6295
1,2 1
표 7에 기재된 바와 같이, 설계한 공진 주파수인 2.4 ㎓에 근접하면서 가장 반사손실의 특성이 좋은 헬리컬 라인의 두께는 1번과 3번 헬리컬 라인 두께가 1mm이고, 2번 헬리컬 라인의 두께가 0.6mm일 때이다.
도 21은 준-뫼비우스 스트립을 적용한 모노폴 안테나의 구성도이다.
준-뫼비우스 스트립을 적용한 모노폴 안테나는 도 21에 도시된 바와 같이, 뫼비우스 스트립의 헬리컬 라인 두께와 브리지 넓이 및 비아 홀의 위치와 반지름의 세 가지 파라미터를 가변시켜 최적화될 수 있다.
도 22는 헬리컬 라인의 두께 변화에 따른 공진 주파수 및 반사손실을 시뮬레이션한 결과 그래프이다.
이어서, 준 뫼비우스 스트립의 세 가지 파라미터 중에서 준-뫼비우스 스트립의 비아 홀의 위치 및 반지름 크기를 변화시키며 공진주파수 및 임피던스 매칭의 최적화 과정을 설명한다.
최적화된 준-뫼비우스 스트립의 헬리컬 라인의 두께는 1번과 3번 헬리컬 라인의 두께가 1mm이고, 2번 헬리컬 라인의 두께가 0.6mm 일 때이다.
따라서 상기한 조건에서 비아 홀의 위치 및 반지름의 크기를 가변시키며 최적화시킬 수 있다.
표 8은 준-뫼비우스 스트립의 비아 홀의 위치 및 반지름의 변화에 따른 공진주파수 및 반사손실의 결과 테이블이다.
비아 홀 위치 및 반지름 공진주파수
(㎓)		 S11
(dB)
위치 반지름
(mm)
center 0.5(H) 2.445 -15.348
center 0.5(L)
center 0.8(H) 2.460 -15.94
center 0.8(L)
center 1(H) 2.475 -16.92
center 1(L)
center 0.5(H) 2.490 -17.023
center 1(L)
center 1(H) 2.445 -15.436
center 0.5(L)
edge 0.5(H) 2.450 -15.9027
edge 0.5(L)
edge 0.8(H) 2.465 -16.66
edge 0.8(L)
edge 1(H) 2.490 -17.15
edge 1(L)
edge 0.5(H) 2.470 -16.631
edge 1(L)
edge 1(H) 2.470 -16.51
edge 0.5(L)
표 8에 기재된 바와 같이, 설계한 공진 주파수인 2.4㎓에 근접하면서 가장 Return Loss의 특성이 좋은 비아 홀의 위치 및 반지름의 크기는 y축을 기준으로 위쪽에 위치한 비아 홀의 반지름이 0.5mm이고, 아래쪽에 위치한 비아 홀의 반지름이 1mm 일 때이다.
이어서, 준-뫼비우스 스트립의 세 가지 파라미터 중에서 브리지 넓이를 변화시키며 공진 주파수 및 임피던스 매칭의 최적화 과정을 설명한다.
최적화된 준-뫼비우스 스트립의 헤리컬 라인의 두께와 비아 홀의 위치 및 반지름의 조건에서 준-뫼비우스 스트립의 브릿지의 넓이를 가변시키면서 공진 주파수 및 반사손실을 최적화시킬 수 있다.
표 9는 브리지 넓이 변화에 따른 공진 주파수 및 반사손실 테이블이고, 도 23은 브리지 넓이 변화에 따른 공진 주파수 및 반사손실을 측정한 결과 그래프이다.
bridge 위치 및 넓이 1차공진주파수
(㎓)		 S11 (dB)
위치 넓이(mm)
center 0 2.495 -17.21
center +0.5 2.490 -17.2663
center 1 2.490 -17.0826
center 1.5 2.485 -17.1833
center 2 2.475 -17.079
center -0.25 2.495 -17.2586
표 9에 의하면, 설계한 공진주파수인 2.4 ㎓에 근접하면서 가장 반사손실의 특성이 좋은 브릿지 넓이는 도 23에 도시된 바와 같이, 약 0.5mm 넓혔을 때이다.
최종적으로, 준-뫼비우스 스트립의 세 가지 파라미터를 가변시켜 설계된 공진 주파수 2.4 ㎓에 근접하면서 반사손실 특성이 좋은 최적화된 준-뫼비우스 스트립을 설계할 수 있다.
시뮬레이션 결과에 따르면, 헬리컬 라인의 두께가 1mm이고, 2번 헬리컬 라인의 두께가 0.6mm이면서, y축을 기준으로 위쪽에 위치한 비아 홀의 반지름이 0.5mm이고, 아래쪽에 위치한 비아 홀의 반지름이 1mm일 때 준-뫼비우스 스트립의 반사손실이 최적화됨을 확인할 수 있다.
마지막으로, 준-뫼비우스 스트립의 브릿지 넓이는 0.5mm 넓혔을 때 최적화되었다.
한편, 준-뫼비우스 스트립을 구성하는 3개의 헬리컬 ㄹ라라인을 변형시킨 서로 다른 반지름을 가지는 링 안테나는 공진주파수를 형성하지 않음을 시뮬레이션 결과로부터 확인할 수 있다.
도 24는 서로 다른 반지름을 가지는 링 1,2,3 안테나와 준-뫼비우스 스트립 안테나의 반사손실을 비교한 결과 그래프이다.
시뮬레이션 결과에 의하면, 준-뫼비우스 스트립 안테나의 공진 주파수는 2.4 ㎓ 대역에서 형성되며 반사손실(S11)의 첨두치는 17.3dB이다.
시뮬레이션 및 측정 결과에 의하면, 본 실시 예에서 최적화된 준-뫼비우스 스트립을 적용시킨 안테나는 각각의 반지름이 다른 세 개의 헬리컬 라인으로 구성되어 있으나, 단일 공진 주파수의 특성을 갖는다.
또한, 기존의 링 안테나와 비교하여 동일 공진 주파수일 때, 준-뫼비우스 스트립을 적용시킨 안테나는 약 1/3의 크기로 소형화됨을 알 수 있다.
4. 비아 홀 등가회로
도 25는 두 개의 마이크로 스트립 라인을 연결하는 비아 홀 구조를 보인 도면이다.
도 25에 도시된 바와 같이, 비아 홀은 두 개의 패드와 한 개의 실린더로 구성될 수 있다.
비아 홀 등가회로는 주파수 및 대역폭에 의하여 복잡한 등가회로가 간단해 질 수 있으며, 도 26은 가장 정확하지만 복잡한 비아 홀의 등가회로도이다.
도 26에 도시된 등가회로는 손실이 없는 전송선로에서의 3개의 분포정수 소자로 구성되어 있다. 3개의 소자는 upper pad, cylinder, lower pad로 구성되어 있고, 각 소자 사이에는 커플링 캐패시턴스가 존재한다. 각 소자 사이의 상호 캐패시턴스 C는 도체 소자 사이에 존재한다. 또한, 도 26에 23에 도시된 등가회로에서는 상호 인턱턴스 M도 존재한다.
상호 인턱턴스 M은 커플링된 각 도체 소자 사이의 시간에 따른 자기장(Magnetic Field)의 변화에 의해 생성되는 자속(Magnetic Flux)에 의하여 발생한다. 상기 등가회로는 주파수에 상관없이 정확하게 적용할 수 있으나, 회로가 복잡하고 시뮬레이션 시간이 많이 소요될 수 있다.
도 27은 도 26에 비해 실용적으로 적용할 수 있는 분포정수 비아 등가회로도이다.
도 27에서 주파수가 높아짐에 따라서 각각의 소자들 사이에는 서로 뚜렷한 영향을 미친다. 여기서, 비아의 실린더의 직경이 작아짐에 따라서 upper pad와 lower pad는 용량성(capacitive)이고, 실린더는 유도성(inductive)이 된다.
따라서 도 27에 도시된 분포정수 비아 등가회로는 각 소자 사이의 커플링(coupling) 현상을 포함하지 않으므로, 높은 주파수에서는 정확하게 적용하기 어렵다.
도 28은 집중정수(lumped) 비아 등가회로도이다.
도 28에 도시된 비아 홀 등가회로는 세 개의 비아 등가회로 중에서 가장 간단하고, 공진주파수가 3.5 ㎓ 미만일 경우에 실용적으로 적용할 수 있다.
비아 홀 등가회로는 저주파수(Low frequency)에서는 via size가 비교적 파장(wave length)에 비하여 작기 때문에 비아 홀로부터 radiation되는 에너지는 무시할 수 있다. 그러므로 비아 홀은 lumped element로 해석한다.
그러나 고주파수(high frequency)에서는 magnetic energy와 electrical energy 사이에는 강한 상호작용을 일으키게 되므로, 무시할 수 없는 electromagnetic radiation을 일으키게 된다. 따라서 비아 홀을 full wave method로 해석하거나, L(Inductor)와 C(Capacitor)로 구성된 π형 등가회로로 해석한다.
주파수(Target Frequency)가 2.4 ㎓일 경우, 2.4 ㎓는 비교적 낮은 주파수에 해당하므로, 비아 홀을 lumped element로 해석한다.
도 29는 본 실시 예에서 적용된 비아 홀 등가회로이다.
한 개의 비아 홀은 직렬로 연결된 한 개의 인덕턴스 L과 두 개의 병렬로 연결된 캐패시턴스 C로 연결되어 있다. 비아의 등가회로로부터 비아의 반지름과 위치에 따라서 전체 준-뫼비우스 스트립의 등가회로가 달라짐을 유추할 수 있다.
한편, 준-뫼비우스 스트립은 자르는 횟수에 따라 증가하는 인덕턴스 L 성분과 캐패시컨스 C 성분으로 구성되어 있다.
준-뫼비우스 스트립은 n개의 헬리컬 라인과 브릿지로 구성되어 있다.
도 30은 기판 위에 구현된 인덕터의 예시도이고, 표 10은 인덕턴스 L의 coefficient current sheet이다.
표 10에 의하면 본 실시 예에 따른 준-뫼비우스 스트립의 헬리컬 라인의 형태는 원(circle) 형태이므로 c1, c2, c3,c4는 각각 1.00, 2.46, 0.00, 0.20을 적용한다.
Layout c1, c2 c3 c4
Square 1.27 2.07 0.18 0.13
Hexagonal 1.09 2.23 0.00 0.17
Octagonal 1.07 2.29 0.00 0.19
Circle 1.00 2.46 0.00 0.20
임피던스 매칭 조건은 특성임피던스(
Figure pat00016
)와 부하임피던스(
Figure pat00017
)가 공액복소수(Complex Conjugate)의 관계가 성립할 때이다.
즉, 본 실시 예에 따른 준-뫼비우스 스트립 안테나의 임피던스 매칭조건에 맞는 L과 C를 찾으려면,
Figure pat00018
, 여기서
Figure pat00019
Characteristic Impedance(특성임피던스)=50Ω,
Figure pat00020
Load Impedance(부하임피던스)의 관계를 만족시키는 L과 C를 유도하면 된다.
준-뫼비우스 스트립 안테나의 총 인덕턴스 L와 총 캐패시턴스 C는 수학식 10 및 수학식 11과 같이 유도된다.
Figure pat00021
Figure pat00022
Figure pat00023
여기서, W=Conductor의 세로의 길이(m), L=Conductor의 가로의 길이(m), H=Upper conductor와 lower conductor의 간격(m)
수학식 10 및 수학식 11에서 유도된 준-뫼비우스 스트립 안테나의 임피던스 매칭조건을 만족시키는 총 L과 C를 이용해서 준-뫼비우스 스트립 안테나의 등가회로를 설명하고, 시뮬레이션 결과를 비교, 분석하여 그 차이점을 설명한다.
도 31과 도 32는 각각 첫 번째 및 두 번째 준-뫼비우스 스트립(이하 '제1 타입, 제2 타입'이라 함)의 구성도이다.
제1 타입의 준-뫼비우스 스트립은 각기 다른 반지름을 갖는 헬리컬 라인을 0°내지 325°까지 회전시켜 생성한 각각의 헬리컬 라인 1,2,3을 형성하고, 기판의 앞면과 뒷면에서 연결함으로써, 뫼비우스 스트립의 특징인 시작과 끝이 없이 연결되어 있는 오픈 스트립을 구현하였다. 즉, 제1 타입 준-뫼비우스 스트립은 기판의 앞면에서 반지름이 3mm인 헬리컬 라인 1을 반지름이 3.75인 헬리컬 라인 2와 연결하고, 반지름이 4.5mm인 헬리컬 라인 3은 헬리컬 라인 2와 연결된 구조이다. 또한, 기판의 뒷면에서 헬리컬 라인 1은 브릿지 1을 통해 헬리컬 라인 3과 연결된다.
제2 타입의 준-뫼비우스 스트립은 각기 다른 반지름을 갖는 헬리컬 라인을 0°내지 325°까지 회전시켜 생성한 각각의 헬리컬 라인 1,2,3을 형성하고, 기판의 앞면은 헬리컬 1과 3을 연결하고, 기판의 뒷면에서는 헬리컬 라인 1과 헬리컬 라인 2 및 헬리컬 라인 2와 헬리컬 라인 3을 연결함으로써 뫼비우스 스트립의 특징인 시작과 끝이 연결되어 있는 오픈 스트립을 구현하였다.
도 33과 도 34는 각각 첫 번째 및 두 번째 준-뫼비우스 스트립 안테나의 구성도이다.
N=2일 때, 제1 타입 준-뫼비우스 스트립을 적용시킨 안테나의 브릿지는 1개이고, 비아 홀의 개수는 2개이다. 제2 타입 준-뫼비우스 스트립을 적용시킨 안테나의 브릿지 개수는 2개이고, 비아 홀의 개수는 4개이다.
즉, 비아 홀의 개수와 브릿지의 개수에 따라 등가회로의 C 및 L의 성분이 달라지므로, 제1 타입 준-뫼비우스 스트립을 적용시킨 안테나의 등가회로와 제2 타입 준-뫼비우스 스트립을 적용시킨 안테나의 등가회로는 서로 다르다.
시뮬레이션 결과, 제1 타입 준-뫼비우스 스트립 안테나와 제2 타입 준-뫼비우스 스트립 안테나의 소형화가 증가할수록(N이 증가할수록) 반사손실 특성의 차이점도 비례하여 증가한다.
특히, N=3일 때의 시뮬레이션 결과, 제1 타입 준-뫼비우스 스트립 안테나는 -10dB 기준으로 대역폭이 약 1.5㎓ 내지 5㎓까지의 광대역이다. 그러나 제2 타입 준-뫼비우스 스트립 안테나는 거의 공진 주파수가 발생하지 않음을 알 수 있다.
이에 따라, 본 발명은 제1 타입의 준-뫼비우스 스트립 안테나를 적용하는 것으로 설명한다.
도 35와 도 36은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 준-뫼비우스 스트립을 적용한 안테나의 전면도 및 후면도이다.
본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 준-뫼비우스 스트립은 도 35 및 도 36에 도시된 바와 같이, N=3인 경우, 링 1과 링 4는 브릿지 1을 통하여 연결되고, 링 3과 링 4는 브릿지 2를 통하여 연결되며, 링 2와 링 3은 브릿지 3을 통하여 연결되고, 링 1과 링 2는 브릿지 4를 통하여 연결될 수 있다.
그리고 본 실시 예에서 소형화 효과를 증가시키기 위하여, 링 1, 링 2, 링 3 및 링 4의 떨어진 거리는 반지름 r, 3.36mm의 0.5배인 1.68mm로 설정될 수 있다.
또한, 본 실시 예에서 전자파 간섭현상의 최소화 및 소형화 효과를 증가시키기 위하여 브릿지 1은 기판의 뒷면에 마련하고, 브릿지 2와 브릿지 3 및 브릿지 4는 기판의 앞면에 마련할 수 있다.
물론, 본 발명은 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 브리지 1은 기판의 앞면에 마련하고, 브리지 2 내지 브릿지 4는 기판의 뒷면에 마련하도록 변경될 수도 있다.
본 실시 예에서 설명한 준-뫼비우스 스트립을 적용시킨 안테나의 소형화가 증가할수록, 즉 N(=Number of cuts)이 증가할수록 준-뫼비우스 스트립을 구성하는 링(=helical line)의 개수와 브릿지의 개수 및 비아 홀의 개수가 비례하여 증가한다.
즉, 준-뫼비우스 스트립을 적용시킨 안테나의 소형화가 증가할수록 인덕턴스 L 및 캐패시턴스 C의 변화 및 증가로 인한 등가회로가 변화하므로, 이에 따른 임피던스 매칭 방법이 적용될 수 있다.
5. 시뮬레이션 및 측정결과
도 37은 N=1,2,3인 경우, 제1 타입 준-뫼비우스 스트립 안테나의 반사손실와 공진주파수를 비교한 시뮬레이션 결과 그래프이다.
시뮬레이션 결과에 의하면, 준-뫼비우스 스트립 안테나의 소형화가 증가할수록 반사손실(Return Loss)의 특성은 나빠지고, 선로결합효과는 증가하며, 공진 주파수는 높아지는 현상을 확인할 수 있다.
즉, 준-뫼비우스 스트립의 N 수가 증가함에 따라, 소형화되는 준-뫼비우스 스트립 안테나에 적용할 임피던스 매칭 방법 및 절차가 필요함으로 알 수 있다.
이에 따라, 준-뫼비우스 스트립의 비아 홀의 위치 및 크기, 그리고 준-뫼비우스 스트립의 헬리컬 라인의 두께와 브릿지의 크기 변화에 따른 파라미터 스윕을 통하여 설계한 공진 주파수에 최적화된 임피던스 매칭 과정을 수행해야 한다.
도 38은 최적화된 준-뫼비우스 스트립 안테나(N=2)의 반사손실 측정결과와 시뮬레이션 결과를 비교한 그래프이다.
도 38에서 시뮬레이션 결과에 비하여 공진 주파수는 약 300㎒ 정도 높은 쪽으로 이동했고, 반사계수는 27dB까지 첨예하게 떨어지는 것을 확인할 수 있다.
본 실시 예에서 설계된 공진 주파수는 2.4 ㎓이나, 도 38의 측정결과에서 실제 공진 주파수는 2.78 ㎓에서 공진하므로, 방사패턴을 2.4 ㎓, 2.5 ㎓ 및 2.78 ㎓에서 측정하였다.
도 39a 및 도 39b와 도 40a 및 도 40b는 각각 최적화된 준-뫼비우스 스트립 안테나와 준-뫼비우스 스트립 안테나(N=1)의 방사패턴 측정결과 그래프이다.
도 39에서는 Far-field에서의 모노폴 안테나와 같이 φ=90°에서 주파수 2.5㎓와 2.78㎓에서 무지향성(omni-directional) 특성을 확인할 수 있다.
도 40에서는 Far-field에서의 모노폴 안테나와 같이 φ=90°에서 주파수 2.5㎓와 2.42㎓ 및 2.43㎓에서 무지향성(omni-directional) 특성을 확인할 수 있다.
특히, 도 39와 도 40을 비교했을 때, N이 증가하여 소형화가 되었음에도 방사 패턴의 이득은 표 12에 기재된 바와 같이, 공진 주파수 2.78 ㎓에서 peak gain과 average gain이 증가하는 결과를 확인할 수 있다.
N=1 N=2
주파수
(㎓)		 Peak Gain
(dBd)		 Average Gain
(dBd)		 주파수 Peak Gain
(dBd)		 Average Gain
(dBd)
2.4 1.99 -3.94 2.4 -2.36 -8.20
2.42 2.17 -4.16 2.5 -1.14 -5.00
2.43 2.68 -3.62 2.78 2.93 -3.35
즉, 준-뫼비우스 스트립 안테나의 소형화가 증가하더라도 헬리컬 라인의 두께, 비아 홀의 위치 및 반지름, 브릿지의 넓이 가변을 통하여 반사계수 및 이득의 최적화가 가능함을 알 수 있다.
5. 큐 팩터(quality factor) 및 대역폭 제어
도 41 내지 도 43은 각각 도 35에 도시된 UWB 안테나의 방사체를 각각 90°, 180°, 330° 회전시킨 상태의 예시도이다.
그리고 도 44 내지 도 47은 각각 도 35, 도 41 내지 도 43에 각각 도시된 각 안테나의 반사손실 측정 그래프이다.
또한, 도 48은 회전된 각 방사체의 회전각에 따른 반사손실을 비교한 그래프이다.
본 발명은 반사손실을 측정한 도면들을 통해 확인할 수 있는 바와 같이, 준-뫼비우스 스트립 안테나의 방사체를 회전시켜 큐 팩터 및 대역폭을 제어할 수 있다.
6. 지향성 제어
본 발명은 준-뫼비우스 스트립의 방사체에 마련되는 각 링의 회전각도를 조절해서 지향성을 제어할 수 있다.
예를 들어, 도 49 내지 도 51은 준-뫼비우스 스트립의 방사체에 마련되는 각 링을 각각 300°, 330°, 350°만큼 회전시킨 상태를 보인 도면이다.
그리고 도 52 내지 도 57은 각각 φ=0°, 90°인 경우에 도 49 내지 도 51에 도시된 방사체를 적용한 이차원 방사패턴 그래프이다.
또한, 도 58 내지 도 60은 각각 도 49 내지 도 51에 도시된 방사체를 적용한 삼차원 방사패턴 그래프이다.
즉, 본 발명은 준-뫼비우스 스트립의 방사체에 마련되는 각 링의 회전각을 0°에서 360° 사이로 조절함으로써, 안테나의 방사패턴의 지향성을 제어할 수 있다.
상세하게 설명하면, 링의 회전각도가 360°에 가까울수록 무지향성(omni-directional) 하며 회전각이 작을수록 지향성이 커진다..
즉, 링의 회전각도가 360°에 가까울수록 원형 디스크 모노폴 안테나와 유사한 방사 패턴의 특징을 갖는다.
원형 디스크 모노폴 안테나의 방사 패턴은 전방향으로 무지향성(omni-directional)이다. 여기서, 원형 디스크 모노폴 안테나의 방사패턴이 전방향으로 무지향성인 이유는 전류급전에 따른 전계(electric field)　및 자계(magnetic field) 분포에 의해서 결성된다.
따라서 본 발명에 따른 준-뫼비우스 스트립 안테나는 방사체에 마련된 링의 회전각도가 360°에 가까울수록 무지향성이며, 링의 회전각이 360보다 작을수록 지향성이 커짐을 확인할 수 있다.
7. 모노폴 안테나를 이용한 소형 MIMO 안테나
MIMO 안테나는 4G 및 5G의 핵심기술로써 다중경로 페이딩에 의한 채널 용량의 한계를 극복하기 위하여 적용되며, 다수개의 송·수신 안테나를 송·수신단의 끝에 적용시켜 다중경로에 의한 채널용량의 한계를 개선시킨다.
이러한 MIMO 안테나의 성능 파라미터는 크게 Diversity performance와 MIMO performance로 나뉜다. Diversity performance 파라미터로는 balanced branch Power Mean Gain(MEG), Correlation, diversity gain 있고 MIMO performance 파라미터는 MIMO capacity 및 Multiplexing efficiency가 있다.
MIMO 시스템에서의 채널용량은 송·수신 안테나의 개수에 비례하여 증가하지만 다수 개의 안테나를 적용하므로 안테나 사이의 상관관계가 존재한다. 안테나 사이의 상관관계는 전체 MIMO 시스템의 채널용랑을 감소시킨다. MIMO 안테나 설계 시 스펙트럼 효율을 향상시키는 다이버시티 기법을 채용하며, 이때 안테나 사이의 상호 커플링 관계는 이러한 시스템의 성능을 떨어뜨린다.
MIMO 안테나 간의 상관관계는 통신시스템 스펙트럼 효율과 관련된 가장 중요한 파라미터의 하나이며, 안테나 사이의 상관관계가 높을수록 통신시스템의 스펙트럼 효율은 떨어진다.
안테나 사이의 상관관계 Envelope Correlation Coefficient(ECC)의 계산은 3차원 방사패턴을 고려한 수학식 12 또는 13으로 정의될 수 있다.
Figure pat00024
여기서,
Figure pat00025
은 다른 포트가 모두 50Ω으로 터미네이션 되었을 때 I만이 여기 되었을 때의 방사 패턴을 의미하고, ·은 Hermitian 연산을 의미한다.
Figure pat00026
여기서 XPR=교차 편파 비=
Figure pat00027
,
Figure pat00028
and
Figure pat00029
은 다수개로 구성된 안테나에서 두 개 안테나 사이의 교차된 전계 패턴을 의미한다.
수학식 12는 array 안테나 사이의 S-parameter를 이용하여 간략화된 형태로 표현할 수 있다. 만약, 다중경로(multi path)의 환경이 균일하다면, 수학식 12는 수학식 14로 근사화시킬 수 있다.
Figure pat00030
수학식 14는 두 개의 안테나 사이에 S parameter를 적용시켜 ECC를 유도한 것으로, 수학식 13을 이용해서 이용하여 계산하는 것보다 더 간단하다.
한편, 차세대 무선통신은 고속 데이터 전송을 위해 대용량 MIMO 안테나 기술을 요구하고 있다. 고 격리 특성을 갖는 대용량 MIMO 안테나를 구현하기 위해선 제한된 방사 공간 내 다수 개의 고 격리 안테나들을 구현하여야 한다.
이를 위해, 동일 방사체 구조의 2개의 안테나 단자를 갖는 소형 MIMO 안테나 기하 구조를 검토할 수 있다.
각 안테나 단자는 매우 근접하고 있으므로, 이때 긴 경로와 짧은 경로를 거쳐 상대 단자로 출력되는 신호들은 동일 진폭에 서로 위상 공액 조건, 즉 180° 위상차 조건을 만족시키므로 단자 간 격리 특성을 향상시킬 수 있다.
이는 원형 디스크의 직경과 원형 디스크 내부에 구현된 슬롯의 폭(S1)과 슬롯의 길이(S2)를 적절히 조정함으로써 이루어질 수 있다.
슬롯의 구조(폭과 길이)는 안테나의 입력 임피던스 및 단자간 격리 특성에 영향을 준다.
여기서, 최적화 설계는 유전율 εr=2.2, 유전체 두께 H=30 mils(0.762 mm), 동박 두께 T=0.5 oz.(0.018mm), 손실 탄젠트 값(tan δ)=0.001(@ 5GHz) 인 유전체 기판을 사용하며, 입력 임피던스 정합 회로를 용이하게 구현하기 위하여 CPW 급전 대신에 마이크로스트립 급전을 사용하였다. 단, 각 입력 단자는 슬롯으로부터 1mm 오프셋 위치에 구현된다.
입력 반사 손실 특성 및 단자간 격리 특성을 동시에 10dB 기준으로 가정한다면, 3.33 ∼ 5.67 GHz 대역에 동작할 수 있으며, 특히 3.2∼5.0 GHz 대역에서는 입력 반사 계수 0.18 이하의 매우 양호한 입력 정합 특성 및 격리 특성을 보일 수 있다.
시뮬레이션 결과, 약 0.54 λo x 0.69 λo 공간 내 고 격리 특성을 갖는 광대역 2단자 소형 MIMO 안테나가 구현할 수 있음을 확인하였다.
각 단자에서 입력된 신호는 슬롯 구조에 의하여 상대쪽 단자에 미약하게 나타나고 있음을 알 수 있다. 그림 3.4.3(a) 에 제시된 단자 간 격리 특성에 살펴보듯이 5.5 GHz 대역에서의 단자 간 격리 특성 약 11.3 dB 수준으로 다른 주파수(3.5 GHz & 4.5 GHz)대역의 22∼28 dB 에 비하여 양호하지 못하므로 상대 신호가 상대적으로 크게 결합되고 있음을 확인할 수 있었다.
또한, 본 실시 예에서 설명한 2단자 소형 MIMO 안테나는 주파수 3 내지 8GHz의 범위 내에서 안테나 사이의 상관관계가 매우 낮음을 확인하였으며, UWB용 Massive MIMO 안테나에도 활용할 수 있다.
이와 같은 본 실시 예에 따른 소형화된 UWB 안테나를 MIMO 안테나에 적용 시, 안테나 사이의 상관관계를 의미하는 ECC 값이 3㎓ 내지 8㎓의 주파수 범위에서 0.02 이하임을 확인하였고, 이를 통해 스펙트럼 효율을 향상시킬 수 있다.
이상 본 발명자에 의해서 이루어진 발명을 상기 실시 예에 따라 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 상기 실시 예에 한정되는 것은 아니고, 그 요지를 이탈하지 않는 범위에서 여러 가지로 변경 가능한 것은 물론이다.
즉, 상기의 실시 예에서는 UWB 모노폴 안테나를 설명하였으나, 본 발명은 반드시 이에 한정되는 것은 아니고, 공진기, 오실레이터 등의 RF 수동 소자에 적용되도록 변경될 수 있다.
본 발명은 준-뫼비우스 스트립 구조를 적용한 모노폴 안테나 기술에 적용된다.

Claims (8)

  1. 유전체 기판 전면 중앙에 배치되고 준-뫼비우스 스트립을 적어도 1회 이상 원주를 따라 자른 구조로 형성되는 복수의 루프를 포함하는 방사체,
    각 루프의 일단을 순차적으로 연결하는 제1 브릿지 및
    최내측 루프와 최외측 루프의 일단에 각각 형성된 비아 홀을 연결하는 제2 브릿지를 포함하여 UWB 안테나를 소형화하는 것을 특징으로 하는 모노폴 안테나.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 브릿지는 상기 유전체 기판의 전면에 배치되고,
    상기 제2 브릿지는 상기 유전체 기판의 후면에 배치되는 것을 특징으로 하는 모노폴 안테나.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 브릿지는 상기 유전체 기판의 후면에 배치되고,
    상기 제2 브릿지는 상기 유전체 기판의 전면에 배치되는 것을 특징으로 하는 모노폴 안테나.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 방사체의 회전각을 조절해서 큐 팩터 및 대역폭 제어가 가능한 것을 특징으로 하는 모노폴 안테나.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 방사체에 마련된 각 루프의 회전각도를 조절해서 지향성 제어가 가능한 것을 특징으로 하는 모노폴 안테나.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 각 루프의 회전각도가 360°에 근접할수록 무지향성을 가지고,
    상기 각 루프의 회전각도가 360°보다 작아질수록 지향성이 커지는 것을 특징으로 하는 모노폴 안테나.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 준-뫼비우스 스트립의 각 루프의 두께와 각 브릿지의 넓이 및 비아 홀의 반지름과 위치를 가변해서 공진 주파수 및 반사계수 조절이 가능한 것을 특징으로 하는 모노폴 안테나.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 방사체의 각 루프는 서로 다른 직경을 갖는 헬리컬 라인으로 마련되고,
    단일 공진 주파수 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 모노폴 안테나.
KR1020160015897A 2015-02-11 2016-02-11 모노폴 안테나 KR101729036B1 (ko)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020160015897A KR101729036B1 (ko) 2015-02-11 2016-02-11 모노폴 안테나
PCT/KR2017/001564 WO2017138800A1 (ko) 2015-02-11 2017-02-13 모노폴 안테나
US16/076,972 US10283856B2 (en) 2016-02-11 2017-02-13 Monopole antenna
JP2018543379A JP6583901B2 (ja) 2016-02-11 2017-02-13 モノポールアンテナ
EP17750492.5A EP3416241A4 (en) 2016-02-11 2017-02-13 MONOPOLY ANTENNA

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20150021195 2015-02-11
KR1020150021195 2015-02-11
KR1020160015897A KR101729036B1 (ko) 2015-02-11 2016-02-11 모노폴 안테나

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160098987A true KR20160098987A (ko) 2016-08-19
KR101729036B1 KR101729036B1 (ko) 2017-04-24

Family

ID=65234295

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020160015897A KR101729036B1 (ko) 2015-02-11 2016-02-11 모노폴 안테나

Country Status (2)

Country Link
KR (1) KR101729036B1 (ko)
WO (1) WO2017138800A1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190094558A (ko) * 2018-02-05 2019-08-14 김미정 그래핀 및 탄소복합소재를 응용한 안테나 및 무선전력 전송 공진기 소형화 방법
KR20230153653A (ko) * 2022-04-29 2023-11-07 주식회사 에이스테크놀로지 이중 편파 안테나 방사체

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109755729A (zh) * 2018-12-11 2019-05-14 上海电力学院 一种柔性的双阻带超宽带mimo天线

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100416883B1 (ko) 2001-07-27 2004-02-05 (주)신아정보통신 광대역 모노폴 안테나
KR100660051B1 (ko) 2005-08-11 2006-12-22 코마테크 주식회사 광대역 모노폴 안테나 구조

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001092942A (ja) * 1999-09-21 2001-04-06 Toshiba Corp 無線情報記憶媒体及び無線情報記憶媒体の製造方法
JP2003044810A (ja) * 2001-07-30 2003-02-14 Oji Paper Co Ltd Ｉｃ実装体
JP3890958B2 (ja) * 2001-11-15 2007-03-07 ソニー株式会社 無線通信装置及びその制御方法、記憶媒体、並びにコンピュータ・プログラム
JP2004364199A (ja) * 2003-06-06 2004-12-24 Sony Corp アンテナモジュール及びこれを備えた携帯型通信端末
KR20140001842U (ko) * 2012-09-21 2014-03-31 아우덴 테크노 코포레이션 근거리장 통신을 위한 ｒｆｉｄ 장치

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100416883B1 (ko) 2001-07-27 2004-02-05 (주)신아정보통신 광대역 모노폴 안테나
KR100660051B1 (ko) 2005-08-11 2006-12-22 코마테크 주식회사 광대역 모노폴 안테나 구조

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190094558A (ko) * 2018-02-05 2019-08-14 김미정 그래핀 및 탄소복합소재를 응용한 안테나 및 무선전력 전송 공진기 소형화 방법
KR20230153653A (ko) * 2022-04-29 2023-11-07 주식회사 에이스테크놀로지 이중 편파 안테나 방사체

Also Published As

Publication number Publication date
WO2017138800A1 (ko) 2017-08-17
KR101729036B1 (ko) 2017-04-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10854994B2 (en) Broadband phased array antenna system with hybrid radiating elements
EP3320580B1 (en) Metamaterial-based transmitarray for multi-beam antenna array assemblies
Mukherjee et al. A review of the recent advances in dielectric resonator antennas
Alibakhshikenari et al. Extended aperture miniature antenna based on CRLH metamaterials for wireless communication systems operating over UHF to C-band
JP5669281B2 (ja) メタマテリアルアンテナデバイス
CN102414914B (zh) 平衡超材料天线装置
US10283856B2 (en) Monopole antenna
US7079082B2 (en) Coplanar waveguide continuous transverse stub (CPW-CTS) antenna for wireless communications
Gong et al. Multi-band and high gain antenna using AMC ground characterized with four zero-phases of reflection coefficient
US8487821B2 (en) Methods and apparatus for a low reflectivity compensated antenna
US10978812B2 (en) Single layer shared aperture dual band antenna
Ojaroudi et al. UWB/omni-directional microstrip monopole antenna for microwave imaging applications
Fertas et al. Design and optimization of a CPW-fed tri-band patch antenna using genetic algorithms
Nahar et al. Survey of various bandwidth enhancement techniques used for 5G antennas
KR101345764B1 (ko) 쿼시 야기 안테나
KR101729036B1 (ko) 모노폴 안테나
Murugan Compact MIMO shorted microstrip antenna for 5G applications
Chaudhary et al. 360° angular coverage pattern and polarization diversities wideband circularly polarized multiple input multiple output antennas
CA2596025C (en) A microstrip double sided monopole yagi-uda antenna with application in sector antennas
Afifi et al. Dual Broadband Coplanar Waveguide-Fed Slot Antenna for 5G Applications
CN115939782A (zh) 一种w波段旋转式圆极化磁电偶极子天线阵列
Nguyen A new metasurface structure for bandwidth improvement of antenna array
Hamid et al. Wideband reconfigurable log periodic patch array
Sheeja et al. Compact tri-band metamaterial antenna for wireless applications
Kittiyanpunya et al. Design of pattern reconfigurable printed Yagi-Uda antenna

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant