KR20160051937A - Ｄｃ－ｄｃ 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 실시예의 DC-DC 컨버터는 직류 전압을 변환하는 컨버터로서, 1차측에 저장된 에너지를 2차측으로 전달하는 트랜스포머와, 상기 트랜스포머의 1차측 코일에 직렬로 연결되고, 입력 전원과 상기 1차측 코일 사이에 배치되는 제 1 스위치 소자와, 상기 입력 전원과 1차측 코일 사이에 연결되는 메인 커패시터와, 상기 메인 커패시터 및 1차측 코일에 대하여 병렬로 연결되는 제 2 스위치 소자와, 상기 트랜스포머의 2차측 코일 중 일부에 직렬로 연결되는 제 1 다이오드를 포함하는 포워드 회로와, 상기 트랜스포머의 2차측 코일 중 다른 일부에 직렬로 연결되는 제 2 다이오드를 포함하는 플라이백 회로를 포함한다.

Description

ＤＣ－ＤＣ 컨버터{ＤＣ－ＤＣ Converter}
본 발명은 출력단의 넓은 부하 영역에 대하여 높은 효율을 갖는 DC-DC 컨버터에 대한 것이다.
녹색 성장의 핵심산업으로 주목받고 있는 분야는 LED 관련 분야이다. LED 광원은 백열등과 형광등 보다 전력 소비가 낮고, 긴 수명을 갖는 우수한 친환경적 조명 광원이다.
또한, 형광등에는 환경 오염에 치명적인 수은이 함유되어 있으나, LED에는 전혀 함유되지 않아 친화적인 녹색 조명으로 각광 받고 있다.
이러한 LED는 전류에 비례하여 밝기가 조절되기 때문에, LED를 구동시키기 위해서는 전류 변화에 따라 효율을 일정하게 만들어 줄 수 있는 DC-DC 컨버터 회로가 필요하다.
그러나, 일반적으로 사용되는 DC-DC 컨버터는 출력단의 부하 조건에 따라 구동 효율이 달라지게 되는데, 높은 출력의 고부하에서는 구동 효율이 좋은 반면에, 낮은 출력의 경부하에서는 구동 효율이 급격이 떨어지는 특성이 있다. 이러한 특성은 스위치의 하드 스위칭(hard switching)으로 인한 전력 손실이 발생하기 때문이며, 특히, 경부하 조건에서 그 손실이 크게 나타나기 때문에 구동 효율이 더욱 삼소하게 된다.
이러한 문제점을 개선하고, LED 동작 제어를 위한 DC-DC 컨버터의 구동 효율을 증가시키기 위한 노력들이 있다.
본 발명은 넓은 부하 조건에서 구동 효율이 높게 나타나도록 함으로써, LED를 보다 효율적으로 구동시킬 수 있는 DC-DC 컨버터를 제안하는 것을 목적으로 한다.
본 실시예의 DC-DC 컨버터는 직류 전압을 변환하는 컨버터로서, 1차측에 저장된 에너지를 2차측으로 전달하는 트랜스포머와, 상기 트랜스포머의 1차측 코일에 직렬로 연결되고, 입력 전원과 상기 1차측 코일 사이에 배치되는 제 1 스위치 소자와, 상기 입력 전원과 1차측 코일 사이에 연결되는 메인 커패시터와, 상기 메인 커패시터 및 1차측 코일에 대하여 병렬로 연결되는 제 2 스위치 소자와, 상기 트랜스포머의 2차측 코일 중 일부에 직렬로 연결되는 제 1 다이오드를 포함하는 포워드 회로와, 상기 트랜스포머의 2차측 코일 중 다른 일부에 직렬로 연결되는 제 2 다이오드를 포함하는 플라이백 회로를 포함한다.
본 발명의 DC-DC 컨버터에 의해서, 스위치 내압이 VIN 만큼 걸리기 때문에, 스위치 선택시에 가격 경쟁력을 확보할 수 있는 장점이 있다.
또한, 트랜스포머의 누설 인덕턴스를 이용하지 않기 때문에, 다이오드 양단에 추가적으로 스너버 회로를 구성할 필요가 없게 된다.
또한, 스위치의 소프트 스위칭을 통하여 넓은 부하 영역에서 일정한 효율을 가지는 장점이 있으며, 스너버 회로가 필요없기 때문에 그만큼의 효율을 더 상승시킬 수 있는 장점이 있다.
또한, 2차측의 출력단을 커패시터 2개로 나누어 구성되기 때문에, 다이오드 내압을 낮출수 있는 장점이 있으며, 다이오드 선정시에 가격 경쟁력을 확보할 수 있는 장점이 있다.
도 1은 본 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 구성을 보여주는 회로도이다.
도 2 내지 도 9는 본 실시예의 DC-DC 컨버터의 동작들을 설명하기 위한 회로도이다.
도 10은 본 실시예의 DC-DC 컨버터의 동작 타이밍도이다.
제안하는 본 발명의 실시예에 따른 전력 변환 회로를 첨부되는 도면과 함께 구체적으로 설명하여 본다.
도 1은 본 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 구성을 보여주는 회로도이다.
본 발명은 종래와는 달리 누설 인덕턴스를 사용하지 않으면서, 스위치의 소프트 스위칭(soft switching)이 가능하도록 함으로써, 다이오드 양단에 스너버 회로를 추가하지 않으면서 구동 효율을 높일 수 있는 DC-DC 컨버터에 대한 것이다.
도 1을 참조하면, 본 실시예의 DC-DC 컨버터의 1차측(입력측)은, 입력 전원의 (+)단자에 연결되어 에너지를 부하로 전달하면서 DC 전압을 차단하여 트랜스포머의 포화를 방지하는 역할을 수행하는 메인 커패시터(Cs)와, 상기 메인 커패시터(Cs)와 병렬로 연결되는 제 2 스위치 소자(SW2)와, 상기 메인 커패시터(Cs) 및 제 2 스위치 소자(SW2)와 연결되는 1차측 트랜스포머(1차측 코일)와, 상기 1차측 코일과 직렬로 연결되고 상기 입력 전압의 (-) 단자에 연결되는 제 1 스위치 소자(SW1)를 포함한다.
그리고, 제 1 및 제 2 스위치 소자(SW1,SW2) 각각은 스위치 오프된 상태라도 스위치 소자 내의 기생 커패시터가 포함되며, 이러한 기생 커패시턴스에 대해서는 커패시터로 도면에 표시되어 있다.
또한, 1차측 트랜스포머(1차측 코일)는 코일이 코어에 권선되는 것에 의하여 인덕턴스 성분을 갖게 되는데, 트랜스포머 내의 인덕턴스 성분을 도면에는 Lm(메인 인덕터)으로 도시하였다. 본 실시예의 DC-DC 컨버터에서 에너지를 저장하는 구간에서는 Lm에 흐르는 전류가 상승하게 되며, 에너지를 부하측으로 전달하는 방전 구간에서는 Lm에 흐르는 전류가 감소함으로써 트랜스포머를 통한 에너지가 2차측으로 전달되는 것이다.
실시예의 DC-DC 컨버터에서 2차측 포워드 회로가 동작하는 때에는, Lm에 저장되어 있는 에너지가 출력단(2차측)으로 전달되고, 2차측의 플라이백 회로가 동작하는 때에는 Lm에 에너지가 축적된다.
그리고, 상기 제 1 및 제 2 스위치 소자(SW1, SW2)는 입력 전압 만큼 내압(voltage stress)를 갖고, 상기 제 2 스위치 소자(SW2)가 턴-온(turn-on)되어 있는 동안에 상기 메인 커패시터(Cs)는 저장한 에너지를 부하로 전달하는 것과 함께, DC 전압을 차단하여 트랜스포머의 포화(saturation)를 방지하는 역할을 수행한다.
한편, 실시예의 DC-DC 컨버터의 2차측(출력측)은, 상기 1차측 트랜스포머와의 턴비(turn-ratio)가 n:1:1이 되도록 권선되는 2차측 트랜스포머(2차측 코일)와, 상기 2차측 트랜스포머와 연결되어 포워드 기능을 수행하는 제 1 다이오드(D1)와, 상기 2차측 트랜스포머와 연결되어 플라이백 기능을 수행하는 제 2 다이오드(D2)와, 상기 제 1 다이오드(D1)와 함께 포워드 회로를 구성하는 제 1 커패시터(C1)와, 상기 제 2 다이오드(D2)와 함께 플라이백 회로를 구성하는 제 2 커패시터(C2)와, 상기 제 1 및 제 2 커패시터(C1,C2)에 병렬로 연결되는 출력 커패시터(Cout)와, 상기 제 1 및 제 2 커패시터(C1, C2) 사이에 연결되는 필터 인덕터(Lf)를 포함한다.
상기 제 1 커패시터(C1)는 상기 제 1 다이오드(D1)의 캐소드에 연결되고, 상기 제 2 커패시터(C2)는 상기 제 2 다이오드(D2)의 애노드에 연결된다. 그리고, 상기 제 1 및 제 2 커패시터(C1,C2)는 상호 연결되고, 상기 제 1 및 제 2 커패시터 사이에는 출력 전압의 리플을 감소시키기 위한 필터 인덕터(Lf)가 연결된다.
그리고, 상기 필터 인덕터(Lf)는 MOSFET의 드레인-소스 양단에 발생되는 기생 커패시터와의 공진을 통하여 두 개의 MOSFET(제 1 및 제 2 스위치 소자)의 턴-온 동작시에 소프트-스위칭(soft-switching)에 해당하는 ZVS(Zero-Voltage-Switching)가 원활히 수행되도록 하는 역할을 수행한다.
또한, 상기 필터 인덕터(Lf)는 트랜스포머를 통하여 2차측으로 전달된 펄스 형태의 전압을 일정한 DC 전압으로 만들어주는 필터 역할을 수행하며, 출력 전압 및 전류의 리플 역시 감쇄시킬 수 있다.
한편, 상기 트랜스포머는 1차측(210) 권선비가 n으로 할 경우에, 포워드 회로를 구성하는 2차측 트랜스포머(221)와, 플라이백 회로를 구성하는 2차측 트랜스포머(222)는 그 권선비가 1:1이 되도록 형성하여, 트랜스포머의 전체 턴비는 n:1:1 이 된다. 즉, 2차측 트랜스포머의 1/2은 포워드 회로를 구성하고, 2차측 트랜스포머의 나머지 1/2은 플라이백 회로를 구성하게 된다.
그리고, 상기 출력 커패시터(Cout)는 부하(Rload)로 전달되는 전압의 리플(ripple)을 줄이는 역할을 수행한다.
전술한 회로 구성으로 이루어진 DC-DC 컨버터는 제안되는 8가지 모드에 따라 순차적으로 동작되며, 회로 내의 스위치들, 다이오드 등의 전압 및 전류 파형과 스위치의 게이트 신호 파형은 도 10에 도시된다.
도 2 내지 도 9에 도시되는 각각의 모드 동작에 대한 설명을 하면서, 도 10에 도시된 그래프도 함께 참조하여 본다.
먼저, 도 2를 참조하면, 본 실시예에 따른 컨버터의 제 1 동작 모드는, 제 1 스위치 소자(SW1)의 스위치가 턴-온 되기 전의 데드 타임(dead time)구간이다. 즉, 제 1 및 제 2 스위치 소자(SW1,SW2)가 턴-오프된 상태에서, 제 1 스위치 소자(SW1)만이 턴-온되기 직전의 상태를 나타낸다.
제 1 및 제 2 스위치 소자(SW1,SW2)의 기생 커패시터 각각이 서로 충전과 방전하며, 제 1 스위치 소자(SW1)의 전압이 0까지 감소하게 되고, 제 2 스위치 소자(SW2)의 전압은 VIN 만큼 증가하게 된다.
그리고, 제 1 동작 모드에서는, 포워드 회로와 플라이백 회로 중에서 플라이백 회로로만 전류가 흐르며, 제 2 다이오드(D2)에 흐르는 iDFflyback 은 피크치에서 점차 감소하기 시작한다. 그리고, 제 1 동작 모드는 상기 제 1 스위치 소자(SW1)가 턴-온 되는 것으로 종료된다.
그 다음, 도 3을 참조하면, 상기 제 1 스위치 소자(SW1)가 턴-온 되는 것에 의해 제 2 동작 모드가 개시되고, 제 1 스위치 소자(SW1)에 흐르는 전류(iSW1)는 메인 인덕터(Lm)에 흐르던 전류 방향이 유지되어야 하기 때문에, 바디 다이오드를 통하여 역전류가 흐르게 된다. 즉, 도시된 화살표와 같이, 제 1 스위치 소자(SW1), 메인 인덕터(Lm) 및 메인 커패시터(Cs)를 경유하여 VIN 방향으로 역전류가 흐르게 된다.
상기 바디 다이오드는 스위치 소자인 MOSFET 소자의 내부 구성요소로서, MOSFET 제조시에 내부 P-N 정션에 의해 구성된다. 그리고, 스위치 소자인 MOSFET의 역방향으로 전류가 흐르게 되면, MOSFET의 드레인-소스 양단에 발생되는 기생 커패시터에 저장된 전압이 빠져나가게 된다. 이와 같이, 전압이 모두 빠져 나가게 되면, 이후 바디 다이오드를 통하여 전류가 흐를 수 있는 경로가 형성되는 것이다.
그리고, 본 실시예에서는, 두 개의 스위치 소자인 MOSFET이 턴-온에서 턴-오프되거나, 턴-오프에서 턴-온되는 때의 데드 타임 구간에서 기생 커패시터의 전압이 모두 빠진 다음, 순간적으로 바디 다이오드를 통하여 역방향으로 전류가 흐르게 됨으로써, MOSFET의 턴-온 동작에서 소프트-스위칭인 ZVS가 이루어질 수 있다.
이러한 역전류가 흐르는 동안, 제 2 다이오드(D2)에 흐르는 전류(iDflyback)는 0이 된다. 그리고, 포워드 회로를 구성하는 제 1 다이오드(D1)가 턴-온되는 순간 제 2 동작 모드는 종료된다.
그 다음, 도 4를 참조하면, 상기 제 1 스위치 소자(SW1)가 턴-온된 상태에서, 상기 제 1 다이오드(D1)가 턴-온되는 것에 의해 제 3 동작 모드가 개시된다. 상기 제 1 다이오드(D1)가 턴-온 되는 것에 의하여, 부하(Rload)로의 에너지 전달이 수행된다.
이때, 제 1 스위치 소자(SW1)에 흐르는 전류(iSW1)는 역방향을 유지하면서 그 값이 0이 되는 때에 제 3 동작 모드가 종료된다.
그 다음, 도 5를 참조하면, 실시예의 제 3 동작 모드가 종료되고, 제 1 스위치 소자(SW1)에 흐르는 전류(iSW1)가 0에서 피크치까지 정방향으로 흐르기 시작하는 제 4 동작 모드가 수행된다.
이러한 제 4 동작 모드에서는, 제 1 다이오드(D1)를 통한 부하(Rload)로의 에너지 전달이 계속하여 수행되고, 제 1 스위치 소자(SW1)에 흐르는 전류(iSW1)가 피크치에 도달하면, 상기 제 1 스위치 소자(SW1)가 턴-오프됨으로써 제 4 동작 모드가 종료된다.
그 다음, 도 6을 참조하면, 실시예의 제 5 동작 모드는 상기 제 1 스위치 소자(SW1)가 턴-오프된 다음, 제 2 스위치 소자(SW2)가 턴-온 되기 이전의 데드 타임 구간이다.
이때, 제 1 스위치 소자(SW1) 및 제 2 스위치 소자(SW2)의 기생 커패시터가 서로 충전과 방전하면서, 제 1 스위치 소자(SW1)의 전압(VSW1)이 VIN 만큼 증가한다. 그리고, 상기 제 1 스위치 소자(SW1)의 전압(VSW1)이 VIN 만큼 증가하게 되면, 상기 제 2 스위치 소자(SW2)가 턴-온 됨으로써 제 5 동작 모드가 종료된다.
그 다음, 도 7을 참조하면, 상기 제 2 스위치 소자(SW2)가 턴-온되기 전의 데드 타임 구간이 경과된 다음에, 제 2 스위치 소자(SW2)가 턴-온되면, 제 2 스위치 소자(SW2)를 흐르는 전류(iSW2)는 메인 인덕터(Lm)에 흐르던 전류 방향이 유지되어야 하기 때문에, 바디 다이오드를 통하여 역전류가 흐르게 된다.
따라서, 2차측(출력측)의 포워드 회로를 흐르는 전류(iDforward)는 0이 된다. 그리고, 플라이백 회로를 구성하는 제 2 다이오드(D2)가 턴-온 되는 순간 제 6 동작 모드가 종료된다.
그 다음, 도 8을 참조하면, 제 2 다이오드(D2)가 턴-온 되고, 제 1 다이오드(D1, Dforward)가 턴-오프되는 제 7 동작 모드가 수행된다. 이때, 제 2 다이오드를 흐르는 전류(iDFlyback)에 의해서 부하(Rload)측으로 에너지가 전달된다.
그리고, 실시예의 플라이백 회로에 의한 부하측으로의 에너지 전달이 수행되는 동안에는, 제 2 스위치 소자(SW2)를 흐르는 전류(iSW2)는 그 역방향 흐름을 유지하면서, 전류값이 0이 되면 제 7 동작 모드가 종료하게 된다.
마지막으로, 도 9를 참조하면, 제 8 동작 모드에서 상기 제 2 스위치 소자(SW2)를 흐르는 전류(iSW2)는 0에서 피크치까지 정방향으로 흐르기 시작하고, 제 2 다이오드를 흐르는 전류(iDFlyback)를 통하여 부하(Rload)로의 에너지 전달이 지속되는 구간이다.
그리고, 상기 제 2 스위치 소자(SW2)를 흐르는 전류(iSW2)가 피크치까지 증가하게 되면, 상기 제 2 스위치 소자(SW2)는 턴-오프되고, 제 8 동작 모드가 종료된다. 상기 제 8 동작 모드까지 수행된 다음에는, 다시 제 1 동작 모드부터 다시 각각의 동작 모드들이 순차적으로 수행되는 것에 의해 부하측으로의 에너지 전달 과정이 반복된다.
이러한 본 발명의 DC-DC 컨버터에 의해서, 스위치 내압이 VIN 만큼 걸리기 때문에, 스위치 선택시에 가격 경쟁력을 확보할 수 있는 장점이 있다.
또한, 트랜스포머의 누설 인덕턴스를 이용하지 않기 때문에, 다이오드 양단에 추가적으로 스너버 회로를 구성할 필요가 없게 된다.
또한, 스위치의 소프트 스위칭을 통하여 넓은 부하 영역에서 일정한 효율을 가지는 장점이 있으며, 스너버 회로가 필요없기 때문에 그만큼의 효율을 더 상승시킬 수 있는 장점이 있다.
또한, 2차측의 출력단을 커패시터 2개로 나누어 구성되기 때문에, 다이오드 내압을 낮출수 있는 장점이 있으며, 다이오드 선정시에 가격 경쟁력을 확보할 수 있는 장점이 있다.

Claims (7)

  1. 직류 전압을 변환하는 컨버터로서,
    1차측에 저장된 에너지를 2차측으로 전달하는 트랜스포머와,
    상기 트랜스포머의 1차측 코일에 직렬로 연결되고, 입력 전원과 상기 1차측 코일 사이에 배치되는 제 1 스위치 소자와,
    상기 입력 전원과 1차측 코일 사이에 연결되는 메인 커패시터와,
    상기 메인 커패시터 및 1차측 코일에 대하여 병렬로 연결되는 제 2 스위치 소자와,
    상기 트랜스포머의 2차측 코일 중 일부에 직렬로 연결되는 제 1 다이오드를 포함하는 포워드 회로와,
    상기 트랜스포머의 2차측 코일 중 다른 일부에 직렬로 연결되는 제 2 다이오드를 포함하는 플라이백 회로를 포함하는 ＤＣ－ＤＣ 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜스포머의 2차측 코일 중 상기 포워드 회로를 구성하는 코일과 상기 플라이백 회로를 구성하는 코일의 권선비는 동일하게 구성되는 ＤＣ－ＤＣ 컨버터.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜스포머의 1차측과 2차측 권선비는 n:1:1로 구성되고, 상기 트랜스포머의 2차측 코일 각각은 상기 포워드 회로와 플라이백 회로에 구성되는 ＤＣ－ＤＣ 컨버터.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 포워드 회로는 상기 제 1 다이오드의 캐소드에 연결되는 제 1 커패시터를 포함하고,
    상기 플라이백 회로는 상기 제 2 다이오드의 애노드에 연결되는 제 2 커패시터를 포함하고,
    상기 제 1 커패시터와 제 2 커패시터는 연결되도록 구성되는 ＤＣ－ＤＣ 컨버터.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 트랜스포머의 2차측 코일에 연결되고, 상기 제 1 및 제 2 커패시터와 연결되는 필터 인덕터를 더 포함하는 ＤＣ－ＤＣ 컨버터.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 커패시터에 대하여 병렬로 연결되고, 출력 전압의 리플을 감소시키기 위한 출력 커패시터를 더 포함하는 ＤＣ－ＤＣ 컨버터.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 포워드 회로로 전류가 흐르는 때에, 상기 트랜스포머의 1차측 코일에 저장된 에너지가 2차측으로 전달되고,
    상기 플라이백 회로로 전류가 흐르는 때에, 상기 트랜스포머의 1차측 코일에 에너지가 저장되도록 회로가 동작하는 ＤＣ－ＤＣ 컨버터.
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