KR20150110685A - 다중 채널 송신기를 위한 다중 대역 rf/mri 펄스 디자인 - Google Patents

Abstract

자기 공명 이미징("MRI") 시스템과 사용하기 위한 하나 또는 그 초과의 다중 채널, 다중 대역 무선 주파수("RF") 펄스들을 디자인하기 위한 방법이 제공된다. 이 방법은 복소수값 벡터를 포함하는 목적 함수를 최소화함으로써 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널을 위한 RF 진폭 변조들의 수 및 RF 위상 변조들의 수를 결정하는 단계를 포함한다. 목적 함수는 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널의 공간 감도 프로파일과 다중 대역 RF 펄스의 각각의 여기 대역을 위한 자기장 맵 모두를 고려한 시스템 매트릭스를 또한 포함한다.

Description

다중 채널 송신기를 위한 다중 대역 RF/MRI 펄스 디자인 {MULTIBAND RF/MRI PULSE DESIGN FOR MULTICHANNEL TRANSMITTER}

본 출원은 2013년 1월 25일에 출원되었고, 발명의 명칭이 "다중 채널 송신기에 사용하기 위한 다중 대역 무선 주파수 자기 공명 이미징 펄스 디자인을 위한 시스템 및 방법(SYSTEM AND METHOD FOR MULTIBAND RADIO FREQUENCY MAGNETIC RESONANCE IMAGING PULSE DESIGN FOR USE WITH A MULTICHANNEL TRANSMITTER)" 인 미국 가특허 출원 제 61/756,775 호, 및 2013년 12월 11일에 출원되었고, 발명의 명칭이 "다중 채널 송신기에 사용하기 위한 다중 대역 무선 주파수 자기 공명 이미징 펄스 디자인을 위한 시스템 및 방법(SYSTEM AND METHOD FOR MULTIBAND RADIO FREQUENCY MAGNETIC RESONANCE IMAGING PULSE DESIGN FOR USE WITH A MULTICHANNEL TRANSMITTER)" 인 미국 가특허 출원 제 61/914,775 호의 이익을 주장한다.

본 발명은 국립 보건원에 의해 수상된 RR008079, EB015894 및 MH091657 하에서 정부 지원에 의해 이루어졌다. 정부는 본 발명의 일정한 권리를 갖는다.

본 발명의 분야는 자기 공명 이미징("MRI")을 위한 시스템들 및 방법들이다. 더 구체적으로는, 본 발명은 MRI 에 사용하기 위한 다중 대역 무선 주파수("RF") 펄스들을 디자인, 최적화 및 보정(shimming)하기 위한 시스템들 및 방법들에 관한 것이다.

MRI 에서의, 3 테슬라(Tesla)(3T) 그리고 7 테슬라(7T) 자기장과 같은 높은 그리고 매우 높은 자기장들의 최근의 이용 가능성은 점점 더 높은 공간 해상도에 의해, 그리고 fMRI 분야들의 경우에 왕성한 신경 활동의 부위들에 대한 정확도로 인간 뇌의 해부학적 및 함수적 MRI("fMRI") 연구를 가능하게 하였다. 하지만, 전체 인간 뇌에 대한 이러한 고해상도 fMRI 데이터를 얻는 것은 에코-평면(echo-planar) 이미징("EPI")과 같은 단일 샷 슬라이스 획득 방법들이 이용될 때조차 긴 볼륨의 반복 시간들("TRs")이라는 바람직하지 않은 결과에 직면한다. 다중 슬라이스, 2 차원 EPI 전략을 사용하는 평행 이미징 원리들을 통하여 동시에 획득된 슬라이스들의 후속 언에일리어싱(unaliasing)에 의한 다중 슬라이스들의 동시 다중 대역("MB") RF 여기(excitation)가 이러한 문제들을 다루는데 사용되었다. 이러한 방법은 동시 여기된 슬라이스들의 수와 동일한 인수(MB 인수라고 함)만큼 볼륨(TR)의 직접적인 감소를 가능하게 한다.

MB 접근법은 과제-기반(task-based) 및 휴지 상태(resting-state)의 fMRI 에서 상당히 성공적으로 이용되어왔고 휴식 상태 네트워크들의 개선된 검출 및 이러한 네트워크들의 일시적인 역학을 드러내는 새로운 분석 전략들을 유도한다. 이 접근법은 높은 각도의 확산 가중 이미징("HARDI") 및 확산 스펙트럼 이미징("DSI")과 같은 확산 이미징 기술들에서 다른 매우 긴 이미징 획득 시간을 상당히 감소시키는데 또한 이용되어왔다. 그리하여, MB RF 펄스들의 사용은 이러한 이미징 기술들의 사용을 인간 커넥톰 프로젝트(Human Connectome Project)와 같은 노력들에 대하여 실질적이고 필수적으로 만들었다. 이러한 분야들에서, 언에일리어싱 프로세스에 의해 용인되는 달성 가능한 MB 인수들은 EPI 에서의 그레디언트 블립(gradient blip)들을 사용하여 위상(phase) 인코드 치수를 따라 동시에 획득되는 슬라이스들의 부분적인 시프팅(shifting)을 통하여 상당히 개선될 수 있다. MB 접근법은 하나의 k-공간 라인에서 한 번에 획득되는 리콜된 그레디언트 에코들(예컨대, 플래시), 고속 스핀 에코(fast spin echo) 등과 같이, EPI 외의 공간 인코딩 파워들과 사용될 수 있다는 것에 주의해야 한다. 게다가, MB 접근법은 다중 슬라이스들이 실질적으로 동시적으로 획득되는 일반적으로 임의의 이미징 분야를 포함하는 fMRI 이외의 이미징 분야들에 적용 가능하다.

하지만, 이러한 이익에도 불구하고, 고자기장(3T 및 4T) 그리고 초고자기장(7T 및 그 초과)에서의 슬라이스 가속된 다중 대역 접근법의 최적의 사용은 송신 B1("B1+") 이질성들 및 파워 적층 제약(power deposition constraint)들에 의해 불가능하게 된다. 신호 대 잡음비("SNR") 및 이미징 명암은 공간적으로 불균일하게 되고, 일부 위치들에서, 이러한 자기 세기들에서 RF 의 이동 웨이브 거동의 존재에 의해 발생되는 해로운 간섭들의 결과로서 일어나는 불균일한 B1+ 로 인해 차선이 될 수 있다. 이러한 B1+ 이질성들은 4T 그리고 특히 7T 에서 양호하게 문서화되어있지만, 또한 특히 스핀 에코("SE") 기반 시퀀스에서, 뇌의 중앙과 둘레 부분들 사이에 SNR 차이들을 야기하기에 3T 에서도 또한 충분히 강하다. 유사하게, 최대 달성 가능한 슬라이스 가속 인수들은 특히 초고자기장들에서 및/또는 SE 시퀀스들이 이용될 때 파워 적층에 의해 제한될 수 있다. 슬라이스들의 수 그리고 볼륨 TR 은 동일하게 유지되고, 비록 피크 파워가 MB 인수에 의해 2차식으로(quadratically) 증가할 수 있더라도 다중 대역 접근법은 종래의 단일 슬라이스 여기에 비교할 때 더 이상의 파워를 적층하지 않지만, MB 인수에 의한 가속은 파워 적층에서의 MB-배(MB-fold)의 증가를 유도하고, 이는 달성 가능한 가속에 제한을 부과한다.

이러한 제한들은 또한 임상 진단에서의 사람의 몸통 및 사지들의 이미징에서 가장 중요하다. 특히, 뇌, 몸통 및 사지들의 이미징에서의 많은 회수의 임상 스캔들의 기본이 되는, 고속 스핀 에코로 또한 공지된 터보 스핀 에코 및 관련 파생물들과 같은 시퀀스들을 사용하는 이미징은 다중 대역 접근법에 의해 이행될 때 파워 적층 및 B1+ 이질성들을 겪을 것이다.

따라서 다중 채널 송신 분야들을 위한 다중 대역 RF 펄스들을 디자인하고 제공하기 위한 방법을 제공하는 것이 바람직하며, 여기서 디자인된 다중 대역 RF 펄스들은 현재 이용 가능한 다중 채널, 다중 대역 RF 기술들에 비교할 때 감소된 B1+ 이질성들 및 낮아진 파워 적층(낮아진 글로벌 SAR, 낮아진 피크 로컬 SAR 및/또는 낮아진 피크 RF 파워를 포함)을 갖는다.

본 발명은 복수의 다중 대역 무선 주파수("RF") 펄스들을 발생하기 위한 자기 공명 이미징("MRI") 시스템의 운영 방법을 제공함으로써 상기 언급된 단점들을 극복한다. 이 방법은 예비 계산 스테이지를 포함하며, 이 스테이지 동안 각각의 다중 대역 RF 펄스에 의해 여기될 슬라이스들의 수를 정하는 다중 대역 인수가 선택되고, 디자인될 다중 대역 RF 펄스들의 수가 결정되고 선택된 다중 대역 인수 및 다중 대역 RF 펄스들의 결정된 수를 기본으로 하여 여기될 복수의 슬래브(slab)들이 결정된다. 이 방법은 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널에 대한 RF 진폭 변조들의 수 및 RF 위상 변조들의 수를 결정함으로써 다중 대역 RF 펄스들을 디자인하는 단계를 포함한다. 이러한 값들은 각각의 펄스에 대한 RF 펄스 진폭 변조 및 RF 위상 변조를 갖는 복소수 값의 벡터를 포함하는 목적 함수를 최소화함으로써 결정된다. 목적 함수는 또한 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널의 공간 감도 프로파일을 고려한 시스템 매트릭스, 다중 대역 RF 펄스들의 각각의 여기 대역에 대한 자기장 맵 그리고 각각의 다중 대역 RF 펄스에 대한 자기장 그레디언트들의 수를 갖는다. MRI 시스템은 이러한 최소화를 통하여 결정된 RF 진폭 변조 및 RF 위상 변조를 사용하여 다중 대역 RF 펄스들을 발생하도록 운영된다.

본 발명의 다른 양태는 다중 대역 무선 주파수("RF") 펄스를 발생하도록 자기 공명 이미징("MRI") 시스템을 운영하기 위한 방법을 제공하는 것이다. 이 방법은 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널에 대한 RF 진폭 변조 및 RF 위상 변조를 결정함으로써 다중 대역 RF 펄스를 디자인하는 단계를 포함한다. 이러한 값들은 RF 펄스진폭 변조 및 RF 위상 변조를 갖는 복소수 값의 벡터를 포함하는 목적 함수를 최소화함으로써 결정된다. 목적 함수는 또한 다중 대역 RF 펄스의 각각의 여기 대역에 대한 자기장 맵 및 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널의 공간 감도 프로파일 모두를 고려한 시스템 매트릭스를 갖는다. MRI 시스템은 이러한 최소화를 통하여 결정되는 RF 진폭 변조 및 RF 위상 변조를 사용하여 다중 대역 RF 펄스를 발생하도록 운영된다.

본 발명의 전술한 그리고 다른 양태들 및 이점들은 이후의 설명으로부터 나타날 것이다. 설명에서, 본 발명의 일부를 형성하는 첨부된 도면들이 참조되며, 이 첨부 도면들에는, 본 발명의 바람직한 실시예가 예시로서 도시된다. 그러나, 이러한 실시예는 반드시 본 발명의 전체 범주를 나타낼 필요는 없으며, 따라서 본 발명의 범주를 해석하기 위해 청구범위 및 이런 사실들이 본원에서 참조된다.

도 1a는 2 개의 슬래브들, 즉 N_슬래브=2 를 여기시키기 위한 하나의 다중 대역("MB") 무선주파수("RF") 펄스, 즉 K=1 을 위한 슬래브 규정의 예이고;
도 1b는 3 개의 슬래브들, 즉 N_슬래브=3 을 여기시키기 위한 하나의 MB RF 펄스, 즉 K=1; 4 개의 슬래브들, 즉 N_슬래브=4 를 여기시키기 위한 2 개의 MB RF 펄스들, 즉 K=2; 6 개의 슬래브들, 즉 N_슬래브=6 을 여기시키기 위한 2 개의 MB RF 펄스들, 즉 K=2; 6 개의 슬래브들, 즉 N_슬래브=6 을 여기시키기 위한 3 개의 MB RF 펄스들, 즉 K=3; 및 9 개의 슬래브들, 즉 N_슬래브=9 를 여기시키기 위한 3 개의 MB RF 펄스들, 즉 K=3 을 위한 슬래브 규정들의 예들을 도시하고;
도 2a 및 도 2b는 슬래브 배치들이 공간적으로 상호 배치되지 않은, 4 개의 슬래브들, 즉 N_슬래브=4 를 여기시키기 위한 2 개의 MB RF 펄스들, 즉 K=2 를 위한 상이한 슬래브 규정들을 예시하고;
도 3a 및 도 3b는 슬래브 내의 슬라이스 배치들의 예들을 묘사하고;
도 4는 자기 공명 이미징("MRI") 시스템의 예의 블록 다이어그램이고;
도 5는 도 4의 MRI 시스템의 일부를 형성할 수 있고 다중 채널 송신기 및 수신기를 포함하는 무선 주파수("RF") 시스템의 예의 블록 다이어그램이다.

상기 언급된 B1("B1+") 이질성들 송신 및 RF 파워 적층의 문제를 처리하는 다중 채널 송신("pTx") 다중 대역("MB") 펄스 디자인 방법이 제공된다. 이 방법은 단일 채널 원형 분극(circularly polarized)("CP") 모드 분야에 대하여 더 높은 RF 파워를 사용할 필요 없이 다수의 별개의 슬라이스들에서 현저히 개선된 B1+ 균질화를 제공할 수 있는 pTx MB 펄스 디자인들을 발생할 수 있다. 펄스 디자인들은 또한 파워 적층의 절약을 달성할 수 있다. 따라서, 본 발명은 개선된 SNR 및 명암 대 잡음비("CNR")를 위해 B1 균질성을 개선할 수 있으면서 동시적으로, 글로벌 SAR, 피크 로컬 SAR 및/또는 피크 RF 파워를 포함할 수 있는 타겟 파워 적층을 감소시킨다.

일반적으로, 2 개의 전략들이 기본 RF 펄스의 위상 변조(즉, RF 보정 값들) 및 무선 주파수("RF") 크기를 발견하여 B1+ 이질성을 완화시키도록 다중 채널 MB 여기에 이용될 수 있다. 본원에서 대역 결합(band-joint) 디자인으로서 지칭되는, 하나의 전략은 M 슬라이스들을 동시에 여기시키기 위해 조합되는 모든 M 단일 대역("SB") 펄스들에 대한 채널 특정 RF 보정 값들의 공통 세트를 얻는 것이다. 이러한 해결책은, 그 후 다중의 상이한 채널들로 분할되고 채널 특정 위상 및 진폭 변경을 겪는 MB 펄스 형상들을 수반하는 단일 채널 송신기를 사용하여 적용될 수 있다. 이러한 접근법에서, 각각의 MB 펄스들의 M SB 펄스들은 동일한 채널 특정 위상 및 진폭 변경을 받는다. 본원에 대역 특정 디자인으로서 지칭되는 다른 전략은 다중 채널 송신기의 각각의 채널에 대해서 각각의 M SB 펄스들에 대하여 상이한 세트의 보정 값들을 계산하는 것이다. 각각의 이러한 접근법들은 이제 차례로 논의될 것이다.

균일한 여기(즉, 균일한 │B1+│)를 타겟으로 하는 대역 결합 접근법에서, M-대역 Q-채널 여기에 대한 RF 보정 값들은 이하의 크기 최소 제곱 문제를 푸는 것에 의해 얻어질 수 있다 :

(1)

여기서

(2)

그리고

(3).

등식 (1) 내지 (3)에서, A 는 조합된 복소수 매트릭스이고, A_m(m = 1, 2, ..., M)는 개별 채널들의 B1+ 공간 감도 프로파일들 및 m^th 대역에 대한 ΔB₀ 맵을 포함하는 시스템 매트릭스이고; W 는 복소수 벡터이며 w_q(q = 1, 2, ..., Q)는 q^th 채널에 대한 RF 보정 값이고; d 는 바람직한 횡축 자화(transverse magnetization)을 나타내는 스칼라(scalar)이고; λ 는 정규화 변수(regularization parameter)이다.

대역 특정 접근법에서, 당업자는 이하의 식을 풀 수 있다 :

(4)

여기서

(5)

그리고

(6).

등식 (4) 내지 (6)에서, A_full 은 블록 대각선 매트릭스이고 A_m 은 대각선 요소 매트릭스들이고 w_full 은 연결된 벡터이며 w_m(m = 1, 2, ..., M)은 m^th 대역에 대한 개별 채널들의 RF 보정 값들의 벡터이다.

최종 종합된 MB 펄스를 구성하는 M 기본 RF 펄스들이 각각의 동시 여기된 M 슬라이스들의 주파수 천이를 타겟으로 하기 위해 도입되는 시간에 대한 상이한 위상 변화(즉, 상이한 기울기들의 선형 위상 경사들)를 갖는 것에 주의할 필요가 있다. 결과적으로, 파시발의 정리(Parseval's theorem)에 의해, 주어진 시간 기간의 파워 적층은, 슬라이스들이 MB 접근법을 사용하여 획득되었는지 또는 종래의 단일 슬라이스 여기 과정을 사용하여 획득되었는지와 관계없이 획득된 슬라이스들의 수에 의해 결정된다. 그 결과,

항의 사용은 대역 특정 pTx MB 펄스 디자인의 전체 RF 파워를 위한 최적의 제약이다. 유사하게, 이하의 항이 글로벌 SAR 을 위한 최적의 제약으로서 사용될 수 있다.

(7)

여기서 S₀ 는 글로벌 SAR 매트릭스이다. 피크 로컬 SAR 관리가 글로벌 SAR 및 피크 로컬 SAR 과 같은 하나 초과의 변수에 대하여 동시적으로 최적화하면서, 최종 종합된 펄스 형상을 제약에 포함하는 제약을 사용함으로써 대역 특정 pTx MB 펄스 디자인에서 달성될 수 있는 것이 또한 가능하다.

대역 특정 pTx MB 펄스 디자인에서, 최종 RF 펄스들의 적용은 개별 채널들의 독립 제어 RF 펄스들을 요구하는 것에 또한 주의할 필요가 있다. 이는 채널당 최종 RF 펄스가 상이한 가중에 의해 각각 곱해진 M 상이한 기본 펄스들의 합이기 때문이며 따라서 공통 펄스에 의해 곱해지는, 채널 특정 가중, 즉 w'_q' 에 의해 간단하게 표현될 수 없다.

예로서, MB RF 펄스들은 │B1+│균질화에 의해 해당 볼륨의 바람직한 공명 주파수 대역들을 동시적으로 여기시키기 위해 단일 스포크(spoke)(즉, 횡축 평면에서의 그레디언트 인코딩 없이)로서, 또는 더 복잡한 구성들(예컨대, 다중 스포크들)로서 디자인될 수 있다. 이러한 펄스 디자인을 위한 일치된 타겟은 바람직한 슬라이스들에서 균질성 │B1+│로서 정의될 수 있다. 이러한 타겟은 대역들에서 단지 해당 볼륨의 부분들을 커버하는 공간적 마스크를 수동으로 생성함으로써 발생될 수 있다. RF 크기 및 위상 변조들은 펄스 계산에서 고려되지 않는 해당 볼륨 외측의 복셀(voxel)들을 갖는 가변적인 변경 알고리즘을 사용하여 계산될 수 있다. 타겟은 또한 일치된 것(즉, 균일한 여기) 외의 다른 것일 수 있으며 해당 구역에 걸친 B1+ 의 특정한, 미리 정해진 공간적 분산을 달성하기 위해 맞춰질 수 있다. 예컨대, 타겟은 하위 영역 또는 다중 하위 영역들에서 높은 B1+ 을 그리고 다른 하위 영역들에서 낮은 B1+ 을 달성하기 위해 집중되거나 "줌(zoomed)" 될 수 있다.

단일 스포크를 갖도록 디자인된 RF 펄스들은 또한 동일한 레벨의 플립(flip) 각도 균질화를 여전히 유지하면서, 180 도 플립 각도에 도달하기 위해 RF 크기들을 스케일링 업(scaling up) 함으로써 재집중하기 위해 또한 이용될 수 있다. 하지만, 다중 스포크들이 플립 각도 균질성의 추가의 개선을 위해 바람직할 때, 최적의 제어 접근법과 같은 큰 팁 각도 펄스 디자인 방법들이 여기 정확도를 지속하기 위해 고려될 수 있다.

이러한 방식으로 디자인된 MB RF 펄스들은 한 번에 다중 슬라이스들에 의해, 인간 머리 또는 몸통의 하위 부분과 같은 해당 볼륨을 커버하기 위해 구성될 수 있으며, 슬라이스들의 각각의 그룹은 해당 볼륨에서 조작되는 슬라이스들의 특정 위치에 의존하여 그의 자체 최적화를 갖는다. MB 펄스들에 대한 이전에 언급된 디자인은 또한 더 양호한 펄스 성능을 위해 정적 자기장, B_o, 비균질성들을 포함할 수 있다.

다중 대역 이미징 접근법에서, 다중 슬라이스들은 동시적으로 여기되고(또는 실질적으로 동시적으로), 그 후에 함께 획득되고, 최종적으로 언에일리어싱 되어 개별 슬라이스들에 대응하는 이미지들을 발생한다. 이러한 프로세스는 해당 볼륨("VOI")를 커버하기 위해 상이한 세트의 슬라이스들에 의해 반복된다. 예컨대, 바람직한 해상도가 1 ㎜ 등방성(isotropic)이라면, 슬라이스 "두께" 는 1 ㎜ 이다. 따라서, VOI 가 슬라이스 방향으로 120 ㎜ 의 치수를 갖는다면, 120 개의 슬라이스들이 1 ㎜ 등방성 해상도를 사용하여 VOI 를 커버하기 위해 필요할 것이다.

종래의 다중 슬라이스 접근법들에서, 각각의 슬라이스는, 예컨대 2 개의 직각 평면 내 방향들을 인코딩하기 위해 위상 인코드 그레디언트 및 판독 그레디언트를 사용하여 2 차원 획득으로 별개로 여기되고 이미징된다. 따라서, 종래의 다중 슬라이스 접근법(120)들에서 별개의 여기들 및 데이터 획득들은 상기 언급된 예에 대하여 요구될 것이다. 예컨대 4인 MB 인수를 사용하는 다중 대역 접근법에 의해, 동일한 VOI 가 단지 30 개의 여기들 및 그 이후의 데이터 획득들을 사용하여 커버될 수 있다. 이러한 경우, 본원에 설명된 펄스 최적화는, 슬라이스 두께를 따라 B1 및 B0 의 잠재적인 변동들이 작기 때문에 이들을 고려하지 않고 4 개의 별도의 슬라이스들의 30 세트들에 대하여 수행될 수 있다.

대안적인 "하이브리드" 접근법은 1 ㎜ 슬라이스들이 아니라, 10 ㎜ 두께의 슬래브들과 같은 더 두꺼운 슬래브들을 여기하는 것일 것이다. 이러한 예에서 1 보다 더 큰 MB 인수는 실질적으로 동시적으로 여기되는 다중 슬래브들에 대응할 것이다. 예컨대, 4 의 MB 인수에 의해, 4 개의 슬래브 여기들의 3 개의 세트들이 상기 예로부터 120 ㎜ 두께 VOI 를 커버하는데 사용될 것이다. 이러한 예에서, 1 ㎜ 등방성 해상도를 얻기 위해 3 차원 획득이 사용될 것이다. 이러한 획득에서, 위상 인코딩 치수는 슬래브 방향을 따라 부가된다. 상기 언급된 예에서, 10 개의 이러한 위상 인코딩들이 10 ㎜ 두께 슬래브를 따라 공칭 1 ㎜ 해상도를 얻는데 요구될 것이다.

하이브리드 접근법에서, 3 차원 푸리에 변환이 슬래브 방향을 따라, 뿐만 아니라 다른 2 개의 직각 방향들을 따라 슬래브를 1 ㎜ "슬라이스들"로 분해하는데 사용된다. 동시적으로, 또는 실질적으로 동시적으로, 여기된 "슬래브들"은 그 후 평행 이미징 원리들을 사용하여 서로로부터 언에일리어싱된다. 이러한 획득 스킴(scheme)에서, "슬래브" 선택적 펄스들을 위한 펄스 최적화는 상기 설명된 바와 같이 실행될 수 있다. 선택적으로, 슬래브 치수를 따른 B1 또는 B0 변동은 무시될 수 있으며, 이는 개별 얇은 슬라이스들을 획득하는 경우에서와 같이, 슬래브 대신 평균 최적화에 있기 때문이다. 하지만, 하이브리드 이미징 접근법을 사용하여, 최적화는 또한, 얇은 슬라이스들의 경우에서와 같이, 평면 방향으로 뿐만 아니라, 또한 슬래브의 두께를 따라서, B1 또는 B1 과 B0 모두에서의 비균질성을 함께 고려할 수 있다.

MB 여기를 위한 pTx 펄스 디자인들을 사용하여서 이하의 이득들을 달성할 수 있다. 첫째, B1+ 비균질성들의 영향이 최소화될 수 있다. 둘째, 전파 흡수율("SAR")의 감소로서 측정될 수 있는, 로컬 또는 글로벌 파워 적층의 최소화와 같은 다른 제약들이 달성될 수 있다. 하나의 예에서, 이러한 이점들은 단지 평면의 그레디언트 블립들을 갖는 소위 3D 스포크 슬라이스-선택적 RF 펄스들을 활용함으로써 제공될 수 있다. 이러한 접근은 날카로운 슬라이스 프로파일의 발생을 가능하게 하면서 평면 내 B1 균질화를 가능하게 한다. 또한, 글로벌 그리고 로컬인 SAR 의 관리 뿐만 아니라 평균 및 피크 RF 의 관리는 또한 펄스 디자인에 포함될 수 있어서, 기술적인 그리고 안전 제약들 모두를 준수한다.

전체 뇌와 같은, 큰 해당 볼륨("VOI")을 위한 MB 데이터를 얻을 때, 이미징되는 대상의 최단 형태학적 치수들을 따라 슬라이스들을 획득할 때이더라도, 많은 슬라이스들이 여기되고 획득될 필요가 있다. 예컨대, 대뇌, 소뇌 및 뇌간을 포함하는 전체 인간 뇌를 커버하기 위해, 전체 104 개의 슬라이스들이 슬라이스 치수를 따라 1.25 ㎜ 공간 해상도에 의해 130 ㎜ 의 통상적인 치수를 채우는데 요구될 것이다. 이러한 많은 슬라이스들에 의해, 각각의 개별 이미징 슬라이스를 위한 개별 송신 채널들의 B1+ 프로파일들을 얻고 상기 언급된 슬라이스식 프로세스를 사용하여 복수의 pTx MB RF 펄스들을 디자인하기 위한 그 이후의 대규모 최적화를 수행하기 위해 요구되는 시간은 임상 분야들에 대하여 비현실적으로 길 수 있다.

예컨대, 104 개의 슬라이스들을 위한 통상적인 펄스 디자인 사양들(예컨대, 약 5 ㎜ 평면 내 해상도 및 펄스 최적화를 위한 단일 스포크)을 갖는 16 채널 펄스 디자인은 펄스 디자인 문제에서 166400 x 1664 전달 매트릭스를 초래할 것이다. 이러한 큰 최적화 문제를 푸는 것은, 특히 파워 적층에 대한 부가적인 제약들이 포함될 때 어렵다. 이러한 경우 만족할만한 해법을 찾기 위해 필요한 연산 시간은 현재 이용 가능한 연산 리소스들에 의해서는 엄청나게 길 수 있다.

또한, 기술의 현재 상태에서, 슬라이스 특정 펄스 디자인의 결과로서 많은 수의 상이한 pTx SB 및 pTx MB 펄스들을 유지하는 MB 펄스 시퀀스의 이행은 제한된 최대 허용 메모리 할당으로 인해 어려울 수 있다. 예컨대, 4 의 MB 인수(즉, M = 4)를 갖는 104 개의 슬라이스들을 획득하기 위해 슬라이스 특정 pTx MB 펄스들을 가하는 것은 시퀀스가 RF 여기를 위해 총 130 개의 pTx 펄스들(104 개의 pTx SB 펄스들에 26 개의 pTx MB 펄스들을 더함)을 생성하고 준비하는 것을 요구할 수 있다. 사용 가능한 펄스 시퀀스가 스핀 에코 시퀀스라면, 재집중을 위한 부가적인 130 개의 펄스들이 필요할 것이다. 이러한 수의 pTx 펄스들은 현재 최신식의 MRI 시스템들에서 유지하기 어려울 것이며, 이는 128 개의 RF 펄스들의 최대 수와 같은 RF 펄스들의 최대 수에 대한 이들의 허용 메모리 할당에 의해 제한될 수 있다.

RF 펄스들의 최대 수에 대한 제한이 없다고 하더라도, 많은 수의 슬라이스 특정 pTx 펄스들을 가하는 것은 시간 효율적이지 않을 수 있는데 이는 펄스 시퀀스 준비 시간이 가해지는 pTx 펄스들의 개수에 따라 판정되기 때문이다. 더 높은 해상도의 사용은 더 많은 수의 슬라이스들을 초래할 것이며, 이는 추가의 어려움들을 촉진시킬 수 있는 것에 주의해야 한다. 따라서, 전체 뇌의 범위에 대한 슬라이스-바이-슬라이스(slice-by-slice) 방식의 pTx MB 펄스 디자인의 수행은 시간 및 연산 요구사항들에서 매우 값비쌀 수 있으며 현재 기기에 의한 임상 시간 제약들 내에서 실제로 가능하지 않을 수 있다.

이러한 문제들을 다루기 위해, 상기 언급된 펄스 디자인 방법은 전체 뇌 범위와 같은 큰 VOI 를 커버하기 위한 pTx MB RF 펄스 디자인을 위한 효과적이고, 효율적이고, 실질적인 전략을 제공하기 위해 구성될 수 있다. 이후의 논의는 예시의 목적들을 위해 전체 뇌의 예를 이용하지만 몸통 또는 전체 인간 몸체의 이미징에 이용될 수 있는 바와 같이 임의의 큰 VOI 범위에 대하여 적용 가능하다.

상기 설명된 방법의 이러한 적응에서, 슬라이스-바이-슬라이스 펄스 디자인은 데이터를 위해 획득될 슬라이스들에 대하여 시행되지 않는다. 대신, pTx MB 펄스들을 이루는 pTx SB 펄스들이 전체 VOI 를 커버하기 위해 규정된 몇몇 슬래브들을 위해 디자인된다. 슬래브들의 수는 MB 인수에 의해 주어진 하한을 갖는, 바람직한 pTx MB 펄스들의 수에 의해 결정된다. 부가적으로, 각각의 슬래브의 펄스 디자인은 단지 슬래브 내의 적은 수의 틈이 있는 슬라이스들로부터의 B1+ 정보를 고려함으로써 결정될 수 있다.

상기 설명된 방법의 이러한 적응을 사용하는 것은 펄스 디자인 문제의 크기를 매우 감소시킬 것이다. 예컨대, 16 채널을 디자인하기 위해 각각 4 개의 슬라이스들을 갖는 4 개의 슬래브들을 고려하여, 단일 스포크 pTx MB4 펄스(즉 MB 인수 m = 4)는 전달 매트릭스의 크기를 25600 x 64 로 감소시킬 것이며, 이는 동일한 평면 내 행상도를 갖는 슬라이스-바이-슬라이스 디자인 접근법을 사용할 때의 166400 x 1664 의 크기와 비교할 때 169 배가 감소된다.

디자인 문제에서의 크기의 현저한 감소는 만족스러운 펄스 해결책을 발견하기 위해 요구되는 연산 시간을 상당히 감소시킬 것이다. 게다가, B1+ 맵핑에서 단지 16 개의 슬라이스들의 사용 및 시퀀스에서의 단지 5 개의 pTx 펄스들의 사용(4 개의 pTx SB 펄스들에 1 개의 pTx MB 펄스를 더함)은 스캐닝 시간을 크게 감소시킬 것이다.

상기 설명된 방법은 증가된 B1+ 이질성 및 초고자기장들에서의 RF 파워 적층의 문제들을 다루기 위해 동시적인 다중 슬라이스 다중 대역 획득에서 pTx RF 펄스들을 사용하여 설명되었다. 이러한 pTx MB 펄스 디자인은 동시적으로 인간 뇌에서 단일 채널 원형 분극("CP") 모드 적용에 대하여 더 높은 RF 파워의 사용을 필요로 하지 않으면서 다중 슬라이스들 내의 현저히 개선된 B1+ 균일함(즉, 균질성)을 제공하고/하거나 파워 적층의 절약들을 달성할 수 있다.

하지만, 상기 언급된 바와 같이, 이러한 접근법은 전체 뇌 범위에 대하여 긴 획득 및 연산 시간들을 요구할 것이다. 비록 이러한 연산 제한들이 더욱 증가하는 연산 파워 및 네트워크 속도들에 의해 미래에 의심할 여지없이 완화될 것이며, 송신 B1 자기장들의 맵핑을 위한 획득 속도들이 증가될 것이지만, 현재의 실제 이행들은 상기 언급된 방법을 적응시킴으로써 달성될 수 있다.

상기 언급된 pTx 펄스 디자인 방법의 적응에서, 단일 또는 다중 pTx MB 펄스들이 전체 VOI 에 걸친 각각의 개별 획득 슬라이스 내에 균일한 여기를 생성하도록 디자인될 수 있다. 펄스 디자인은 최종 MB 획득에서 획득될 슬라이스들의 각각으로부터 얻어지는 B1+ 정보를 기본으로 하지 않으며; 오히려 이는 획득 슬라이스들과 독립적으로 VOI 내의 단지 몇몇의 드물게 분산된 슬라이스들로부터 얻어지는 B1+ 정보를 기본으로 한다. 이러한 디자인 방법의 이행은 2 개의 일반적인 스테이지들 : 예비 계산 스테이지 및 계산 스테이지를 포함하며, 이들은 이하에 별개로 논의된다.

예비 계산 스테이지의 주 목적은 디자인될 개별 pTx MB 펄스들에 대응하는 VOI 를 에워싸는 몇몇 인접한 이미징 슬래브들을 규정하는 것이다. 예비 계산 스테이지는 각각의 슬래브 내의 슬라이스 변위를 정의하고, 이로부터 B1+ 맵들이 그 이후의 펄스 디자인을 위해 획득될 것이다. 이를 위해, 2 단계의 과정이 제공된다.

제 1 단계는 디자인될 pTx MB 펄스들의 수, K 를 결정하는 것이며, 이는 MB 인수, M 과 함께 규정될 필요가 있는 슬래브들의 수, N_슬래브 를 제공한다.

N_슬래브 = K x M (8)

슬래브들의 수, N_슬래브 는, 각각 상이한 pTx MB 펄스에 대응하는 M-슬래브들을 갖는 K 그룹들로서 보아야 한다. 데이터 획득 동안, 각각의 pTx MB 펄스는 한 번에 M 슬라이스들을 여기시킴으로써 그의 M 슬래브들에 잔류하는 모든 이미징 슬라이스들을 연이어 여기시키기 위해 종래의 MB RF 여기에서와 같이 가해질 것이며, KpTx MB 펄스들은 전체 VOI 를 커버하는 모든 N_슬래브 의 슬래브들을 여기시키기 위해 차례대로 발생될 것이다.

도 1a 및 도 1b는 축방향 슬라이스들이 머리에서 발가락으로의 방향으로 뇌에 걸쳐있는 전체 뇌로부터 동시적으로 다중 슬라이스 다중 대역 데이터를 획득할 때 pTx MB2 및 MB3(즉 MB 인수 M = 2 및 3) RF 펄스 디자인들을 위한 예의 슬래브 규정들을 예시한다. 볼 수 있는 바와 같이, 주어진 MB 인수에 대하여, 얼마나 많은 pTx MB 펄스들이 디자인될 것인지에 따라서, 상이한 수들의 슬래브들이 고려될 수 있다. 많은 수의 pTx MB 펄스들이 더 많은 수의 슬래브들을 초래할 것이다. 슬래브 두께는 단지 동일한 MB 펄스의 M 슬래브들에 대하여 동일할 필요가 있고 상이한 pTx MB 펄스들 가운데에서는 동일할 필요가 없는 것에 주의해야 한다.

도 1a 및 도 1b에 묘사된 모든 슬래브 규정들은 모든 MB 펄스들에 걸쳐 일정한 최대의 가능한 상호 슬라이스 거리에 의해 상호 배치된 방식으로 놓여서, 그 이후의 MB 재구성에서 전반적으로 최적의 슬라이스 언에일리어싱을 달성하게 되는 것에 또한 주의해야 한다. 하지만, 슬래브 배치는 일반적으로 상호 배치될 필요가 없고 임의의 무작위 순서일 수 있다. 예컨대, 2 개의 pTx MB2 펄스들을 디자인하기 위한 4 개의 슬래브들을 규정할 때, 하나의 pTx MB 펄스의 2 개의 슬래브들은, 각각 도 2a 및 도 2b에 예시된 바와 같이 다른 MB 펄스의 2 개의 슬래브들에 의해 끼워질 수 있거나 이들의 정상부에 쌓일 수 있다. 전자의 경우에, 상호 슬라이스 거리는 바람직하게는 사용되는 슬래브 두께와 관계없이 2 개의 MB 펄스들 사이에서 상이하다는 것에 주의해야 한다. 다른 한편, 슬래브들이 쌓이는 후자의 경우에, 상호 슬라이스 거리는 동일한 슬래브 두께가 모든 4 개의 슬래브들에 할당된다면 양측 MB 펄스들에 대하여 동일할 수 있다.

예비 계산 스테이지의 제 2 단계는 개별 슬래브들 내에 B1+ 슬라이스 배치를 디자인하는 것이다. 이러한 프로세스는 슬래브당 슬라이스들의 수 그리고 슬라이스들 사이의 거리들을 결정하는 단계를 포함한다. 도 3a 및 도 3b는 슬래브 내의 슬라이스 배치의 2 개의 예들을 묘사한다. 도 3a에 예시된 예에서, 총 14 개의 슬라이스들이 2 개의 pTx MB3 펄스들을 디자인하기 위해 규정된 6 개의 슬래브들 내측에 위치되고, 슬라이스들 사이에 일정한 거리를 갖고 2 개의 인접한 슬래브들에 의해 날카롭게 된 경계 슬라이스를 갖는다. 도 3b에 예시된 예에서, 상이한 개수의 슬라이스들이 6 개의 슬래브들 내에 무작위의 방식으로 배치된다. 최적의 슬라이스 배치는 전자기 시뮬레이션들 또는 실험적으로 획득된 B1+ 맵들을 기본으로 하여 슬라이스 선택적 방향을 따른 B1+ 변동들을 분석함으로써 얻어질 수 있는 것에 주의해야 한다.

디자인될 pTx MB 펄스들의 수가 증가할수록, 규정될 슬래브들의 수는 증가할 것이고 평균 슬래브 두께는 감소할 것이라는 것에 주의하는 것이 중요하다. pTx MB 펄스들의 수가 MB 인수에 의해 나누어지는 획득 슬라이스들의 총 수에 도달할 때, 슬래브식 펄스 디자인은 상기 설명된 슬라이스식 디자인으로 되돌아갈 것이다. 예컨대, 104 개의 슬라이스들의 획득을 위한 슬래브식 방식의 26 개의 pTx MB4 펄스들의 디자인은 실질적으로 슬라이스식 디자인인데 이는 규정될 필요가 있는 104 개의 슬래브들은 104 개의 획득 슬라이스들과 일치하는 104 개의 슬라이스들로 감소될 것이기 때문이다. 이는 상기 설명된 슬라이스식 펄스 디자인을 더 일반화된 슬래브식 디자인의 특별한 경우로서 볼 수 있다는 것을 또한 의미한다.

슬래브들은, 인간 뇌일 수 있는 해당 대상의 모델들로부터 비롯될 수 있다는 것에 주의해야 한다. 예컨대, 슬래브들은 단일의 인간 머리 모델과 같은 모델들 및/또는 복합 또는 많은 상이한 물체들의 평균으로서 비롯된 모델로부터 비롯될 수 있다. 후자의 모델은 인간 머리의 공통적인 평균 RF 특성들을 나타낼 수 있다. 이러한 모델 데이터를 통합함으로써, 상호 물체 변동성을 위해 고려되는 어떠한 미리 디자인된 pTx RF 펄스들을 얻는 것이 가능하고 B1+ 맵핑 또는 펄스 계산을 위한 추가의 개별 스캔들 없이 상이한 스캔들을 위해 사용될 수 있다.

일단 예비 계산 스테이지가 완료되면, 계산 스테이지는 B1+ 이질성을 감소시킬 수 있는 RF 보정 값들을 얻기 위해 시행될 수 있다. 여기서, 서로 상이한 pTx MB 펄스들의 K 수를 디자인하는 것이 목적이다. 먼저, RF 파워 및 SAR 에 대한 명백한 제약들을 갖는 펄스 디자인 문제의 일반화된 공식이 제공된다. 그 후, 개별 pTx MB 펄스들을 디자인하기 위한 2 개의 전략들이 제공되고 작은 팁 각도 형에서의 각각의 디자인 문제들이 드러난다.

일반화된 펄스 디자인 문제는 이하와 같이 쓰일 수 있다 :

(9)

이하를 조건으로 함

(1)

(10)

(2)

(11)

(3)

(12)

(4)

(13).

여기서, 대상 f_o 는 통상적으로 여기 에러를 나타내고, 미지수 w 는 개별 pTx MB 스포크 펄스들에 대한 RF 보정 값들을 연결하는 복소수 값의 벡터이다. w 에 관한 4 개의 제약 함수들, 즉 f_{1 -4} 는 관심 하의 양들에 연관된 4 개의 가장 관련있는 RF 파워를 나타내고 부등식의 형태들로 사용되어서 (1) 글로벌 SAR, (2) 로컬인 SAR, (3) 총 RF 파워 및 (4) 순간적인 피크 RF 파워에 대한 명백한 제약들을 부과하고, gSAR, lSAR, P_ave 및 P_peak 는 각각 SAR 및 파워 제한들이다. 이러한 제약을 갖는 최소화 문제를 푸는 것은 결과적인 RF 파워 및 SAR 수들이 각각 규정된 제한들 내에 있는 것을 보장하면서 최소 달성 가능한 여기 에러(즉, 가장 잘 달성될 수 있는 여기 정확도)를 제공하게 될 RF 보정 값들의 세트를 발견하려는 시도를 초래한다.

작은 팁 각도 펄스 디자인을 위해, 대상 함수, 즉 f_o 는 규정된 타겟 패턴으로부터 결과적인 여기 패턴의 편차를 수량화하기 위해 제곱 에러, 즉

또는 크기 제곱 에러, 즉

로서 보통 공식화된다. 여기서 A 는 각각의 채널들의 입력 RF 파워에 관하여 정상화된 다중 채널 B1 자기장 분산들과 관련되는 복소수 값 시스템 매트릭스이다. 시스템 매트릭스인 A 는 또한 규정된 모든 슬라이스들 내의 주 자기장 이질성들, 뿐만 아니라 그레디언트 블립들에 의한 평면 내 위상 변조들(스포크들의 k-공간 배치에 대응)과 관련된다. 변수인 d 는 바람직한 여기 패턴(예컨대, 이는 주어진 플립 각도의 균일한 여기를 위한 일치된 것일 수 있음)을 나타내는 복소수 값 벡터이다. 또한, 시스템 매트릭스(A)는 블록 대각선의 특징 구조를 가지며 이하와 같이 구성될 수 있고,

(14)

여기서, K 는 디자인될 pTx MB 펄스들의 수이고, 대각선 요소 매트릭스인 A_k 는 k^th pTx MB 펄스 디자인을 위한 시스템 매트릭스이다. 대응적으로, 미지수들의 벡터인 w 그리고 목표의 벡터인 d 는 이하에 의해 각각 주어진다.

(15)

그리고

(16).

또는

형태의 대상 함수의 A, w 및 d 의 이러한 정의들의 사용은, 디자인될 K pTx MB 펄스들의 각각에 대한 RF 보정들의 상이한 세트를 발견하는 것인, 펄스 디자인의 목표와 일치한다. 하지만, 개별 시스템 매트릭스, A_kk = 1, 2, ..., K, 뿐만 아니라 개별 RF 보정 벡터들(w_k)의 구성들은 개별 RF 보정 세트들, 즉 w_k 가 각각의 pTx MB 펄스를 위해 어떻게 계산될 것인지에 매우 의존한다. 이하에 나타낼 것과 같이, 상이한 레벨들의 자유도들을 활용하는 2 개의 가능한 디자인 전략들이 펄스 디자인 문제의 공식화에 대한 상이한 레시피를 각각 갖는 w_k 의 계산을 위해 존재한다.

2 개의 디자인 전략들은 각각의 개별 pTx MB 펄스의 디자인을 위해 고려될 수 있다. 본원에서 대역 특정 디자인으로서 정의된 하나의 전략은, pTx MB 펄스를 구성하는 M pTx SB 펄스들의 각각을 위한 상이한 RF 보정 세트을 발견하는 것이다. 대역 결합 디자인으로서 지칭되는 다른 전략은 pTx MB 펄스를 이루는 모든 M pTx SB 펄스들을 위한 공통 RF 보정 세트를 발견하는 것이다. 이하에, 대역 특정 디자인에 대한 디자인 문제가 먼저 제공되고, 대역 결합 디자인에 대한 디자인 문제가 그 후 제공된다.

제약된 크기 최소 제곱 최소화를 고려하면, 대역 특정 디자인을 위한 일반화된 펄스 디자인 공식으로부터 비롯된 펄스 디자인 문제는 이하와 같이 쓰여질 수 있다

(17)

이하를 조건으로 함

(1)

(18)

(2)

(19)

(3)

(20)

(4)

(21).

여기서, k-th pTx MB 펄스를 위한 시스템 매트릭스(A_k) 및 RF 보정 벡터(w_k)는 이하와 같이 정의된다

(22)

매트릭스(A_k)는 또한 블록 대각선으로 또한 구성될 수 있고 이러한 구조는 w_k 의 대응하는 정의와 함께 주어진 MB 펄스에 대응하는 M pTx SB 펄스들의 각각을 위한 상이한 RF 보정 세트를 구하는 대역 특정 디자인에서의 목표를 반영하는 것에 주의해야 한다. 매트릭스(A_k)의 개별 대각선 요소 매트릭스들 및 벡터(w_k)의 개별 요소 벡터들은 이하에 의해 주어진다

(23)

(24)

그리고

(25)

(26)

및

(27)

(28)

여기서, m, c 및 s 는 대역들, 송신 채널들 및 스포크들을 각각 나타내고; 매트릭스인 A_{k ,m,c,s,l}(ㅣ = 1, 2, ..., L^(k,m)) 는 가해지는 평면 내 그레디언트 블립들로부터 초래되는 스포크(s)에서의 공간 의존 위상 축적들, 뿐만 아니라 k-th pTx MB 펄스의 m-th 대역을 디자인하기 위해 미리 정의된 모든 L^(k,m) 의 l-th 슬라이스 내의 채널(c)의 B1+ 자기장 맵과 관련되고, w_(k,m,c,s) 는 MB 펄스(k), 대역(m), 채널(c) 및 스포크(s)에 대한 보정 값을 나타내는 복소수 값이다. 최적의 해결책을 찾기 위해 이용 가능한 자유도들을 결정하는 미지수들의 전체 수는 따라서 전체 보정 벡터(w)의 차원에 의해(즉, 벡터 요소들의 수) 주어진 바와 같이 (K x M x C x S) 인 것에 주의해야 한다.

대응적으로, 목표 벡터(d_k)는 이하와 같이 쓰여진다.

(29)

여기서, d_{k ,m,l} 은 슬라이스(l), 대역(m), 및 pTx MB 펄스(k)를 위한 타겟 여기 프로파일을 나타내는 벡터이다. 상기 설명된 바와 같은 매트릭스(A_{k ,m}) 그리고 벡터(w_k,m 및 d_{k ,m})들은 단일 슬라이스(L = 1) 또는 동시적으로 다중 슬라이스들(L > 1)을 기본으로 하는 단일 다중 채널 다중 스포크 RF 보정 세트를 계산하기 위한 종래의 pTx 스포크 펄스 디자인에서 사용되는 것들인 것에 주위해야 한다.

4 개의 RF 파워 및 SAR 관련 제약들의 공식에서, w_(k,m,s) 는 MB 펄스(k), 스포크(s) 및 대역(m)에 대한 모든 채널들에 가해지는 보정 값들의 수직 연결인 반면(즉, w_(k,m,s) = [w_(k,m,1,s), w_(k,m,2,s), ..., w_(k,m,C,s)]^T), w_(k,c,s) 는 단지 스포크(s)를 위한 채널(c)에 가해지지만 모든 대역들에 대한 보정 값들의 수직 연결이며(즉, w_(k,c,s) = [w_(k,1,c,s), w_(k,2,c,s), ... w_(k,M,c,s),]^T); Q 는 글로벌 SAR 매트릭스이고, {S_v}_{v=1,2, ..., V} 는 로컬인 SAR(예컨대, 10 그램의 SAR)의 추정에 대하여 비롯되는 V 가상의 관찰 지점들(VOP)의 세트를 나타내며; 이러한 SAR 매트릭스들은 SAR 계산에서 조직 특성들 및 공간적 평균을 포함하는 RF 펄스와 독립적인 모든 인수들을 포함한 것에 주의해야 한다. 여기서, N_k 는 MB 펄스(k)가 MB 데이터 획득에서 가해지는 횟수이고(예컨대, MB 단일 샷 EPI에서,

는 획득된 슬라이스들의 총 수를 제공할 것임), T 는 RF 파워 평균을 위한 시간 윈도우이고(예컨대, 이는 획득에 사용된 반복 횟수일 수 있음), △t 는 RF 펄스의 존재 시간, 그리고 b(t) 는 N 회 지점들에서 정의된 베이스 펄스 파형(예컨대, 종래의 sinc 펄스)이다. 매트릭스인 M 은 M 종래의 보정되지 않은 SB RF 펄스들, a_m(t), m = 1, 2, ..., M 로 이루어지는 매트릭스이며, 이하와 같이 구성될 수 있다.

(30)

a_m(t) = b(t)ㆍexp[-iγGㆍ(m-1)z₀ㆍt] 이고, 여기서 γ 는 자이로마그네틱 비율, G 는 슬라이스 선택적 그레디언트의 최대 진폭 그리고 z₀ 는 SB 펄스들 사이의 상호 슬라이스 거리이다.

매트릭스 벡터곱, 즉 Mw_(k,c,s) 는 채널(c)에 가해지는 스포크(s)에서 pTx MB 펄스(k)의 최종 합계된 MB 펄스 형상을 산출하는 것에 주의하는 것이 중요하며, 그의 최대 절대값 제곱(즉,

)은 대응하는 순간적인 피크 RF 파워를 제공하며, 따라서 모든 K pTx MB 펄스에 걸친 4^th 부등식을 만족하며, 모든 C 채널들 및 모든 S 스포크들은 모든 디자인된 pTx MB 펄스들의 순간적인 피크 RF 파워가 RF 파워 증폭기에 의해 허용되는 최대 피크 파워 내에 있을 것을 보장한다. 또한, 펄스 디자인 형식주의(formalism)가, 예컨대 내부 포인트 방법을 통하여 효율적으로 해결될 수 있다.

대역 특정 pTx MB 펄스들의 적용은 다중 송신 채널들(예컨대, 독립적인 RF 합성기들, 독립적인 RF증폭기들)과 완전히 독립적으로 pTx 시스템에 의존할 수 있는 것에 주의하는 것이 또한 중요하며 이는 채널 특정 RF 파형들이 서로 완전히 상이하기 때문이다.

유사하게, 대역 결합 디자인에 대한 펄스 디자인 문제는 이하와 같이 공식화될 수 있다.

(31)

이하를 조건으로 함

(1)

(32)

(2)

(33)

(3)

(34)

(4)

(35)

RF 보정들의 공통 세트가 주어진 MB 펄스에 대응하는 모든 M pTx SB 펄스들에 대하여 계산되었기 때문에, 각각의 개별 시스템 매트릭스, 즉 A_k 는 이제 더 낮은 레벨의 매트릭스들, 즉 A_{k , m} 의 스택으로서 구성되며 이하에 의해 주어지며,

(36)

여기서 개별 매트릭스들, 즉 A_{k ,m} 은 대역 특정 디자인에서와 동일한 체계의 구조들에 의해 정의된다. 대응적으로는 각각의 개별 벡터(w_k)는 이제 m 차원이 상실되고(collapse) 이하에 의해 주어진다

(37)

여기서

(38)

여기서 w_(k,c,s), s = 1, 2, ..., S 는 채널(c)에 그리고 스포크(s)에 가해지는 MB 펄스(k)의 모든 M SB 펄스들에 대한 보정 값을 나타내는 복소수이다. 타겟 벡터(d_k)들은 대역 특정 디자인에서와 동일한 정의들을 갖는다. 이러한 경우 전체 보정 벡터, 즉 w 의 차원에 의해 결정되는 자유도들은, 자유도들이 (K x M x C x S)에 의해 주어지는 대역 특정 디자인과 비교할 때, 단지 (K x C x S) M 배의 감소인 것에 주의해야 한다. 이러한 자유도들의 악화 때문에, 결합 디자인은 모든 제약들을 만족하면서 타겟 여기 패턴을 달성하는데 있어서 별개의 디자인만큼 효과적이지 않을 수 있다.

전체적으로, 대역 결합 디자인에서의 4 개의 RF 파워 및 SAR 제약들의 형성들은 대역 특정 디자인에서와 상당히 유사하며 대부분의 변수들이 동일하다. 여기서 하지만 2 개의 새로운 변수들이 도입된다. 하나는 MB 펄스(k), 스포크(s)를 위한 하지만 모든 M 대역들을 위한 모든 채널들(즉, w_(k,s) = [w_(k,1,s), w_(k,2,s), ... w_(k,C,s),]^T)에 가해지는 보정 값들의 수직 연결인 벡터, 즉 w_(k,s) 이고, 다른 하나는 M SB 베이스 펄스들의 합의 최대 진폭(즉,

)인 스칼라, 즉 A₀ 이다.

유사함에도 불구하고, 2 개의 차이점들이 대역 특정 디자인에 비교할 때 확인될 수 있다. 제 1 차이점은 글로벌 SAR, 로컬 SAR 그리고 총 RF 파워에 대한 처음 3 개의 제약들에 있다. 대역 결합 펄스 디자인에서, SB 펄스들(m 으로 나타냄)에 대한 각각의 양들의 합은 숫자(M)의 간단한 곱셈으로 감소하는데 이는 모든 M SB 펄스들이 이제 주어진 MB 펄스, 주어진 채널 및 주어진 스포크에 대하여 동일한 보정 값을 공유하기 때문이다. 이는 또한 순간적인 피크 RF 파워에 부과되는 마지막 제약에서 볼 수 있는 제 2 차이점을 초래한다. 대역 결합 펄스 디자인 접근법에 대해서, 이러한 제약에서 주어진 MB 펄스, 주어진 채널 및 주어진 스포크에 대한 피크 파워는 이제 대역 특정 디자인에서의 M 베이스 펄스 형상들을 포함하는 매트릭스 벡터 곱셈에 의해서 보다는, 2 개의 스칼라들, 즉 A² ₀ㆍ│w_{( kj ,c,s)}│² 의 곱에 의해 간단하게 제공될 수 있다.

이러한 대역 특정 pTx MB 펄스들과는 달리, 대역 결합 디자인으로부터 얻어진 pTx MB 펄스들은 완전한 pTx 능력에 반드시 의존하지는 않으며 단지 스캐너의 단일 RF 채널을 낮은 파워 스테이지에서 다중 채널들로 분할하는 더 간단하고 덜 비싼 하드웨어를 사용함으로써 가능하게는 적용될 수 있고 결과적인 별개의 채널들에 채널 특정 위상 및 진폭 변경을 부과할 수 있다.

대역 특정 및 대역 결합 펄스 디자인 접근법들 모두에 대하여, 평면 내 그레디언트 블립들을 통한 스포크들의 k-공간 변위는 더 양호한 RF 성능을 달성하기 위해 또한 최적화될 수 있지만; 이러한 최적화는 바람직하게는 순차적 다중 슬라이스 여기를 위한 pTx 펄스들을 디자인할 때의 슬라이스당을 기본으로 하는 것과 대조적으로, MB 펄스당을 기본으로 하여 수행된다. 게다가, 단지 4 개의 제약들에 의한 제약된 최소화의 내용이 상기에 설명되었지만, pTx MB RF 펄스 디자인을 위한 상기 언급된 방법은 정규화된 최소화와 같은 임의의 다른 적용 가능한 최적화로서 또한 형성될 수 있다. 펄스 디자인 방법은 또한 채널당 MB 펄스 엔벨로프(envelope)의 변경율을 제약하는 제약과 같은 임의의 다른 바람직한 제약들을 포함할 수 있다.

MB RF 펄스 디자인을 위한 상기 언급된 방법은, 본원에 인용에 의해 그 전체가 포함되는 동시 계류 특허 출원 PCT/US2012/58541 에 설명된 것과 같은 시분할 MB RF 펄스들을 디자인하기 위해; 또는 본원에 인용에 의해 그 전체가 포함되는 동시 계류 특허 출원 PCT/US2011/066081 에 설명된 것과 같은 더 낮은 파워 증착에 의한 MB RF 펄스들을 디자인하기 위해; 또는 예로서 최적의 제어 방법을 사용하여 큰 팁 각도 MB RF 펄스들을 디자인하기 위해; 또는 개선된 이미징 성능을 갖는, CAIPIRINHA("Controlled Aliasing In Parallel Imaging Results IN Higher Acceleration") 기술에 사용될 수 있는 것과 같은 에일리어싱 조건들을 제어하기 위해 이용될 수 있는 RF 펄스들을 디자인하기 위해 또한 사용될 수 있다.

일반적으로, M 배의 가속에 의한 MB 실험을 위해, M 단일 대역 RF 파형들이 최종 MB RF 파형을 발생하는데 사용될 수 있다. 가장 간단한 경우에, 동일한 기본 RF 형상(예컨대, sinc 파형)이 각각의 주파수 대역을 위해 사용되지만, 상이한 주파수 오프셋이 파형의 위상을 변조함으로써 각각의 대역에 가해진다. 이러한 주파수 오프셋은 대역 공간을 형성한다. M 단일 대역 파형들의 복소수 합은 하나의 다중 대역 파형을 발생하도록 연산된다. 단일 대역 파형들은 기준 스캔 데이터를 획득하기 위해 사용될 수 있고, 다중 대역 파형은 가속된 데이터 획득을 위해 사용될 수 있다. 일부 실시예들에서, 다중 슬라이스 및 다중 대역 획득을 위해, 이러한 M+1 RF 파형들이 총 N x M 슬라이스들을 획득하기 위해 N 상이한 송신기 주파수 오프셋들에 의해(스캐너에 의해 역학적으로 수정된 주 송신 주파수) 순차적으로 가해진다. pTx MB 펄스들의 이행을 위해, 이하에 설명된 바와 같이 다중 송신 채널들의 이점을 얻기 위해 이러한 기본 스킴을 연장하기 위한 몇몇의 가능한 방식들이 있다.

하나의 예에서, 단일 pTx MB 펄스가 k-공간 여기에서 단일 스포크 궤도를 사용하여 디자인된다. 이러한 예에서, 동일한 기본 펄스 형상(예컨대, sinc 파형)이 각각의 대역에 대하여 사용되고, 오프셋된 상이한 주파수는 상기 설명된 바와 동일한 방식으로 각각의 대역에 가해진다. 송신 채널 특정 글로벌 크기 및 위상은 그 후 M 단일 대역 RF 파형들의 각각의 정상에 가해진다. 이러한 파형들의 복소수 합은 송신 채널 특정 다중 대역 파형을 발생하기 위해 연산된다. 이제, 각각의 송신 채널을 위한 M+1 파형들, 또는 전체로 T x (M+1) 파형들이 있으며, 여기서 T 는 송신 채널들의 수이다. M+1 파형들의 각각의 그룹은 병렬로 연산될 수 있는 것에 주의해야 하며, 이는 실제로 시간을 절약한다. 다시, 다중 슬라이스 및 다중 대역 획득을 위해, 이러한 파형들은 전체의 N x M 슬라이스들을 획득하기 위해 N 상이한 송신기 주파수 오프셋들이 순차적으로 가해진다.

다른 예에서, 다중의 상이한 pTx MB 펄스들은 k-공간의 여기에서 단일 스포크 궤도를 사용하여 디자인될 수 있다. 이러한 예들에서, 단지 T x (M+1) RF 파형들을 계산하고 상이한 송신기 주파수들에 의해 이들을 N 번 재사용하는 대신, 최대 N x T 세트의 송신 채널 특정 크기들 및 위상들이 결정될 수 있고 N x M 슬라이스들을 여기시키기 위해 N x T x (M+1) 파형들을 계산하는데 사용될 수 있다. 실제로, 각각의 송신 채널에 대한 단일 대역 파형들의 N 그룹들이 단지 글로벌 크기 및 위상에 있어서만 상이하기 때문에, 단지 하나의 세트가 보유될 필요가 있고 나머지는 스캐너가 주 송신 주파수, RF 크기 및 RF 위상을 역학적으로 수정하게 함으로써 복제될 수 있다. 그리하여 각각의 송신 채널을 위해 단지 M + N 단일 파형들을, 또는 전체로 T x (M+N) 을 로드할 필요가 있을 것이다. 이는 스캐너에 파형들을 저장하기 위해 이용 가능할 수 있는 제한된 메모리를 고려할 때 중요하다.

상기 언급된 스킴들은 k-공간의 여기에서 다중 스포크들의 궤도들을 사용하여 pTx MB 펄스 디자인을 위해 쉽게 연장될 수 있으며, 이러한 경우에 각각의 스포크에 대하여 송신 채널 특정 크기들 및 위상들을 가지면서, 개별 "스포크" 펄스들을 형성하기 위해 전체 다중 스포크 RF 형상들을 몇몇의 세그먼트들로 세분하는 것이 가능하다. 부가적으로, 상이한 여기 대역 또는 슬라이스 위치에 대하여 상이한 펄스 파형 형상을 사용하지 않는 것이 또한 가능하다.

펄스 디자인 전략의 선택에 영향을 줄 수 있는 실질적인 고려사항들은 연산 속도 및 펄스 파형들을 저장하기 위해 이용 가능한 시스템 메모리를 포함한다. 모든 채널, 각각의 대역, 각각의 슬라이스 위치 그리고 각각의 k-공간 스포크 등을 위한 단일 파형을 계산하는 것이 가능하지만, 표준 임상 스캐너에서 미리 계산되고 시퀀스에서 사용될 수 있는 단일 파형들의 수는 제한될 수 있다(예컨대, 송신 채널당 128). 일부 예들에서, 파형들을 계산하고 업로드하는 것은 비교적 느린 프로세스일 수 있다. 실제 이행을 위해, 상기 스킴들이 하도록 디자인되는, 단일 파형들의 수를 최소화하는 것이 바람직할 수 있다.

특히 이제 도 4를 참조하면, 자기 공명 이미징("MRI") 시스템(400)의 예가 예시된다. MRI 시스템(400)은 통상적으로 디스플레이(404), 키보드 및 마우스와 같은 하나 또는 그 초과의 입력 장치들(406), 그리고 프로세서(408)를 포함하는 작업자 단말기(402)를 포함한다. 프로세서(408)는 상업적으로 이용 가능한 작업 시스템을 운영시키는 상업적으로 이용 가능한 프로그램 가능한 기계를 포함할 수 있다. 작업자 단말기(402)는 스캔 규정들이 MRI 시스템(400)에 입력되는 것을 가능하게 하는 작업자 인터페이스를 제공한다. 일반적으로, 작업자 단말기(402)는 4 개의 서버들, 펄스 시퀀스 서버(410), 데이터 획득 서버(412), 데이터 프로세싱 서버(414) 및 데이터 저장 서버(416)에 커플링될 수 있다. 작업자 단말기(402) 및 각각의 서버(410, 412, 414 및 416)는 서로 통신하기 위해 연결된다. 예컨대, 서버(410, 412, 414 및 416)들은 통신 시스템(440)을 통하여 연결될 수 있으며, 이는 유선, 무선 또는 이들의 조합인, 임의의 적절한 네트워크 연결을 포함할 수 있다. 예로서, 통신 시스템(440)은 소유자의 또는 전용 네트워크들, 뿐만 아니라 인터넷과 같은 오픈 네트워크들 모두를 포함할 수 있다.

펄스 시퀀스 서버(410)는 그레디언트 시스템(418) 및 무선 주파수("RF") 시스템(420)을 작동시키기 위해 작업자 단말기(402)로부터 다운로드된 지시들에 반응하여 기능한다. 규정된 스캔을 수행하기 위해 필요한 그레디언트 파형들이 발생되고 그레디언트 시스템(418)에 가해지며, 이는 위치 인코딩 자기 공명 신호들을 위해 사용되는 자기장 그레디언트(G_x, G_y, 및 G_z)들을 발생하기 위해 조립체(422) 내의 그레디언트 코일들을 여기시킨다. 그레디언트 코일 조립체(422)는 분극 자석(426) 및 전체 본체의 RF 코일(428)을 포함하는 자석 조립체(424)의 일부를 형성한다. 전체 본체의 RF 코일(428)은 본 발명의 방법을 이행할 수 있는 단일 채널 송신 코일 또는 다중 채널 송신 코일 어레이를 포함할 수 있다. 예컨대, 전체 본체의 RF 코일(428)은 2 개의 채널 송신 코일 어레이를 포함할 수 있다.

RF 파형들은 RF 시스템(420)에 의해 RF 코일(428)에 또는 별개의 로컬 코일(도 4에 도시되지 않음)에 가해져서, 규정된 자기 공명 펄스 시퀀스를 수행한다. RF 코일(428), 또는 별개의 로컬 코일(도 4에 도시되지 않음)에 의해 검출되는 반응적인 자기 공명 신호들은 RF 시스템(420)에 의해 수신되고, 여기서 이들은 펄스 시퀀스 서버(410)에 의해 발생되는 명령들의 지침 하에서 증폭되고, 복조되고, 필터링되고 디지털화된다. RF 시스템(420)은 MRI 펄스 시퀀스들에서 사용되는 광범위한 RF 펄스들을 발생하기 위한 하나 또는 그 초과의 RF 송신기들을 포함한다. RF 송신기는 스캔 규정 및 바람직한 주파수, 위상 및 펄스 진폭 파형의 RF 펄스들을 발생하기 위해 펄스 시퀀스 서버(410)로부터의 지침에 반응적이다. 발생된 RF 펄스들은 전체 본체의 RF 코일(428)에 또는 하나 또는 그 초과의 로컬 코일들 또는 코일 어레이들(도 4에 도시되지 않음)에 가해질 수 있다.

RF 시스템(420)은 또한 하나 또는 그 초과의 RF 수신기 채널들을 포함한다. 각각의 RF 수신기 채널은 연결되는 코일(428)에 의해 수신되는 자기 공명 신호를 증폭하는 RF 전치 증폭기, 그리고 수신된 자기 공명 신호의 I 및 Q 직각 성분들을 검출하고 디지털화하는 검출기를 포함한다. 수신된 자기 공명 신호의 크기는 따라서 I 및 Q 성분들의 제곱의 합의 제곱 루트에 의해 임의의 샘플링된 지점에서 결정될 수 있고,

(39)

수신된 자기 공명 신호의 위상은 또한 이하의 관계에 따라 결정될 수 있다

(40).

펄스 시퀀스 서버(410)는 또한 생리학적 획득 제어기(430)로부터 환자 데이터를 선택적으로 수신한다. 예로서, 생리학적 획득 제어기(430)는 전극들로부터의 심전도("ECG") 신호들, 또는 호흡 벨로우즈 또는 호흡 감시 장치로부터의 호흡 신호들과 같은 신호들을 환자에 연결된 복수의 상이한 센서들로부터 수신할 수 있다. 이러한 신호들은 통상적으로 펄스 시퀀스 서버(410)에 의해 동기화하는데, 또는 대상의 심장 박동 또는 호흡에 의한 스캔의 성능을 "게이트 제어(gate)" 하는데 사용된다.

펄스 시퀀스 서버(410)는 또한 환자의 조건과 연관된 다양한 센서들 및 자석 시스템으로부터 신호들을 수신하는 스캔실 인터페이스 회로(432)에 연결된다. 스캔실 인터페이스 회로(432)를 통하여 환자 위치지정 시스템(434)은 스캔 동안 바람직한 위치들로 환자를 이동시키기 위한 명령들을 또한 수신한다.

RF 시스템(420)에 의해 발생된 디지털화된 자기 공명 신호 샘플들은 데이터 획득 서버(412)에 의해 수신된다. 데이터 획득 서버(412)는 실시간 자기 공명 데이터를 수신하고 데이터 초과에 의해 데이터가 손실되지 않도록 버퍼 저장소를 제공하기 위해 작업자 단말기(402)로부터 다운로드된 지시들에 반응하여 작동한다. 일부 스캔들에서, 데이터 획득 서버(412)는 데이터 프로세서 서버(414)에 획득된 자기 공명 데이터를 전달하는 것에 지나지 않는다. 하지만, 스캔의 다른 성능을 제어하기 위해 획득된 자기 공명 데이터로부터 비롯된 정보를 요구하는 스캔들에서, 데이터 획득 서버(412)는 이러한 정보를 발생하고 이를 펄스 시퀀스 서버(410)로 운반하도록 프로그램된다. 예컨대, 예비 스캔들 동안, 자기 공명 데이터가 획득되고 펄스 시퀀스 서버(410)에 의해 수행되는 펄스 시퀀스를 교정하는데 사용된다. 다른 예로서, 네비게이터 신호들이 획득되고 RF 시스템(420) 또는 그레디언트 시스템(418)의 작동 변수들을 조정하는데, 또는 k-공간이 샘플링되는 보기 순서를 제어하는데 사용될 수 있다. 또 다른 예에서, 데이터 획득 서버(412)는 자기 공명 혈관 촬영("MRA") 스캔에 조영제의 도착을 검출하는데 사용되는 자기 공명 신호들을 처리하는데 또한 이용될 수 있다. 예로서, 데이터 획득 서버(412)는 자기 공명 데이터를 획득하고 스캔을 제어하는데 사용되는 정보를 발생하기 위해 실시간으로 이를 처리한다.

데이터 프로세싱 서버(414)는 데이터 획득 서버(412)로부터 자기 공명 데이터를 수신하고 작업자 단말기(402)로부터 다운로드된 지시들에 따라 이를 처리한다. 이러한 프로세싱은 예컨대 이하 : 원래의 k-공간 데이터의 푸리에 변환을 수행함으로써 2-차원 또는 3-차원 이미지들을 재구성하는 단계; 반복 또는 배경 투사 재구성 알고리즘들과 같은 다른 이미지 재구성 알고리즘을 수행하는 단계; 원래의 k-공간 데이터 또는 재구성된 이미지들에 필터들을 적용하는 단계; 함수적 자기 공명 이미지들을 발생하는 단계; 동작 또는 유동 이미지들을 계산하는 단계 등 중 하나 또는 그 초과를 포함할 수 있다.

데이터 프로세싱 서버(414)에 의해 재구성된 이미지들은 이들이 저장되는 작업자 단말기(402)로 다시 운반된다. 실시간 이미지들이 데이터 베이스 메모리 캐쉬(도 4에 도시되지 않음)에 저장되고, 이로부터 이미지들은 근무하는 의료인들에 의해 사용하기 위해 자석 조립체(424) 근처에 위치되는 작업자 디스플레이(412) 또는 디스플레이(436)에 출력될 수 있다. 배치 모드 이미지들 또는 선택된 실시간 이미지들은 디스크 저장소(438)의 호스트 데이터베이스에 저장된다. 이러한 이미지들이 재구성되고 저장을 위해 전달될 때, 데이터 프로세싱 서버(414)는 작업자 단말기(402)의 데이터 저장 서버(416)에 알려준다. 작업자 단말기(402)는 이미지들을 보관하고, 필름들을 제조하고, 네트워크를 통하여 다른 시설들로 이미지들을 발송하기 위해 작업자에 의해 사용될 수 있다.

MRI 시스템(400)은 또한 하나 또는 그 초과의 네트워크형 단말기(442)를 포함할 수 있다. 예로서, 네트워크형 단말기(442)는 디스플레이(444), 키보드 및 마우스와 같은 하나 또는 그 초과의 입력 장치(446)들, 및 프로세서(448)를 포함할 수 있다. 네트워크형 단말기(442)는 작업자 단말기(402)와 동일한 시설 내에, 또는 상이한 건강 관리 기관 또는 클리닉과 같은 상이한 시설에 위치될 수 있다.

작업자 단말기(402)와 동일한 시설 내에 또는 상이한 시설에 있던지, 네트워크형 단말기(442)는 통신 시스템(440)을 통하여 데이터 프로세싱 서버(414) 또는 데이터 저장 서버(416)에 대한 원격 접근을 얻을 수 있다. 따라서, 다수의 네트워크형 단말기(442)들이 데이터 프로세싱 서버(414) 및 데이터 저장 서버(416)에 접근할 수 있다. 이러한 방식으로, 자기 공명 데이터, 재구성된 이미지들 또는 다른 데이터가, 이러한 데이터 또는 이미지들이 네트워크형 단말기(442)에 의해 원격으로 처리될 수 있도록 데이터 프로세싱 서버(414) 또는 데이터 저장 서버(416)와 네트워크형 단말기(442)들 사이에서 교환될 수 있다. 이러한 데이터는 전송 제어 프로토콜("TCP"), 인터넷 프로토콜("IP") 또는 다른 공지된 또는 적절한 프로토콜들에 따른 것과 같은 임의의 적절한 포맷으로 교환될 수 있다.

도 4에 도시된 바와 같이, RF 시스템(420)은 전체 본체의 RF 코일(428)에 연결될 수 있거나, 또는 도 5에 도시된 바와 같이, RF 시스템(420)의 전송 섹션이 RF 코일 어레이(504)의 하나 또는 그 초과의 송신 채널(502)들에 연결될 수 있고 RF 시스템(420)의 수신기 섹션은 RF 코일 어레이(504)의 하나 또는 그 초과의 수신기 채널(506)들에 연결될 수 있다. 송신 채널(502)들 및 수신기 채널(506)들은 하나 또는 그 초과의 송신/수신("T/R") 스위치(508)들에 의해 RF 코일 어레이(504)에 연결된다. 수신 코일들이 송신 코일들 외의 코일들의 별개의 콜렉션인 RF 시스템(428)의 대안적인 구성들에서, T/R 스위치(508)들은 필요하지 않고 사용되지 않는다. 대신, 이러한 구성에서 수신 어레이는 전송 동안 "튜닝되지 않고(detuned)" 이에 의해 수신 어레이는 송신기에 커플링되지 않는다. 마찬가지로, 접수 동안, 송신기는 튜닝되지 않는다. 이러한 방식으로, 송신 및 수신 경로들은 혼합되지 않는다.

특히 도 5를 참조하면, RF 시스템(420)은 규정된 RF 여기 자기장을 발생하는 하나 또는 그 초과의 송신 채널(502)을 포함한다. 이러한 RF 여기 자기장의 베이스, 또는 캐리어, 주파수는 펄스 시퀀스 서버(410)로부터 디지털 신호들의 세트를 수신하는 주파수 합성기(510)의 제어 하에 발생된다. 이러한 디지털 신호들은 출력부(512)에서 발생되는 RF 캐리어 신호의 주파수 및 위상을 나타낸다. RF 캐리어는 변조기 및 업 컨버터(514)에 가해지며 여기서 그의 진폭은 펄스 시퀀스 서버(410)로부터 또한 수신되는 신호, 즉 R(t) 에 반응하여 변조된다. 신호, 즉 R(t) 은 발생되는 RF 여기 펄스의 엔벨로프를 정의하고 일련의 저장된 디지털 값들을 순차적으로 판독함으로써 발생된다. 이러한 저장된 디지털 값들은 임의의 바람직한 RF 펄스 엔벨로프가 발생되는 것을 가능하게 하기 위해 변경될 수 있다.

출력부(516)에서 발생되는 RF 여기 펄스의 크기는 펄스 시퀀스 서버(410)로부터 디지털 명령을 수신하는 여기자 감쇠기(exciter attenuator) 회로(518)에 의해 감쇠될 수 있다. 감쇠된 RF 여기 펄스들은 그 후 RF 코일 어레이(504)를 구동하는 파워 증폭기(520)에 가해진다.

대상에 의해 발생되는 MR 신호는 RF 코일 어레이(502)에 의해 픽업되고 수신기 채널(506)들의 세트의 입력부들에 가해진다. 각각의 수신기 채널(506)의 전치 증폭기(522)는 신호를 증폭하고, 이는 그 후 펄스 시퀀스 서버(410)로부터 수신되는 디지털 감쇠 신호에 의해 결정된 양만큼 수신기 감쇠기(524)에 의해 감쇠된다. 수신된 신호는 라무어(Larmor) 주파수에서 또는 그 주위이고, 이러한 높은 주파수 신호는 다운 컨버터(526)에 의한 2 단계의 프로세스에서 다운 변환된다. 다운 컨버터(526)는 먼저 라인(512)의 캐리어 신호와 MR 신호를 혼합하고 그 후 기준 주파수 발생기(530)에 의해 발생되는 라인(528)의 기준 신호와 결과적인 상이한 신호를 혼합한다. 다운 변환된 MR 신호는 아날로그 신호를 샘플링하고 디지털화하는 아날로그-디지털("A/D") 컨버터(532)의 입력부에 가해진다. 높은 주파수 신호의 다운 변환에 대한 대안으로서, 수신된 아날로그 신호는 또한 적절한 신속한 아날로그-디지털("A/D") 컨버터 및/또는 적절한 언더샘플링에 의해 직접 검출될 수 있다. 샘플링되고 디지털화된 신호는 수신된 신호에 대응하는 16-비트 위상 내(I) 값들 및 16-비트 직각(Q) 값들을 발생하는 신호 프로세서(534) 및 디지털 검출기에 가해진다. 수신된 신호의 디지털화된 I 및 Q 값들의 결과적인 스트림은 데이터 획득 서버(412)로 출력된다. 라인(528)의 기준 신호의 발생 외에, 기준 주파수 발생기(530)는 또한 A/D 컨버터(532)에 가해지는 라인(536)에 샘플링 신호를 발생한다.

본 발명이 하나 또는 그 초과의 바람직한 실시예들에 관하여 설명되었으며, 명백하게 언급된 것들 외에 많은 동등물들, 대안들, 변형들 및 수정들이 가능하고 본 발명의 범주 내에 있는 것이 이해되어야 한다.

Claims (17)

1. 다중 대역 무선 주파수(RF) 펄스를 발생하기 위한 자기 공명 이미징(MRI) 시스템의 운영 방법으로서,
   a) 목적 함수를 최소화함으로써 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널을 위한 RF 진폭 변조 및 RF 위상 변조를 결정하는 단계로서, 상기 목적함수는
   RF 진폭 변조 및 RF 위상 변조를 포함하는 복소수값 벡터; 및
   다중 채널 RF 코일의 각각의 채널에 대한 공간 감도 프로파일 그리고 다중 대역 RF 펄스의 각각의 여기 대역을 위한 자기장 맵 모두를 고려한 시스템 매트릭스를 포함하는, 단계; 및
   b) 단계 a) 에서 결정된 RF 진폭 변조들 및 RF 위상 변조들을 사용하여 하나 이상의 다중 대역 RF 펄스를 발생하도록 MRI 시스템을 운영하는 단계를 포함하는,
   자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
   
2. 제 1 항에 있어서,
   단계 a) 는 상기 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널을 위한 상이한 RF 진폭 변조 및 RF 위상 변조를 판정하는 단계를 포함하는,
   자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
   
3. 제 1 항에 있어서,
   단계 b) 는 상기 다중 대역 RF 펄스 파형들을 다중 채널 RF 코일의 다수의 상이한 채널들로 분할하기 전에 단일 채널 송신기를 사용하여 다중 대역 RF 펄스 파형들을 송신하는 단계를 포함하고, 이때 각각의 다중 대역 RF 펄스 파형은 단계 a) 에서 결정되는 RF 진폭 변조들 및 RF 위상 변조들에 의해 결정되는 채널 특정 진폭 및 위상 변경을 겪는,
   자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
   
4. 제 1 항에 있어서,
   단계 b) 는 단계 a) 에서 해당 채널을 위해 결정된 RF 진폭 변조들 및 RF 위상 변조를 사용하여 다중 대역 RF 펄스를 발생하기 위해 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널을 독립적으로 제어하는 단계를 포함하는,
   자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
   
5. 제 1 항에 있어서,
   단계 a) 는
   a)ⅰ) 각각의 다중 대역 RF 펄스에 의해 여기될 슬라이스들의 수를 정의하는 다중 대역 인수를 선택하는 단계;
   a)ⅱ) 디자인될 다중 대역 RF 펄스들의 수를 결정하는 단계;
   a)ⅲ) 선택된 다중 대역 인수 및 결정된 다중 대역 RF 펄스들의 수를 기본으로 하여 여기될 복수의 슬래브들을 정의하는 단계; 를 포함하고,
   단계 b) 는
   복수의 다중 대역 RF 펄스들을 발생하는 단계, 단계 a) 에서 결정된 RF 진폭 변조들 및 RF 위상 변조들을 사용하여 복수의 다중 대역 RF 펄스들을 발생하기 위해 MRI 시스템을 운영하는 단계를 포함하며, 이에 의해 복수의 다중 대역 RF 펄스들이 단계 a)ⅲ) 에서 정의된 복수의 슬래브들을 여기시키는,
   자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
   
6. 제 1 항에 있어서,
   단계 a) 는 k- 공간의 단일 스포크 궤도를 사용하여 각각의 RF 진폭 변조 및 각각의 RF 위상 변조를 결정하는 단계를 포함하는,
   자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
   
7. 제 1 항에 있어서,
   단계 a) 는 k-공간의 복수의 상이한 스포크 궤도들의 각각에 대한 RF 진폭 변조 및 RF 위상 변조를 결정하는 단계를 포함하는,
   자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
   
8. 복수의 다중 대역 무선 주파수(RF) 펄스들을 발생하기 위한 자기 공명 이미징(MRI) 시스템의 운영 방법으로서,
   a) 각각의 다중 대역 RF 펄스에 의해 여기될 슬라이스들의 수를 정의하는 다중 대역 인수를 선택하는 단계;
   b) 디자인될 다중 대역 RF 펄스들의 수를 결정하는 단계;
   c) 상기 선택된 다중 대역 인수 및 결정된 다중 대역 RF 펄스들의 수를 기본으로 하여 여기될 복수의 슬래브들을 정의하는 단계;
   d) 목적 함수를 최소화함으로써 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널을 위한 RF 진폭 변조들 및 RF 위상 변조들의 수를 결정하는 단계로서, 상기 목적 함수는
   각각의 다중 대역 RF 펄스를 위한 RF 진폭 변조 및 RF 위상 변조를 포함하는 복소수값 벡터; 및
   상기 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널에 대한 공간 감도 프로파일, 각각의 다중 대역 RF 펄스의 각각의 여기 대역을 위한 자기장 맵 및 각각의 다중 대역 RF 펄스를 위한 자기장 그레디언트(gradient)들의 수를 고려한 시스템 매트릭스를 포함하는, 단계; 및
   e) 단계 d) 에서 결정된 RF 진폭 변조들 및 RF 위상 변조들을 사용하여 복수의 다중 대역 RF 펄스들을 발생시키기 위해 MRI 시스템을 운영하는 단계를 포함하며, 이에 의해 복수의 다중 대역 RF 펄스들은 단계 c) 에서 정의된 복수의 슬래브들을 여기시키는,
   자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
   
9. 제 8 항에 있어서,
   단계 c) 는 각각의 슬래브를 위한 공간 위치 및 각각의 슬래브가 여기될 순서를 정의하는 단계를 포함하는,
   자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
   
10. 제 9 항에 있어서,
    단계 c) 는 상호 배치된 순서로서 순서를 정의하는 단계를 포함하는,
    자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
    
11. 제 9 항에 있어서,
    단계 c) 는 각각의 슬래브 내에 위치되는 복수의 슬라이스들의 각각을 위한 공간 위치를 정의하는 단계를 더 포함하는,
    자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
    
12. 제 10 항에 있어서,
    상기 복수의 슬라이스들을 위한 공간 위치들은 각각의 슬래브에 균등하게 분산되는,
    자기 공명 이미징 시스템의 운영 방법.
    
13. 자기 공명 이미징(MRI) 시스템을 사용하여 대상의 다수의 상이한 슬라이스 위치들을 동시에 여기시키기 위한 방법으로서, 상기 방법의 단계들은 :
    a) 다중 채널 RF 코일의 각각의 채널에 가해질 다중 대역 무선 주파수(RF) 펄스 파형을 연산하는 단계;
    b) 목적 함수를 최소화함으로써 다중 채널 송신기의 각각의 채널을 위한 송신 채널 특정 RF 크기 변조 그리고 다중 채널 송신기의 각각의 채널을 위한 송신 채널 특정 RF 위상 변조를 동시에 연산하는 단계로서, 상기 목적 함수는
    각각의 송신 채널을 위한 송신 채널 특정 RF 진폭 변조 및 송신 채널 특정 RF 위상 변조를 포함하는 복소수값 벡터; 및
    다중 채널 RF 코일의 각각의 채널에 대한 공간 감도 프로파일, 각각의 다중 대역 RF 펄스의 각각의 여기 대역을 위한 자기장 맵, 및 각각의 다중 대역 RF 펄스를 위한 자기장 그레디언트를 고려한 시스템 매트릭스를 포함하는, 단계;
    c) 각각의 송신 채널에 대하여, 주어진 송신 채널을 위한 송신 채널 크기 및 송신 채널 위상을 상기 주어진 송신 채널을 위한 연산된 다중 대역 RF 펄스 파형에 가함으로써 RF 여기 자기장을 발생하기 위해 MRI 시스템을 운영 단계를 포함하며, 이에 의해 대상의 다수의 상이한 슬라이스 위치들의 스핀들을 여기시키는,
    자기 공명 이미징 시스템을 사용하여 대상의 다수의 상이한 슬라이스 위치들을 동시에 여기시키기 위한 방법.
    
14. 제 13 항에 있어서,
    각각의 송신 채널 특정 RF 크기 변조는 동일한 글로벌 RF 크기 변조이며, 각각의 송신 채널 특정 RF 위상 변조는 동일한 글로벌 RF 위상 변조인,
    자기 공명 이미징 시스템을 사용하여 대상의 다수의 상이한 슬라이스 위치들을 동시에 여기시키기 위한 방법.
    
15. 제 13 항에 있어서,
    각각의 다중 대역 RF 펄스를 위한 자기장 그레디언트는 동일한 k-공간 궤도를 정의하는,
    자기 공명 이미징 시스템을 사용하여 대상의 다수의 상이한 슬라이스 위치들을 동시에 여기시키기 위한 방법.
    
16. 제 15 항에 있어서,
    상기 동일한 k-공간 궤도는 스포크 궤도인,
    자기 공명 이미징 시스템을 사용하여 대상의 다수의 상이한 슬라이스 위치들을 동시에 여기시키기 위한 방법.
    
17. 제 13 항에 있어서,
    각각의 다중 대역 RF 펄스를 위한 자기장 그레디언트는 상이한 k-공간 궤도를 정의하는,
    자기 공명 이미징 시스템을 사용하여 대상의 다수의 상이한 슬라이스 위치들을 동시에 여기시키기 위한 방법.

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