KR20150056985A - 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로 - Google Patents
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Abstract
적어도 둘 이상의 값으로 가변될 수 있는 커패시터를 포함하는 제 1회로, 적어도 둘 이상의 값으로 가변될 수 있는 커패시터를 포함하는 제 2회로, 를 포함하며, 상기 제 1회로 및 제 2회로는 변압기로 연결되어, 상기 적어도 둘 이상의 값으로 가변될 수 있는 커패시터는 스위치의 동작에 의해 커패시턴스가 가변되는 것을 포함하는 다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로.
Description
본 발명은 스위칭 전력증폭기와 함께 사용되는 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로 및 이의 구동방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 CMOS상에 구현 가능한 스위칭 전력증폭기와 함께 사용되는 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로 및 이의 구동방법에 관한 것이다.
음성, 메시지, 사진, 비디오, 위치정보 및 다양한 데이터를 다루는 스마트 폰과 같은 개인용 모바일 통신 디바이스가 유래 없이 급증하고 있으며 뿐만 아니라 개인의 이동성 증가에 따라 다른 지역의 통신 규격도 하나의 모바일 디바이스에서 지원하는 것도 요구되고 있다. 이에 따라 무선 송수신은 작은 사이즈, 낮은 가격, 높은 효율을 가지기 위해 개발되고 있는데 다른 송신단 부품(component)과 집적화가 가능함으로써 작은 사이즈 낮은 가격 달성이 용이한 CMOS(complementary metal-oxide semiconductor) 송신단 연구가 활발하다. 그리고 궁극적으로 향후 송신단이 갖춰야 할 주요 특성으로 다중 대역/다중 통신모드를 지원 가능한 것이 필수적으로 손꼽히고 있다.
그러나 기존의 아날로그 기반의 무선 송신단은 사용하는 주파수 그리고 통신 규격에 따라 유연하게 재구성하는 것에 어려움이 있고 CMOS(complementary metal-oxide semiconductor)공정이 스케일 다운(scale down) 되면서 여유전압(voltage headroom)이 줄어들어 선형적 회로를 만드는데 불리한 점이 있다.
그래서 최근 대두 되고 있는 것이 SDR(Soft Defined Radio)로, RF 송수신단을 소프트웨어(Software)로 제어하여 송수신단을 사용하는 주파수 대역/통신모드에 맞게 재구성이 가능한 구조이다. SDR(Soft Defined Radio)을 구현하기 위한 접근 방법으로 CMOS(complementary metal-oxide semiconductor)전력 증폭기 부분에서는 스위칭 증폭기를 이용하는 디지털폴라 송신단이 다중 모드를 성공적으로 보여주고 있고 성능향상을 위해 활발히 연구되고 있는 추세이다.
하지만 다중 밴드를 지원하는데 적합한 재구성이 가능한 정합회로를 CMOS(complementary metal-oxide semiconductor)를 이용하여 만드는 데는 기생 캐패시터와 큰 on 저항을 가지는 스위치 문제, 그리고 칩 상의 패시브 소자의 낮은 Q(quality factor) 등에 의해 어려움이 있다. 그래서 지금까지 연구된 재구성이 가능한 정합회로를 보면 벌크 CMOS 이외 다른 소자상에서 Silicon-on Glass Varactor Diode 패시브 소자나 화합물 트렌지스터 스위치를 구성하여 만드는 것이 일반적이고 제작하는데 공정의 복잡함과 비용이 많이 따르는 MEMS(Micro Electro Mechanical Systems) 기술을 적용하는 것도 활발히 연구되고 있다. 하지만 이것 역시 송신단의 다른 CMOS(complementary metal-oxide semiconductor)로 만들어진 부품들과 집적화하는데 어려움이 있고 그만큼 비용이 증가하는 문제점이 있다.
더욱 자세하게는, 스위칭 전력증폭기는 트랜지스터를 스위치로 이용하여 신호를 증폭하기 때문에 기본적으로 동작 주파수에 민감한 성능 변화를 보이지 않아 다중밴드를 지원하는데 있어서 선형 증폭기보다 유리하다. 또한 스위칭 전력 증폭기는 선형 증폭기와 달리 구동단(Driver stage) 와 전력 증폭단(Power stage)간에 주파수에 민감하고 복잡한 inter-stage 정합회로가 필요없는 구조를 가진다. 그렇기 때문에 스위칭 전력 증폭기의 전체 주파수 특성은 출력단의 정합회로에 의해 대부분 영향을 받는다고 할 수 있다. 그래서 다중 밴드를 지원하는 스위칭 전력 증폭기를 설계하기 위해서는 출력단의 정합회로를 넓은 주파수 특성을 갖거나 또는 원하는 주파수 대역을 선택적으로 재구성이 가능하도록 만드는 것이 필수적이다.
도 1(a) 내지 도 1(d)를 참조하면, 기존의 다중 밴드를 위한 정합회로는 도 1과 같은 구조로 원하는 주파수 대역에 따라 그에 맞는 임피던스(impedance) 변환이 가능한 정합회로를 만드는 것이 일반적이다. 원하는 다중밴드 대역이 넓어짐에 따라서 임피던스(impedance) 조정 범위가 커지고 그에 맞춰 변환해야 할 임피던스(impedance) 비율이 커지기 때문에 엘-타입(L-type)의 단순한 정합회로 보다는 도 1(a)와 같은 파이-타입(π-type) 이나, 도 1(b)와 같은 2 단(stage) 이상의 사다리형(Ladder type) 회로를 많이 사용한다. 도 1(c)와 같이 변압기와 양측에 병렬 연결된 캐패시턴스(capacitance) 조정을 이용한 정합회로는 구현하기 복잡하고 구조상 단순히 캐패시턴스(capacitance) 조정만으로는 조정범위에 제한이 있다. 그리고 원하는 캐패시턴스(capacitance) 또는 인덕턴스(inductance)를 조정하기 위해서 도 1(a) 내지 도 1(c)와 같이 바락터(varactor) 다이오드를 이용하는 것이 일반적이다.
그러나 CMOS(complementary metal-oxide semiconductor)상에서 구현되는 수동소자의 낮은 Q(quality factor) 특성과 요구되는 캐패시턴스(capacitance) 값이나 인턱턴스(inductance) 값이 커서 칩(chip) 상으로 구현하는데 어려움이 있으며 바락터(varactor)의 저항, 구현 가능한 조정 범위, 선형성, 브레이크다운 전압 등의 문제가 있고 또한 캐패시턴스를 스위치로 조절할 경우 스위치의 기생 캐패시터로 인해 넓은 조정범위를 가지고 손실이 적은 재구성이 가능한 정합회로를 만드는데 어려움이 있다.
그래서 현재까지 성공적으로 구현 및 연구되고 있는 다중 밴드를 지원하는 재구성이 가능한 정합회로는 도 1(a) 및 도 1(b)와 같은 정합회로 구성을 Bulk CMOS 가 아닌 Silicon on Insulator(SOI), Silicon on Glass, SiCSchottky 다이오드바락터 등 특별한 공정이 추가적으로 사용된 바락터(varactor)를 이용한다. 이는 전력 증폭기와 그 외에 다른 부품소자들과 함께 집적하여 전체 송신단의 비용을 낮추고 사이즈를 작게 만드는데 불리하게 작용된다.
그 밖에 손실이 작고 기생 캐패시터 성분이 작은 아주 좋은 스위치를 MEMS(micro electro mechanical systems) 공정을 사용하여 만들어 도 1(d)와 같은 정합회로를 구성하는 연구도 활발히 진행되고 있다. 그러나 역시 공정상의 비용이 올라가는 결점이 있다.
따라서 본 발명에서는 CMOS(complementary metal-oxide semiconductor) 상에서 낮은 주파수 대역(0.9GHz)과 높은 주파수 대역(1.9GHz)을 동시에 지원하는 변압기를 이용한 정합회로 구성방식을 제시하고자 한다.
[1] IEEE Journal of Solid-State Circuits vol. 41, no. 9, Sep. 2006. "Adaptive Multi-Band Multi-Mode Power Amplifier Using Integrated Varactor-Based Tunable Matching Networks"
[2] IEEE Radio Wireless Symposium Jan. 2010. "A High Power and Highly Efficient Multi-band Power Amplifier for Mobile Terminals"
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 CMOS 상에 구현하여 회로의 소형화가 가능한 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 제공하는 데 목적이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 낮은 주파수 대역과 높은 주파수 대역을 함께 지원할 수 있는 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 제공하는 데 목적이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로가 낮은 주파수 대역에 정합하여 사용될 때 정합회로의 광대역 특성으로 전력 증폭기의 3차 하모닉 성분이 충분히 감쇠되지 않는 문제점을 해결하여 낮은 주파수 대역에서 동작할 때에도 3차 하모닉 성분의 크기가 높은 주파수 대역에서 동작할 때와 비슷한 크기를 유지 할 수 있도록 하는데 목적이 있다.
적어도 둘 이상의 값으로 가변될 수 있는 커패시터를 포함하는 제 1회로 및 적어도 둘 이상의 값으로 가변될 수 있는 커패시터를 포함하는 제 2회로를 포함하며, 상기 제 1회로 및 제 2회로는 변압기로 연결되어, 상기 적어도 둘 이상의 값으로 가변될 수 있는 커패시터는 스위치의 동작에 의해 커패시턴스가 가변될 수 있다.
상기 제 1회로는, 제 1 커패시터의 일단, 제 2 커패시터의 일단 및 제 1 스위치의 드레인이 연결되고, 제 2커패시터의 타단, 제 3 커패시터의 일단 및 제 2 스위치의 드레인이 연결되고, 제 1스위치의 소스 및 제 2스위치의 소스가 연결되며, 제 1스위치의 드레인과 제 1저항의 일단이 연결되고, 제 1스위치의 게이트와 제 2저항의 일단이 연결되고, 제 1스위치의 소스, 제 2 스위치의 소스 및 제 3저항의 일단이 연결되고, 제 2 스위치의 게이트와 제 4저항의 일단이 연결되고, 제 2 스위치의 드레인과 제 5저항의 일단이 연결되고, 제 1스위치의 바디에 제 6저항이 연결되고, 제 2스위치의 바디에 제 7저항이 연결될 수 있다.
상기 제 2회로는, 제 4 커패시터의 일단, 제 5 커패시터의 일단 및 제 3 스위치의 드레인이 연결되고, 제 6 커패시터의 일단, 제 5 커패시터의 타단 및 제 3 스위치의 소스가 연결되며, 제 3 스위치의 드레인과 제 8 저항의 일단이 연결되고, 제 3 스위치의 게이트와 제 9 저항의 일단이 연결되고, 제 3 스위치의 소스와 제 10 저항의 일단이 연결되고, 제 3 스위치의 바디에 제 11 저항이 연결될 수 있다.
상기 제 2회로는, 엘씨(LC) 필터를 포함하며, 스위치의 동작에 따라 필터의 연결을 제어할 수 있다.
상기 제 2회로는, 출력 커패시터의 일단이 제 1 출력 스위치의 드레인과 연결되고, 제 1 출력 스위치의 소스와 제 2 출력 스위치의 드레인과 연결되고, 제 2 출력 스위치의 소스와 필터 커패시터의 일단이 연결되고, 필터 커패시터의 타단과 필터 인덕터의 일단이 연결되어 필터 인덕터의 타단은 접지되며, 제 1 출력 스위치의 드레인은 제 1 출력저항과 연결되고, 제 1 출력 스위치의 게이트는 제 2 출력 저항과 연결되고, 제 1 출력 스위치 소스 및 제 2 출력 스위치의 드레인은 제 3 출력저항과 연결되고, 제 2 출력 스위치의 게이트는 제 4 출력저항과 연결되고, 제 2 출력 스위치의 소스는 제 5 출력저항과 연결되고, 제 1 출력 스위치의 바디는 제 6 출력저항과 연결되고, 제 2 출력 스위치의 바디는 제 7 출력저항과 연결될 수 있다.
상기 스위치는, 모스펫(MOSFET)일 수 있다.
다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로에서, 낮은 대역의 주파수 대역을 위해 스위치의 게이트 단자에 구동전압(VDD)을 입력하여 스위치를 온(On)시키는 단계 및 높은 대역의 주파수 대역을 위해 스위치의 게이트 단자에 0V 의 전압을 입력하여 스위치를 오프(Off)시키는 단계를 포함할 수 있다.
상기 스위치를 오프(Off)시키는 단계는, 상기 스위치의 드레인 및 소스 단자에 전압을 인가하여 상기 스위치의 게이트 단자와 소스 단자 사이에 역바이어스가 형성되는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시형태에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로는, CMOS 상에 구현 가능하여 저비용으로 작은 크기를 가질 수 있다.
주파수 대역의 넓은 조정범위를 가지며, 전력손실이 적은 정합회로로 높은 효율을 가지고 성능이 뛰어난 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 제공할 수 있다.
스위칭 전력증폭기뿐만 아니라 선형 증폭기의 출력 정합회로로 활용 가능한 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 제공할 수 있다.
도 1(a) 내지 도 1(d)는 종래 방식의 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 도시한 회로도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 고주파 차단(RF Choke) 인덕터에 의한 최적 임피던스 점의 변화를 나타내는 회로 및 임피던스의 변화를 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 간단하게 나타낸 회로도이다.
도 4는 본 발명의 일실시에에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 제 1 가변커패시터 및 제 2 가변커패시터를 나타낸 회로도이다.
도 5(a)는 본 발명의 일 실시예에따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 입력임피던스 변화를 나타내는 도면이다.
도 5(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 S-파라미터를 나타내는 도면이다.
도 6(a) 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 출력전력을 나타내는 그래프이다.
도 6(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 전력 부가 효율(PAE) 성능을 나타내는 그래프이다.
도 7(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 이용한 스위칭 전력 증폭기의 진폭왜곡을 검증하기 위한 그래프이다.
도 7(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 이용한 스위칭 전력 증폭기의 위상왜곡을 검증하기 위한 그래프이다.
도 7(c)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 이용한 스위칭 전력 증폭기의 출력전력에 따른 전력 부가 효율(PAE)을 나타내는 그래프이다.
도 8(a) 및 8(b)는 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 S-파라미터를 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로와 결합된 스위칭 전력 증폭기의 특성을 나타내는 그래프로 기본 성분과 3차 하모닉에서 주파수에 따른 이득을 나타낸다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 간단하게 나타낸 회로도이다.
도 11은 본 발명의 일실시에에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 제 3 가변커패시터 및 제 4 가변커패시터를 나타낸 회로도이다.
도 12(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 입력임피던스 변화를 나타내는 도면이다.
도 12(b)는 본 발명의 일 실시예에따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 S-파라미터를 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로와 결합된 스위칭 전력 증폭기가 낮은 주파수 대역 모드로 동작할 때의 특성을 나타내는 그래프로 기본 성분과 3차 하모닉의 주파수에 따른 이득 비교를 나타낸다.
도 14(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 전력이득(dB)을 나타내는 그래프이다.
도 14(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 전력 부가 효율(PAE) 성능을 나타내는 그래프이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 고주파 차단(RF Choke) 인덕터에 의한 최적 임피던스 점의 변화를 나타내는 회로 및 임피던스의 변화를 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 간단하게 나타낸 회로도이다.
도 4는 본 발명의 일실시에에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 제 1 가변커패시터 및 제 2 가변커패시터를 나타낸 회로도이다.
도 5(a)는 본 발명의 일 실시예에따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 입력임피던스 변화를 나타내는 도면이다.
도 5(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 S-파라미터를 나타내는 도면이다.
도 6(a) 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 출력전력을 나타내는 그래프이다.
도 6(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 전력 부가 효율(PAE) 성능을 나타내는 그래프이다.
도 7(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 이용한 스위칭 전력 증폭기의 진폭왜곡을 검증하기 위한 그래프이다.
도 7(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 이용한 스위칭 전력 증폭기의 위상왜곡을 검증하기 위한 그래프이다.
도 7(c)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 이용한 스위칭 전력 증폭기의 출력전력에 따른 전력 부가 효율(PAE)을 나타내는 그래프이다.
도 8(a) 및 8(b)는 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 S-파라미터를 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로와 결합된 스위칭 전력 증폭기의 특성을 나타내는 그래프로 기본 성분과 3차 하모닉에서 주파수에 따른 이득을 나타낸다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 간단하게 나타낸 회로도이다.
도 11은 본 발명의 일실시에에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 제 3 가변커패시터 및 제 4 가변커패시터를 나타낸 회로도이다.
도 12(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 입력임피던스 변화를 나타내는 도면이다.
도 12(b)는 본 발명의 일 실시예에따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 S-파라미터를 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로와 결합된 스위칭 전력 증폭기가 낮은 주파수 대역 모드로 동작할 때의 특성을 나타내는 그래프로 기본 성분과 3차 하모닉의 주파수에 따른 이득 비교를 나타낸다.
도 14(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 전력이득(dB)을 나타내는 그래프이다.
도 14(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 전력 부가 효율(PAE) 성능을 나타내는 그래프이다.
이하에서 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로에 대해 상세하게 설명한다. 이때 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당해 기술분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 함을 밝혀두고자 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 고주파 차단(RF Choke) 인덕터에 의한 전력 증폭기의 최적의 출력임피던스 점의 변화를 나타내는 회로 및 임피던스의 변화를 도시한 도면이다.
도 2(a) 및 도 2(b)를 참조하면, 스위칭 전력증폭기는 기본적으로 스위칭 동작에 의해 신호를 증폭하고 단 사이 중간(interstage) 정합회로가 없어 동작 주파수에 민감하지 않고 유연하다. 스미스차트(230) 및 스미스차트(250)의 주파수에 따른 임피던스 변화를 살펴보면, 상기 스위칭 전력증폭기의 드레인으로 DC 전류를 공급하는 RF Choke 인덕터의 용량이 약 20nH 이상이면 인덕터의 크기가 작을 때(예를 들어, 1~2nH)보다 낮은 주파수 대역 밴드와 높은 주파수 대역 밴드 대역 간의 최대 출력전력 및 최대 효율을 내는 최적의 출력 임피던스 점의 거의 변하지 않는다. RF Choke 인덕터 없이 교류적으로 가상 접지(virtual ground)인 정합회로망의 변압기 1차측 한가운데 지점을 통해 DC 전류를 공급하면 비슷한 효과를 낼 수 있다. 또한, 넓은 주파수 대역의 임피던스 정합을 위한 변압기 사이즈가 커지고, 따라서 그 가운데 지점에서부터 전력증폭기의 드레인까지의 길이가 길어지기 때문에 큰 출력 전력 손실(0.5dB 이상)과 효율의 손실을 유발한다. 기본적으로 재구성이 가능한 정합회로망을 만들기 위해 커패시턴스(capacitance)를 바꾸는 스위치가 양측에 구성되면 여기에 또 추가적인 전력손실이 발생하기 때문에 20nH 이상의 RF Choke 인덕터를 칩 외부에서 구현하여 직접적으로 전류를 드레인으로 공급하는 도 2(a)의 구조를 사용하여 전력손실을 줄일 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)를 간단하게 나타낸 회로도이다.
도 3을 참조하면, 입력단의 일단과 제 1 가변커패시터(310)의 일단이 연결되고, 입력단의 타단이 제 1 가변커패시터(310)의 타단과 연결되며, 상기 제 1 가변커패시터(310)의 일단과 제 1 인덕터(320)의 일단이 연결되고, 상기 제 1 가변커패시터(310)의 타단은 제 1 인덕터(320)의 타단과 연결된 제 1회로, 제 2 가변커패시터(340)의 일단, 부하(350)의 일단 및 제 2 인덕터(330)의 일단이 연결되고, 제 2 가변커패시터(340)의 타단, 부하(350)의 타단 및 제 2 인덕터(330)의 타단이 연결된 제 2회로를 포함하며, 제 1 가변커패시터(310) 및 제 2 가변커패시터(340)의커패시턴스 변화는 스위치의 동작에 의해 가변되며, RF Choke 인덕터(312, 314)를 통해 제 1 인덕터(320)의 일단과 타단에 연결될 차동 (differential) 증폭기(미도시)의 드레인단에 직접적으로 전류를 공급한다.
제 1 가변커패시터(310) 및 제 2 가변커패시터(340)는 도 4를 참조하여 더욱 자세하게 설명한다.
도 4는 본 발명의 일실시에에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)의 제 1 가변커패시터(310) 및 제 2 가변커패시터(340)를 나타낸 회로도이다.
도 4를 참조하면, 제 1 가변커패시터(310)는 제 1 커패시터(410)의 일단, 제 2 커패시터(420)의 일단 및 제 1 스위치(440)의 드레인이 연결되고, 제 2 커패시터(420)의 타단, 제 3 커패시터(430)의 일단 및 제 2 스위치(450)의 드레인이 연결되고, 제 1 스위치(440)의 소스 및 제 2 스위치(450)의 소스는 상호 연결되며, 제 1 스위치(440)의 드레인과 제 1 저항(451)의 일단이 연결되고, 제 1 스위치(440)의 게이트와 제 2 저항(452)의 일단이 연결되고, 제 1 스위치(440)의 소스, 제 2 스위치(450)의 소스 및 제 3 저항(453)의 일단이 연결되고, 제 2 스위치(450)의 게이트와 제 4저항(454)의 일단이 연결되고, 제 2 스위치(450)의 드레인과 제 5저항(455)의 일단이 연결되고, 제 1스위치(440)의 바디에 제 6저항(456)이 연결되고, 제 2스위치(450)의 바디에 제 7저항(457)이 연결된다.
제 2 가변커패시터(340)는 제 4 커패시터(460)의 일단, 제 5 커패시터(470)의 일단 및 제 3 스위치(490)의 드레인이 연결되고, 제 6 커패시터(480)의 일단, 제 5 커패시터(470)의 타단 및 제 3 스위치(490)의 소스가 연결되며, 제 3 스위치(490)의 드레인과 제 8 저항(491)의 일단이 연결되고, 제 3 스위치(490)의 게이트와 제 9 저항(492)의 일단이 연결되고, 제 3 스위치(490)의 소스와 제 10 저항(493)의 일단이 연결되고, 제 3 스위치(490)의 바디에 제 11 저항(494)이 연결된다.
제 1저항(451), 제 2저항(452), 제 3저항(453), 제 4저항(454), 제 5저항(455), 제 8 저항(491), 제 9 저항(492) 및 제 10 저항(493)은 타단이 교류 적으로 오픈에 가까운 값이 될 수 있도록 적어도 1 KΩ(옴) 이상의 비교적 큰 저항을 가질 수 있다. 제 1스위치(440), 제 2 스위치(450) 및 제 3 스위치(490)의 드레인, 게이트 및 소스는 RF Choke 인덕터(312, 314)를 통해 전류를 공급하고 제어할 수 있다.
제 1 가변커패시터(310) 및 제 2 가변커패시터(340)의 동작을 [표 1]을 참조하여 자세히 설명한다.
| 모드(Mode) | 대역(Band) | 드레인전압(VD), 소스전압(VS) | 게이트전압(VG) |
| 온(On) | 낮은 대역 | 0 | VDD |
| 오프(Off) | 높은 대역 | VDD | 0 |
본 발명에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)가 높은 대역의 주파수에서 동작하기 위해 제 1 가변커패시터(310) 및 제 2 가변커패시터(340)의 커패시턴스는 낮은 값을 가져야 하는데, 이는 제 1 커패시터(410), 제 2 커패시터(420) 및 제 3 커패시터(430)가 직렬로 연결되고, 제 4 커패시터(460), 제 5 커패시터(470) 및 제 6 커패시터(480)가 직렬로 연결되어야 한다. 이를 위해 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450) 및 제 3 스위치(490)가 오프(Off) 모드가 되어야 한다. 상기 오프(Off) 모드를 적용하기 위해 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450) 및 제 3 스위치(490)의 게이트 단에 0V의 전압을 인가하여 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450) 및 제 3 스위치(490)의 스위칭 동작이 일어나지 않도록 한다. 따라서 제 1 커패시터(410), 제 2 커패시터(420) 및 제 3 커패시터(430) 사이 및 제 4 커패시터(460), 제 5 커패시터(470) 및 제 6 커패시터(480) 사이가 직렬로 연결되고 낮은 커패시턴스를 가지게 된다. 그러나 이때 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450) 및 제 3 스위치(490)의 게이트 단에 교류적 성분이 입력되어 완전한 오프(Off) 모드가 되지 않을 수 있다. 이를 방지하기 위해 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450) 및 제 3 스위치(490)의 드레인 및 소스 단에 VDD 전압을 인가하여 게이트 단과 소스단 사이에 역바이어스를 형성할 수 있다.
본 발명에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)가 낮은 대역의 주파수에서 동작하기 위해 제 1 가변커패시터(310) 및 제 2 가변커패시터(340)의 커패시턴스는 높은 값을 가져야 하는데, 이를 위해 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450) 및 제 3 스위치(490)를 온(On) 모드로 바꿔줄 수 있다. 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450) 및 제 3 스위치(490)를 온(On) 모드로 변환하기 위해 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450) 및 제 3 스위치(490)의 게이트 단에 VDD 전압이 입력되어 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450) 및 제 3 스위치(490)가 온(On) 상태가 되고, 이에 따라 제 2 커패시터(420) 및 제 5 커패시터(470)는 바이패스 되어 온(On) 모드의 제 1 가변커패시터(310) 및 제 2 가변커패시터(340)의 커패시턴스는 오프(Off) 모드의 제 1 가변커패시터(310) 및 제 2 가변커패시터(340)의 커패시턴스 보다 낮아지게 된다.
제 1 가변커패시터(310)에서 제 1 스위치(440), 제 2스위치(450)에 의해 스위칭 동작을 제어하는 이유는 스위치가 오프(Off) 모드 일 때, 출력 신호가 스윙할 경우 출력 전력의 왜곡이 생기는 것을 방지하여 안정적으로 스위치 오프(Off)상태를 만들고, 브래이크다운(Break-Down) 전압을 견딜 수 있게 하기 위함이다.
도 5(a) 및 도 5(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)의 스위칭 동작에 따른 임피던스 변화와 S-파라미터를 나타내는 도면이다.
도 5(a)를 참조하면, 스미스차트(510)는 스위칭 동작이 온(On) 상태에서 0.9GHZ대역을 지원할 때의 주파수에 따른 입력임피던스 변화를 나타내고, 스미스차트(520)은 스위칭 동작이 오프(Off) 상태에서 높은 주파수 대역(1.9GHz)을 지원할 때의 주파수에 따른 입력임피던스 변화를 나타낸다.
스위칭 동작에 의해 변압기 양측 커패시터를 조정함으로써 낮은 밴드인 스미스차트(510)의 낮은 주파수 대역(0.9GHz)의 입력임피던스와 높은 밴드인 스미스차트(520)의 높은 주파수 대역(1.9GHz)의 입력임피던스의 변화가 거의 없음을 알 수 있다. 이는 비교적 용량이 큰 RF Choke 인덕터에 의해 최적화된 입력임피던스 값이 주파수에 따라 낮은 주파수 대역(0.9GHz)과 높은 주파수 대역(1.9GHz)에서 입력임피던스의 변화가 거의 일어나지 않는다는 점에서 임피던스 정합이 잘 이루어진 것을 알 수 있다.
도 5(b)를 참조하면, 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)의 스위칭 동작에 따른 S-파라미터를 나타내는 그래프로, X축은 주파수, Y축은 S-파라미터의 dB값을 나타낸다.
그래프(550)는 스위칭 동작이 온(On) 상태에서 낮은 주파수 대역(0.9GHz)을 지원할 때의 주파수에 따른 S-파라미터로 그래프(551)는 S(1,1), 그래프(552)는 S(2,2), 그래프(553)는 S(2,1)을 나타낸다. 그래프(550)에서 낮은 주파수 대역(0.9GHz)에서 정합회로의 부하(350)로의 정합손실인 S(2,1)는 -1.89dB 인 것을 알 수 있다.
그래프(560)는 스위칭 동작이 오프(Off) 상태에서 높은 주파수 대역(1.9GHz)을 지원할 때의 주파수에 따른 S-파라미터로 그래프(561)는 S(1,1), 그래프(562)는 S(2,2), 그래프(563)는 S(2,1)을 나타낸다. 그래프(560)에서 높은 주파수 대역(1.9GHz)에서 정합회로의 부하로의 정합손실인 S(2,1)는 -1.967dB 인 것을 알 수 있다. 상기 그래프(550) 및 그래프(560)을 통해 낮은 주파수 대역(0.9GHz) 및 높은 주파수 대역(1.9GHz)의 주파수 밴드에서 비슷한 성능을 가진다는 것을 알 수 있다.
도 6(a) 및 도 6(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 전력이득과 전력 부가 효율(PAE) 성능을 나타내는 그래프이다.
도 6(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 주파수 변화에 따른 전력이득(dB)를 나타내는 그래프이다. 그래프(611)는 스위칭 동작이 온(On)일 때, 그래프(612)는 스위칭 동작이 오프(Off)일 때를 나타내며, 상기 스위칭 동작이 온(On)일 때와 스위칭 동작이 오프(Off)일 때의 두 대역을 종합한 그래프(613)에서 전력이득은 스위칭 동작의 모드 변화로 인해 700MHz 내지 2.3GHz까지의 1.6GHz의 주파수 대역을 가지고, 상기 1.6GHz의 주파수 대역은 1.5dB 이내의 전력이득을 유지하는 것을 알 수 있다.
또한 도 (b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 주파수 변화에 따른 전력 부가 전력 부가 효율(PAE)을 나타내는 그래프이다. 그래프(621)는 스위칭 동작이 온(On)일 때, 그래프(622)는 스위칭 동작이 오프(Off)일 때를 나타내며, 상기 스위칭 동작이 온(On)일 때와 스위칭 동작이 오프(Off)일 때의 두 대역을 종합한 그래프(623)에서 전력 부가 전력 부가 효율(PAE)은 스위칭 동작의 모드 변화로 인해 800MHz 내지 2.3GHz까지의 1.5GHz의 주파수 대역을 가지고, 약 10% 이내의 효율감소를 보여 효율이 비교적 높게 유지되는 것을 알 수 있다.
도 7(a)는 본 발명의 일실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)를 이용한 스위칭 전력 증폭기의 진폭왜곡을 검증하기 위한 그래프이다.
도 7(b)는 본 발명의 일실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)를 이용한 스위칭 전력 증폭기의 위상왜곡을 검증하기 위한 그래프이다.
도 7(c)는 본 발명의 일실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)를 이용한 스위칭 전력 증폭기의 출력전력에 따른 전력 부가 효율(PAE)을 나타내는 그래프이다.
도 7(a) 내지 도 7(c)를 참조하면, 낮은 주파수 대역(0.9GHz) 및 높은 주파수 대역(1.9GHz)의 범위에서 비슷한 성능을 나타내어 넓은 주파수 범위에서 스위칭 전력 증폭기가 작동될 수 있음을 알 수 있다.
본 발명에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)에서, 스위칭 전력 증폭기와 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)를 사용하면 낮은 주파수 대역(0.9GHz)과 높은 주파수 대역(1.9GHz)에서 비교적 일정한 이득이 출력된다는 것을 알 수 있다.
이로 인해 낮은 주파수 대역(0.9GHz)에서 동작할 때, 이득의 넓은 주파수 특성으로 인한 높은 주파수 부분의 적은 이득감소로 낮은 주파수 대역(0.9GHz)의 3차 하모닉(2.7GHz)이 높은 주파수 대역(1.9GHz)에서 동작할 때의 상기 높은 주파수 대역(1.9GHz)의 3차 하모닉(5.4GHz)에 비해 상대적으로 크게 생성된다.
이를 도 8(a), 도 8(b) 및 도 9를 통해 자세히 설명한다.
도 8(a) 및 8(b)는 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)의 스위칭 동작에 따른 S-파라미터를 나타내는 그래프로, X축은 주파수, Y축은 S-파라미터의 dB값을 나타낸다.
도 8(a) 및 도 8(b)를 참조하면, 그래프(810)은 스위칭 동작이 온(On) 상태에서 낮은 주파수 대역(0.9GHZ)을 지원할 때의 주파수에 따른 S-파라미터로 그래프(811)는 S(1,1), 그래프(812)는 S(2,2), 그래프(813)는 S(2,1)을 나타낸다. 그래프(810)의 3차 하모닉(2.7GHz) 대역에서 정합회로의 손실인 S(2,1)는 -5.171dB 인 것을 알 수 있다.
그래프(820)는 스위칭 동작이 오프(Off) 상태에서 높은 주파수 대역(1.9GHz)을 지원할 때의 주파수에 따른 S-파라미터로 그래프(821)는 S(1,1), 그래프(822)는 S(2,2), 그래프(823)는 S(2,1)을 나타낸다. 그래프(820)의 3차 하모닉(5.4~6.0GHz) 대역에서 정합회로의 손실인 S(2,1)는 -7.52dB 인 것을 알 수 있다. 상기 그래프(810) 및 그래프(820)을 통해 낮은 주파수 대역(0.9GHZ) 및 높은 주파수 대역(1.9GHz)의 3차 하모닉 주파수 대역에서 서로 차이를 보인다는 것을 알 수 있다. 높은 주파수일수록 스위칭에 의한 증폭이 작아진다는 특징을 감안해 볼 때, 낮은 주파수 모드일 경우 추가적인 감쇠가 필요하다는 것을 알 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)와 결합된 스위칭 전력 증폭기의 특성을 나타내는 그래프로 기본 성분(Fundamental)과 3차 하모닉에서 주파수에 따른 이득(dB)를 나타낸다.
도 9를 참조하면, 기본 성분(Fundamental)과 비교한 낮은 주파수 대역(0.9GHz)의 3차 하모닉과 높은 주파수 대역(1.9GHz)의 3차 하모닉은 각각 15 dBc와 25~26 dBc로 차이가 생긴다는 것을 알 수 있다. 이를 보정하기 위하여 상기 낮은 주파수 대역(0.9GHz)의 3차 하모닉이 추가적으로 감쇠되어야 한다는 점을 알 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(2)를 간단하게 나타낸 회로도이다.
도 10을 참조하면, 입력단의 일단과 제 3 가변커패시터(1010)의 일단이 연결되고, 입력단의 타단이 제 3 가변커패시터(1010)의 타단과 연결되며, 상기 제 3 가변커패시터(1010)의 일단과 제 3 인덕터(1020)의 일단이 연결되고, 상기 제 3 가변커패시터(1010)의 타단은 제 3 인덕터(1020)의 타단과 연결된 제 3회로, 제 4 가변커패시터(1040)의 일단, 부하(1050)의 일단 및 제 4 인덕터(1030)의 일단이 연결되고, 제 4 가변커패시터(1040)의 타단, 부하(350)의 타단 및 제 4 인덕터(1030)의 타단이 연결된 제 4회로를 포함하며, 제 3 가변커패시터(1010) 및 제 4 가변커패시터(1040)의 커패시턴스 변화는 스위치의 동작에 의해 가변되며, RF Choke 인덕터(1012, 1014)를 통해 제 1 인덕터(1020)의 일단과 타단에 연결될 차동 (differential) 증폭기(미도시)의 드레인단에 직접적으로 전류를 공급한다.
제 3 가변커패시터(1010) 및 제 4 가변커패시터(1040)는 도 11을 참조하여 더욱 자세하게 설명한다.
도 11은 본 발명의 일실시에에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(2)의 제 3 가변커패시터(1010) 및 제 4 가변커패시터(1040)를 나타낸 회로도이다.
도 11을 참조하면, 제 3 가변커패시터(1010)는 제 1 가변커패시터(310)와 구성이 같다.
제 4 가변커패시터(1040)는 출력 커패시터(1160)의 일단이 제 1 출력 스위치(1170)의 드레인과 연결되고, 제 1 출력 스위치(1170)의 소스와 제 2 출력 스위치(1180)의 드레인이 연결되고, 제 2 출력 스위치(1180)의 소스와 필터 커패시터(1191)의 일단이 연결되고, 필터 커패시터(1191)의 타단과 필터 인덕터(1192)의 일단이 연결되어 필터 인덕터(1192)의 타단은 접지되며, 제 1 출력 스위치(1170)의 드레인은 제 1 출력저항(1171)과 연결되고, 제 1 출력 스위치(1170)의 게이트는 제 2 출력저항(1172)과 연결되고, 제 1 출력 스위치(1170) 소스및 제 2 출력 스위치(1180)의 드레인은 제 3 출력저항(1173)과 연결되고, 제 2 출력 스위치(1180)의 게이트는 제 4 출력저항(1174)과 연결되고, 제 2 출력 스위치(1180)의 소스는 제 5 출력저항(1175)과 연결되고, 제 1 출력 스위치(1170)의 바디는 제 6 출력저항(1176)과 연결되고, 제 2 출력 스위치(1180)의 바디는 제 7 출력저항(1177)과 연결된다.
제 3 가변커패시터(1020)는 도 3 및 도 4 와 같이 구성되고 동작될 수 있으며, 제 1 출력저항(1171), 제 2 출력저항(1172), 제 3 출력저항(1173), 제 4 출력저항(1174) 및 제 5 출력저항(1175) 은 타단이 교류 적으로 오픈(Open)에 가까운 값이 될 수 있도록 적어도 1 KΩ(옴) 이상의 비교적 큰 저항을 가질 수 있다. 제 1 출력 스위치(1170) 및 제 2 출력 스위치(1180)의 드레인, 게이트 및 소스는 RF Choke 인덕터(1012, 1014)를 통해 전류를 공급하고 제어할 수 있다.
제 3 가변커패시터(1010)의 구성 및 동작은 상기 도 3 및 도 4를 참조하여 상세하게 설명하였기에 하기의 설명은 제 4 가변커패시터(1040)의 동작을 [표 2]를 참조하여 자세히 설명한다.
| 모드(Mode) | 대역(Band) | 필터 커패시터, 필터 인덕터 |
드레인전압(VD), 소스전압(VS) |
게이트전압(VG) |
| 온(On) | 낮은 대역 | 온(On) | 0 | VDD |
| 오프(Off) | 높은 대역 | 오프(Off) | VDD | 0 |
제 4 가변커패시터(1040)는 스위치가 온(On) 모드 일 때, 필터 커패시터(1191) 및 필터 인덕터(1192)를 연결하여 상기 언급한 3차 하모닉에서의 추가적인 감쇠를 가능하게 한다. 스위치가 온(On)이 되기 위하여 제 1 출력 스위치(1170) 및 제 2 출력 스위치(1180)의 게이트 단에 VDD 전압이 인가되어 출력 커패시터(1160) 과 필터 커패시터(1191) 및 필터 인덕터(1192)이 연결될 수 있다.
제 4 가변커패시터(1040)는 스위치가 오프(Off) 모드 일 때, 제 1 출력 스위치(1170) 및 제 2 출력 스위치(1180)의 게이트는 0V 의 전압이 인가되어 제 1 출력 스위치(1170) 및 제 2 출력 스위치(1180)가 동작하지 않게 된다. 그러나 제 1 출력 스위치(1170) 및 제 2 출력 스위치(1180)의 게이트에 예상하지 못한 교류성분이 입력되어 스위치가 완전히 오프(Off)되지 않을 수 있다. 이를 위해 제 1 출력 스위치(1170) 및 제 2 출력 스위치(1180)의 드레인과 소스에 VDD 전압을 인가하여 게이트 단과 소스 단 사이에 역바이어스를 형성할 수 있다.
제 4 가변커패시터(1040)에서 제 1 출력 스위치(1170) 및 제 2 출력 스위치(1180)인 두개의 스위치로 스위칭 동작을 제어하는 이유는 스위치가 오프(Off) 모드 일 때, 출력 신호가 스윙할 경우 출력 전력의 왜곡이 생기는 것을 방지하여 안정적으로 스위치 오프(Off)상태를 만들고, 브래이크 다운(Break-Down) 전압을 견딜 수 있게 하기 위함이다.
도 12(a) 및 도 12(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(2)의 스위칭 동작에 따른 입력임피던스 변화와 S-파라미터를 나타내는 도면이다.
도 12(a) 및 도 12(b)를 참조하면, 스미스차트(1210)은 스위칭 동작이 온(On) 상태에서 낮은 주파수 대역(0.9GHz)을 지원할 때의 주파수에 따른 입력임피던스 변화를 나타내고, 스미스차트(1220)는 스위칭 동작이 오프(Off) 상태에서 높은 주파수 대역(1.9GHz)을 지원할 때의 주파수에 따른 입력임피던스 변화를 나타낸다.
스위칭 동작에 의해 변압기 양측 커패시터를 조정함으로써 낮은 밴드인 스미스차트(1210)의 낮은 주파수 대역(0.9GHz)의 임피던스와 높은 밴드인 스미스차트(1220)의 높은 주파수 대역(1.9GHz)의 입력임피던스의 변화가 거의 없음을 알 수 있다.
도 12(b)를 참조하면, 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로의 스위칭 동작에 따른 S-파라미터를 나타내는 그래프로, X축은 주파수, Y축은 S-파라미터의 이득(dB)값을 나타낸다. 그래프(1250)는 스위칭 동작이 온(On) 상태에서 낮은 주파수 대역(0.9GHz)을 지원할 때의 주파수에 따른 S-파라미터로 그래프(1251)는 S(1,1), 그래프(1252)는 S(2,2), 그래프(1253)는 S(2,1)을 나타낸다. 그래프(1250)의 낮은 주파수 대역(0.9GHz)에서 정합회로의 부하(1050)로의 정합손실인 S(2,1)는 -1.81dB 인 것을 알 수 있다.
그래프(1260)는 스위칭 동작이 오프(Off) 상태에서 높은 주파수 대역(1.9GHz)을 지원할 때의 주파수에 따른 S-파라미터로 그래프(1261)는 S(1,1), 그래프(1262)는 S(2,2), 그래프(1263)는 S(2,1)을 나타낸다. 그래프(1260)에서 높은 주파수 대역(1.9GHz)에서 정합회로의 손실인 S(2,1)는 -1.976dB 인 것을 알 수 있다. 상기 그래프(1250) 및 그래프(1260)을 통해 0.9GHZ 대역 및 1.9GHZ 대역의 주파수 밴드에서 비슷한 성능을 가진다는 것을 알 수 있다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(2)와 결합된 스위칭 전력 증폭기의 특성을 나타내는 그래프로 낮은 주파수 대역 모드로 동작 할 때의 기본 성분(Fundamental)과 3차 하모닉의 주파수에 따른 이득(dB) 비교를 나타낸다.
도 13을 참조하면, 기본 성분(Fundamental)과 비교한 낮은 주파수 대역(0.9GHz)의 3차 하모닉과 높은 주파수 대역(1.9GHz)의 3차 하모닉은 각각 25.86 dBc와 28.79 dBc로 앞서 언급된 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)보다 약 10dB의 성능이 개선된 것을 알 수 있다.
도 14(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(2)를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 검출된 전력이득(dB)과 전력 부가 효율(PAE) 성능을 나타내는 그래프이다.
도 14(a)는 본 발명의 일실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(2)를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 주파수 변화에 따른 전력이득(dB)을 나타내는 그래프이다. 그래프(1311)는 스위칭 동작이 온(On)일 때, 그래프(1312)는 스위칭 동작이 오프(Off)일 때를 나타내며, 상기 스위칭 동작이 온(On)일 때와 스위칭 동작이 오프(Off)일 때의 두 대역을 종합한 그래프(1313)에서 전력이득은 스위칭 동작의 모드 변화로 인해 700MHz 내지 2.3GHz까지 인 1.6GHz 범위의 주파수 대역을 가지고, 상기 1.6GHz 범위의 주파수 대역은 2dB 범위 이내의 전력이득을 유지하는 것을 알 수 있다.
또한, 도 14(b)는 본 발명의 일실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로를 스위칭 전력증폭기에서 결합하여 주파수 변화에 따른 전력 부가 효율(PAE)을 나타내는 그래프이다. 그래프(1321)는 스위칭 동작이 온(On)일 때, 그래프(1322)는 스위칭 동작이 오프(Off)일 때를 나타내며, 상기 스위칭 동작이 온(On)일 때와 스위칭 동작이 오프(Off)일 때의 두 대역을 종합한 그래프(1323) 전력 부가 효율(PAE)은 스위칭 동작의 모드 변화로 인해 800MHz 내지 2.3GHz 까지인 1.5GHz 범위의 주파수 대역을 가지고, 약 10% 이내의 효율감소를 보여 앞서 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로(1)과 비교하여 성능의 저하없이 동일한 성능을 가지고 있음을 알 수 있다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 도시하고 설명하였으나, 본 발명은 상술한 특정의 바람직한 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 청구범위 기재의 범위 내에 있게 된다.
410: 제 1 커패시터
420: 제 2 커패시터
430: 제 3 커패시터
440: 제 1 스위치
450: 제 2 스위치
451: 제 1 저항
452: 제 2 저항
453: 제 3 저항
454: 제 4 저항
455: 제 5 저항
456: 제 6 저항
457: 제 7 저항
460: 제 4 커패시터
470: 제 5 커패시터
480: 제 6 커패시터
490: 제 3 스위치
491: 제 8 저항
492: 제 9 저항
493: 제 10 저항
494: 제 11 저항
1160: 출력 커패시터
1170: 제 1 출력 스위치
1171: 제 1 출력저항
1172: 제 2 출력저항
1173: 제 3 출력저항
1174: 제 4 출력저항
1175: 제 5 출력저항
1176: 제 6 출력저항
1177: 제 7 출력저항
1180: 제 2 출력 스위치
420: 제 2 커패시터
430: 제 3 커패시터
440: 제 1 스위치
450: 제 2 스위치
451: 제 1 저항
452: 제 2 저항
453: 제 3 저항
454: 제 4 저항
455: 제 5 저항
456: 제 6 저항
457: 제 7 저항
460: 제 4 커패시터
470: 제 5 커패시터
480: 제 6 커패시터
490: 제 3 스위치
491: 제 8 저항
492: 제 9 저항
493: 제 10 저항
494: 제 11 저항
1160: 출력 커패시터
1170: 제 1 출력 스위치
1171: 제 1 출력저항
1172: 제 2 출력저항
1173: 제 3 출력저항
1174: 제 4 출력저항
1175: 제 5 출력저항
1176: 제 6 출력저항
1177: 제 7 출력저항
1180: 제 2 출력 스위치
Claims (7)
- 적어도 둘 이상의 값으로 가변될 수 있는 커패시터를 포함하는 제 1회로;
적어도 둘 이상의 값으로 가변될 수 있는 커패시터를 포함하는 제 2회로;
를 포함하며, 상기 제 1회로 및 제 2회로는 변압기로 연결되어, 상기 적어도 둘 이상의 값으로 가변될 수 있는 커패시터는 스위치의 동작에 의해 커패시턴스가 가변되는 것을 포함하는 다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로.
- 청구항 1에서,
상기 제 1회로는,
제 1 커패시터의 일단, 제 2 커패시터의 일단 및 제 1 스위치의 드레인이 연결되고, 제 2커패시터의 타단, 제 3 커패시터의 일단 및 제 2 스위치의 드레인이 연결되고, 제 1스위치의 소스 및 제 2스위치의 소스가 연결되며, 제 1스위치의 드레인과 제 1저항의 일단이 연결되고, 제 1스위치의 게이트와 제 2저항의 일단이 연결되고, 제 1스위치의 소스, 제 2 스위치의 소스 및 제 3저항의 일단이 연결되고, 제 2 스위치의 게이트와 제 4저항의 일단이 연결되고, 제 2 스위치의 드레인과 제 5저항의 일단이 연결되고, 제 1스위치의 바디에 제 6저항이 연결되고, 제 2스위치의 바디에 제 7저항이 연결되는 것을 포함하는 다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로.
- 청구항 1에서,
상기 제 2회로는,
제 4 커패시터의 일단, 제 5 커패시터의 일단 및 제 3 스위치의 드레인이 연결되고, 제 6 커패시터의 일단, 제 5 커패시터의 타단 및 제 3 스위치의 소스가 연결되며, 제 3 스위치의 드레인과 제 8 저항의 일단이 연결되고, 제 3 스위치의 게이트와 제 9 저항의 일단이 연결되고, 제 3 스위치의 소스와 제 10 저항의 일단이 연결되고, 제 3 스위치의 바디에 제 11 저항이 연결되는 것을 포함하는 다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로.
- 청구항 1에서,
상기 제 2회로는,
엘씨(LC) 필터를 포함하며, 스위치의 동작에 따라 필터의 연결을 제어하는 것을 포함하는 다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로.
- 청구항 4에서,
상기 제 2회로는,
출력 커패시터의 일단이 제 1 출력 스위치의 드레인과 연결되고, 제 1 출력 스위치의 소스와 제 2 출력 스위치의 드레인이 연결되고, 제 2 출력 스위치의 소스와 필터 커패시터의 일단이 연결되고, 필터 커패시터의 타단과 필터 인덕터의 일단이 연결되어 필터 인덕터의 타단은 접지되며, 제 1 출력 스위치의 드레인은 제 1 출력저항과 연결되고, 제 1 출력 스위치의 게이트는 제 2 출력 저항과 연결되고, 제 1 출력 스위치 소스 및 제 2 출력 스위치의 드레인은 제 3 출력저항과 연결되고, 제 2 출력 스위치의 게이트는 제 4 출력저항과 연결되고, 제 2 출력 스위치의 소스는 제 5 출력저항과 연결되고, 제 1 출력 스위치의 바디는 제 6 출력저항과 연결되고, 제 2 출력 스위치의 바디는 제 7 출력저항과 연결되는 것을 포함하는 다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로.
- 청구항 1 내지 청구항 5중 어느 한 항에서,
상기 스위치는,
모스펫(MOSFET)인 것을 포함하는 다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로.
- 청구항 6에서,
상기 스위치는,
고주파 차단(RF Choke) 인덕터를 통과한 신호에 의해 스위칭 동작이 제어되는 것을 포함하는 다중 주파수 대역을 지원하는 정합회로.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020130139720A KR101699375B1 (ko) | 2013-11-18 | 2013-11-18 | 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020130139720A KR101699375B1 (ko) | 2013-11-18 | 2013-11-18 | 다중 주파수대역을 지원하는 정합회로 |
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2013
- 2013-11-18 KR KR1020130139720A patent/KR101699375B1/ko active IP Right Grant
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR101699375B1 (ko) | 2017-01-24 |
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