KR20140136515A - 전력 전자 컨버터 - Google Patents

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Abstract

AC 및 DC 망(46,44)을 연결하고 이들 간에 전력을 전송하기 위한 전력 전자 컨버터로서(30)는, DC 망(44)으로의 연결을 위한 DC 링크를 정의하는 제 1 및 제 2 DC 단자(32,34)로서, 사용 시에, 상기 DC 링크는 그들 사이에 인가된 가역적 DC 링크 전압을 가지는, 제 1 및 제 2 DC 단자; 상기 제 1 및 제 2 DC 단자(32,34) 사이에서 연장하고 상기 AC 망(46)으로의 연결을 위한 AC 단자(42)에 의하여 분리되는 제 1 및 제 2 림부(limb portion)(38,40)를 가지는 적어도 하나의 컨버터 림(converter limb; 36)으로서, 각각의 림부(38,40)는 적어도 하나의 에너지 스토리지 디바이스(56)와 병렬 연결되는 제 1 및 제 2 세트의 직렬-연결된 전류 흐름 제어 소자(54)를 가지는 적어도 하나의 개선 모듈(rationalised module; 52)을 포함하고, 각각의 세트의 전류 흐름 제어 소자(54)는 적어도 하나의 에너지 스토리지 디바이스와 병렬 연결되고, 각각의 세트의 전류 흐름 제어 소자(54)는 전류를 상기 에너지 스토리지 디바이스(56)를 통한 전류를 선택적으로 디렉팅하는 일차 능동 스위칭 소자 및 상기 개선 모듈(52)을 통과하는 전류 흐름을 단일 방향으로 제한하는 일차 수동 전류 체크 소자를 포함하고, 상기 전류 흐름 제어 소자(54) 및 상기 또는 각각의 에너지 스토리지 디바이스(56)는 결합하여 AC 단자(42)에서 AC 전압을 합성하는 전압원을 선택적으로 제공하는, 적어도 하나의 컨버터 림; 및 각각의 림부(38,40) 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈(52)을 선택적으로 스위칭하여, AC-DC 전력 전송 모드에서 상기 AC 망(46)으로부터 DC 망(44)으로 전력을 전달하고 DC-AC 전력 전송 모드에서 상기 DC 망(44)으로부터 AC 망(46)으로 전력을 전달하기 위하여 상기 대응하는 AC 단자(42)에서의 AC 전압의 구성을 제어하는 제 1 제어기(60)를 포함하고, 각각의 림부(38,40)는, 상기 대응하는 림부(38,40)를 통과하는 전류 흐름을 대응하는 AC 및 DC 단자(42,32,34) 사이에서 단일 방향으로 제한하는 하나 이상의 이차 수동 전류 체크 소자(48)로서, 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 상기 또는 각각의 개선 모듈(52)과 직렬 연결되는, 하나 이상의 이차 수동 전류 체크 소자; 또는 상기 또는 각각의 개선 모듈(52)과 직렬 연결되는 하나 이상의 이차 능동 스위칭 소자를 포함한다.

Description

전력 전자 컨버터{POWER ELECTRONIC CONVERTER}
본 발명은 전력 전자 컨버터에 관련된다.
전력 송신망에서 교류(AC) 전력은 공중선 및/또는 해저 케이블을 통한 전송을 위하여 직류(DC) 전력으로 통상적으로 변환된다. 이러한 변환은 송신선 또는 케이블에 의하여 부과되는 AC 용량성 부하 효과를 보상할 필요를 없애며, 그리고 따라서 전송선 및/또는 케이블의 킬로미터 당 비용을 감소시킨다. AC로부터 DC로의 변환은 전력이 긴 거리만큼 송신될 필요가 있을 경우 비용-효과적이 된다.
AC-DC 전력의 변환은 또한 상이한 주파수에서 동작하는 AC 망을 상호연결하는 것이 필요한 전력 송신망에서도 활용된다. 임의의 이러한 전력 송신망에서, AC 및 DC 전력 사이의 각각의 인터페이스에서 요구된 변환에 영향을 주기 위한 컨버터가 요구되며, 컨버터의 하나의 이러한 형태는 전압원 컨버터(voltage source converter; VSC)이다.
공지된 전압원 컨버터는 도 1 에 도시되며 멀티레벨 컨버터 구성을 포함한다. 멀티레벨 컨버터 구성은 직렬-연결된 컨버터 셀(12)의 개별적인 컨버터 브릿지(10)를 포함한다. 각각의 컨버터 셀(12)은 커패시터(16)와 병렬 연결되는 한 쌍의 직렬-연결된 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar transistors; IGBTs)(14)를 포함한다. 개개의 컨버터 셀(12)은 동시에 스위칭되지 않으며, 컨버터 전압 스텝은 비교적으로 적고, 그리고 따라서 이러한 구성은 직렬-연결된 IGBT들(14)의 직접적 스위칭과 연관된 문제점들을 제거한다.
각각의 컨버터 셀(12)의 커패시터(16)는 이러한 멀티레벨 컨버터 구성의 커패시터 단자에서의 전압 변동을 제약하기 위하여 충분히 높은 용량 값을 가지도록 구성된다. DC 측 반응기(18)가 각각의 컨버터 브릿지(10)에서 컨버터 림(20) 사이에서의 순시 전류 흐름을 제한하기 위하여, 그리고 이에 따라서 컨버터 림(20)의 병렬 연결 및 동작을 가능하게 하기 위하여 또한 요구된다.
본 발명의 일 양태에 따르면, AC 및 DC 망을 연결하고 이들 간에 전력을 전송하기 위한 전력 전자 컨버터로서,
DC 망으로의 연결을 위한 DC 링크를 정의하는 제 1 및 제 2 DC 단자로서, 사용 시에, 상기 DC 링크는 그들 사이에 인가된 가역적 DC 링크 전압을 가지는, 제 1 및 제 2 DC 단자;
상기 제 1 및 제 2 DC 단자 사이에서 연장하고 상기 AC 망으로의 연결을 위한 AC 단자에 의하여 분리되는 제 1 및 제 2 림부(limb portion)를 가지는 적어도 하나의 컨버터 림(converter limb)으로서, 각각의 림부는 적어도 하나의 에너지 스토리지 디바이스와 병렬 연결되는 제 1 및 제 2 세트의 직렬-연결된 전류 흐름 제어 소자를 가지는 적어도 하나의 개선 모듈(rationalised module)을 포함하고, 각각의 세트의 전류 흐름 제어 소자는 적어도 하나의 에너지 스토리지 디바이스와 병렬 연결되고, 각각의 세트의 전류 흐름 제어 소자는 전류를 상기 에너지 스토리지 디바이스를 통한 전류를 선택적으로 디렉팅하는 일차 능동 스위칭 소자 및 상기 개선 모듈을 통과하는 전류 흐름을 단일 방향으로 제한하는 일차 수동 전류 체크 소자를 포함하고, 상기 전류 흐름 제어 소자 및 상기 또는 각각의 에너지 스토리지 디바이스는 결합하여 AC 단자에서 AC 전압을 합성하는 전압원을 선택적으로 제공하는, 적어도 하나의 컨버터 림; 및
각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈을 선택적으로 스위칭하여, AC-DC 전력 전송 모드에서 상기 AC 망으로부터 DC 망으로 전력을 전달하고 DC-AC 전력 전송 모드에서 상기 DC 망으로부터 AC 망으로 전력을 전달하기 위하여 상기 대응하는 AC 단자에서의 AC 전압의 구성을 제어하는 제 1 제어기를 포함하고,
각각의 림부는,
상기 대응하는 림부를 통과하는 전류 흐름을 대응하는 AC 및 DC 단자 사이에서 단일 방향으로 제한하는 하나 이상의 이차 수동 전류 체크 소자로서, 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자는 상기 또는 각각의 개선 모듈과 직렬 연결되는, 하나 이상의 이차 수동 전류 체크 소자; 또는
상기 또는 각각의 개선 모듈과 직렬 연결되는 하나 이상의 이차 능동 스위칭 소자를 포함하는, 전력 전자 컨버터가 제공된다.
AC 및 DC 망 사이에서 전력을 전송하기 위한 전력 전자 컨버터의 동작 도중에, 전력 전자 컨버터의 내의 전류의 흐름은 듀티 사이클 동안에 림부 사이에서 교번한다. 이와 같이, 림부 중 하나가 AC 단자 및 대응하는 DC 단자 사이에서 전류를 통전시키도록 구성되면(즉 도통 상태에 있다면), 림부 중 다른 것은 회로에서 사라지도록 스위칭되도록 구성된다(즉 비-도통 상태에 있다).
비-도통 상태에 있는 림부는 그들 사이에서 차분 전압을 경험하는데, 차분 전압은 AC 단자 및 대응하는 DC 단자에서의 전압들 간의 차이이다. 비-도통 상태에 있는 림부에 의하여 경험되는 차분 전압은 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자 또는 이차 능동 스위칭 소자 및 상기 또는 각각의 개선 모듈 사이에서 공유될 수도 있다. 다르게 말하면, 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자 또는 이차 능동 스위칭 소자는 대응하는 림부 사이에 상기 림부가 비-도통 상태일 때에 발생하는 차분 전압의 일부를 지원할 수도 있다. 이것은 각각의 림부 내의 개선 모듈 또는 복수 개의 개선 모듈이 전체 차분 전압을 차폐할 수 있을 것이 요구되지 않을 수도 있다는 것을 의미하는데, 이는 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자 또는 이차 능동 스위칭 소자가 차분 전압의 일부를 차폐하기 위하여 사용될 수 있고, 따라서 각각의 림부 내의 개선 모듈 또는 복수 개의 개선 모듈의 전압 등급(voltage rating)에서의 감소를 허용할 수 있기 때문이다.
이에 반해, 도 1 에 도시되는 공지된 전압원 컨버터의 동작 도중에, 직렬-연결된 컨버터 셀(12)은 대응하는 컨버터 브릿지(10)에 의하여 경험되는 전체 차분 전압을 차폐할 수 있을 것이 요구되며, 따라서 직렬-연결된 컨버터 셀이 AC 및 DC 망의 주어진 세트의 AC 및 DC 전압에 대하여 상대적으로 더 높은 결합 전압 등급을 가질 것을 요구한다.
각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자 또는 이차 능동 스위칭 소자 및 상기 또는 각각의 개선 모듈의 직렬 연결은 그러므로 AC 및 DC 망 사이에서 전력의 전송을 수행하도록 요구되는 각각의 림부 내의 개선 모듈의 요구되는 개수를 크게 감소시킬 수 있다.
본 발명에 따른 전력 전자 컨버터의 구성은 따라서 AC 및 DC 망을 연결시키고 이들 사이에 전력을 전송하는 소형, 경량, 저렴한 효율적이고 신뢰성있는 수단을 얻게 한다.
AC-DC 전력 전송 모드가 전압 정류에 관련되고 DC-AC 전력 전송 모드가 전압 반전에 관련된다는 것이 이해될 것이다.
전력 전자 컨버터는 반대 방향에서의 전류 흐름을 허용하기 위하여 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈의 구조를 변경할 필요가 없이 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 하나에서 동작된다. 특히, 전력 전자 컨버터는 제 1 극성의 DC 링크 전압을 DC 링크 사이에 인가함으로써 AC 망으로부터 DC 망으로 전력을 전송하고, 제 2 극성의 DC 링크 전압을 DC 링크 사이에 인가함으로써 DC 망으로부터 AC 망으로 전력을 전송하도록 동작되는데, 여기에서 제 1 극성은 제 2 극성에 반대이다. 다르게 말하면, 전력 전자 컨버터는 DC 링크 사이에서 DC 링크 전압을 반전시킴으로써 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 하나에서 동작된다.
각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자 또는 이차 능동 스위칭 소자 및 상기 또는 각각의 개선 모듈의 직렬-연결 이란 이차 수동 전류 체크 소자 또는 이차 능동 스위칭 소자가 어떤 림부가 통전 상태이며 따라서 사용 시에 상기 또는 각각의 AC 단자에서 AC 전압을 합성할 것인지를 진술한다는 것을 의미한다.
상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자를 각각의 림부 내에 포함시킴으로써 림부 전류가 단일 방향으로 제약되며, 따라서 상기 또는 각각의 개선 모듈의 단방향성 성질과 호환된다. 이것은 각각의 림부가 상기 또는 각각의 개선 모듈과 직렬 연결된 이차 능동 스위칭 소자가 어떤 림부가 통전 상태인지를 진술할 것을 요구하지 않는다는 것을 의미한다. 이것은 더 비용-효율적이고 신뢰가능한 전력 전자 컨버터가 제작되도록 하는데, 이것은 수동 전류 체크 소자(예를 들어 다이오드)가 능동 스위칭 소자보다 더 가볍고, 더 작으며, 더 간단하기 때문이다.
그러나, 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자의 단방향성 성질은 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자가 역전압만을 차폐할 수 있으며 따라서 다이오드 순방향 전압을 차폐할 수 없다는 것을 의미한다. 이것은 이제, 비-도통 상태에 있는 림부 내의 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자가 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 하나에서 차분 전압의 일부를 차폐할 수 있는 반면에, DC 링크 사이의 DC 링크 전압의 극성의 반전이 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자가 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 다른 것에서 차분 전압의 일부를 차폐할 수 없게 한다는 것을 의미한다.
결과적으로, 전력 전자 컨버터가 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 모두에서 동작하도록 하기 위하여, 비-도통 상태에 있는 각각의 림부 내의 개선 모듈 또는 복수 개의 개선 모듈의 전압 등급은 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자가 차분 전압의 일부를 차폐할 수 없게 될 때에 비 도통 상태에 있는 림부에 의하여 경험되는 전체 차분 전압을 지원할 수 있도록 증가되어야 한다.
대안적으로는, AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 모두에 대하여, 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자의 방향은 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자가 대응하는 림부가 비-도통 상태에 있을 경우의 차분 전압의 일부를 차폐할 수 있게 하기 위하여 그 전력 전송 모드와 매칭하도록 재구성될 수도 있다. 그러나 이것은 비용을 증가시키고 전력 전자 컨버터에 구조적 복잡성을 부가한다.
반면에, 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 이차 능동 스위칭 소자는 순방향 및 역방향 전압 모두를 차폐할 수 있도록 구성될 수도 있다. 이것은 각각의 림부 내의 개선 모듈 또는 복수 개의 개선 모듈이 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 모두에 대해 오직 차분 전압의 일부만을 차폐하도록 요구될 것이며, 따라서 각각의 림부 내의 개선 모듈 또는 복수 개의 개선 모듈의 전압 등급을 증가시켜 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 모두에서 비-통전 상태에 있는 그 림부에 의하여 경험되는 전체 차분 전압을 지원할 수 있게 할 필요성을 없앤다는 것을 의미한다.
바람직하게는 제 1 및 제 2 세트의 직렬-연결된 전류 흐름 제어 소자는 풀-브리지 구성에서 개별적인 에너지 스토리지 디바이스와 병렬 연결되어, 전류를 단일 방향에서 도통시키는 동안 음의, 제로, 또는 양의 전압을 제공할 수 있는 2-쿼드런트(quadrant) 바이폴라 개선 모듈을 형성한다.
각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈은 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 하나에서 전송가능한 전력이 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 다른 것에서 전송가능한 전력과 같아지도록 설정하도록 구성될 수도 있다. 다르게 말하면, 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈은 제 1 제어기가 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈을 스위칭하여 전력 AC 및 DC 망 사이에서 전력의 대칭적 전송을 생성하도록 하게 구성될 수도 있는데, 여기에서 전력 전자 컨버터는 양자의 방향에서 풀 전력 전송 기능성을 제공한다.
각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈은 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 하나에서 전송가능한 전력이 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 다른 것에서 전송가능한 전력보다 적도록 제한하도록 구성될 수도 있다. 다르게 말하면, 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈은 제 1 제어기가 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈을 스위칭하여 전력 AC 및 DC 망 사이에서 전력의 비대칭적 전송을 생성하도록 하게 구성될 수도 있는데, 여기에서 전력 전자 컨버터는 일 방향에서 풀 전력 전송 기능성을 제공하고 감소된 레벨에서 다른 방향으로 전력 전송을 제공할 수 있다.
바람직하게는 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈은 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 하나에서 전송가능한 전력이 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 다른 것에서 전송가능한 전력의 10% 내지 15%의 범위 내에 있도록 제한하도록 구성된다.
비대칭 전력 전송 기능성을 가진 전력 전자 컨버터는 비대칭 전력 전송 요구 사항을 가진 특정 전력 전송 애플리케이션에서 완벽하게 수락가능하다. 예를 들어, 비대칭 전력 전송 기능성이 있는 전력 전자 컨버터는 DC 망으로의 전력의 인출에 대해 큰 바이어스가 존재하고 전력을 인입시킬 최소의 필요성이 있는 전력 전송 애플리케이션에서 사용될 수도 있는데, 이것은 요구된 전력 전송이 주로 소스로부터 배전 그리드로 이루어지는 회생 풍력 및 조력 발전에서 발생하는 것과 같다. 전력을 인입시킬 최소한의 필요성은, 주된 무버(mover)(바람 또는 조력파와 같음)의 이용가능성이 요구된 양의 전력을 생성하기에 충분하기만 하다면 발전 동작 모드로의 하드웨어 천이 이전에 풍력 및 조력 발전소의 하드웨어를 시동하거나 동작시키려는 목적을 위한 반대 방향에서의 감소된 레벨의 전력의 빈번하지 않은 송신에 관련될 수도 있다.
비대칭 전력 전송 기능성이 있는 전력 전자 컨버터를 생성하기 위한 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈의 구성은 결과적으로, 손실, 효율, 사이즈, 무게 및 비용의 관점에서 비대칭 전력 전송 요구 사항이 있는 전력 전송 애플리케이션에 대한 더 최적인 전력 전자 컨버터를 얻게 한다.
제어기는 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈 내의 전류 흐름 제어 소자의 스위칭을 제어하여 상기 또는 각각의 AC 단자에서 대응하는 DC 단자에서의 DC 전압보다 27% 더 높은 피크 값을 가진 AC 전압을 구성하도록 할 수도 있다. 상기 또는 각각의 AC 단자에서의 이러한 AC 전압의 구성은, 각각의 림부 내의 개선 모듈 또는 복수 개의 개선 모듈에 의하여 제공되는 전압 및 각각의 림부 내의 개선 모듈 또는 복수 개의 개선 모듈을 통해 흐르는 전류의 곱이 듀티 사이클의 절반에 걸쳐 각각의 림부 내의 개선 모듈 또는 복수 개의 개선 모듈 내의 제로 순 에너지 교환(net zero energy exchange)을 제공한다는 것을 의미한다. 추가적으로, 개선 모듈의 구조는 개선 모듈을 통해 흐르는 단방향성 전류가 상기 또는 각각의 에너지 스토리지 디바이스를 통하여 순방향 또는 역방향에서 흐르도록 허용한다. 이것은 이제 선택적인 실시간 충전 및 방전을 허용하고, 이를 통하여 전력 전자 컨버터가 AC 및 DC 망 사이에서 전력을 전송하도록 구성되는 동안 각각의 개선 모듈 내의 상기 또는 각각의 에너지 스토리지 디바이스의 전압 레벨의 제어를 허용한다.
본 발명의 바람직한 실시예들은 첨부 도면을 참조하여 비한정적인 예시를 사용하여 이제 설명될 것이다:
도 1 은 개략적인 형태로 선행 기술의 전력 전자 컨버터를 도시한다;
도 2 는 개략적인 형태로 본 발명의 제 1 실시예에 따르는 전력 전자 컨버터를 도시한다;
도 3 은 개략적인 형태로 도 2 의 전력 전자 컨버터의 일부를 형성하는 개선 모듈의 구조를 도시한다;
도 4a 는 AC-DC 전력 전송 모드에 있는 도 2 의 전력 전자 컨버터의 컨버터 림의 동작을 개략적인 형태로 도시한다;
도 4b 는 DC-AC 전력 전송 모드에 있는 도 2 의 전력 전자 컨버터의 컨버터 림의 동작을 개략적인 형태로 도시한다;
도 5 는 개략적인 형태로 본 발명의 제 2 실시예에 따르는 전력 전자 컨버터를 도시한다.
본 발명의 제 1 실시예에 따르는 제 1 전력 전자 컨버터(30)가 도 2 에 도시된다.
제 1 전력 전자 컨버터(30)는 제 1 및 제 2 DC 단자(32, 34) 및 복수 개의 컨버터 림(36)을 포함한다. 제 1 및 제 2 DC 단자(32, 34)는 DC 링크를 정의한다. 각각의 컨버터 림(36)은 제 1 및 제 2 DC 단자(32, 34) 사이에서 연장하고 AC 단자(42)에 의하여 분리된 제 1 및 제 2 림부(38, 40)를 가진다.
사용 시에, 제 1 전력 전자 컨버터(30)의 제 1 및 제 2 DC 단자(32, 34)는 DC 망(44)의 제 1 및 제 2 단자에 각각 연결되고, 가역적 DC 링크 전압이 제 1 및 제 2 단자 사이에 인가되며, 각각의 컨버터 림(36)의 AC 단자(42)는 다상 AC 망(46)의 개별적인 상에 연결된다. 이러한 방식으로, 사용 시에, DC 링크는 그들 사이에 인가된 가역적 DC 링크 전압을 가진다.
제 1 및 제 2 림부(38, 40)의 각각은 체인-링크 컨버터(50)와 직렬 연결되는 이차 수동 전류 체크 소자(48)를 포함한다.
각각의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 다이오드의 형태이다. 제 1 림부(38)에서의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 제 1 림부(38)를 통해 흐르는 전류가 AC 단자(42)로부터 제 1 DC 단자(32)로만 흐를 수 있도록 구현된다. 제 2 림부(40)에서의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 제 2 림부(40)를 통해 흐르는 전류가 제 2 DC 단자(34)로부터 AC 단자(42)로만 흐를 수 있도록 구현된다.
본 발명의 다른 실시예에서, 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 복수 개의 직렬-연결된 이차 수동 전류 체크 소자에 의하여 대체될 수도 있다는 것이 예상된다.
각각의 체인-링크 컨버터(50)는 복수 개의 직렬-연결된 개선 모듈(52)을 포함한다.
도 3 은 각각의 개선 모듈(52)의 구조를 개략적인 형태로 도시한다.
각각의 개선 모듈(52)은 제 1 및 제 2 세트의 직렬-연결된 전류 흐름 제어 소자(54) 및 커패시터(56)의 형태인 에너지 스토리지 디바이스를 가진다. 제 1 및 제 2 세트의 직렬-연결된 전류 흐름 제어 소자(54)는 풀-브리지 구성에서 커패시터(56)와 병렬 연결된다. 각각의 세트의 전류 흐름 제어 소자(54) 포함 일차 능동 스위칭 소자 일차 수동 전류 체크 소자와 직렬 연결된다.
각각의 일차 능동 스위칭 소자는 반-병렬 다이오드와 병렬로 연결된 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)의 형태인 반도체 디바이스에 의하여 구성된다. 각각의 일차 능동 스위칭 소자가 상이한 능동 스위칭 소자로써 대체될 수도 있다는 것이 예상된다. 예를 들어, 본 발명의 다른 실시예에서, 각각의 IGBT는 게이트 턴-오프 사이리스터, 필드 효과 트랜지스터, 전자주입 촉진횐 게이트 트랜지스터(injection-enhanced gate transistor), 집적 게이트 정유성 사이리스터(integrated gate commutated thyristor) 또는 임의의 다른 자기-정유성 반도체 디바이스(self-commutated semiconductor device)에 의하여 대체될 수도 있다.
각각의 일차 수동 전류 체크 소자는 다이오드의 형태이다.
각각의 개선 모듈(52)의 커패시터(56)는 전류 흐름 제어 소자(54)의 상태를 변경시킴으로써 선택적으로 바이패스 되거나 대응하는 체인-링크 컨버터(50)로 삽입된다. 이것은 전류(58)를 커패시터(56)를 통과하도록 선택적으로 디렉팅하거나 전류(58)가 커패시터(56)를 바이 패스하도록 야기하여, 개선 모듈(52)이 음의, 제로 또는 양의 전압을 제공하도록 한다.
개선 모듈(52)의 커패시터(56)는 개선 모듈(52) 내의 전류 흐름 제어 소자(54)가 개선 모듈(52) 내에서 단락 회로를 형성하도록 구성되는 경우에 바이패스된다. 이것은 대응하는 체인-링크 컨버터(50) 내의 전류(58)가 단락 회로를 통과하여 지나가고 커패시터(56)를 바이 패스하도록 하며, 따라서 개선 모듈(52)은 제로 전압을 제공하는데, 즉 개선 모듈(52)은 바이패스 모드(bypassed mode)로 구성된다.
개선 모듈(52)의 커패시터(56)는 개선 모듈(52) 내의 전류 흐름 제어 소자(54)가 대응하는 체인-링크 컨버터(50) 내의 전류(58)가 커패시터(56)로 그리고 그 밖으로 흐르도록 허용하게 구성되는 경우에 대응하는 체인-링크 컨버터(50) 내로 삽입된다. 그러면 커패시터(56)는 비-제로 전압을 제공하기 위하여 자신의 저장된 에너지를 충전 또는 방전하는데, 즉 개선 모듈(52)은 비-바이패스 모드에서 구성된다. 개선 모듈(52)의 풀-브리지 구성은 개선 모듈(52) 내의 전류 흐름 제어 소자(54)의 구성이 전류(58)가 어느 한 방향에서 커패시터(56) 내로 그리고 그 밖으로 흘러가도록 야기하게 허용하며, 따라서 개선 모듈(52)은 비-바이패스 모드에서 음의 또는 양의 전압을 제공하도록 구성될 수 있다.
한편 개선 모듈(52) 내의 각각의 세트의 전류 흐름 제어 소자(54)의 일차 수동 전류 체크 소자 및 일차 능동 스위칭 소자의 직렬 연결은 개선 모듈(52)을 통과하는 전류(58)의 흐름을 단일 방향으로 제한한다. 이와 같이, 각각의 개선 모듈(52)은 제 1 림부(38)에서 흐르는 전류가 AC 단자(42)로부터 제 1 DC 단자(32)로만 흐를 수 있도록, 그리고 제 2 림부(40)에서 흐르는 전류가 제 2 DC 단자(34)로부터 AC 단자(42)로만 흐를 수 있도록 구현된다.
이러한 방식으로 제 1 및 제 2 세트의 직렬-연결된 전류 흐름 제어 소자(54)는 풀-브리지 구성에서 개별적인 커패시터(56)와 병렬 연결되어, 전류를 단일 방향에서 도통시키는 동안 제로, 양의 또는 음의 전압을 제공할 수 있는 2-쿼드런트(quadrant) 바이폴라 개선 모듈을 정의한다.
각각 자기 자신의 전압을 제공하는 다중 개선 모듈(52)의 커패시터(56)를 각각의 체인-링크 컨버터(50)로 삽입하는 것을 통하여, 자신의 개개의 개선 모듈(52)의 각각으로부터 이용가능한 전압 보다 더 높은 결합 전압을 각각의 체인-링크 컨버터(50) 양단에 유도하는 것이 가능하다. 이러한 방식으로 각각의 개선 모듈(52) 내의 전류 흐름 제어 소자(54)의 스위칭은 각각의 체인-링크 컨버터(50)가 스텝형 가변 전압원을 제공하도록 야기하는데, 이것은 스텝-식(step-wise) 근사화를 사용하여 각각의 체인-링크 컨버터(50) 양단에 전압 파형의 생성을 허락한다.
본 발명의 다른 실시예에서, 각각의 개선 모듈(52) 내의 커패시터(56)는 에너지를 저장하고 방출할 수 있는 다른 타입의 에너지 스토리지 디바이스, 예를 들어 배터리 또는 연료 셀에 의하여 대체될 수도 있다는 것이 예상된다.
제 1 전력 전자 컨버터(30)는 각각의 림부(38, 40) 내의 각각의 개선 모듈(52)을 스위칭하여(즉 각각의 개선 모듈(52)의 전류 흐름 제어 소자(54)의 스위칭을 제어하여) 대응하는 AC 단자(42)에서의 AC 전압의 구성을 제어하는 제 1 제어기(60)를 더 포함한다.
본 명세서의 목적을 위하여, 제 1 전력 전자 컨버터(30)의 동작은 자신의 컨버터 림(36) 중 하나를 참조하여 설명된다. 제 1 전력 전자 컨버터(30)의 컨버터 림(36) 중 하나의 설명된 동작이 필요한 부분만 약간 수정하여 다른 두 개의 컨버터 림(36)의 동작에 적용된다는 것이 인정될 것이다.
사용 시에, 제 1 전력 전자 컨버터(30)는 전력을 AC-DC 전력 전송 모드에서 AC 망(46)으로부터 DC 망(44)으로 전송하도록 동작가능하다. 도 4a 에 도시된 바와 같이, DC 망(44)의 제 1 단자는 +100 kV의 DC 전압을 운반하고, DC 망(44)의 제 2 단자는 -100kV의 DC 전압을 운반하며, AC 망(46)의 AC 전압은 -127 kV 및 +127 kV 사이에서 변동한다.
각각의 림부(38, 40) 내의 체인-링크 컨버터(50)는 그들 사이에서 227 kV의 최대 전압을 제공할 수 있도록 등급결정된다(rated).
이것은 제 1 림부(38) 내의 체인-링크 컨버터(50)가 AC 단자(42)에서 0 kV 내지 127 kV 사이에서 연장하는 전압 범위 내의 AC 전압을 합성하기에 필요한 가변 전압을 제공하도록 이네이블하고, 제 2 림부(40) 내의 체인-링크 컨버터(50)가 AC 단자(42)에서 0 kV 내지 -127 kV 사이에서 연장하는 전압 범위 내의 AC 전압을 합성하기에 필요한 가변 전압을 제공하도록 이네이블한다.
제 1 및 제 2 림부(38, 40) 내의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 어떤 림부가 통전 상태이고 따라서 AC 단자(42)에서 AC 전압을 합성하기 위하여 사용중인지를 진술한다. AC 단자(42)에서의 AC 전압의 구성은 제 1 및 제 2 AC 전압 성분(62)을 다음과 같이 결합함으로써 제어된다.
제 1 AC 전압 성분(62)을 구성하기 위하여, 제 1 림부(38)는 순방향 바이어스되는 제 2 수동 전류 체크 소자(48)를 통하여 도통 상태에 있고 제 1 제어기(60)는 제 1 림부(38) 내의 각각의 개선 모듈(52)의 전류 흐름 제어 소자(54)의 스위칭을 제어하여 전압 스텝을 제 1 DC 단자(32)에서의 +100kV의 전압에 가산 및 감산, 즉 "푸시 업" 및 "풀 다운"한다. 제 1 AC 전압 성분(62)은 양의 AC 전류(64)가 AC 단자(42)로 흘러들어갈 때에 +127 kV의 피크 값을 가진 양의 하프-정현 전압 파형의 형태로 구성된다.
한편 제 2 림부(40)는 역방향 바이어스되는 그것의 제 2 수동 전류 체크 소자(48)에 의하여 비-도통 상태에 있고, 따라서 그들 사이에서 차분 전압을 경험하는데, 차분 전압은 AC 단자(42) 및 제 2 DC 단자(34)에서의 전압 사이의 차분이다. 따라서, 비-도통 상태에 있는 제 2 림부(40)에 의하여 경험되는 차분 전압은 100 kV 및 227 kV 사이에서 변동하고, 0 내지 127 kV 사이의 범위를 갖는 전압을 차폐하도록 등급결정된 이차 수동 전류 체크 소자(48) 및 100 kV의 전압을 차폐하도록 구성되는 체인-링크 컨버터(50) 사이에서 공유된다.
제 2 AC 전압 성분을 구성하기 위하여, 제 2 림부(40)는 순방향 바이어스되는 제 2 수동 전류 체크 소자(48)를 통하여 도통 상태에 있고 제 1 제어기(60)는 제 2 림부(40) 내의 각각의 개선 모듈(52)의 전류 흐름 제어 소자(54)의 스위칭을 제어하여 전압 스텝을 제 2 DC 단자(32)에서의 -100kV의 전압에 가산 및 감산, 즉 "푸시 업" 및 "풀 다운"한다. 제 2 AC 전압 성분은 음의 AC 전류가 AC 단자(42)로 흘러들어갈 때에 -127 kV의 피크 값을 가진 음의 하프-정현 전압 파형의 형태로 구성된다.
한편 제 1 림부(38)는 역방향 바이어스되는 그것의 제 2 수동 전류 체크 소자(48)에 의하여 비-도통 상태에 있고, 따라서 그들 사이에서 차분 전압을 경험하는데, 차분 전압은 AC 단자(42) 및 제 1 DC 단자(32)에서의 전압 사이의 차분이다. 따라서, 비-도통 상태에 있는 제 1 림부(38)에 의하여 경험되는 차분 전압은 100 kV 및 227 kV 사이에서 변동하고, 0 내지 127 kV 사이의 범위를 갖는 전압을 차폐하도록 등급결정된 이차 수동 전류 체크 소자(48) 및 100 kV의 전압을 차폐하도록 구성되는 체인-링크 컨버터(50) 사이에서 공유된다.
한 듀티 사이클 동안의 제 1 및 제 2 AC 전압 성분(62)의 조합은 결과적으로 AC 단자(42)에 +127 kV 및 -127 kV의 피크 값을 가지는 정현 AC 전압의 합성을 초래한다. 이러한 방식으로 제 1 전력 전자 컨버터(30)는 AC 단자(42)에서의 AC 전압의 구성이 AC-DC 전력 전송 모드에서 AC 망(46)으로부터 DC 망(44)으로 전력을 전송하도록 제어한다.
사용 시에, 제 1 전력 전자 컨버터(30)는 전력을 DC-AC 전력 전송 모드에서 DC 망(44)으로부터 AC 망(46)으로 전송하도록 동작가능하다. 도 4b 에 도시된 바와 같이, DC-AC 전력 전송 모드에서, DC 링크 사이의 DC 링크 전압의 극성은 반전된다. 특히, DC-AC 전력 전송 모드에서, DC 망(44)의 제 1 단자는 -100 kV의 DC 전압을 운반하고 DC 망(44)의 제 2 단자는 +100kV의 DC 전압을 운반한다. 한편 AC 망(46)의 AC 전압은 -127 kV 및 +127 kV 사이에서 변동한다.
DC-AC 전력 전송 모드에서, AC 단자(42)에서의 AC 전압의 구성은 제 1 및 제 2 AC 전압 성분(66)을 다음과 같이 결합함으로써 제어된다.
제 1 AC 전압 성분(66)을 구성하기 위하여, 제 2 림부(40)는 도통 상태에 있고 제 1 제어기(60)는 제 2 림부(40) 내의 각각의 개선 모듈(52)의 전류 흐름 제어 소자(54)의 스위칭을 제어하여 전압 스텝을 제 2 DC 단자(34)에서의 +100kV의 전압에 가산 및 감산, 즉 "푸시 업" 및 "풀 다운"한다. 제 1 AC 전압 성분(66)은 음의 AC 전류(68)가 AC 단자(42)로부터 흘러나갈 때에 +127 kV의 피크 값을 가진 양의 하프-정현 전압 파형의 형태로 구성된다.
한편 제 1 림부(38)는 비-도통 상태에 있고, 따라서 그들 사이에서 차분 전압을 경험하는데, 차분 전압은 AC 단자(42) 및 제 1 DC 단자(32)에서의 전압 사이의 차분이다. 따라서, 비-도통 상태에 있는 제 1 림부(38)에 의하여 경험되는 차분 전압은 100 kV 및 227 kV 사이에서 변동하며, 100 kV 및 227 kV 사이에서 변동하는 전압을 차폐하도록 구성되는 체인-링크 컨버터(50)에 의하여 전체적으로 지지된다. 제 1 림부(38) 내의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 DC 링크 사이의 DC 링크 전압의 극성의 반전에 의하여 통전 상태로 강제되고, 따라서 차분 전압의 일부를 차폐할 수 있도록 렌더링된다.
제 2 AC 전압 성분를 구성하기 위하여, 제 1 림부(38)는 도통 상태에 있고 제 1 제어기(60)는 제 1 림부(38) 내의 각각의 개선 모듈(52)의 전류 흐름 제어 소자(54)의 스위칭을 제어하여 전압 스텝을 제 1 DC 단자(32)에서의 -100kV의 전압에 가산 및 감산, 즉 "푸시 업" 및 "풀 다운"한다. 제 2 AC 전압 성분은 양의 AC 전류가 AC 단자(42)로부터 흘러나갈 때에 -127 kV의 피크 값을 가진 음의 하프-정현 전압 파형의 형태로 구성된다.
한편 제 2 림부(40)는 비-도통 상태에 있고, 따라서 그들 사이에서 차분 전압을 경험하는데, 차분 전압은 AC 단자(42) 및 제 2 DC 단자(34)에서의 전압 사이의 차분이다. 따라서, 비-도통 상태에 있는 제 2 림부(40)에 의하여 경험되는 차분 전압은 100 kV 및 227 kV 사이에서 변동하며, 100 kV 및 227 kV 사이에서 변동하는 전압을 차폐하도록 구성되는 체인-링크 컨버터(50)에 의하여 전체적으로 지지된다. 제 2 림부(40) 내의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 DC 링크 사이의 DC 링크 전압의 극성의 반전에 의하여 통전 상태로 강제되고, 따라서 차분 전압의 일부를 차폐할 수 있도록 렌더링된다.
한 듀티 사이클 동안의 제 1 및 제 2 AC 전압 성분(66)의 조합은 결과적으로 AC 단자(42)에 +127 kV 및 -127 kV의 피크 값을 가지는 정현 AC 전압의 합성을 초래한다. 이러한 방식으로 제 1 전력 전자 컨버터(30)는 AC 단자(42)에서의 AC 전압의 구성이 DC-AC 전력 전송 모드에서 DC 망(44)으로부터 AC 망(46)으로 전력을 전송하도록 제어한다.
각각의 체인-링크 컨버터(50)가 그들 사이에서 227 kV의 전압을 제공하도록 이네이블하기 위한 체인-링크 컨버터(50)의 등급에서의 증가는, 각각의 체인-링크 컨버터(50)가 DC-AC 전력 전송 모드에서 비-도통 상태에 있는 대응하는 림부(38, 40)에 의하여 경험되는 전체 차분 전압을 지지하도록 이네이블한다. 이에 반해, 각각의 체인-링크 컨버터(50) 양단의 100 kV의 전압 등급은 비록 AC 단자(42)에서 대응하는 AC 전압 성분(66)을 합성하기에 충분하지만, DC-AC 전력 전송 모드에서 비-도통 상태에 있는 대응하는 림부(38, 40)에 의하여 경험되는 전체 차분 전압을 지원하기에는 불충분하다.
그러므로 위에서 진술된 방식인 각각의 체인-링크 컨버터(50)의 구성은 비대칭 전력 전송 기능성을 가지는 전력 전자 컨버터(30)를 생성하는데, 여기에서 전력 전자 컨버터(30)는 AC-DC 전력 전송 모드 및 DC-AC 전력 전송 모드 모두에서 풀 전력 전송 기능성을 제공한다.
AC 단자(42)에서의, 제 1 및 제 2 DC 단자(32, 34)에서의 개별적인 DC 전압보다 27% 더 높은 피크 값을 가진 AC 전압의 구성은, 각각의 체인-링크 컨버터(50)에 의하여 제공되는 전압 및 각각의 체인-링크 컨버터(50)를 통과하여 흐르는 전류의 곱이 듀티 사이클의 절반 동안 각각의 체인-링크 컨버터(50) 내에 제로 순 에너지 교환을 제공한다는 것을 의미한다. 추가적으로, 개선 모듈(52)의 구조는 개선 모듈(52)을 통해 흐르는 단방향성 전류가 커패시터(56)를 통하여 순방향 또는 역방향 중 하나에서 흐르도록 허용한다. 이것은 이제 선택적인 실시간 충전 및 방전을 허용하고, 이를 통하여 전력 전자 컨버터가 AC 망(46) 및 DC 망(44) 사이에서 전력을 전송하도록 동작되는 동안 각각의 개선 모듈(52) 내의 커패시터(56)!의 전압 레벨의 제어를 허용한다.
각각의 림부(38, 40) 내의 이차 수동 전류 체크 소자(48) 및 체인-링크 컨버터(50)를 직렬연결한다는 것은 각각의 림부(38, 40)가 체인-링크 컨버터(50)와 직렬 연결되는 능동 스위칭 소자가 어떤 림부가 통전 상태인지를 진술하도록 요구하지 않는다는 것을 의미한다. 이것은 더 비용-효율적이고 신뢰가능한 전력 전자 컨버터가 제작되도록 하는데, 이것은 수동 전류 체크 소자가 능동 스위칭 소자보다 더 가볍고, 더 작으며, 더 간단하기 때문이다.
제 1 전력 전자 컨버터(30)의 구성은 결과적으로 AC 및 DC 망(46, 44)을 연결하고 전력을 AC 망(46)으로부터 DC 망(44)으로 전력을 전송하기 위한 소형 경량의 저비용의 효율적이고 신뢰성있는 수단을 초래한다.
본 발명의 제 2 실시예에 따르는 제 2 전력 전자 컨버터(130)가 도 5 에 도시된다. 도 5 의 제 2 전력 전자 컨버터(130)의 구조 및 동작은 도 2 의 제 1 전력 전자 컨버터(30)의 구조 및 동작과 유사하고, 유사한 특징으로 동일한 부재 번호를 공유한다.
제 2 전력 전자 컨버터(130)는, 제 2 전력 전자 컨버터(130)에서 각각의 림부(38, 40) 내의 체인-링크 컨버터(50)가 그들 사이에서 227 kV의 최대 전압 대신에 그들 사이에서 137 kV의 최대 전압을 제공할 수 있도록 등급결정된다는 점에서 제 1 전력 전자 컨버터(30)와는 상이하다.
사용 시에, 제 2 전력 전자 컨버터(130)는 전력을 AC-DC 전력 전송 모드에서 AC 망(46)으로부터 DC 망(44)으로 전송하도록 동작가능하다. AC-DC 전력 전송 모드에서 제 2 전력 전자 컨버터(130)의 동작은 AC-DC 전력 전송 모드에서 제 1 전력 전자 컨버터(30)의 앞서 설명된 동작과 동일하다.
사용 시에, 제 2 전력 전자 컨버터(130)는 전력을 DC-AC 전력 전송 모드에서 DC 망(44)으로부터 AC 망(46)으로 전송하도록 동작가능하다. DC-AC 전력 전송 모드에서, DC 링크 사이의 DC 링크 전압의 극성은 반전된다. 특히, DC-AC 전력 전송 모드에서, DC 망(44)의 제 1 단자는 -10 kV의 DC 전압을 운반하고 DC 망(44)의 제 2 단자는 +10kV의 DC 전압을 운반한다. 한편 AC 망(46)의 AC 전압은 -127 kV 및 +127 kV 사이에서 변동한다.
DC-AC 전력 전송 모드에서, AC 단자(42)에서의 AC 전압의 구성은 제 1 및 제 2 AC 전압 성분(70)을 다음과 같이 결합함으로써 제어된다.
제 1 AC 전압 성분(70)을 구성하기 위하여, 제 2 림부(40)는 도통 상태에 있고 제 1 제어기(60)는 제 2 림부(40) 내의 각각의 개선 모듈(52)의 전류 흐름 제어 소자(54)의 스위칭을 제어하여 전압 스텝을 제 2 DC 단자(34)에서의 +10kV의 전압에 가산 및 감산, 즉 "푸시 업" 및 "풀 다운"한다. 제 1 AC 전압 성분(70)은 음의 AC 전류(72)가 AC 단자(42)로부터 흘러나갈 때에 +127 kV의 피크 값을 가진 양의 하프-정현 전압 파형의 형태로 구성된다.
한편 제 1 림부(38)는 비-도통 상태에 있고, 따라서 그들 사이에서 차분 전압을 경험하는데, 차분 전압은 AC 단자(42) 및 제 1 DC 단자(32)에서의 전압 사이의 차분이다. 따라서, 비-도통 상태에 있는 제 1 림부(38)에 의하여 경험되는 차분 전압은 10 kV 및 137 kV 사이에서 변동하며, 10 kV 및 137 kV 사이에서 변동하는 전압을 차폐하도록 구성되는 체인-링크 컨버터(50)에 의하여 전체적으로 지지된다. 제 1 림부(38) 내의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 DC 링크 사이의 DC 링크 전압의 극성의 반전에 의하여 통전 상태로 강제되고, 따라서 차분 전압의 일부를 차폐할 수 있도록 렌더링된다.
제 2 AC 전압 성분를 구성하기 위하여, 제 1 림부(38)는 도통 상태에 있고 제 1 제어기(60)는 제 1 림부(38) 내의 각각의 개선 모듈(52)의 전류 흐름 제어 소자(54)의 스위칭을 제어하여 전압 스텝을 제 1 DC 단자(32)에서의 -10kV의 전압에 가산 및 감산, 즉 "푸시 업" 및 "풀 다운"한다. 제 2 AC 전압 성분은 양의 AC 전류가 AC 단자(42)로부터 흘러나갈 때에 -127 kV의 피크 값을 가진 음의 하프-정현 전압 파형의 형태로 구성된다.
한편 제 2 림부(40)는 비-도통 상태에 있고, 따라서 그들 사이에서 차분 전압을 경험하는데, 차분 전압은 AC 단자(42) 및 제 2 DC 단자(34)에서의 전압 사이의 차분이다. 따라서, 비-도통 상태에 있는 제 2 림부(40)에 의하여 경험되는 차분 전압은 10 kV 및 137 kV 사이에서 변동하며, 10 kV 및 137 kV 사이에서 변동하는 전압을 차폐하도록 구성되는 체인-링크 컨버터(50)에 의하여 전체적으로 지지된다. 제 2 림부(40) 내의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 DC 링크 사이의 DC 링크 전압의 극성의 반전에 의하여 통전 상태로 강제되고, 따라서 차분 전압의 일부를 차폐할 수 있도록 렌더링된다.
한 듀티 사이클 동안의 제 1 및 제 2 AC 전압 성분(70)의 조합은 결과적으로 AC 단자(42)에 +127 kV 및 -127 kV의 피크 값을 가지는 정현 AC 전압의 합성을 초래한다. 이러한 방식으로 제 2 전력 전자 컨버터(130)는 AC 단자(42)에서의 AC 전압의 구성이 DC-AC 전력 전송 모드에서 DC 망(44)으로부터 AC 망(46)으로 전력을 전송하도록 제어한다.
각각의 체인-링크 컨버터(50)가 그들 사이에 227 kV의 최대 전압 대신에 그들 사이에 137 kV의 최대 전압을 제공하도록 이네이블하는 그것의 등급에서의 증가는, DC-AC 전력 전송 모드에서 전송가능한 전력을 AC-DC 전력 전송 모드에서 전송가능한 전력의 10% 가 되도록 제한하면서 각각의 체인-링크 컨버터(50)가 DC-AC 전력 전송 모드에서 비-도통 상태에 있는 대응하는 림부에 의하여 경험되는 전체 차분 전압을 지원하도록 이네이블한다.
본 발명의 다른 실시예에서, 각각의 림부(38, 40) 내의 체인-링크 컨버터(50)는 그들 사이에서 상이한 전압을 제공하여 DC-AC 전력 전송 모드에서 전송가능한 전력이 AC-DC 전력 전송 모드에서 전송가능한 전력의 상이한 퍼센티지가 되도록 제한할 수 있도록 등급화될 수도 있다는 것이 예상된다.
그러므로 위에서 진술된 방식인 각각의 체인-링크 컨버터(50)의 구성은 비대칭 전력 전송 기능성을 가지는 전력 전자 컨버터(130)를 생성하는데, 여기에서 전력 전자 컨버터(130)는 AC-DC 전력 전송 모드에서 풀 전력 전송 기능성을 제공하고 DC-AC 전력 전송 모드에서 감소된 레벨로 전력 전송을 제공할 수 있다.
비대칭 전력 전송 기능성을 가진 전력 전자 컨버터(130)는 비대칭 전력 전송 요구 사항을 가진 특정 전력 전송 애플리케이션에서 완벽하게 수락가능하다. 예를 들어, 제 2 전력 전자 컨버터(130)는 DC 망(44)으로의 전력의 인출에 대해 큰 바이어스가 존재하고 전력을 인입시킬 최소의 필요성이 있는 전력 전송 애플리케이션에서 사용될 수도 있는데, 이것은 요구된 전력 전송이 주로 소스로부터 배전 그리드로 이루어지는 회생 풍력 및 조력 발전에서 발생하는 것과 같다. 전력을 인입시킬 최소한의 필요성은, 주된 무버(mover)(바람 또는 해파(waves))의 이용가능성이 요구된 양의 전력을 생성하기에 충분하기만 하다면 동작의 발전 모드로의 하드웨어 천이 이전에 풍력 및 조력 발전소의 하드웨어를 시동하거나 동작시키려는 목적을 위한 반대 방향에서의 감소된 레벨의 전력의 빈번하지 않은 송신에 관련될 수도 있다.
비대칭 전력 전송 기능성이 있는 제 2 전력 전자 컨버터(130)를 생성하기 위한 각각의 체인-링크 컨버터(50)의 구성은 결과적으로, 손실, 효율, 사이즈, 무게 및 비용의 관점에서 비대칭 전력 전송 요구 사항이 있는 전력 전송 애플리케이션에 대한 더 최적인 전력 전자 컨버터를 얻게 한다.
더욱이, 각각의 림부(38, 40) 내의 이차 수동 전류 체크 소자(48) 및 체인-링크 컨버터(50)의 직렬-연결은 각각의 체인-링크 컨버터(50)가 AC-DC 전력 전송 모드에서 전체 차분 전압을 차폐할 수 있을 필요성을 제거하며, 따라서 각각의 체인-링크 컨버터(50)의 전압 등급에서의 감소를 허용한다. 그러므로 이것은 AC 및 DC 망(46, 44) 사이의 전력의 전송을 수행하기 위하여 요구되는 각각의 체인-링크 컨버터(50) 내의 개선 모듈(52)의 요구된 개수를 현저하게 감소시킨다.
본 발명의 다른 실시예에서, 각각의 림부(38, 40) 내의 이차 수동 전류 체크 소자(48)는 각각의 개선 모듈과 직렬 연결되는 하나 이상의 이차 능동 스위칭 소자에 의하여 대체될 수도 있다는 것이 예상된다.
사용 시에, 상기 또는 각각의 이차 능동 스위칭 소자는 어떤 림부가 통전 상태에 있고 따라서 AC 단자에서 AC 전압을 합성하기 위하여 사용 중인지를 진술하기 위하여 스위칭가능하다. 각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 이차 능동 스위칭 소자는 순방향 및 역방향 전압 모두를 차폐할 수 있도록 구성될 수도 있다. 이것은 각각의 림부 내의 체인-링크 컨버터가 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 모두에 대해 오직 차분 전압의 일부만을 차폐하도록 요구될 것이며, 따라서 각각의 림부 내의 체인-링크 컨버터의 전압 등급을 증가시켜 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 모두에서 비-통전 상태인 그 림부에 의하여 경험되는 전체 차분 전압을 지원할 수 있게 할 필요성을 없앤다는 것을 의미한다.
본 발명의 다른 실시예에서, 전력 전자 컨버터는 상이한 개수의 컨버터 림을 포함할 수도 있는데, 여기에서 각각의 컨버터 림의 AC 단자는 다상 AC 망의 개별적인 상에 연결가능하다는 것도 역시 예상된다.
본 발명의 다른 실시예에서, 전력 전자 컨버터는 단일 컨버터 림을 포함할 수도 있는데, 여기에서 AC 단자는 단일-상 AC 망에 연결가능하다는 것도 역시 예상된다.
도시된 실시예에서 사용되는 전압 값은 단지 전력 전자 컨버터의 개별적인 실시예의 동작을 예시하도록 선택되며, 따라서 연관된 전력 애플리케이션의 전력 요구 사항에 의존하여 실시될 때 변동할 수도 있다는 것이 인정될 것이다.

Claims (5)

  1. AC 및 DC 망을 연결하고 이들 간에 전력을 전송하기 위한 전력 전자 컨버터로서,
    DC 망으로의 연결을 위한 DC 링크를 정의하는 제 1 및 제 2 DC 단자로서, 사용 시에, 상기 DC 링크는 그들 사이에 인가된 가역적 DC 링크 전압을 가지는, 제 1 및 제 2 DC 단자;
    상기 제 1 및 제 2 DC 단자 사이에서 연장하고 상기 AC 망으로의 연결을 위한 AC 단자에 의하여 분리되는 제 1 및 제 2 림부(limb portion)를 가지는 적어도 하나의 컨버터 림(converter limb)으로서, 각각의 림부는 적어도 하나의 에너지 스토리지 디바이스와 병렬 연결되는 제 1 및 제 2 세트의 직렬-연결된 전류 흐름 제어 소자를 가지는 적어도 하나의 개선 모듈(rationalised module)을 포함하고, 각각의 세트의 전류 흐름 제어 소자는 적어도 하나의 에너지 스토리지 디바이스와 병렬 연결되고, 각각의 세트의 전류 흐름 제어 소자는 전류를 상기 에너지 스토리지 디바이스를 통한 전류를 선택적으로 디렉팅하는 일차 능동 스위칭 소자 및 상기 개선 모듈을 통과하는 전류 흐름을 단일 방향으로 제한하는 일차 수동 전류 체크 소자를 포함하고, 상기 전류 흐름 제어 소자 및 상기 또는 각각의 에너지 스토리지 디바이스는 결합하여 AC 단자에서 AC 전압을 합성하는 전압원을 선택적으로 제공하는, 적어도 하나의 컨버터 림; 및
    각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈을 선택적으로 스위칭하여, AC-DC 전력 전송 모드에서 상기 AC 망으로부터 DC 망으로 전력을 전달하고 DC-AC 전력 전송 모드에서 상기 DC 망으로부터 AC 망으로 전력을 전달하기 위하여 상기 대응하는 AC 단자에서의 AC 전압의 구성을 제어하는 제 1 제어기를 포함하고,
    각각의 림부는,
    상기 대응하는 림부를 통과하는 전류 흐름을 대응하는 AC 및 DC 단자 사이에서 단일 방향으로 제한하는 하나 이상의 이차 수동 전류 체크 소자로서, 상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자는 상기 또는 각각의 개선 모듈과 직렬 연결되는, 하나 이상의 이차 수동 전류 체크 소자; 또는
    상기 또는 각각의 개선 모듈과 직렬 연결되는 하나 이상의 이차 능동 스위칭 소자를 포함하는, 전력 전자 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 세트의 직렬-연결된 전류 흐름 제어 소자는 풀-브리지 구성에서 개별적인 에너지 스토리지 디바이스와 병렬 연결되어, 전류를 단일 방향에서 도통시키는 동안 제로, 양의 또는 음의 전압을 제공할 수 있는 2-쿼드런트(quadrant) 바이폴라 개선 모듈을 형성하는, 전력 전자 컨버터.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 또는 각각의 이차 수동 전류 체크 소자 또는 이차 능동 스위칭 소자는 대응하는 림부 사이에 상기 림부가 비-도통 상태일 때에 발생하는 차분 전압의 일부를 지원하는, 전력 전자 컨버터.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈은 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 하나에서 전송가능한 전력이 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 다른 것에서 전송가능한 전력 보다 더 적도록 제한하도록 구성되는, 전력 전자 컨버터.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각각의 림부 내의 상기 또는 각각의 개선 모듈은 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 하나에서 전송가능한 전력이 AC-DC 및 DC-AC 전력 전송 모드 중 다른 것에서 전송가능한 전력의 10% 내지 15%의 범위 내에 있도록 제한하도록 구성되는, 전력 전자 컨버터.
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