KR20140125372A

KR20140125372A - 안테나 어레이를 가진 기지국에 대한 pmi 및 cqi 피드백의 이득 정규화 보정

Info

Publication number: KR20140125372A
Application number: KR1020147022319A
Authority: KR
Inventors: 프랭크 디. 콜린; 타일러 에이. 브라운; 샌디프 에이치. 크리시나머씨
Original assignee: 모토로라 모빌리티 엘엘씨
Priority date: 2012-02-07
Filing date: 2013-01-22
Publication date: 2014-10-28
Also published as: CN104170272B; EP2813005A1; MX337710B; EP2813005B1; CN104170272A; TWI580209B; BR112014019469A2; BR112014019469A8; WO2013119382A1; MX2014009478A; TW201338452A; US20130202015A1; US9294179B2

Abstract

무선통신 디바이스 및 그 방법은, 복수의 안테나 포트들로부터 수신한 기준 심벌을 이용하여, 상기 복수의 안테나 포트틀의 각각에 대한 채널을 추정하는 단계와, 상기 추정된 채널들 및 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)에 기초하여, 복합 채널(composite channel)을 결정하는 단계와, 상기 복합 채널 추정 및 상기 프리코딩 매트릭스에 대응하는 이득 보정(gain correction)을 이용하여, 업데이트된 복합 채널 추정치를 결정하는 단계를 포함한다. 상기 이득 보정은 무선 통신 디바이스에서 방송을 통해 획득 또는 컴퓨팅될 수 있다.

Description

안테나 어레이를 가진 기지국에 대한 PMI 및 CQI 피드백의 이득 정규화 보정 {GAIN NORMALIZATION CORRECTION OF PMI AND CQI FEEDBACK FOR BASE STATION WITH ANTENNA ARRAY}

본 발명은, 일반적으로 무선 통신들에 관한 것이며, 보다 구체적으로, 어레이 안테나 패턴 이득 정규화 보정 팩터들(array antenna pattern gain normalization correction factors)을 추정하고, 시그널링(signaling)하고, 사용하는 것 및 이들에 해당하는 방법들에 관한 것이다.

3세대 파트너십 프로젝트(3GPP) 무선 통신 프로토콜들 및 기타 사양서에서 정의된 프리코딩 매트릭스는, 일반적으로 동등한 에너지를 갖는 한 세트의 안테나 패턴들을 생성(yield)하는 것으로 여겨진다. 그러나 상기 사양서에 모순이 있는바, 이는 만일, 프리코딩 매트릭스들의 결과적인 안테나 패턴들(the resulting antenna patterns)의 에너지가 서로 균등 적용되는 경우, 복조(demodulation), 프리코딩 선택, 및 채널 품질 추정에 사용되는 프리코딩 매트릭스 기반의 채널 추정치들은 스케일링 에러(scaling error)를 가질 수 있다는 점에서 그러하다. 또한, 스케일링 에러는 프리코딩 매트릭스의 함수일 수 있다. 역으로, 만일, 프리코딩 매트릭스 기반의 채널 추정이 정확하게 되도록 프리코딩 매트릭스들이 적용된다면, 결과적인 안테나 패턴들은 동등한 에너지를 갖지 않을 것이고, UE로부터의 피드백를 통한 프리코딩 메트릭스 선택은 최적이 아닐 것이다. 3GPP 사양서에서 프리코딩 매트릭스들을 선택하는데 있어, 안테나 패턴의 에너지는 프리코딩 매트릭스의 에너지와 동등한 것으로 가정되었다. 그러나, 안테나 패턴들의 정규화 없이는, 일부 프리코딩 매트릭스들에 있어서, 결과적인 안테나 패턴의 에너지는 프리코딩 매트릭스의 에너지보다 상당히 더 크다는 것을 알 수 있다. 역으로, 다른 프리코딩 매트릭스에 있어서, 결과적인 안테나 패턴의 에너지는 프리코딩 매트릭스의 에너지보다 작다. 안테나 어레이 내에 에너지 이득 또는 손실(예를 들어, 오믹 가열(ohmic heating), 임피던스 부정합(impedance mismatch))에 대한 모델 없을 경우, 어레이 패턴은 안테나 패턴의 에너지가 코드북(codebook)에서의 모든 프리코딩 매트릭스들에 대한 프리코딩 매트릭스의 에너지와 동등하도록 정규화되어야 한다.

3GPP에서, 데이터에 대한 채널 이득을 추정하는데 사용되는 현재의 방법은, 어떤 안테나 패턴의 재 스케일링(re-scaling)도 모든 프리코딩 매트릭스 지시자들(precoding matrix indicators)에 대한 단위 에너지(unit energy)를 유지하는데 필요하지않는 것으로 가정한다. 만일 데이터 심벌들이 모든 프리코딩 매트릭스들에 대해 동등한 에너지로 전송되고 그리고 어떤 PMI 기반의 재 정규화(renormalizaton)도 UE에서 수행되지 않는다면, 프리코딩 매트릭스 지시자/셀 특정 기준 심벌(PMI/CRS) 기반의 채널 추정치에는 에러(error)가 있을 것이다. 최적화 PMI-채널 품질 지시자(CQI) 쌍을 컴퓨팅하기 위해서, UE는, 주어진 PMI이 적용으로부터 기인할 복소 채널(complex channel)을 컴퓨팅할 수 있어야 한다. 현재의 모델의 경우에는, UE는 각각의 PMI에 대한 패턴 이득을 재 정규화하지 않으며, 따라서 CQI를 결정하는데 사용되는, 대응하는 채널 이득 추정은 에러가 잇게된다. 결과적으로, 잘못된 PMI-CQI 쌍이 UE로 보내질 수 있다. 또한, 정확한 PMI가 선택될지라도, 대응하는 CQI는 에러가 있을 수 있다. 상기 설명된 문제들은, eNB 안테나 어레이가 밀접하게 이격되는 경우(예를 들어, 반파 간격 어레이들(half-wavelength spaced arrays))에 가장 심각해질 것으로 예상될 수 있다. 정규화 이슈는 다양한 간격의 어레이들(diversity-spaced arrays)에 있어서는 덜 심각하지만 여전히 문제의 소지가 될 수 있다.

발명의 다양한 양상들(aspects), 피처들(features) 및 장점들(advantages)은, 첨부 도면들을 참고로 한 본 발명의 다음의 상세한 설명을 신중하게 고려하면 당업자에게 더 명백하게 될 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 2는 무선 통신 디바이스의 개략적인 블럭선도이다.
도 3은 무선 통신 디바이스에 구현되는 프로세스에 대한 흐름도이다.
도 4는 단위 노름 가중치 벡터(unit norm weighting vector)에 대한 송신 전력 대 안테나 이격 거리(separation)의 플롯(plot)이다.

도 1에서, 무선 통신 시스템(100)은, 시간, 주파수, 코드 또는 공간 도메인(codeor spatial domain), 또는 이것들의 조합에서 원격 유닛들(remote units)을 서빙(serving)하는 지리적인 지역(geographical region)에 분포된 네트워크를 형성하는 하나 이상의 고정된 기지국 유닛들(101, 102)를 포함한다. 기지 유닛(base unit)은 액세스 포인트, 액세스 터미널, 기지, 기지국, 노드B(NodeB), 인핸스드 노드B(eNodeB), 홈 노드B(HNodeB), Home e노드B(HeNB), 매크로 e노드B(MeNB), 도너 e노드B(DeNB), 릴레이 노드(RN), 펨토셀(femtocell), 펨토 노드, 피코 셀, 네트워크 노드로 불려지거나, 또는 당 업계에서 사용되는 다른 용어 또는 아래에 더 정의된 것으로 불려진다. 하나 이상의 기지 유닛들 각각은 다운 링크 송신들을 위한 하나 이상의 송신기들 및 업 링크 송신들을 위한 하나 이상의 수신기들을 포함한다. 기지 유닛들은, 일반적으로 하나 이상의 대응하는 기지 유닛들에 통신 가능하게 결합된 하나 이상의 컨트롤러들을 포함하는 무선 액세스 네트워크의 일부이다. 액세스 네트워크는 일반적으로 하나 이상의 코어 네트워크들(core networks)에 통신 가능하게 결합되며, 이 하나 이상의 코어 네트워크들은, 다른 것들 중에서도 특히, 인터넷 및 공중교환 전화망(Public Switched Telephone Networks: PSTN)과 같은 다른 네트워크들에 연결될 수 있다. 액세스 및 코어 네트워크들의 이들 및 다른 요소들은 서술되지는 않지만, 일반적으로 당업자에게 알려져 있다.

도 1에서, 하나 이상의 기지 유닛들은 무선 통신 링크를 통해 대응하는 서빙 지역(serving area)(예를 들어, 무선 통신 링크를 통한 셀(cell) 또는 셀 섹터)내 의 다수의 원격 유닛들(103,104)을 서빙한다. 원격 유닛들은 고정되거나 이동할 수 있다. 원격 유닛들은 가입자 유닛들(subscriber units), 모바일들, 이동국들(mobile stations), 이동 유닛들, 유저들, 터미널들, 가입자국들(subscriber stations), 유저 장비(UE), 유저 터미널들,무선 통신 디바이스들, 릴레이 노드들(relay nodes) 또는 당 업계에 사용되는 다른 용어로 불려진다. 원격 유닛들은 하나 이상의 송신기들 및 하나 이상의 수신기들을 또한 포함한다. 도 1에서, 기지 유닛(101)은, 원격 유닛(103)을 시간, 주파수 및/또는 공간 영역에서 제공하기 위하여, 다운 링크 통신 신호들을 송신한다. 원격 유닛(104)은 업 링크 통신 신호들을 통해 기지 유닛(102)와 통신한다. 가끔, 기지 유닛은 원격 유닛을 위해 서빙하거나 연결되거나 하는 앵커 셀(anchor cell)(a serving or connected or anchor cell for the remote cell)로 불려진다. 원격 유닛들은 릴레이 노드를 통해 기지 유닛과 또한 통신할 수 있다.

하나의 구현에서, 무선 통신 시스템은 3GPP UMTS(Universal Mobile Telecommunications System) LTE 프로토콜을 따르며, 또한 용량(capacity)을 증가시키기 위해 다운 링크 상에서 멀티 입력 단일 출력(MISO) 또는 멀티 입력 및 멀티 출력(MIMO)안테나 시스템들의 사용을 용이하게 하는 EUTRA로 또한 불려진다. EUTRA에서, 기지 유닛은, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 변조 방식(modulation scheme)을 이용하여, 다운 링크 상에서 전송하고, 유저 터미널들은, 단일 캐리어 주파수 분할 다중 접속(SCFDMA) 방식을 이용하여, 업 링크 상에서 전송한다. 본 발명의 개시는, 특히, 3GPP LTE 릴리스 8(Rel-8) 및 이의 후속 버전들에 관한 것이다. 본 발명의 개시는 업 링크 또는 다운 링크 상에서 IEEE 802.11 및 IEEE 802.16 사양서들의 시리즈들과 같은 MISO 또는 MIMO 송신들을 구현하는 기존의 다른 또는 미래의 무선 통신 시스템들에 더 일반적으로 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명의 개시는 임의의 특정 무선 통신 시스템 아키텍처 또는 프로토콜로 구현되도록 의도된 것은 아니다.

EUTRA 시스템들에서, MIMO 안테나 시스템들은 복수의 송신 안테나들의 사용을 통한 eNB에 및 복수의 수신 안테나들의 사용을 통해 UE에 채택된다. UE는 채널 추정치, 이후의 데이터 복조, 리포팅을 위한 링크 품질 측정(link quality measurement)위해, eNB로부터 보내진 파일럿 또는 기준 심벌(RS)에 의존할 수 있다. 피드백을 위한 링크 품질 측정들은, 랭크 지시자(RI)(즉, 동등한 리소스들 상으로 보내지는 데이터 스트림들의 수) 및 프리 코딩 메트릭스 인덱스(PMI))와 같은 그러한 공간 파라미터들과 그리고 변조 및 코딩 방식(MCS) 또는 채널 품질 지시자(CQI)와 같은 그러한 코딩 파라미터들을 포함할 수 있다. MCS 또는 CQI와 함께, PMI 및 RI는 eNB와 UE 사이의 멀티-스트림 통신을 지원할 수 있는 채널의 신뢰성 및 상태(condition) 수를 표시하는 MIMO 채널의 품질을 운반(convey)하는 채널 상태 정보(CSI)의 요소들을 구성한다. 예를 들어, 만일 UE가 상기 링크가 하나 보다 큰 랭크를 지원할 수 있는 것으로 결정한다면, UE는 (예를 들어, 대상기 대응하는 RI의 시그널링에 의해 랭크가 "2"(rank=2)일 때) 복수의 CQI 값들을 리포트할 수 있다. 또한, 링크품질 측정들은, eNB의 지시에 따라, 지원되는 피드백 모드들 중의 하나로 주기적 또는 비-주기적으로 리포트될 수 있다.

리포트들은 파라미터들의 광대역 또는 서브-대역 주파수 선택 정보를 포함할 수 있다. eNB는 업 링크 및 다운 링크 채널들 상에서 UE를 서빙하도록, 랭크 정보, CQI, 및 다른 파라미터들(예를 들어, 업 링크 품질 정보)를 사용할 수 있다. 공간 다중화 송신은 CRS-기반(즉, UE는 CQI/PMI/RI 추정 및 복조 모두를 위해 CRS를 사용한다)이거나 전용 또는 복조 기준 신호(DRS)-기반(즉, UE는 CQI/PMI/RI 추정을 위해 CRS 또는 CSI-RS 중 하나를 사용하고 복조를 위해 DRS를 사용한다)일 수 있다.

EUTRA 시스템들에서, 업 링크(UL) 데이터 채널은 물리적 업 링크 공유 채널(PUSCH)일 수 있고, UL 제어 채널은 물리적 업 링크 제어 채널(PUCCH)일 수 있고, 다운 링크(DL) 제어 채널은 물리적 다운 링크 제어 채널(PDCCH)일 수 있고, 그리고 DL 데이터 채널은 물리적 다운 링크 공유 채널(PDSCH)일 수 있다. UL 제어 정보는 PUCCH를 통해 통신될 수 있고 그리고/또는 PUSCH 및 DL 제어 정보는 통상적으로 PDCCH를 통해 통신된다. UE는 (주파수 분할 듀플렉스(FDD)에 대해서는) 스케줄링 업 링크 송신 상으로 그리고 시분할 듀플렉스(TDD)에 대해서는 UR 및 DL 송신 중 하나 또는 둘 모두에 대해 eNB를 어시스트하도록 업 링크 사운딩 기준 신호들을 더 송신할 수 있다. UL 상에서, UE는 연속적인 또는 비-연속적인 리소스 할당들을 이용하여 송신할 수 있고 그리고 UE는 또한 소위 동시 PUCCH 및 PUSCH 송신 기법을 이용하여 동시에 데이터를 송신하고 UL상에서 제어할 수 있다. 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 동작에서, UL 및 DL의 프레임 구조는 각각 10ms(millisecond) 무선 프레임으로 구성되고, 이 10ms 무선 프레임은 결국 1ms 기간을 갖는 10개의 서브-프레임들로 각각 분할되고, 각 서브-프레임은 0.5ms의 2개의 슬롯들로 각각 분할되고, 각 슬롯은 다수의 OFDM 심벌들을 포함한다. DL 및 UL 대역폭은 리소스 블럭들로 서브분할되고, 각 리소스 블럭(RB)은 주파수에서 하나 이상의 서브캐리어들 그리고 시간 도메인에서 하나 이상의 OFDM 심벌들(표준 순환 전치(normal Cyclic Prefix)에 대해 12 서브캐리어들 x 7 OFDM 심벌들)로 구성된다. LTE에서, 리소스 블럭들은 슬롯 기반으로 정의된다. 리소스 블럭(RB)은, 리소스 할당들이 업 링크 및 다운 링크 통신들을 위해 할당되는 통상적인 유닛이다.

EUTRA에서, eNB는 UL 및 DL 제어 정보 교환을 위해 적합한 채널들을 설정한다. DL에 대해, PDCCH는 UL 및 DL 제어 정보를 UE들에 송신을 위해 사용된다. PDCCH는 잠재적으로 가변하는 수의 OFDM 심벌들 상의 서브-프레임의 시작 부분에서 송신되고, 그리고 이 수(통상적으로, 5MHz와 같은 큰 시스템 대역폭들에 대해서는 0 내지 3 그리고 1.25MHz와 같은 작은 시스템 대역폭들에 대해서는 0 내지 4)는 물리적 제어 포맷 지시자 채널(PCFICH) 상으로 시그널링되거나 상위 계층 시그널링을 통해 송신된다. 하지만, 다른 시나리오들에서, PDCCH는 또한 일정하게 고정된 또는 가변하는 시간/주파수/공간 리소스들, 즉, 하나 이상의 서브-프레임들 그리고/또는 하나 이상의 공간 계층들 내에서 하나 이상의 서브캐리어들에 걸쳐서 배치(spanning)될 수 있다. 예를 들어, PDCCH는 전체 DL 시스템 대역폭에 걸쳐 점유하는 대신에 리소스 블럭들의 서브세트를 점유할 수 있다. 물리적 하이브리드 ARQ 채널(PHICH)는, UE로부터 UL 데이터 송신들을 위해 DL 상에 HARQ 피드백을 송신하는데 사용되는 응답확인 지시자 채널(acknowledgement indicator channel)이다. PCFICH, PHICH, PDCCH는 DL 서브-프레임들의 시작에서 OFDM 심벌들에 송신된다. ABS와 같은 일부 서브-프레임들에서 또는 eNB가 스케줄링된 어떤 UE들도 가지지 않을 때(즉, 부하가 매우 낮거나 없는 경우들에서), 이 채널들은 존재하지 않을 수 있다.

도 2는 제어기(220)에 통신 가능하게 결합된 송수신기(210)를 포함하는 무선 통신 단말 또는 디바이스(200)를 나타낸다. 디바이스는 위에서 논의된 바와 같이 무선 통신 프로토콜들을 구현하고, 그리고 회로 또는 패킷 스위칭 통신 또는 이들 둘다를 수행할 수 있다. UE는 무선 통신 단말들과 통상적으로 관련되는 다른 기능을 수행하는 사용자 인터페이스(230)를 또한 포함할 수 있고, 사용자 인터페이스(230)는 다른 여러 가지 유저 인터페이스들도 있지만 특히 키패드 또는 다른 입력 디바이스, 디스플레이, 다른 사용자 인터페이스 디바이스들 간 오디오 입력부들 및 출력부들을 포함하나 이들로만 한정되는 것은 아니다. 그러한 단말들의 이들 및 기타 요소들은 당해 기술분야의 통상의 기술을 가진 자에 잘 알려져 있어 여기에서는 더 설명하지 않는다. 일 실시 예에서, 제어기는 디지털 프로세서로서 구현되고, 디지털 프로세서는 여기에서 설명되는 기능을 수행하기 위해 하나 이상의 메모리 디바이스들(240)에 저장된 명령어를 실행한다. 대안적으로, 제어기는 동등한 하드웨어 회로로서 또는 하드웨어와 소프트웨어 구현 회로들의 조합으로서 구현될 수 있다.

도 3의 프로세스 다이어그램 중 310에서, 무선 통신 디바이스는 복수의 기준 심벌들을 수신한다. 무선 통신 디바이스는 기지 유닛 또는 원격 유닛일 수 있다. 3GPP UMTS LTE 용어(parlance)에서, 무선 통신 디바이스는 eNB 또는 UE이다. 도 2에서, 무선 통신 디바이스의 송수신기(210)는 프로세서(220)의 제어 하에서 기준 신호들을 포함하는 심벌들을 수신한다.

도 3의 320에서, 무선 통신 디바이스는 송신 디바이스의 복수의 송신 안테나 포트들 각각에 대한 채널을, 대응하는 안테나 포트로부터 수신된 기준 심벌을 이용하여 추정한다. 도 2에서, 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령어들을 실행함으로써 구현되는 채널 추정 기능(212)을 포함한다. 대안적으로, 채널 추정 기능은 동등한 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

도 3의 330에서, 무선 통신 디바이스는 기준 심벌들을 이용하여 추정되는 채널들에 기초함과 아울러 프리코딩 매트릭스에 기초하여 복합 채널 추정치를 결정한다. 일 실시 예에서, 무선 통신 디바이스는 심벌에 대한 복합 채널 추정치를 결정하는데, 이 심벌은 기준 심벌들이 수신된 디바이스의 복수의 송신 안테나 포트들로부터 송신되며, 상기 데이터 심벌은 프리코딩 매트릭스로부터 획득된 대응하는 프리코딩 가중치 만큼 각각의 송신 안테나 포트에서 가중된다. 대안적으로, 복합 채널 추정치는 송신된 데이터 심벌에 대해 결정될 필요가 없다. 도 2에서, 무선 통신 디바이스의 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령어들을 실행함으로써 구현되는 복합 채널 추정 기능(214)을 포함한다. 대안적으로, 복합 채널 추정 기능은 동등한 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

도 3의 340에서, 무선 통신 디바이스는 복합 채널 추정치 및 프리코딩 매트릭스에 대응하는 이득 보정을 이용하여 업데이트된 복합 채널 추정치를 결정한다. 도 2에서, 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령어들을 실행함으로써 구현되는 업데이트된 복합 채널 추정 기능(216)을 포함한다. 대안적으로, 업데이트된 복합 채널 추정 기능은 동등한 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

일 실시 예에서, 무선 통신 디바이스는 다른 무선 통신 디바이스로부터 수신된 메시지로부터 이득 보정을 획득한다. 일 실시 예에서, 예를 들어, 기지 유닛 또는 EUTRA eNB는 다운 링크(DL) 메시지로 적어도 하나의 프리코딩 매트릭스에 대한 이득 보정을 시그널링한다. 3GPP에서, 메시지는 마스터 정보 블럭(MIB) 또는 시스템 정보 블럭(SIB), 또는 유니캐스트 송신(unicast transmission)일 수 있다. 다른 프로토콜 구현들에서, 이득 보정은 일부 다른 메시지로 무선 통신 디바이스에 시그널링될 수 있다.

다른 실시 예에서, 무선 통신 디바이스는 이득 보정을 컴퓨팅한다. 예를 들어, 무선 통신 디바이스는 다른 엔티티(entity)로부터 수신되는 메시지에 포함되는 매트릭스 정보로부터 획득되거나 계산되는 정보에 기초하여 이득 보정을 컴퓨팅한다. 3GPP LTE에서, 매트릭스를 운반(convey)하는 메시지는 마스터 정보 블럭(MIB), 또는 시스템 정보 블럭(SIB), 또는 유니캐스트 송신일 수 있다. 다른 프로토콜 구현들에서, 이득 보정은 일부 다른 메시지로 무선 통신 디바이스에 시그널링될 수 있다. 다른 실시 예에서, 무선 통신 디바이스는 무선 통신 디바이스에서 수신된 심벌의 진폭과 복합 채널 추정치의 진폭의 비율에 기초하여 이득 보정을 계산하고, 무선 통신 디바이스에서 수신된 심벌은 프리코딩 매트릭스를 이용하여 송신된다. 도 2에서, 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령어들을 실행함으로써 구현되는 이득 보정 컴퓨테이션 기능(gain correction computation functionality)(217)을 포함한다. 대안적으로, 업데이트된 복합 채널 추정 기능은 동등한 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다. 이득 보정의 계산은 아래에서 추가로 더 서술된다.

도 3의 350에서, 무선 통신 디바이스는 업데이트된 복합 채널 추정치(updated composite channel estimate)를 이용하여 데이터 심벌을 복조한다. 데이터 심벌은 복수의 송신 안테나 포트들(transmit antenna ports)로부터 수신되고, 수신된 데이터 심벌은 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)로부터 획득된 대응하는 프리코딩 가중치(precoding weight)로 각각의 송신 안테나 포트에서 가중(weight)된다. 도 2에서, 무선 통신 디바이스의 프로세서는 메모리에 저장된 소프트웨어 또는 펌웨어 명령들을 실행시킴으로써 구현되는 복조 기능(demodulation functionality)(218)을 포함한다. 대안적으로, 이러한 복조 기능은 등가(equivalent) 하드웨어 회로들에 의해 구현될 수 있거나 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

또 하나의 다른 실시 예에서, 무선 통신 디바이스는 선택된 프리코딩 매트릭스와 관련된 프리코딩 매트릭스 지시자(Precoding Matrix Indicator, PMI)를 수신 엔티티(receiving entity)에 송신한다. 이 실시 예에 따르면, 무선 통신 디바이스는 먼저, 디바이스 상에 저장된 코드북(codebook) 내의 대응하는 복수의 프리코딩 매트릭스들에 대한 복수의 복합 채널 추정치들을 결정하며, 상기 복수의 복합 채널 추정치들 각각은 대응하는 프리코딩 매트릭스에 기초한다. 복수의 복합 채널 추정치들 각각에 대한 업데이트된 복합 채널 추정치는 대응하는 복합 채널 추정치를 이용함과 아울러 대응하는 이득 보정(gain correction)을 이용하여 결정된다. 이후에, 무선 통신 디바이스는 미래의 송신을 위해 코드북으로부터 프리코딩 매트릭스를 선택하며, 이 선택은 업데이트된 복합 채널 추정치들의 속성(property)에 기초한다. 도 2에서, 무선 통신 디바이스의 프로세서는 메모리에 저장된 소프트웨어 또는 펌웨어 명령들을 실행시킴으로써 구현되는 프리코딩 매트릭스 선택 기능(219)을 포함한다. 대안적으로, 이러한 복조 기능은 등가 하드웨어 회로들에 의해 구현될 수 있거나 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다. 그 다음에, 무선 통신 디바이스는 선택된 프리코딩 매트릭스와 관련된 PMI를 수신 엔티티에 송신한다.

또 하나의 다른 실시 예에서, 무선 통신 디바이스는 미래의 송신을 위해 프리코딩 매트릭스를 선택하며, 이 선택은 업데이트된 복합 채널 추정치의 속성에 기초한다. 이후에, 무선 통신 디바이스는 선택된 프리코딩 매트릭스에 대응하는 업데이트된 복합 채널 추정치에 기초하여 채널 품질 표시 또는 메트릭(Channel Quality Indication or metric)(CQI)를 결정한다. 채널 품질 표시는 전송 블럭 크기(transport block size), 순위 표시(rank indication), 또는 채널 품질을 표시하는 어떤 다른 메트릭일 수 있다. 본 실시 예에 따르면, 무선 통신 디바이스는 업 링크 채널(uplink channel)을 통해 채널 품질 메트릭을 송신한다.

이득 보정은, 특정 PMI을 이용하여 송신된 데이터 심벌에 대한 (실제) 복합 채널의 진폭(amplitude) 대 안테나 포트당 채널 추정치들(per antenna port channel estimates)에 동등한 PMI를 적용한 결과로 얻은 복합 채널 추정치의 진폭(amplitude)의 비율(ratio)로서 특징지어질 수 있다. 만일, 기준 심벌(CRS 기준 심벌들에 관한 이러한 기준 심벌의 진폭은 알려져 있음)이 특정 PMI 매트릭스에 대응하는 가중치와 함께 송신된다면, UE는 동등한 PMI 매트릭스에 대응하는 복합 채널의 진폭에 대한 수신된 기준 심벌의 진폭의 비율로서 이득 보정을 추정할 수 있다. 각각의 PMI에 대한 이득 보정은, 식(13)에서 정의된 매트릭스 Q가 알려져 있는 경우, eNB에서 컴퓨팅될 수 있다. 유사하게, 각각의 PMI에 대한 이득 보정은 식(13)에서의 매트릭스 Q가 UE에게 알려져 있는 경우 UE에서 컴퓨팅될 수 있다. 이득 보정은 아래의 식(14)에 의해 정량적으로(quantitatively)으로 표현될 수 있다.

더 정확한 안테나 어레이 정규화 정보(antenna array normalization information)를 무선 통신 디바이스에 제공하기 위한 대안적 방법들이 아래에서 더 설명된다. 본 설명에서, 정규화(normalization)는 이득 보정을 UE에 제공하는 기지 유닛(base unit)에서, 예를 들어, EUTRA eNB에서 수행된다. 그러나 보다 일반적으로, 정규화는 UE에서 수행될 수 있거나 또는 MIMO 안테나 어레이를 갖는 임의의 무선 통신 디바이스에서 수행될 수 있다. 제 1 실시 예에서, 송신 안테나 어레이는 어레이의 차원(dimension)과 동등한 크기의 복소 매트릭스(complex matrix)

에 의해 특징지어진다. 이러한 매트릭스는 헤르미트(Hermitian) 매트릭스이기 때문에, UE에게 복소 매트릭스의 상위 대각 값들(upper diagonal values)만을 제공하거나 또는 하위 대각 값들(lower diagonal values)만을 제공하는 것으로 충분하다. 이러한 매트릭스는, 각각의 PMI에 대한 복소 채널 이득(complex channel gain)을 컴퓨팅하기 위해 필요한 패턴 정규화(pattern normalization)를 수행하는데 사용된다. 제 2 실시 예에서, UE는 각각의 PMI 벡터(vector)에 대한 실제 값 이득(real-valued gain)을 직접 제공받는다. 복소

매트릭스는 단지 송신기 안테나 어레이의 함수(function)이고, 따라서, 복소

매트릭스는 해당 어레이가 서빙하는 모든 UE들에 공통된다. 결과적으로, MIB 또는 SIB와 같은 공통 채널들을 통해 정보가 전송될 수 있다. 대안적으로, 이 정보는 전용 채널들을 통해 전송될 수 있다. 유사하게, PMI 스케일링 또는 정정 값들은 단지 PMI 매트릭스의 함수이지 어레이에 의해 서비스되는 UE의 함수는 아니다. 결과적으로, PMI 정정 값들은 MIB 또는 SIB와 같은 공통 채널들을 통해 전송될 수 있다. 대안적으로, 이러한 정보는 전용 채널들을 통해 전송될 수 있다.

만일, 안테나 어레이가 교정(calibrate)된다면,

매트릭스 및 PMI 이득 보정 값들은 시불변(time-invariant)일 것이다. 결과적으로, 이러한 값들은 단지 한 번만 컴퓨팅될 수 있다. 역으로, 만일, 안테나 어레이가 교정되지 않고 이에 따라 안테나 피드들(antenna feeds)의 상대적 위상들(relative phases)이 시간 경과에 따라 변한다면,

매트릭스 계산 및 PMI 정정 값들은 주기적으로 재 계산(recalculate) 및/또는 재 측정(re-measure)돼야만 한다.

매트릭스의 계산은 안테나 챔버(antenna chamber)를 이용하여 아마도 행해질 것이며, UE가 결정 지향 방식(decision-directed manner)으로 PMI 이득 보정 값들을 직접 추정하는 것이 가능할 수 있다.

만일, UE가 PMI 정정 값들을 정확하게 추정할 수 있다면, eNB가 이러한 값들을 UE에 전송할 필요는 없을 수 있다. 그러나, 일부 UE들이 불량한 신호 대 잡음비(Signal-to-Noise Ratio, SNR)를 가질 수 있고 그리고/또는 충분한 빈도로 모든 PMI 값들을 관측할 수 없다는 것을 고려하면, UE들이 각각의 PMI에 대한 이득 보정들의 측정들을 eNB에 전송하는 것이 최선일 수 있으며, 여기서 eNB는 이러한 추정들을 결합할 수 있고 MIB 또는 SIB를 통해 모든 UE들에 향상된 추정들을 전송할 수 있다. 따라서, 일부 실시 예들에서, 기지 유닛 또는 다른 엔티티는 하나 이상의 다른 무선 통신 디바이스들로부터 수신된 측정에 기초하여 프리코딩 매트릭스에 대한 이득 보정을 결정한다.

만일, 어레이가 교정되지 않는다면, 피드들의 상대적 위상들은 시간 경과에 따라 너무 빨리 변하지 않아야 하며, 그렇지 않으면 값들이 유효기간이 지나 쓸모없게 되기 전에 eNB가 PMI 정정 값들을 수집, 결합, 및 송신하는 것이 가능하지 않게 될 것이다. 만일, 상대적 위상들이 매우 빠르게 변한다면, 비록 UE가 정정 값들을 추정할 수 있는 경우에도, 하나의 타임 슬롯(time slot)에서 추정된 정정 값들은 UE가 이러한 정정 값들을 적용할 수 있는 시간까지는 쓸모없을 수 있다. 주목할 사항으로서, 오직 단일 PMI만이 사용되기 때문에 PMI 정정 값들은 단일 타임 슬롯 내에서 단일 UE에 의해 컴퓨팅될 수 없다.

일 실시 예에서, 기지 유닛은 교정 절차, 예를 들어, 안테나 범위 측정 또는 송신기 안테나 어레이 서브시스템 내에서의 액티브 교정 프로세스(active calibration process)에 기초하여 프리코딩 매트릭스에 대한 이득 보정을 결정한다.

2-요소 어레이(2-element array)에 대한 송신 파워(transmit power)의 계산이 아래에서 설명된다. 두 개의 어레이 요소들 각각이 전방향 안테나(omni-directional antenna)인 2-요소 어레이를 고려한다. 이러한 예에서, 전-방향 안테나는 단지 평면(plane)으로만 방사(radiate)를 행한다고 가정하며, 이에 따라 다음과 같은 식이 얻어지고,

(1)

여기서,

는 요소 패턴(element pattern)을 표시하고,

및

는 안테나 앙각(elevation) 및 방위각(zimuth)을 각각 표시한다. 주목되는 사항으로서, 전방향 요소는 평면으로 유닛 파워(unit power)을 방사하도록 스케일링(scaling)된다.

및

이 제 1 안테나 요소 및 제 2 안테나 요소에 각각 적용되는 가중치 계수들(weighting coefficients)을 표시한다고 하고,

가 두 요소들의 간격(spacing)을 표시한다고 하며, 여기서

는 신호 파장을 표시한다. 방위각의 함수로서의 그 결과적인 파-필드 어레이 패턴(far-field array pattern)은 다음과 같은 식으로 주어진다.

(2)

3GPP 모델에서, 식(2)에서의 어레이로부터 방사되는 파워는 모든 가중 벡터들

에 대해 동등하다고 가정되고, 이 경우

에 대해서 L₂ 노름(norm)의 제곱(square)

은 일정하게 유지된다(또는 등가적으로 L₂ 노름이 일정하게 유지되는 한 일정하게 유지됨). 그러나, 이러한 가정은 간단한 반대예(counterexample)를 통해 거짓(false)인 것으로 보여질 수 있다. 구체적으로, 이러한 간단한 2 요소 예에 있어서, 가중 벡터들

및

의 임의 개수의 쌍들을

이 되도록 선택될 수 있지만 그 결과적인 안테나 패턴들은 동등한 파워를 방사하지 않음을 알 수 있을 것이다.

안테나로부터 방사되는 파워는 파 안테나 패턴의 크기(magnitude)의 제곱의 적분(integral)과 동등하며, 이에 따라 그 방사되는 파워는 다음과 같은 식으로 주어지고,

(3)

이 예에서, 요소 패턴

은 단지 평면으로만 방사되도록 정의되었기 때문에 단지 방위각

에만 걸쳐 적분을 행할 필요가 있다. 더 일반적으로는, 앙각

에 걸쳐서도 적분을 행할 필요가 있다. 만일,

인 요건에 추가하여 복소 가중치들(complex weights)

및

이

이 되도록 동등한 크기를 가질 것이 더 요구된다면 본 예는 더 간략하게 될 수 있다. 일반성(generality)을 더 손상시키지 않고, 위상차(phase difference)

에 상관없이

이 되도록 아래와 같은 식을 얻을 수 있다.

(4)

이러한 복소 가중치들을 사용해, 안테나 패턴은 다음과 같은 식으로 주어지고,

(5)

그리고, 전송되는 파워는 다음과 같이 주어지며,

(6)

여기서, 항(term)

은,

의 기함수(odd function)이기 때문에 마지막 단계에서 떨어져 나가고, 따라서 구간 [0, 2π)에 걸쳐 적분이 행해져서 0 이 된다. 식(6)에서 계산되는 바와 같은 방사되는 파워는, 두 개의 요소들 간의 위상차

의 수 개의 상이한 값들에 대한 파장들 내에서의 안테나 이격거리(antenna separation)

의 함수로서 주어진다(단위는 dB). 안테나 이격거리가 제로(zero)에 접근함에 따라, 그 방사되는 파워는, 모든 경우에 있어

이라는 사실에도 불구하고 최대치 2(3 dB)로부터 최소치 0(-무한대 dB)으로 변한다.

이러한 2-요소 예로부터 두 개의 다른 관측이 행해질 수 있다. 첫 번째로, 반파장(one-half wavelength)의 안테나 이격거리를 갖는 경우, 그 방사되는 파워는 -1.58 dB(

= 0)로부터 1.15 dB(

= π)로 변한다. 따라서, 가중 벡터의 노름이 일정하게 유지되어도 안테나 위상차의 함수로서의 파워는 2.73 dB만큼 변할 수 있다(만일,

의 모든 값들에 걸쳐 평가된다면 약간 더 클 수 있음). 두 번째로, 안테나 이격거리가 증가함에 따라, 상대적 위상차

의 함수로서의 파워의 변화는 감소한다. 구체적으로, 안테나 이격거리가 9.5

일 경우, 그 방사되는 파워는 최소치 -0.33 dB(

= 0)로부터 최대치 0.31 dB(

= π)로 변하고, 이에 따라 그 차이는 단지 0.62 dB가 된다(만일,

의 모든 값들에 걸쳐 평가된다면 약간 더 클 수 있음).

안테나 패턴의 정규화(normalization)가 아래에 설명된다. 만일, 통상적으로 가정되는 바와 같이, 어레이의 입력 임피던스가 위상 차이 Ψ의 모든 값들에 대해 매칭된다면, 이는 파워 안테나로부터 방사된 파워는 여기 벡터(excitation vector)의 L₂ 노름의 제곱인 것을 따라야 한다. 언뜻 보기에는, 이러한 요건은 모순되는 것처럼 보이는데, 이는

의 값은 상수이고, 식(5)에서 안테나 패턴에 대한 방사된 파워는 또한 상대적 위상(relative phase) Ψ 의 함수이기 때문이다. 모순처럼 보이는 이러한 것에 대한 해결책은, 방사된 파워가

와 같아지도록 어레이에 대한 임피던스가 매칭된다면, 안테나 패턴은 식(2)에 의해서 주어지는 것이 아니라 정규화된 패턴에 의해서 주어진다.

(7)

여기서, 첨자 n은 상기 패턴이 정규화되어

인 방사된 파워를 갖는다는 점을 나타낸다. 식(7)에서의 정규화된 안테나 패턴에 대해서, 정규화된 파워는 다음과 같이 주어진다.

(8)

즉, 만일 안테나 어레이에 대한 입력 임피던스가 매칭되어, 방사된 파워가

이라면, 이 결과로 얻은 안테나 어레이 패턴은 식(2)에 의해서 주어지는 것이 아니라 식(7)에 의해서 주어진다. 이러한 정규화가 없는 경우, 우리는 어레이로 입력되는 파워와 어레이로부터 출력되는 파워가 같지 않다는 점에서 명백한 모순을 갖는다.

PMI 기반의 채널 추정치(channel estimation)에 대한 보정이 아래에 설명된다. 여러 개의 3GPP 송신 모드들에 있어서, 데이터에 대한 채널 추정치는 송신 안테나 포트 각각에 대한 채널 추정치들에 PMI를 적용함으로써 생성된다. 하지만, PMI-기반의 채널 추정치는, 파 필드 안테나 패턴(far field-antenna pattern)이, 개별 포트들에 대한 채널 추정치들의 PMI 기반의 선형 조합이라고 가정한다. 이러한 가정이 올바르기 위해서는, 안테나 패턴은 식(2)에서 주어진 바와 같아야 한다. 하지만, 식(2)의 안테나 패턴은

인 에너지를 갖게 정규화되지 않는다. 만일, 안테나 패턴이

로 정규화된다면(사양서를 준수해야 하는 것과 같이), PMI 기반의 채널 추정치는 실제 값 정규화 스칼라(real-valued normalization scalar)에 의해서 에러가 있게 될 것이다(2-요소 어레이의 경우, 이러한 팩터는 아래의 식(9)에서 주어진다). 채널 추정치를 적절히 계산하기 위하여, UE는 각각의 PMI에 대한 보정 정규화 스칼라를 알고 있어야 한다. 상세하게는, 식(2)에서의 2-요소 사례의 경우, 정규화 스칼라는 다음과 같이 주어진다.

(9)

프리코딩 벡터 W가

(10)

인 특별한 예제에서 정규화 스칼라는 다음과 같이 주어진다.

(11)

PMI-기반의 CQI 추정에 대한 보정이 아래에 설명된다. 채널 품질(CQI) 또는 채널 상태(CSI)를 추정하기 위해서는, 각각의 PMI가 적용된 채널을 올바르게 추정하는 것이 가능해야만 한다. 전술한 바와 같은 이유로, 퍼-PMI 이득 정규화 보정(per-PMI gain normalization correction)이 없다면, 각각의 PMI에 대한 복잡한 채널 추정치는 스케일링 에러(scaling error)를 갖게될 것이며, 그리고 이것은 CQI의 계산에 에러를 야기할 것이다. 만일, UE가 퍼-PMI 기반(per-PMI based)의 정규화 보정에 액세스하였다면, UE는 각각의 PMI에 대해서 CQI 및/또는 CSI 를 올바르게 컴퓨팅할 수 있다. 올바른 이득 정규화를 이용하여, UE는 최적의 PMI 및 이와 관련된 CSI/CQI를 올바르게 결정할 수 있다.

일반 안테나 어레이(General Antenna Array)에 대한 송신 파워의 계산이 아래에 설명된다. 이러한 분석을 위하여, 안테나 요소들의 개수가 K인 더 범용인 경우들을 고려하자. 또한, 어레이 요소들은 동등한 패턴을 가질 필요가 없다(비록, 일반적으로는 동등한 패턴을 갖는다고 가정되지만). 길이 k의 복소수 벡터

는 이들 요소들에 대한 안테나 패턴들을 나타내며, 앞서와 같이

와

는 각각 안테나 고도(elevation) 및 방위각(azimuth)을 나타낸다.

송신된 파워는 다음과 같이 주어진다.

(12)

여기서, 매트릭스 Q는 다음과 같이 정의된다.

(13)

주목할 사항으로서, Q 매트릭스가 다음과 같은 속성들을 갖는다. Q 매트릭스의 치수는

이며, 여기서 k 는 송신기 어레이의 안테나 요소들의 개수이다. 그리고 Q 매트릭스의 정의로부터, Q 매트릭스는 에르미트(Hermitian)메트릭스임이 명백하며, 따라서,

이다.

일반적으로, 각각의 PMI는 K x L 치수의 매트릭스이며, 여기서 K는 어레이에 있는 안테나들(또는 안테나 포트들)의 개수이고, 그리고 L은 송신 계층들의 개수이다. PMI 매트릭스의 각각의 벡터가 동등한 단위 에너지 제약(same unit energy constraint)을 만족시켜야만 하는 것으로 가정한다. w는 주어진 전송 계층에 대한 프리코딩 벡터라 하고, 아니면 균등적으로 w는 PMI의 임의의 컬럼을 나타낸다 라고 하자. 그러면, 이는 상기 프리코딩 벡터에 대해서 필요한 보정 팩터는 대응하는 송신 에너지의 역수의 제곱근에 의해서 주어지며, 아니면 균등적으로 다음과 같이 주어진다.

(14)

여기서, w는 프리코딩 매트릭스 Q이며, 이는 안테나 요소 패턴들 및 안테나 요소들의 간격에 의해서 결정된다. 따라서, 각각의 PMI의 각각의 컬럼에 관련되는 정규화 보정 팩터가 존재한다. 이들 정규화 팩터들은 eNB 로부터 UE 로 전송되어야하던가, 또는 UE는 이들 정규화 팩터들을 알고 있어야 한다.

이득 정규화 보정 팩터들을 UE로 시그널링하는 것이 아래에 설명된다. 각각의 PMI에 대한 이득 정규화 보정 팩터들은 여러 형태로 UE들로 전송될 수 있다. 하나의 형태에서, eNB는 각각의 PMI에 대한 이득 정규화 보정 팩터들을 UE로 전송할 수 있다. 가능한 프리코딩 벡터 각각에 대한 이득 정규화 보정 팩터는 측정 및/또는 계산되어야만 하며 그리고 UE로 전송되어야만 한다. 주목할 사항으로서, 멀티 계층 PMI 매트릭스의 경우, 하나의 보정 팩터가 각각의 계층에 대해 전송되어야 한다. 대부분의 경우, 서로 다른 PMI 매트릭스들은 몇개의 프리코딩 벡터들을 공통으로 가질 것이다. 이것은 UE에 대한 가능한 프리코딩 벡터 각각을 위하여 UE가 이득 정규화를 측정 및/또는 계산하는데 충분하다(가능한 모든 PMI들의 연합에 대하여). 이득 정규화 보정 팩터들은 오직 PMI에만 의존하며, UE에는 의존하지 않는다. 따라서, 이득 정규화 보정 팩터들은 MIB 또는 SIB 등과 같은 공통 채널들을 통해 전송될 수 있다. 대안적으로는, 이득 보정 팩터들은 전용 채널들을 통해 UE들로 전송될 수 있다.

대안적인 실시 예에서, Q 매트릭스가 UE로 전송된다. Q 매트릭스에 대한 지식을 이용하여, UE는 자체적으로 이득 정규화 보정 팩터들을 계산할 수 있다. 이전 섹션에서 언급한 바와 같이, Q 매트릭스는 에르미트(Hermitian)메트릭스이며, 따라서 매트릭스의 상위 삼각 값들(upper triangular values) 또는 하위 삼각 값들(lower triangular values) 중 오직 하나를 UE로 전송할 필요가 있다. 만일, 송신 안테나 어레이가 k 요소들을 갖는다면, k 개의 실제 값들과 k ×(k-1)/2 개의 복소수 값들(동등하게는 총 k² 개의 실제 값들) 만을 UE로 전송할 필요가 있는데, 이는 UE로 하여금 이득 보정 값들을 계산할 수 있게 하기 위한 것이다. 안테나들의 개수 및 PMI 매트릭스들의 개수에 따라, 일부 경우들에서는, PMI 매트릭스 각각에 대한 이득 보정을 전송하는 것이 좀더 효율적일 것인 반면에, 다른 경우들에서는 Q 매트릭스의 값들을 전송하는 것이 보다 효율적일 것이다.

이득 정규화 보정 팩터들은 추정 또는 측정되어야만 한다. 일부 경우들에서는 안테나 챔버 내의 안테나 어레이에 대한 Q 매트릭스를 측정하는 것이 가능할 수 있다. 역으로, 어레이의 각각의 요소들의 패턴들

을 개별적으로 측정하는 것이 가능할 수도 있다. 만일, 안테나 피드들(feeds) 사이의 위상 차이가 알려지거나 또는 측정될 수 있다면, Q 매트릭스는 수치 적분법(numerical integration)을 이용하여 계산될 수 있다.

또 다른 대안예에서는 UE가 이득 정규화 보정 팩터들을 몇몇 방식으로 측정한다. 예를 들어, UE는 복합 또는 합성된 파일롯(각각의 포트에 대해 측정된 복소수 채널 이득에 PMI를 적용함에 의한)과 계산된 진폭 사이의 진폭에서의 차이들을 추정하고자 시도할 수 있다. 이러한 차이는 오직 PMI에 대한 함수일 뿐 UE에 대한 함수가 아니기 때문에, 이들 측정값들은 eNB로 피드백될 수 있다. eNB는 UE들로부터의 추정값들을 조합하여, 더욱 우수한 추정값을 형성할 수 있으며, 이것은 이후 MIB 또는 SIB를 통하여 전송될 수 있다. 주목할 사항으로서, UE는 PMI에 대한 이득 보정 팩터를 오직 측정할 수 있으며, PMI는 데이터를 전송하는데 이용된다. 따라서, PMI 매트릭스의 세트가 크다면, UE가 이득 보정 팩터들 모두를 측정할 기회를 갖기 전까지 시간이 걸릴 수도 있다. 또한, 주목할 사항으로서, 측정값들의 품질은 UE에 대한 신호 대 간섭 펄러스 잡음 비(Signal to Interference plus Noise Ratio: SINR)에 의존하게 된다. 커버 영역의 가장자리에 있는 UE의 경우, 추정값의 품질은 저품질일 수 있으며, 따라서 eNB는 이러한 측정치들을 폐기(discard)하거나 또는 덜 강조(de-emphasize)할 수 있다.

만일, 안테나 피드들의 상대적인 위상이 급격하게 변화한다면, 이득 보정 팩터들의 추정 값들은 이들이 적용될 수 있기 전에 쓸모없게 될 수도 있다. 특히, PMI/CQI 선택을 위해 이용되는 이득 보정 팩터들은 이들이 이용될 수 있기 전에 쓸모없게 될 수도 있는데, 이는, PMI/CQI 피드백의 계산은 모든 PMI들에 대한 이득 정규화 보정 추정들을 필요로 하는 반면에, UE는 현재의 서브프레임을 위해 이용되는 PMI에 대한 이득 정규화 보정만을 추정할 수 있기 때문이다.

비록, 본 개시 내용과 이에 대한 최적의 실시 모드들은 소유권을 확립하고 그리고 해당 기술분야의 당업자가 본 발명을 만들고 사용할 수 있게 하는 방식으로 서술되었지만, 본 명세서에 개시된 예시적인 실시예들에 대한 등가물들이 존재함을 주목해야 하며, 본 발명의 사상 및 범위를 벗어남이 없이도 이들 예시적인 실시예들에 대한 변형예들 및 수정예들이 고려될 있음이 주목된다. 본 발명의 사상 및 범위는 예시적인 실시예들에 의해서 한정되는 것이 아니며, 첨부된 특허청구범위에 의해서 한정된다.

특허청구범위는 다음과 같다.

Claims

무선 통신 장치(103, 104)로서,
송수신기(210); 및
상기 송수신기(210)에 결합된 프로세서(220)를 포함하며,
상기 프로세서 (220)는:
복수의 송신 안테나 포트들 각각에 대한 채널을 대응하는 안테나 포트로부터 수신되는 기준 심벌을 이용하여 추정(estimate)(320)하고,
상기 추정된 채널들 및 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)에 기초하여 복합 채널 추정치(composite channel estimate)를 결정(330)하고,
상기 복합 채널 추정치를 이용함과 아울러 상기 프리코딩 매트릭스에 대응하는 이득 보정을 이용하여, 업데이트된 복합 채널 추정치를 결정(340)하고,
상기 무선 통신 장치(103, 104)의 코드북에서 대응하는 복수의 프리코딩 매트릭스에 대한 복수의 복합 채널 추정치들을 결정하고,
상기 대응하는 복합 채널 추정치를 이용함과 아울러 대응하는 이득 보정을 이용하여, 상기 복수의 복합 채널 추정치들 각각에 대한 업데이트된 복합 채널 추정치를 결정하고,
미래의 송신을 위해 상기 코드북으로부터 프리코딩 매트릭스를 선택 (219) - 이 선택은 상기 업데이트된 복합 채널 추정치들의 속성(property)에 기초한다 - 하도록 구성되며,
상기 무선 통신 장치 (103, 104)는 상기 선택된 프리코딩 매트릭스와 관련된 프리코딩 매트릭스 지시자(indicator)를 송신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
제1항에 있어서,
상기 프로세서는 미래의 송신을 위해 프리코딩 매트릭스를 선택 - 상기 선택은 상기 업데이트된 복합 채널 추정치의 특성에 기초한다 - 하도록 구성되고,
상기 프로세서는 상기 선택된 프리코딩 매트릭스에 대응하는 업데이트된 복합 채널 추정치에 기초하여 채널 품질 메트릭을 결정하도록 구성되며,
상기 무선 통신 장치는 업 링크 채널 상에서 상기 채널 품질 메트릭을 송신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
제1항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 이득 보정을 결정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
제3항에 있어서,
상기 이득 보정은 상기 무선 통신 장치에서 수신된 심벌의 진폭과 상기 복합 채널 추정치의 진폭의 비율(ratio)에 기초하며,
상기 무선 통신 장치에서 수신된 심벌은 상기 프리코딩 매트릭스를 이용하여 송신되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
무선 통신 장치 (103, 104)에서의 방법으로서,
상기 무선 통신 장치 (103, 104)에서 복수의 기준 심벌들을 수신(310)하는 단계와;
상기 대응하는 안테나 포트로부터 수신되는 기준 심벌을 이용하여 복수의 송신 안테나 포트들 각각에 대한 채널을 추정(320)하는 단계와;
상기 추정된 채널과 프리코딩 매트릭스에 기초하여 복합 채널 추정치를 결정(330)하는 단계와;
상기 복합 채널 추정치과 상기 프리코딩 매트릭스에 대응하는 이득 보정을 이용하여, 업데이트된 복합 채널 추정치를 결정(340)하는 단계와;
코드북 내의 대응하는 복수의 프리코딩 매트릭스에 대한 복수의 복합 채널 추정치들을 결정하는 단계와;
상기 대응하는 복합 채널 추정치와 대응하는 이득 보정을 이용하여 상기 복수의 복합 채널 추정치들 각각에 대한 업데이트된 복합 채널 추정치를 결정하는 단계와;
미래의 사용을 위해 상기 코드북으로부터 프리코딩 매트릭스를 선택 (219) - 이 선택은 상기 업데이트된 복합 채널 추정치의 특성에 기초한다 - 하는 단계와; 그리고
업 링크 채널 상에서, 상기 선택된 프리코딩 매트릭스와 관련된 프리코딩 매트릭스 지시자를 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,
상기 복수의 송신 안테나 포트들로부터, 상기 프리코딩 매트릭스를 이용하여송신되는 데이터 심벌을 수신하는 단계 - 상기 데이터 심벌은 상기 프리코딩 매트릭스로부터 얻은 대응하는 프리코딩 가중치에 의해 각각의 송신 안테나 포트에서 가중화된다 - 와; 그리고
상기 업데이트된 복합 채널 추정치를 이용하여 상기 데이터 심벌을 복조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,
미래의 송신을 위해 프리코딩 매트릭스를 선택 - 이 선택은 상기 업데이트된 복합 채널 추정치의 특성에 기초한다 - 하는 단계와;
상기 선택된 프리 코딩 매트릭스에 대응하는 업데이트된 복합 채널 추정치에 기초하여 채널 품질 메트릭을 결정하는 단계; 및
업 링크 채널상에서, 상기 채널 품질 메트릭에 기초하여 송신을 행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,
매트릭스 정보 - 이 매트릭스 정보로부터 상기 이득 보정이 컴퓨팅될 수 있다 - 를 수신하는 단계를 더 포함하며, 상기 매트릭스 정보는 마스터 정보 블럭 (Master Information Block), 시스템 정보 블럭(System Information Block) 및 유니캐스트 송신(Unicast Transmission)으로 이루어지는 군으로부터 선택되는 메시지에서 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,
상기 무선 통신 장치에서의 상기 이득 보정을 상기 무선 통신 장치에서 수신된 심벌의 진폭과 상기 복합 채널 추정치의 진폭의 비율(ratio)로서 결정하는 단계를 더 포함하며,
상기 무선 통신 장치에서 수신된 심벌은 상기 프리코딩 매트릭스를 이용하여 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.