KR20140123090A - Voltage control device and voltage control method for power conversion device - Google Patents
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Abstract
전력 변환 장치를 사용하여 부하를 제어하는 동작 시간에 교란으로 인해 dc 중간 전압이 증가하는 것을 억제하는 제어가 요구된다.
센싱된 dc 중간 전압을 미분한 후 LPF에서 더 높은 고조파를 억압하는 의사 미분을 수행하여 센싱된 전압으로부터 센싱된 전류를 추정하는 전류 추정부가 제공된다. 나아가, dc 중간 전압을 제어하기 위한 전류 커맨드를 통과시키는 LPF가 제공된다. 본 시스템은 LPF를 통과한 전류 커맨드와 전류 추정부에 의해 추정된 전류 사이의 편차를 추정된 교란으로 추정하고, 추정된 교란 및 역 극성의 전류 커맨드를 가산하며, 가산 결과를 전류 제어부에 입력하여 전류 커맨드를 생성하고 PWM 제어부를 통해 순방향 변환부의 출력 전압을 제어하도록 구성된다. Control is required to suppress the increase of the dc intermediate voltage due to the disturbance in the operation time for controlling the load using the power conversion apparatus.
A current estimating unit for estimating the sensed current from the sensed voltage by performing a pseudo differential to suppress the higher harmonics in the LPF after differentiating the sensed dc intermediate voltage is provided. Further, an LPF is provided which passes a current command for controlling the dc intermediate voltage. The system estimates the deviation between the current command that has passed through the LPF and the current estimated by the current estimator as the estimated disturbance, adds the estimated current command of the disturbance and the opposite polarity, inputs the result of the addition to the current controller Generates a current command, and controls the output voltage of the forward converter through the PWM controller.
Description
본 발명은 전력 변환 장치 또는 디바이스의 전압 제어 장치 또는 디바이스 및 전압 제어 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 직류 전류 중간 전압을 제어하는 것에 관한 것이다. BACKGROUND OF THE
도 7은 교류 전류 모터에 연결된 전력 변환 장치 또는 시스템의 단선 표현의 메인 회로 구성을 도시하는 블록도 또는 구조도이다. 전력 변환 장치는 시스템 전압에 리액터를 통해 연결된 순방향 변환부 또는 컨버터부(CV), 및 ac 모터(M)에 연결된 역 변환부 또는 인버터부(IV), 및 이 순방향 변환부(CV)와 역 변환부(IV) 사이에 dc 중간 회로에 연결된 커패시터(C)를 포함한다. 일반적으로, 순방향 변환부(CV)에 의한 전압 제어는 반송파 주파수 Fc [Hz]를 사용하여 PWM(Pulse Width Modulation)를 사용하여 수행된다. 7 is a block diagram or structural diagram showing the main circuit configuration of the power line converter or system in a disconnection representation connected to an alternating current motor; The power conversion apparatus includes a forward converter section or a converter section CV connected to the system voltage through a reactor and an inverting section or an inverter section IV connected to the ac motor M, And a capacitor C connected to the dc intermediate circuit between the parts IV. Generally, the voltage control by the forward converter CV is performed using PWM (Pulse Width Modulation) using the carrier frequency Fc [Hz].
전력 변환 장치는 순방향 변환부(CV)에서 교류 전류를 직류 전류로 변환하고, 커패시터를 직류 전류(Io(s))로 충전하여 커패시터(C)의 단자 전압(Vdc [V])(dc 중간 전압)을 미리 결정된 값으로 유지하면서 직류 전류를 교류 전류로 변환하며, ac 모터(M)를 제어한다. 전력 변환 장치에 의해 ac 모터(M)를 제어하는 동안 어떠한 원인으로 인해 부하로 동작하는 ac 모터(M)의 회전 속도가 급격히 변경되면, 특히 모터가 회생 동작 상태로 되는 경우에, ac 모터(M)에서 생성된 회생 전압으로 인해 회생 전류가 흘러 역 변환부(IV)를 통해 커패시터(C)를 충전한다. 이 회생 전류는 교란으로 작용하고 dc 중간 전압(Vdc [V])을 급격히 증가시킨다. 따라서, ac 모터(M)의 제어는 과전압 보호 기능 또는 과전류 보호 기능의 작용에 의해 정지될 수 있다. 이러한 교란을 억제(restrain)하는 기술로서, 특허 문헌 1이 알려져 있다. The power converter converts the terminal voltage (Vdc [V]) (dc intermediate voltage (Vdc [V]) of the capacitor (C) by charging the capacitor with the direct current ) To the alternating current while controlling the ac motor (M). When the rotational speed of the ac motor M operating as a load is suddenly changed due to some cause while the ac motor M is being controlled by the power converter, particularly when the motor is in the regenerative operation state, the ac motor M The regenerative current flows to charge the capacitor C through the inverse transform unit IV. This regenerative current acts as a disturbance and rapidly increases the dc intermediate voltage (Vdc [V]). Therefore, the control of the ac motor M can be stopped by the action of the overvoltage protection function or the overcurrent protection function. As a technique for restraining such a disturbance,
특허 문헌 1: JP2004-153978 APatent Document 1: JP2004-153978 A
전술된 바와 같이, 부하가 크게 변하고 회생 동작이 일어나는 시스템에 전력 변환 장치를 사용하는 경우에, 부하 교란에 대해 dc 중간 전압을 제어할 수 없어 전력 변환 장치를 통상적으로 사용할 수 없게 된다. 나아가, 직류 전류의 급격한 증가를 검출하는 전류 센서가 dc 중간 회로에 제공될 때, 전류 센서에 의해 열이 생성되는 것으로 인해 설치하는 것이 곤란하고, dc 중간 회로에서 전류 검출이 일부 경우에 실행될 수 없다.As described above, when the power conversion apparatus is used in a system in which the load is greatly changed and the regenerative operation takes place, the dc intermediate voltage can not be controlled for the load disturbance, so that the power conversion apparatus can not be normally used. Further, when a current sensor for detecting a sudden increase in direct current is provided in the dc intermediate circuit, it is difficult to install due to the heat generated by the current sensor, and current detection in the dc intermediate circuit can not be executed in some cases .
특허 문헌 1에서, 전류 센서를 사용함이 없이 dc 전압의 부하 교란으로 인한 영향을 감소시키기 위하여, dc 전류는 dc 전압으로부터 추정된다. 그러나, 위 특허 문헌의 기술에서, 시스템은 전력 변환 장치에 의해 의도적으로 동작되는 전류 및 PWM에 의해 생성된 전류 발진을 포함하는 교란을 상쇄시키도록 배열된다. 그리하여, 이 시스템은 전압 제어 디바이스의 이득을 증가시킬 수 없어서, 타깃에 신속한 응답을 요구하는 곳에 사용시에는 문제될 수 있다.In
본 발명의 목적은 전압 제어 메커니즘의 이득을 증가시켜 타깃 응답을 개선시키는 전력 변환 장치의 전압 제어 장치 및 방법을 제공하는 것이다. It is an object of the present invention to provide an apparatus and method for voltage control of a power conversion apparatus that improves the target response by increasing the gain of the voltage control mechanism.
본 발명의 일 측면에 따르면, 전력 변환 장치 또는 시스템은 교류 전류를 직류 전류로 변환하는 순방향 변환 디바이스, 상기 직류 전류를 교류 전류로 변환하고 전기 전력을 부하에 공급하는 역 변환 디바이스, 및 상기 순방향 변환 디바이스 및 상기 역 변환 디바이스를 연결하는 dc 회로에 연결된 커패시터를 포함하며; 상기 전력 변환 장치는 전압 설정값과 상기 dc 회로의 센싱된 전압 사이의 편차에 따라 PI 계산부에서 전류 커맨드를 생성하고, 전류 제어부에 상기 전류 커맨드를 입력하여 전압 커맨드를 생성하고, PWM 제어부를 통해 상기 전압 커맨드에 따라 상기 순방향 변환 디바이스의 출력 전압을 제어하도록 구성되며; 상기 전력 변환 장치는 상기 전류 커맨드를 통과시키는 LPF, 상기 센싱된 전압을 수신하고 상기 센싱된 전압을 미분하며 미분한 후 LPF에서 더 높은 고조파를 억압하는 의사 미분(pseudo differentiation)을 수행하는 것에 의해 전압으로부터 전류를 추정하도록 구성된 전류 추정부, 및 전술된 LPF의 출력과 전류 추정부의 출력 사이의 편차를 역 극성으로 추정된 교란으로, 상기 전류 커맨드에 중첩하는 부분을 더 포함한다.According to an aspect of the present invention, a power conversion apparatus or system includes a forward conversion device for converting an alternating current to a direct current, an inverse conversion device for converting the direct current into an alternating current and supplying electric power to the load, A device and a capacitor connected to a dc circuit connecting the inverse conversion device; The power conversion apparatus generates a current command in the PI calculation unit according to a deviation between a voltage set value and a sensed voltage of the dc circuit, inputs the current command to the current control unit to generate a voltage command, And to control an output voltage of the forward conversion device in accordance with the voltage command; The power conversion apparatus includes a LPF for passing the current command, a pseudo differentiation for receiving the sensed voltage, differentiating and differentiating the sensed voltage, and then suppressing higher harmonics in the LPF, And a portion overlapping the current command with a disturbance estimated with an opposite polarity to the deviation between the output of the LPF and the output of the current estimator described above.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 상기 전류 추정부는 LPF의 출력과 전류 추정부의 출력 사이의 편차를 계산하기 전에 dc 회로의 dc 전압 센서의 센싱 특성과 입력 전압을 승산(multiplying)하여 의사 미분을 수행하도록 구성된다. According to another aspect of the present invention, the current estimator multiplies the input voltage with the sensing characteristic of the dc voltage sensor of the dc circuit to calculate a pseudo differential before calculating the deviation between the output of the LPF and the output of the current estimator .
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 상기 전력 제어 장치는 전류 제어부의 입력측에 제공된 제어 제한부 또는 제한기부(control limit 또는 limiter section)를 더 포함하며, 상기 전력 제어 장치는 제어 제한부의 입력측과 출력측 사이의 전류 커맨드의 차이를 센싱하고, 차이 신호를 PI 계산부에 피드백하며, 전압 설정값과 차이 신호 사이의 편차에 따라 적분 계산을 수행하도록 구성된다. According to another aspect of the present invention, the power control apparatus may further include a control limiter or a limiter section provided on an input side of the current control unit, and the power control apparatus may include: The difference signal is fed back to the PI calculator, and the integration calculation is performed according to the deviation between the voltage set value and the difference signal.
본 발명의 더 다른 측면에 따르면, 전류 추정부에 포함된 LPF 함수의 시상수 T[sec]는 T[sec] ≥ 2/Fc[Hz]로 설정되고, 여기서 Fc [Hz]는 상기 PWM 제어부의 반송파 주파수이다. According to still another aspect of the present invention, the time constant T [sec] of the LPF function included in the current estimator is set to T [sec] ≥ 2 / Fc [Hz], where Fc [Hz] Frequency.
본 발명의 더 다른 측면에 따르면, 교류 전류를 직류 전류로 변환하는 순방향 변환 디바이스, 상기 직류 전류를 교류 전류로 변환하고 전기 전력을 부하에 공급하는 역 변환 디바이스, 및 상기 순방향 변환 디바이스 및 상기 역 변환 디바이스를 연결하는 dc 회로에 연결된 커패시터를 포함하는 전력 변환 장치의 전압 제어 방법은; 전압 설정값과 상기 dc 회로의 센싱된 전압 사이의 편차에 따라 PI 계산부에서 전류 커맨드를 생성하고, 상기 전류 커맨드를 전류 제어부에 입력하여 전압 커맨드를 생성하고, PWM 제어부를 통해 전압 커맨드에 응답하여 상기 순방향 변환 디바이스의 출력 전압을 제어하는 것을 포함하며, According to a still further aspect of the present invention there is provided an apparatus for converting a direct current into a direct current, comprising: a forward conversion device for converting an alternating current to a direct current; an inverse conversion device for converting the direct current into an alternating current and supplying electrical power to the load; A voltage control method of a power conversion apparatus including a capacitor connected to a dc circuit connecting a device, comprising: The PI calculator generates a current command according to the deviation between the voltage set value and the sensed voltage of the dc circuit, inputs the current command to the current controller to generate a voltage command, responds to the voltage command via the PWM controller And controlling an output voltage of the forward conversion device,
상기 전압 제어 방법은 상기 전류 커맨드를 통과시키는 LPF를 제공하고, 상기 센싱된 전압을 수신하고, 상기 센싱된 전압을 미분하며 미분 후에 LPF에서 더 높은 고조파를 억압하는 의사 미분을 수행하여 전압으로부터 전류를 추정하는 전류 추정부를 제공하고, 상기 전류 추정부에서 추정된 전류와 상기 LPF를 통과한 전류 커맨드 사이의 차이를 추정된 교란으로 설정하고, 상기 추정된 교란을 상기 전류 커맨드에 중첩시켜, 상기 교란을 상쇄하는 것을 더 포함한다. The voltage control method includes: providing an LPF that passes the current command; receiving the sensed voltage; performing a pseudo differential to suppress the higher harmonics in the LPF after differentiating the sensed voltage; And a controller for setting the difference between the current estimated by the current estimator and the current command that has passed through the LPF to an estimated disturbance, superimposing the estimated disturbance on the current command, Lt; / RTI >
본 발명의 더 다른 측면에 따르면, 상기 추정된 교란(-D(s))은 상기 전류 커맨드를 Icmd(s)로 설정하고, 상기 PWM 제어부의 출력 전류를 Io(s)로 설정하며, 상기 출력 전류(Io(s))에 중첩된 교란을 D(s)로 설정하는 것에 의해 다음 추정 수식에 따라 계산되는데,According to still another aspect of the present invention, the estimated disturbance (-D (s)) sets the current command to Icmd (s), sets the output current of the PWM control unit to Io (s) Is calculated according to the following estimation formula by setting the disturbance superimposed on the current Io (s) to D (s)
-D^(s)= Icmd(s)× (1/Ts+1)- {Io(s) + D(s)}× 1/Ts+1I (s) + I (s) = Icmd (s) x (1 / Ts +
= -D(s)× 1/Ts+1 = -D (s) x 1 / Ts + 1
여기서, s는 라플라스 연산자이고, T [sec]는 의사 미분을 계산하는 시간 및 상기 전류 커맨드를 통과시키는 시간에서의 시상수이다. Here, s is a Laplace operator, and T [sec] is a time constant at a time for calculating a pseudo differential and a time for passing the current command.
본 발명의 더 다른 측면에 따르면, 추정된 교란(-D(s))은 dc 회로의 dc 중간 전압을 센싱하는 dc 전압 센싱 특성을 H(s)로 설정하는 것에 의해 다음 수식에 따라 계산된다:According to a further aspect of the invention, the estimated disturbance (-D (s)) is calculated according to the following equation by setting the dc voltage sensing characteristic to sense the dc mid voltage of the dc circuit to H (s):
-D^(s)= Icmd(s)× {(1/Ts+1)× H(s)}- {Io(s)+D(s)}× {(1/Ts+1)× H(s)}I (s) + I (s)} x {(1 / Ts + 1) x H (s) s)}
= -D(s)× (1/Ts+1)× H(s).= -D (s) x (1 / Ts + 1) x H (s).
더 다른 측면에 따르면, dc 전류는, dc 회로의 dc 중간 전압을 Vdc(s)로 설정하고, 커패시터의 커패시턴스를 C [F]로 설정하고, dc 전압 센싱 특성을 H(s)로 설정하는 것에 의해 다음 수식에 따라 전류 추정부에서 추정된다:According to a still further aspect, the dc current is determined by setting the dc intermediate voltage of the dc circuit to Vdc (s), setting the capacitance of the capacitor to C [F], and setting the dc voltage sensing characteristic to H (s) Is estimated by the current estimator according to the following equation: < RTI ID = 0.0 >
Vdc(s)× Cs/Ts+1 = {Io(s)+D(s)}× Cs/Ts+1 Cs / Ts + 1 = Io (s) + D (s)} Cs / Ts + 1
= {Io(s)+D(s)}× 1/Ts+1.= {Io (s) + D (s)} x 1 / Ts + 1.
본 발명의 더 다른 측면에 따르면, dc 전류는, dc 전압 센싱 특성을 H(s)로 설정하고, 센싱된 dc 전압을 Vdc_det(s)로 설정하는 것에 의해 다음 수식에 따라 전류 추정부에서 추정된다:According to yet another aspect of the present invention, the dc current is estimated in the current estimator according to the following equation by setting the dc voltage sensing characteristic to H (s) and setting the sensed dc voltage to Vdc_det (s) :
Vdc_det(s)× Cs/Ts+1=1/Cs× {Io(s)+D(s)}× {(Cs/Ts+1)× H(s)(S) x Cs / Ts + 1 = 1 / Cs x Io (s) + D (s)
={Io(s)+D(s)}× (1/Ts+1)× H(s).= {Io (s) + D (s)} x (1 / Ts + 1) x H (s).
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 중간 dc 전압의 제어 장치의 블록도.
도 2는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 중간 dc 전압의 제어 장치의 블록도.
도 3은 (a)에서는 교란 정정이 없는 시뮬레이션 결과 및 (b)에서는 본 발명에 따라 교란 정정을 한 시뮬레이션 결과를 도시하는 그래프.
도 4는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 중간 dc 전압의 제어 장치의 블록도.
도 5는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 중간 dc 전압의 제어 장치의 블록도.
도 6은 (a)에서는 dc 전압 센싱 디바이스의 특성을 고려함이 없는 교란 특성 결과 및 (b)에서는 dc 전압 센싱 디바이스의 특성을 고려한 교란 특성 결과를 도시하는 그래프.
도 7은 전력 변환 장치의 블록도. 1 is a block diagram of an apparatus for controlling an intermediate dc voltage according to a first embodiment of the present invention;
2 is a block diagram of an apparatus for controlling an intermediate dc voltage according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a graph showing a simulation result without disturbance correction in (a) and a simulation result with disturbance correction according to the present invention in (b).
4 is a block diagram of an apparatus for controlling an intermediate dc voltage according to a third embodiment of the present invention.
5 is a block diagram of an apparatus for controlling an intermediate dc voltage according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a graph showing a disturbance characteristic result that does not consider the characteristics of the dc voltage sensing device in (a) and a disturbance characteristic result in consideration of the characteristics of the dc voltage sensing device in (b).
7 is a block diagram of a power conversion device;
본 발명에 따른 전력 변환 시스템은 전력 변환 시스템의 센싱된 dc 중간 전압을 미분한 후 더 높은 고조파를 억압하는 의사 미분을 수행하여 센싱된 전압으로부터 전류를 추정하는 전류 추정부를 구비한다. 나아가, 전력 변환 시스템은 dc 중간 전압을 제어하는 전류 커맨드를 통과시키는 LPF를 구비한다. 본 발명에 따른 시스템은 LPF를 통과한 전류 커맨드와 전류 추정부에서 추정된 전류 사이의 편차를 추정된 교란으로서 결정하고; 이렇게 결정된 교란을 상쇄를 위한 극성으로 전류 커맨드에 가산하며; 이 가산하여 얻어진 합을 전류 제어부에 입력하여 전압 커맨드를 생성하고; PWM 제어부를 통해 순방향 변환부의 출력 전압을 제어하도록 배열된다. The power conversion system according to the present invention includes a current estimator for estimating a current from a sensed voltage by performing a pseudo differential to suppress a higher harmonic after differentiating a sensed dc intermediate voltage of the power conversion system. Further, the power conversion system includes an LPF that passes a current command to control the dc intermediate voltage. The system according to the present invention determines the deviation between the current command through the LPF and the current estimated by the current estimator as the estimated disturbance; Adding the determined disturbance to the current command with the polarity for offset; Adds the sum to the current control unit to generate a voltage command; And controls the output voltage of the forward converter through the PWM controller.
나아가, dc 중간 전압을 억제하는 제어에서, dc 전압 센싱 디바이스의 특성을 고려하여 계산을 수행하면 고주파수 영역에서 교란의 영향을 억제하고 교란 특성을 개선할 수 있다. 다음은 도면을 참조하여 상세히 설명된다. Further, in the control for suppressing the dc intermediate voltage, calculation performed considering the characteristics of the dc voltage sensing device can suppress the influence of the disturbance in the high frequency region and improve the disturbance characteristic. The following will be described in detail with reference to the drawings.
도 1은 라플라스 변환(Laplace transform) 후 s 도메인을 사용하여 본 발명에 따른 제 1 실시예를 도시하는 순방향 변환부(CV)의 제어 회로를 도시한다. 전압 설정 또는 설정값(Vdc_cmd(s))은 감산부에서 감산되어 센싱된 전압(Vdc(s))과의 차이가 계산되며, 이 차이는 PI 계산부(1)에 입력된다. PI 계산부(1)는 비례 이득(Kp)을 가지는 비례 계산 수단 또는 계산부(11) 및 Ti에 설정된 적분 시상수를 가지는 적분 수단 또는 적분부(12)를 포함하고, 전류 커맨드(Icmd(s))를 계산한다. 계산된 전류 커맨드(Icmd(s))는 전류 제어부(2)에 입력되고, 전류 제어부(2)는 전압 커맨드(Vcmd(s))를 계산한다. 이 전압 커맨드(Vcmd(s))에 따라, 순방향 변환부(CV)는 PWM 제어부(3)를 통해 제어되고, 출력 전류(Io(s))가 생성되어 커패시터(4)를 충전하는데 사용된다. Figure 1 shows the control circuit of the forward converter (CV) showing the first embodiment according to the present invention using the s domain after the Laplace transform. The voltage setting or set value Vdc_cmd (s) is subtracted from the sensed voltage Vdc (s) in the subtractor, and the difference is calculated and input to the
커패시터(4)는 부하 교란(D(s))을 출력 전류(Io(s))에 가산한 결과 전류로 충전된다. 커패시터(4)의 전압은, 센싱된 전압(Vdc(s))으로, PI 계산부(1)의 입력측에 피드백되고, 센싱된 전압(Vdc(s))으로부터 전압 설정값(Vdc_cmd(s))의 차이를 결정하는데 사용된다. 전류 추정부(5)는 센싱된 전압(Vdc(s))을 수신하고 전류를 추정한다. 참조번호 6의 부분은 전류 커맨드(Icmd(s))를 수신하는 LPF(low Pass Filter)이다. LPF(6)의 출력과 추정된 전류 사이의 편차는 추정된 교란(-D(s))으로서, 전류 커맨드(Icmd(s))에 가산된다. The capacitor 4 is charged with the current resulting from adding the load disturbance D (s) to the output current Io (s). The voltage of the capacitor 4 is fed back to the input side of the
전술된 구성에서, 전력 변환 장치 또는 전력 변환 시스템이 회생 동작하는 경우에 교란(D(s))에 관련하여 커패시터(4)를 통해 흐르는 에너지는 전류이므로, 교란(D(s))은 전류이고, 이 교란(D(s))은 출력 전류(Io(s))에 중첩되는 것으로 가정될 수 있다. 나아가, dc 중간 전압(Vdc(s))은 커패시터(4)의 커패시턴스(C [F])를 사용하여 다음 수식 (1)으로 표현된다:In the above-described configuration, since the energy flowing through the capacitor 4 with respect to the disturbance D (s) when the power converter or the power conversion system is regenerating is current, the disturbance D (s) is the current , This disturbance D (s) can be assumed to be superimposed on the output current Io (s). Further, the dc intermediate voltage Vdc (s) is expressed by the following equation (1) using the capacitance C [F] of the capacitor 4:
Vdc(s)= 1/Cs{Io(s)+D(s)}⇒ Vdc(s)× Cs= Io(s)+D(s) …(1) Vdc (s) = 1 / Cs {Io (s) + D (s)} Vdc (s) x Cs = Io (s) + D (s) (One)
여기서, 1/s는 적분을 나타낸다. Here, 1 / s represents integration.
본 발명에 따라, 이 dc 중간 전압(Vdc(s))을 사용하여, 제일 먼저 dc 중간 전압(Vdc(s))은 dc 전류로 변환되고, 교란 전류는 교란이 발생하기 전과 후의 상태로부터 추정된다. dc 중간 전압은 커패시턴스(C)로 승산하고 미분하는 것에 의해 dc 전류로 변환될 수 있다. 이 경우에, 승산으로 얻어진 적(product)을 바로 미분하면, 교란이 함께 증폭될 수 있다. 그리하여, 전류 추정부(5)는 미분 후에 LPF에서 더 높은 고조파를 억압하는 의사 미분을 수행하여, 교란이 증폭되는 것을 방지한다. 다음 수식 (2)은 dc 전류를 추정하는 추정 수식이다. According to the present invention, using this dc intermediate voltage (Vdc (s)), the dc intermediate voltage (Vdc (s)) is first converted to the dc current and the disturbance current is estimated from the state before and after the disturbance has occurred . The dc intermediate voltage can be converted to dc current by multiplying and differentiating by the capacitance (C). In this case, if the product obtained by the multiplication is directly differentiated, the disturbance can be amplified together. Thus, the
Vdc(s)× Cs/Ts+1 = {Io(s)+D(s)}× Cs/Ts+1 Cs / Ts + 1 = Io (s) + D (s)} Cs /
= {Io(s)+D(s)}× 1/Ts+1 …(2) = {Io (s) + D (s)} x 1 / Ts + 1 ... (2)
여기서, T [sec]는 LPF의 시상수이다. Here, T [sec] is the time constant of the LPF.
순방향 변환부(CV)가 전류 커맨드(Icmd(s))에 기초하여 전류(Io(s))를 생성하고 있는 경우, 교란은 0으로 된다. 따라서, 전류 커맨드(Icmd(s))가 출력 전류(Io(s))와 대략 동일하다고 하면, 교란(D(s))은 추정된 전류 커맨드(Icmd(s))와 추정된 전류 사이의 편차를 결정하는 것에 의해 수식 (3)으로 표현된 바와 같이 추정될 수 있다: When the forward converter CV is generating the current Io (s) based on the current command Icmd (s), the disturbance is zero. Therefore, when the current command Icmd (s) is substantially equal to the output current Io (s), the disturbance D (s) is the difference between the estimated current command Icmd (s) (3): < EMI ID = 3.0 >
Icmd(s)≡ Io(s)⇒ Icmd(s)≒ Io(s) …(3). Icmd (s) ≡ Io (s) ⇒ Icmd (s) ≒ Io (s) ... (3).
다시 말해, 전류 추정부(5)에서 의사 미분을 하기 위해서는 LPF에 의해 필터링하는 것이 수행되어, 추정된 값이 수식 (2)을 사용하여 결정된다. 그리하여, 전류 커맨드(Icmd(s))를 또한 LPF(6)를 통과하는 것에 의해 LPF에 의해 필터링하여, 편차를 결정하여 교란만을 추정한다. 추정된 교란(-D(s))은 다음 수식 (4)으로 표현된다:In other words, in order to perform the pseudo differential in the
-D^(s)= Icmd(s)× (1/Ts+1) - {Io(s) + D(s)}× 1/Ts+1I (s) + I (s) = Icmd (s) x (1 / Ts +
= -D(s)× 1/Ts+1 …(4).= -D (s) x 1 / Ts + 1 ... (4).
얻어진 추정된 교란은 역 극성으로 PI 계산부(1)에서 계산된 전류 커맨드(Icmd(s))에 가산되어 교란을 상쇄하고, 이렇게 얻어진 합은 전류 제어부(2)에 입력된다. The estimated disturbance obtained is added to the current command Icmd (s) calculated by the
전류 추정부(5)에서 수행되는 의사 미분에 사용되는 LPF의 시상수는 다음 방식으로 결정된다. 전류 제어부(2)에서 계산된 전압 커맨드는 PWM 제어부(3)에서 PWM 변조된다. 그리하여, 반송파 주파수(Fc[Hz])의 전류 펄스는 dc 전압에 중첩된다. 이 주파수는 PWM 제어 모드의 경우에서는 제어되지 않고, 이 주파수는 전술된 전류 추정시에는 요구되지 않는다. 그리하여, 전류 추정부(5)에서 시상수는 반송파 주파수 대역 이상의 주파수를 갖는 신호를 감쇠시키는 기준에 따라 결정된다. 따라서, 의사 미분에 사용되는 LPF의 시상수는 다음 수식 (5)으로 표현된 바와 같이 샘플링 정리에 기초하여 반송파 주기보다 2배 이상 더 큰 값으로 설정된다: The time constant of the LPF used for the pseudo differential performed in the
T [sec] ≥ 2/Fc[sec] …(5).T [sec]? 2 / Fc [sec] ... (5).
이 실시예에 따라, 제어 장치는 부하 변동으로 인해 전류 변동이 일어나는 경우에도 dc 중간 전압을 억제할 수 있고, 이 전압 억제는 전류 센서를 사용함이 없이 가능하다. 그리하여, 전류 센서를 사용하는 종래의 장치와 비교하여 장치의 볼륨을 감소시킬 수 있다. 나아가, 전압 억제가 실현가능하므로, 전력 변환 시스템 또는 장치는 과잉 전압 또는 과잉 전류에 대한 보호 기능의 동작으로 인한 부하 정지를 방지할 수 있다. dc 중간 전압으로부터 전류를 추정할 때, 반송파로 야기된 전류는 추정되지 않는다. 그리하여, 전압 제어 메커니즘의 이득을 증가시키고 타깃 값에 대한 응답을 개선시킬 수 있다. According to this embodiment, the control device can suppress the dc intermediate voltage even when the current fluctuation occurs due to the load variation, and this voltage suppression is possible without using the current sensor. Thus, it is possible to reduce the volume of the device as compared with the conventional device using the current sensor. Furthermore, since the voltage suppression is feasible, the power conversion system or apparatus can prevent the load stop due to the operation of the protection function against excess voltage or excess current. dc When estimating the current from the intermediate voltage, the current caused by the carrier is not estimated. Thus, it is possible to increase the gain of the voltage control mechanism and improve the response to the target value.
도 2는 제 2 실시예를 도시하는 도면이다. 동일한 참조 부호는 도 1에 도시된 대응하는 부분과 동일하거나 유사한 부분에 제공되고, 반복적인 설명은 생략된다. 도 1의 구성과 도 2의 구성의 차이는 제어 제한부(7) 및 이득(Kfb)을 가지는 피드백부(8)가 제공된다는 것이다.2 is a view showing the second embodiment. The same reference numerals are given to the same or similar parts as the corresponding parts shown in Fig. 1, and repetitive explanations are omitted. The difference between the configuration of FIG. 1 and the configuration of FIG. 2 is that a
전력 변환 시스템에서, 추정된 교란(-D^(s))이 PI 계산부(1)에서 계산된 전류 커맨드(Icmd(s))에 중첩될 때, 제어량이 증가될 수 있다. In the power conversion system, when the estimated disturbance (-D ^ (s)) is superimposed on the current command Icmd (s) calculated in the
일반적으로, 제한 회로는 증가할 것으로 가정되는 제어량을 제한하기 위해 제공된다. 제어 제한부(7)는 이러한 제한 회로 또는 제한기 회로이다. 제어량이 제어 제한부(7)에 의해 제한될 때, 제한하는 것과 반대 방향으로 변하는 와인드업(windup) 현상이 생성된다. 피드백부(8)는 이 현상을 피하기 위해 제공된다. In general, the limiting circuit is provided to limit the amount of control that is assumed to increase. The
제어 제한부(7)의 입력과 출력측으로부터의 신호들로부터 그들 사이의 차이가 검출되고, 피드백부(8)는 제어 제한부(7)의 입력과 출력측으로부터 신호들 간의 차이를 이득(Kfb)과 승산한다. 이렇게 얻어진 적은 PI 계산부(1)로 피드백된다. PI 계산부(1)에서, 피드백부(8)를 통해 입력된 그 차이는 전압 설정값과 센싱된 전압 사이의 편차로부터 감산되고, 이 감산 결과는 적분에 사용된다. 따라서, PI 계산부(1)는 I 액션을 억제하여 I 액션의 과도한 증가로 야기된 리셋 와인드업 액션을 억제하는 자동 조절을 수행하는 자동 매칭 PI 제어 시스템을 형성하도록 구성된다. The difference between them is detected from the signals from the input and output sides of the
그리하여, 제 1 실시예의 효과에 더하여, 제 2 실시예에 따른 제어 시스템은 제한 회로로 인한 와인드업 액션을 억제하는 효과를 제공한다. Thus, in addition to the effects of the first embodiment, the control system according to the second embodiment provides the effect of suppressing the windup action due to the limiting circuit.
도 3은 본 발명의 시뮬레이션 결과를 도시한다. 도 3(a)은 교란 정정을 수행하지 않는 경우의 결과를 도시한다. 도 3(b)은 본 발명에 따른 교란 정정을 수행한 경우의 결과를 도시한다. 도 3(a)과 도 3(b) 사이의 비교로부터 명백한 바와 같이, dc 중간 전압(Vdc(s))은 도 3(a)에 비해 도 3(b)에서 크기가 충분히 더 작고, 발생하는 시간이 도 3(b)에서 더 짧다. dc 전압 변동이 본 발명에 따라 추정된 dc 전류에 의해 억제된 것으로 확인된다. Figure 3 shows the simulation results of the present invention. Figure 3 (a) shows the result when disturbance correction is not performed. FIG. 3 (b) shows the results of disturbance correction according to the present invention. As apparent from the comparison between Figures 3 (a) and 3 (b), the dc intermediate voltage Vdc (s) is sufficiently smaller in magnitude in Figure 3 (b) The time is shorter in Fig. 3 (b). it is confirmed that the dc voltage variation is suppressed by the dc current estimated according to the present invention.
도 4는 제 3 실시예를 도시하는 도면이다. 도 5는 제 4 실시예를 도시하는 도면이다.4 is a view showing the third embodiment. 5 is a diagram showing a fourth embodiment.
도 1 및 도 2에 도시된 실시예에서, 전력 변환 시스템의 센싱된 dc 중간 전압을 사용하는 것만에 의해 부하 교란이 추정된다. 일반적으로, dc 전압을 센싱하는 dc 전압 센싱 디바이스는 데드 시간(dead time) 및 주파수 응답을 구비하여, 추정된 교란의 고주파수 대역에 관련된 에러 가능성이 있다. 도 4 및 도 5의 실시예는 dc 전압 센서(9, 10)의 특성을 고려하여 교란을 추정하도록 설계된다. In the embodiment shown in Figures 1 and 2, the load disturbance is estimated only by using the sensed dc intermediate voltage of the power conversion system. Generally, a dc voltage sensing device that senses the dc voltage has dead time and frequency response, which is likely to be error related to the high frequency band of the estimated disturbance. The embodiments of Figures 4 and 5 are designed to estimate the disturbance taking into consideration the characteristics of the
도 4에 도시된 제 3 실시예에서, 동일한 참조 부호는 도 1에 도시된 대응하는 부분과 동일하거나 유사한 부분에 제공되고, 반복적인 설명은 생략된다. dc 전압 센서(9)는 수식 (1)으로 표현된 커패시터 전압(Vdc(s))을 센싱하는 디바이스이다. dc 전압 센서의 특성(H(s))을 사용하는 것에 의해, 전압 센서에 의해 센싱된 dc 전압(Vdc_det(s))은 다음 수식 (6)으로 주어진다:In the third embodiment shown in Fig. 4, the same reference numerals are given to the same or similar parts as the corresponding parts shown in Fig. 1, and repetitive explanations are omitted. The
Vdc_det(s) = Vdc(s)× H(s) … (6). Vdc_det (s) = Vdc (s) x H (s) ... (6).
센싱된 dc 전압(Vdc_det(s))을 사용하는 것에 의해, 교란 전류는 교란 전과 후의 상태로부터 추정된다. 제일 먼저, 센싱된 dc 전압(Vdc_det(s))이 dc 전류로 변환된다. 이 전압은 C와 승산하고 미분하여 dc 전류로 변환될 수 있다. 바로 미분하면 교란을 증폭할 수 있으므로, 시스템은 미분 후 LPF에서 더 높은 고조파를 억제하는 의사 미분을 수행한다. dc 전류를 추정하는 수식은 다음 수식 (7)으로 표현된다: By using the sensed dc voltage (Vdc_det (s)), the disturbance current is estimated from the state before and after the disturbance. First, the sensed dc voltage (Vdc_det (s)) is converted to dc current. This voltage can be converted to dc current by multiplying and differentiating by C. Since the differential can amplify the disturbance, the system performs a pseudo-differential that suppresses higher harmonics in the LPF after differentiation. The equation for estimating the dc current is expressed by the following equation (7): < RTI ID = 0.0 >
Vdc_det(s)× Cs/Ts+1 = 1/Cs{Io(s)+D(s)}× {(Cs/Ts+1)× H(s)(S) x Cs / Ts + 1 = 1 / Cs {Io (s) + D (s)
={Io(s)+D(s)}× (1/Ts+1)× H(s) … (7).= {Io (s) + D (s)} x (1 / Ts + 1) x H (s) (7).
순방향 변환부(CV)가 전류 커맨드(Icmd(s))에 기초하여 전류(Io(s))를 생성하고 있다면, 교란은 0으로 가정된다. 따라서, 교란(D(s))은 전류 커맨드(Icmd(s))와 추정된 전류 사이의 편차를 결정하는 것에 의해 수식 (3)으로 표현된 바와 같이 추정될 수 있다. 이 경우에, 편차를 결정하기 전에 dc 전압 센싱 특성(H(s)) 및 의사 미분을 위한 LPF를 고려하는 것이 요구된다. 커맨드에 H(s) 및 LPF를 승산하고 편차를 결정하는 것만에 의해 교란을 추정하는 것이 가능하다. 이 추정된 교란은 수식 (8)으로 표현된다:If the forward converter CV is generating the current Io (s) based on the current command Icmd (s), the disturbance is assumed to be zero. Therefore, disturbance D (s) can be estimated as expressed by equation (3) by determining the deviation between the current command Icmd (s) and the estimated current. In this case, it is required to consider the dc voltage sensing characteristic (H (s)) and the LPF for the pseudo differential before determining the deviation. It is possible to estimate the disturbance only by multiplying the command by H (s) and the LPF and determining the deviation. This estimated disturbance is represented by equation (8): < RTI ID = 0.0 >
-D^(s)=Icmd(s)× {(1/Ts+1)× H(s)}-{Io(s)+D(s)}× {(1/Ts+1)× H(s)}I (s) + I (s)} x {(1 / Ts + 1) x H (s) s)}
= -D(s)× (1/Ts+1)× H(s) …(8). = -D (s) x (1 / Ts + 1) H (s) ... (8).
얻어진 추정된 교란은 역 극성으로, PI 계산부(1)에서 계산된 전류 커맨드(Icmd(s))에 가산되어 교란을 상쇄시키며, 이렇게 얻어진 합은 전류 제어부(2)에 입력되어, 전류를 제어하는데 사용되어, 교란을 억제할 수 있다. The obtained disturbance is reversed in polarity and is added to the current command Icmd (s) calculated by the
도 5에 도시된 제 4 실시예는 도 2에 도시된 바와 같이 제한을 한정하는 시간에 와인드업 현상을 회피하도록 적용된다. PI 계산부(1)는 도 2에서와 같이 자동 매칭 PI 제어 시스템의 형태로 구성된다. The fourth embodiment shown in Fig. 5 is applied to avoid the windup phenomenon at a time limiting the limit as shown in Fig. The
구체적으로, 본 시스템은 제어 제한부(7)의 입력과 출력측으로부터 신호들 사이의 차이를 검출하거나 결정하는 부분; 이 차이로부터, 이 차이에 중첩될 것으로 가정되는 추정된 교란(-D(s))을 감산하는 부분; 추정된 교란을 제거하기 위해 감산으로부터 나오는 차이를 수신하고, 수신된 차이를 이득(Kfb)과 승산하는 피드백부(8); 및 이렇게 얻어진 적을 PI 계산부(1)에 피드백하는 부분을 포함한다. PI 계산부(1)에서, 피드백부(8)를 통해 입력된 차이는 전압 설정값과 센싱된 전압 사이의 편차로부터 감산되고, 이 감산 결과는 적분에 사용된다. 따라서, PI 계산부(1)는 I 액션을 억제하여 I 액션의 과도한 증가로 야기된 리셋 와인드업 액션을 억제하는 자동 조절을 수행하는 자동 매칭 PI 제어 시스템을 형성하도록 구성된다. Specifically, the system includes a part for detecting or determining a difference between signals from the input and output sides of the
도 6은 dc 전압 센싱 디바이스의 교란 특성을 고려한 경우의 시스템에서 본 발명을 시뮬레이션한 결과를 교란 입력으로부터 센싱된 dc 전압의 편차까지의 주파수 응답 형태로 도시한다. 도 6(a)은 이 특성을 고려하지 않는 경우의 결과를 도시한다. 도 6(b)은 이 특성을 고려한 경우의 결과를 도시한다. 본 발명에 따른 도 6(b)에서, 0dB를 넘는 주파수 대역이 없고, 고주파수 영역에서는 교란 특성은 감도가 낮다(센싱 잡음과 같은 교란에 의한 영향이 더 작다). 따라서, 교란 특성이 명백히 개선된다. 6 shows the result of simulating the present invention in a system in consideration of the disturbance characteristic of the dc voltage sensing device in the form of frequency response from the disturbance input to the deviation of the sensed dc voltage. Fig. 6 (a) shows the result when the characteristics are not considered. Fig. 6 (b) shows the result when this characteristic is taken into consideration. In Fig. 6 (b) according to the present invention, there is no frequency band exceeding 0 dB, and the disturbance characteristic is low in sensitivity in the high frequency region (the influence of disturbance such as sensing noise is smaller). Therefore, the disturbance characteristic is clearly improved.
전술된 바와 같이, 본 발명에 따르면, 전류 센싱 디바이스를 사용함이 없이 회생 조건 등에 의해 야기된 전류 변동이 있는 경우에도 dc 중간 전압을 억제하는 것이 가능하다. 그리하여, 전류 센싱 디바이스를 사용하는 종래의 장치에 비해 장치의 볼륨을 감소시키는 것이 가능하다. 나아가, 전압 억제가 실현가능하므로, 전력 변환 시스템 또는 장치는 과잉 전압 또는 과잉 전류에 대한 보호 기능의 동작으로 인한 부하의 정지를 방지할 수 있다. dc 중간 전압으로부터 전류를 추정할 때, 반송파로 야기된 전류는 추정되지 않는다. 그러므로, 전압 제어 메커니즘의 이득을 증가시켜 타깃 값에 대한 응답을 개선시킬 수 있다. As described above, according to the present invention, it is possible to suppress the dc intermediate voltage even in the presence of current fluctuation caused by regeneration conditions or the like without using the current sensing device. Thus, it is possible to reduce the volume of the device compared to the conventional device using the current sensing device. Furthermore, since the voltage suppression is feasible, the power conversion system or apparatus can prevent the load from stopping due to the operation of the protection function against excess voltage or excess current. dc When estimating the current from the intermediate voltage, the current caused by the carrier is not estimated. Therefore, it is possible to improve the response to the target value by increasing the gain of the voltage control mechanism.
나아가, dc 중간 전압을 억제하는 제어에서, 고주파수 영역에서 교란의 영향을 억제하고, dc 전압 센싱 디바이스의 특성을 고려하여 계산을 수행하여 교란 특성을 개선할 수 있다.Furthermore, in the control for suppressing the dc intermediate voltage, it is possible to suppress the influence of the disturbance in the high frequency region and to perform the calculation in consideration of the characteristics of the dc voltage sensing device, thereby improving the disturbance characteristic.
Claims (9)
상기 전력 변환 장치의 상기 전압 제어 장치는 전압 설정값과 상기 dc 회로의 센싱된 전압 사이의 편차에 따라 전류 커맨드를 생성하는 PI 계산부, 상기 전류 커맨드를 수신하고 전압 커맨드를 생성하는 전류 제어부, 및 상기 전압 커맨드에 따라 상기 순방향 변환 디바이스의 출력 전압을 제어하는 PWM 제어부를 포함하며,
상기 전압 제어 장치는 상기 전류 커맨드를 통과시키는 LPF, 및 상기 센싱된 전압을 수신하고 상기 센싱된 전압을 미분하며, 미분 후 LPF에서 더 높은 고조파를 억압하는 의사 미분(pseudo differentiation)을 수행하여 전압으로부터 전류를 추정하도록 구성된 전류 추정부를 더 포함하며, 상기 전압 제어 장치는, 상기 LPF의 출력과 상기 전류 추정부의 출력 사이의 편차를, 역 극성으로 추정된 교란으로 상기 전류 커맨드에 중첩하도록 구성된 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 전압 제어 장치. A voltage control device for a power conversion device, comprising: a forward conversion device for converting an alternating current into a direct current; an inverse conversion device for converting the direct current into an alternating current and supplying power to the load; And a capacitor coupled to the dc circuit connecting the capacitor,
The voltage control apparatus of the power conversion apparatus includes a PI calculation section for generating a current command in accordance with a deviation between a voltage set value and a sensed voltage of the dc circuit, a current control section for receiving the current command and generating a voltage command, And a PWM control unit for controlling the output voltage of the forward conversion device according to the voltage command,
The voltage control device includes an LPF for passing the current command and a pseudo differentiation for receiving the sensed voltage and differentiating the sensed voltage and suppressing higher harmonics in the LPF after differentiation, Wherein the voltage control apparatus is configured to superpose the deviation between the output of the LPF and the output of the current estimating unit to the current command in a disturbance estimated with an inverse polarity, The voltage control device of the power conversion device.
상기 전압 제어 방법은 전압 설정값과 상기 dc 회로의 센싱된 전압 사이의 편차에 따라 전류 커맨드를 PI 계산부에서 생성하고, 상기 전류 커맨드를 전류 제어부에 입력하여 전압 커맨드를 생성하고, PWM 제어부를 통해 상기 전압 커맨드에 응답하여 상기 순방향 변환 디바이스의 출력 전압을 제어하는 것을 포함하며,
상기 전압 제어 방법은 상기 전류 커맨드를 통과시키는 LPF를 제공하고, 상기 센싱된 전압을 수신하고, 상기 센싱된 전압을 미분하며, 미분 후 LPF에서 더 높은 고조파를 억압하는 의사 미분을 수행하여 전압으로부터 전류를 추정하는 전류 추정부를 제공하고, 상기 전류 추정부에서 추정된 전류와 상기 LPF를 통과한 전류 커맨드 사이의 차이를 추정된 교란으로 설정하고, 상기 추정된 교란을 상기 전류 커맨드에 중첩시켜 상기 교란을 상쇄시키는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 전압 제어 방법.A forward conversion device for converting an alternating current into a direct current, a reverse conversion device for converting the direct current into an alternating current and supplying electric power to the load, and a capacitor connected to the dc circuit connecting the forward conversion device and the reverse conversion device The voltage control method comprising:
The voltage control method generates a current command in accordance with a deviation between a voltage set value and a sensed voltage of the dc circuit in the PI calculator, inputs the current command to the current controller to generate a voltage command, And controlling an output voltage of the forward conversion device in response to the voltage command,
The voltage control method includes providing an LPF that passes the current command, receiving the sensed voltage, differentiating the sensed voltage, performing a pseudo differential that suppresses higher harmonics in the LPF after differentiation, And a controller for setting the difference between the current estimated by the current estimator and the current command through the LPF to an estimated disturbance and superimposing the estimated disturbance on the current command, And canceling the voltage of the power converter.
-D^(s) = Icmd(s)× (1/Ts+1)- {Io(s) + D(s)}× 1/Ts+1
= -D(s)× 1/Ts+1
여기서, s는 라플라스 연산자이고, T [sec]는 의사 미분을 계산하는 시간 및 상기 전류 커맨드를 통과시키는 시간에서의 시상수인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 전압 제어 방법. The method according to claim 5, wherein the estimated disturbance (-D (s)) sets the current command to Icmd (s), sets the output current of the PWM controller to Io (s) (s) by setting the disturbance superimposed on D (s) to D (s)
I (s) + I (s) = Icmd (s) x (1 / Ts +
= -D (s) x 1 / Ts + 1
Wherein s is a Laplace operator and T [sec] is a time constant at a time to calculate a pseudo differential and a time to pass the current command.
-D^(s)= Icmd(s)× {(1/Ts+1)× H(s)}- {Io(s)+D(s)}× {(1/Ts+1)× H(s)}
= -D(s)× (1/Ts+1)× H(s). The method according to claim 6, wherein the estimated disturbance (-D (s)) is calculated according to the following equation by setting the dc voltage sensing characteristic for sensing the dc intermediate voltage of the dc circuit to H (s) A voltage control method of a power conversion apparatus comprising:
I (s) + I (s)} x {(1 / Ts + 1) x H (s) s)}
= -D (s) x (1 / Ts + 1) x H (s).
Vdc(s)× Cs/Ts+1= 1/Cs× {Io(s)+ D(s)}× Cs/Ts+1
= {Io(s)+D(s)}× 1/Ts+1.The method as claimed in one of claims 5 to 7, wherein the dc current is set by setting the dc intermediate voltage of the dc circuit to Vdc (s), setting the capacitance of the capacitor to C [F] (S), and is estimated by the current estimator according to the following equation by setting the characteristic to H (s): < EMI ID =
Cs / Ts + 1 = 1 / Cs x {Io (s) + D (s)} Cs / Ts + 1
= {Io (s) + D (s)} x 1 / Ts + 1.
Vdc_det(s)× Cs/Ts+1= 1/Cs{Io(s)+ D(s)}× {(Cs/Ts+1)× H(s)
={Io(s)+ D(s)}× (1/Ts+1)× H(s).The method according to claim 8, wherein the dc current is estimated by the current estimator according to the following equation by setting the dc voltage sensing characteristic to H (s) and setting the sensed dc voltage to Vdc_det (s) A voltage control method of a power conversion apparatus comprising:
(S) x Cs / Ts + 1 = 1 / Cs {Io (s) + D (s)
= {Io (s) + D (s)} x (1 / Ts + 1) x H (s).
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