JP2004153978A

JP2004153978A - Control method for direct-current intermediate voltage in power conversion apparatus

Info

Publication number: JP2004153978A
Application number: JP2002319337A
Authority: JP
Inventors: Naoki Kanazawa; 直樹金沢; Toshihisa Toyoda; 敏久豊田
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2002-11-01
Filing date: 2002-11-01
Publication date: 2004-05-27

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To quickly suppress fluctuation in a direct-current intermediate voltage due to disturbance by a feedforward control method which does not require direct current detection. <P>SOLUTION: Control to match the direct-current intermediate voltage V<SB>DC</SB>of an inverter arrangement 10 is carried out. The differential value of the direct-current voltage V<SB>DC</SB>when disturbance is inputted to a direct-current intermediate circuit is determined. The product of the differential value and the estimated capacitance value C<SB>O</SB>of a capacitor is computed by a direct current computation circuit 27. The computed product is added to a control signal for the direct-current intermediate voltage with such polarity that the disturbance is canceled out. At this time, the estimated capacitance value C<SB>O</SB>of the capacitor is calculated from a variation in the direct-current intermediate voltage which takes place when a voltage is applied to the inverter arrangement 10. Alternatively, control to match the direct-current intermediate voltage V<SB>DC</SB>of the inverter arrangement 10 is carried out. A disturbance signal inputted to the direct-current intermediate circuit is added to a signal for controlling the direct-current intermediate voltage V<SB>DC</SB>with such polarity that the disturbance is canceled out. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電源側変換器と負荷側変換器とコンデンサとでなる電力変換装置の直流中間電圧の外乱による変動を素早く抑制できる電力変換装置の直流中間電圧制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は電力変換装置の一般的な構成を単線で示した主回路接続図である。この図６において、コンバータ６と平滑コンデンサ７とインバータ８とで構成している電力変換装置としてのインバータ装置１０は、交流電源１からの交流電力を可変電圧・可変周波数の交流電力に変換し、負荷である誘導電動機９を所望の回転速度で駆動する。
このインバータ装置１０を始動するにあたっては、先ず直流中間回路に接続している平滑コンデンサ７を充電する。そのために、短絡スイッチ５がオフしている状態で電源スイッチ２をオンにして、交流電源１からコンバータ６と充電抵抗４を経て平滑コンデンサ７へ充電電流を流すのであるが、このときの充電電流は充電抵抗４により抑制されている。電源スイッチ２をオンにして平滑コンデンサ７の充電を開始してから所定の時間が経過すれば、短絡スイッチ５をオンにして充電抵抗４を短絡し、平滑コンデンサ７の充電は完了する。充電完了後に当該インバータ装置１０は誘導電動機９の可変速運転を開始するのであるが、このときコンバータ６の直流側とインバータ８の直流側とを結合している回路の電圧，すなわち直流中間電圧Ｖ_ＤＣは一定値に制御される。
【０００３】
このインバータ装置１０の運転中に、負荷である誘導電動機９の回転速度を急激に変化させると、これに対応して直流中間電圧Ｖ_ＤＣが変動する。例えば誘導電動機９を急停止させると、この誘導電動機９の運動エネルギーに起因する回生電流が直流中間回路へ流入する。このとき直流中間回路に接続している全平滑コンデンサ７の静電容量をＣ_ｎとし、流入する直流電流をＩ_ＤＣとすると、直流中間電圧Ｖ_ＤＣは下記の数式１で示す値となる。
【０００４】
【数１】

すなわち直流中間電圧Ｖ_ＤＣはこの回生電流Ｉ_ＤＣにより急上昇する。このような外乱に対抗して直流中間電圧Ｖ_ＤＣを一定値に維持する制御方法は、大別すると以下の３つの方法がある。すなわち、
▲１▼自動電圧調整器（以下ではＡＶＲと略記）による比例積分（以下ではＰＩと略記）制御方法。
▲２▼ＡＶＲによるＰＩ制御に、直流中間電流によるフィードフォワード（以下ではＦＦと略記）制御を付加する方法（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
▲３▼ＡＶＲによるＰＩ制御に、オブザーバによるＦＦ制御を付加する方法。
【０００６】
【特許文献１】
特開平１１−１８３０４号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら▲１▼の方法では、定常安定と外乱抑制の両者を満足させるような設定をすることは通常は不可能に近いから、どちらか一方のみを対象にした設定になってしまう。また▲２▼の方法は、直流電流を検出するセンサが必要であるが、この直流電流検出センサは複雑で装置の価格を上昇させる欠点がある。更に▲３▼の方法は、制御の状態方程式を解くことで直流電流を推定し、これをＦＦ項にしてＡＶＲの出力に加算するのであるが、外乱抑制の効果を高めるには、パラメータの設定を最適にしなければならないなどの欠点がある。
【０００８】
図７は外乱による直流中間電圧Ｖ_ＤＣの変動を抑制する従来の制御方法を示した制御ブロック図であって、前述の▲２▼の対策を施した場合を示している。
図７において、制御対象部１１の符号１２は外乱であり、符号１３はコンデンサである。またコントローラ部１４の符号１５はＡＶＲであり、符号１６はローパスフィルタ（以下ではＬＰＦと略記）、符号１７はＦＦ項である。なおＺ^−１はディジタル演算の際の１サンプルホールド遅れを示し、１／ｓはラプラス演算子、Ｃはコンデンサの静電容量であり、Ｖ_ＤＣ ^＊は直流中間電圧指令値である。
この図７の従来例では、外乱である回生電流が流入することにより直流中間電圧Ｖ_ＤＣが上昇し、この電圧上昇を検知してから制御を開始している。すなわち数式１で明らかなように、流入する電流の積分結果が電圧となる制御の性質から必ず制御遅れが生じる。よってＰＩ制御のみでは、過渡的に直流中間電圧Ｖ_ＤＣが上昇するのは避けられない。またＡＶＲ制御のＰＩ設計値を、外乱抑制のためだけに高応答に設定すると、定常状態では安定性に欠けることになってしまうし、これとは逆に定常状態での安定性を向上させると、外乱抑制の応答性が低下してしまうことになる。
【０００９】
結局誘導電動機９に急制動をかけたときの回生電流による直流中間電圧Ｖ_ＤＣの上昇を抑制できず、過電圧トリップにいたる恐れがある。また、インバータ装置１０はパルス幅変調制御が一般的であるから、直流中間電圧Ｖ_ＤＣにはこれらの制御に起因する各種ノイズが重畳することが多いので、ＬＰＦ１６を通過させることになるが、そのためにＡＶＲ１５の応答を高められない欠点がある。そこでＡＶＲ１５の出力段にＦＦ項１７を付加するのであるが、前述したように外乱である直流電流を検出するためのセンサを設置する必要があり、回路が複雑・高価になってしまう欠点がある。
【００１０】
そこでこの発明の目的は、直流電流の検出が不要なフィードフォワード制御方法により、外乱による直流中間電圧の変動を素早く抑制できるようにすることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、この発明電力変換装置の直流中間電圧制御方法は、
電源側変換器と、負荷側変換器と、これら両変換器の直流側同士を結合している直流中間回路に接続したコンデンサとで構成している電力変換装置の前記直流中間回路電圧の実際値を、その目標値に一致させる制御を行う際に、前記直流中間回路に外乱が入力したときの当該直流中間電圧の微分値または不完全微分値を求め、これと前記コンデンサの静電容量推定値との積を、前記外乱を相殺する極性で前記直流中間電圧の制御信号に加算する。このときの前記コンデンサの静電容量推定値は、前記電力変換装置に電圧を印加したときの前記直流中間電圧の変化から計算する。
【００１２】
または、電源側変換器と、負荷側変換器と、これら両変換器の直流側同士を結合している直流中間回路に接続したコンデンサとで構成している電力変換装置の前記直流中間回路電圧の実際値を、その目標値に一致させる制御を行う際に、前記直流中間回路に入力する外乱信号を、当該外乱を相殺する極性で前記直流中間電圧の制御信号に加算する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１実施例を表した制御ブロック図であるが、制御対象部１１を構成する外乱１２とコンデンサ１３、およびコントローラ部２４を構成するＡＶＲ１５とＦＦ項１７も、図７で既述の従来例と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
直流中間回路へ流入する回生電流Ｉ_ＤＣと直流中間電圧Ｖ_ＤＣとの関係は、下記の数式２で表されるが、この数式２は前述した数式１から導かれる。但しＣはコンデンサの静電容量である。
【００１４】
【数２】

すなわち直流中間電圧Ｖ_ＤＣを微分し、この微分値とコンデンサの静電容量Ｃとの積が回生電流Ｉ_ＤＣであるから、図７の従来例におけるＦＦ項１７の代わりに数式２の演算値を使用すればよい。図１の第１実施例では、後述の方法で推定するコンデンサの静電容量推定値Ｃ_０と直流中間電圧Ｖ_ＤＣの微分値との積をから直流電流Ｉ_ＤＣを演算する直流電流演算２７を設けたコントローラ部２４を備えることで、直流電流検出センサを省略している。
【００１５】
図２は本発明の第１実施例の応用例を表した制御ブロック図であって、前述した図１に記載の直流電流演算回路２７の代わりに、ＬＰＦ３７と減算器３８とを組み合わせて使用するコントローラ部３４を備えることで、直流中間電圧Ｖ_ＤＣを不完全微分するところが図１の第１実施例とは異なっているが、これ以外はすべて同じであるから、図２の説明は省略する。
図３は本発明の第２実施例を表した主回路接続図であって、図６で既述のインバータ装置の一部分を三相回路で表している。すなわち、ダイオードと半導体スイッチ素子との逆並列接続でなるスイッチング回路を三相ブリッジ接続してコンバータ４６を構成し、交流電源１からの三相交流電力を電源スイッチ４２とリアクトル４３を介してコンバータ４６へ与える。コンバータ４６は例えばパルス幅変調制御により交流電力を直流電力に変換して直流中間回路へ出力するが、この直流電力に含まれているリプル分を抑制するために、大容量の平滑コンデンサ４７を備えている。このインバータ装置の始動の際に、平滑コンデンサ４７に過大な充電電流が流入するのを防ぐために、充電抵抗４４とこれを短絡する短絡スイッチ４５を、コンバータ４６の交流入力側に設置する。更に、交流電源１の電圧Ｖ_Ｓを検出するための分圧抵抗５１，絶縁検出器５２，ＬＰＦ５３，Ａ／Ｄ変換器５４を備えるとともに、直流中間電圧Ｖ_ＤＣを検出するための絶縁検出器５５，ＬＰＦ５６，Ａ／Ｄ変換器５７を備え、ディジタル量に変換された各電圧信号はＣＰＵ５８へ入力される。なお、符号５９は保護ヒューズである。
【００１６】
図３の回路において、短絡スイッチ４５がオフの状態，すなわち充電抵抗４４が挿入されている状態で電源スイッチ４２をオンすると、平滑コンデンサ４７へ充電電流が流入するが、このときの平滑コンデンサ４７の直流電圧Ｖ_ＤＣは下記の数式３で表される。但しＶ_Ｓは三相交流の線間電圧、Ｃは平滑コンデンサ４７の静電容量で、Ｒは充電抵抗４４の抵抗値であり、ｔは経過時間である。
【００１７】
【数３】

電源スイッチ４２をオンにした瞬間の平滑コンデンサ４７の電圧（以下では直流電圧と称する）をＶ_ＤＣ（０）とすると、Ｖ_ＤＣ（０）＝０である。Ｔ_Ｓをデータのサンプリング周期とすると、各サンプリング時間経過後の直流電圧Ｖ_ＤＣ（１） _，Ｖ_ＤＣ（２）・・・の値はＡ／Ｄ変換器５７から取得できるから、下記の各数式を適用し、ＣＰＵ５８で演算することで、それぞれからｅｘｐ（−Ｔ_Ｓ／ＣＲ）の値が得られる。
【００１８】
【数４】

【００１９】
【数５】

【００２０】
【数６】

【００２１】
【数７】

各式から得られるｅｘｐ（−Ｔ_Ｓ／ＣＲ）の値を移動平均するなどの統計処理を行って時定数を求め、この時定数から平滑コンデンサ４７の静電容量推定値Ｃ_０が得られる。
図４は本発明の第３実施例を表した制御ブロック図であって、図１に記載の直流電流演算回路２７の代わりに、あるいは図２に記載のＬＰＦ３７と減算器１８の代わりに、外乱を抑制する極性で当該外乱１２の情報をＡＶＲ１５の出力に加算するコントローラ部６４を備えることで外乱抑制を行うところが、図１と図２で既述の実施例とは異なる点であるが、これ以外は図１または図２と同じであるから、その説明は省略する。
【００２２】
図５は図４で既述の第３実施例の応用例を表した制御ブロック図であって、制御対象電動機の機械外乱７２が、速度調節器（ＡＳＲ）７５から出力されるトルク指令値に付加される。これの回生情報８２を取り出してＡＶＲ８５の出力に付加することでＦＦ制御がなされるが、このときに制御の遅れは発生せず、簡易な構成で高い応答性を有するシステムにすることができる。
【００２３】
【発明の効果】
電力変換装置の直流中間電圧を外乱に対抗して高い応答性で制御するにあたって、従来はフィードフォワード制御に直流電流の検出が不可欠であったことから、高価で複雑な直流電流検出器を設置しなければならなかった。あるいは調整が面倒なオブザーバを設置しなければならなかったし、複数台のインバータやコンバータを並列運転する際にはコンデンサの静電容量の計測に手間がかかる不便があった。これに対して本発明では、複数台の電力変換装置を並列にする場合でも、これを始動する際にコンデンサの静電容量を演算できるし、この静電容量を使った微分回路を構成しているので、装置の複雑化や高価格化を回避しつつ、外乱を素早く抑制できる効果も得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を表した制御ブロック図
【図２】本発明の第１実施例の応用例を表した制御ブロック図
【図３】本発明の第２実施例を表した主回路接続図
【図４】本発明の第３実施例を表した制御ブロック図
【図５】図４で既述の第３実施例の応用例を表した制御ブロック図
【図６】電力変換装置の一般的な構成を単線で示した主回路接続図
【図７】外乱による直流中間電圧Ｖ_ＤＣの変動を抑制する従来の制御方法を示した制御ブロック図
【符号の説明】
１交流電源
２，４２電源スイッチ
３，４３リアクトル
４，４４充電抵抗
５，４５短絡スイッチ
６，４６コンバータ
７，４７平滑コンデンサ
８インバータ
９誘導電動機
１０インバータ装置
１１制御対象部
１２外乱
１３，８３コンデンサ
１４，２４，３４，６４コントローラ部
１５，８５ＡＶＲ
１６，３７，５３ＬＰＦ
１７ＦＦ項
２７直流電流演算回路
３８減算器
５１分圧抵抗
５２，５５絶縁検出器
５４，５７Ａ／Ｄ変換器
５６，７６，８６ＬＰＦ
５８ＣＰＵ
７２機械外乱
７５ＡＳＲ
８２回生[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC intermediate voltage control method for a power converter, which can quickly suppress a fluctuation due to disturbance of a DC intermediate voltage of a power converter including a power supply converter, a load converter, and a capacitor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 6 is a main circuit connection diagram showing a general configuration of the power conversion device by a single line. In FIG. 6, an inverter device 10 as a power conversion device including a converter 6, a smoothing capacitor 7, and an inverter 8 converts AC power from the AC power supply 1 into AC power having a variable voltage and a variable frequency. The induction motor 9 as a load is driven at a desired rotation speed.
When starting the inverter device 10, first, the smoothing capacitor 7 connected to the DC intermediate circuit is charged. For this purpose, the power switch 2 is turned on while the short-circuit switch 5 is turned off, and a charging current flows from the AC power supply 1 to the smoothing capacitor 7 through the converter 6 and the charging resistor 4. Are suppressed by the charging resistor 4. When a predetermined time has elapsed since the power switch 2 was turned on to start charging the smoothing capacitor 7, the short-circuit switch 5 was turned on to short-circuit the charging resistor 4, and the charging of the smoothing capacitor 7 was completed. After the charging is completed, the inverter device 10 starts the variable speed operation of the induction motor 9. At this time, the voltage of the circuit connecting the DC side of the converter 6 and the DC side of the inverter 8, that is, the DC intermediate voltage V _DC is controlled to a constant value.
[0003]
When the rotational speed of the induction motor 9 as a load is rapidly changed during the operation of the inverter device 10, the DC intermediate voltage _VDC fluctuates correspondingly. For example, when the induction motor 9 is suddenly stopped, a regenerative current resulting from the kinetic energy of the induction motor 9 flows into the DC intermediate circuit. At this time, _assuming that the capacitance of all the smoothing capacitors 7 connected to the DC intermediate circuit is Cn and the flowing DC current is I _DC , the DC intermediate voltage _VDC has a value represented by the following Expression 1.
[0004]
(Equation 1)

That DC intermediate voltage _{V DC} increases rapidly by the regenerative current _{I DC.} Control methods for maintaining the DC intermediate voltage _VDC at a constant value against such disturbances are roughly classified into the following three methods. That is,
(1) Proportional integration (hereinafter abbreviated as PI) control method using an automatic voltage regulator (hereinafter abbreviated as AVR).
(2) A method in which feedforward (hereinafter abbreviated as FF) control using a DC intermediate current is added to PI control by AVR (for example, see Patent Document 1).
[0005]
(3) A method of adding FF control by an observer to PI control by AVR.
[0006]
[Patent Document 1]
JP-A-11-18304
[Problems to be solved by the invention]
However, in the method (1), it is usually almost impossible to make a setting that satisfies both the steady state stability and the disturbance suppression. Therefore, the setting is made for only one of them. In the method (2), a sensor for detecting a direct current is required. However, this direct current detection sensor has a drawback that it is complicated and increases the price of the apparatus. Further, in the method (3), the DC current is estimated by solving the state equation of control, and this is converted to an FF term and added to the output of the AVR. There are drawbacks such as the need to optimize
[0008]
FIG. 7 is a control block diagram showing a conventional control method for suppressing the fluctuation of the DC intermediate voltage _VDC due to a disturbance, and shows a case where the above-mentioned measure (2) is taken.
In FIG. 7, reference numeral 12 of the control target unit 11 is a disturbance, and reference numeral 13 is a capacitor. Reference numeral 15 of the controller 14 denotes an AVR, reference numeral 16 denotes a low-pass filter (hereinafter abbreviated as LPF), and reference numeral 17 denotes an FF term. Here, Z ^-1 indicates one sample hold delay in digital operation, 1 / s is a Laplace operator, C is a capacitance of a capacitor, and V _DC ^* is a DC intermediate voltage command value.
In the conventional example of FIG. 7, the DC intermediate voltage _VDC rises due to the flow of the regenerative current which is a disturbance, and the control is started after detecting this rise in voltage. That is, as is apparent from Equation 1, a control delay always occurs due to the nature of the control in which the integration result of the inflowing current becomes a voltage. Therefore, it is inevitable that the DC intermediate voltage _VDC transiently increases only by the PI control. Also, if the PI design value of the AVR control is set to a high response only for disturbance suppression, the stability will be lacking in the steady state, and conversely, if the stability in the steady state is improved, In this case, the responsiveness of disturbance suppression is reduced.
[0009]
Eventually, an increase in the DC intermediate voltage _VDC due to the regenerative current when the induction motor 9 is suddenly braked cannot be suppressed, and an overvoltage trip may occur. In addition, since the inverter device 10 generally performs pulse width modulation control, various noises resulting from these controls are often superimposed on the DC intermediate voltage _VDC , so that the _DC voltage is passed through the LPF 16. Has the disadvantage that the response of AVR15 cannot be increased. Therefore, the FF term 17 is added to the output stage of the AVR 15, but as described above, it is necessary to install a sensor for detecting a direct current, which is a disturbance, and there is a disadvantage that the circuit becomes complicated and expensive. .
[0010]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a feedforward control method that does not require the detection of a DC current, so that a change in DC intermediate voltage due to disturbance can be quickly suppressed.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a DC intermediate voltage control method for a power conversion device according to the present invention includes:
The actual value of the DC intermediate circuit voltage of the power converter comprising a power supply converter, a load converter, and a capacitor connected to a DC intermediate circuit that couples the DC sides of both converters. When performing control to match the target value, the differential value or incomplete differential value of the DC intermediate voltage when a disturbance is input to the DC intermediate circuit is obtained, and this and the estimated capacitance value of the capacitor are obtained. Is added to the control signal of the DC intermediate voltage with a polarity that cancels the disturbance. The estimated capacitance value of the capacitor at this time is calculated from the change in the DC intermediate voltage when a voltage is applied to the power converter.
[0012]
Alternatively, the power supply-side converter, the load-side converter, and a capacitor connected to a DC intermediate circuit that couples the DC side of both these converters, the DC intermediate circuit voltage of the power conversion device comprising When performing control to make the actual value coincide with the target value, a disturbance signal input to the DC intermediate circuit is added to the DC intermediate voltage control signal with a polarity that cancels the disturbance.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a control block diagram showing a first embodiment of the present invention. The disturbance 12 and the capacitor 13 constituting the control target unit 11, and the AVR 15 and the FF item 17 constituting the controller unit 24 are also shown in FIG. Since it is the same as the above-described conventional example, the description of the same part is omitted.
The relationship between the regenerative current I _DC flowing into the DC intermediate circuit and the DC intermediate voltage _VDC is represented by the following Expression 2, which is derived from Expression 1 described above. Here, C is the capacitance of the capacitor.
[0014]
(Equation 2)

That differentiates the DC intermediate voltage V _DC, from the product of the capacitance C of the differential value and the capacitor is regenerated current I _DC, the calculated value of Equation 2 instead of the FF term 17 in the conventional example of FIG. 7 Just use it. In the first embodiment of FIG. 1, a direct current operation 27 for calculating the direct current I _DC from the product of the differential value of the capacitance estimate C ₀ and the DC intermediate voltage V _DC of the capacitor to be estimated by the method described below The provision of the provided controller unit 24 omits the DC current detection sensor.
[0015]
FIG. 2 is a control block diagram showing an application example of the first embodiment of the present invention, in which an LPF 37 and a subtractor 38 are used in combination instead of the DC current operation circuit 27 shown in FIG. 1 is different from the first embodiment of FIG. 1 in that the DC intermediate voltage _VDC is incompletely differentiated by the provision of the controller unit 34, but all other points are the same, and the description of FIG. 2 is omitted.
FIG. 3 is a main circuit connection diagram showing a second embodiment of the present invention, and a part of the inverter device described above with reference to FIG. 6 is represented by a three-phase circuit. That is, a switching circuit composed of an anti-parallel connection of a diode and a semiconductor switch element is connected in a three-phase bridge to form a converter 46, and the three-phase AC power from the AC power supply 1 is supplied to the converter 46 Give to. The converter 46 converts AC power into DC power by, for example, pulse width modulation control, and outputs the DC power to the DC intermediate circuit. In order to suppress a ripple component included in the DC power, the converter 46 includes a large-capacity smoothing capacitor 47. ing. In order to prevent an excessive charging current from flowing into the smoothing capacitor 47 when starting the inverter device, a charging resistor 44 and a short-circuit switch 45 for short-circuiting the charging resistor 44 are provided on the AC input side of the converter 46. Furthermore, dividing resistors 51 for detecting a voltage _{V S} of the AC power supply 1, insulating the detector 52, LPF 53, A / D converter 54 provided with a insulation detector 55 for detecting the DC intermediate voltage _{V DC} , LPF 56, and A / D converter 57, and each voltage signal converted into a digital quantity is input to the CPU 58. Reference numeral 59 denotes a protection fuse.
[0016]
In the circuit of FIG. 3, when the power switch 42 is turned on with the short-circuit switch 45 turned off, that is, with the charging resistor 44 inserted, the charging current flows into the smoothing capacitor 47. The DC voltage _VDC is represented by the following Equation 3. However line voltages V _S is a three-phase alternating current, C is the electrostatic capacitance of the smoothing capacitor 47, R is the resistance of the charging resistor 44, t is the elapsed time.
[0017]
[Equation 3]

Assuming that the voltage of the smoothing capacitor 47 (hereinafter referred to as DC voltage) at the moment when the power switch 42 is turned on is V _DC (0), V _DC (0) = 0. When the T _S and the sampling period of the data, the DC voltage _V DC after a lapse of the sampling time _{_(1),} since the value of V DC (2) · · · can be obtained from the A / D converter 57, the following equation Is applied, and the calculation is performed by the CPU 58, so that the value of exp (−T _S / CR) is obtained from each.
[0018]
(Equation 4)

[0019]
(Equation 5)

[0020]
(Equation 6)

[0021]
(Equation 7)

Seek time constant by performing statistical processing such as moving average values of exp obtained from the formulas (-T S / _CR), capacitance estimate C ₀ of the smoothing capacitor 47 from the time constant is obtained.
FIG. 4 is a control block diagram showing a third embodiment of the present invention. In place of the DC current operation circuit 27 shown in FIG. 1 or the LPF 37 and the subtractor 18 shown in FIG. 1 and 2 in that the controller unit 64 that adds the information of the disturbance 12 to the output of the AVR 15 with the polarity that suppresses the disturbance suppresses the disturbance. Except for the above, it is the same as FIG. 1 or FIG.
[0022]
FIG. 5 is a control block diagram showing an application example of the third embodiment described above with reference to FIG. 4, in which a mechanical disturbance 72 of a motor to be controlled changes a torque command value output from a speed controller (ASR) 75. Will be added. The FF control is performed by extracting the regenerative information 82 and adding it to the output of the AVR 85. At this time, there is no delay in control, and a system having a simple configuration and high responsiveness can be provided.
[0023]
【The invention's effect】
In order to control the DC intermediate voltage of the power converter with high responsiveness against external disturbances, detection of DC current was conventionally indispensable for feedforward control, so an expensive and complicated DC current detector was installed. I had to. Alternatively, an observer whose adjustment is troublesome had to be installed, and when multiple inverters and converters were operated in parallel, it was inconvenient to measure the capacitance of the capacitor. On the other hand, in the present invention, even when a plurality of power converters are arranged in parallel, the capacitance of the capacitor can be calculated when starting the power converters, and a differentiating circuit using the capacitance can be configured. Therefore, it is possible to obtain an effect that disturbance can be suppressed quickly while avoiding complexity and high price of the device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram showing a first embodiment of the present invention; FIG. 2 is a control block diagram showing an application example of the first embodiment of the present invention; FIG. 3 is a diagram showing a second embodiment of the present invention; FIG. 4 is a control block diagram showing a third embodiment of the present invention. FIG. 5 is a control block diagram showing an application example of the third embodiment described above with reference to FIG. FIG. 7 is a main circuit connection diagram showing a general configuration of a conversion device by a single line. FIG. 7 is a control block diagram showing a conventional control method for suppressing fluctuation of DC intermediate voltage V _DC due to disturbance.
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1

AC power supply

2, 42 Power switch 3, 43

Reactor

4, 44

Charging resistance

5, 45 Short circuit switch 6, 46 Converter 7, 47 Smoothing capacitor 8 Inverter 9 Induction motor 10 Inverter device 11 Control target part 12 Disturbance 13, 83

Capacitor

14 , 24, 34, 64

Controller

15, 85 AVR
16, 37, 53 LPF
17 FF term 27 DC current operation circuit 38 Subtractor 51

Voltage divider

52, 55 Insulation detector 54, 57 A /

D converter

56, 76, 86 LPF
58 CPU
72 Mechanical disturbance 75 ASR
82 regeneration

Claims

The actual value of the DC intermediate circuit voltage of the power converter comprising a power supply converter, a load converter, and a capacitor connected to a DC intermediate circuit that couples the DC sides of both converters. In the DC intermediate voltage control method of the power conversion device performing control to match the target value,
A differential value or an incomplete differential value of the DC intermediate voltage when a disturbance is input to the DC intermediate circuit is obtained. A DC intermediate voltage control method for a power converter, wherein the method is added to a control signal of an intermediate voltage.

A method for controlling a DC intermediate voltage of a power converter according to claim 1,
A DC intermediate voltage control method for a power converter, wherein the capacitance estimated value of the capacitor is calculated from a change in the DC intermediate voltage when a voltage is applied to the power converter.

The actual value of the DC intermediate circuit voltage of the power converter comprising a power supply converter, a load converter, and a capacitor connected to a DC intermediate circuit that couples the DC sides of both converters. In the DC intermediate voltage control method of the power conversion device performing control to match the target value,
A DC intermediate voltage control method for a power converter, wherein a disturbance signal input to the DC intermediate circuit is added to a control signal of the DC intermediate voltage with a polarity that cancels the disturbance.