KR20140093892A - 다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 실용적인 간섭정렬 방법 - Google Patents

다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 실용적인 간섭정렬 방법 Download PDF

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KR20140093892A
KR20140093892A KR1020130157789A KR20130157789A KR20140093892A KR 20140093892 A KR20140093892 A KR 20140093892A KR 1020130157789 A KR1020130157789 A KR 1020130157789A KR 20130157789 A KR20130157789 A KR 20130157789A KR 20140093892 A KR20140093892 A KR 20140093892A
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    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting

Abstract

본 발명은 다중 셀 중첩 환경에서 다중 안테나를 이용한 실용적인 간섭정렬 방법으로서, 각 송수신 노드가 신호처리 필터를 구성하기 위해 필요한 채널정보가 local CSI로 국한된다. 또한, Local CSI를 이용하여 각각의 송수신 노드가 자체적으로 신호처리 필터 설계 가능하며, 일반적인 수의 송수신쌍이 존재하는 환경에서 적용 가능하다.

Description

다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 실용적인 간섭정렬 방법{METOHOD FOR PRACTICAL INTERFERENCE ALIGNMENT USING MULTIPLE ANTENNA IN MULTI-CELL OVERLAP ENVIRONMENT}
본 발명은 다중 안테나를 사용하여 셀간 간섭 영향을 줄여 주면서 실제 시스템에 적용 가능한 실용적인 간섭정렬 방법에 관한 것이다.
최근 들어 스마트 기기 사용 증대 및 각각의 기기에서 필요한 요구 데이터 량이 증가함에 따라 이를 해결하기 위한 무선랜 AP(Access Point)의 무분별한 설치가 많이 이루어졌다. 이로 인해 인접 셀에 설치된 AP끼리의 간섭이 커지게 되었다. 이러한 인접 셀간 간섭 때문에 전체적인 시스템 성능이 저하되어 무선랜 접속의 어려움이 가중되고 있는 상황이다. 이와 같은 간섭 문제를 해결하기 위한 솔루션 중의 하나로 간섭정렬 기술이 있다. 간섭정렬 기술이란, 간섭 신호를 특정 자원 (시간, 공간, 주파수) 에 정렬함으로써 간섭을 최소화하여 원하는 신호가 원하는 수신단에 잘 보내질 수 있도록 하는 기술을 의미한다.
예를 들어, 무선랜 환경에서 다중 안테나를 사용하여 간섭정렬을 수행하는 경우, STA(Station)에서 신호를 수신할 때 다른 AP에서 도착하는 간섭 신호들을 특정 공간 자원에 정렬되도록 함으로써 원하는 신호가 보내질 수 있는 공간을 최대한 확보되도록 하여 간섭 신호와 분리가 쉽도록 하는 것이다. 이러한 간섭정렬 기술을 이용하여 간섭 채널환경 안의 사용자 모두 자유도(Degrees of Freedom (DoF))를 최대 안테나 자원의 절반까지 사용하게 될 때 최대 성능을 얻을 수 있다.
여기서 DoF란, 간섭없이 신호를 전송할 수 있는 최대 스트림의 수를 의미한다. 이렇게 간섭정렬 기술은 인접 셀 간의 간섭 문제를 해결할 수 있다는 점에서 많은 주목을 끌고 있다. 하지만, 간섭정렬을 하기 위해 송수신단에 사용되는 precoding/decoding 신호처리 필터를 구하기 위한 계산 복잡도가 심하고 각 노드가 알아야 하는 무선 채널 상태 정보의 양이 많으며, 간섭원의 수에 비례하여 정렬된 간섭을 nulling 하기 위해 안테나 개수가 어느 정도 이상 되어야 한다는 단점도 존재한다.
기존 간섭정렬 알고리즘의 특징들을 살펴보면 실제 시스템에 적용하기 어려운 점이 존재하는 것을 확인할 수 있다. 기본적으로 실제 시스템에 적용하기 위해서는 실제 데이터가 전송되는 시간을 최대화하기 위하여 송수신 신호처리 필터를 선형적으로 적용할 수 있어야 한다. 기존의 알고리즘 중에는 송신단과 수신단이 반복적으로 전송을 주고받는 과정이 필요한 경우도 있는데 실제 시스템에 적용하기엔 오버헤드가 너무 크다고 할 수 있다.
두번째로, 기존의 알고리즘에서는 각 송수신 노드가 Global Channel State Information을 알아야 하는 경우가 있는데 노드와 관련없는 채널까지 각각의 노드가 알아야하는 오버헤드가 발생하기 때문에 실제 시스템의 성능 저하의 원인이 될 수 있다고 판단된다. 세번째로는, 송신노드와 수신노드가 각각 precoding/decoding 처리를 할 때 서로 협력을 해야하는 경우가 있는데 이럴 경우 상위단에 컨트롤러가 존재해야 하거나 협력을 하고자 하는 노드들끼리의 정보 공유가 필요하기 때문에 실제 시스템에 적용하기 어려운 점이 있다. 마지막으로는, 일반적인 수의 노드가 존재할 때에도 간섭정렬 알고리즘이 적용될 수 있어야 한다는 점이다. 기본적으로 기존에 존재하는 선형적인 알고리즘의 경우 특정 노드의 수에만 알고리즘이 적용되는 경우가 있는데 간섭의 영향을 많이 받아 간섭정렬에 참여할 노드의 수를 사전에 예측하기 힘들기 때문에 일반적인 수의 노드가 존재하는 경우에 적용 가능한 알고리즘 개발이 필요하다.
(특허문헌) 대한민국 등록특허번호 10-1064386호 공개일자 2011년 09월 05일에는 무선통신 시스템에 관한 기술이 개시되어 있다.
따라서, 본 발명에서는 다수의 AP와 STA이 존재하는 실제 무선 통신 시스템 환경에 적용할 수 있는 간섭정렬 송수신 신호처리 필터 설계 방법을 제공 하고자 한다. 또한, 위에서 언급한 것과 같이 시스템 오버헤드를 줄이기 위해 선형적 송수신 신호 처리 필터를 Local CSI(Channel State Information)를 기반으로 설계하여 각각의 송수신 노드가 분산적으로 자신의 송수신 신호 처리 필터를 정하고 일반적인 수의 송수신쌍이 존재하는 경우에도 적용될 수 있는 알고리즘 설계방법을 제공하고자 한다.
또한, 본 발명에서는 Precoding/Decoding 신호처리 필터 구현 시 선형적으로 구현하고, 각 노드와 관련된 채널정보인 Local CSI만을 이용하여 송수신 신호처리 필터를 구현하며, Local CSI를 바탕으로 각각의 노드가 스스로 송수신 신호처리 필터를 계산하도록 하며, 일반적인 수의 송수신쌍이 존재하는 경우에도 알고리즘이 적용 가능하도록 하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 실시예에 의한 다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법은 적어도 하나 이상의 안테나를 가진 적어도 하나 이상의 송신단과 수신단이 통신할 때, 상기 송신단으로부터 상기 수신단으로 적어도 하나 이상의 채널을 설정하는 단계와, 상기 송신단으로부터 상기 수신단으로 송신되는 송신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계와, 상기 수신단이 받는 수신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 송신단은 AP(Access Point)이고, 상기 수신단은 스테이션(STA)이다.
또한, 상기 송신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계는, i번째 상기 수신단이 받는 수신 신호를
Figure pat00001
(여기서,
Figure pat00002
는 자신의 상기 송신단에서 상기 채널을 통과한 신호,
Figure pat00003
는 j번째 상기 송신단에서 i번째 상기 수신단으로의 채널,
Figure pat00004
는 다른 상기 송시단에서 들어온 신호,
Figure pat00005
는 상기 수신단에서의 잡음)로 나타내는 과정을 포함한다.
또한, 상기
Figure pat00006
는 상기 송신단에서 프리코딩(precoding)된 신호이고,
Figure pat00007
(여기서,
Figure pat00008
와
Figure pat00009
는 각각 i번째 사용자를 위한 precoding matrix (M×d, M은 상기 송신단의 안테나의 개수, d는 상기 송신단이 보내고자하는 스트림의수)와 전송하고자 하는 신호) 로 나타내어 진다.
또한, 상기 스테이션에서 수신 decoding process를 거치기 전의 신호는
Figure pat00010
로 나타내어 진다.
또한, 상기 스테이션에서 수신 decoding process를 거친 후의 신호는
Figure pat00011
(여기서,
Figure pat00012
는 N×d 의 사이즈를 갖는 수신 처리 매트릭스(N은 상기 수신단의 안테나의 수),
Figure pat00013
는 평균이 0이고 분산이
Figure pat00014
인 AWGN 벡터)로 나타내어 진다.
또한, 상기 송신 신호의 처리 필터는 SLNR(Signal to Leakage interference and Noise Ratio)를 기반으로 설계된다.
또한, 상기 SLNR은
Figure pat00015
로 나타내어 진다.
또한, 상기 SLNR 값을 최대화 해주는 precoding vector Pi 는
Figure pat00016
로 나타내어 진다.
또한, 상기 SLNR값을 최대화해 주는 상기 precoding vector는 eigenvector를 구함으로써 얻어진다.
또한, 상기 송신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계는 아래의 식을 통하여
Figure pat00017
,
Figure pat00018
,
Figure pat00019
(여기서, H_eff는 상기 SLNR값을 최대화해 주는 상기 precoding vector를 실제 생성된 채널에 곱한 effective 채널, H_eff'는 상기 effective 채널의 hermittian 값, svd 는 특이값 분해(Singular Value Decomposition), V_eff는 새롭게 생성된 상기 precoding vector) 상기 precoding vector를 새롭게 생성하는 단계를 포함한다.
또한, 상기 수신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계는 아래의 수학식을 통하여
Figure pat00020
(여기서, Di H 는 수신필터) 특정 상기 수신단으로 수신되는 간섭 신호의 크기를 0으로 만들어 준다.
또한, 상기 수신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계는 아래의 수학식을 통하여
Figure pat00021
상기 송신단이 보내고자하는 스트림의 수가 dj 만큼 수신된다.
본 발명의 실시예에 따른 다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 실용적인 간섭정렬 방법에 의하면, 각 송수신 노드가 신호처리 필터를 구성하기 위해 필요한 채널정보가 local CSI로 국한되는 이점이 있다. 또한, Local CSI를 이용하여 각각의 송수신 노드가 자체적으로 신호처리 필터 설계 가능하며, 일반적인 수의 송수신쌍이 존재하는 환경에서 적용 가능한 이점이 있다.
도 1은 무선랜 환경에서 다중 안테나를 갖는 K 사용자 간섭 채널의 개념도이고,
도 2는 무선랜 환경에서 다중 안테나를 갖는 K 사용자 간섭 채널에서 송신 신호처리 필터 도면이고,
도 3은 precoder의 설계 방법 개념 흐름도이고,
도 4는 precode의 상세 설계 개념 흐름도이고,
도 5는 무선랜 환경에서 다중 안테나를 갖는 K 사용자 간섭 채널에서 수신 신호처리 필터 도면이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어서 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 1은 무선랜 환경에서 다중 안테나를 갖는 K 사용자 간섭 채널의 개념을 도시한 것이다.
즉, 도 1은 가진 여러 STA(200)과 AP(100)가 서로 같은 채널을 이용하여 통신하고 있는 상황을 나타낸 것으로서, 서로 다른 AP가 다른 STA에게 간섭을 미치고 있음을 알 수 있다. 각 AP는 M개의 안테나를 가지고 있으며 STA은 N개의 안테나를 가지고 있다고 가정한다. j번째 AP에서 i번째 STA으로의 채널은 이라고 둔다. 따라서 i번째 STA이 받는 수신 신호는 아래의 [수학식 1]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00022
Figure pat00023
는 자신의 AP에서 채널을 통과한 신호를 의미하며,
Figure pat00024
는 다른 AP에서 간선채널을 통해 들어온 신호를 의미하고,
Figure pat00025
는 수신단에서의 잡음을 나타낸다. 위 [수학식 1]에서
Figure pat00026
는 송신단에서 precoding된 신호이며, 아래의 [수학식 2]에서와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00027
여기서
Figure pat00028
와
Figure pat00029
는 각각 i번째 사용자를 위한 precoding matrix(Mㅧd)와 전송하고자 하는 신호이다. [수학식 1]과 [수학식 2]를 결합하여 나타내면 아래의 [수학식 3]과 같다. 위의 precoding matrix에서 d는 송신기가 보내려는 stream의 수를 의미한다.
Figure pat00030
위 [수학식 3]은 STA에서 수신 decoding process를 거치기 전의 신호의 형태를 나타내며, 수신단에서 decoding matrix를 거친 뒤의 신호는 아래와 같이 나타낼 수 있다. Decoding matrix
Figure pat00031
는 N ㅧ d 의 사이즈를 갖는 수신 처리 매트릭스를 의미한다. [수학식 4]에 마지막 항에 존재하는
Figure pat00032
는 평균이 0이고 분산이
Figure pat00033
인 AWGN 벡터를 의미한다.
Figure pat00034
본 발명에서는 다중 셀이 중첩된 OBSS (Overlapped Basic Service Set) 환경에서 셀 간 간섭을 완화시킬 수 있는 간섭정렬 기반의 송수신 신호처리 필터를 디자인하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에서 설명할 송신 신호처리 필터는 기본적으로 SLNR (Signal to Leakage interference and Noise Ratio)과 SVD(Singular Value Decomposition)를 기반으로 하는 two-step 방식으로 설계된다. 먼저 첫번째 step부터 설명하도록 하겠다. 첫번째 step에서 먼저 고려하고 있는 SLNR이란, 도 2와 같이 송신기가 원하는 수신기로의 신호세기 대비 원하지 않는 수신기로 미쳐지는 간섭신호세기의 비율을 의미한다. 이 SLNR 값을 최대화 해주는 precoding vector "P"를 구하는 방법은 아래의 [수학식 5], [수학식 6]과 같다. 앞에서 간략히 설명한 SLNR 값의 정의를 바탕으로 아래 식과 같이 SLNR을 최대화 해주는 precoding vector를 구할 수 있다. SLNR을 최대화 해주는 precoding vector는 [수학식 6]의 우측 식에서 largest eigenvector를 구함으로써 얻을 수 있다.
Figure pat00035
Figure pat00036
도 2는 무선랜 환경에서 다중 안테나를 갖는 K 사용자 간섭 채널에서 송신 신호처리 필터 도면을 도시한 것이다.
첫번째 step에서 얻어진 SLNR 기반의 precoding vector(Pi)를 입력값으로 하는 SVD 기반의 송신 precoding vector 설계의 두번째 step을 설명하도록 하겠다. 일단 앞선 장에서 구해진 SLNR을 최대화시키는 precoding vector를 실제 생성된 채널에 곱한 값을 effective 채널이라고 명명한다. 그런 후에 effective 채널과 effective 채널의 hermittian 값의 곱을 구하고 이 결과를 SVD하여 precoding vector를 새롭게 생성한다. 기존의 max-SLNR 기반의 precoding vector를 구하는 방식에 비해 desired channel의 신호 크기를 더 향상시키기 위하여 SVD 기반의 두번째 step이 필요한 것이다. 아래의 [수학식 7], [수학식 8], [수학식 9]에서 두번째 step을 수식적으로 표시하도록 하겠다.
Figure pat00037
Figure pat00038
Figure pat00039
도 3과 도 4는 도 2에서 설명한 precoder의 설계 방법 개념와 상세 설계 개념을 플로우 챠트로 도시하였다.
도 5는 무선랜 환경에서 다중 안테나를 갖는 K 사용자 간섭 채널에서 수신 신호처리 필터 도면을 도시한 것이다.
수신 신호처리 필터 설계의 기본 개념은 기존에 존재했던 Zero-Forcing Nulling이다. Zero-Forcing Nulling 이란, 특정 수신기로 수신되는 간섭신호의 크기를 0으로 만들어주는 기본적인 개념을 의미한다. 이 개념을 수식적으로 살펴보면 아래의 [수학식 10]와 [수학식 11]과 같다.
Figure pat00040
Figure pat00041
위 [수학식 6]을 살펴보면 수신 필터 D를 적용함에 따라 간섭채널로부터 영향을 받는 신호를 0으로 만들어줌을 확인할 수 있다. 반면, desired 신호는 수신필터 D를 적용함으로써 보내고자하는 스트림의 수 di만큼 수신됨을 확인할 수 있다.
본 발명의 구성에 따르면 다중안테나를 사용하는 간섭채널 환경에서 간섭정렬 기술을 이용하여 시스템 성능을 향상시키는 송수신 신호처리 필터 설계 방법을 제안하고 있다. 기존의 제시되어왔던 간섭정렬 기술은 선형적인 간섭정렬 기술과 반복적인 간섭정렬 기술 이렇게 크게 2가지로 구분할 수 있다. 하지만 기존의 2가지 형태의 기술 모두 시스템에 바로 적용하기엔 어려운 점이 있다고 할 수 있다. 선형적인 간섭정렬 기술의 경우, 알고리즘의 솔루션을 구하는 복잡성 때문에 4개 이상의 송수신기가 존재하는 환경에서의 송수신 신호처리 필터를 구하지 못하는 문제점이 있다. 또한, 반복적인 간섭정렬 기술의 경우에는 알고리즘의 솔루션을 구하는데 있어 송수신기 간의 반복적인 전송이 필요하기 때문에 시스템의 오버헤드가 발생하게 되는 문제점이 있다.
본 발명에서는 이러한 문제점들을 해결하기 위해 4개 이상의 송수신기가 존재하는 환경에 적용 가능한 선형적인 간섭정렬 방법을 제시하였다. 본 발명이 갖는 효과로는 아래와 같이 크게 3가지로 나누어 설명할 수 있다.
각 송수신 노드가 신호처리 필터를 구성하기 위해 필요한 채널정보가 local CSI로 국한된다. Local CSI를 이용하여 각각의 송수신 노드가 자체적으로 신호처리 필터 설계 가능하다. 다시 말해, 각 노드와 관련된 채널정보인 Local CSI만을 이용하여 송수신 신호처리 필터를 구현하며, Local CSI를 바탕으로 각각의 노드가 스스로 송수신 신호처리 필터를 계산한다.
일반적인 수의 송수신쌍이 존재하는 환경에서 적용 가능하다.
한편 상술한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 여러 가지 변형이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 실시될 수 있다. 따라서 발명의 범위는 설명된 실시 예에 의하여 정할 것이 아니고 특허청구범위에 의해 정하여져야 한다.
본 발명에 첨부된 블록도의 각 블록과 흐름도의 각 단계의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수도 있다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 블록도의 각 블록 또는 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 또는 흐름도 각 단계에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 및 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록 또는 각 단계는 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실시예들에서는 블록들 또는 단계들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들 또는 단계들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들 또는 단계들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
100 : AP(Access Point) 200 : 스테이션(STA)

Claims (11)

  1. 다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법에 있어서,
    적어도 하나 이상의 안테나를 가진 적어도 하나 이상의 송신단과 수신단이 통신할 때,
    상기 송신단으로부터 상기 수신단으로 적어도 하나 이상의 채널을 설정하는 단계와,
    상기 송신단으로부터 상기 수신단으로 송신되는 송신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계와,
    상기 수신단이 받는 수신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계를 포함하는
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 송신단은 AP(Access Point)이고 상기 수신단은 스테이션(STA)인
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 송신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계는,
    i번째 상기 수신단이 받는 수신 신호를
    Figure pat00042

    (여기서,
    Figure pat00043
    는 자신의 상기 송신단에서 상기 채널을 통과한 신호,
    Figure pat00044
    는 j번째 상기 송신단에서 i번째 상기 수신단으로의 채널,
    Figure pat00045
    는 다른 상기 송시단에서 들어온 신호,
    Figure pat00046
    는 상기 수신단에서의 잡음)로 나타내는 과정을 포함하는
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기
    Figure pat00047
    는 상기 송신단에서 프리코딩(precoding)된 신호이고,
    Figure pat00048

    (여기서,
    Figure pat00049
    와
    Figure pat00050
    는 각각 i번째 사용자를 위한 precoding matrix (M×d, M은 상기 송신단의 안테나의 개수, d는 상기 송신단이 보내고자하는 스트림의수)와 전송하고자 하는 신호) 로 나타내어 지는
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 스테이션에서 수신 decoding process를 거치기 전의 신호는
    Figure pat00051

    로 나타내어지는
    다중 셀 환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  6. 제 4항에 있어서,
    상기 스테이션에서 수신 decoding process를 거친 후의 신호는
    Figure pat00052

    (여기서,
    Figure pat00053
    는 N×d 의 사이즈를 갖는 수신 처리 매트릭스(N은 상기 수신단의 안테나의 수),
    Figure pat00054
    는 평균이 0이고 분산이
    Figure pat00055
    인 AWGN 벡터)로 나타내어 지는
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  7. 제 3항에 있어서,
    상기 송신 신호의 처리 필터는
    Local CSI(Channel State Information)만을 이용하여 설계되는
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 송신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계는 아래의 식을 통하여
    Figure pat00056
    ,
    Figure pat00057
    ,
    Figure pat00058

    (여기서, H_eff는 상기 SLNR값을 최대화해 주는 상기 precoding vector를 실제 생성된 채널에 곱한 effective 채널, H_eff'는 상기 effective 채널의 hermittian 값, svd 는 특이값 분해(Singular Value Decomposition), V_eff는 새롭게 생성된 상기 precoding vector)
    상기 precoding vector를 새롭게 생성하는 단계를 포함하는
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  9. 제 4항에 있어서,
    상기 수신 신호의 처리 필터는
    Local CSI(Channel State Information)만을 이용하여 설계되는
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  10. 제 4항에 있어서,
    상기 수신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계는
    아래의 수학식을 통하여
    Figure pat00059

    (여기서, Di H 는 수신필터)
    특정 상기 수신단으로 수신되는 간섭 신호의 크기를 0으로 만들어주는
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 수신 신호의 처리 필터를 설계하는 단계는
    아래의 수학식을 통하여
    Figure pat00060

    상기 송신단이 보내고자하는 스트림의 수가 dj 만큼 수신되는
    다중 셀 중첩환경에서 다중 안테나를 이용한 간섭정렬 방법.
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