KR20140021466A - 전력 소자 제어 장치 및 이를 이용한 전력 소자 제어 방법 - Google Patents

전력 소자 제어 장치 및 이를 이용한 전력 소자 제어 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 의한 전력 소자 제어 장치는 조절 가능한 듀티비(duty ratio)를 가지는 펄스를 출력하는 펄스 제너레이터(pulse generator), 상기 펄스로 공급전원과 접지전원을 스위칭하여 출력단과 연결하는 스위칭 유닛 및 상기 스위칭 유닛의 출력단과 일단이 연결된 인덕터 유닛(inductor unit)을 포함하며, 상기 전력 소자 제어 장치는 상기 펄스의 듀티비를 조절하여 상기 인덕터 유닛과 연결된 전력 소자를 제어한다.

Description

전력 소자 제어 장치 및 이를 이용한 전력 소자 제어 방법{Apparatus for Controlling Power Device and Method for Controlling Power Device Using thereof}
본 발명은 전력 소자 제어 장치 및 이를 이용한 전력 소자 제어 방법에 관한 것이다
DC-DC 컨버터, 전동기 등의 에너지 변환 장치 등은 공통적으로 전력 트랜지스터를 스위칭하면서 변환을 수행한다. 트랜지스터를 스위칭할 때 소모되는 에너지 손실이 적어야 전체적인 에너지 효율이 향상된다. 게이트 입력 임피던스가 주로 커패시턴스 성분으로 이루어진 IGBT, MOSFET, GaN FET등의 전력 소자에서의 스위칭 손실 전력은 Q * Vdd *f의 식으로 표현된다. Q는 트랜지스터 구동을 위하여 필요한 총 전하량, Vdd는 공급 전압 그리고 f는 게이트 드라이버의 스위칭 주파수이다. 즉, 게이트에 전기적으로 연결된 기생 커패시턴스 또는 커패시턴스의 크기가 클수록, 게이트 드라이버에 인가되는 전압이 클수록, 그리고 높은 주파수로 스위칭할수록 전력 손실이 증가한다.
전력을 제어하기 위한 소자는 일반적으로 버퍼(buffer)를 이용하며, 최근에는 버퍼와 함께 공진 회로를 이용하고, 공진주파수를 조절하여 전력 제어 소자의 턴온/턴오프 시간을 제어하는 구성이 제안되었다.
상술한 CMOS 인버터를 버퍼로하여 전력 트랜지스터를 제어하는 경우에 소모전력이 크며 소모된 전력을 다시 회수할 수 없다. 또한, CMOS 인버터와 공진회로를 이용하여 전력 트랜지스터를 제어하는 경우, 전력 제어 소자의 턴 온/턴 오프 시간이 공진주파수에 의하여 결정되나, 기생 인덕턴스와 구동되는 소자의 게이트 커패시턴스 값에 공진 주파수가 달라지므로 턴 온/턴 오프 시간을 정확하게 제어할 수 없다. 또한, 공진회로를 이용하는 경우, 추가적인 소자가 필요하므로 제조 비용이 높아진다는 단점이 있다.
본 발명은 상술한 단점을 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적 중 하나는 에너지 소모량이 낮은 게이트 드라이버와 게이트 구동 방법을 제공하는데 있다. 본 발명의 다른 목적 중 하나는 제어되는 트랜지스터의 턴온/턴오프 시간을 정확하게 제어할 수 있는 게이트 드라이버 및 게이트 구동 방법을 제공하는데 있다.
본 발명에 의한 전력 소자 제어 장치는 조절 가능한 듀티비(duty ratio)를 가지는 펄스를 출력하는 펄스 제너레이터(pulse generator), 상기 펄스로 공급전원과 접지전원을 스위칭하여 출력단과 연결하는 스위칭 유닛 및 상기 스위칭 유닛의 출력단과 일단이 연결된 인덕터 유닛(inductor unit)을 포함하며, 상기 전력 소자 제어 장치는 상기 펄스의 듀티비를 조절하여 상기 인덕터 유닛과 연결된 전력 소자를 제어한다.
일 실시예로, 상기 전력 제어 소자 장치는 상기 스위칭 유닛의 누설전류를 방지하는 데드 타임 생성 회로부를 더 포함한다.
일 실시예로, 상기 스위칭 유닛은 CMOS 인버터(CMOS inverter)를 포함한다.
일 실시예로, 상기 인덕터의 타단은 상기 전력 소자의 제어단과 연결된다.
일 실시예로, 상기 전력 소자 제어 장치는, 상기 전원이 공급한 전류를 상기 전력 소자의 커패시턴스를 사용하여 전압 신호로 변환하여 상기 전력 소자를 제어한다.
일 실시예로, 상기 펄스 제너레이터는 상기 스위칭 유닛의 출력단과 상기 공급전원과 연결되는 구간(period)이 시간이 경과함에 따라 감소하도록 상기 펄스의 듀티를 조절한다.
일 실시예로, 상기 인덕터 유닛은 상기 전력 소자에 상기 시간이 경과함에 따라 상승하는 전압을 인가한다.
일 실시예로, 상기 펄스 제너레이터는, 상기 스위칭 유닛의 출력단과 상기 접지전원과 연결되는 구간(period)이 시간이 경과함에 따라 감소하도록 상기 펄스의 듀티를 조절한다.
일 실시예로, 상기 인덕터 유닛은 상기 전력 소자에 상기 시간이 경과함에 따라 하강하는 전압을 인가한다.
일 실시예로, 상기 펄스 제너레이터는 상기 펄스의 듀티를 선형으로 조절한다.
일 실시예로, 상기 펄스 제너레이터는 상기 스위칭부가 소정의 구간(period) 동안 상기 스위칭부의 출력단과 접지 전원만 연결되거나, 상기 스위칭부의 출력단과 공급 전원만 연결되도록 상기 펄스의 듀티비를 조절한다.
일 실시예로, 상기 인덕터 유닛은 상기 소정의 시간 구간 동안 상기 전력 소자에 일정한 전압을 인가한다.
일 실시예로, 상기 인덕터 유닛은 적어도 하나의 인덕터 및 합성 인덕터(simulated inductor) 중 적어도 어느 하나를 포함한다.
본 발명에 의한 전력 소자 제어 방법은 조절 가능한 듀티비를 가지는 펄스를 출력하는 단계와, 인덕터 유닛의 일단을 상기 펄스로 스위칭하여 공급 전원 및 접지 전원 중 어느 하나와 연결하는 단계, 및 상기 듀티비를 제어하여 상기 인덕터 유닛에 연결된 전력 소자를 제어하는 단계를 포함한다.
일 실시예로, 상기 공급 전원과 상기 인덕터 유닛에 연결하는 구간이 시간이 경과함에 따라 감소하도록 상기 펄스의 듀티를 조절한다.
일 실시예로, 상기 인덕터 유닛은 상기 전력 소자에 상기 시간이 경과함에 따라 상승하는 전압을 인가한다.
일 실시예로, 상기 접지 전원과 상기 인덕터 유닛에 연결하는 구간이 시간이 경과함에 따라 감소하도록 상기 펄스의 듀티를 조절한다.
일 실시예로, 상기 인덕터 유닛은 상기 전력 소자에 상기 시간이 경과함에 따라 하강하는 전압을 인가한다.
일 실시예로, 상기 펄스의 듀티비를 시간의 경과에 따라 선형적으로 조절한다.
일 실시예로, 상기 가변 듀티비를 가지는 펄스를 출력하는 단계는 소정 시간 구간 동안 상기 인덕터 유닛과 상기 공급 전원만 연결하거나 상기 인덕터 유닛과 상기 접지전원만 연결하도록 듀티비를 조절하여 펄스를 출력한다.
일 실시예로, 상기 인덕터 유닛은 상기 소정 시간 구간 동안 상기 전력 소자에 일정한 전압을 인가한다.
본 발명의 실시예에 따른 전력 소자 제어 장치에 의하면 전력 소자를 턴 온 시키기 위하여 인가된 에너지를 턴 오프 시키는 과정에서 회수할 수 있으므로 에너지 소모를 절감할 수 있다는 장점이 제공된다.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 전력 소자 제어 장치 및 제어 방법에 의하면 기생 저항, 기생 커패시턴스 및 기생 인덕턴스에 영향받지 않고 높은 정밀도로 전력 제어 소자를 턴 온/ 턴 오프 제어할 수 있다는 장점이 제공된다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 게이트 드라이버 구성의 개요를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 명세서에 정의된 듀티비를 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 스위칭 유닛(200)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 데드 타임 삽입 회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 전력 제어 장치와 전력 소자에 대한 등가회로이다.
도 6은 제어 장치에 전력 소자가 연결된 상태를 도시한 전압에 대한 타이밍도이다.
도 7은 P2 구간에서의 전류 흐름을 도시하는 도면이다.
도 8은 P4 구간에서의 전류 흐름을 도시하는 도면이다.
도 9는 모의 시험결과를 도시한 도면이다.
도 10은 전력 손실에 관한 모의 시험 결과를 도시한 도면이다.
본 발명에 관한 설명은 구조적 내지 기능적 설명을 위한 실시예에 불과하므로, 본 발명의 권리범위는 본문에 설명된 실시예에 의하여 제한되는 것으로 해석되어서는 아니 된다. 즉, 실시예는 다양한 변경이 가능하고 여러 가지 형태를 가질 수 있으므로 본 발명의 권리범위는 기술적 사상을 실현할 수 있는 균등물들을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 게이트 드라이버를 설명한다. 도 1은 본 발명의 실시예에 따른 게이트 드라이버 구성의 개요를 나타내는 블록도이다. 본 발명의 실시예에 따른 게이트 드라이버는 출력하는 펄스의 듀티비를 조절할 수 있는 펄스 제너레이터(pulse generator)와, 상기 펄스로 공급전원과 접지전원을 스위칭하여 출력노드와 연결하는 스위칭 유닛(switching unit) 및 상기 스위칭 유닛의 출력노드와 일단이 연결된 인덕터 유닛(inductor unit)을 포함하는 전력 소자 제어 장치로, 상기 전력 소자 제어 장치는 상기 펄스의 듀티비를 조절하여 상기 인덕터 유닛과 연결된 전력 소자를 제어한다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력 소자 제어 장치는 펄스 제너레이터(pulse generator, 100)를 포함하며, 펄스 제너레이터(100)는 출력하는 펄스(Vpulse)의 듀티비를 조절할 수 있다. 일 실시예에서, 펄스 제너레이터(100)는 입력 신호를 받아 구동된다. 입력 신호는 본 발명의 실시예에 따른 게이트 드라이버에 연결된 전력 소자를 구동하고자 하는 신호로, 입력 신호 자체는 전력 제어 소자를 직접 구동하기에 전압 레벨 또는 전류량이 불충분하므로 구동 장치에 입력되어 구동 장치를 이용하여 전력 소자를 구동한다. 전력 소자는 전력을 제어하는 반도체로, 파워 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), IGBT(Insulated Gate Bipolar mode Transistor) 및 GaN FET(Gallium Nitride Field Effect Transistor)등이 있다. 다만, 이들은 본 발명에 의한 전력 소자 제어 장치로 제어할 수 있는 전력 소자 중 일부를 예시한 것으로, 본 발명의 권리 범위를 한정하기 위한 것이 아니다.
듀티비(duty ratio)라 함은 여러 의미로 활용되나, 본 명세서에 있어서는 동일한 주기를 가지는 펄스에서 주기(T)에 대한 하이(High) 구간(H)의 비율을 의미하는 것으로 정의한다. 도 2는 본 명세서에 정의된 듀티비를 설명하기 위한 도면이다. 도 2a를 참조하면, 도시된 펄스의 주기는 T이며, 펄스의 하이 구간(H)은 반주기(T/2)에 해당하므로, 도 2a에 도시된 펄스의 듀티비
Figure pat00001
이다. 도 2b를 참조하면, 도시된 펄스의 주기는 도 2a에 도시된 펄스와 같이 T이다. 그러나, 펄스의 하이 구간(H)은 T/3에 해당하므로, 도 2b에 도시된 펄스의 듀티비
Figure pat00002
이다. 또한, 도 2c를 참조하면, 펄스의 전체 영역에서 하이 상태를 유지하므로 듀티비
Figure pat00003
이다. 위에서 살펴본 바와 같이 듀티비는 0 이상 1이하의 값을 가질 수 있다.
일 실시예로, 펄스 제너레이터(100)는 액티브 하이 신호를 입력받아 펄스 신호를 출력할 수 있으며, 다른 예로, 펄스 제너레이터(100)는 액티브 로우(active low) 신호, 소정의 디지털 코드, 소정의 펄스를 입력받아 구동될 수 있다. 이하에서 설명되겠지만 펄스 제너레이터(100)는 출력하는 펄스(Vpulse)의 듀티비를 조절하여 전력 소자 제어 장치의 출력 전압을 제어한다.
스위칭 유닛(switching unit, 200)은 펄스 제너레이터(100)가 출력한 펄스(Vpulse)로 공급 전원과 접지 전원을 스위칭하여 출력단과 연결한다. 도 3은 스위칭 유닛(200)의 일 실시예를 도시한 도면이다. 도 3a를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 유닛(200)은 펄스 제너레이터(100)가 출력하는 소정의 듀티비를 가지는 펄스(Vpulse)를 입력받아 스위칭 유닛의 출력노드(x)를 공급전원(Vdd)과 연결하거나, 접지전원에 연결한다. 따라서, 스위칭 유닛 출력노드(x)의 전위(Vx)는, 공급전원과 연결된 경우에는 공급전원의 전위와 같아지고, 접지전원과 연결된 경우에는 접지전원과 같아진다. 일 실시예에서, 도 2a에 도시된 바와 같이 스위칭 유닛(200a)은 펄스(Vpulse)가 하이 상태에서는 출력노드(x)를 공급 전원과 연결하고, 펄스가 로우 상태에서는 출력노드(x)를 접지 전원과 연결한다. 따라서, 우측에 도시된 타이밍도와 같이 출력노드(x)의 전위(Vx)는 펄스 제너레이터(100)이 출력한 펄스열과 비반전된 상태로 동기되며, 공급전원(Vdd)와 접지전원 사이에서 진폭이 스윙한다.
다른 실시예에서, 스위칭 유닛(200)은 도 2b에 도시된 바와 같이 CMOS 인버터(Complementary Metal Oxide Semiconductor Inverter)를 포함하여 구현될 수 있다. CMOS 인버터를 포함하는 스위칭 유닛(200b)은 펄스(Vpulse)의 하이 상태에서 PMOS 스위치(212)가 턴오프(turn off) 되며, NMOS 스위치(214)는 턴온(turn on)되므로, 스위칭 유닛(200b)의 출력노드(x)의 전위는 접지전원의 전위와 같다. 그러나, 펄스(Vpulse)가 로우 상태인 경우에 NMOS 스위치(214)가 턴오프(turn off) 되며, PMOS 스위치(212)는 턴온(turn on)되므로 스위칭 유닛(200b)의 출력노드(x)의 전위는 공급 전원의 전위(Vdd)와 같다. 따라서, 도 2b 우측에 도시된 타이밍도와 같이, 스위칭 유닛(200b) 출력노드(x)의 전위(Vx)는 펄스에 반전(invert)되어 동기되며, 공급전원(Vdd)와 접지전원 사이에서 진폭이 스윙한다. 따라서, 스위칭 유닛(200)은 펄스 제너레이터(100)가 출력한 펄스에 동기화되고, 공급전원(Vdd)과 접지전원 사이에서 진폭이 스윙하는 펄스를 출력한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 데드 타임 삽입 회로(300)를 설명하기 위한 도면이다. 도 4를 참조하면, 도 4a에 도시된 타이밍 도와 같이 PMOS 스위치에 인가되는 Vp 펄스와 NMOS 스위치에 인가된 Vn 펄스가 딜레이 등에 의한 타이밍 스큐(timing skew)에 의하여 PMOS와 NMOS가 모두 턴 온 되는 구간(Px)이 존재한다면 공급 전원으로부터 접지 전원으로 매우 낮은 임피던스의 도전 경로가 형성되어 큰 누설 전류(ic, Crowbar current)가 흐른다. 데드 타임 삽입 회로(300)는 이러한 누설 전류가 흐르는 것을 방지하기 위하여 도 4b에 도시된 바와 같이 펄스 제너레이터가 출력한 펄스(Vpulse)에 PMOS 스위치와 NMOS 스위치가 모두 턴 오프되는 구간(Dead Time)을 삽입한다. 따라서, 어느 하나의 스위치가 턴 오프 된 이후 다른 스위치가 턴 온 되는 시점 사이에는 반드시 모든 스위치가 턴 오프되는 데드 타임이 개재되어 있으므로 공급 전원으로부터 접지 전원으로 누설되는 전류(ic)가 발생하는 것을 막을 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, 인덕터 유닛(400)의 일단은 스위칭 유닛의 출력노드(x)에 연결되며, 타단은 제어하고자 하는 전력 소자(500)의 제어단에 연결된다. 일 실시예에서, 인덕터 유닛(400)은 적어도 하나의 인덕터를 포함한다. 즉, 본 실시예에 따른 인덕터는 와이어로 형성된 인덕터, 절연 기판상에 금속 패턴으로 형성된 평면 코일 타입(planar coil type) 및 다층 기판에 금속 패턴과 비아(via)로 형성된 다층 구조 코일 타입(multi layered coil type) 등 여러 형태로 실시될 수 있다. 다른 실시예에서, 인덕터 유닛은 커패시터와 연산 증폭기로 구성된 합성 인덕터(simulated inductor)일 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 전력 제어 장치와 전력 소자에 대한 등가회로이다. 도 5를 참조하면, 인덕터 유닛(400)의 타단은 제어하고자 하는 전력 소자(500)의 제어단에 연결된다. 전력 소자(500)는 일반적으로 큰 전력을 제어하기 위하여 대전류를 구동할 수 있도록 형성된다. 따라서, 전류 구동 능력을 향상시키기 위하여 소신호 트랜지스터에 비하여 큰 채널폭(channel width)를 가지므로, 게이트 커패시턴스 값도 소신호 트랜지스터에 비하여 크다. Cg는 상술한 전력 소자의 게이트 커패시턴스 이다.
이하에서는 도 5 내지 도 8을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 전력 소자 제어 장치의 구동을 설명한다. 즉, 본 발명의 실시예에 따른 전력 제어 장치가 전력소자(500)가 오프 상태에 있을 때부터 전력 소자를 제어하여 턴 온(turn on) 시킨 후, 다시 전력소자를 턴 오프(turn off)로 제어하는 과정을 설명한다. 간단하고 명료한 설명을 위하여 전력 소자는 N타입의 전력 제어용 MOSFET을 예시하여 설명한다. 다만, 이것은 간단하고 명료한 설명을 위한 것일 따름이고, 본 발명의 권리범위를 제한하기 위한 것이 아니며, 본 발명의 실시예에 따른 전력 소자 제어 장치로 P타입의 전력 제어용 MOSFET, IGBT, GaN 화합물 전력 소자등을 제어하는 것도 가능하다.
도 6은 제어 장치에 전력 소자가 연결된 상태를 도시한 전압에 대한 타이밍도이다. 도 5 및 도 6을 참조하면, P1 구간에서 펄스 제너레이터(100)는 전력 소자(500)을 오프 상태로 제어하기 위하여 듀티비가 1인 펄스(Vpulse)를 출력한다. 따라서, 스위칭 유닛(200)의 PMOS 스위치(212)는 턴 오프되고, NMOS 스위치(214)가 턴 온되므로 스위칭 유닛 출력노드(x)의 전위 Vx는 접지전원의 전위와 같다. 또한, 에너지 저장 소자를 포함하는 인덕터 유닛(400)과 커패시터(Cg)에는 저장된 에너지가 없어 전력 제어 장치의 출력단 전위 Vout은 접지 전원의 전위와 같다. 따라서, 전력 소자(500)는 P1 구간 동안 오프 상태에 있다.
P2 구간에서, 펄스 제너레이터(100)가 스위칭 유닛(200)의 출력노드(x)와 공급전원(Vdd)과 연결되는 구간이 시간이 경과함에 따라 감소하도록 펄스(Vpulse)의 듀티를 조절하여 출력하면, 전력 소자 제어 장치의 출력 전압(Vout)은 시간에 따라 상승하여 전력 소자를 턴 온 시킨다. 일 실시예에서, 펄스 제너레이터는 출력하는 펄스(Vpulse)의 듀티비(Duty)를 선형적으로 감소하도록 조절한다. 즉, 펄스 제너레이터(100)가 출력하는 펄스(Vpulse)가 하이 상태가 되면 PMOS 스위치(212)는 턴 오프되고, NMOS 스위치(210)는 턴 온되므로, P2 구간 내에서 시간이 경과함에 따라 NMOS 스위치(210)의 통전시간은 짧아지고, PMOS 스위치(212)의 통전시간은 길어진다.
스위칭 유닛(200)에 입력되는 펄스(Vpulse)의 듀티비가 일정한 경우에, 전력 소자 제어 장치는 과도 상태(transient state)를 거쳐 정상 상태(steady state)로 진입한다. 과도 상태에서 출력단의 전압(Vout)은 상승하나, 정상상태에 진입하면서 출력단의 전압(Vout)은 아래의 수학식에 의하여 결정된 값으로 수렴한다.
Figure pat00004
즉, 출력 전압인 Vout은 과도 상태를 거쳐 정상 상태에서 최종적으로 인가된 입력전압(Vin)에 듀티비(D)를 곱한 전압값에 도달한다. 이와 달리 본 발명의 실시예와 같이 가변 듀티비를 가지는 펄스를 인가하는 경우에, 스위칭 유닛(200)이 인덕터 유닛에 소정의 듀티비(D1)를 가지는 펄스(Vx)를 인가하면, 출력단의 전압은 시간이 경과함에 따라 과도상태를 거치면서 정상상태 전압인Vout = D1 * Vx 으로 나아간다. 이러한 상태에서 듀티비를 D2로 변화시키면 전력 소자 제어 장치는 시간이 경과함에 따라 새로운 듀티비(D2)를 가지는 입력에 대하여 다시 과도상태를 거쳐 새로운 정상상태의 출력 전압인 Vout = D2 * Vx로 수렴한다. 따라서 전력 소자 제어 장치의 출력 전압은 펄스 제너레이터가 출력하는 펄스의 듀티비를 조절하여 제어된다.
이어서 인덕터 유닛(400)에 흐르는 전류를 살펴본다. 인덕터의 일단이 PMOS 스위치를 통하여 공급전원(Vdd)에 연결된 상태에서 인덕터의 전류 전압관계식은 아래의 수학식 2과 같다.
Figure pat00005
위의 수학식 2에 따르면, 인덕터 유닛(400)에 흐르는 전류의 시간적 변화량은 인덕터 유닛 양단의 전위차(VL)에 비례한다. P2 구간 Vpulse의 최초 주기에서, PMOS 스위치(212)가 턴 온 됨에 따라 인덕터 유닛(400) 일단의 전위는 공급전원의 전위(Vdd)와 같고, 커패시터에 저장된 전하가 없으므로 인덕터 유닛 타단의 전위는 접지 전위의 전위와 같다. 따라서, PMOS 스위치(212)가 턴 온되는 구간에서 전류는 도 7에서 i1a로 도시된 바와 같이 공급 전원, PMOS 스위치(212) 및 인덕터 유닛(400)을 통하여 커패시터(Cg)로 흐른다. 또한, PMOS 스위치(212)가 턴 오프 되고, NMOS 스위치(214)가 턴 온 되는 구간의 경우, 인덕터 유닛(400) 일단의 전위가 접지 전원의 전위와 같아도 인덕터의 전류 유지 특성에 따라 인덕터를 통하는 전류는 방향이 역전되지 않으며, i1b로 도시된 바와 같이 접지전원, NMOS 스위치(214) 및 인덕터 유닛(400)을 통하여 커패시터(Cg)로 전류를 흘린다.
P2 구간의 PMOS 스위치(212)가 턴 온 된 구간에서의 인덕터를 흐르는 전류(i1a)의 시간적 변화량은 수학식 2로 설명된다. 수학식 2 우변의 분자는 Vdd - Vout로, P2 구간의 최초 주기에서 최초로 PMOS 스위치 (212)가 턴 온되는 구간에서 커패시터에는 전하가 축적되어 있지 않으므로 커패시터(Cg) 양 단 전압 Vout은 0이다. 따라서, 수학식 2 우변의 분자는 Vdd 이고, 전류의 시간적 변화량은
Figure pat00006
에 해당한다. 이어서, PMOS 스위치(212)가 턴 오프되고, NMOS 스위치(214)가 턴 온 되는 구간에서의 전류의 방향은 상술한 바와 같이 i1b와 같으나 전류의 크기는 감소한다. 이것은 NMOS 스위치가 턴온 됨에 따라 인덕터 유닛 일단의 전위가 접지전위와 동일하게 되어 인덕터 양단 전위가 역전됨에 따른 것이다.
이어서, NMOS 스위치(212)가 턴 오프되고, PMOS 스위치(214)가 턴 온 된다.턴 온 되는 시점에서 커패시터(Cg)에는 일정한 전하가 축적되어 있어 커패시터 양단의 전위 Vout은 0이 아니다. 따라서 두 번째 주기의 PMOS 스위치(214)가 턴 온되는 구간에서의 전류의 시간적 변화량을 결정하는 수학식 2 우변의 분자는 Vdd - Vout이고, Vout은 0보다 크므로 최초 주기에서 전류의 시간적 변화량 보다 작다. 즉, P2 구간 최초 주기의 PMOS 스위치(212)가 턴 온되는 구간에서 가장 급한 기울기로 인덕터 유닛(400)를 통하여 i1a 방향으로 전류가 흐르고, 다음 주기에서 PMOS 스위치(212)가 턴 온 되어도 커패시터(Cg)에 에너지가 축적되어 커패시터 양단 전위가 상승함에 따라 시간에 따른 전류의 증가율은 이전 주기에서 PMOS 스위치가 턴 온 되는 구간에서의 흐르는 전류의 증가율보다 작다.
일 실시예에서, 펄스 제너레이터는 출력하는 펄스(Vpulse)의 듀티비를 선형적으로 조절한다. 듀티비가 선형적으로 변화함에 따라 인덕터를 통하여 흐르는 전류 IL의 크기는 Imax와 Imin 사이에서 변화하나, 평균값(Iavg)은 도시된 바와 같이 일정하게 유지된다. 이와 같은 일정한 평균값을 가지는 전류를 커패시터(Cg)에 인가하면 커패시터의 양단 전압(Vout)은 다음 수학식 3에 따라 결정된다.
Figure pat00007
즉, 평균값이 상수인 전류를 커패시터에 인가하면, 커패시터 양단에 형성되는 전압인 Vout은 선형의 형태를 가지는 것을 알 수 있다. 펄스 제너레이터가 출력하는 펄스의 듀티를 선형적으로 감소시키면 CMOS 인버터를 포함하는 스위칭 유닛(200)이 출력하는 펄스의 듀티는 선형적으로 증가하며, 이를 인덕터 유닛(400)을 통하여 전력 소자에 인가하면 선형으로 증가하는 출력 전압(Vout)을 인가할 수 있다.
도 6의 P2 구간에서, Vpulse의 듀티비(Duty)는 직선의 형태로 도시되었으나, 이는 간결하고, 명확한 설명 및 용이한 이해를 위한 것이다. Vpulse의 듀티비는 펄스 제너레이터(100)가 인가하는 어느 한 펄스의 주기 동안 일정하게 유지되고, 다음 펄스의 주기 동안은 이전 펄스의 듀티비에 비하여 감소한 듀티비가 유지된다. 즉, P2 구간에서 Vpulse의 듀티비는 하강 계단의 형태를 가지고, 그 하강의 폭은 시간의 경과에 따라 선형적으로 감소한다. 다만 간결하고 명확한 설명 및 용이한 이해를 위하여 이를 도시된 바와 같이 선형으로 도시하였다.
P3 구간에서 전력 소자(500)를 온 상태로 유지하기 위하여 펄스 제너레이터(100)는 듀티비가 0인 펄스(Vpulse)를 출력한다. P3 구간 동안 스위칭 유닛(200)은 PMOS 스위치(212)만 턴 온 되므로 스위칭 유닛 출력 노드의 전위(Vx)는 공급전원의 전위(Vdd)와 같은 직류 전압을 출력한다. 따라서, 전력 소자(500)는 P3 구간동안 온 상태로 제어되며, 인덕터를 통하여 공급전원에 연결된 커패시터(Cg)는 공급 전원 전위(Vdd)로 충전된다.
P4 구간에서, 펄스 제너레이터(100)가 스위칭 유닛(200)의 출력노드(x)와 공급전원(Vdd)과 연결되는 구간이 시간이 경과함에 따라 증가하도록 펄스(Vpulse)의 듀티를 조절하여 출력하면, 전력 소자 제어 장치의 출력 전압(Vout)은 시간에 따라 감소하여 전력 소자를 턴 오프 시킨다. 일 실시예에서, 펄스 제너레이터(100)는 출력하는 펄스(Vpulse)의 듀티비(Duty)를 선형적으로 증가하도록 조절한다. 즉, 펄스 제너레이터(100)가 출력하는 펄스(Vpulse)가 하이 상태가 되면 PMOS 스위치(212)는 턴 오프되고, NMOS 스위치(210)는 턴 온되므로, P4 구간 내에서 시간이 경과함에 따라 NMOS 스위치(212)의 통전시간은 길어지고, PMOS 스위치(214)의 통전시간은 짧아진다. 위에서 설명한 바와 같이 전력 소자 제어 장치의 출력 전압(Vout)은 펄스 제너레이터가 출력하는 펄스의 듀티비를 조절하여 조절할 수 있다.
P4 구간에서 인덕터 유닛(400)에 흐르는 전류를 살펴본다. 인덕터 유닛(400)에서의 전류 전압 관계식은 수학식 2와 같다. P4 구간의 Vpulse 최초 주기에는 NMOS 스위치(214)가 턴 온 됨에 따라 인덕터 유닛(400) 일단의 전위는 접지 전원의 전위와 같으나, 커패시터는 공급 전원의 전위(Vdd)로 충전되어 있어 인덕터 유닛 타단의 전위는 공급 전원의 전위(Vdd)와 같다. 따라서, NMOS 스위치(214)가 턴 온되는 구간에서 전류는 도 8에서 i2a로 도시된 바와 같이 인덕터 유닛(400), NMOS 스위치(214) 및 접지 전원으로 흐른다. 이어서 NMOS 스위치(214)가 턴 오프 되고, PMOS 스위치(212)가 턴 온 되는 구간의 경우, 인덕터의 전류 유지 특성에 따라 인덕터를 통하는 전류는 방향이 역전되지 않으며, i2b로 도시된 바와 같이 커패시터(Cg)로부터 인덕터 유닛(400), PMOS 스위치(212) 및 접지 전원으로 전류를 흘린다.
P4 구간에서 NMOS 스위치(212)가 턴 온 된 구간에서의 인덕터를 흐르는 전류(i2a)의 시간적 변화량을 설명하는 수학식 2 우변의 분자는 0 - Vout이고, P4 구간 초기에 커패시터는 Vdd로 충전되어 있으므로, 수학식 2 우변의 분자는 -Vdd이다. 즉, P2 구간 초기와 동일한 기울기로 전류가 흐르며, 그 방향이 반대인 것을 알 수 있다. 이어서, NMOS 스위치(212)가 턴 오프 되고, PMOS 스위치(214)가 턴 온 되는 구간에서의 전류 방향은 상술한 바와 같이 i2b와 같으나 전류 크기는 감소한다. 이것은 PMOS 스위치(214)가 턴 온 됨에 따라 인덕터 일단의 전위가 공급전원의 전위와 같아지므로, 인덕터 양단의 전압이 역전되기 때문이다.
이어서, PMOS 스위치(212)가 턴 오프되고, NMOS 스위치(214)가 턴 온 된다.턴 온 되는 시점에서 커패시터(Cg)는 초기에 충전된 전하가 전류의 형태로 방전되므로 커패시터 양단의 전위 Vout은 Vdd에서 감소한 값을 가진다. 따라서 두 번째 주기의 PMOS 스위치(214)가 턴 온되는 구간에서의 전류의 시간적 변화량을 결정하는 수학식 2 우변 분자의 절대값은 Vdd 보다 작은 값을 가지므로 전류의 시간에 따른 변화량은 최초 주기에서 전류의 시간적 변화량 보다 작다. 즉, P4 구간 최초 주기의 NMOS 스위치(212)가 턴 온되는 구간에서 가장 급한 변화율로 전류가 흐르고, 다음 주기에서 NMOS 스위치(212)가 턴 온 되어도 커패시터(Cg)에 축적된 에너지가 방전되면서 커패시터 양단 전위가 감소함에 따라 시간에 따른 전류의 증가율은 이전 주기에서 NMOS 스위치가 턴 온 되는 구간에서의 흐르는 전류의 증가율보다 작다.
일 실시예에서, 펄스 제너레이터는 출력하는 펄스(Vpulse)의 듀티비를 선형적으로 조절한다. 듀티비가 선형적으로 변화함에 따라 인덕터를 통하여 흐르는 전류 IL의 크기는 I2max와 I2min 사이에서 변화하나, 평균값(I2avg)은 도시된 바와 같이 일정하게 유지된다. 위에서 설명한 바와 같이 펄스(Vpulse)의 듀티비를 선형으로 조절하여 인덕터를 통하여 흐르는 전류의 평균값을 일정하게 유지하고, 이를 커패시터를 통하여 흘려 커패시터 양단에 형성되는 전압인 Vout을 선형의 형태로 조절할 수 있다.
펄스 제너레이터(100)가 출력하는 펄스(Vpulse)의 듀티(Duty)를 선형적으로 증가시키면 CMOS 인버터를 포함하는 스위칭 유닛(200)이 출력하는 펄스(Vx)의 듀티는 선형적으로 감소하며, 이를 인덕터 유닛(400)을 통하여 전력 소자에 인가하면 선형으로 감소하는 출력 전압(Vout)을 인가할 수 있다.
출력전압에 관한 수학식 1에서 알 수 있는 바와 같이, 출력전압은 인덕터 유닛에 인가되는 전압(Vx)와 듀티비(D)에만 좌우되며 커패시턴스의 크기 등은 무관하므로 본 발명의 실시예에 따른 전력 소자 제어 장치에 의한다면 전력 소자에 인가되는 전압의 상승시간, 하강시간을 정밀하게 제어할 수 있다는 장점이 제공된다. 따라서, 종래에 공진현상을 이용하여 제어하는 경우 발생하는 턴온/ 턴오프 시간을 정확하게 제어할 수 없다는 단점을 해소할 수 있으며, 공진회로를 이용하는 경우에 비하여 추가적인 소자가 불필요하므로 저렴하게 전력 소자 제어 장치를 제조할 수 있다는 장점도 제공된다.
또한, 상술한 바와 같이 전력 소자의 제어단에 시간이 경과함에 따라 상승하는 전압을 인가하기 위하여 스위칭하는 구간에 인덕터와 커패시터에 충전된 에너지는 제어단에 시간이 경과함에 따라 하강 전압을 인가하기 위하여 스위칭하는 구간에 다시 전원으로 방전되므로 실질적인 에너지 소모는 없다.
도 6의 P4 구간에서, Vpulse의 듀티비(Duty)는 직선의 형태로 도시되었으나, 이는 간결하고, 명확한 설명 및 용이한 이해를 위한 것이다. 상술한 바와 같이 Vpulse의 듀티비는 펄스 제너레이터(100)가 인가하는 어느 한 펄스의 주기 동안 일정하게 유지되고, 다음 펄스의 주기 동안은 이전 펄스의 듀티비에 비하여 증가한 듀티비가 유지된다. 즉, P4 구간에서 Vpulse의 듀티비는 상승 계단의 형태를 가질것이며, 그 상승의 폭은 시간의 경과에 따라 선형적으로 증가한다. 다만 간결하고 명확한 설명 및 용이한 이해를 위하여 이를 도시된 바와 같이 선형으로 도시하였다.
도 6에 도시된 P2 구간 및 P4 구간은 전력 소자(500)를 제어하기 위하여 각각의 구간별로 선형적으로 변화하는 듀티비를 가지는 펄스를 네주기를 인가한 경우를 도시하였으나, 이는 간단하고 명료한 설명을 위한 것으로 본 발명의 권리번위를 제한하기 위한 것이 아니다. 즉, P2 구간 또는 P4 구간이 10msec인 경우를 가정하면, 10 주기의 펄스를 인가하면, 각 펄스의 주기는 1msec이므로, 인가되는 펄스의 주파수는 1KHz이다. 마찬가지로 100주기의 펄스의 주기를 인가하면 각 펄스의 주기는 1msec 이므로, 10KHz이다. 또한 P2 구간 또는 P4 구간이 1usec인 경우를 가정하여 10 주기의 펄스를 인가하면 각 펄스의 주파수는 10MHz이고, 100 주기의 펄스를 인가하여 스위칭하면 각 펄스의 주파수는 100MHz이다. 또한, 도 6에 도시된 P2 구간 및 P4 구간에서 전류 IL의 엔벨롭(envelope)은 직선의 형태로 도시되었으나, 이는 보다 명확한 설명을 위하여 간략히 도시된 것으로, 실제적으로는 인가되는 펄스의 주파수와 펄스의 크기등에 따라 그 형태가 변화할 수 있다. 일 예로, 후술할 본 발명의 시험예에 따르면 전류의 엔벨롭은 이차함수의 형태로 변화한다.
이와 같이 전력 소자(500)를 턴 온하기 위한 구동 구간(P2) 및/또는 전력 소자(500)을 턴 오프하기 위한 구동 구간(P4)에 선형적으로 듀티비가 변화하는 펄스를 인가하여 종래 기술에 비하여 에너지 소모가 적고, 보다 높은 정밀도로 전력소자를 제어할 수 있다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 의한 실시예에 따른 모의 시험예를 설명한다. 모의 시험(simulation) 조건은 다음과 같다. 전력 소자로는 매그나침 180nm 공정의 3.3V MOSFET을 사용하였으며, 구체적인 파라미터는 아래의 표 1과 같다.
Figure pat00008
 300nH (ESR = 1 Ω)
Figure pat00009
 1nF
Figure pat00010
 3.3V
Figure pat00011
 500ns
Figure pat00012
 100kHz
Figure pat00013
 100MHz
Driver MOSFET's Total Width PMOS : 200 um
NMOS : 100 um
도 9는 모의 시험결과를 도시한 도면이며, 도 9b는 도 9a에서 듀티비가 선형으로 변화하는 부분중 5.2usec 내지 5.5usec에 해당하는 부분에 대한 응답을 도시한 도면이다. 도 9를 참조하면, 모의시험 결과 선형으로 변화하는 듀티비에 따라 출력전압 Vout이 선형적으로 증가하거나 감소하는 것을 알 수 있다. 또한, 인덕터 전류 IL은 전류의 리플 성분은 변하나 선형으로 변화하는 듀티비에 의하여 그 평균값이 일전하게 유지되는 것을 확인할 수 있다.
또한, 전력 손실에 관한 모의 시험 결과를 도시하는 도 10을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력 소자 제어 장치는 게이트 커패시턴스가 1nF일 때 기존 전력 소자 제어 장치에 비하여 20% 정도의 에너지만을 소모하는 것을 확인할 수 있다.
본 발명에 대한 이해를 돕기 위하여 도면에 도시된 실시 예를 참고로 설명되었으나, 이는 실시를 위한 실시예로, 예시적인 것에 불과하며, 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위에 의해 정해져야 할 것이다.
100: 펄스 제너레이터 200, 200a, 200b: 스위칭 유닛
212: PMOS 스위치 214: NMOS 스위치
300: 데드 타임 삽입부 400: 인덕터 유닛
500: 전력 소자 Cg: 게이트 커패시턴스

Claims (21)

  1. 조절 가능한 듀티비(duty ratio)를 가지는 펄스를 출력하는 펄스 제너레이터(pulse generator);
    상기 펄스로 공급전원과 접지전원을 스위칭하여 출력단과 연결하는 스위칭 유닛; 및
    상기 스위칭 유닛의 출력단과 일단이 연결된 인덕터 유닛(inductor unit)을 포함하는 전력 소자 제어 장치로, 상기 전력 소자 제어 장치는 상기 펄스의 듀티비를 조절하여 상기 인덕터 유닛과 연결된 전력 소자를 제어하는 전력 소자 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전력 제어 소자 장치는
    상기 스위칭 유닛의 누설전류를 방지하는 데드 타임 생성 회로부를 더 포함하는 전력 제어 소자 제어 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛은 CMOS 인버터(CMOS inverter)를 포함하는 전력 제어 소자 제어 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 인덕터의 타단은 상기 전력 소자의 제어단과 연결된 전력 소자 제어 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 전력 소자 제어 장치는, 상기 전원이 공급한 전류를 상기 전력 소자의 커패시턴스를 사용하여 전압 신호로 변환하여 상기 전력 소자를 제어하는 전력 소자 제어 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 제너레이터는 상기 스위칭 유닛의 출력단과 상기 공급전원과 연결되는 구간(period)이 시간이 경과함에 따라 감소하도록 상기 펄스의 듀티를 조절하는 전력 소자 제어 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 인덕터 유닛은 상기 전력 소자에 상기 시간이 경과함에 따라 상승하는 전압을 인가하는 전력 소자 제어 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 제너레이터는, 상기 스위칭 유닛의 출력단과 상기 접지전원과 연결되는 구간(period)이 시간이 경과함에 따라 감소하도록 상기 펄스의 듀티를 조절하는 전력 소자 제어 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 인덕터 유닛은 상기 전력 소자에 상기 시간이 경과함에 따라 하강하는 전압을 인가하는 전력 소자 제어 장치.
  10. 제6항 및 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 펄스 제너레이터는 상기 펄스의 듀티를 선형으로 조절하는 전력 소자 제어 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 제너레이터는 상기 스위칭부가 소정의 구간(period) 동안 상기 스위칭부의 출력단과 접지 전원만 연결되거나, 상기 스위칭부의 출력단과 공급 전원만 연결되도록 상기 펄스의 듀티비를 조절하는 전력 소자 제어 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 인덕터 유닛은 상기 소정의 시간 구간 동안 상기 전력 소자에 일정한 전압을 인가하는 전력 소자 제어 장치.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 인덕터 유닛은 적어도 하나의 인덕터 및 합성 인덕터(simulated inductor) 중 적어도 어느 하나를 포함하는 전력 소자 제어 장치.
  14. 조절 가능한 듀티비를 가지는 펄스를 출력하는 단계와,
    인덕터 유닛의 일단을 상기 펄스로 스위칭하여 공급 전원 및 접지 전원 중 어느 하나와 연결하는 단계, 및
    상기 듀티비를 제어하여 상기 인덕터 유닛에 연결된 전력 소자를 제어하는 전력 소자 제어 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 공급 전원과 상기 인덕터 유닛에 연결하는 구간이 시간이 경과함에 따라 감소하도록 상기 펄스의 듀티를 조절하는 전력 소자 제어 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 인덕터 유닛은 상기 전력 소자에 상기 시간이 경과함에 따라 상승하는 전압을 인가하는 전력 소자 제어 방법.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 접지 전원과 상기 인덕터 유닛에 연결하는 구간이 시간이 경과함에 따라 감소하도록 상기 펄스의 듀티를 조절하는 전력 소자 제어 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 인덕터 유닛은 상기 전력 소자에 상기 시간이 경과함에 따라 하강하는 전압을 인가하는 전력 소자 제어 방법.
  19. 제15항 및 제17항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 펄스의 듀티비를 시간의 경과에 따라 선형적으로 조절하는 전력 소자 제어 방법.
  20. 제14항에 있어서,
    상기 가변 듀티비를 가지는 펄스를 출력하는 단계는 소정 시간 구간 동안 상기 인덕터 유닛과 상기 공급 전원만 연결하거나 상기 인덕터 유닛과 상기 접지전원만 연결하도록 듀티비를 조절하여 펄스를 출력하는 전력 소자 제어 방법.
  21. 제14항에 있어서,
    상기 인덕터 유닛은 상기 소정 시간 구간 동안 상기 전력 소자에 일정한 전압을 인가하는 전력 소자 제어 방법.
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