KR20130125722A

KR20130125722A - 설정 가능한 공간 시간-주파수 코딩을 사용하는 무선 통신 기기 및 그것을 이용하는 방법

Info

Publication number: KR20130125722A
Application number: KR1020130050799A
Authority: KR
Inventors: 준석 김
Original assignee: 브로드콤 코포레이션
Priority date: 2012-05-04
Filing date: 2013-05-06
Publication date: 2013-11-19
Also published as: US20130294487A1; TWI493913B; KR101492952B1; CN103384186A; CN103384186B; EP2661005A3; EP2661005B1; EP2661005A2; US8989241B2; TW201347449A

Abstract

통신 기기는 공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 또는 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑로 코딩을 선택하는 송신부를 포함한다. 송신부는 상기 선택된 코딩에 따라 전송 신호를 생성하고 상기 전송 신호를 복수의 안테나들을 통해 멀리 떨어진 통신 기기로 전송한다.

Description

설정 가능한 공간 시간-주파수 코딩을 사용하는 무선 통신 기기 및 그것을 이용하는 방법{WIRELESS COMMUNICATION DEVICE WITH CONFIGURABLE SPATIAL TIME-FREQUENCY CODING AND METHODS FOR USE THEREWITH}

본 발명은 일반적으로 통신 시스템들에 관한 것으로서; 특히, 단일 사용자, 복수 사용자, 복수 액세스, 및/또는 미모(MIMO) 무선 통신들에서 선택적 코딩에 관한 것이다.

무선 통신 시스템의 타입에 따라, 셀룰러 텔레폰, 송수신 겸용 라디오, PDA(personal digital assistant), PC(personal computer), 랩탑(laptop) 컴퓨터, 홈 엔터테인먼트 장비(home entertainment equipment) 등과 같은 무선 통신 기기는 직접적으로 또는 간접적으로 다른 무선 통신 기기들과 통신한다. (포인트 투 포인트 통신들로 알려진) 직접 통신들을 위해, 참여하는 무선 통신 기기들은 그들의 수신기들 및 송신기들을 동일한 채널 또는 채널들(예를 들어, 무선 통신 시스템의 복수의 무선 주파수(RF, radio frequency) 캐리어(carrier)들)에 맞추고 그 채널(들)을 통해 통신한다. 간접 무선 통신들을 위해, 각각의 무선 통신 기기는 할당된 채널을 통해 관련된 (예를 들어, 셀룰러 서비스들을 위한) 기지국 및/또는 관련된 (예를 들어, 가정 내 또는 빌딩 내 무선 네트워크를 위한) 액세스 포인트와 통신한다. 무선 통신 기기들 간의 무선 연결을 완료하기 위해, 관련된 기지국들 및/또는 관련된 액세스 포인트들은 시스템 제어기를 통해, 공중 교환 전화망(public switched telephone network)을 통해, 인터넷을 통해, 및/또는 몇몇 다른 광역 통신망(WAN, wide area network)을 통해 직접적으로 서로 통신한다.

다음 내용이 제시될 때 종래의 접근들의 단점들은 관련 분야의 기술자들에게 자명할 것이다.

본 발명의 목적은 효율적인 통신 기기 및 그 통신 기기를 작동하는 방법을 제공하는 것이다.

측면에 따라, 통신 기기는:

상기 통신 기기와 복수의 전송 안테나들을 갖는 적어도 하나의 멀리 떨어진(remote) 통신 기기 사이의 적어도 하나의 통신 경로의 채널 추정을 생성하고;

상기 채널 추정에 기반하여, 공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 및 단일 스트림 멀티-인테나 공간 맵핑 중 선택된 하나를 포함하는 피드백 신호를 생성하는 기저대역 프로세싱 모듈; 및

상기 기저대역 프로세싱 모듈에 연결되고 상기 멀리 떨어진 통신 기기로 상기 피드백 신호를 전송하는 전송기를 포함한다.

바람직하게:

상기 피드백 신호는 STBC에 대응하는 2 비트의 제1 세트의 값들, SFBC에 대응하는 2 비트의 제2 세트의 값들, 하이브리드 ST/FBC에 대응하는 2 비트의 제3 세트의 값들, 또는 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑에 대응하는 2 비트의 제4 세트의 값들을 갖는 2 비트를 포함한다.

바람직하게, 상기 기저대역 프로세싱 모듈은 상기 채널 추정 및 적어도 하나의 추가적인 채널 추정 중 적어도 하나에 기반하여 복수의 채널 상관 관계들을 계산함에 의해 상기 피드백 신호를 생성한다.

바람직하게, 상기 기저대역 프로세싱 모듈은:

상기 복수의 채널 상관 관계들 중 하나가 임계치를 넘으면, STBC, SFBC, 및 하이브리드 ST/FBC 중 하나를 선택하여, 그것의 선택에 기반하여 상기 피드백 신호를 생성하고;

상기 복수의 채널 상관 관계들 중 하나가 상기 임계치를 넘지 않으면, 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑을 선택하여, 그것의 선택에 기반하여 상기 피드백 신호를 생성함에 의해 상기 피드백 신호를 추가적으로 생성한다.

바람직하게, 상기 기저대역 프로세싱 모듈은:

상기 채널 추정의 특성 묘사(characterization)를 생성하기 위해 페이딩 특성 및 주파수 응답 특성 중 적어도 하나에 기반하여 상기 채널 추정을 특성 짓음에 의해 상기 피드백 신호를 생성한다.

바람직하게, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 무선 스테이션(STA, station) 및 무선 액세스 포인트(AP, access point) 중 하나이다.

바람직하게, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 액세스 포인트(AP)이다.

측면에 따르면, 통신 기기는:

멀리 떨어진 통신 기기로부터 피드백 신호를 수신하는 수신기; 및

상기 수신기에 연결된 송신기로서:

상기 피드백 신호에 기반하여, 공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 및 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑 중 하나로 코딩을 선택하고;

상기 선택된 코딩에 따라 전송 신호를 생성하고;

복수의 안테나들을 통해 상기 전송 신호를 상기 멀리 떨어진 통신 기기로 전송하는 송신기를 포함한다.

바람직하게,

바람직하게, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 상기 채널 추정 및 적어도 하나의 추가적인 채널 추정 중 적어도 하나에 기반하여 복수의 채널 상관 관계들을 계산함에 의해 상기 피드백 신호를 생성한다.

바람직하게, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는:

측면에 따라, 통신 기기는:

공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 및 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑 중 하나로 코딩을 선택하고;

상기 선택된 코딩에 따라 전송 신호를 생성하고; 및

복수의 안테나들을 통해 상기 전송 신호를 멀리 떨어진 통신 기기로 전송하는 송신기를 포함한다.

바람직하게, 상기 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC)은 A 개의 시간 심볼들 및 B 개의 주파수 심볼들의 블록들에서 프로세싱된 N 개의 심볼들을 포함하고, N = A + B이다.

바람직하게, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 상기 A 개의 시간 심볼들 및 B 개의 주파수 심볼들을 결합하여 전송된 데이터를 복원한다.

바람직하게, 상기 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC)은 네 개의 심볼들의 블록들을 두 개의 시간 심볼들 및 두 개의 주파수 심볼들의 결합에 포함시킨다.

바람직하게, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 무선 스테이션(STA)이다.

바람직하게, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 무선 액세스 포인트(AP)이다.

본 발명에 따르면, 채널 추정을 하고, 채널 추정에 기반하여 코딩 방법을 선택하고, 그 코딩 방법을 피드백 신호에 포함시켜서 상대방 통신 기기로 전송함으로써, 통신의 효율성을 높일 수 있다.

도 1은 무선 통신 시스템의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 2는 무선 통신 기기의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 하나 이상의 다양한 측면들 및/또는 실시예들에 따른 액세스 포인트(AP, access point) 및 복수의 무선랜(WLAN, wireless local area network) 기기들의 실시예를 나타낸 도면이다.
도 4는 2 × 1 공간 시간 블록 코딩(STBC, space time block coding) 또는 공간 주파수 블록 코딩(SFBC, space frequency block coding)의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 5는 준직교(quasi-othogonal) 4 × 1 시그널링에 따른 4 × 1 STBC 또는 SFBC의 일 실시예를 나타낸다.
도 6은 준직교 4 × 1 시그널링에 따른 하이브리드(hybrid) 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC)의 일 실시예를 나타낸다.
도 7은 전송기 블록 다이어그램의 일 실시예를 나타낸다.
도 8은 피드백(feedback) 스킴(scheme)의 일 실시예를 나타낸다.
도 9는 준직교 방식에서 4 × 1 공간 시간 블록 코딩(STBC)을 사용하는 데이터 프로세싱의 일 실시예를 나타낸다.
도 10은 각도 피드백을 사용하는 4 × 1 공간 시간 블록 코딩(STBC)을 사용하는 데이터 프로세싱의 일 실시예를 나타낸다.
도 11은 4 × 1 STBC에 대한 혼선 감소의 일 실시예를 나타낸다.
도 12는 c(예를 들어, c=exp(jθ))의 값에 의한 회전을 지닌 비대각 텀(off-diagonal term)들의 일 실시예를 나타낸다.
도 13은 위상 배열된(phase-aligned) 4 × 1 STBC를 사용한 데이터 프로세싱의 일 실시예를 나타낸다.
도 14는 위상 배열된 4 × 1 STBC에 대한 다이버시티(diversity) 개인(gain) 극대화의 일 실시예를 나타낸다.
도 15는 전송기 블록 다이어그램의 일 실시예를 나타낸다.
도 16은 2 × 1 공간 시간 블록 코딩(STBC) 또는 공간 주파수 블록 코딩(SFBC)의 일 실시예를 나타낸다.
도 17은 준직교 4 × 1 시그널링에 따른 4 × 1 STBC 또는 SFBC의 일 실시예를 나타낸다.
도 18은 준직교 4 × 1 시그널링에 따른 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC)의 일 실시예를 나타낸다.
도 19는 4 × 1 시그널링에 따른 코패이스드(co-phased) STBC 및/또는 SFBC의 일 실시예를 나타낸다.
도 20은 4 × 1 시그널링에 따른 STBC 및/또는 SFBC에 대한 다이버시티 게인 극대화의 일 실시예를 나타낸다.
도 21은 6 × 1 시그널링에 따른 코-패이스드(co-phased) STBC 및/또는 SFBC의 일 실시예를 나타낸다.
도 22은 6 × 1 시그널링에 따른 STBC 및/또는 SFBC에 대한 다이버시티 게인 극대화의 일 실시예를 나타낸다.
도 23은 빔포밍(beamforming) 및 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC에 대한 상대 수신기(relative receiver) 신호대 잡음비(SNR, signal to noise ratio) 비교를 포함하는 2N × 1 시그널링에 따른 일반화된 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC의 일 실시예를 나타낸다.
도 24는 3 × 1 시그널링에 따른 STBC 및/또는 SFBC의 일 실시예를 나타낸다.
도 25는 3 × 1 시그널링에 따른 STBC 및/또는 SFBC에 대한 다이버시티 게인 극대화의 일 실시예를 나타낸다.
도 26은 4 × 1 시그널링에 따른 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC의 대안적인 실시예를 나타낸다.
도 27은 6 × 1 시그널링에 따른 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC의 대안적인 실시예를 나타낸다.
도 28은 (예를 들어, 짝수 또는 홀수 개의 전송 안테나들에 대한) Nt × 1 시그널링에 따른 일반화된 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC의 일 실시예를 나타낸다.
도 29는 Nt × 1에 대한 적절한 회전에 대한 솔루션을 포함하는 (예를 들어, 짝수 또는 홀수 개의 전송 안테나들에 대한) Nt × 1 시그널링에 따른 일반화된 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC의 일 실시예를 나타낸다.
도 30은 빔포밍(beamforming) 및 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC에 대한 상대 수신기 신호대 잡음비 비교를 포함하는 Nt × 1 시그널링에 따른 일반화된 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC의 일 실시예를 나타낸다.

도 1은 복수의 기지국들 및/또는 액세스 포인트들(12-16), 복수의 무선 통신 기기들(18-32) 및 네트워크 하드웨어 구성요소(34)를 포함하는 무선 통신 시스템(10)의 일 실시예를 나타내는 다이어그램이다. 무선 통신 기기들(18-32)은 랩탑(laptop) 호스트 컴퓨터들(18 및 26), PDA 호스트들(20 및 30), PC 호스트들(24 및 32) 및/또는 셀룰러 텔레폰 호스트들(22 및 28)일 수 있다. 이런 무선 통신 기기들의 실시예의 세부사항들은 도 2를 참조하여 더 자세히 설명된다.

기지국들(BSs) 또는 액세스 포인트들(APs)(12-16)은 근거리 통신망(LAN, local area network) 연결들(36, 38 및 40)을 통해 네트워크 하드웨어(34)에 실시 가능하게 연결된다. 라우터, 스위치, 브릿지, 모뎀, 시스템 제어기 등일 수 있는 네트워크 하드웨어(34)는 통신 시스템(10)에 대해 광역 통신망(WAN, wide area network) 연결(42)을 제공한다. 각각의 기지국들 또는 액세스 포인트들(12-16)은 그것의 영역 내에서 무선 통신 기기들과 통신하기 위해 관련된 안테나 또는 안테나 어레이(array)를 갖는다. 일반적으로, 무선 통신 기기들은 통신 시스템(10)으로부터 서비스들을 받기 위해 특정 기지국 또는 액세스 포인트(12-14)에 등록한다. 직접 연결(즉, 포인트 투 포인트 통신들)을 위해, 무선 통신 기기들은 할당된 채널을 통해 직접 통신한다.

일반적으로, 기지국들은 셀룰러 텔레폰 시스템들(향상된 모바일 폰 서비스(AMPS, vanced mobile phone services), 모바일 통신을 위한 글로벌 시스템(GSM, Global System for Mobile communications), 코드 분할 다중 접속(CDMA, Code Division Multiple Access), 지역 다지점 분배 서비스(LMDS, local multi-point distribution service), 다채널 다지점 분배 서비스(MMDS, Multi-channel-multi-point distribution system), GSM 에볼루션을 위한 향상된 데이터 레이트(EDGD, Enhanced Data Rates for GSM Evolution), 일반 패킷 라디오 서비스(GPRS, general packet radio service), 고속 하향 패킷 접속(HSDPA, high speed downlink packet access), 고속 상향 패킷 접속(HSUPA, High Speed Uplink Packet Access) 및/또는 그들의 변형들) 및 유사한 타입의 시스템들을 위해 사용되고, 반면 액세스 포인트들은 가정 내 또 빌딩 내 무선 네트워크들(예를 들어, IEEE802.11, 블루투스, 지그비(ZigBee), 네트워크 프로토콜에 기반한 다른 타입의 무선 주파수 및/또는 그들의 변형들)을 위해 사용된다. 특정 타입의 통신 시스템과 무관하게, 각각의 무선 통신 기기는 빌트인(built-in) 라디오를 포함하고 및/또는 라디오에 연결된다. 이런 무선 통신 기기들은 성능을 향상시키고, 비용을 줄이고, 크기를 줄이고, 및/또는 브로드밴드(broadband) 애플리케이션들을 향상시키기 위해 여기에 제시된 바와 같이 본 발명의 다양한 측면들에 따라 동작할 수 있다.

도 2는 호스트 기기(18-32) 및 관련된 라디오(60)를 포함하는 무선 통신 기기의 일 실시예를 나타내는 다이어그램이다. 셀룰러 텔레폰 호스트들에 대해, 라디오(60)는 빌트인 구성요소이다. PDA 호스트들, 랩탑 호스트들, 및/또는 PC 호스트들에 대해, 라디오(60)는 빌트인 또는 외부에 연결된 구성요소일 수 있다. 액세스 포인트들 또는 기지국들에 대해, 구성요소들은 일반적으로 하나의 구조에 저장된다.

설명된 바와 같이, 호스트 기기(18-32)는 프로세싱 모듈(50), 메모리(52), 라디오 인터페이스(54), 입력 인터페이스(58) 및 출력 인터페이스(56)를 포함한다. 프로세싱 모듈(50) 및 메모리(52)는 일반적으로 호스트 기기에 의해 수행되는 대응하는 명령들을 실행한다. 예를 들어, 셀룰러 텔레폰 호스트 기기에 대해, 프로세싱 모듈(50)은 특정 셀룰러 텔레폰 표준에 따라 대응하는 통신 기능들을 수행한다.

라디오 인터페이스(54)는 데이터가 라디오(60)로부터 수신되고 라디오(60)로 전송되는 것을 허용한다. 라디오(60)로부터 수신된 데이터(예를 들어, 인바운드(inbound) 데이터)에 대해, 라디오 인터페이스(54)는 추가적인 프로세싱 및/또는 출력 인터페이스(56)로의 라우팅(routing)을 위해 상기 데이터를 프로세싱 모듈(50)로 제공한다. 출력 인터페이스(56)는 디스플레이, 모니터, 스피커들 등과 같은 수신된 데이터가 디스플레이될 수 있는 출력 디스플레이 기기로의 연결을 제공한다. 라디오 인터페이스(54)는 또한 데이터를 프로세싱 모듈(50)로부터 라디오(60)로 제공한다. 프로세싱 모듈(50)은 입력 인터페이스(58)를 통해 키보드, 키패드, 마이크로폰 등과 같은 입력 기기로부터 아웃바운드(outbound) 데이터를 수신하거나 그 자신이 데이터를 생성할 수 있다. 입력 인터페이스(58)를 통해 수신된 데이터에 대해, 프로세싱 모듈(50)은 데이터에 대해 대응하는 호스트 기능을 수행하고 및/또는 그것을 라디오 인터페이스(54)를 통해 라디오(60)로 전송할 수 있다.

라디오(60)는 호스트 인터페이스(62), 기저대역(baseband) 프로세싱 모듈(64), 메모리(66), 복수의 무선 주파수(RF, radio frequency) 전송기들(68-72), 송수신(T/R, transmit/receive) 모듈(74), 복수의 안테나들(82-86), 복수의 RF 수신기들(76-80) 및 국부 발진(local oscillation) 모듈(100)을 포함한다. 기저대역 프로세싱 모듈(64)은 메모리(66)에 저장된 사용가능한 명령들과 결합하여 디지털 수신기 기능들 및 디지털 송신기 기능들을 각각 실행한다. 작동 중에, 라디오(60)는 호스트 인터페이스(62)를 통해 호스트 기기로부터 아웃바운드 데이터(889)를 수신한다. 기저대역 프로세싱 모듈(64)은 아웃바운드 데이터(88)를 수신하고 모드 선택 신호(102)에 기반하여 하나 이상의 아웃바운드 심볼 스트림들(90)을 생성한다.

기저대역 프로세싱 모듈(64)은 모드 선택 신호(102)에 기반하여 출력 데이터(88)로부터 하나 이상의 아웃바운드 심볼 스트림들(90)을 생성한다. 예를 들어, 모드 선택 신호(102)가 선택된 특정 모드를 위해 하나의 전송 안테나가 사용된다는 것을 표시하면, 기저대역 프로세싱 모듈(64)은 하나의 아웃바운드 심볼 스트림(90)을 생성할 것이다. 그 대신에, 모드 선택 신호가 2, 3 또는 4 안테나들을 표시하면, 기저대역 프로세싱 모듈(64)은 안테나의 개수에 대응하여 출력 데이터(88)로부터 2, 3 또는 4 출력 심볼 스트림들(90)을 생성할 것이다.

기저대역 모듈(64)에 의해 생성된 아웃바운드 스트림들(90)의 개수에 따라, 대응하는 개수의 RF 전송기(68-72)가 아웃바운드 심볼 스트림들(90)을 아웃바운드 RF 신호들(92)로 변환하기 위해 활성화될 것이다. 송수신 모듈(74)은 아웃바운드 RF 신호들(92)을 수신하여 각각의 RF 신호를 대응하는 안테나(82-86)로 제공한다.

라디오(60)가 수신 모드일 때, 송수신 모듈(74)은 안테나들(82-86)을 통해 하나 이상의 인바운드 RF 신호들을 수신한다. 송수신 모듈(74)은 인바운드 RF 신호들(94)를 하나 이상의 RF 수신기(76-80)로 제공한다. RF 수신기(76-80)는 인바운드 RF 신호들(94)을 대응하는 개수의 인바운드 심볼 스트림들(96)로 변환한다. 인바운드 심볼 스트림들(96)의 개수는 데이터가 수신되는 특정 모드에 대응한다. 기저대역 프로세싱 모듈(64)은 인바운드 심볼 스트림들(90)을 수신하고 그들을 호스트 인터페이스(62)를 통해 호스트 기기(18-32)로 제공되는 인바운드 데이터(98)로 변환한다.

도 3은 본 발명의 하나 이상의 다양한 측면들 및/또는 실시예들에 EK라 동작하는 액세스 포인트(AP, access point) 및 복수의 무선 LAN(wireless local area network)의 실시예를 나타낸 다이어그램이다. AP 포인트(300)은 임의의 개수의 통신 프로토콜들 및/또는 표준들, 예를 들어, IEEE 802.11(a), IEEE 802.11(b), IEEE 802.11(g), IEEE 802.11(n)와 호환될 뿐만 아니라 발명의 다양한 측면들과 부합된다. 본 발명의 특정 측면들에 따르면, AP는 IEEE 802.11x 표준들의 이전 버전들과도 후호환성(backwards compatibility)을 잘 지원한다. 본 발명의 다른 측면들에 따르면, AP(300)는 이전 IEEE 802.11x 동작 표준들에 의해 지원되지 않는 채널 대역폭들, 미모(MIMO) 디멘젼(dimension)들, 및 데이터 쓰루풋(throughput) 레이트들로 WLAN 기기들(302, 304 및 306)과의 통신을 지원한다. 예를 들어, 액세스 포인트(300) 및 WLAN 기기들(302, 304 및 306)은 이전 버전 기기들의 그것들 및 40MHz부터 1.28GHz 및 그 이상까지의 채널 대역폭들을 지원할 수 있다. 액세스 포인트(300) 및 WLAN 기기들(302, 304 및 306)은 MIMO 디멘젼을 4×4 및 그 이상까지 지원한다. 이 특성들로 인해, 액세스 포인트(300) 및 WLAN 기기들(302, 304 및 306)은 데이터 쓰루풋 레이트들 1GHz 및 그 이상까지 지원할 수 있다.

AP(300)는 WLAN 기기들(302, 304 및 306)의 하나 이상과의 동시 통신을 지원한다. 동시 통신들은 OFDM 톤 할당들(예를 들어, 주어진 클러스터(cluster)에서 특정 개수의 OFDM 톤들), MIMO 디멘젼 다중화, 또는 다른 기술들을 통해 서비스될 수 있다. 몇몇 동시 통신들에서, 예를 들어, AP(300)는 각 WLAN 기기(302, 304 및 306)와의 통신을 각각 지원하기 위해 그것의 복수의 안테나들 중 하나 이상을 할당할 수 있다.

더욱이, AP(300) 및 WLAN 기기들(302, 304 및 306)은 IEEE 802.11(a), (b), (g) 및 (n) 동작 표준들과 후호환된다. 이런 후호환성을 지원할 때, 이 기기들은 이 이전 동작 표준들과 일치하는 신호 포맷들 및 구조들을 지원한다.

일반적으로, 여기서 설명되는 바와 같이 통신은 단일 수신기에 의한 수신 또는 복수의 개별적인 수신기들(예를 들어, 멀티-수신기 어드레스를 지닌 단일의 전송과는 다른 멀티-유저 다중입출력(MU-MIMO, multi-user multiple input multiple output) 및/또는 OFDMA 전송들을 통한)을 대상으로 할 수 있다. 예를 들어, 하나의 OFDMA 전송은 다른 톤들 또는 톤들의 세트들(예를 들어, 클러스터들 또는 채널들)을 사용하여 정보의 별개의 세트들을 전송하고, 정보의 세트의 각각의 세트는 시간 영역에서 동시에 하나 이상의 수신기들로 전송된다. 다시, 하나의 사용자에게 전송된 OFDMA 전송은 OFDM 전송과 동일하다(예를 들어, OFDM은 OFDMA의 서브세트로 보일 수 있다). 단일의 MU-MIMO 전송은 공통 세트의 톤들에 걸쳐 공간-다이버스(diverse) 신호들을 포함할 수 있고, 각각은 별개의 정보를 포함하고 각각은 하나 이상의 별개의 수신기들로 전송된다. 몇몇 단일의 전송들은 OFDMA 및 MU-MIMO의 결합일 수 있다. 여기서 설명된 바와 같이, 멀티 유저(MU, Multi-user)는 동시에 적어도 하나의 클러스터(예를 들어, 적어도 하나의 밴드 내의 적어도 하나의 채널)를 공유하는 복수의 사용자들로 보일 수 있다.

설명된 MIMO 송수신기(transceiver)들은 SISO, SIMO 및 MISO 송수신기들을 포함할 수 있다. 이런 통신들(예를 들어, OFDMA 통신들)을 위해 사용되는 클러스터들은 연속적(예를 들어, 서로 인접한)이거나 불연속적(예를 들어, 밴드 갭(gap)의 가드 인터벌(guard interval)에 의해 분리된)일 수 있다. 상이한 OFDMA 클러스터들에서의 전송들은 동시적 또는 비동시적일 수 있다. 여기서 설명된 바와 같이 이런 무선 통신 기기들은 단일의 클러스터 또는 그것의 임의의 결합을 통한 통신들을 지원할 수 있다. 이전 사용자들과 새로운 버전의 사용자들(예를 들어, TGac MU-MIMO, OFDMA, MU-MIMO/OFDMA 등)은 주어진 시간에 대역폭을 공유할 수 있고 또는 특정 실시예들에 대해서는 그들은 다른 시간에 스케줄될 수 있다. 이런 MU-MIMO/OFDMA 전송기(예를 들어, AP 또는 STA)는 (시간 다중화된 것과 같이) 하나의 합쳐진 패킷에서 동일한 클러스터(예를 들어, 적어도 하나의 밴드 내의 적어도 하나의 채널)에서 하나 이상의 수신하는 무선 통신 기기(예를 들어, STA)로 패킷을을 전송할 수 있다. 이런 경우에, 채널 트레이닝(channel training)이 각각의 수신하는 무선 통신 기기들(예를 들어, STA들)로의 모든 통신 링크들에 대해 요구될 수 있다.

도 4는 2×1 공간 시간 블록 코딩(STBC) 또는 공간 주파수 블록 코딩(SFBC)의 실시예(400)를 나타낸다. 이 다이어그램에 대해 보여진 바와 같이, 통신들은 적어도 두 개의 각각의 통신 기기들 사이에서 지원된다. 예를 들어, 통신 기기들 중 하나는 액세스 포인트(AP)일 수 있고, 통신 기기들 중 다른 하나는 무선 스테이션(STA)일 수 있다. 그렇지 않으면, 통신들은 두 개의 각각의 STA들 사이에서 실시될 수 있다. 일반적으로 말해서, 이런 치료(medication)는 두 개의 각각의 무선 통신 능력이 있는 통신 기기들 사이에서 실시될 수 있다.

이 다이어그램에서, 시간상으로 인접한 두 개의 OFDM 심볼들이 복수의 전송 안테나들 각각으로 제공되는 것으로 보여진다. 이 예시적인 실시예에서, 복수의 전송 안테나들은 두 개의 전송 안테나들을 포함하나, 대안적인 실시예들은 본 발명의 범위 및 개념으로부터 벗어나지 않고 더 많은 전송 안테나들을 포함할 수 있다는 것은 물론 주목된다. 추가적으로, 전송 안테나들 각각과 수신기 통신 기기의 수신 안테나 사이의 각각의 경로들(예를 들어, h₁ 및 h₂)은 적어도 시간 t₁ 및 t₂의 네개의 인스턴스(instance)들 또는 기간들에 대해 비교적 정적이거나 비교적 동일한 것으로 가정된다.

이 다이어그램에 대해, 상이한 각각의 동작 모드들 사이의 선택이 2×1 STBC 및 SFBC를 수행할 수 있는 전송기 통신 기기에 따라 만들어진다. 두 개의 인접한 OFDM 심볼들의 수신을 버퍼링하고, 각각의 통신 경로들(예를 들어, h₁ 및 h₂)이 비교적 정적이거나 비교적 동일하다고 가정함에 의해, STBC에 따른 시그널링이 다이어그램의 중간부분에 대략적으로 보여진다. 예를 들어, 통신 채널이 시간의 함수에 따라 크게 변하지 않는다면, STBC 시그널링이 이용될 수 있다.

그러나, 통신 채널이 시간의 함수에 따라 비교적 빠르게 변하나 주파수에 대해서는 비교적 평탄한 반응을 갖는다면, SFBC(예를 들어, OFDM 심볼 내의 2 개의 인접한 톤들)를 실시하기 위해 STBC의 t_i를 f_i로 대체함으로써 SFBC 시그널링이 대신에 사용될 수 있다.

이 다이어그램에 대해 이해될 수 있는 바와 같이, 전송기 어플리케이션 기기 및 수신기 통신 기기 사이의 통신 채널과 관련된 적어도 하나의 특성에 따라, 현재 동작 상태들에 대해 적절히 조정되고 가장 적합한 적절한 코딩 모드가 선택된다.

도 5는 준직교 4×1 시그널링에 따른 4×1 STBC 또는 SFBC의 실시예(500)를 나타낸다. 또한, 이 다이어그램에 대해, 통신들은 적어도 두 개의 각각의 통신 기기들 사이에서 지원된다. 예를 들어, 통신 기기들 중 하나는 액세스 포인트(AP)일 수 있고, 통신 기기들 중 다른 하나는 무선 스테이션(STA)일 수 있다. 그렇지 않으면, 통신들은 두 개의 STA들 사이에서 실시될 수 있다. 일반적으로 말해서, 이런 치료들은 두 개의 각각의 무선 통신 능력이 있는 무선 기기들 사이에서 실시될 수 있다.

이 다이어그램에서, 시간상으로 인접한 4 개의 OFDM 심볼들이 복수의 전송 안테나들 각각으로 제공되는 것으로 보여진다. 이 예시적인 실시예에서, 복수의 전송 안테나들은 두 개의 전송 안테나들을 포함하나, 대안적인 실시예들은 본 발명의 범위 및 개념으로부터 벗어나지 않고 더 많은 전송 안테나들을 포함할 수 있다는 것은 물론 주목된다. 추가적으로, 전송 안테나들 각각과 수신기 통신 기기의 수신 안테나 사이의 각각의 경로들(예를 들어, h₁ 및 h₂,h₃ 및 h₄)은 적어도 시간 t₁, t₂, t₃ 및 t₄의 네 개의 인스턴스(instance)들 또는 기간들에 대해 비교적 정적이거나 비교적 동일한 것으로 가정된다.

다른 실시예들에서 설명된 바와 유사하게, 송신기 애플리케이션 기기와 수신기 통신 기기 사이의 통신 채널과 관련된 적어도 하나의 특성에 따라, 현재 동작 상태들에 대해 적절히 조정되고 가장 적합한 적절한 코딩 모드가 선택될 수 있다.

도 6은 준직교 4×1 시그널링에 따른 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC)의 실시예(600)를 나타낸다. 이 다이어그램에 대해, 4 개의 다른 심볼들이 두 개 각각의 시간 스냅샷(snapshot)들에 걸쳐 그리고 두 개의 각각의 톤 스냅샷들에 걸쳐 구현될 수 있다. 예를 들어, 두 개의 각각의 시간들, t0 및 t1을 고려하면, 각각의 톤들, f0 및 f1이 다이어그램의 남겨진 중간 부분에 대응하게 보여진다.

예를 들어, 두 개의 인접한 OFDM 심볼들 t0, t1 및 심볼 내의 두 개의 인접한 톤들 f0, f1은 공간 코딩 뿐만 아니라 시간 및 주파수 코딩을 실시하기 위해 이용될 수 있다. 두 개의 인접한 톤들을 가진 두 개의 인접한 OFDM 심볼들의 수신을 버퍼링함에 의해, 수신기 통신 기기는 시간 상에서 두 개의 심볼들 및 주파수 상에서(예를 들어, 톤들 상에서) 두 개의 심볼들을 동시에 결합하도록 구현될 수 있다. 이 코딩 스킴에 따른 동작은 채널 반응이 느린 페이딩(fading) 채널과 평탄한 주파수 반응보다 작은 것 사이의 어딘가에 있을 때 만들어질 수 있다. 다시 말해서, 이 코딩 스킴에 따른 선택은 STBC 또는 SFBC가 혼자 최적의 선택이 될 수 없을 때 만들어진다.

도 7은 전송기 블록 다이어그램의 실시예(700)를 나타낸다. 특히, RF 송신기들(68-72)과 같은 RF 송신기는 멀리 떨어진(remote) 통신 기기(수신기 또는 RX 통신 기기)와 통신중인 통신 기기(송신기 또는 TX 통신 기기)를 보여준다. 작동 중에, 기저대역 프로세싱 모듈(64)과 같은 멀리 떨어진 통신 기기의 기저대역 프로세싱 모듈은 통신 기기와 멀리 떨어진 통신 기기 사이의 적어도 하나의 통신 경로의 채널 추정을 생성한다. 기저대역 프로세싱 모듈은 채널 추정에 기반하여 공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 및 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑 중 선택된 하나를 포함하는 피드백 신호를 생성하기 위해 작동한다. 멀리 떨어진 통신 기기의 RF 송신기(68-72)는 통신 기기로 피드백 신호를 전송한다. RF 수신기(76-80)와 같은 통신 기기의 수신기는 피드백 신호를 수신한다. 통신 기기의 송신기는 피드백 신호에 기반하여 공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 및 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑 중 하나로서 코딩을 선택한다. 이에 대응하여, 송신기는 선택된 코딩에 따라 전송 신호를 생성하고 전송 신호를 복수의 안테나들을 통해 멀리 떨어진 통신 기기로 전송한다.

이 예에서, 인코더(encoder)는 인코딩된 비트스트림(bitstream)을 생성하기 위해 적어도 하나의 정보 비트를 인코딩하도록 구현될 수 있다. 인터리버(interleaver)(π)는 인코딩된 비트스트림에 대해 작동하고, 심볼 맵퍼는 인터리버로부터의 출력을 프로세스하여 신호를 STBC 인코더로 제공한다. STBC 인코더는 많은 각각의 작동 인코딩 모드들에 따라 작동할 수 있는 적응적 및/또는 설정가능한 인코더로 볼일 수 있다. 예를 들어, 선호되는 일 실시예에서, STBC 인코더로부터의 출력은 공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 또는 단일 스트림으로부터 각각의 전송 안테나들 모두로의 공간 맵핑이다.

이 다이어그램 등에 대해 이해될 수 있는 바와 같이, 이 예시적인 실시예가 4 개의 전송 안테나들을 포함하는 반면, 본 발명의 범위 및 개념으로부터 벗어남이 없이 상이한 각각의 개수의 전송 안테나들이 대신에 사용될 수 있다.

송신기 통신 기기의 STBC 인코더 내에서 수행되는 동작은 수신기 통신 기기로부터 제공되는 피드백에 기반하여 만들어질 수 있다. 예를 들어, 4 개의 각각의 작동 모드들이 사용된다면, 4 개의 각각의 작동 모드들 중 어떤 것이 피드백 신호 내에서 표시될 수 있도록 피드백은 2 비트로 구성될 수 있다. 예를 들어, 수신기 통신 기기는 통신 채널을 측정하고 채널과 관련된 적어도 하나의 특성에 기반하여 코딩 스킴을 선택하도록 이용될 수 있다.

도 8은 피드백 스킴의 실시예(800)를 나타낸다. 작동 중에, 기저대역 프로세싱 모듈(64)과 같은 멀리 떨어진 통신 기기(수신기 또는 RX 통신 기기)의 기저대역 프로세싱 모듈은 RX 통신 기기와 TX 통신 기기 사이의 적어도 하나의 통신 경로의 채널 추정에 기반하여 코딩 타입을 선택하는 피드백 신호를 생성한다. 예를 들면, 기저대역 프로세싱 모듈은 공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 및 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑 중 선택된 하나를 포함하는 피드백 신호를 생성하도록 동작한다.

다양한 실시예들에서, 상이한 각각의 타입의 피드백이 이용될 수 있다. 코딩 스킴 중 하나를 선택하는데 사용되는 기준의 일례는 채널 상관 관계(correlation)(예를 들어, |h₁| =1일 때)에 기반한다. 예를 들어, 상이한 각각의 상관 관계 함수들이 사용될 수 있다. 이 다이어그램에서, 시간상의 제1 상관 관계, 주파수상의 제2 상관 관계 및 시간 및 주파수 둘다상의 제3 상관 관계가 사용될 코딩의 적절한 형태를 선택하는데 사용을 위해 이용될 수 있다.

또한, 임계치(threshold)(예를 들어, a, b, c의 최대값은 어떤 임계치 d보다 작다는 것을 보증하고, 여기서 d는 0과 1 사이의 디자인 파라미터임)는 이 공간 코딩 동작 모드들 중 어떤 것이 적어도 이용될지 여부를 결정하기 위해 이용될 수 있다. 예를 들어, 이런 제약에 따른 비교가 알맞게 비교하지 않을 때, 공간 코딩은 전혀 수행되지 않을 수 있고; 예를 들어, STBC가 이런 예에서 선택될 수 있다. 대신에, 이런 제약에 대한 비교가 사실 알맞게 비교할 때, (예를 들어, 시간, 주파수 또는 시간 및 주파수 둘 다에 따른) 이 공간 코딩 작동 모드들 중 하나가 선택될 수 있다.

일반적으로 말해서, 통신 채널의 적어도 하나의 특정의 측정으로, 주어진 통신 기기(예를 들어, 수신기 통신 기기)는 시간 및/또는 주파수에 걸친 통신 채널의 변경, 변동 등에 관계된 정보를 가질 것이다. 통신 채널이 더 많이 변경되거나 변동할 수록, 직교성은 공간 블록 코딩 구조에 따라 더 많이 깨질 수 있다. 이해될 수 있는 바와 같이, 이런 직교성의 손실은 성능에 해로운 영향을 줄 수 있고, 극심한 자기-간섭을 초래할 수 있다. 따라서, 하나의 통신 기기(예를 들어, 수신기 통신 기기)는 다른 통신 기기(예를 들어, 송신기 통신 기기)에게 어떤 작동 모드가 추천되는지를 표시하는 신호(예를 들어, 4 개의 가능한 작동 모드들 중 임의의 하나의 선택을 허용하는 일 실시예에서 2 비트를 포함하는 피드백 패킷)를 전송할 수 있다.

시간 및/또는 주파수에서의 상관 관계 측정이 이 공간 블록 직교성을 관리하기에 효율적으로 적합한 바람직한 임계치와 일치하지 않는다면, 통신 기기(예를 들어, 수신기 통신 기기)는 STBC가 전혀 사용되어서는 안된다는 것을 표시하는 신호를 전송할 수 있다.

일반적으로 말해서, STBC 코딩 구조는 공간 블록에서 동일한 채널 응답의 가정에 기반하여 그것의 직교성을 유지한다. 그러나, 사실은 공간 블록에서 채널 응답의 변동성이 있다면, 자기-간섭으로부터의 신호들의 수신은 성능에 해로운 영향을 줄 수 있다. 선호되는 실시예에서, 통신 기기(예를 들어, 수신기의 통신 기기)는 다른 통신 기기(예를 들어, 송신기 통신 기기)로 어떤 작동 모드가 추천되는지를 표시하는 신호를 전송할 수 있다.

도 9는 준직교 방식에서 4×1 공간 시간 블록 코딩(STBC)을 사용하는 데이터 프로세싱의 실시예(900)를 나타낸다. 이 다이어그램 각각에서 보여질 수 있는 바와 같이, 적어도 두 개의 각각의 통신 기기들 사이에서 통신들이 지원된다. 예를 들어, 통신 기기들 중 하나는 액세스 포인트(AP)일 수 있고 통신 기기들 중 다른 하나는 무선 스테이션(STA)일 수 있다. 그렇지 않으면, 통신들이 두 개의 각각의 STA들 사이에서 실시될 수 있다. 일반적으로 말해서, 이런 치료들은 두 개의 각각의 무선 통신이 가능한 통신 기기들 사이에서 실시될 수 있다.

이 다이어그램에서, 시간상으로 인접한 4 개의 OFDM 심볼들이 복수의 전송 안테나들 각각으로 제공되는 것으로 보여진다. 이 예시적인 실시예에서, 복수의 전송 안테나들은 4 개의 전송 안테나들을 포함하나, 대안적인 실시예들은 본 발명의 범위 및 개념으로부터 벗어나지 않고 더 많은 전송 안테나들을 포함할 수 있다는 것은 물론 주목된다. 추가적으로, 전송 안테나들 각각과 수신기 통신 기기의 수신 안테나 사이의 각각의 경로들(예를 들어, h₁ 및 h₂,h₃ 및 h₄)은 적어도 시간 t₁, t₂, t₃ 및 t₄의 네 개의 인스턴스(instance)들 또는 기간들에 대해 비교적 정적이거나 비교적 동일한 것으로 가정된다.

이런 작동들에 따르면, 직교 시퀀스들이 OFDM 시그널링에 따라 홀수 번의 톤들에서 전송된다.

도 10은 각도 피드백을 사용하는 4×1 공간 시간 블록 코딩(SRBC)을 사용하는 데이터 프로세싱이 실시예(1000)를 나타낸다. 이 다이어그램에 대해, 각각의 통신 경로들 중 첫 번째 하나, h₁에 대응하는 것과 같은 제1 안테나들(예를 들어, 안테나 1)은 그것이 단일입출력(SISO, single-input-single-output) 통신 시스템인 것처럼 직교 시퀀스를 전송한다. 각각의 안테나들의 다른 것(예를 들어, 안테나 2, 3 및 4)은 항상 c와 관련된 적절한 위상 회전을 가진 결합/재정리된 신호를 전송한다.

도 11은 4×1 STBC에 대한 혼선 감소의 실시예(1100)이다. 4×1 STBC에 대해, 이 위상 회전, c는 다이어그램에 보여진 바와 같이 매트릭스의 비대각항(off-diagonal terms)을 최소화하도록 적절히 선택될 수 있다. 바람직하다면, 피드백의 가장 간단한 형태는 하나의 단일 비트를 통해 실시될 수 있다.

도 12는 c(예를 들어, c = exp(jθ))의 값에 의한 회전을 가진 비대각항의 실시예(1200)를 나타낸다. 이 다이어그램은 일반적으로 얼마나 많은 위상회전이 실시될 수 있는지를 보여준다. 예를 들어, δ는 ε와 ε'사이의 상대적인 차이를 보여준다. 다이어그램에 의해 보여질 수 있는 바와 같이, 값 c에 의한 적절한 회전을 실시한 후, 현저히 많이 더 작은 δ'(예를 들어, 수정된 δ)가 있다. 일반적으로 말해서, 이런 적절한 회전에 따라, δ의 크기는 상당히 감소할 수 있다.

도 13은 위상 배열된 4×1 STBC를 사용한 데이터 프로세싱의 실시예(1300)를 나타낸다. 일반적으로 말해서, 여기서 묘사된 어떤 예시적인 실시예들은 4 개의 각각의 전송 안테나들의 사용을 나타내나, 상이한 각각의 개수의 전송 안테나들이 본 발명의 범위 및 개념을 벗어나지 않고 대신에 사용될 수 있다는 것은 물론 주목된다.

이런 통신 시스템들에서의 통신들에 따라, 통신들은 공간 시간 블록 코딩(STBC)에 따라 실시될 수 있다. 알라무티(Alamouti) 쌍들(2Ns×Ns)을 사용하여 동작할 때, 여기서 Ns는 스트림들의 개수이고, 2Ns는 전송 안테나들의 개수이여서 전송 안테나들의 개수는 일반적으로 스트림들의 개수의 두배라고 이해된다. 복수의 각각의 전송 안테나들이 이용가능할 때(예를 들어, 4 개의 각각의 전송 안테나들이 이용 가능할 때), 그 각각의 전송 안테나들은 하나의 스트림을 위해 사용될 수 있다. 여기서, STBC가 알라무티 쌍들(예를 들어, 2 OFDM 심볼들의 배수)의 유사한 제약을 혀용하기 위해 사용될 수 있는 새로운 접근이 제시된다. 예를 들어, 수정된 STBC는 알라무티 쌍들의 유사한 제약에 따라 동작하도록 이용될 수 있다.

예시적인 실시예를 보여주는 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 각각의 인접한 OFDM 심볼들은 4 개의 각각의 전송 안테나들을 통해 알라무티 쌍들에 따라 전송된다. 따라서, 단지 2 개의 각각의 OFDM 심볼들이 버퍼링될 필요가 있다.

4 개의 각각의 전송 안테나들을 가진 이 실시예를 고려하면, 안테나들 3 및 4는 회전을 가진 동일한 알라무티 쌍들(예를 들어 공간에 걸쳐 반복된)을 전송한다. 제2 알라무티 쌍은 제1 알라무티 쌍과 위상 배열되도록 회전된다. 일반적으로 말해서, 새롭고 수정된 STBC가 빔포밍에 따라 생성된다.

물론 4 개보다 많은 각각의 전송 안테나들이 이용될 수 있고 알라무티 쌍들(예를 들어, 2 OFDM 심볼들의 배수)의 제약에 따른 작동의 원리가 그것 때문에 수행될 수 있다는 것이 주목된다.

도 14는 위상 배열된 4×1 STBC에 대한 다이버시티 게인 최대화의 실시예(1400)를 나타낸다. 이 다이어그램에 대해 보여진 바와 같이, 이런 위상 배열된 4×1 STBC에 대해 다이어그램의 아래 왼쪽 부분에 보여진 매트릭스의 대각 항들을 최대화하기 위해 적절히 선택된 회전, c가 만들어질 수 있다. 상이한 각각의 형태들의 피드백이 제공될 수 있고 가장 단순한 형태의 피드백은 단일 비트를 포함할 수 있다.

도 15는 전송기 블록 다이어그램의 실시예(1500)를 나타낸다. 이 다이어그램은 송신기 통신 기기가 구현될 수 있는 일반적인 실시예를 보여준다. 인코더는 적어도 하나의 정보 비트를 인코딩하도록 동작하여 인코딩된 비트스트림을 생성하고, 비트스트림은 인코딩된 비트스트림을 두 개의 각각의 경로들을 통해 제공될 수 있도록 나누는 파서(parser)로 제공된다. 각 각각의 경로는 각각의 인터리버(π) 및 심볼 맵퍼를 포함한다. 따라서, STBC 인코더는 전송 안테나들의 각각의 개수에 대응하는 복수의 각각의 경로들을 통해 전송될 각각의 스트림들을 생성하도록 동작한다. 이 점에서, 회전 매트릭스, P는 하나의 스트림부터 전송 안테나들의 개수에 대응하는 복수의 각각의 스트림들까지 적절한 벡터 맵핑을 실시하도록 이용될 수 있다.

이해될 수 있는 바와 같이, 매트릭스, H는 사이클릭 시프트 딜레이(CSD, cyclic shift delay), Q(예를 들어, 빔포밍[BF]) 및 공기 중의 채널들을 포함한다. (예를 들어, 이진 위상 편이 변조(BPSK, Binary Phase Shife Keying) 변조에 따른) LTRN는 STBC에 의해 인코딩되지 않고, 컨볼루션(convolution) 코딩에 의해 인코딩된다. 다시, CSD는 사이클릭 시프트 딜레이(주파수 영역에서 위상 회전)를 나타내고, Q는 (빔포밍에 대한) 스티어링(steering) 매트릭스이다.

만일 원한다면, Q 매트릭스에서 적절히 추가된 추가적인 회전 q가 다음과 같이 포함될 수 있다:

이해될 수 있는 바와 같이, 복수의 각각의 전송 안테나들이 단일 스트림 STBC에 대해 이용될 수 있는 새로운 접근들이 제시된다. 예를 들어, 하나의 가능한 구현에서, 4 개의 전송 안테나들이 단일 스트림 STBC에 따라 구현될 수 있다. 일반적으로 말해서, 각각의 변경 프레임 포맷이 요구되지 않고, 동작은 2 Tx를 지닌 각각의 알라무티 쌍 작동을 사용하여 실시될 수 있다. 예를 들어, 4 개의 전송 안테나들을 포함하는 실시예를 고려하면, 동작은 2 Tx를 지닌 알라무티 쌍으로 실시될 수 있다.

일반적으로 말해서, 송신기 통신 기기의 관점으로부터, 동일한 신호들이 더 큰 다이버시티 게인을 얻기 위해 공간에 걸쳐 반복될 수 있다. 그러나, 수신기 통신 기기의 관점으로부터, 디코딩 프로세스는 2 Tx STBC(예를 들어, 그러나, 이런 실시예는 실제로 4 개의 전송 안테나들을 포함할 수 있음)에서와 같이 2 OFDM 쌍들을 이용할 것이다. 임의의 추가의 0 값 비트 패딩(extra zero valued bit padding)이 OFDM 심볼들의 특정 개수의 배수들(예를 들어, 4 개의 각각의 오디오 심볼들)을 달성하기 위해 각각의 스트림들을 채울 필요는 없다.

어떤 실시예들에서, 수신기 통신 기기로부터 제공된 피드백 신호는 반복된 알라무티 쌍의 적절한 회전을 실시하기 위해 이용될 수 있다. 즉, 제2 알라무티 쌍은 제1 알아무티 쌍의 회전되고 위상 배열된 버전으로 보여질 수 있다. 원한다면, 수신기 통신 기기로부터 제공된 피드백 신호는 제1 알라무티 쌍에 기반하여 제2 알라무티 쌍의 생성에 대해 사용될 수 있다.

널 데이터 패킷(NDP, null data packet) 또는 널 데이터 패킷 어나운스먼트(NDP-A, null data packet announcement)의 유사한 시퀀스가 이용될 수 있다. 예를 들어, 빔포밍 피드백에 따라 사용되는 것과 같은 시그널링이 이용될 수 있다. 예를 들어, NDP-A의 하나의 비트는 사운딩(sounding) 프레임이 폐루프 4 Tx 단일 스트림 STBC에 대한 것인지 빔포밍에 대한 것인지 여부를 표시하기 위해 사용될 수 있다. 빔포밍 피드백과 유사한 피드백 프레임들이 사용될 수 있으나, 그것 안에 포함되는 정보가 상당히 더 적을 수 있다(예를 들어, OFDM 시그널링에 따라 톤 당 겨우 한 비트, 또는 피드백 정보의 그룹핑이 수행되면 심지어 더 적은 오버헤드). 그러나, 피드백 정보를 사용하는 실제 데이터 전송은 수신기 통신 기기에 대해 명백할 것이다. 즉, 수신기 통신 기기는 송신기 통신 기기가 피드백 각들 또는 단일 스트림 STBC를 적용하는지 여부를 명백히 알 필요가 없다.

STBC에 따라 이런 위상 배열을 사용하는 것은 유사하게 구현된 직교 STBC에 대해 상당한 성능 게인을 제공할 수 있다. 추가적으로, 이런 프로세싱은 기저대역 프로세서 내에서 실행될 수 있고 그렇게 함으로써 임의의 하드웨어 변경들을 요구하지 않는다. 일반적으로, 이런 위상 배열된 STBC 프로세싱은 복수의 각각의 알라무티 쌍들을 모방하도록 작동한다. 4 개의 전송 안테나들을 가진 실시예를 고려하면, 이런 위상 배열된 STBC 프로세싱은 2 개의 각각의 알라무티 쌍들을 모방하도록 동작하여 제2 알라무티 쌍이 제1 알라무티 쌍에 대해 위상 회전되고 배열된다. 추가적으로, 피드백(예를 들어, 톤 당 1 또는 2 비트)의 폼을 포함하는 실시예들 내에서, 종래의 빔포밍과 비교할 때 피드백 오버헤드의 상당한 절약이 성취될 수 있다.

도 16은 2×1 공간 시간 블록 코딩(STBC) 또는 공간 주파수 블록 코딩(SFBC)의 실시예(1600)를 나타낸다. 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 적어도 두 개의 각각의 통신 기기들 사이의 통신들이 지원된다. 이 다이어그램에서, 시간 상에서 2 개의 인접한 OFDM 심볼들이 각각 복수의 전송 안테나들로 제공되는 것처럼 보인다. 이 예시적인 실시예에서, 복수의 전송 안테나들은 2 개의 전송 안테나들을 포함하나, 본 발명의 범위 및 개념으로부터 벗어나지 않고 다른 실시예들은 더 많은 전송 안테나들을 포함할 수 있다. 추가적으로, 전송 안테나들 각각과 수신기 통신 기기의 수신 안테나 사이의 각각의 경로들(예를 들어, h₁ 및 h₂)은 적어도 시간 t₁ 및 t₂의 네 개의 인스턴스들 또는 기간들에 대해서 비교적 정적이거나 비교적 동일하다고 가정된다.

이 다이어그램에 대해, 상이한 각각의 작동 모드들 사이의 선택이 2×1 STBC 및 SFBC를 수행할 수 있는 송신기 통신 기기에 따라 만들어진다. 두 개의 인접한 OFDM 심볼들의 수신을 버퍼링하고 각각의 통신 경로들(예를 들어, h₁ 및 h₂)이 비교적 정적이거나 비교적 동일하다고 가정함에 의해, STBC에 따른 시그널링은 다이어그램이 중간부분에 대략적으로 보인다. 예를 들어, 통신 채널이 시간의 함수로서 명백해 변하지 않는다면, STBC 시그널링은 이용될 수 있다.

그러나, 통신 채널이 시간의 함수에 따라 비교적 빠르게 변하나 주파수에 대해 비교적 평탄한 반응을 가지면, SFBC를 실시하기 위해 STBC의 t_i를 f_i로 대체함에 의해 SFBC 시그널링이 대신에 이용될 수 있다(예를 들어, OFDM 심볼 내의 2 개의 인접한 톤들).

도 17은 준직교 4×1 시그널링에 따른 4×1 STBC 또는 SFBC의 실시예(1700)를 나타낸다. 또한, 이 다이어그램에 대해, 적어도 두 개의 각각의 통신 기기들 사이의 통신들이 지원된다. 예를 들어, 통신 기기의 하나는 액세스 포인트(AP)일 수 있고, 통신 기기의 다른 하나는 무선 스테이션(STA)일 수 있다. 그렇지 않으면, 통신들은 두 개의 각각의 STA들 사이에서 실시될 수 있다. 일반적으로 말해서, 이런 치료들은 두 개의 각각의 무선 통신할 수 있는 통신 기기들 사이에서 실시될 수 있다.

이 다이어그램에서, 4 개의 시간상에서 인접한 OFDM 심볼들이 복수의 전송 안테나들 각각으로 제공되는 것으로 보인다. 이 예시적인 실시예들에서, 복수의 전송 안테나들은 4 개의 전송 안테나들을 포함하나, 물론 본 발명의 범위 및 개념으로부터 벗어나지 않고 다른 실시예들은 더 많은 전송 안테나들을 포함할 수 있다는 것은 주목된다. 추가적으로, 전송 안테나들 각각과 수신기 통신 기기의 수신 안테나 사이의 각각의 경로들(예를 들어, h₁ 및 h₂, h₃ 및 h₄ )은 적어도 시간 t₁, t₂, t₃ 및 t₂의 네 개의 인스턴스들 또는 기간들에 대해서 비교적 정적이거나 비교적 동일하다고 가정된다.

다른 실시예들 각각에 대해 설명된 바와 유사하게, 전송 애플리케이션 기기와 수신 통신 기기 사이의 통신 채널과 관련된 적어도 하나의 특성에 따라, 현재 작동 상태들에 대해 적절하게 조정되고 가장 잘 맞는 적절한 코딩 모드의 선택이 만들어질 수 있다.

도 18은 준직교 4×1 시그널링에 따른 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC)의 실시예(1800)를 나타낸다. 이 다이어그램에 대해, 네 개의 상이한 심볼들이 두 개의 각각의 시간 스냅샷들 및 두 개의 각각의 톤 스냅샷들에 대해 구현될 수 있다. 예를 들어, 두 개의 각각의 시간들, t0 및 t1, 각각의 톤들, f0 및 f1을 고려하는 것이 다이어그램의 왼쪽 중간 부분에 대응하게 보여진다.

도 19는 4×1 시그널링에 따른 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC의 실시예(1900)를 나타낸다. 여기 설명된 바와 같이, 상이한 각각의 알라무티 쌍들 내의 상이한 안테나들에 대해 회전이 수행될 수 있다. 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 상이한 각각의 회전은 주어진 알라무티 쌍 내의 상이한 개별적인 안테나들에 대해 만들어질 수 있다. 즉, 두 개의 각각의 안테나들에 대응하는 알라무티 쌍을 고려하면, 특정 알라무티 쌍 내의 각각의 안테나에 제공되는 시그널링은 사실 상이한 각각의 회전을 받을 수 있다. 예를 들어, 4×1 시그널링에 따라 작동하는 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 안테나들 3 및 4는 (공간에 대해 반복된) 회전을 지닌 동일한 알라무티 쌍들을 전송하는데 이용될 수 있다. 제2 알라무티 쌍은 제1 알라무티 쌍에 위상 배열되도록 회전되는 것으로 보일 수 있다(예를 들어, 어떤 관점들 및 형성된 STBC 및/또는 SFBC의 구현으로부터). 일반적으로 말해서, 여기서 설명된 실시예들 및/또는 다이어그램들 중 일부는 STBC에 대해 설명된 것처럼 보일 수 있으나, 여기서 설명된 원리들은 또한 (예를 들어, OFDM 시스템의 인접한 서브-캐리어들에 적용되는 것과 같은) SFBC 및/또는 (예를 들어, 위에서 설명된 하이브리드 ST/FBC 또는 몇몇 다른 구현된 STBC와 SFBC의 결합에 따른 것과 같은) STBC 및 SFBC의 결합으로 확장될 수 있다.

일반적으로 말해서, 이 다이어그램 및/또는 코-패이스드 STFC 및/또는 SFBC를 이용하는 다른 것들에 대해 이해될 수 있는 바와 같이, 상이한 각각의 회전 값들이 알라무티 쌍과 관련된 각각의 안테나들 각각에 대해 따로따로 사용될 수 있다. 즉, 주어진 전송 모드와 관련된 하나 이상의 알라무티 쌍들에 따라 단일의 위상 회전 또는 값을 사용하는 것보다는, 하나 이상의 알라무티 쌍들 내의 상이한 각각의 안테나들을 통해 전송되는 상이한 각각의 신호들에 대해 하나 이상의 위상 회전 또는 값이 각각 사용될 수 있다.

도 20은 4×1 시그널링에 따른 STBC 및/또는 SFBC에 대한 다이버시티 게인 극대화의 실시예(2000)이다. 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 코-페이스 4×1 STBC 및/또는 SFBC에 대해, 적절히 선택된 회전에 대한 값들은 식 1과 관련된 대각항들을 최대화하도록 만들어질 수 있다. 다시, 특정 실시예들 및/또는 다이어그램들에 대해 이해될 수 있는 바와 같이, 하나 이상의 위상 회전 또는 값은 하나 이상의 알라무티 쌍들 내의 상이한 각각의 안테나들을 통해 전송된 상이한 각각의 신호들에 대해 각각 사용될 수 있다. 따라서, 상이한 각각의 값들은 하나 이상의 알라무티 쌍들의 상이한 안테나들과 관련된 상이한 신호 부분들을 각각 회전시키는데 사용될 수 있다.

수신기 통신 기기로부터 송신기 통신 기기로 제공되는 피드백에 대해, 비교적 가장 단순한 피드백은 2 비트로 구성될 수 있다(예를 들어, 각 각각의 ci는 각각의 비트의 1과 관련된 피드백을 가짐). 예를 들어, 각각의 값들, α 또는 β 중 하나와 관련된 실수 부분이 0보다 크다면, 그 값과 관련된 피드백 비트는 1로 설정될 수 있고; 그렇지 않으면, 그 값과 관련된 피드백 비트는 -1로 설정될 수 있다.

일반적으로 말해서, 상이한 각각의 값들, α 또는 β는 각각의 안테나들을 통해 전송된 시그널링의 실수 부분의 더 효율적인 미세 조정을 허용하기 위해 분리될 수 있다. 즉, H 매트릭스의 내적의 함수로서, 구성 요소들의 개개의 및 각각의 회전이 그 안에서 수행될 수 있다. 따라서, 하나 이상이 알라무티 쌍들 내에서와 같이, 상이한 각각의 안테나들을 통해 전송된 상이한 각각의 신호 부분들을 개별적으로 및 선택적으로 회전시키는 것에 의해 증가된 게인이 달성될 수 있다.

도 21은 6×1 시그널링에 따른 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC의 실시예(2100)를 나타낸다. 도 25의 이전 실시예(2500) 내에 포함된 것보다 많은 송신기 통신 기기의 전송 안테나들을 포함하는 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 전송되는 두 개의 추가적인 알라무티 쌍들이 있다. 따라서, 각각의 알라무티 쌍들 사이의 차별을 실시하기 위해, 더블 밸루드 스브스크립트(double valued subscript)가 추가적인 알라무티 쌍들의 사용을 통해 각각 제공되는 위상 회전들에 대해 사용된다. 일반적으로 말해서, 주어진 회전 값, c_ij에 대해, i의 값은 추가적인 알라무티 쌍 인덱스에 대응하고, j의 값은 주어진 알라무티의 특정 안테나(예를 들어, 짝수 또는 홀수 안테나)에 대응한다. 예를 들어, c₁ _,1의 값은 제1 알라무티 쌍 인덱스 및 그 특정 알라무티 쌍의 제1 안테나에 대응하는 반면, c₁ _,2의 값은 또한 제1 알라무티 쌍 인덱스에 대응하나 대신 특정 알라무티 쌍의 제2 안테나들에 대응한다.

6 개의 각각의 전송 안테나들을 포함하고 6×1 시그널링에 따라 작동하는 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 세 개의 각각의 변수들 α, β 및 γ가 있다. 따라서, 이 실시예(2700)에 대한 8 개의 각각의 선택들이 있다. 분명히, 더 많은 각각의 전송 안테나들이 사용되면, 변수들의 개수는 대응하여 증가할 것이다.

도 22는 6×1 시그널링에 따른 STBC 및/또는 SFBC에 대한 다이버시티 게인의 실시예(2200)를 나타낸다. 안테나들의 증가된 개수의 수정을 겪은 후 식 1과 관련된 대각항을 극대화하기 위해 작동할 때, 식 1의 합산항(summation term)은 대각에 대응하도록 수정된다.

도 23은 빔포밍 및 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 대한 상대적 수신기 신호대잡음비(SNR, signal to noise ratie) 비교를 포함하는 2N×1 시그널링에 따른 일반화된 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC의 실시예(2300)를 나타낸다. 일반적으로 말해서, 전송 안테나의 개수는 임의의 바람직한 개수, 2N까지 증가될 수 있다. 즉, 복수의 각각의 알라무티 쌍들이 공간을 걸쳐 2N 번 반복될 때, 홀수 채널들 h_i(i = 1,3, ..., 2N-1)과 짝수 채널들 h_i(i = 2,4, ..., 2N)의 내적 결합이 있다. 각 각각의 내적이 실수가 되도록(예를 들어, 그것의 실수 요소 부분이 최대가 되도록) 회전 인자들이 찾아질 수 있다. N의 값은 반복된 알라무티 쌍들의 개수에 대응한다(예를 들어, N ≥ 2이면, N은 4×1 시그널링에 대해 N은 2이고, N은 4×1 시그널링에 대해 N은 3이고, 등등임).

영향을 받은 다이어그램으로 보여질 수 있는 바와 같이, 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 따른 2N×1 시그널링에 대해, 식 1의 합산항은 그에 맞춰 그리고 다이어그램의 중간 부분에 묘사된 바와 같이 수정된다. 일반적으로 말해서, 합산항은 모든 각각의 짝수 채널들 및 모든 각각의 홀수 채널들의 크기의 합에 대응한다.

동일한 전송 파워가 각각의 2N 개의 전송 안테나들의 모두에 걸쳐 사용된다고 가정하면, (예를 들어, 수신기 통신 기기의 관점에서) 수신된 신호대 잡음비(SNR)는 다이어그램의 아랫 부분에 보여진 테이블에 묘사된 바와 같을 것이다. 보여질 수 있는 바와 같이, 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 따라 동작할 때, 수신된 SNR은 빔포밍에 따라 제공된 것과 비교적 가깝게 성취될 수 있다. 다시, 알라무티 쌍에 따른 작동은 수신기 통신 기기가 각각의 추가적인 알라무티 쌍들의 알라무티 2×1 디코딩을 수행하여 그것에 의해 어떤 경우에도 임의의 하드웨어 수정을 요구하지 않도록 할 것이라는 점이 주목된다. 이런 프로세싱은, 수신기 통신 기기의 관점에서, 기저대역 프로세싱에 따라 전체적으로 구현될 수 있다.

더욱이, 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 대해 사용되는 피드백과 관련된 오버헤드는 빔포밍에 따라 요구되는 것보다 분명히 더 작다. 즉, 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 따라 작동할 때 이런 피드백 신호는 필연적으로 매우 복잡할 필요는 없고, (예를 들어, 4×1 시그널링에 따른 것과 같이 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 시그널링에 따라) 톤당 2 비트만큼 작을 수 있는 반면, 여전히 매우 높은 성능과 거의 최적의 솔루션을 제공한다. 추가적으로, (예를 들어, 그룹핑에 따른 것과 같이) 합산 피드백의 다양한 수단들이 피드백 오버헤드의 추가적인 감소를 위해 사용될 수 있다. 일반적으로 말해서, 이런 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 따라 사용되고 요구되는 피드백은 빔포밍 피드백에 따라 요구되는 것과 비교하여 분명히 더 작다.

다양한 실시예들 및/또는 다이어그램들에 대해 여기서 설명된 바와 같이, 전송 다이버시티의 중요한 양은 전송 다이버시티에 대한 코-페이스드 공간-시간/주파수 블록 코딩(STBC/SFBC)에 따라 달성될 수 있다. 예를 들어, 코-페이스드 STBC/SFBC는 (예를 들어 IEEE 802.11ah에 따른 것과 같은) 짧은 패킷 전송에 대한 감소된 피드백 오버헤드에 관한 증가된 범위를 겨냥한, STBC/SFBC와 전송 빔포밍 사이의 하이브리드인 것처럼 보일 수 있다. 일반적으로, 여기 다양한 실시예들 및/또는 다이어그램들에 대해 이해될 수 있는 바와 같이, N 개의 추가적인 알라무티 쌍들(예를 들어, 알라무티 코드들)이 2N 개의 코-페이스드 전송 안테나들에 대해 사용될 수 있다. 독자가 이해할 수 있는 바와 같이, (예를 들어, 임의의 코-페이스드 배열의 수행 없이) 2 개 이상의 전송 안테나들에 대해 완전한 직교 STBC/SFBC 코드들은 없을 것이다. 그러나, 이런 직교 STBC/SFBC 코드들이 사실 존재하거나 찾아질 수 있다면, 전송 파워가 STBC/SFBC 스킴들에서 안테나들 사이에 동일하게 나눠진다는 사실에 적어도 부분적으로 기인하여, 폐루프 빔포밍과 비교하여 10log10(2N) 성능 페널티(예를 들어, 4 개의 전송 안테나들에 대해 6dB)가 있다. 코-페이스드 STBC/SFBC로, 그러나, 안테나들 사이의 직교성이 회복될 뿐 아니라, 10log10(2N) 페널티 장벽도 코-페이싱의 결과로 무너진다. 4 개의 전송 안테나들에 대해, 단지 4dB 또는 더 작은 갭이 최적 폐-루프 빔포밍과 비교하여 달성될 수 있다. 다시, 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 대해 요구되는 피드백 오버헤드의 양은 폐루프 빔포밍에 따라 요구되는 것보다 분명히 더 작을 수 있다.

더욱이, 코-페이스드 STBC/SFBC는 수신기 통신 기기에 대해 명백하다(예를 들어, 이런 수신기 베케이션(vacation) 기기의 관점에서 그것은 단지 하나의 알라무티-코디드 신호로 보임). 따라서, 전송 다이버시티를 위해 이미 알라무티를 사용하고 있는 (예를 들어, IEEE 802.11n/ac/ah, LTE 및 LTE/Advanced, 및/또는 다른 표준들, 프로토콜들, 및 추천되는 프랙티스(practice)들과 같은) 임의의 표준에 대해, 만일 있다면, 비교적 작은 구현 영향이 있다.

여기 다양한 실시예들 및/또는 다이어그램들에 대해 이해될 수 있는 바와 같이, 발명의 다양한 측면들, 실시예들 및/또는 그들의 등가물들은 임의의 2N 또는 Nt 개의 전송 안테나들에 대해 일반적인 향상된 (또는 최적의) 스킴을 제공한다. 위상 배열된 STBC 및/또는 SFBC에 비교된 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 대해, 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC는 주어진 기기의 각각의 안테나들의 각각에 대해 위상 시프트가 각각 및 개별적으로 구현되는 것을 허용하는 것으로 보일 수 있다. 물론, 위상 배열된 STBC 및/또는 SFBC에 따라 작동하는 특정 실시예들은 제2 쌍의 안테나들에 대해 단지 하나의 위상 시프트를 이용할 수 있고 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC의 하나의 특정 실시예인 것으로 보일 수 있다. 일반적으로 말해서, 상이한 각각의 실시예는 (예를 들어, 통신 기기의 상이한 안테나들과 관련된 상이한 각각의 알라무티 쌍들을 통해 전송된 것들을 포함하여) 주어진 통신 기기의 상이한 각각의 전송 안테나들을 통해 전송되는 각각의 신호 부분들의 각각에 대해 적절한 위한 회전 및/또는 시프트를 선택적으로 및 개별적으로 이용할 수 있다.

본 발명의 다양한 측면들, 실시예들 및/또는 그들의 등가물 중 임의의 하나 이상은 홀 수 개의 안테나들을 포함하는 실시예들로 또한 확장될 수 있다는 것은 또한 주목된다. 추가적으로, 보여질 바와 같이, 전송 안테나들의 개수가 4를 넘을 때, 특정 실시예들은 특정 실시예들에서 설명된 바와 같이, 자기적응 서브시퀀트(subsequent) 전송들에 대해 사용될 때 피드백될 수 있는 하나 이상의 회전 값들 및 각도들, c(또는 c_i _,j)를 확인하기 위해 필연적으로 닫힌 형태 솔루션을 사용하지 않고 작동할 수 있다. 예를 들어, 특정 실시예들에서, c의 각 각각의 값은 하나 또는 두 비트 회전으로 제한될 수 있다. 하나 이상의 회전 값들 또는 각도들, c(또는 c_i,j)를 계산하기 위해 필연적으로 닫힌 형태 솔루션을 제공하지 않는 특정 구현에서도, 모든 가능한 조합들을 고려할 수 있는 브루트 포스 서치(brute force search)가 그래도 수행될 수 있다. 그 후, 이 다양한 결합들의 모두 또는 몇몇과 관련된 각각의 값들 중 하나 이상은 하나 이상의 회전 값들 또는 각도, c(또는 c_i,j)를 피드백하기 위해 사용될 수 있다.

모든 가능한 추천들의 각각의 값들을 확인하는 완전한 브루트 포스 접근을 수행하는 대신에, 대안적인 접근, 하나 이상의 회전 값들 또는 각도들, c(또는 c_i,j)의 서브세트가 대신에 서치 프로세스에서 확인될 수 있다. 예로서, (예를 들어, 지역 작동 상태들, 원격 작동 상태들, 통신 채널 상태 및/또는 변동성 등에 기반하여 시간에 걸쳐 미리 결정되고, 실시간으로 계산되고, 적응적으로 수정될 수 있는 임의의 바람직한 임계치에 대해 결정될 수 있는 것과 같은) 비교적 상당수의 결합들이 존재하면, 완전한/최고의 솔루션을 찾는데 다소 어려움이 있을 수 있다. 따라서, 이런 상황들에서, 하나 이상의 회전 값들 또는 각도들, c(또는 c_i _,j)의 서브세트는 (임의의 바람직한 기준들 또는 기준에 기반하여) 계산되기 위해 선택될 수 있다. 이런 계산 후에, 그 하나 이상의 회전 값들 또는 각도들, c(또는 c_i _,j)의 서브세트는 특히 (비용 함수 최대화 프로세스에 따른 것과 같은) h-곱 항(product term)(들)의 크기의 순서에 기반하여 비교적 가장 큰 영향을 제공하도록 확인될 수 있고, (예를 들어, 그 하나 이상의 회전 값들 또는 각도들, c(또는 c_i _,j)의 서브세트가 베스트(best) M 또는 가장 많이 기여하는 M h-곱 항(들)에 대응하도록 베스트 M 접근에 따라) 솔루션은 그들에 대해 비교적 최대화될 수 있다

따라서, 이해될 수 있는 바와 같이, 본 발명의 임의의 하나 이상의 다양한 측면들, 실시예들, 및/또는 그들의 등가물들은 무선 통신 기기의 임의의 바람직한 홀수 개의 안테나들을 포함하는 구현으로 확장될 수 있다. 추가적으로, 보여질 바와 같이, 신호대 잡음비(SNR) 식은 또한 천장 및 바닥 함수들(ceiling and floor functions)에 대해 업데이트된다. 하나 이상의 회전 값들 또는 각도들, c(또는 c_i,j)에 대한 서치는 브루트 포스 또는 베스트 M 서치 접근에 따라 수행될 수 있다.

도 24는 3×1 시그널링에 따른 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC의 실시예(2400)를 나타낸다. 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 무선 통신 기기는 3×1 시그널링에 따라 작동하는 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 따라 3 개의 안테나들을 이용하여 구현될 수 있다. 4×1 시그널링 접근에 비교될 때, 네 번째 안테나들은 무선 통신 기기에서 이용되지 않거나 구현되지 않는 것으로 보여질 수 있다. 따라서, 네 번째 각각의 채널, h₄는 0의 절대값을 갖는 것으로 보일 수 있고, 대응하는 회전 값 또는 각, c₂를 계산할 필요가 없다(예를 들어, 네 번째 각각의 채널, h₄은 사라졌으므로 c₁만 계산에 남겨져 있음). 이 다이어그램 뿐만 아니라 다른 실시예들 및/또는 다이어그램들에 대한 용의자에 대해 이해될 수 있는 바와 같이, STBC 시그널링에 따라 적용가능성을 갖는 것들은 대체하여 또는 결합하여 SFBC 시그널링에 따라 수행될 수 있다(예를 들어, STBC 또는 SFBC 시그널링이 이용될 수 있고, 또는 STBC 및 SFBC 시그널링이 둘다 이용될 수 있음).

다이어그램에 대해 이해될 수 있는 바와 같이, 안테나 3은 [공간에 걸쳐 반복된] 회전을 가지고 안테나 1에서 심볼들을 전송한다. 긴 훈련 필드(LTF, long training field)가 패킷 내에서 전송되는 상황에서, 각각의 LCS는 (예를 들어, 제1 LTF는 안테나들 1 및 3을 통해, 제2 LTF는 안테나 2를 통해)전송될 수 있다. 채널 측정은 h ₁ + c ₁ × h ₃ 및 h ₂ 에 따라 각각 될 수 있다. 전송기 기기에서, 전송기는 3 TX에 따라 작동하고(예를 들어, 3 개의 전송 안테나들을 사용함), 그럼에도 불구하고 패킷들은 2 TX 알라무티처럼 보인다. 수신기 기기에서, 수신기 기기는 알라무티 쌍 코딩에 따라 작동할 수 있다. 즉, 알라무티 쌍에 따른 작동은 수신기 통신 기기가 각각의 추가적인 알라무티 쌍들의 각각의 알라무티 2×1 디코딩을 수행하도록 허용할 것이고 그에 의해 임의의 하드웨어 수정을 전혀 요구하지 않는다는 것이 주목된다. 수신기 통신 기기의 관점에서, 이런 프로세싱은 기저대역 프로세싱에 따라 전체적으로 구현될 수 있다.

도 25는 3×1 시그널링에 따른 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC에 대한 다이버시티 게인 최대화의 실시예(2500)를 나타낸다. 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 코-페이스 3×1 STBC 및/또는 SFBC에 대해, 회전에 대해 적절히 선택된 단지 하나의 값, c1은 식 2와 관련된 대각항들을 최대화하도록 결정된다.

다시, 여기 다른 실시예들 및/또는 다이어그램들에 대해 이해될 수 있는 바와 같이, 하나 이상의 위상 회전 또는 값이 하나 이상의 알라무티 쌍들 내에서 상이한 각각의 안테나들을 통해 전송된 상이한 각각의 신호들에 대해 각각 이용될 수 있는 상황들이 대신에 있을 수 있다. 따라서, 상이한 각각의 값들이 하나 이상의 알라무티 쌍들의 상이한 안테나들과 관련된 상이한 신호 부분들을 각각 회전시키기 위해 사용될 수 있다.

수신기 통신 기기로부터 송신기 통신 기기로 제공되는 피드백에 대해, 비교적 가장 단순한 피드백은 1 비트로 구성될 수 있다. 예를 들어, 각각의 값, α와 관련된 실수 부분이 0보다 크다면, 그 값과 관련된 피드백 비트는 1로 설정될 수 있고; 그렇지 않으면, 그 값과 관련된 피드백 비트는 -1로 설정될 수 있다.

도 26은 4×1 시그널링에 따른 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC의 다른 실시예(2600)를 나타낸다. 이 다이어그램은 도 19의 실시예(1900)과 다소 유사하고, 적어도 하나의 차이점은 채널 매트릭스의 다양한 항들(예를 들어, h-관련된 항들) 앞의 상대 부호들이 조금씩 다를 수 있다는 것이다. 이 부호의 상대적 차이들을 고려하여, 독자는 이 각각의 실시예들(1900 및 2600) 사이의 작동이 유사함에 대해 도 19와 관련된 설명을 정중히 참조한다.

도 27은 6×1 시그널링에 따른 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC의 다른 실시예(2700)를 나타낸다. 이 다이어그램은 도 21의 실시예(2100)과 다소 유사하고, 적어도 하나의 차이점은 채널 매트릭스의 다양한 항들(예를 들어, h-관련된 항들) 앞의 상대 부호들이 조금씩 다를 수 있다는 것이다. 이 부호의 상대적 차이들을 고려하여, 독자는 이 각각의 실시예들(2100 및 2700) 사이의 작동이 유사함에 대해 도 21과 관련된 설명을 정중히 참조한다.

이 다이어그램 뿐만 아니라 도 21과 관련된 다이어그램에서, 6 개의 각각의 전송 안테나들이 있고 6×1 시그널링에 따라 작동하는 것을 고려하면, 세 개의 각각의 변수들, α, β 및 γ이 있다. 따라서, 각각의 값들의 각각에 대해 이 실시예(3200)에 대해 8 개의 각각의 선택들이 있다. 명확하게, 더 많은 각각의 전송 안테나들이 사용된다면, 변수들의 개수는 대응하여 증가할 것이다.

도 28은 (예를 들어, 짝수 또는 홀수 개의 전송 안테나들에 대해) Nt×1 시그널링에 따른 일반화된 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC의 실시예(2800)를 나타낸다. 임의의 바람직한 개수의 전송 안테나들(짝수 개이든지 또는 홀수 개의 안테나들이든지)을 겨냥한 이 다이어그램에 대해 보여질 수 있는 바와 같이, 알타무티 쌍들이 공간에 걸쳐 특정 횟수 번(예를 들어, N 번, 여기서 Nt = 2N이고, Nt는 전송 안테나들의 개수에 대응함) 반복될 때, 홀수 채널들 h _i (i = 1, 3, 5, ..., 2N-1) 및 짝수 채널들 h _i (i = 2, 4, 6, ..., 2N)의 내적 결합들이 있다. 대응하는 각각의 회전 값들 또는 각도들, c(또는 c_ij)은 각 각각의 내적 실수(예를 들어, 각각의 허수 구성요소를 포함하지 않음)를 만들도록 찾아질 수 있다. 전송 안테나들, Nt의 개수가 홀수일 때, 각각의 인덱스, i는 상응하여 2N-1보다 크지 않을 것이다.

독자가 이해할 바와 같이, 다이어그램에 묘사된 바와 같이 각각의 합들의 각각이 수행되는 특정 인덱스를 결정하기 위해 각각의 바닥 및 천장 함수들이 사용된다.

도 29는 Nt×1에 대한 적절한 회전에 대한 솔루션을 포함하는 (예를 들어, 짝수 또는 홀수의 전송 안테나들에 대한) Nt×1 시그널링에 따른 일반화된 코-페이스드 STBC 및/또는 SFBC의 실시예(2900)를 나타낸다. 추가적으로, 알라무티 쌍들이 공간에 걸쳐 특정 횟수 번(예를 들어, N 번, 여기서 Nt = 2N이고, Nt는 전송 안테나들의 개수에 대응함) 반복될 때 이 다이어그램은 또한 임의의 바람직한 개수의 전송 안테나들(짝수 개던지 또는 홀수 개의 안테나들이던지)을 겨낭한다. 최대화하기 위한 대응하는 비용 함수는 다이어그램의 아랫부분에 묘사된다. 다이어그램들 아래에 다른 실시예들에 대해 또한 설명된 바와 같이, 주어진 회전 값, c_ij에 대해, i의 값은 추가적인 알라무티 쌍 인덱스에 대응하고, j의 값은 주어진 알라무티 쌍의 특정 안테나(예를 들어, 짝수 또는 홀수 안테나)에 대응한다. 예를 들어, c₁ _,1의 값은 제1 알라무티 쌍 인덱스 및 그 특정 알라무티 쌍의 제 1 안테나에 대응하고, 반면에 c₁ _,2의 값은 또한 제1 알라무티 쌍 인덱스에 대응하나 대신 특정 알라무티 쌍의 제2 안테나에 대응한다. 이 다이어그램에서 보여질 수 있는 바와 같이, 추가적인 변수, k는 특정 상황들에 대해 포함된다(예를 들어, 2를 넘는 안테나들의 개수에 대응하는 것과 같은, 또는 초기 2 개의 안테나들 이상의 그 안테나들에 대해 사용되는 인덱스로 보여지고, 이런 경우에 복수의 각각의 회전 벡터들이 있을 수 있음).

도 30은 빔포밍 및 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC에 대한 상대적 수신기 신호대 잡음비(SNR) 비교를 포함하는 Nt×1 시그널링에 따른 일반화된 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC의 실시예(3000)를 나타낸다. 일반적으로 말해서, 전송 안테나의 개수는 임의의 바람직한 개수, Nt까지 증가될 수 있다. 즉, 알라무티 쌍들이 공간에 걸쳐 특정 횟수 번(예를 들어, N 번, 여기서 Nt = 2N이고, Nt는 전송 안테나들의 개수에 대응함) 반복될 때, 홀수 채널들 h _i (i = 1, 3, 5, ..., 2N-1)과 짝수 채널들 h _i (i = 2, 4,..., 2N)의 내적 결합들이 있다. 회전 인자들은 각 각각의 내적이 실수가 되도록 찾아질 수 있다(예를 들어, 즉, 그것의 실수 구성요소 부분을 최대화하도록).

영향을 받은 다이어그램과 같이 보일 수 있는 바와 같이, 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC에 따른 2N×1 시그널링에 대해, 식 1의 합항은 그에 맞게 그리고 다이어그램의 중간 부분에 묘사된 바와 같이 수정된다. 일반적으로 말해서, 이 합항은 각각의 짝수 채널들 모두 및 각각의 홀수 채널들 모두의 크기의 합에 대응한다.

동일한 전송 전력이 각각의 Nt 개의 전송 안테나들의 모두에 대해 사용된다고 가정하면, (예를 들어, 수신기 통신 기기의 관점에서) 수신된 신호대 잡음비(SNR)는 다이어그램의 아랫부분에 보여진 테이블에 묘사된 바와 같을 것이다. 보여질 수 있는 바와 같이, 코-패이스드 STBC 및/또는 SFBC에 따라 작동할 때, 수신된 SNR은 빔포밍에 따라 제공되는 것에 비교적 가깝게 성취될 수 있다. 다시, 알라무티 쌍에 따른 작동은 수신기 통신 기기가 각각의 추가적인 알라무티 쌍들의 각각의 알라무티 2×1 디코딩을 수행하여 그것에 의해 전혀 임의의 하드웨어 수정을 요구하지 않도록 할 것이라는 것이 주목된다. 수신기 통신 기기의 관점에서, 이런 프로세싱은 기저대역 프로세싱에 따라 전체적으로 구현될 수 있다.

여기서 다양한 방법들에 대해 설명된 다양한 작동들 및 함수들은 (예를 들어, 도 2를 참조하여 설명된 것과 같은 기저대역 프로세싱 모듈(64) 및/또는 프로세싱 모듈(50)에 따른 것과 같은) 기저대역 프로세싱 모듈 및/또는 그 안에서 구현된 프로세싱 모듈 및/또는 그 안에 하나 이상의 기저대역 프로세싱 모듈들, 하나 이상의 매체 액세스 제어(MAC, media access control) 계층들, 하나 이상의 물리 계층들(PHYs), 및/또는 다른 구성요소들 등을 포함하는 다른 구성요소들을 사용하여 무선 통신 기기 내에서 수행될 수 있다. 예를 들어, 이런 기저대역 프로세싱 모듈은 여기 설명된 것과 같은 이런 신호들 및 프레임들을 생성할 수 있을 뿐만 아니라 여기 설명된 것과 같은 다양한 작동들 및 분석들, 또는 여기 설명된 것과 같은 임의의 다른 작동들 및 함수들 등 또는 그들 각각의 등가물들을 수행할 수 있다.

본 명세서에서 이용될 수도 있는 바와 같이, 용어들 "처리 모듈", "모듈", "처리 회로", 및/또는 "처리 유닛"(예를 들어, 동작적일 수 있고, 구현될 수 있고, 및/또는 인코딩하기 위한 것일 수 있고, 디코딩하기 위한 것일 수 있고, 기저대역 처리 등을 위한 것일 수 있는 것과 같은 다양한 모듈들 및/또는 회로들을 포함)은 단일 처리 디바이스 또는 복수의 처리 디바이스들일 수 있다. 이러한 처리 디바이스는 마이크로프로세서, 마이크로컨트롤러, 디지털 신호 프로세서, 마이크로컴퓨터, 중앙 처리 유닛, 필드 프로그램가능 게이트 어레이, 프로그램가능 로직 디바이스, 상태 머신(state machine), 로직 회로, 아날로그 회로, 디지털 회로, 및/또는 회로 및/또는 동작 명령들의 하드 코딩에 기초하여 신호들(아날로그 및/또는 디지털)을 조작하는 임의의 디바이스일 수 있다. 처리 모듈, 모듈, 처리 회로, 및/또는 처리 유닛은 연계된 메모리 및/또는 집적된 메모리 소자를 가질 수 있고, 이것은 단일 메모리 디바이스, 복수의 메모리 디바이스들, 및/또는 처리 모듈, 모듈, 처리 회로, 및/또는 처리 유닛의 내장된 회로일 수 있다. 이러한 메모리 디바이스는 판독전용 메모리(ROM : read-only memory), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리, 정적 메모리, 동적 메모리, 플래시 메모리, 캐시 메모리, 및/또는 디지털 정보를 저장하는 임의의 디바이스일 수 있다. 처리 모듈, 모듈, 처리 회로, 및/또는 처리 유닛이 하나를 초과하는 처리 디바이스를 포함할 경우, 처리 디바이스들은 중심에 위치될 수 있거나(예를 들어, 유선 및/또는 무선 버스 구조를 통해 직접 함께 결합됨), 분산 방식으로 위치될 수 있다(예를 들어, 로컬 영역 네트워크 및/또는 광역 네트워크를 통한 간접 결합을 경유한 클라우드 컴퓨팅)는 것에 주목해야 한다. 또한, 처리 모듈, 모듈, 처리 회로, 및/또는 처리 유닛이 상태 머신, 아날로그 회로, 디지털 회로, 및/또는 로직 회로를 통해 그 기능들 중의 하나 이상을 구현하는 경우, 대응하는 동작 명령들을 저장하는 메모리 및/또는 메모리 소자는 상태 머신, 아날로그 회로, 디지털 회로, 및/또는 로직 회로를 포함하는 회로 내부에 내장될 수 있거나 그 외부에 있을 수 있음에 주목해야 한다. 또한, 도면들의 하나 이상에서 예시된 단계들 및/또는 기능들의 적어도 일부에 대응하는 하드 코딩된 및/또는 동작 명령들을, 메모리 소자는 저장할 수 있고, 처리 모듈, 모듈, 처리 회로, 및/또는 처리 유닛은 실행한다는 것에 주목해야 한다. 이러한 메모리 디바이스 또는 메모리 소자는 제조 물품 내에 포함될 수 있다.

본 발명의 다양한 기능들 및 특징들의 특정한 조합들은 본 명세서에서 명백히 설명되었지만, 이 특징들 및 기능들의 다른 조합들이 유사하게 가능하다. 본 발명은 본 명세서에서 개시된 특정한 예들에 의해 한정되지 않고, 이 다른 조합들을 명백히 통합한다.

Claims

통신 기기에 있어서,
상기 통신 기기와 복수의 전송 안테나들을 갖는 적어도 하나의 멀리 떨어진(remote) 통신 기기 사이의 적어도 하나의 통신 경로의 채널 추정을 생성하고;
상기 채널 추정에 기반하여, 공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 및 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑 중 선택된 하나를 포함하는 피드백 신호를 생성하는 기저대역 프로세싱 모듈; 및
상기 기저대역 프로세싱 모듈에 연결되고 상기 멀리 떨어진 통신 기기로 상기 피드백 신호를 전송하는 전송기를 포함하는, 통신 기기.
청구항 1에 있어서, 상기 피드백 신호는 STBC에 대응하는 2 비트의 제1 세트의 값들, SFBC에 대응하는 2 비트의 제2 세트의 값들, 하이브리드 ST/FBC에 대응하는 2 비트의 제3 세트의 값들, 또는 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑에 대응하는 2 비트의 제4 세트의 값들을 갖는 2 비트를 포함하는, 통신 기기
청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
상기 기저대역 프로세싱 모듈은 상기 채널 추정 및 적어도 하나의 추가적인 채널 추정 중 적어도 하나에 기반하여 복수의 채널 상관 관계들을 계산함에 의해 상기 피드백 신호를 생성하는, 통신 기기.
청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 모듈은:
상기 복수의 채널 상관 관계들 중 하나가 임계치를 넘으면, STBC, SFBC, 및 하이브리드 ST/FBC 중 하나를 선택하여, 그것의 선택에 기반하여 상기 피드백 신호를 생성하고;
상기 복수의 채널 상관 관계들 중 하나가 상기 임계치를 넘지 않으면, 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑을 선택하여, 그것의 선택에 기반하여 상기 피드백 신호를 생성함에 의해 상기 피드백 신호를 추가적으로 생성하는, 통신 기기.
청구항 1 내지 청구항 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 모듈은 상기 채널 추정의 특성 묘사(characterization)를 생성하기 위해 페이딩 특성 및 주파수 응답 특성 중 적어도 하나에 기반하여 상기 채널 추정을 특성 짓음에 의해 상기 피드백 신호를 생성하는, 통신 기기.
청구항 1 내지 청구항 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 무선 스테이션(STA, station) 및 무선 액세스 포인트(AP, access point) 중 하나인, 통신 기기.
청구항 1 내지 청구항 6 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 액세스 포인트(AP)인, 통신 기기.
통신 기기에 있어서,
멀리 떨어진 통신 기기로부터 피드백 신호를 수신하는 수신기; 및
상기 수신기에 연결된 송신기로서:
상기 피드백 신호에 기반하여, 공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 및 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑 중 하나로 코딩을 선택하고;
상기 선택된 코딩에 따라 전송 신호를 생성하고;
복수의 안테나들을 통해 상기 전송 신호를 상기 멀리 떨어진 통신 기기로 전송하는 송신기를 포함하는, 통신 기기.
청구항 8에 있어서,
상기 피드백 신호는 STBC에 대응하는 2 비트의 제1 세트의 값들, SFBC에 대응하는 2 비트의 제2 세트의 값들, 하이브리드 ST/FBC에 대응하는 2 비트의 제3 세트의 값들, 또는 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑에 대응하는 2 비트의 제4 세트의 값들을 갖는 2 비트를 포함하는, 통신 기기.
통신 기기를 작동하는 방법으로서,
공간 시간 블록 코딩(STBC), 공간 주파수 블록 코딩(SFBC), 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC) 및 단일 스트림 멀티-안테나 공간 맵핑 중 하나로 코딩을 선택하는 단계;
상기 선택된 코딩에 따라 전송 신호를 생성하는 단계; 및
복수의 안테나들을 통해 상기 전송 신호를 멀리 떨어진 통신 기기로 전송하는 단계를 포함하는, 방법.
청구항 10에 있어서, 상기 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC)은 A 개의 시간 심볼들 및 B 개의 주파수 심볼들의 블록들에서 프로세싱된 N 개의 심볼들이고, N = A + B인, 방법.
청구항 11에 있어서, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 상기 A 개의 시간 심볼들 및 상기 B 개의 주파수 심볼들을 결합하여 전송된 데이터를 복원하는, 방법.
청구항 10 내지 청구항 12 중 어느 한 항에 있어서, 상기 하이브리드 공간 시간/주파수 블록 코딩(ST/FBC)은 네 개의 심볼들의 블록들을 두 개의 시간 심볼들 및 두 개의 주파수 심볼들의 결합에 포함시키는, 방법.
청구항 10 내지 청구항 13 중 어느 한 항에 있어서, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 무선 스테이션(STA)인, 방법.
청구항 10 내지 청구항 14 중 어느 한 항에 있어서, 상기 멀리 떨어진 통신 기기는 무선 액세스 포인트(AP)인, 방법.