KR20130067224A

KR20130067224A - Induction heating fuser unit and image forming apparatus

Info

Publication number: KR20130067224A
Application number: KR1020120141201A
Authority: KR
Inventors: 타카시 콘도
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2011-12-13
Filing date: 2012-12-06
Publication date: 2013-06-21
Also published as: AU2012353158A1; JP2013125066A; KR101915738B1

Abstract

PURPOSE: An induction heating fixing apparatus and an image forming apparatus are provided to control pulse width modulation(PWM) and phase by following a resonant frequency without considering deviation of component constant or temperature variation. CONSTITUTION: When a current flowing in a coil is high, an induction heating fixing apparatus controls PWM. A central processing unit controls power in two modes by calculating a PWM optimum value and a coil current phase optimum value on the basis of a signal of a temperature sensor(111). A phase control unit performs the phase control on the basis of a setting value for phase control quantity of a coil current in a small current domain where the current flowing in the coil is small and controls the coil current. [Reference numerals] (106) Half bridge output/LC resonance circuit; (115) CPU (temperature controller); (117) PID control unit; (119) Duty control unit; (120) Rectifier circuit; (121) Limiter circuit; (124) ASIC(digital circuit); (125) Phase comparison unit; (126) Resonance frequency following oscillation unit; (127) PWM signal generating unit

Description

Induction heating fuser unit and image forming apparatus

본 발명은 유도 가열 정착 장치 및 화상 형성 장치에 관한 것이다.The present invention relates to an induction heating fixing apparatus and an image forming apparatus.

화상 형성 장치에서는, 기록 매체인 시트 위에 전사된 토너상을 시트에 정착시키기 위한 정착 장치가 구비되어 있다. 이 정착 장치는, 예를 들면 시트 상의 토너를 열 용해시키는 정착 롤러 또는 정착 벨트(가열 롤러)와, 그 정착 롤러 또는 정착 벨트에 압접하여 시트를 가압하는 가압 롤러를 가지고 있다.In the image forming apparatus, a fixing apparatus is provided for fixing the toner image transferred onto a sheet as a recording medium to the sheet. This fixing apparatus has, for example, a fixing roller or a fixing belt (heating roller) for thermally dissolving toner on a sheet, and a pressure roller for pressing the sheet by pressing the fixing roller or the fixing belt.

상기 정착 롤러 또는 정착 벨트를 가열하기 위해, 그 정착 롤러 또는 정착 벨트의 내부 또는 외부에 유도 가열 코일을 배치하도록 한 유도 가열 방식에 의한 정착 장치가 널리 보급되어 있다. 유도 가열 방식은, 유도 가열 코일에서 발생한 자속을 정착 롤러 또는 정착 벨트의 도체부에 통과시킴으로써 정착 롤러 또는 정착 벨트의 내부에 와전류를 흘려 보내고, 이 와전류에 의한 줄 열로 정착 롤러 또는 정착 벨트를 가열한다는 것이다.In order to heat the said fixing roller or a fixing belt, the fixing apparatus by the induction heating system which arrange | positioned the induction heating coil in the inside or the exterior of the fixing roller or the fixing belt is widespread. The induction heating method flows an eddy current inside the fixing roller or the fixing belt by passing the magnetic flux generated in the induction heating coil to the conductor portion of the fixing roller or the fixing belt, and heats the fixing roller or the fixing belt by Joule heat caused by this eddy current. will be.

종래의 유도 가열 정착 장치에서의 전력 제어 방식으로서, LCR 공진 회로 구성으로 구동 주파수를 제어하는 방식과, 공진 주파수 f로 공진 회로가 공진하고 있는 상태로 PWM 제어를 실행함으로써 전류량을 제어하는 방식이 행해져 왔다. 종래의 구동 주파수를 제어하여 출력 전력을 변경하는 방식으로서는, 예를 들면 특허문헌 1, 2 등이 있다.As a power control method in the conventional induction heating fixing apparatus, a method of controlling the driving frequency by the LCR resonant circuit configuration and a method of controlling the amount of current by performing PWM control in a state where the resonant circuit is resonating at the resonant frequency f are performed. come. As a method of changing the output power by controlling the conventional drive frequency, Patent Documents 1 and 2, for example.

한편, 종래의 공진 주파수 f의 상태로 PWM 제어를 실행함으로써 전류량을 제어하여 전류량을 변경하는 방식의 유도 가열 정착 장치(900)의 인버터 전원의 구성을 도 1에 나타낸다. AC전원(901)으로부터의 출력을 다이오드 브리지(904)에서 전파(全波) 정류한 후, 노이즈 필터(905)를 통과한 것을 하프 브리지 출력 회로(906)에 공급하고 있다. 부호 902는 퓨즈, 부호 903은 서지 전압 보호용 배리스터를 나타내고 있다.On the other hand, the structure of the inverter power supply of the induction heating fixing apparatus 900 of the system which changes a current amount by controlling a current amount by performing PWM control in the state of the conventional resonant frequency f is shown in FIG. After the full-wave rectification of the output from the AC power source 901 by the diode bridge 904, the one that has passed through the noise filter 905 is supplied to the half-bridge output circuit 906. Reference numeral 902 denotes a fuse, and reference numeral 903 denotes a varistor for surge voltage protection.

하프 브리지 출력 회로(906)는 스위칭 소자로서 IGBT(절연 게이트 바이폴라 트랜지스터; Insulated Gate Bipolar Transistor), FET(전계 효과 트랜지스터; Field effect transistor) 등이 사용된다.The half bridge output circuit 906 includes an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a FET (Field Effect Transistor), or the like as a switching element.

도 1에 도시된 구성에서는, 하프 브리지 출력 회로(906)는 스위칭 소자로서 IGBT(907, 908)가 이용되고 있다. LC직렬 공진 회로는 저손실 유도 가열용 코일(912), 콘덴서(913, 914)로 이루어지고, LC직렬 공진 회로를 구성하는 리츠선(가는 구리선을 다수 꼰 전선)을 이용한 저손실 유도 가열용 코일(912)에 고주파 전류를 흘려 보냄으로써 자계를 발생시킨다. 저손실 유도 가열용 코일(912)이 발생시킨 자계는, 고투자율 재료로 구성된 정착 롤러 또는 정착 벨트(910) 등에 집중하여 저손실 유도 가열용 코일(912)이 발생시킨 자계에 의해 발열체 표면에 와전류가 흐르고, 정착 롤러 또는 정착 벨트(910)는 자기 발열한다.In the configuration shown in Fig. 1, the IGBTs 907 and 908 are used as the switching elements of the half bridge output circuit 906. The LC series resonant circuit includes a low loss induction heating coil 912 and condensers 913 and 914, and a low loss induction heating coil 912 using a litz wire (a wire braided with many thin copper wires) constituting the LC series resonant circuit. The magnetic field is generated by sending a high frequency current to the. The magnetic field generated by the low loss induction heating coil 912 concentrates on a fixing roller or a fixing belt 910 made of a high permeability material, and an eddy current flows on the surface of the heating element due to the magnetic field generated by the low loss induction heating coil 912. , The fixing roller or the fixing belt 910 self-heats.

IGBT(907, 908)에 의해 하프 브리지 출력에 접속되어 있는, 저손실 유도 가열용 코일(912)의 전류 및 위상차를 검지하기 위한 전류 트랜스(909)의 출력과 IGBT(907, 908)에 의한 하프 브리지 출력의 구동 전압(한쪽)의 위상 비교를 위상 비교기(928)(예를 들면, 범용의 PLL IC(74HC4046 등)를 이용함)를 이용하여 행하고, 위상 비교기(928)의 위상 비교 결과를 RC톱니 발진형 전압 제어 발진기(VCO)(929)에 출력한다. 전류 트랜스(909)의 출력과 하프 브리지 출력의 구동 전압의 위상차가 없어지도록 VCO(929)의 발진 주파수를 피드백 제어한다.Output of current transformer 909 for detecting current and phase difference of low loss induction heating coil 912 connected to half bridge output by IGBTs 907 and 908 and half bridge by IGBTs 907 and 908 Phase comparison of the drive voltage (one side) of the output is performed using a phase comparator 928 (for example, using a general-purpose PLL IC (74HC4046, etc.)), and the phase comparison result of the phase comparator 928 is RC sawtooth oscillation. Output to the type voltage controlled oscillator (VCO) 929. The oscillation frequency of the VCO 929 is feedback controlled so that the phase difference between the output of the current transformer 909 and the driving voltage of the half bridge output is eliminated.

PWM 제어부(919)에서는, 발열부 온도 검지 센서(911)로부터의 정보로부터 CPU(915)에서의 PID제어부(917)에 의한 PID(Proportional, Integral, Differential) 연산으로 산출한 PWM On duty값과, 전류 트랜스(909)의 출력을 정류 회로(923)에서 정류한 것을 에러 앰프(920)에서 증폭하고, 증폭한 값과 VCO(929)로부터의 출력을 비교기(921)에서 비교하여 비교 결과를 PWM 드라이버(922)에 출력함으로써, PWM 드라이버(922)는 PWM 신호를 발광 다이오드 및 포토 트랜지스터(923, 924)에 출력할 수 있다.In the PWM control unit 919, the PWM On duty value calculated by PID (Proportional, Integral, Differential) calculation by the PID control unit 917 in the CPU 915 from the information from the heat generating unit temperature detection sensor 911, The output of the current transformer 909 is rectified by the rectifier circuit 923 by the error amplifier 920, and the amplified value is compared with the output from the VCO 929 by the comparator 921 to compare the result of the PWM driver. By outputting to 922, the PWM driver 922 can output the PWM signal to the light emitting diodes and the phototransistors 923 and 924.

종래의 유도 가열 정착 장치에서의 전력 제어 방식으로서 LCR 공진 회로를 갖는 구성으로 구동 주파수를 제어하는 방식에서는, 공진 회로의 공진 주파수가 변동한 경우에 제어 불가능에 빠지는 문제가 있고, 그러한 문제에 대처하기 위해서는, 특허문헌 1에 기재된 발명과 같이 전력이 피크가 되는 주파수를 구하여 그 주파수를 하한 주파수로서 제어할 필요가 있다. 또한, 소전력 제어시에 주파수가 너무 높아져 하프 브리지 출력 소자의 스위칭 손실이 늘어나 효율이 저하되어 버리는 문제가 있고, 특허문헌 2에 기재된 발명과 같이 대전력과 중전력과 소전력으로 전력 제어 방식을 전환할 필요가 있다. 또한, 구동 주파수가 공진 주파수로부터 벗어난 상태에서 하프 브리지 소자를 스위칭하는 경우, 제로 전압 스위칭이 행해지지 않아 소자 손실이 증대하고 발열에 의한 열화나 열 파괴를 초래할 가능성이 있다.In the method of controlling the driving frequency with the configuration having the LCR resonant circuit as a power control method in the conventional induction heating fixing apparatus, there is a problem of falling into control when the resonant frequency of the resonant circuit varies, and coping with such a problem. In order to obtain the frequency at which the power peaks, as in the invention described in Patent Literature 1, it is necessary to control the frequency as the lower limit frequency. In addition, there is a problem that the frequency is too high during the low power control, the switching loss of the half-bridge output element is increased, the efficiency is lowered, and as in the invention described in Patent Literature 2, the power control method is adopted at high power, medium power, and low power. You need to switch. In addition, when the half-bridge element is switched while the drive frequency is out of the resonance frequency, zero voltage switching is not performed, which may increase the element loss and cause deterioration or thermal destruction due to heat generation.

한편, 공진 주파수 f로 공진 회로가 공진하고 있는 상태로 PWM 제어를 실행함으로써 전류량을 제어하여 전류량을 변경하는 방식에서는, 상술한 회로에서의 위상 비교기나 전압 제어 발신기 및 PWM 제어부를 아날로그 회로로 구성하였기 때문에, 부품 상수의 편차나 온도 변동을 고려할 필요가 있거나 공진 주파수 추종(tracking) 범위의 설정 등 사양에 의해 부품 상수를 변경할 필요가 있다. 또한, 특정의 사용이 불가능한 주파수 영역(예를 들면, 특정 무선 주파수나 정착 벨트 등의 정착 장치 기구의 공진 주파수)이 있는 경우에는, 그 주파수 범위를 벗어나서 공진 주파수에 자동 추종하기는 어렵다.On the other hand, in the method of changing the amount of current by controlling the amount of current by performing PWM control in a state where the resonant circuit resonates at the resonant frequency f, the phase comparator, the voltage control transmitter, and the PWM control part in the above circuit are composed of analog circuits. For this reason, it is necessary to consider the variation of the component constant and the temperature fluctuation, or to change the component constant by the specification such as setting of the resonance frequency tracking range. In addition, when there is a frequency range in which specific use is impossible (for example, a resonant frequency of a fixing device mechanism such as a specific radio frequency or a fixing belt), it is difficult to automatically follow the resonant frequency out of the frequency range.

또, PWM 제어만을 이용해도 미소 전류 영역의 제어는 행할 수 없다. 이는 IGBT 등 스위칭 소자의 스위칭 속도가 PWM에 의한 미소 전류 제어가 가능할 정도로는 빠르지 않기 때문이다.Moreover, even if only PWM control is used, the control of the small current region cannot be performed. This is because the switching speed of switching devices such as IGBTs is not fast enough to enable micro current control by PWM.

본 발명은 상기 과제를 감안하여 이루어진 것으로, 그 목적은, 부품 상수의 편차나 온도 변동을 고려하지 않고 공진 주파수에 추종시켜 PWM 제어 및 위상 제어를 실행함으로써 미소 전류 영역까지 제어가 가능한 유도 가열 정착 장치 및 화상 형성 장치를 제공하는 것이다.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to induce heating and fixing apparatuses capable of controlling up to a small current region by performing PWM control and phase control following a resonant frequency without taking into account component constant variations or temperature fluctuations. And an image forming apparatus.

본 발명의 어떤 실시형태에 의하면, 유도 코일 및 콘덴서를 갖는 직렬 공진 회로, 위상 비교부, 위상 제어부, 공진 주파수 추종 발진부, PWM(펄스 폭 변조) 신호 발생부를 구비하고, 상기 위상 비교부는 상기 PWM 신호 발생부가 출력하는 펄스의 위상과 상기 유도 코일을 흐르는 전류의 위상을 비교하여, 비교한 결과를 위상 제어시는 상기 위상 제어부에 출력하고, PWM 제어시는 상기 공진 주파수 추종 발진부에 출력하며, 상기 위상 제어부는, 상기 위상 비교부의 출력 및 소정의 코일 전류 위상량에 기초하여 소정의 위상값이 되는 주파수 제어 신호를 상기 공진 주파수 추종 발진부에 출력하고, 상기 공진 주파수 추종 발진부는, 상기 위상 제어부의 출력을 이용하여 상기 직렬 공진 회로의 구동 주파수를 공진 주파수에 추종시키도록 발진 주파수를 변화시키며, 상기 PWM 신호 발생부는, 상기 공진 주파수 추종 발진부에 의한 상기 발진 주파수에 기초하여 상기 직렬 공진 회로를 구동시키는 펄스를 발생시키고, 상기 위상 비교부, 상기 위상 제어부, 상기 공진 주파수 추종 발진부 및 상기 PWM 신호 발생부는 디지털 제어된다.According to some embodiments of the present invention, there is provided a series resonant circuit having an induction coil and a capacitor, a phase comparator, a phase controller, a resonant frequency following oscillator, and a PWM (pulse width modulation) signal generator, wherein the phase comparator is the PWM signal. Comparing the phase of the pulse output by the generator and the phase of the current flowing through the induction coil, and outputs the comparison result to the phase control unit in phase control, and outputs to the resonant frequency following oscillator in PWM control, the phase The control unit outputs a frequency control signal that becomes a predetermined phase value based on the output of the phase comparison unit and a predetermined coil current phase amount to the resonance frequency tracking oscillator, and the resonance frequency tracking oscillator outputs the output of the phase control unit. To change the oscillation frequency so as to follow the driving frequency of the series resonance circuit to the resonance frequency. And the PWM signal generator generates a pulse for driving the series resonance circuit based on the oscillation frequency by the resonance frequency following oscillator, wherein the phase comparator, the phase controller, the resonance frequency follow oscillator, and the PWM signal The generator is digitally controlled.

본 발명의 어떤 실시형태에 의하면, 상기 위상 제어부는, 상기 PWM 신호 발생부가 출력하는 펄스의 위상과 상기 유도 코일을 흐르는 전류의 위상을 비교함으로써, 위상차에 대응하는 신호를 출력하는 상기 위상 비교부의 출력을 카운터에서 계수하고, 코일 전류 위상량 설정값을 뺄셈기로 비교 연산하여, 그 결과에 기초하여 상기 공진 주파수 추종 발진부에 주파수 제어 신호를 출력하며, 상기 공진 주파수 추종 발진부는 상기 위상 제어부가 출력하는 신호에 기초하여 카운터를 업 또는 다운시킴으로써 발진 주파수를 변화시킨다.According to some embodiment of this invention, the said phase control part outputs the signal of the phase comparison part which outputs the signal corresponding to a phase difference by comparing the phase of the pulse which the said PWM signal generation part outputs, and the phase of the electric current which flows through the said induction coil. Is counted by a counter, the coil current phase amount setting value is compared and calculated by a subtractor, and a frequency control signal is output to the resonant frequency following oscillator based on the result, and the resonant frequency following oscillator is output by the phase controller. The oscillation frequency is changed by turning the counter up or down based on.

본 발명의 어떤 실시형태에 의하면, 상기 전류가 비교적 작은 제1 영역에서 상기 위상 제어가 행해지고, 상기 전류가 비교적 큰 제2 영역에서 상기 PWM 제어가 행해진다.According to some embodiments of the present invention, the phase control is performed in a first region where the current is relatively small, and the PWM control is performed in a second region where the current is relatively large.

본 발명의 어떤 실시형태에 의하면, 화상 형성 장치는 유도 가열 정착 장치를 구비한다.According to some embodiments of the present invention, the image forming apparatus includes an induction heating fixing apparatus.

이상 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 부품 상수의 편차나 온도 변동을 고려하지 않고 공진 주파수에 추종시켜 PWM 제어 및 위상 제어를 실행하는 것이 가능한 신규이면서 개량된 유도 가열 정착 장치 및 화상 형성 장치를 제공할 수 있다.As described above, according to the present invention, it is possible to provide a new and improved induction heating fixing apparatus and an image forming apparatus which can perform PWM control and phase control by following the resonant frequency without considering the variation of the component constant or the temperature fluctuation. Can be.

도 1은 종래의 유도 가열 정착 장치의 인버터 전원의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치의 구성을 나타내는 도면이다.
도 3은 특정 사용 불가능 주파수 영역 설정시의 업다운 카운터의 카운트 값과 출력 주파수의 관계를 그래프로 나타내는 도면이다.
도 4는 공진 주파수로 PWM의 ON time의 듀티를 변화시켰을 때의 출력 특성의 일례를 나타내는 도면이다.
도 5는 ASIC에서의 위상 비교부의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 6은 ASIC에서의 공진 주파수 추종 발진부의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 7은 도 2에 도시된 ASIC에서의 PWM 신호 발생부의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 8은 공진 주파수 추종 발진부의 동작 파형을 나타내는 도면이다.
도 9는 공진 주파수 추종 발진부의 동작 파형을 나타내는 도면이다.
도 10은 공진 주파수 추종 발진부의 동작 파형을 나타내는 도면이다.
도 11은 공진 주파수 추종 발진부 및 PWM 신호 발생부의 출력의 상세를 타이밍차트로 나타내는 도면이다.
도 12는 공진 주파수 추종 발진부 및 PWM 신호 발생부의 출력의 상세를 타이밍차트로 나타내는 도면이다.
도 13은 공진 주파수 추종 발진부 및 PWM 신호 발생부의 출력의 상세를 타이밍차트로 나타내는 도면이다.
도 14는 유도 가열 정착 장치의 구성을 나타내는 도면이다.
도 15는 유도 가열 정착 장치의 동작을 나타내는 도면이다.
도 16은 위상 제어부의 구체적인 구성을 나타내는 도면이다.
도 17은 도 16의 위상 제어부에서 코일 전류 위상 제어량 설정값을 0에서 X를 거쳐 Y로 바꾸었을 때의 드라이브 전압, 코일 전류 파형 및 주파수 제어 신호의 동작 파형을 나타내는 도면이다.
도 18은 도 16의 위상 제어부에서의 신호의 타이밍도이다.
도 19는 도 16의 위상 제어부에서의 신호의 타이밍도이다.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS It is a figure which shows the structure of the inverter power supply of the conventional induction heating fixing apparatus.
It is a figure which shows the structure of the induction heating fixing apparatus which concerns on one Embodiment of this invention.
3 is a graph showing the relationship between the count value of the up-down counter and the output frequency at the time of setting a specific unavailable frequency region.
4 is a diagram showing an example of output characteristics when the duty cycle of the PWM ON time is changed at the resonance frequency.
5 is a diagram illustrating an example of a configuration of a phase comparison unit in an ASIC.
6 is a diagram illustrating an example of a configuration of a resonance frequency tracking oscillator in an ASIC.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of a PWM signal generation unit in the ASIC shown in FIG. 2.
8 is a diagram illustrating an operation waveform of a resonance frequency following oscillator.
9 is a diagram illustrating an operation waveform of a resonance frequency following oscillator.
10 is a diagram illustrating an operation waveform of a resonance frequency following oscillator.
Fig. 11 is a diagram showing the details of the outputs of the resonant frequency following oscillator and the PWM signal generator with timing charts.
Fig. 12 is a timing chart showing details of the outputs of the resonance frequency following oscillator and the PWM signal generator.
Fig. 13 is a diagram showing the details of the outputs of the resonance frequency following oscillator and the PWM signal generator with timing charts.
It is a figure which shows the structure of an induction heating fixing apparatus.
It is a figure which shows the operation | movement of induction heating fixing apparatus.
16 is a diagram illustrating a specific configuration of a phase control unit.
FIG. 17 is a diagram illustrating an operation waveform of a drive voltage, a coil current waveform, and a frequency control signal when the phase controller of FIG. 16 changes the coil current phase control amount setting value from 0 to X through Y. FIG.
18 is a timing diagram of signals in the phase controller of FIG. 16.
19 is a timing diagram of signals in the phase controller of FIG. 16.

본 발명의 실시형태를 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 본 명세서 및 도면에서 같거나 유사한 기능 또는 구성을 갖는 구성요소에는 동일한 참조부호가 부여된다. 참조 번호의 아래 두 자리가 같은 구성요소는 서로 대응한다.Best Modes for Carrying Out the Invention Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the present specification and drawings, components having the same or similar functions or configurations are given the same reference numerals. Components having the same lower two digits of the reference number correspond to each other.

<본 발명의 일 실시형태><One embodiment of the present invention>

우선, 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치의 구성에 대해 설명한다. 도 2는, 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치(100)의 구성을 나타내는 도면이다. 이하, 도 2를 이용하여 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치(100)의 구성에 대해 설명한다.First, the structure of the induction heating fixing apparatus which concerns on one Embodiment of this invention is demonstrated. 2 is a diagram illustrating a configuration of an induction heating fixing device 100 according to an embodiment of the present invention. Hereinafter, the structure of the induction heating fixing apparatus 100 which concerns on one Embodiment of this invention using FIG. 2 is demonstrated.

도 2에 도시된 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치(100)는, 정착 롤러 또는 정착 벨트를 가열하기 위해, 그 정착 롤러 또는 정착 벨트의 내부 또는 외부에 유도 가열 코일을 배치하도록 한 유도 가열 방식에 의한 정착 장치이다.The induction heating fixing apparatus 100 according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 2 is configured to arrange an induction heating coil inside or outside the fixing roller or the fixing belt in order to heat the fixing roller or the fixing belt. It is a fixing device by an induction heating method.

도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치(100)는 교류 전원(101), 퓨즈(102), 배리스터(103), 다이오드 브리지(104), 노이즈 필터(105), 하프 브리지 출력 회로(106), CPU(115), 정류 회로(120), 리미터 회로(121), ASIC(Application Specific Integrated Circuit)(124)를 포함하여 구성된다. 교류 전원(101)으로부터의 출력을 다이오드 브리지(104)에서 전파 정류한 후, 노이즈 필터(105)를 통과한 것을 하프 브리지 출력 회로(106)에 공급하고 있다.As shown in FIG. 2, the induction heating fixing apparatus 100 according to the embodiment of the present invention includes an AC power supply 101, a fuse 102, a varistor 103, a diode bridge 104, and a noise filter 105. ), A half bridge output circuit 106, a CPU 115, a rectifier circuit 120, a limiter circuit 121, and an application specific integrated circuit (ASIC) 124. After the full-wave rectification of the output from the AC power supply 101 by the diode bridge 104, the thing which passed the noise filter 105 is supplied to the half bridge output circuit 106. FIG.

도 2의 유도 가열 정착 장치(100)는, 공진 주파수에 자동 추종한 공진 상태로 PWM 제어하여 출력 전력을 변경하는 방식이다. 즉, 공진 주파수(f₀)에 자동 추종한 공진 상태로 PWM 제어를 실행함으로써 전류량을 제어하여 전류량을 변경한다.The induction heating fixing apparatus 100 of FIG. 2 is a method of changing the output power by PWM control in a resonance state that automatically follows the resonance frequency. That is, the amount of current is changed by controlling the amount of current by performing PWM control in a resonance state automatically following the resonance frequency f ₀ .

하프 브리지 출력 회로(106)는 IBGT(107, 108), 전류 트랜스(109), 저손실 유도 가열용 코일(112), 콘덴서(113, 114)를 포함하여 구성된다. 저손실 유도 가열용 코일(112)과 콘덴서(113, 114)에 의해 LC공진 회로가 구성된다.The half bridge output circuit 106 includes an IBGT 107, 108, a current transformer 109, a low loss induction heating coil 112, and a capacitor 113, 114. The LC resonance circuit is formed by the low loss induction heating coil 112 and the condensers 113 and 114.

하프 브리지 출력 회로(106)에서 스위칭 소자로서 IGBT(절연 게이트 바이폴라 트랜지스터; Insulated Gate Bipolar Transistor), FET(전계 효과 트랜지스터; Field effect transistor) 등이 사용된다.In the half bridge output circuit 106, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), FETs (Field effect transistors), and the like are used as switching elements.

도 2에 도시된 구성에서는, 하프 브리지 출력 회로(106)에는 스위칭 소자로서 IGBT(107, 108)가 이용되고 있다. LC직렬 공진 회로는 저손실 유도 가열용 코일(112)과 콘덴서(113, 114)로 이루어지고, LC직렬 공진 회로를 구성하는 리츠선(가는 구리선을 다수 꼰 전선)을 이용한 저손실 유도 가열용 코일(112)에 고주파 전류를 흘려 보냄으로써 자계를 발생시킨다. 저손실 유도 가열용 코일(112)이 발생시킨 자계는, 고투자율 재료로 구성된 정착 롤러 또는 정착 벨트(110) 등에 집중되어 발열체 표면에 와전류가 흐르고, 정착 롤러 또는 정착 벨트(110)는 자기 발열한다.In the configuration shown in FIG. 2, the IGBTs 107 and 108 are used as the switching elements in the half bridge output circuit 106. The LC series resonant circuit includes a low loss induction heating coil 112 and condensers 113 and 114, and a low loss induction heating coil 112 using a litz wire (a wire braided with many thin copper wires) constituting the LC series resonant circuit. The magnetic field is generated by sending a high frequency current to the. The magnetic field generated by the low loss induction heating coil 112 is concentrated on a fixing roller or fixing belt 110 made of a high permeability material and the like, and an eddy current flows on the surface of the heating element, and the fixing roller or fixing belt 110 self-heats.

CPU(115)는, 고투자율 재료로 구성된 정착 롤러 또는 정착 벨트(110)의 온도의 측정 및 측정한 온도에 기초하여 후술하는 PWM 신호 발생부(127)에서 발생시키는 PWM 신호의 듀티의 제어를 행하는 것으로, AD변환기(ADC)(116, 118)와 PID 제어부(117)와 PWM 듀티 제어부(119)를 포함하여 구성된다.The CPU 115 controls the duty of the PWM signal generated by the PWM signal generator 127 described later based on the measurement of the temperature of the fixing roller or the fixing belt 110 made of a high permeability material and the measured temperature. AD converter (ADC) 116, 118, PID control unit 117, and PWM duty control unit 119 is configured.

ASIC(124)는, 저손실 유도 가열용 코일(112)과 콘덴서(113, 114)로 구성되는 LC공진 회로의 공진 주파수에 추종하여 PWM 신호를 발생시키는 것으로, 위상 비교부(125)와 공진 주파수 추종 발진부(126)와 PWM 신호 발생부(127)를 포함하여 구성된다. 본 실시형태에서는, 상기 LC공진 회로의 공진 주파수에 추종하여 PWM 신호를 발생시키는 구성을 디지털 회로로 구성함으로써, CPU(115)를 포함하는 모든 구성을 ASIC(SOC) 내부에 넣는 것이 가능하게 된다.The ASIC 124 generates a PWM signal by following the resonant frequency of the LC resonant circuit composed of the low loss induction heating coil 112 and the condensers 113 and 114, and follows the phase comparison unit 125 and the resonant frequency following. The oscillator 126 and the PWM signal generator 127 are included. In this embodiment, by configuring the digital circuit in such a manner that the PWM signal is generated in accordance with the resonant frequency of the LC resonant circuit, all the components including the CPU 115 can be contained in the ASIC (SOC).

위상 비교부(125)는, PWM 신호 발생부(127)가 발생시키는 2개의 PWM 신호 중 한쪽의 PWM 신호와, 리미터 회로(121)로부터 출력되는 전류, 즉 전류 트랜스(109)에서 검출한 저손실 유도 가열용 코일(112)을 흐르는 전류의 위상차를 검출하는 것이다. 즉, 위상 비교부(125)는, IGBT(107, 108)에 의해 하프 브리지 출력에 접속되어 있는 저손실 유도 가열용 코일(112)의 전류 및 위상차를 검지하기 위한 전류 트랜스(109)의 출력과, IGBT(107, 108)에 의한 하프 브리지 출력의 구동 전압(한쪽)의 위상 비교를 하고, 위상 비교 결과를 공진 주파수 추종 발진부(126)에 출력한다.The phase comparator 125 is one of two PWM signals generated by the PWM signal generator 127 and a low loss induction detected by the current output from the limiter circuit 121, that is, the current transformer 109. The phase difference of the current flowing through the heating coil 112 is detected. That is, the phase comparison unit 125 includes an output of the current transformer 109 for detecting the current and the phase difference of the low loss induction heating coil 112 connected to the half bridge output by the IGBTs 107 and 108; The phase comparison of the driving voltage (one side) of the half bridge output by the IGBTs 107 and 108 is performed, and the result of the phase comparison is output to the resonance frequency following oscillator 126.

공진 주파수 추종 발진부(126)는, 위상 비교부(125)에 의한 상기 위상차의 검출 결과를 이용하여 PWM 신호 발생부(127)가 발생시키는 PWM 신호의 발진 주파수를 상기 LC공진 회로의 공진 주파수에 추종시키는 처리를 실행하는 것이다. 구체적으로 공진 주파수 추종 발진부(126)는, 위상 비교부(125)의 출력에 따라 PWM 신호의 발진 주파수를 변화시킨다. 예를 들면, 공진 주파수 추종 발진부(126)는, 위상 비교 결과를 기초로 업다운 카운터 값을 상하시켜 위상차가 0(공진 주파수)이 되도록 구동 주파수 제어를 행한다.The resonance frequency following oscillator 126 follows the oscillation frequency of the PWM signal generated by the PWM signal generator 127 to the resonance frequency of the LC resonance circuit using the detection result of the phase difference by the phase comparator 125. Is to execute the process. Specifically, the resonance frequency following oscillator 126 changes the oscillation frequency of the PWM signal according to the output of the phase comparator 125. For example, the resonant frequency following oscillator 126 performs driving frequency control so that the phase difference becomes 0 (resonant frequency) by increasing and decreasing the up-down counter value based on the phase comparison result.

PWM 신호 발생부(127)는, 공진 주파수 추종 발진부(126)에 의한, 상기 LC공진 회로의 공진 주파수에 추종시키는 처리에 기초하여 변화하는 발진 주파수로 PWM 신호를 발생시켜 발광 다이오드 및 포토 트랜지스터(128, 129)에 출력하는 것이다. 다시 말하면, PWM 신호 발생부(127)는, 발열부의 온도를 검지하는 온도 센서(111)로부터의 정보로부터 CPU(115) 내의 PID 제어부(117)에 의한 PID(Proportional, Integral, Differential) 연산으로 산출한 PWM On duty값의 PWM 신호를 발광 다이오드 및 포토 트랜지스터(128, 129)에 출력할 수 있다.The PWM signal generator 127 generates a PWM signal at an oscillation frequency that changes based on a process of following the resonant frequency of the LC resonant circuit by the resonant frequency following oscillator 126 to generate a light emitting diode and a photo transistor 128. , 129). In other words, the PWM signal generator 127 calculates the PID (Proportional, Integral, Differential) calculation by the PID controller 117 in the CPU 115 from the information from the temperature sensor 111 that detects the temperature of the heat generating unit. A PWM signal having a PWM On duty value may be output to the light emitting diodes and the photo transistors 128 and 129.

정류 회로(120)는, 전류 트랜스(109)의 출력을 정류하는 것이다. 정류 회로(120)는, 전류 트랜스(109)의 출력을 정류한 것을 CPU(115)의 AD변환기(118)에 출력한다. 리미터 회로(121)는, 전류 트랜스(109)의 출력 전압을 소정의 범위 내로 제한하여 출력하는 것이다. 리미터 회로(121)는, 전류 트랜스(109)의 출력 전압을 소정의 범위 내로 제한하여 ASIC(124)의 위상 비교부(125)에 출력한다. 또, 저항(122)은 전류 트랜스(109)로부터 전류를 흘려 보내기 위한 저항이다.The rectifier circuit 120 rectifies the output of the current transformer 109. The rectifier circuit 120 outputs the rectified output of the current transformer 109 to the AD converter 118 of the CPU 115. The limiter circuit 121 limits the output voltage of the current transformer 109 within a predetermined range and outputs it. The limiter circuit 121 limits the output voltage of the current transformer 109 within a predetermined range and outputs it to the phase comparator 125 of the ASIC 124. In addition, the resistor 122 is a resistor for flowing a current from the current transformer 109.

도 2에 도시된 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치(100)는, 교류 전원(101)으로부터의 출력을 다이오드 브리지(104)에서 전파 정류한 후, 노이즈 필터(105)를 통과한 것을 하프 브리지 출력 회로(106)에 공급하고 있다.The induction heating fixing device 100 according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 2 passes the noise filter 105 after full-wave rectifying the output from the AC power supply 101 by the diode bridge 104. Is supplied to the half-bridge output circuit 106.

하프 브리지 출력 회로(106)에서는, IBGT(107, 108)가 교대로 온/오프를 반복하는 스위칭 동작에 의해 전류 트랜스(109)를 동작시켜 노이즈 필터(105)를 통과한 전류가 저손실 유도 가열용 코일(112)에 흐른다. 저손실 유도 가열용 코일(112)에 고주파 전류를 흘려 보냄으로써, 저손실 유도 가열용 코일(112)로부터 자계를 발생시킬 수 있다. 저손실 유도 가열용 코일(112)이 발생시킨 자계는, 고투자율 재료로 구성된 정착 롤러 또는 정착 벨트(110) 등에 집중된다. 저손실 유도 가열용 코일(112)이 발생시킨 자계에 의해 발열체 표면에 와전류가 흘러 자기 발열한다.In the half-bridge output circuit 106, the current passing through the noise filter 105 by operating the current transformer 109 by the switching operation in which the IBGTs 107 and 108 alternately turn on / off alternately causes low loss induction heating. It flows in the coil 112. By sending a high frequency current through the low loss induction heating coil 112, a magnetic field can be generated from the low loss induction heating coil 112. The magnetic field generated by the low loss induction heating coil 112 is concentrated on a fixing roller or fixing belt 110 made of a high permeability material. Due to the magnetic field generated by the low loss induction heating coil 112, an eddy current flows on the surface of the heating element to self-heat.

여기서, 도 2에 도시된 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치(100)에서 이용되는 LC공진 원리에 대해 설명한다. LC의 저항성분을 포함한 LCR 직렬 공진 회로에 있어서, LCR 직렬 공진 회로의 임피던스 Z는 이하의 수학식 1로 구해진다.Here, the LC resonance principle used in the induction heating fixing device 100 according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 2 will be described. In the LCR series resonant circuit including the resistance component of the LC, the impedance Z of the LCR series resonant circuit is obtained by the following equation.

여기서, X=0이 되는 주파수를 ω₀으로 나타내면, 직렬 공진 주파수 f₀는 이하의 수학식 2로 구해진다.Here, when the frequency at which X = 0 is expressed by ω ₀ , the series resonance frequency f ₀ is obtained by the following expression (2).

다음에, LCR 직렬 공진 회로의 임피던스 Z를 복소 벡터로 표시하면, 임피던스 Z, 크기 ｜Z｜, 위상 α는 이하의 수학식 3으로 구해진다.Next, when the impedance Z of the LCR series resonant circuit is represented by a complex vector, the impedance Z, the magnitude | Z |, and the phase (alpha) are calculated | required by the following formula (3).

즉, 임피던스의 크기｜Z｜는, 공진 주파수 f₀에서 인덕턴스와 커패시턴스가 제거되어 저항 성분 R만을 취하므로 최소값이 된다.In other words, the magnitude | size of the impedance | Z | becomes the minimum since inductance and capacitance are removed and only the resistance component R is taken out at the resonance frequency f ₀ .

그리고, 직렬 공진 회로에 전압원 V를 접속했을 때에 흐르는 전류 I, 크기｜I｜, 위상 φ는 이하의 수학식 4로 구해진다.The current I, magnitude | rate | I |, and phase phi which flow when the voltage source V is connected to the series resonant circuit are calculated by the following expression (4).

따라서, 수학식 4로부터 알 수 있는 바와 같이, LCR 직렬 공진 회로를 전압 구동한 경우, 공진 주파수 f₀에서 전류 I는 최대값을 취하고, 전류 I와 전압 V는 같은 위상이 된다. 이상, 도 2에 도시된 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치(100)에서 이용되는 LC공진 원리에 대해 설명하였다.Therefore, as can be seen from Equation 4, when the LCR series resonant circuit is voltage driven, the current I takes the maximum value at the resonance frequency f ₀ , and the current I and the voltage V become the same phase. In the above, the LC resonance principle used in the induction heating fixing apparatus 100 which concerns on one Embodiment of this invention shown in FIG. 2 was demonstrated.

도 4는, 공진 주파수로 PWM 신호의 ON time(High가 되어 있는 시간)의 듀티를 변화시켰을 때의 LCR 직렬 공진 회로의 전류 출력 특성의 일례를 나타내는 도면이다. 이와 같이, 공진 주파수를 경계로 하여 전류값(의 절대값)은 변화하는데, PWM 신호의 ON time의 듀티를 변화시킴으로써도 전류값(의 절대값)은 변화하게 된다. 즉, PWM 신호 발생부(127)가 발생시키는 PWM 신호의 ON time이 길어지면, 그만큼 IGBT(107, 108)가 온이 되는 시간도 길어지고 LCR 직렬 공진 회로의 전류값도 증가한다.4 is a diagram showing an example of the current output characteristic of the LCR series resonant circuit when the duty of the ON time (time high) of the PWM signal is changed at the resonance frequency. In this manner, the current value (absolute value) changes at the boundary of the resonance frequency, and the current value (absolute value) also changes by changing the duty of the ON time of the PWM signal. In other words, when the ON time of the PWM signal generated by the PWM signal generator 127 becomes long, the time for turning on the IGBTs 107 and 108 becomes longer, and the current value of the LCR series resonant circuit increases.

이상, 도 2를 이용하여 본 발명의 일 실시형태에 관한 유도 가열 정착 장치(100)의 구성에 대해 설명하였다. 이어서, 도 2에 도시된 ASIC(124)의 각 부의 상세한 구성예에 대해 설명한다. 우선, 위상 비교부(125)의 구성예에 대해 설명한다.In the above, the structure of the induction heating fixing apparatus 100 which concerns on one Embodiment of this invention was demonstrated using FIG. Next, a detailed configuration example of each part of the ASIC 124 shown in FIG. 2 will be described. First, an example of the configuration of the phase comparison unit 125 will be described.

도 5는, 도 2에 도시된 ASIC(124)에서의 위상 비교부(125)의 구성예를 나타내는 도면이다. 이하, 도 5를 이용하여 위상 비교부(125)의 구성예에 대해 설명한다.FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the phase comparison unit 125 in the ASIC 124 shown in FIG. 2. Hereinafter, the structural example of the phase comparison part 125 is demonstrated using FIG.

도 5에 도시된 바와 같이, 위상 비교부(125)는 지연 보정부(131)와 JKFF(JK플립플롭)(132, 133)과 NAND 게이트(134)를 포함하여 구성된다.As shown in FIG. 5, the phase comparator 125 includes a delay compensator 131, a JKFF (JK flip-flop) 132 and 133, and a NAND gate 134.

지연 보정부(131)는, PWM 신호 발생부(127)가 발생하는 드라이브 전압(Drive_V1)에 대해 지연을 일으키는 코일 전류 위상 비교 전압(Coil_ICV)의 지연 보정값을 설정하는 것이다. 지연 보정부(131)에는 드라이브 전압(Drive_V1), 시스템 클록(System_CL) 및 딜레이 클록(Delay_CL)이 입력되고, JKFF(132)에 클록을 출력한다. 또한, JKFF(133)에는, 리미터 회로(121)로부터 출력되는 코일 전류 위상 비교 전압(Coil_ICV)이 공급된다.The delay correction unit 131 sets a delay correction value of the coil current phase comparison voltage Coil_ICV that causes a delay with respect to the drive voltage Drive_V1 generated by the PWM signal generator 127. The drive voltage Drive_V1, the system clock System_CL, and the delay clock Delay_CL are input to the delay correction unit 131, and output a clock to the JKFF 132. The JKFF 133 is supplied with a coil current phase comparison voltage Coil_ICV output from the limiter circuit 121.

JKFF(132, 133)는, 입력 단자 J와 K의 상태의 조합에 대응되는 상태를, 입력받은 클록에 동기화하여 출력 단자 Q 및 그 반전 출력에 출력하는 것이다. JKFF(132)는, PWM 신호 발생부(127)가 발생하는 드라이브 전압(Drive_V1)에 대해 저손실 유도 가열용 코일(112)을 흐르는 전류의 위상이 지연(lagging)되면 Q단자로부터 1(High)을 출력한다. 이에 의해, Count_Up이 High가 된다. 한편, JKFF(133)는, PWM 신호 발생부(127)가 발생하는 드라이브 전압(Drive_V1)에 대해 저손실 유도 가열용 코일(112)을 흐르는 전류의 위상이 선행(leading)되면 Q단자로부터 1(High)을 출력한다. 이에 의해, Count_Down이 High가 된다.The JKFFs 132 and 133 output a state corresponding to the combination of the states of the input terminals J and K to the output terminal Q and its inverted output in synchronization with the input clock. When the phase of the current flowing through the low loss induction heating coil 112 is lagging with respect to the drive voltage Drive_V1 generated by the PWM signal generator 127, the JKFF 132 receives 1 (High) from the Q terminal. Output As a result, Count_Up becomes High. On the other hand, JKFF 133 is 1 (High) from the Q terminal when the phase of the current flowing through the low-loss induction heating coil 112 with respect to the drive voltage (Drive_V1) generated by the PWM signal generator 127 is leading. ) As a result, Count_Down becomes High.

위상 비교부(125)를 도 5에 도시된 바와 같이 구성함으로써, 드라이브 전압(Drive_V1)에 대해 리미터 회로(121)로부터 출력되는 코일 전류 위상 비교 전압(Coil_ICV)이 지연된 경우는 Count_Up이 High가 되고, 드라이브 전압(Drive_V1)에 대해 코일 전류가 선행된 경우는 Count_Down이 High가 된다.By configuring the phase comparator 125 as shown in FIG. 5, when the coil current phase comparison voltage Coil_ICV outputted from the limiter circuit 121 with respect to the drive voltage Drive_V1 is delayed, Count_Up becomes High. If the coil current is preceded by the drive voltage Drive_V1, Count_Down becomes High.

다음에, 공진 주파수 추종 발진부(126)의 구성예에 대해 설명한다. 도 6은, 도 2에 도시된 ASIC(124)에서의 공진 주파수 추종 발진부(126)의 구성예를 나타내는 도면이다. 이하, 도 6을 이용하여 공진 주파수 추종 발진부(126)의 구성예에 대해 설명한다.Next, an example of the configuration of the resonant frequency tracking oscillator 126 will be described. FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the resonant frequency tracking oscillator 126 in the ASIC 124 shown in FIG. 2. Hereinafter, the structural example of the resonance frequency following oscillation part 126 is demonstrated using FIG.

도 6에 도시된 바와 같이, 공진 주파수 추종 발진부(126)는 업다운 카운터(141), 주파수 비교부(142), 피드백 게인 보정부(143), PWM 카운터(144), OSC 컴퍼레이터(145), 1비트 카운터(146), NOT 게이트(147), AND 게이트(148)를 포함하여 구성된다.As shown in FIG. 6, the resonant frequency following oscillator 126 includes an up-down counter 141, a frequency comparator 142, a feedback gain corrector 143, a PWM counter 144, an OSC comparator 145, It includes a one-bit counter 146, NOT gate 147, and AND gate 148.

업다운 카운터(141)는 위상 비교부(125)의 출력(Count_Up 또는 Count_Down) 및 그 밖의 파라미터가 입력되는 것으로, 위상 비교부(125)의 출력 중에서 Count_Up이 High가 되어 있는 동안은 카운트 업하여 발진 주파수를 낮게 하고, Count_Down이 High가 되어 있는 동안은 카운트 다운하여 발진 주파수를 낮게 하도록 설정되어 있다.The up-down counter 141 inputs an output (Count_Up or Count_Down) and other parameters of the phase comparator 125. The counter is counted up while the Count_Up is high among the outputs of the phase comparator 125 to generate an oscillation frequency. Is set low, and while the Count_Down is High, it is set to count down to lower the oscillation frequency.

업다운 카운터(141)에 입력되는 파라미터로서는, 그 밖에 주파수 비교부(142)가 출력하는 값(OSC_OUT［N. .1］)의 범위인 Count_Max~Count_Min의 값(도 3 참조), Count_Max에 대응하는 주파수인 f_Min, Count_Min에 대응하는 주파수인 f_Max 및 초기 설정 공진 주파수 f_initial가 있다.As a parameter input to the up-down counter 141, other values corresponding to Count_Max to Count_Min (see Fig. 3) and Count_Max, which are ranges of values (OSC_OUT [N. .1]) output by the frequency comparator 142, There are a frequency f_Min, a frequency corresponding to Count_Min, f_Max and an initial resonance frequency f_initial.

유도 가열 정착 장치에서는, 통신 장치와 같은 엄밀한 성능이 요구되는 것과 비교하여 공진 주파수 추종 특성의 지터 성능이 그만큼 요구되지 않기 때문에, 이와 같이 LCR 직렬 공진 회로의 공진 주파수에 추종시키기 위해 구성이 간단한 업다운 카운터(141)의 이용이 가능하게 된다.In the induction heating fixing device, since the jitter performance of the resonance frequency following characteristic is not required as much as that of the rigorous performance such as a communication device, an up-down counter with a simple configuration for following the resonance frequency of the LCR series resonance circuit is thus required. 141 can be used.

주파수 비교부(142)는, 발진 주파수와 특정의 사용 불가능 주파수 영역(예를 들면, 특정 무선 주파수나, 정착 롤러 또는 정착 벨트(110) 등의 정착 기구에서의 공진 주파수)의 비교를 행하는 것이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 주파수 비교부(142)는 윈도우 컴퍼레이터(161)와 비교 회로(162)와 래치 회로(163)를 포함하여 구성된다.The frequency comparison unit 142 compares the oscillation frequency with a specific unusable frequency range (for example, a specific radio frequency or a resonant frequency in a fixing mechanism such as the fixing roller or the fixing belt 110). As shown in FIG. 6, the frequency comparator 142 includes a window comparator 161, a comparison circuit 162, and a latch circuit 163.

윈도우 컴퍼레이터(161)는, 특정의 사용 불가능 주파수 영역(f1_Max~f1_Min, f2_Max~f2_Min, ..., fm_Max~fm_Min,)과 업다운 카운터(141)의 출력 카운터 값의 비교를 행하는 것이다. 윈도우 컴퍼레이터(161)는, 업다운 카운터(141)의 출력 카운터 값이 특정의 사용 불가능 주파수 영역에 대응되는 경우에는 High를 출력한다.The window comparator 161 compares the output counter values of the up-down counter 141 with specific unusable frequency ranges f1_Max to f1_Min, f2_Max to f2_Min, ..., fm_Max to fm_Min ,. The window comparator 161 outputs High when the output counter value of the up-down counter 141 corresponds to a specific unusable frequency range.

도 3은, 특정의 사용 불가능 주파수 영역이 설정되었을 때의 업다운 카운터(141)의 카운트 값과 출력 주파수의 관계를 그래프로 나타내는 도면이다. 도 3에 도시된 그래프는, 가로축이 주파수, 세로축이 업다운 카운터(141)의 출력(FOUT[N. .1])을 나타내고 있다. 초기 설정의 공진 주파수 f₀에 대응하는 것이 「f_Initial」이고, 하한 주파수 f_Min에 대응하는 것이 「Count_Max」이며, 상한 주파수 f_Max에 대응하는 것이 「Count_Min」이다. 이와 같이, 주파수와 업다운 카운터(141)의 카운트 값은 비례 관계에 있다.3 is a graph showing the relationship between the count value of the up-down counter 141 and the output frequency when a specific unusable frequency range is set. In the graph shown in FIG. 3, the horizontal axis represents the frequency and the vertical axis represents the output FOUT [N.1] of the up-down counter 141. "F_Initial" corresponds to the resonance frequency f ₀ of the initial setting, "Count_Max" corresponds to the lower limit frequency f_Min, and "Count_Min" corresponds to the upper limit frequency f_Max. As such, the frequency and the count value of the up-down counter 141 are in proportional relationship.

사용 불가능 주파수 영역에 업다운 카운터(141)의 출력값(FOUT［N. .1］)이 들어가면, 래치 회로(163)에서 직전의 주파수 값을 래치함으로써 출력 주파수는 사용 불가능 주파수 영역에 들어가지 않으며, 업다운 카운터(141)의 출력값(FOUT[N. .1])이 변화한다. 그리고, 업다운 카운터(141)의 출력값(FOUT[N..1])이 사용 불가능 주파수 영역으로부터 벗어나면, 래치 회로(163)의 출력(OSC_OUT[N. .1])은 그 사용 불가능 주파수 영역으로부터 벗어난 시점에서의 출력 주파수가 된다.When the output value FOUT [N. .1] of the up-down counter 141 enters the unavailable frequency range, the latch circuit 163 latches the previous frequency value so that the output frequency does not enter the unavailable frequency range, and up-down The output value FOUT [N. .1] of the counter 141 changes. When the output value FOUT [N..1] of the up-down counter 141 is out of the unusable frequency range, the output OSC_OUT [N..1] of the latch circuit 163 is out of the unusable frequency range. Output frequency at the time of departure.

PWM 카운터(144)는, 시스템 클록(System_CL)에 기초하여 카운터 값(PWM_OUT[N-1. .0])을 출력하는 것이다. OSC 컴퍼레이터(145)는, 주파수 비교부(142)의 출력(OSC_OUT[N. .1])과 PWM 카운터(144)의 출력(PWM_OUT[N-1. .0])을 비교하여 비교 결과(OSC_COMP_OUT)를 출력하는 것이다. 주파수 비교부(142)의 출력(OSC_OUT[N. .1])과 PWM 카운터(144)의 출력(PWM_OUT[N-1. .0])을 비교하여 양자의 값이 일치하면, OSC 컴퍼레이터(145)는 소정의 기간만큼 Low에서 High로 출력을 변화시키고, 공진 주파수의 1주기가 도달하였음을 PWM 신호 발생부(127)에 통지한다.The PWM counter 144 outputs the counter value PWM_OUT [N-1. .0] based on the system clock System_CL. The OSC comparator 145 compares the output (OSC_OUT [N. .1]) of the frequency comparator 142 with the output (PWM_OUT [N-1. .0]) of the PWM counter 144 to compare the result ( OSC_COMP_OUT). The output of the frequency comparison unit 142 (OSC_OUT [N. .1]) and the output of the PWM counter 144 (PWM_OUT [N-1. .0]) are compared, and if both values match, the OSC comparator ( 145 changes the output from Low to High by a predetermined period and notifies the PWM signal generator 127 that one cycle of the resonance frequency has been reached.

다음에, PWM 신호 발생부(127)의 구성예에 대해 설명한다. 도 7은, 도 2에 도시된 ASIC(124)에서의 PWM 신호 발생부(127)의 구성예를 나타내는 도면이다. 이하, 도 7을 이용하여 PWM 신호 발생부(127)의 구성예에 대해 설명한다.Next, an example of the configuration of the PWM signal generator 127 will be described. FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of the PWM signal generator 127 in the ASIC 124 shown in FIG. 2. Hereinafter, a configuration example of the PWM signal generator 127 will be described with reference to FIG. 7.

도 7에 도시된 바와 같이, PWM 신호 발생부(127)는 곱셈기(151), PWM 컴퍼레이터(152), NOT 게이트(153, 154), AND 게이트(155, 157, 158), DFF(156)를 포함하여 구성된다.As shown in FIG. 7, the PWM signal generator 127 includes a multiplier 151, a PWM comparator 152, NOT gates 153 and 154, AND gates 155, 157 and 158, and a DFF 156. It is configured to include.

PWM 컴퍼레이터(152)는, PWM 듀티 제어부(119)로부터 보내지는 듀티에 관한 정보(PWM_Duty)와 주파수 비교부(142)의 출력(OSC_OUT[N. .1])을 곱셈기(151)에서 곱셈한 것과 PWM 카운터(144)의 출력(PWM_OUT[N-1. .0])을 비교하고, 비교 결과를 NOT 게이트(154)에 출력하는 것이다.The PWM comparator 152 multiplies the duty information (PWM_Duty) sent from the PWM duty control unit 119 with the output OSC_OUT [N. .1] of the frequency comparison unit 142 by the multiplier 151. And the output PWM_OUT [N-1... 0] of the PWM counter 144, and output the comparison result to the NOT gate 154.

DFF(156)는, OSC 컴퍼레이터(145)의 출력(OSC_COMP_OUT)의 공급을 받아 드라이브 전압(Drive_V1, Drive_V2)의 기초가 되는 전압(Drive_V)을 출력하는 것이다. DFF(156)는, Drive_V를 AND 게이트(157, 158)에 출력한다. AND 게이트(157, 158)는, 1비트 카운터(146)가 출력하는 신호(PWM_Select)를 이용하여 각각 드라이브 전압(Drive_V1 및 Drive_V2)을 출력한다.The DFF 156 receives the supply of the output OSC_COMP_OUT of the OSC comparator 145 and outputs the voltage Drive_V which is the basis of the drive voltages Drive_V1 and Drive_V2. The DFF 156 outputs Drive_V to the AND gates 157 and 158. The AND gates 157 and 158 output the drive voltages Drive_V1 and Drive_V2 using the signal PWM_Select output from the 1-bit counter 146, respectively.

즉, PWM 신호 발생부(127)는, OSC_COMP_OUT가 High가 되는 타이밍에서 소정의 기간만큼 High가 되는 드라이브 전압(Drive_V1, Drive_V2)의 기초가 되는 전압(Drive_V)을 출력한다. 이 소정의 기간은 PWM 듀티 제어부(119)가 지시하고, 그 정보는 PWM 컴퍼레이터(152)에 공급되는 PWM_Duty에 해당한다.That is, the PWM signal generator 127 outputs the voltage Drive_V which is the basis of the drive voltages Drive_V1 and Drive_V2 that become High for a predetermined period at the timing when the OSC_COMP_OUT becomes High. This predetermined period is instructed by the PWM duty control unit 119, and the information corresponds to PWM_Duty supplied to the PWM comparator 152.

도 7에 도시된 바와 같이 PWM 신호 발생부(127)를 구성함으로써, CPU(115)에서 연산된 ON Duty time과 업다운 카운터(141)의 출력 카운터 값으로부터 PWM 타이밍을 산출하고, 산출된 PWM 타이밍을 리셋 카운터를 사용한 PWM 카운터(144)의 출력값(PWM_OUT[N-1. .0])과 DFF(156)에서 비교하여 일치하면 드라이브 전압(Drive_V1, Drive_V2)의 기초가 되는 전압(Drive_V)을 Low로 한다. 이에 의해, ON Duty time의 기간만큼 High가 되는 드라이브 전압(Drive_V1, Drive_V2)이 생성되고, 그 High가 되는 기간만큼 발광 다이오드가 High가 되며, 포토 트랜지스터가 ON이 됨으로써 IGBT(107, 108)가 각각 온이 되어 LC직렬 공진 회로에 전류가 흐른다.By configuring the PWM signal generator 127 as shown in FIG. 7, the PWM timing is calculated from the ON Duty time calculated by the CPU 115 and the output counter value of the up-down counter 141, and the calculated PWM timing is calculated. When the output value (PWM_OUT [N-1. .0]) of the PWM counter 144 using the reset counter is matched in comparison with the DFF 156, the voltage Drive_V which is the basis of the drive voltages Drive_V1 and Drive_V2 is set to Low. do. As a result, the drive voltages Drive_V1 and Drive_V2 which are made high by the period of the ON Duty time are generated, and the light emitting diode is made high by the period which becomes the High, and the phototransistor is turned ON so that the IGBTs 107 and 108 are respectively On, current flows through the LC series resonant circuit.

이상, 위상 비교부(125)와 공진 주파수 추종 발진부(126)와 PWM 신호 발생부(127)의 구성예에 대해 설명하였다. 다음에, 공진 주파수 추종 발진부(126)의 동작에 대해 설명한다. 도 8~10은 공진 주파수 추종 발진부(126)의 동작 파형을 나타내는 도면이다.In the above, the structural example of the phase comparison part 125, the resonance frequency following oscillation part 126, and the PWM signal generation part 127 was demonstrated. Next, the operation of the resonant frequency following oscillator 126 will be described. 8 to 10 are diagrams showing operating waveforms of the resonance frequency following oscillator 126.

도 8은, 드라이브 전압(Drive_V1, Drive_V2)의 구동 주파수와 공진 주파수가 일치하여 동작하고 있을 때의 공진 주파수 추종 발진부(126)의 동작 파형을 나타내고 있다. 또한, 도 9는, 드라이브 전압의 구동 주파수가 공진 주파수를 초과할 때의 공진 주파수 추종 발진부(126)의 동작 파형을 나타내고 있다. 그리고, 도 10은, 드라이브 전압의 구동 주파수가 공진 주파수 미만일 때의 공진 주파수 추종 발진부(126)의 동작 파형을 나타내고 있다.8 shows the operation waveforms of the resonance frequency following oscillation unit 126 when the drive frequencies of the drive voltages Drive_V1 and Drive_V2 and the resonant frequency are operated coincident with each other. 9 shows the operation waveform of the resonance frequency following oscillator 126 when the drive frequency of the drive voltage exceeds the resonance frequency. 10 shows the operation waveform of the resonance frequency following oscillation unit 126 when the drive frequency of the drive voltage is less than the resonance frequency.

도 8에서는, 드라이브 전압(Drive_V1, Drive_V2)의 On Duty의 길이에 따라 코일에 흐르는 전류의 피크 값이 변화하는 모양을 나타내고 있다. 드라이브 전압(Drive_V1, Drive_V2)의 On Duty의 길이는 PWM 듀티 제어부(119)의 제어에 따라 변화한다.In FIG. 8, the peak value of the current which flows through a coil changes with the length of On Duty of drive voltages Drive_V1 and Drive_V2. The lengths of On Duty of the drive voltages Drive_V1 and Drive_V2 change under the control of the PWM duty controller 119.

그리고, 도 8에서는, 드라이브 전압의 구동 주파수와 공진 주파수가 일치하여 동작하고 있으므로, 위상 비교부(125)의 출력(Count_Up 또는 Count_Down)은 항상 Low이고, 따라서 업다운 카운터(141)의 출력(UpDown_Count)은 발생되지 않는다.In FIG. 8, since the driving frequency and the resonant frequency of the drive voltage operate in the same manner, the output (Count_Up or Count_Down) of the phase comparator 125 is always Low, and therefore the output (UpDown_Count) of the up-down counter 141. Does not occur.

도 9 및 도 10은, 드라이브 전압 및 코일 전류의 동작 파형으로부터 그 위상차를 검지하고, 업다운 카운터(141)의 값을 증감시켜 구동 주파수가 공진 주파수가 되도록 피드백 제어를 행하고 있는 동작을 나타내고 있다.9 and 10 show an operation in which the phase difference is detected from the operation waveforms of the drive voltage and the coil current, and the feedback control is performed so that the drive frequency becomes the resonance frequency by increasing or decreasing the value of the up-down counter 141.

우선, 드라이브 전압의 구동 주파수가 공진 주파수를 초과할 때의 공진 주파수 추종 발진부(126)의 동작에 대해 도 9를 참조하면서 설명한다. 드라이브 전압의 구동 주파수가 공진 주파수를 초과할 때는, 코일에 흐르는 전류의 위상이 드라이브 전압에 대해 지연되므로, 위상 비교부(125)의 출력 중에서 Count_Up이 High가 된다. Count_Up이 High가 되는 기간은, 드라이브 전압(Drive_V1)이 Low에서 High로 전환되고 나서 코일 전류의 위상이 0이 될 때까지의 기간이다.First, the operation of the resonance frequency following oscillator 126 when the drive frequency of the drive voltage exceeds the resonance frequency will be described with reference to FIG. 9. When the drive frequency of the drive voltage exceeds the resonance frequency, the phase of the current flowing through the coil is delayed with respect to the drive voltage, so that Count_Up becomes High among the outputs of the phase comparator 125. The period during which Count_Up becomes High is a period from when the drive voltage Drive_V1 is changed from Low to High until the phase of the coil current becomes zero.

위상 비교부(125)의 출력 중에서 Count_Up이 High가 되면, 그 High가 되는 기간만큼 업다운 카운터(141)는 카운터를 업시켜 출력한다. 이에 의해, 드라이브 전압의 구동 주파수를 공진 주파수에 추종시키는 것이 가능하게 된다.When Count_Up becomes High among the outputs of the phase comparator 125, the up-down counter 141 raises the counter and outputs the counter for the period during which it becomes High. This makes it possible to follow the drive frequency of the drive voltage to the resonance frequency.

한편, 드라이브 전압의 구동 주파수가 공진 주파수 미만일 때의 공진 주파수 추종 발진부(126)의 동작에 대해 도 10을 참조하면서 설명한다. 드라이브 전압의 구동 주파수가 공진 주파수 미만일 때는, 코일에 흐르는 전류의 위상이 드라이브 전압에 대해 선행되므로, 위상 비교부(125)의 출력 중에서 Count_Down이 High가 된다. Count_Down이 High가 되는 기간은, 코일 전류의 위상이 0이 되고 나서 드라이브 전압(Drive_V1)이 Low에서 High로 전환될 때까지의 기간이다.On the other hand, the operation of the resonance frequency following oscillator 126 when the drive frequency of the drive voltage is less than the resonance frequency will be described with reference to FIG. When the drive frequency of the drive voltage is less than the resonance frequency, the phase of the current flowing through the coil is preceded by the drive voltage, so that Count_Down becomes High among the outputs of the phase comparator 125. The period in which Count_Down becomes High is a period from when the phase of the coil current becomes 0 until the drive voltage Drive_V1 is changed from Low to High.

위상 비교부(125)의 출력 중에서 Count_Down이 High가 되면, 그 High가 되는 기간만큼 업다운 카운터(141)는 카운터를 다운시켜 출력한다. 이에 의해, 드라이브 전압(Drive_V1, Drive_V2)의 구동 주파수를 공진 주파수에 추종시키는 것이 가능하게 된다.When Count_Down becomes High among the outputs of the phase comparator 125, the up-down counter 141 downs the counter and outputs the period for the period of becoming High. This makes it possible to follow the drive frequencies of the drive voltages Drive_V1 and Drive_V2 to the resonant frequencies.

다음에, 공진 주파수 추종 발진부(126) 및 PWM 신호 발생부(127)의 동작에 대해 설명한다. 도 11~13은, 공진 주파수 추종 발진부(126) 및 PWM 신호 발생부(127)의 출력의 상세를 타이밍차트로 나타내는 도면이다.Next, operations of the resonant frequency following oscillator 126 and the PWM signal generator 127 will be described. 11-13 is a figure which shows the detail of the output of the resonance frequency following oscillation part 126 and the PWM signal generation part 127 with a timing chart.

도 11은 유도 가열 정착 장치(100)의 전원이 온이 되고 나서 초기 설정 주파수(=공진 주파수)로 발진하고 있을 때의 타이밍차트이고, 도 12는 초기 설정 주파수보다 공진 주파수가 높아졌을 때의 타이밍차트이며, 도 13은 초기 설정 주파수보다 공진 주파수가 낮아졌을 때의 타이밍차트이다.FIG. 11 is a timing chart when the induction heating fixing device 100 is oscillated at an initial set frequency (= resonant frequency) after the power supply of the induction heating fixing device 100 is turned on. FIG. 12 is a timing chart when the resonance frequency is higher than the initial set frequency. It is a chart, and FIG. 13 is a timing chart when the resonant frequency becomes lower than the initial setting frequency.

우선, 도 11을 참조하여, 유도 가열 정착 장치(100)의 전원이 온이 되고 나서 초기 설정 주파수(=공진 주파수)로 발진하고 있을 때의 공진 주파수 추종 발진부(126) 및 PWM 신호 발생부(127)의 동작에 대해 설명한다. PWM 카운터(144)의 출력(PWM_OUT[N-1. .0])의 값이 f_initial, 즉 초기 설정 주파수에 대응되는 값이 되면, PWM 카운터(144)의 출력은 리셋되고, OSC 컴퍼레이터(145)의 출력(OSC_COMP_OUT)이 Low에서 High로 변화하며, DFF(156)의 출력(Drive_V1)이 Low에서 High로 전환된다. 그리고, DFF(156)의 출력과 1비트 카운터(146)의 출력의 조합에 의해, 드라이브 전압(Drive_V1 및 Drive_V2)이 타이밍을 맞추어 AND 게이트(157, 158)로부터 각각 출력된다.First, referring to FIG. 11, the resonance frequency following oscillator 126 and the PWM signal generator 127 when the induction heating fixing device 100 is oscillated at an initial set frequency (= resonant frequency) after the power is turned on. Will be described. When the value of the output PWM_OUT [N-1. .0] of the PWM counter 144 becomes f_initial, that is, a value corresponding to the initial setting frequency, the output of the PWM counter 144 is reset, and the OSC comparator 145 ) Output (OSC_COMP_OUT) is changed from Low to High, and the output (Drive_V1) of the DFF 156 is switched from Low to High. By the combination of the output of the DFF 156 and the output of the 1-bit counter 146, the drive voltages Drive_V1 and Drive_V2 are outputted from the AND gates 157 and 158 in timing.

다음에, 도 12를 참조하여, 초기 설정 주파수보다 공진 주파수가 높아졌을 때의 공진 주파수 추종 발진부(126) 및 PWM 신호 발생부(127)의 동작에 대해 설명한다. 초기 설정 주파수보다 공진 주파수가 높아지면, 위상 비교부(125)의 출력 중에서 Count_Down이 High가 된다. 이에 의해, OSC 컴퍼레이터(145)의 출력(OSC_COMP_OUT)이 Low에서 High로 변화하는 주기가 짧아지고(Initial -> Initial-x -> Initial-y -> Initial-z), DFF(156)의 출력(Drive_V)이 Low에서 High로 전환되는 주기가 변화한다. 이에 의해, 드라이브 전압의 구동 주파수를 공진 주파수에 일치시키는 제어가 행해진다.Next, with reference to FIG. 12, the operation of the resonance frequency following oscillator 126 and the PWM signal generator 127 when the resonance frequency becomes higher than the initial set frequency will be described. When the resonance frequency is higher than the initial frequency, Count_Down becomes High among the outputs of the phase comparator 125. As a result, the period in which the output (OSC_COMP_OUT) of the OSC comparator 145 changes from low to high is shortened (Initial-> Initial-x-> Initial-y-> Initial-z), and the output of the DFF 156 is output. The period at which (Drive_V) goes from low to high changes. Thereby, control which matches the drive frequency of a drive voltage with a resonance frequency is performed.

마지막으로, 도 13을 참조하여, 초기 설정 주파수보다 공진 주파수가 낮아졌을 때의 공진 주파수 추종 발진부(126) 및 PWM 신호 발생부(127)의 동작에 대해 설명한다. 초기 설정 주파수보다 공진 주파수가 낮아지면, 위상 비교부(125)의 출력 중에서 Count_Up이 High가 된다. 이에 의해, OSC 컴퍼레이터(145)의 출력(OSC_COMP_OUT)이 Low에서 High로 변화하는 주기가 길어지고(Initial -> Initial+x -> Initial+y -> Initial+z), DFF(156)의 출력(Drive_V)이 Low에서 High로 전환되는 주기가 변화한다. 이에 의해, 드라이브 전압의 구동 주파수를 공진 주파수에 일치시키는 제어가 행해진다.Finally, referring to FIG. 13, the operation of the resonance frequency following oscillator 126 and the PWM signal generator 127 when the resonance frequency is lower than the initial set frequency will be described. When the resonance frequency is lower than the initial frequency, Count_Up becomes High among the outputs of the phase comparator 125. As a result, the period in which the output (OSC_COMP_OUT) of the OSC comparator 145 changes from low to high becomes long (Initial-> Initial + x-> Initial + y-> Initial + z), and the output of the DFF (156). The period at which (Drive_V) goes from low to high changes. Thereby, control which matches the drive frequency of a drive voltage with a resonance frequency is performed.

이와 같이, 드라이브 전압 및 코일 전류의 위상차 검지 결과로부터, 업다운 카운터(141)의 값을 증감시켜 드라이브 전압 구동 주파수를 공진 주파수가 되도록 제어하고, 업다운 카운터(141)의 값과, 온도 센서(111)의 출력 데이터 값으로부터 PID 제어부(117)에서의 PID 연산에 의해 구한 PWM Duty 보정값으로 PWM 듀티 제어부(119)에서 PWM Duty값을 산출한다.In this way, from the phase difference detection result of the drive voltage and the coil current, the value of the up-down counter 141 is increased or decreased to control the drive voltage driving frequency to be the resonance frequency, and the value of the up-down counter 141 and the temperature sensor 111 The PWM duty control unit 119 calculates the PWM duty value using the PWM duty correction value obtained by the PID operation in the PID control unit 117 from the output data value of.

PWM 카운터(144)의 출력값이 PWM Duty값과 일치하면 구동 전압을 Low로 하고, 업다운 카운터(141)의 값과 일치하면 구동 전압을 High로 변화시킴으로써, 공진 주파수 PWM 신호(Drive_V)가 만들어진다. 하프 브리지 구동 신호는, 1비트 카운터(146)에서 생성된 반주기마다의 출력 허가 신호와 DFF(156)가 생성하는 공진 주파수 PWM 신호를 AND 게이트(157, 158)에 넣음으로써, Drive_V1와 Drive_V2가 교대로 출력된다.When the output value of the PWM counter 144 coincides with the PWM Duty value, the driving voltage is set low, and when the output value of the PWM counter 144 coincides with the value of the up-down counter 141, the resonance voltage PWM signal Drive_V is generated. The half-bridge drive signal inputs the output permission signal for every half period generated by the 1-bit counter 146 and the resonant frequency PWM signal generated by the DFF 156 into the AND gates 157 and 158, whereby Drive_V1 and Drive_V2 alternate. Is output.

유도 가열 정착 장치(100)에 의하면, 공진 주파수 f₀에 자동 추종하여 공진 상태로 PWM 제어를 실행함으로써 전류량을 제어하여 전력량을 변경할 수 있다. 그 결과, 유도 가열 정착 장치(100)는 전력 효율이 개선된다는 효과를 가진다.According to the induction heating fixing apparatus 100, the amount of power can be changed by controlling the amount of current by automatically following the resonance frequency f ₀ and executing PWM control in a resonance state. As a result, the induction heating fixing apparatus 100 has the effect that the power efficiency is improved.

<변형예><Modifications>

도 14는, 유도 가열 정착 장치(1400)의 구성을 나타내는 도면이다. 도 15는, 유도 가열 정착 장치(1400)의 동작을 나타내는 도면이다.14 is a diagram illustrating the configuration of the induction heating fixing apparatus 1400. 15 is a diagram illustrating the operation of the induction heating fixing apparatus 1400.

유도 가열 정착 장치(1400)는 ASIC(1424)를 가진다. ASIC(1424)는 위상 비교부(1425), 위상 제어부(1425P), 공진 주파수 추종 발진부(1426), PWM 신호 발생부(1427)를 갖는 점에서 ASIC(124)와는 다르다. CPU(1415)는 ADC(1416), PID 제어부(1417), ADC(1418), PWM 듀티 제어부(1419), 위상 제어량 설정부(1419P)를 포함한다. 도 14의 ADC(1416), PID 제어부(1417), ADC(1418), PWM 듀티 제어부(1419)는 도 2의 ADC(116), PID 제어부(117), ADC(118), PWM 듀티 제어부(119)에 각각 대응한다.Induction heating fixing device 1400 has an ASIC 1424. The ASIC 1424 differs from the ASIC 124 in that it includes a phase comparator 1425, a phase controller 1425P, a resonant frequency follower oscillator 1426, and a PWM signal generator 1427. The CPU 1415 includes an ADC 1416, a PID controller 1417, an ADC 1418, a PWM duty controller 1418, and a phase control amount setting unit 1418P. The ADC 1416, PID controller 1417, ADC 1418, and PWM duty controller 1418 of FIG. 14 include the ADC 116, PID controller 117, ADC 118, and PWM duty controller 119 of FIG. Respectively).

도 16은, 위상 제어부(1425P)의 구체적인 구성을 나타내는 도면이다. 코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)이 0일 때는, 도 2 등을 참조하여 전술한 것과 같은 공진 주파수 추종 제어를 행한다.16 is a diagram illustrating a specific configuration of the phase control unit 1425P. When the coil current phase control amount set value (Phase_Delay_Value) is 0, resonance frequency following control as described above with reference to FIG. 2 or the like is performed.

도 14의 위상 비교부(1425), 공진 주파수 추종 발진부(1426), PWM 신호 발생부(1427)는 도 2에 나타나는 위상 비교부(125), 공진 주파수 추종 발진부(126), PWM 신호 발생부(127)에 각각 대응한다. 위상 비교부(1425), 공진 주파수 추종 발진부(1426), PWM 신호 발생부(1427)는, 드라이브 전압 및 코일 전류의 위상차를 측정하고, 위상차가 0이 되는 공진 주파수에 자동적으로 추종하는 제어를 행하고 있다. 구체적으로 도 15에 도시된 바와 같이 공진 주파수 f₀는 가변이다.The phase comparison unit 1425, the resonance frequency following oscillator 1426, and the PWM signal generator 1743 of FIG. 14 include the phase comparison unit 125, the resonance frequency following oscillator 126, and the PWM signal generator (shown in FIG. 127) respectively. The phase comparison unit 1425, the resonant frequency tracking oscillator 1426, and the PWM signal generator 1227 measure the phase difference between the drive voltage and the coil current, and perform the control to automatically follow the resonance frequency at which the phase difference becomes zero. have. Specifically, as shown in FIG. 15, the resonance frequency f ₀ is variable.

도 17은, 도 16의 위상 제어부(1425P)에서 코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)을 0에서 X를 거쳐 Y로 바꾸었을 때(단, X>Y)의 드라이브 전압, 코일 전류 파형 및 주파수 제어 신호(Count_up, Count_Up2, Count_Down, Count_Down2)의 동작 파형을 나타내는 도면이다.FIG. 17 shows the drive voltage, coil current waveform, and frequency control when the coil current phase control amount set value Phase_Delay_Value is changed from 0 to X through Y in the phase controller 1425P of FIG. 16 (where X> Y). The operation waveforms of the signals Count_up, Count_Up2, Count_Down, Count_Down2 are shown.

공진 주파수 제어를 행할 때는, 도 14의 CPU(1415)가 코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)을 0으로 설정한다. 이 때, 도 16의 Comp1이 출력하는 Select 신호는 Low가 되어 Selector2 및 Selector3이 A입력을 선택한다. 그 결과, 위상 비교 출력 신호(Count_Up, Count_Down)는 위상 제어부(1425P)를 통과하지 않고 직접 공진 주파수 추종 발진부(1426)에 입력된다. 따라서, 공진 주파수 제어가 행해진다.When performing the resonance frequency control, the CPU 1415 in FIG. 14 sets the coil current phase control amount set value (Phase_Delay_Value) to zero. At this time, the Select signal output by Comp1 in Fig. 16 becomes Low, and Selector2 and Selector3 select the A input. As a result, the phase comparison output signals Count_Up and Count_Down are input directly to the resonance frequency following oscillator 1426 without passing through the phase controller 1425P. Therefore, resonance frequency control is performed.

코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)을 공진 상태 0에서 X로 바꾸면, 설정값 X에 대응한 주파수 제어 신호(Count_Down2)를 출력하고 주파수를 높게 하여 위상량 설정값 X에 가까워짐에 따라 펄스 폭을 작게 하고, 최종적으로 위상량이 설정값 X가 된 곳에서 주파수 제어 신호(Count_Down2)의 출력을 정지한다.When the coil current phase control amount setting value (Phase_Delay_Value) is changed from resonance state 0 to X, the frequency control signal (Count_Down2) corresponding to the setting value X is output and the frequency is increased to decrease the pulse width as the phase amount setting value X approaches the phase amount setting value X. The output of the frequency control signal Count_Down2 is stopped when the phase amount finally reaches the set value X.

구체적으로 위상 제어를 행할 때는, 도 14의 CPU(1415)가 코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)을 0보다 큰 값으로 설정한다. 코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)이 0보다 큰 값으로 설정되면, 도 16의 Comp1의 출력 Select 신호가 High가 되어 Selector2 및 Selector3이 B입력을 선택한다. 그 결과, 위상 비교 출력 신호(Count_Up, Count_Down)는 위상 제어부(1425P)에 입력되어 위상 제어가 이루어지고, 신호(Count_Up2, Count_Down2)가 공진 주파수 추종 발진부(1426)에 입력된다. 따라서, 이 경우는 위상 제어가 행해진다.Specifically, when performing phase control, the CPU 1415 of FIG. 14 sets the coil current phase control amount set value Phase_Delay_Value to a value greater than zero. When the coil current phase control amount setting value (Phase_Delay_Value) is set to a value greater than 0, the output Select signal of Comp1 in FIG. 16 becomes High so that Selector2 and Selector3 select B input. As a result, the phase comparison output signals Count_Up and Count_Down are input to the phase controller 1425P to perform phase control, and the signals Count_Up2 and Count_Down2 are input to the resonance frequency following oscillator 1426. Therefore, in this case, phase control is performed.

코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)을 X에서 Y로 바꾸면(단, X>Y), X와 Y의 차이에 비례한 주파수 제어 신호(Coun_Up2)를 출력하고 주파수를 높게 하여 위상량 설정값 Y에 가까워짐에 따라 펄스 폭을 작게 하고, 최종적으로 위상량이 설정값 Y가 된 곳에서 주파수 제어 신호(Coun_Up2)의 출력을 정지한다.When the coil current phase control amount setting value (Phase_Delay_Value) is changed from X to Y (where X> Y), the frequency control signal (Coun_Up2) is output in proportion to the difference between X and Y, and the frequency is increased to the phase amount setting value Y. As it nears, the pulse width is decreased, and the output of the frequency control signal Coun_Up2 is stopped at the place where the phase amount finally reaches the set value Y.

도 18 및 도 19는, 도 16의 위상 제어부(1425P)에서의 신호의 타이밍도이다. 도 18은, 도 17에서 코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)을 0에서 X로 바꾸었을 때의 동작 타이밍을 나타내고 있다. 도 19는, 도 17에서 코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)을 X에서 Y로 바꾸었을 때(단, X>Y)의 동작 타이밍을 나타내고 있다.18 and 19 are timing diagrams of signals in the phase control unit 1425P of FIG. FIG. 18 shows the operation timing when the coil current phase control amount set value (Phase_Delay_Value) is changed from 0 to X in FIG. 17. FIG. 19 shows the operation timing when the coil current phase control amount set value Phase_Delay_Value in FIG. 17 is changed from X to Y (where X> Y).

<작용·효과><Action / Effect>

도 2의 유도 가열 정착 장치(100)는 PWM 제어에 의해 온도를 제어한다. 즉, 유도 가열 정착 장치(100)는, 도 4에 나타나는 모든 전류값에 걸쳐 PWM 최적값을 산출함으로써 전력을 제어한다. 다시 말하면, 스위칭 소자는 공진 주파수에서 스위칭되고, 그 펄스 폭이 온도 센서로부터의 신호에 기초하여 바뀐다.The induction heating fixing apparatus 100 of FIG. 2 controls the temperature by PWM control. That is, the induction heating fixing apparatus 100 controls the electric power by calculating the PWM optimum value over all the current values shown in FIG. In other words, the switching element is switched at the resonant frequency and its pulse width is changed based on the signal from the temperature sensor.

이에 대해 유도 가열 정착 장치(1400)에서는, 코일에 흐르는 전류가 클 때에는 PWM 제어를 행하고, 코일에 흐르는 전류가 작을 때에는 위상 제어를 행한다. 구체적으로 ASIC(1424)는 위상 제어부(1425)를 구비한다. 이 위상 제어부(1425)가 소전류 영역에서 코일 전류의 위상 제어를 실현한다.In contrast, in the induction heating fixing apparatus 1400, PWM control is performed when the current flowing through the coil is large, and phase control is performed when the current flowing through the coil is small. Specifically, the ASIC 1424 includes a phase controller 1425. This phase control unit 1425 realizes phase control of the coil current in the small current region.

온도 콘트롤러의 기능을 갖는 CPU(1415)는, 온도 센서(111)로부터의 신호에 기초하여 PWM 최적값과 코일 전류 위상 최적값을 산출함으로써 2개의 모드로 전력(즉, 온도)을 제어할 수 있다. 코일에 흐르는 전류가 작은 소전류 영역에서는, 위상 제어부(1425P)는 코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)에 기초하여 위상 제어를 행하고, 이에 따라 코일 전류를 제어한다. 즉, 추종한 공진 주파수를 기준으로 하여 코일 전류 위상 제어량 설정값(Phase_Delay_Value)에 기초하여 전류의 크기를 제어하고, 이에 따라 온도 제어를 행한다. 그 결과, 미소 전력 영역에서의 온도 제어가 가능하게 된다.The CPU 1415 having the function of the temperature controller can control power (ie, temperature) in two modes by calculating the PWM optimum value and the coil current phase optimum value based on the signal from the temperature sensor 111. . In the small current region where the current flowing in the coil is small, the phase control unit 1425P performs phase control based on the coil current phase control amount set value Phase_Delay_Value, thereby controlling the coil current. That is, the magnitude of the current is controlled based on the coil current phase control amount set value Phase_Delay_Value on the basis of the following resonance frequency, and temperature control is performed accordingly. As a result, temperature control in the micro power region becomes possible.

한편, 코일에 흐르는 전류가 큰 대전류 영역에서는, 도 2의 유도 가열 정착 장치(100)와 같이 PWM 제어를 행한다. 이러한 구성에 의해, 본 변형예는 도 15에 도시된 바와 같이 미소 전력 영역까지 코일 전류를 제어하는 것이 가능하고, 그 결과 보다 미세한 온도 제어를 실현할 수 있다.On the other hand, in the large current region where the current flowing through the coil is large, PWM control is performed as in the induction heating fixing apparatus 100 of FIG. 2. By such a configuration, the present modification can control the coil current to the micro power region as shown in Fig. 15, and as a result, finer temperature control can be realized.

특히 코일 전류 위상 지연 제어 회로는 간단한 논리 회로(디지털 회로)로 구성하였으므로, 온도 변동이나 상수의 편차 등에 영향을 받지 않고 안정된 온도 제어를 디지털적으로 행하는 것이 가능하다. 모든 제어 회로를 디지털 회로로 구성하였으므로, ASIC에 간단히 내장하는 것이 가능하게 되어 비용 삭감 및 소형화가 가능하다는 효과를 가진다.In particular, since the coil current phase delay control circuit is constituted by a simple logic circuit (digital circuit), it is possible to digitally perform stable temperature control without being influenced by temperature fluctuations or constant fluctuations. Since all control circuits are composed of digital circuits, it is possible to simply integrate them into the ASIC, which has the effect of reducing cost and miniaturization.

또, 본 변형예에서는 소전력시에서의 미소 전류 제어를 위해서만 위상 제어를 행하고 있지만, 이에는 한정되지 않는다. 예를 들면, 대전력 영역 및 중전력 영역에서도 위상 제어를 이용하여 전력 제어를 행하는 것이 가능하다.Moreover, in this modification, phase control is performed only for the microcurrent control at the time of low power, but it is not limited to this. For example, it is possible to perform power control using phase control even in the high power region and the medium power region.

<결론><Conclusion>

본 발명의 다양한 실시형태에 의한 유도 가열 정착 장치는, 업다운 카운터와 PWM 카운터를 이용하여 공진 주파수 추종 발진부, PWM 신호 발생부의 디지털 회로화를 간단하게 할 수 있으므로, 공진 주파수 추종 발진부 및 PWM 신호 발생부를 ASIC(124)의 내부에 넣는 것이 가능하게 된다.The induction heating fixing device according to various embodiments of the present invention can simplify the digital circuit of the resonant frequency following oscillator and the PWM signal generator by using the up-down counter and the PWM counter. It is possible to put inside the ASIC 124.

이에 의해, 본 발명의 실시형태에 의한 유도 가열 정착 장치는, 종래의 유도 가열 정착 장치와 비교하여 하드웨어 부품의 삭감이 가능하게 되어 비용 절감이나 조립성을 향상시킬 수 있다. 또한, 본 발명의 어떤 실시형태에 의한 유도 가열 정착 장치(1400)는, 디지털 회로로 구성함으로써 부품 상수의 편차나 온도 변동을 고려할 필요도 없고, 설정값을 소프트웨어로 변경함으로써 하드웨어를 변경하지 않고 모든 사양에 대응 가능하게 된다. 이는, 종래의 유도 가열 정착 장치가 아날로그 회로로 구성한 경우는 부품 상수의 편차나 온도 변동을 고려할 필요가 있거나, 공진 주파수 추종 범위의 설정 등 사양에 의해 부품 상수를 변경할 필요가 있는 것과 비교하여 큰 효과이다.As a result, the induction heating fixing apparatus according to the embodiment of the present invention can reduce the hardware components as compared with the conventional induction heating fixing apparatus, and can reduce the cost and improve the assemblability. In addition, the induction heating fixing apparatus 1400 according to an embodiment of the present invention does not need to consider deviations or temperature fluctuations in component constants by constructing a digital circuit, and does not change hardware by changing the set value to software. The specification can be supported. This is a great effect compared with the case where the conventional induction heating fixing apparatus is composed of an analog circuit, it is necessary to consider the variation of the component constant and the temperature fluctuation, or to change the component constant by the specification such as setting the resonance frequency following range. to be.

또, 본 발명의 어떤 실시형태에 의한 유도 가열 정착 장치는, 디지털 회로로 제어하기 때문에, 특정 사용 불가능 주파수 영역(특정 무선 주파수나 정착 벨트 등의 정착 장치 기구의 공진 주파수)이 있는 경우에는 그 주파수 범위를 설정함으로써 간단하게 제어 가능하게 된다.In addition, since the induction heating fixing apparatus according to an embodiment of the present invention is controlled by a digital circuit, when there is a specific unusable frequency range (resonant frequency of a fixing apparatus mechanism such as a specific radio frequency or a fixing belt), the frequency thereof is used. By setting the range, control becomes simple.

이상, 첨부 도면을 참조하면서 본 발명의 적합한 실시형태에 대해 상세하게 설명하였지만, 본 발명은 상술한 구체적인 실시형태에는 한정되지 않는다. 본 발명이 속한 기술분야에서의 통상의 지식을 가진 자이면, 특허청구범위에 기재된 기술적 사상의 범위 내에서 각종 변경 또는 수정을 실현할 수 있고, 이들도 본 발명의 기술적 범위에 속한다.As mentioned above, although preferred embodiment of this invention was described in detail, referring an accompanying drawing, this invention is not limited to the specific embodiment mentioned above. Those skilled in the art can realize various changes or modifications within the scope of the technical idea described in the claims, and these also belong to the technical scope of the present invention.

1400 유도 가열 정착 장치
101 교류 전원
102 퓨즈
103 배리스터
104 다이오드 브리지
105 노이즈 필터
106 하프 브리지 출력 회로
107, 108 IBGT
109 전류 트랜스
110 정착 롤러 또는 정착 벨트
111 온도 센서
112 저손실 유도 가열용 코일
113, 114 콘덴서
1415 CPU
1416, 1418 AD변환기(ADC)
1417 PID 제어부
1419 PWM 듀티 제어부
1419P 위상 제어량 설정부
120 정류 회로
121 리미터 회로
1424 ASIC
1425 위상 비교부
1425P 위상 제어부
1426 공진 주파수 추종 발진부
1427 PWM 신호 발생부
128, 129 발광 다이오드 및 포토 트랜지스터1400 Induction Heating Fixture
101 AC power
102 fuses
103 varistors
104 diode bridge
105 noise filter
106 half bridge output circuit
107, 108 IBGT
109 current transformer
110 fusing roller or fusing belt
111 temperature sensor
112 Low Loss Induction Heating Coil
113, 114 capacitors
1415 CPU
1416, 1418 AD Converter (ADC)
1417 PID control unit
1419 PWM Duty Control Unit
1419P phase control amount setting unit
120 rectifier circuit
121 limiter circuits
1424 ASIC
1425 phase comparator
1425P Phase Control
1426 resonant frequency following oscillator
1427 PWM signal generator
128, 129 Light Emitting Diodes and Phototransistors

Claims

A series resonant circuit having an induction coil and a capacitor, a phase comparator, a phase controller, a resonant frequency following oscillator, a PWM (pulse width modulation) signal generator,
The phase comparison unit compares a phase of a pulse output by the PWM signal generator and a phase of a current flowing through the induction coil, and compares the result of the comparison.
In phase control, it outputs to the said phase control part,
Outputs the resonance frequency following oscillator during PWM control,
The phase controller outputs a frequency control signal corresponding to a predetermined phase value based on the output of the phase comparator and a predetermined coil current phase amount, to the resonance frequency following oscillator,
The resonant frequency following oscillator changes the oscillation frequency to follow the driving frequency of the series resonant circuit to the resonant frequency using the output of the phase control unit.
The PWM signal generator generates a pulse for driving the series resonance circuit based on the oscillation frequency changed by the resonance frequency follow oscillator,
The phase comparator, the phase controller, the resonant frequency following oscillator and the PWM signal generator are digitally controlled.

The method of claim 1,
The phase controller compares the phase of the pulse output by the PWM signal generator and the phase of the current flowing through the induction coil, thereby calculating the output of the phase comparator for outputting a signal corresponding to the phase difference at the counter, and the coil current phase. Compares the set amount with a subtractor and outputs a frequency control signal to the resonant frequency following oscillator based on the result;
And the resonant frequency tracking oscillator changes the oscillation frequency by moving the counter up or down based on a signal output from the phase controller.

The method of claim 1,
The phase control is performed in the first region where the current is relatively small, and the PWM control is performed in the second region where the current is relatively large.

An image forming apparatus comprising the induction heating fixing apparatus according to claim 1.