KR20130031651A - Method for selective distributed beamforming in two way relaying system - Google Patents

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KR20130031651A
KR20130031651A KR1020110095355A KR20110095355A KR20130031651A KR 20130031651 A KR20130031651 A KR 20130031651A KR 1020110095355 A KR1020110095355 A KR 1020110095355A KR 20110095355 A KR20110095355 A KR 20110095355A KR 20130031651 A KR20130031651 A KR 20130031651A
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Abstract

PURPOSE: A selective dispersion beam forming method in a bidirectional relay system is provided to perform dispersive beam forming by using only partial channel information. CONSTITUTION: A beam forming weighted value vector is calculated by a Rayleigh-Ritz method. The beam forming weighted value vector maximizes system capacity of a plurality of terminals. One of weighted values, which maximize the system capacity among the beam forming weighed value vector, is selected. Beam forming is performed by using the weighted value.

Description

양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법{METHOD FOR SELECTIVE DISTRIBUTED BEAMFORMING IN TWO WAY RELAYING SYSTEM}Selective distributed beamforming method in bidirectional relay system {METHOD FOR SELECTIVE DISTRIBUTED BEAMFORMING IN TWO WAY RELAYING SYSTEM}

본 발명은 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 두 단말이 다수의 중계기를 통해 네트워크 코딩을 이용하여 양방향 통신을 수행하는 양방향 중계시스템에서 부분적인 채널 정보만을 이용하여 분산적 빔포밍을 수행할 수 있도록 하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법에 관한 것이다.
The present invention relates to a selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system, and more particularly, by using only partial channel information in a bidirectional relay system in which two terminals perform bidirectional communication using network coding through a plurality of repeaters. A selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system capable of performing distributed beamforming.

최근 양방향(bi-directional) 중계 시스템에서, 네트워크 코딩을 이용하여 각 단말기간의 신호를 교환하는데 필요한 주파수 자원의 양을 줄임으로써 더 높은 커패시티를 얻는 기법들이 제안되었다. Recently, in a bi-directional relay system, techniques for obtaining higher capacity by reducing the amount of frequency resources required to exchange signals between terminals using network coding have been proposed.

도 1은 일반적인 기술에 따른 점대점 네트워크 코딩을 보여주기 위한 도면이다. 1 is a diagram for illustrating point-to-point network coding according to a general technique.

도 1의 (a)는 네트워크 코딩을 사용하지 않는 일반적인 양방향 통신으로써 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U1)가 중계기(R)를 이용하여 서로의 패킷 x1과 x2를 교환하고자 할 때, 간섭을 피하기 위해 총 4개의 직교(orthogonal) 주파수 자원이 필요함을 볼 수 있다. 1 (a) is a general bidirectional communication without using network coding, when a first terminal U1 and a second terminal U1 want to exchange packets x1 and x2 with each other using a relay R, It can be seen that a total of four orthogonal frequency resources are needed to avoid interference.

도 1의 (b)는 양방향 중계시스템에서 디지털 네트워크 코딩이 사용된 예로써 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U1)가 중계기(R)에게 2개의 직교 채널을 이용하여 패킷 x1과 x2를 보내면, 중계기(R)은 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)로부터 수신한 신호를 각각 디코딩한 후

Figure pat00001
와 같이 XOR 연산하여 브로드케스팅 한다. FIG. 1 (b) shows an example in which digital network coding is used in a bidirectional relay system, in which a first terminal U1 and a second terminal U1 use two orthogonal channels to the repeater R to transmit packets x1 and x2. After sending, the repeater R decodes the signals received from the first terminal U1 and the second terminal U2, respectively.
Figure pat00001
Broadcast with XOR operation.

제 1단말기(U1)는 중계기(R)로부터 수신한 신호 xR과 자신이 송신한 후 메모리에 저장했던 패킷 x1을 다시 XOR 연산함으로써, 제 1단말기(U1)로부터 수신하고자 했던 패킷 x2를 추출하게 된다. 이때, 양방향 중계시스템은 총 3개의 직교자원만을 사용하므로, 주파수 효율을 높임으로써 더 큰 커패시티를 얻을 수 있게 된다. The first terminal U1 performs an XOR operation again on the signal xR received from the repeater R and the packet x1 stored in the memory after it is transmitted, thereby extracting the packet x2 intended to be received from the first terminal U1. . In this case, since the bidirectional relay system uses only three orthogonal resources in total, a larger capacity can be obtained by increasing frequency efficiency.

도 1의 (c)는 도 1의 (b)에 예시된 방법을 계량한 아날로그 네트워크 코딩방식에 의한 통신기법으로써 총 2개의 직교자원만을 사용하여 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)가 중계기(R)로 동일한 채널을 통해 동시에 전송하고, 중계기(R)는 중첩되어 수신된 신호를 단지 증폭만 하여 재전송한다. 이때 제 1단말기(U1)는 중계기(R)로부터 수신한 중첩 신호로부터, 자신이 송신한 신호 x1을 제거 한 후, x2를 디코딩 하게 된다.  (C) of FIG. 1 is a communication method based on an analog network coding method in which the method illustrated in FIG. 1 (b) is measured. The first terminal U1 and the second terminal U2 using only two orthogonal resources. Simultaneously transmits to the repeater R over the same channel, and the repeater R retransmits only the amplified received signal. At this time, the first terminal U1 removes the signal x1 transmitted by itself from the superimposed signal received from the repeater R, and then decodes x2.

이와 같은 아날로크 네트워크 코딩 방식은 도 1의 (b)에 나타낸 디지탈 네트워크 코딩 방식에 비해 복잡도가 낮아 구현이 매우 간단하면서도, 더 적은 주파수 자원을 사용하여 높은 SNR구간에서는 도 1(b)의 방법보다 더 높은 커패시티를 얻는 장점이 있다. Such an analog network coding scheme is very simple to implement due to its low complexity compared to the digital network coding scheme shown in FIG. 1 (b). However, the analog network coding scheme uses less frequency resources than the method of FIG. There is an advantage in obtaining a higher capacity.

본 발명의 배경기술은 대한민국 공개특허 10-2010-0057177호(2010.05.31.)에 개시되어 있다.
Background of the present invention is disclosed in Republic of Korea Patent Publication No. 10-2010-0057177 (2010.05.31.).

이와 같이 도 1의 (c)에서 설명한 하나의 중계기를 이용한 네트워크 코딩 양방향 중계 방식에 대해 K개의 중계기(R)를 이용한 양방향 중계 방식으로 확장하면 더욱 좋은 성능을 얻을 수 있다. 특히 K개의 중계기(R)들이 서로 협력하여 빔을 형성하는 분산적 빔포밍 기법을 적용하면, 최적의(optimal) 성능을 얻을 수 있게 된다. As such, when the network coding bidirectional relay method using one repeater described with reference to FIG. 1 (c) is extended to the bidirectional relay method using K repeaters R, better performance can be obtained. In particular, when the distributed beamforming technique in which the K repeaters R cooperate with each other to form a beam, optimal performance may be obtained.

그러나, 이와 같은 양방향 중계시스템은 시스템 커패시티를 최대로 하는 빔포밍 벡터를 얻기 위해 시스템내의 전체 채널 상태를 필요로 할 뿐만 아니라 도출된 빔포밍 벡터를 서로 공유하여 빔을 형성해야 한다. 따라서, 각 중계기(R)는 자신의 채널 상태정보를 파일럿 신호를 이용해 추정한 후 피드백 채널을 통하여 단말기(U1, U2)로 피드백 해 주어야 하기 때문에 K개의 직교자원이 피드백에 소요되고, 단말기(U1, U2)는 각 중계기(R)로부터 수신한 채널정보를 이용하여 빔포밍 벡터를 계산한 후 각 중계기(R)를 위한 빔포밍 가중치를 피드백해야 되기 때문에 또다시 K개의 직교자원이 소요되므로, 중계기(R)에서 채널추정을 위한 파일럿 신호교환을 포함하면 총 2K+2개의 직교 자원을 피드백에 사용하게 된다.However, such a bidirectional relay system requires not only the entire channel state in the system to obtain a beamforming vector maximizing system capacity, but also needs to share the derived beamforming vectors with each other to form a beam. Therefore, since each relay R needs to estimate its channel state information using a pilot signal and feed back to the terminals U1 and U2 through a feedback channel, K orthogonal resources are required for feedback and the terminal U1. U2) calculates the beamforming vector using the channel information received from each repeater R and feeds back the beamforming weights for each repeater R, thus requiring K orthogonal resources. Including pilot signal exchange for channel estimation in (R), 2K + 2 orthogonal resources are used for feedback.

또한 최적화된 빔포밍 벡터는 복잡한 연산을 필요로 하는 반복(iteration) 알고리즘을 통해 얻어지기 때문에 이러한 요구들은 피드백 오버헤드 및 단말기의 복잡도를 크게 증가시키는 문제를 야기하며, 특히 중계기의 개수인 K값이 커질수록 비효율적인 문제점이 있다. In addition, because optimized beamforming vectors are obtained through iteration algorithms that require complex computations, these requirements cause problems that significantly increase the feedback overhead and the complexity of the terminal. In particular, the value of K, the number of repeaters, The larger it is, the more inefficient there is.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 개선하기 위해 창작된 것으로서, 두 단말이 다수의 중계기를 통해 네트워크 코딩을 이용하여 양방향 통신을 수행하는 양방향 중계시스템에서 부분적인 채널 정보만을 이용하여 분산적 빔포밍을 수행할 수 있도록 하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
The present invention has been made to improve the above problems, and the distributed beamforming is performed using only partial channel information in a bidirectional relay system in which two terminals perform bidirectional communication using network coding through a plurality of repeaters. An object of the present invention is to provide a selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system.

본 발명의 일 측면에 따른 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법은 다수의 중계기를 통해 복수의 단말기가 아날로그 네트워크 코딩을 사용하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법에 있어서, 복수의 단말기의 시스템 커패시티를 최대로하는 빔포밍 가중치 벡터를 레일레이-리츠 정리에 의해 수학식 9와 같이 산출하는 단계; 및 산출된 빔포밍 가중치 벡터 중 시스템 커패시티를 최대로 하는 가중치를 수학식 12와 같이 하나를 선택하여 빔포밍 하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다. Selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system according to an aspect of the present invention is a selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system in which a plurality of terminals uses analog network coding through a plurality of repeaters, Calculating a beamforming weight vector maximizing system capacity as in Equation 9 by Rayleigh-Ritz theorem; And selecting one of the calculated beamforming weight vectors to maximize the system capacity as shown in Equation 12 to perform beamforming.

[수학식 9]&Quot; (9) "

Figure pat00002
Figure pat00002

이 때,

Figure pat00003
,
Figure pat00004
는 빔포밍 가중치 벡터이고, PR은 다수 중계기의 총 전력합이고,
Figure pat00005
,
Figure pat00006
는 수학식 10과 같은 벡터이다.At this time,
Figure pat00003
,
Figure pat00004
Is the beamforming weight vector, P R is the total power of the multiple repeaters,
Figure pat00005
,
Figure pat00006
Is a vector such as Equation 10.

[수학식 10]&Quot; (10) "

Figure pat00007
Figure pat00007

이때, h, g는 채널상태 정보이고, a는 수신신호의 세기를 정규화하기 위한 계수이다. In this case, h and g are channel state information, and a is a coefficient for normalizing the strength of the received signal.

[수학식 12][Equation 12]

Figure pat00008
Figure pat00008

이때, v(w)는 시스템 커패시티이다. Where v (w) is the system capacity.

본 발명에서 채널상태 정보는 중계기에서 파일럿 신호를 송수신하여 추정하는 것을 특징으로 한다.
In the present invention, the channel state information is characterized by estimating by transmitting and receiving a pilot signal in the repeater.

본 발명의 다른 측면에 따른 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법은 다수의 중계기를 통해 복수의 단말기가 아날로그 네트워크 코딩을 사용하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법에 있어서, 복수의 단말기의 시스템 커패시티를 최대로하는 빔포밍 가중치 벡터를 레일레이-리츠 정리에 의해 수학식 9와 같이 산출하는 단계; 및 산출된 빔포밍 가중치 벡터 중 시스템 커패시티를 최대로 하는 가중치를 수학식 13과 같이 하나를 선택하여 빔포밍 하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다. Selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system according to another aspect of the present invention is a selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system in which a plurality of terminals use analog network coding through a plurality of repeaters, Calculating a beamforming weight vector maximizing system capacity as in Equation 9 by Rayleigh-Ritz theorem; And selecting one of the calculated beamforming weight vectors to maximize the system capacity as shown in Equation 13 to perform beamforming.

[수학식 9]&Quot; (9) "

Figure pat00009
Figure pat00009

이 때,

Figure pat00010
,
Figure pat00011
는 빔포밍 가중치 벡터이고, PR은 다수 중계기의 총 전력합이고,
Figure pat00012
,
Figure pat00013
는 수학식 10과 같은 벡터이다.At this time,
Figure pat00010
,
Figure pat00011
Is the beamforming weight vector, P R is the total power of the multiple repeaters,
Figure pat00012
,
Figure pat00013
Is a vector such as Equation 10.

[수학식 10]&Quot; (10) "

Figure pat00014
Figure pat00014

이때, h, g는 채널상태 정보이고, a는 수신신호의 세기를 정규화하기 위한 계수이다. In this case, h and g are channel state information, and a is a coefficient for normalizing the strength of the received signal.

[수학식 13]&Quot; (13) "

Figure pat00015
Figure pat00015

이때, 0≤

Figure pat00016
≤1이고, v(w)는 시스템 커패시티이다. Where 0
Figure pat00016
≤ 1 and v (w) is the system capacity.

본 발명에서 채널상태 정보는 중계기에서 파일럿 신호를 송수신하여 추정하는 것을 특징으로 한다.
In the present invention, the channel state information is characterized by estimating by transmitting and receiving a pilot signal in the repeater.

본 발명은 두 단말이 다수의 중계기를 통해 네트워크 코딩을 이용하여 양방향 통신을 수행하는 양방향 중계시스템에서 부분적인 채널 정보만을 이용하여 분산적 빔포밍을 수행할 수 있도록 함으로써 채널 정보 획득에 필요한 피드백 오버헤드를 획기적으로 줄이면서도, 최대 다이버시티 이득과 상계(uuper bound)에 매우 근접한 시스템 커패시티를 얻을 수 있다.The present invention enables the two terminals to perform distributed beamforming using only partial channel information in a bidirectional relay system performing bidirectional communication using network coding through a plurality of relays, thereby obtaining feedback overhead required for channel information acquisition. While drastically reducing the, we can get the system capacity very close to the maximum diversity gain and upper bound.

또한 본 발명은 빔포밍 가중치 계산을 위한 연산양을 획기적으로 낮추어 단말기의 복잡도를 낮출 수 있다.
In addition, the present invention can significantly reduce the complexity of the terminal by dramatically reducing the amount of calculation for the beamforming weight calculation.

도 1은 일반적인 기술에 따른 점대점(poinit-to-point) 네트워크 코딩을 보여주기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템에서의 중첩 수신 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템에서의 선택적 빔포밍 기법을 위한 피드백 신호교환을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템에서의 라인 서치(line search) 빔포밍 기법을 위한 피드백 신호교환을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템의 커패시티 성능을 비교하기 위한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템에서 파일럿 신호 송수신에 따른 가중치 벡터 추정 기법을 설명하기 위한 도면이다. 1 is a diagram for showing a poinit-to-point network coding according to a general technique.
FIG. 2 is a diagram illustrating an overlapping reception method in a bidirectional relay system according to an exemplary embodiment of the present invention.
3 is a diagram illustrating feedback signal exchange for a selective beamforming technique in a bidirectional relay system according to an embodiment of the present invention.
4 is a diagram for describing feedback signal exchange for a line search beamforming technique in a bidirectional relay system according to an embodiment of the present invention.
5 is a view for comparing the capacity performance of the bi-directional relay system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram for describing a weight vector estimation technique based on pilot signal transmission and reception in a bidirectional relay system according to an embodiment of the present invention.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법의 일 실시예를 설명한다. 이 과정에서 도면에 도시된 선들의 두께나 구성요소의 크기 등은 설명의 명료성과 편의상 과장되게 도시되어 있을 수 있다. 또한, 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례에 따라 달라질 수 있다. 그러므로, 이러한 용어들에 대한 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.Hereinafter, an embodiment of a selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. In this process, the thicknesses of the lines and the sizes of the components shown in the drawings may be exaggerated for clarity and convenience of explanation. In addition, the terms described below are defined in consideration of the functions of the present invention, which may vary depending on the intention or custom of the user, the operator. Therefore, definitions of these terms should be made based on the contents throughout this specification.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템에서의 중첩 수신 방법을 설명하기 위한 도면이고, 도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템에서의 선택적 빔포밍 기법을 위한 피드백 신호교환을 설명하기 위한 도면이다. FIG. 2 is a diagram illustrating an overlapping reception method in a bidirectional relay system according to an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a feedback signal for a selective beamforming technique in a bidirectional relay system according to an embodiment of the present invention. It is a figure for demonstrating exchange | exchange.

도 2는 아날로그 네트워크 코딩 환경으로서 총 K개의 중계기를 통해 두 단말기가 통신하는 환경으로 나타낸다. 2 shows an environment in which two terminals communicate through a total of K repeaters as an analog network coding environment.

도 2의 (a)는 아날로그 네트워크 코딩의 첫 번째 단계로써 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)가 동일한 주파수 대역을 통해 동시에 전송하는 단계이다. 2A illustrates a first step of analog network coding, in which a first terminal U1 and a second terminal U2 simultaneously transmit the same frequency band.

제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)에서 전송된 신호를 각각 s1과 s2라 하고, k번째 중계기로부터 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)에 이르는 채널값을 각각 hk, gk라고 할 때, k번째 중계기에 수신된 신호 yk는 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.The signals transmitted from the first terminal U1 and the second terminal U2 are called s 1 and s 2 , respectively, and the channel values from the kth repeater to the first terminal U1 and the second terminal U2 are respectively. When h k and g k , the signal y k received by the k-th repeater may be expressed as Equation 1 below.

Figure pat00017
Figure pat00017

여기서 PS는 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)의 송신 출력을 나타내며, nk는 k번째 중계기에서 수신되는 AWGN 신호를 나타낸다.Here, P S represents the transmission output of the first terminal U1 and the second terminal U2, and n k represents the AWGN signal received at the k-th repeater.

도 2의 (b)는 아날로그 네트워크 코딩의 두 번째 단계로써 각 중계기(R)가 중첩 수신된 신호를 특정 계수 값에 따라 증폭하여 전송하는 단계이다. 이때, k번째 중계기(R)에서의 전송신호 xk는 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.FIG. 2B illustrates a second step of analog network coding, in which each repeater R amplifies and transmits the overlapping received signals according to specific coefficient values. In this case, the transmission signal x k in the k-th repeater R may be represented by Equation 2.

Figure pat00018
Figure pat00018

여기서 wk는 빔포밍을 위한 가중치이며, ak는 수신신호의 세기를 정규화하기 위한 계수로써 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.Here, w k is a weight for beamforming, and a k is a coefficient for normalizing the strength of the received signal and may be expressed as Equation 3 below.

Figure pat00019
Figure pat00019

따라서 xk의 송신출력은

Figure pat00020
이며, 전체 중계기의 총 전력 합이 PR로 제한될 경우 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.So the transmit power of x k is
Figure pat00020
If the sum of the total power of the entire repeater is limited to P R can be expressed as Equation 4.

Figure pat00021
Figure pat00021

이 때, K개의 중계기(R)로부터 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)로 각각 수신신호 z1, z2는 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.In this case, the received signals z 1 and z 2 may be represented by Equation 5 from the K relays R to the first terminal U1 and the second terminal U2, respectively.

Figure pat00022
Figure pat00022

제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)는 수신신호 z1과 z2에서 s2와 s1을 각각 제거하여 원하는 신호를 수신할 수 있다.The first terminal U1 and the second terminal U2 may receive a desired signal by removing s 2 and s 1 from the received signals z 1 and z 2 , respectively.

중계기(R)에서 중첩신호를 송신할 때 사용된 빔포밍 가중치를 벡터

Figure pat00023
로 나타내면, 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)에서 수신신호의 신호대잡음비 γ1과 γ2는 각각 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.Vector of beamforming weights used when the superimposed signal is transmitted by the repeater R
Figure pat00023
In Equation 6, the signal-to-noise ratios γ 1 and γ 2 of the received signal in the first terminal U1 and the second terminal U2 may be represented by Equation 6, respectively.

Figure pat00024
Figure pat00024

이 때,

Figure pat00025
,
Figure pat00026
Figure pat00027
,
Figure pat00028
이다. 여기서
Figure pat00029
는 행렬의 컨쥬게이트(conjugate)를 의미하며,
Figure pat00030
는 x1, ..., xk의 값으로 구성된 대각행렬을 나타낸다.At this time,
Figure pat00025
,
Figure pat00026
Figure pat00027
,
Figure pat00028
to be. here
Figure pat00029
Means the conjugate of the matrix,
Figure pat00030
Represents a diagonal matrix of values of x 1 , ..., x k .

위에서 주어진 값을 통해 양방향 중계기 시스템의 커패시티의 합 v를 구하면 수학식 7과 같다.The sum v of the capacities of the bidirectional repeater system using the values given above is given by Equation 7.

Figure pat00031
Figure pat00031

이때 본 발명에서는 양방향 중계시스템의 커패시티를 최대로 하는 빔포밍 가중치 벡터 w를 얻기 부분적인 채널정보를 통해 산출한다. In the present invention, the beamforming weight vector w maximizing the capacity of the bidirectional relay system is calculated through partial channel information.

제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2) 각각의 커패시티 최대값은 수학식 8과 같다. The maximum capacity of each of the first terminal U1 and the second terminal U2 is expressed by Equation (8).

Figure pat00032
Figure pat00032

위 수학식 8의 최적해를 각각

Figure pat00033
,
Figure pat00034
라고 하면, 레일레이-리츠(Rayleigh-Ritz) 정리에 의해 수학식 9로 구할 수 있다.Each of the optimal solutions of Equation 8 above
Figure pat00033
,
Figure pat00034
In this case, the equation (9) can be obtained by Rayleigh-Ritz theorem.

Figure pat00035
Figure pat00035

이 때,

Figure pat00036
,
Figure pat00037
는 수학식 10과 같은 벡터이다.At this time,
Figure pat00036
,
Figure pat00037
Is a vector such as Equation 10.

Figure pat00038
Figure pat00038

이와 같이 각각의 중계기(R)는 hk와 gk 그리고

Figure pat00039
와
Figure pat00040
의 부분 채널정보만 있으면 각 중계기(R)간의 정보교환 없이 최적의 빔포밍 가중치 벡터
Figure pat00041
,
Figure pat00042
를 구할 수 있다. Thus each repeater (R) is h k and g k and
Figure pat00039
Wow
Figure pat00040
Optimal beamforming weight vector without information exchange between repeaters (R) if only partial channel information of
Figure pat00041
,
Figure pat00042
Can be obtained.

각 중계기(R)들은 파일럿 신호를 이용하여 자신의 채널 정보인 hk와 gk를 예측할 수 있으므로, 실제 필요한 피드백 정보는

Figure pat00043
와
Figure pat00044
로 매우 적다. 또한 수학식 9와 수학식 10에서 보는 바와 같이, 각 중계기(R)들은 최적의 빔포밍 가중치 벡터
Figure pat00045
,
Figure pat00046
를 반복(iteration) 알고리즘이 아닌 매우 간단한 closed-form 수식에 의해 얻을 수 있으므로 매우 낮은 복잡도를 갖는다. Each of the repeaters (R) can predict their channel information h k and g k using the pilot signal, so the feedback information actually needed is
Figure pat00043
Wow
Figure pat00044
Very little. Also, as shown in equations (9) and (10), each of the repeaters R is an optimal beamforming weight vector.
Figure pat00045
,
Figure pat00046
Is obtained by a very simple closed-form equation rather than by an iteration algorithm, and has a very low complexity.

최적해

Figure pat00047
,
Figure pat00048
를 통해 얻는 커패시티의 합은 수학식 11과 같다. Optimal
Figure pat00047
,
Figure pat00048
The sum of the capacities obtained through Equation 11 is shown in Equation 11.

Figure pat00049
Figure pat00049

수학식 11의 커패시티의 합

Figure pat00050
는 얻을 수 없는 이상적인 값이다. 그 이유는 일반적으로
Figure pat00051
이기 때문이다. Sum of capacities in Equation 11
Figure pat00050
Is an ideal value that cannot be obtained. The reason is usually
Figure pat00051
.

하지만

Figure pat00052
와
Figure pat00053
를 살펴보면, 각각의 가중치 벡터
Figure pat00054
,
Figure pat00055
가 동일한 위상(phase)을 갖음을 볼 수 있다. 이것은 제 1단말기(U1) 또는 제 2단말기(U2)의 커패시티를 최대화 하는 가중치 벡터
Figure pat00056
(또는
Figure pat00057
)가 제 2단말기(U2) 또는 제 1단말기(U1)에게 최적화 성능에 근접한 성능을 얻게 하는 co-phased weight vector임을 알 수 있다. 이러한 관찰을 바탕으로 수학식 12의 선택적 빔포밍 가중치 벡터
Figure pat00058
를 선택할 수 있다. However
Figure pat00052
Wow
Figure pat00053
If you look at each weight vector
Figure pat00054
,
Figure pat00055
It can be seen that has the same phase. This is a weight vector that maximizes the capacity of the first terminal U1 or the second terminal U2.
Figure pat00056
(or
Figure pat00057
It can be seen that is a co-phased weight vector to obtain a performance close to the optimization performance to the second terminal (U2) or the first terminal (U1). Based on these observations, the optional beamforming weight vector of Equation 12
Figure pat00058
Can be selected.

Figure pat00059
Figure pat00059

이러한 선택적 빔포밍 방법은 도 3에서 보는 바와 같이 각각의 중계기(R)가 선택된 빔포밍 가중치 벡터 인덱스 정보

Figure pat00060
와 이에 해당하는
Figure pat00061
정보의 피드백만을 필요로 하므로,
Figure pat00062
을 계산하기 위한 피드백 오버헤드를 제외하면 총 1개의 직교 자원만이 피드백에 사용되게 된다.
In this selective beamforming method, as shown in FIG. 3, the beamforming weight vector index information for each repeater R is selected.
Figure pat00060
And the equivalent
Figure pat00061
Because we only need feedback of the information,
Figure pat00062
Excluding the feedback overhead to calculate the, only one orthogonal resource is used for feedback.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템에서의 라인서치(line search) 빔포밍 기법을 위한 피드백 신호교환을 설명하기 위한 도면이다. FIG. 4 is a diagram for describing feedback signal exchange for a line search beamforming technique in a bidirectional relay system according to an embodiment of the present invention.

다수의 중계기(R)는 위에서 설명한 바와 같이 각각 부분 채널 상태 정보를 기반으로 각 중계기(R)에 대한 빔포밍 가중치 벡터를 산출한 후 수학식 13과 같이 라인서치 기법을 통해 가중치를 선택하여 빔포밍을 수행한다. As described above, the plurality of repeaters (R) calculates beamforming weight vectors for each repeater (R) based on the partial channel state information, respectively, and then selects the weights through the line search technique as shown in Equation 13 to form the beamforming. Do this.

Figure pat00063
Figure pat00063

이때, 0≤

Figure pat00064
≤1이고, v(w)는 시스템 커패시티이다. Where 0
Figure pat00064
≤ 1 and v (w) is the system capacity.

수학식 13에 의한 라인서치 빔포밍 기법은 선택적 빔포밍 기법에 비해 성능이 좋지만 복잡도가 다소 증가하고, 도 4에서와 같이

Figure pat00065
,
Figure pat00066
,
Figure pat00067
를 피드백 해 주어야 한다. 하지만 선택적 빔포밍 기법과 마찬가지로
Figure pat00068
을 계산하기 위한 피드백 오버헤드를 제외하면 총 1개의 직교 자원만을 사용한다.
The line search beamforming technique according to Equation 13 has better performance than the selective beamforming technique, but the complexity is slightly increased, as shown in FIG.
Figure pat00065
,
Figure pat00066
,
Figure pat00067
Should give feedback. But as with the selective beamforming technique,
Figure pat00068
Excluding the feedback overhead to calculate the, we use only one orthogonal resource.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템의 커패시티 성능을 비교하기 위한 도면이다. 5 is a view for comparing the capacity performance of the bi-directional relay system according to an embodiment of the present invention.

도 5에 도시된 바와 같이 송신파워는 Ps=PR= 5dB 이며, case I은 중계기(R)들이 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)의 중앙에 위치하며, case II는 중계기(R)들이 제 2단말기(U2)에 근접하여 위치한 경우에 본 발명에 의한 선택적 빔포밍 가중치 벡터

Figure pat00069
및 WLS가 최적화된 빔포밍 가중치 벡터 WOPT 와 비교할 때 거의 유사한 성능을 보이고 있다.
As shown in FIG. 5, the transmission power is P s = P R = 5dB, case I is the repeaters R located at the center of the first terminal U1 and the second terminal U2, and case II is the repeater. Selective beamforming weight vector according to the present invention when (R) is located in proximity to the second terminal U2
Figure pat00069
And W LS show almost similar performance when compared to the optimized beamforming weight vector W OPT .

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계시스템에서 파일럿 신호 송수신에 따른 가중치 벡터 추정 기법을 설명하기 위한 도면이다. FIG. 6 is a diagram for describing a weight vector estimation technique based on pilot signal transmission and reception in a bidirectional relay system according to an embodiment of the present invention.

단말기에서 가중치 벡터를 계산하기 위해 필요한

Figure pat00070
와
Figure pat00071
을 계산하여 각 중계기로 피드백 해 주기 위해서는 각 중계기로부터
Figure pat00072
에 대한 정보 및 채널 상태 정보
Figure pat00073
과
Figure pat00074
를 수집할 때 피드백 오버헤드를 줄이기 위하여 파일럿 신호를 이용하여
Figure pat00075
와
Figure pat00076
를 추정한다. Required to calculate weight vector in terminal
Figure pat00070
Wow
Figure pat00071
To feed back to each repeater
Figure pat00072
Information and channel status information for
Figure pat00073
and
Figure pat00074
In order to reduce the feedback overhead when collecting
Figure pat00075
Wow
Figure pat00076
.

도 6의 (a)는 파일럿 신호의 송수신 관계를 나타내고 도 6의 (b)는 파일럿 신호의 가중치 벡터로 나타낸다. FIG. 6A shows the transmission / reception relationship of the pilot signal and FIG. 6B shows the weight vector of the pilot signal.

파일럿 전송을 위한 첫 번째 미니슬롯과 두 번째 미니슬롯에서 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)는 미리 약속된 파일럿 신호를 Ps의 파워로 전송한다. 이를 이용하여 각 중계기(R)는 자신과 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)간의 채널 정보를 추정 후, 수신한 파일럿 신호에

Figure pat00077
와
Figure pat00078
을 각각 곱하여 세 번째, 네 번째 미니슬롯에 각각 송신한다. 여기서 c는 중계기(R) 전체에서 사용되는 파워 제약을 만족시키기 위한 시스템 파라미터이다. 제 1단말기(U1)와 제 2단말기(U2)는 수신한 신호로부터
Figure pat00079
와
Figure pat00080
를 추정한 후 피드백 한다. In a first minislot and a second minislot for pilot transmission, the first terminal U1 and the second terminal U2 transmit a predetermined pilot signal at a power of Ps. Using this, each repeater R estimates channel information between itself and the first terminal U1 and the second terminal U2, and then applies the received pilot signal to the received pilot signal.
Figure pat00077
Wow
Figure pat00078
Multiply by and transmit to the third and fourth minislots, respectively. Where c is a system parameter for satisfying the power constraint used throughout the repeater (R). The first terminal U1 and the second terminal U2 receive the received signal from the received signal.
Figure pat00079
Wow
Figure pat00080
Estimate and feed back.

이러한 부분적인 채널 상태 정보를 통해

Figure pat00081
와
Figure pat00082
를 추정하여 사용함으로써 선택된 빔포밍과 라인서치를 통한 빔포밍 기법은, 중계기(R)에서의 채널 추정을 위한 파일럿 신호의 교환을 포함하여, 총 5개의 직교 자원만을 필요로 한다.
This partial channel state information
Figure pat00081
Wow
Figure pat00082
The beamforming technique using the selected beamforming and the line search by estimating a requires only a total of five orthogonal resources, including the exchange of pilot signals for channel estimation in the repeater R.

본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 하여 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 기술이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서 본 발명의 기술적 보호범위는 아래의 특허청구범위에 의해서 정하여져야 할 것이다.
While the present invention has been particularly shown and described with reference to exemplary embodiments thereof, it will be understood by those of ordinary skill in the art that various changes in form and details may be made therein without departing from the spirit and scope of the invention as defined by the appended claims. I will understand. Accordingly, the technical scope of the present invention should be defined by the following claims.

U1 : 제 1단말기 U2 : 제 2단말기
R : 중계기U1: first terminal U2: second terminal
R: Repeater

Claims (4)

다수의 중계기를 통해 복수의 단말기가 아날로그 네트워크 코딩을 사용하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법에 있어서,
상기 복수의 단말기의 시스템 커패시티를 최대로하는 빔포밍 가중치 벡터를 레일레이-리츠 정리에 의해 수학식 9와 같이 산출하는 단계; 및
산출된 상기 빔포밍 가중치 벡터 중 상기 시스템 커패시티를 최대로 하는 가중치를 수학식 12와 같이 하나를 선택하여 빔포밍 하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법.
[수학식 9]
Figure pat00083

이 때, ,
Figure pat00085
는 빔포밍 가중치 벡터이고, PR은 다수 중계기의 총 전력합이고,
Figure pat00086
,
Figure pat00087
는 수학식 10과 같은 벡터이다.
[수학식 10]
Figure pat00088

이때, h, g는 채널상태 정보이고, a는 수신신호의 세기를 정규화하기 위한 계수이다.
[수학식 12]
Figure pat00089

이때, v(w)는 시스템 커패시티이다.
In the selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system in which a plurality of terminals use analog network coding through a plurality of repeaters,
Calculating a beamforming weight vector maximizing system capacities of the plurality of terminals as in Equation 9 by Rayleigh-Litz theorem; And
And selecting one of the calculated beamforming weight vectors to maximize the system capacity by using one of the beamforming weight vectors as shown in Equation (12).
[Equation 9]
Figure pat00083

At this time, ,
Figure pat00085
Is the beamforming weight vector, P R is the total power of the multiple repeaters,
Figure pat00086
,
Figure pat00087
Is a vector such as Equation 10.
[Equation 10]
Figure pat00088

In this case, h and g are channel state information, and a is a coefficient for normalizing the strength of the received signal.
[Equation 12]
Figure pat00089

Where v (w) is the system capacity.
제 1항에 있어서, 상기 채널상태 정보는 상기 중계기에서 파일럿 신호를 송수신하여 추정하는 것을 특징으로 하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법.
The method of claim 1, wherein the channel state information is estimated by transmitting and receiving a pilot signal at the repeater.
다수의 중계기를 통해 복수의 단말기가 아날로그 네트워크 코딩을 사용하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법에 있어서,
상기 복수의 단말기의 시스템 커패시티를 최대로하는 빔포밍 가중치 벡터를 레일레이-리츠 정리에 의해 수학식 9와 같이 산출하는 단계; 및
산출된 상기 빔포밍 가중치 벡터 중 상기 시스템 커패시티를 최대로 하는 가중치를 수학식 13과 같이 하나를 선택하여 빔포밍 하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법.
[수학식 9]
Figure pat00090

이 때,
Figure pat00091
,
Figure pat00092
는 빔포밍 가중치 벡터이고, PR은 다수 중계기의 총 전력합이고,
Figure pat00093
,
Figure pat00094
는 수학식 10과 같은 벡터이다.
[수학식 10]
Figure pat00095

이때, h, g는 채널상태 정보이고, a는 수신신호의 세기를 정규화하기 위한 계수이다.
[수학식 13]
Figure pat00096

이때, 0≤
Figure pat00097
≤1이고, v(w)는 시스템 커패시티이다.
In the selective distributed beamforming method in a bidirectional relay system in which a plurality of terminals use analog network coding through a plurality of repeaters,
Calculating a beamforming weight vector maximizing system capacities of the plurality of terminals as in Equation 9 by Rayleigh-Litz theorem; And
And selecting one of the calculated beamforming weight vectors to maximize the system capacity by using one of the beamforming weight vectors as shown in Equation (13).
[Equation 9]
Figure pat00090

At this time,
Figure pat00091
,
Figure pat00092
Is the beamforming weight vector, P R is the total power of the multiple repeaters,
Figure pat00093
,
Figure pat00094
Is a vector such as Equation 10.
[Equation 10]
Figure pat00095

In this case, h and g are channel state information, and a is a coefficient for normalizing the strength of the received signal.
&Quot; (13) "
Figure pat00096

Where 0
Figure pat00097
≤ 1 and v (w) is the system capacity.
제 3항에 있어서, 상기 채널상태 정보는 중계기에서 파일럿 신호를 송수신하여 추정하는 것을 특징으로 하는 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법. 4. The method of claim 3, wherein the channel state information is estimated by transmitting and receiving a pilot signal at a repeater.
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