KR20130007784A - Metamaterial transmission line and metamaterial antenna using the same - Google Patents

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Abstract

PURPOSE: A metamaterial transmission line and a metamaterial antenna using the same are provided to form an LC parallel resonance circuit by connecting additional capacitance to a parallel inductance. CONSTITUTION: A metamaterial transmission line includes a CRLH(Composite Right/Left Handed) transmission line and additional capacitance. The additional capacitance forms a parallel inductance and an LC parallel resistance circuit of the CRLH transmission line. The metamaterial antenna includes a parallel inductor element and a parallel capacitor element. The parallel capacitor element is separated with the parallel inductor element. [Reference numerals] (AA) CRLH transmission line; (BB) RH transmission line; (CC,DD) LC parallel resonant circuit

Description

메타머티리얼 전송선로 및 이를 이용한 메타머티리얼 안테나{METAMATERIAL TRANSMISSION LINE AND METAMATERIAL ANTENNA USING THE SAME}Metamaterial Transmission Line and Metamaterial Antenna Using Them {METAMATERIAL TRANSMISSION LINE AND METAMATERIAL ANTENNA USING THE SAME}

본 발명의 실시예는 메타머티리얼 전송선로 및 이를 이용한 메타머티리얼 안테나에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 주변 환경에 영향을 받지 않는 메타머티리얼 전송선로 및 이를 이용한 메타머티리얼 안테나에 관한 것이다.
An embodiment of the present invention relates to a metamaterial transmission line and a metamaterial antenna using the same, and more particularly, to a metamaterial transmission line and a metamaterial antenna using the same.

일반적으로 전송선로(10)는 도 1에 도시한 바와 같이, 등가적으로 직렬 인덕턴스(LR) 및 병렬 커패시턴스(CR)로 나타낼 수 있다. 도 1에서, 직렬 인덕턴스(LR)는 전송선로(10)의 자체 길이에 따른 인덕턴스 성분을 말하고, 병렬 커패시턴스(CR)는 전송선로(10) 및 그라운드 간의 간격에 의한 커패시턴스 성분을 말한다.In general, as shown in FIG. 1, the transmission line 10 may be represented by a series inductance L R and a parallel capacitance C R. In FIG. 1, the series inductance L R refers to an inductance component according to its own length of the transmission line 10, and the parallel capacitance C R refers to a capacitance component due to the distance between the transmission line 10 and the ground.

이러한 전송선로(10)를 통해 송수신되는 전자기파는 플레밍의 오른손 법칙을 따르는 RH(Right Handed) 특성을 가지며, 이 경우 전송선로(10)는 양(+)의 차수의 공진 모드만을 가지게 된다. 이와 같이 전송선로(10)가 양의 차수의 공진 모드만을 갖는 경우, 전송선로(10)의 전기적 길이가 공진 주파수에 의존하여 결정되므로, 전송선로(10)의 크기가 공진 주파수에 따라 변화되며, 공진 주파수가 낮아질수록 전송선로(10)의 길이가 길어진다는 단점이 있다.The electromagnetic wave transmitted and received through the transmission line 10 has a right handed (RH) characteristic that follows Fleming's right hand law, and in this case, the transmission line 10 has only a positive order resonance mode. As such, when the transmission line 10 has only a positive order resonance mode, since the electrical length of the transmission line 10 is determined depending on the resonance frequency, the size of the transmission line 10 changes according to the resonance frequency. The lower the resonant frequency has a disadvantage that the length of the transmission line 10 is longer.

이에, 공진 주파수에 무관하게 전송선로를 소형화 할 수 있는 메타머티리얼 전송선로가 개발되었다. 여기서, 메타머티리얼은 일반적인 자연에서는 찾을 수 없는 특수한 전자기적 특성을 갖도록 인공적으로 설계된 물질 또는 전자기적 구조를 말한다. 메타머티리얼은 유전율 및 투자율 중 적어도 하나가 음수인 물질로, 메타머티리얼 내에서 전자기파는 왼손 법칙에 의해 전달되는 LH(Left Handed) 특성을 갖는다. 메타머티리얼에는 유전율 및 투자율이 모두 음수인 DNG(Double Negative), 유전율만 음수인 ENG(Epsilon Negative), 투자율만 음수인 MNG(Mu Negative)가 있다.Accordingly, a metamaterial transmission line has been developed that can reduce the transmission line regardless of the resonance frequency. Here, metamaterials refer to materials or electromagnetic structures that are artificially designed to have special electromagnetic properties not found in general nature. Metamaterials are negative materials in which at least one of permittivity and permeability is negative. In the metamaterial, electromagnetic waves have left handed (LH) characteristics transmitted by the left hand law. Metamaterials include DNG (Double Negative) with both negative permittivity and permeability, Epsilon Negative (ENG) with only negative dielectric constant and Mu Negative (MNG) with only negative permeability.

메타머티리얼 전송선로는 이러한 메타머티리얼의 특성으로 인해 0차 공진 모드 및 음(-)의 차수의 공진 모드를 갖게 되는데, 0차 공진 모드 및 음의 차수의 공진 모드는 양의 차수의 공진 모드와는 상이한 메카니즘을 가지기 때문에, 공진 주파수와 무관하게 전송선로를 소형화 할 수 있게 된다.
The metamaterial transmission line has a zero-order resonant mode and a negative-order resonant mode due to the characteristics of the metamaterial, and the zero-order resonant mode and the negative-order resonant mode are different from the positive-order resonant mode. Because of the different mechanism, the transmission line can be miniaturized regardless of the resonance frequency.

한편, 종래의 DNG 메타머티리얼 전송선로 및 ENG 메타머티리얼 전송선로는 병렬 인덕턴스(LL)로 단일 인덕터 소자를 이용하였는데, 이 경우 전송선로와 그라운드 간의 간격에 의해 발생하는 병렬 커패시턴스(CR) 성분이 핸드 이펙트(Hand Effect) 및 무선 단말기 내의 다른 전자 부품(예를 들어, 스피커, 마이크, 진동 모터, 커넥터 등) 등 주변 환경에 의해 영향을 받아 커패시턴스 값이 변하여 공진 주파수가 이동하는 문제점이 있다.Meanwhile, the conventional DNG metamaterial transmission line and the ENG metamaterial transmission line use a single inductor element with parallel inductance (L L ). In this case, the parallel capacitance (C R ) component generated by the distance between the transmission line and the ground is Hand resonance and other electronic components (eg, speakers, microphones, vibration motors, connectors, etc.) in the wireless terminal are affected by the surrounding environment, such that the capacitance value changes, causing a resonance frequency to move.

즉, 도 2에 도시한 바와 같이, 종래의 ENG 메타머티리얼 전송선로(50)는 일반적인 전송선로(10)가 갖는 성분들 이외에 병렬 인덕턴스(LL) 성분을 더 포함한다. 이때, 병렬 인덕턴스(LL)로는 단일 인덕터 소자를 이용하였는데, 이 경우 병렬 커패시턴스(CR) 성분이 주변 환경에 민감하여 커패시턴스 값이 주변 환경에 따라 변하게 된다.That is, as shown in FIG. 2, the conventional ENG metamaterial transmission line 50 further includes a parallel inductance L L component in addition to the components of the general transmission line 10. In this case, a single inductor element is used as the parallel inductance L L. In this case, the parallel capacitance C R component is sensitive to the surrounding environment, and thus the capacitance value changes according to the surrounding environment.

도 3은 종래의 ENG 메타머티리얼 전송선로에서, 병렬 커패시턴스(CR) 성분의 커패시턴스 값의 변화에 따른 공진 주파수의 변화를 나타낸 그래프이다. 여기서, 전송선로의 길이는 30 mm로 하였고, 병렬 인덕턴스(LL) 성분으로는 인덕턴스 값이 30 nH인 인덕터 소자를 사용하였다. 그리고, 그래프의 세로 축은 전송선로의 공진 주파수(GHz)를 나타내고, 그래프의 가로 축은 병렬 커패시턴스(CR) 성분의 커패시턴스 값(pF)을 나타낸다.3 is a graph showing a change in resonance frequency according to a change in capacitance value of a parallel capacitance (C R ) component in a conventional ENG metamaterial transmission line. The length of the transmission line was 30 mm, and an inductor element having an inductance value of 30 nH was used as the parallel inductance (L L ) component. The vertical axis of the graph represents the resonance frequency (GHz) of the transmission line, and the horizontal axis of the graph represents the capacitance value (pF) of the parallel capacitance (C R ) component.

도 3을 참조하면, 병렬 커패시턴스(CR) 성분의 커패시턴스 값이 0.1 pF에서 1pF으로 변하는 경우, 전송선로의 공진 주파수는 23.7 GHz에서 7.5 GHz로 변하는 것을 볼 수 있다. 즉, 병렬 커패시턴스(CR) 성분의 커패시턴스 값이 0.1 pF에서 1pF으로 변할 때, 3배 이상의 공진 주파수 변화가 발생하는 것을 볼 수 있다.Referring to FIG. 3, when the capacitance value of the parallel capacitance (C R ) component is changed from 0.1 pF to 1 pF, it can be seen that the resonance frequency of the transmission line is changed from 23.7 GHz to 7.5 GHz. That is, when the capacitance value of the parallel capacitance (C R ) component is changed from 0.1 pF to 1 pF, it can be seen that a resonance frequency change of 3 times or more occurs.

이와 같이, 종래의 ENG 메타머티리얼 전송선로는 병렬 커패시턴스(CR) 성분이 핸드 이펙트나 주변 환경에 민감하여 공진 주파수의 변화 폭이 큰 것을 확인할 수 있다. 이 경우, ENG 메타머티리얼 전송선로를 이용하여 안테나를 구현할 때, 안테나의 공진 주파수를 원하는 주파수 대역으로 재조정하여야 하는 번거로움이 있고, 안테나를 다양한 무선 단말기 모델에 적용할 때 각 무선 단말기마다 재설계하여야 하는 불편함이 있다.
As described above, it can be seen that the conventional ENG metamaterial transmission line has a large variation in resonant frequency because the parallel capacitance (C R ) component is sensitive to the hand effect and the surrounding environment. In this case, when implementing the antenna using the ENG metamaterial transmission line, it is cumbersome to readjust the resonant frequency of the antenna to a desired frequency band, and redesigned for each wireless terminal when applying the antenna to various wireless terminal models. There is discomfort.

본 발명의 실시예는 주변 환경에 둔감한 메타머티리얼 전송선로 및 이를 이용한 메타머티리얼 안테나를 제공하고자 한다.
An embodiment of the present invention is to provide a metamaterial transmission line insensitive to the surrounding environment and a metamaterial antenna using the same.

본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 전송선로는, CRLH(Composite Right/Left Handed) 전송 선로; 및 상기 CRLH 전송 선로에 병렬로 연결되는 적어도 하나의 추가 커패시턴스를 포함한다.Metamaterial transmission line according to an embodiment of the present invention, CRLH (Composite Right / Left Handed) transmission line; And at least one additional capacitance connected in parallel to the CRLH transmission line.

본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 안테나는, 베이스 부재; 상기 베이스 부재 상에 형성되는 방사체; 상기 방사체와 급전부 또는 상기 방사체와 접지부 사이를 연결하며 형성되는 병렬 인덕터 소자; 및 상기 병렬 인덕터 소자와 상호 이격되고, 상기 방사체와 상기 급전부 또는 상기 방사체와 상기 접지부 사이를 연결하며 형성되는 병렬 커패시터 소자를 포함한다.Metamaterial antenna according to an embodiment of the present invention, the base member; A radiator formed on the base member; A parallel inductor element formed between the radiator and the power supply unit or the radiator and the ground part; And a parallel capacitor element spaced apart from the parallel inductor element and connected between the radiator and the power supply unit or the radiator and the ground portion.

본 발명의 다른 실시예에 따른 메타머티리얼 안테나는, 베이스 부재; 상기 베이스 부재 상에 형성되는 방사체; 상기 방사체의 일측과 급전부 사이를 연결하며 형성되는 제1 병렬 인덕터 소자; 상기 방사체의 타측과 접지부 사이를 연결하며 형성되는 제2 병렬 인덕터 소자; 상기 제1 병렬 인덕터 소자와 상호 이격되고, 상기 방사체의 일측과 상기 급전부 사이를 연결하며 형성되는 제1 병렬 커패시터 소자; 및 상기 제2 병렬 인덕터 소자와 상호 이격되고, 상기 방사체의 타측과 상기 접지부 사이를 연결하며 형성되는 제2 병렬 커패시터 소자를 포함한다.
Metamaterial antenna according to another embodiment of the present invention, the base member; A radiator formed on the base member; A first parallel inductor element formed between the one side of the radiator and a feeding part; A second parallel inductor element formed between the other side of the radiator and the ground portion; A first parallel capacitor element spaced apart from the first parallel inductor element and connected between one side of the radiator and the feed part; And a second parallel capacitor element spaced apart from the second parallel inductor element and connected between the other side of the radiator and the ground portion.

본 발명의 실시예에 의하면, 병렬 인덕턴스(LL)에 추가 커패시턴스(C0)를 병렬로 연결하여 LC 병렬 공진 회로를 형성함으로써, 주변 환경으로 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 변하더라도 공진 주파수의 변동이 거의 없거나 그 변동폭을 줄일 수 없게 된다. 이 경우, 주변 환경에 따라 안테나의 공진 주파수를 재조정하여야 하는 불편함이 없으며, 다양한 무선 단말기 모델에 공통으로 사용할 수 있어 안테나의 공용화를 이룰 수 있게 된다.
According to an embodiment of the present invention, by connecting the additional capacitance (C 0 ) in parallel to the parallel inductance (L L ) to form an LC parallel resonant circuit, even if the capacitance value of the parallel capacitance (C R ) changes to the surrounding environment, resonance There is little fluctuation in frequency or the fluctuation range cannot be reduced. In this case, there is no inconvenience to readjust the resonant frequency of the antenna according to the surrounding environment, and can be commonly used in various wireless terminal models, thereby achieving common use of the antenna.

도 1은 일반적인 전송선로의 등가 회로를 나타낸 도면.
도 2는 종래의 ENG 메타머티리얼 전송선로의 등가 회로를 나타낸 도면.
도 3은 종래의 ENG 메타머티리얼 전송선로에서, 병렬 커패시턴스(CR) 성분의 커패시턴스 값의 변화에 따른 공진 주파수의 변화를 나타낸 그래프.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 전송선로 단위셀의 등가 회로를 나타낸 도면.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 전송선로 단위셀에서, 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값의 변화에 따른 공진 주파수의 변화를 나타낸 그래프.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 전송선로 단위셀을 이용한 메타머티리얼 안테나를 나타낸 도면.
도 7은 무선 단말기 환경에서 메타머티리얼 안테나의 공진 주파수 변화를 테스트하기 위한 구조를 나타낸 도면.
도 8은 종래의 메타머티리얼 안테나의 공진 주파수 변화를 나타낸 그래프.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 안테나의 공진 주파수 변화를 나타낸 그래프.
도 10은 병렬 인덕턴스(LL)에 추가 커패시턴스(C0)를 직렬로 연결하여 LC 직렬 공진 회로를 형성한 경우의 등가 회로를 나타낸 도면.
도 11은 도 10에서 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값의 변화에 따른 공진 주파수의 변화를 그래프.1 is a diagram showing an equivalent circuit of a general transmission line.
2 is an equivalent circuit diagram of a conventional ENG metamaterial transmission line.
3 is a graph illustrating a change in resonance frequency according to a change in capacitance value of a parallel capacitance (C R ) component in a conventional ENG metamaterial transmission line.
4 is an equivalent circuit diagram of a unit cell of a metamaterial transmission line according to an embodiment of the present invention.
5 is a graph showing a change in resonance frequency according to a change in capacitance value of parallel capacitance (C R ) in a metamaterial transmission line unit cell according to an embodiment of the present invention.
6 is a diagram illustrating a metamaterial antenna using a unit cell of a metamaterial transmission line according to an embodiment of the present invention.
7 is a diagram illustrating a structure for testing a change in a resonance frequency of a metamaterial antenna in a wireless terminal environment.
8 is a graph illustrating a change in resonant frequency of a conventional metamaterial antenna.
9 is a graph showing a change in the resonance frequency of the metamaterial antenna according to an embodiment of the present invention.
10 is an equivalent circuit diagram when an LC series resonant circuit is formed by connecting an additional capacitance C 0 in series with a parallel inductance L L.
11 is a graph of change in resonant frequency due to changes in capacitance value of the parallel capacitance (C R) in FIG.

이하, 도 4 내지 도 11을 참조하여 본 발명의 메타머티리얼 전송선로 및 이를 이용한 메타머티리얼 안테나의 구체적인 실시예를 설명하기로 한다. 그러나 이는 예시적 실시예에 불과하며 본 발명은 이에 제한되지 않는다.Hereinafter, specific embodiments of the metamaterial transmission line and the metamaterial antenna using the same will be described with reference to FIGS. 4 to 11. However, this is only an exemplary embodiment and the present invention is not limited thereto.

본 발명을 설명함에 있어서, 본 발명과 관련된 공지기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 그리고, 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.In the following description, a detailed description of known functions and configurations incorporated herein will be omitted when it may make the subject matter of the present invention rather unclear. The following terms are defined in consideration of the functions of the present invention, and may be changed according to the intention or custom of the user, the operator, and the like. Therefore, the definition should be based on the contents throughout this specification.

본 발명의 기술적 사상은 청구범위에 의해 결정되며, 이하 실시예는 진보적인 본 발명의 기술적 사상을 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에게 효율적으로 설명하기 위한 일 수단일 뿐이다.
The technical spirit of the present invention is determined by the claims, and the following embodiments are merely means for effectively explaining the technical spirit of the present invention to those skilled in the art to which the present invention pertains.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 전송선로 단위셀의 등가 회로를 나타낸 도면이다.4 is a diagram illustrating an equivalent circuit of a unit cell of a metamaterial transmission line according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 4를 참조하면, 메타머티리얼 전송선로(100)는 직렬 인덕턴스(LR), 병렬 커패시턴스(CR), 병렬 인덕턴스(LL), 및 추가 커패시턴스(C0)를 포함한다.Referring to FIG. 4, the metamaterial transmission line 100 includes a series inductance L R , a parallel capacitance C R , a parallel inductance L L , and an additional capacitance C 0 .

여기서, 직렬 인덕턴스(LR) 및 병렬 커패시턴스(CR)는 일반적인 전송 선로 구조 즉, RH(Right Handed) 전송 선로를 나타내고, 병렬 인덕턴스(LL)는 LH(Left Handed) 전송 선로를 나타낸다. 즉, 메타머티리얼 전송선로(100)는 RH 전송 선로와 LH 전송 선로가 혼재되어 있는 CRLH(Composite Right/Left Handed) 전송 선로를 포함한다. 이때, 메타머티리얼 전송선로(100)는 병렬 인덕턴스(LL)를 통해 음수의 유전율을 가지기 때문에 ENG(Epsilon Negative) 메타머티리얼 전송선로가 된다.Here, the series inductance L R and the parallel capacitance C R represent a general transmission line structure, that is, a right handed (RH) transmission line, and the parallel inductance (L L ) represents a left handed (LH) transmission line. That is, the metamaterial transmission line 100 includes a Composite Right / Left Handed (CRLH) transmission line in which an RH transmission line and an LH transmission line are mixed. In this case, since the metamaterial transmission line 100 has a negative dielectric constant through the parallel inductance L L , the metamaterial transmission line 100 becomes an ENG (Epsilon Negative) metamaterial transmission line.

여기서는 메타머티리얼 전송선로(100)가 ENG 메타머티리얼 전송선로인 것으로 도시하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며 DNG(Double Negative) 메타머티리얼 전송선로로 구현할 수도 있다. 예를 들어, 메타머티리얼 전송선로(100)에 직렬 커패시턴스(미도시)를 추가하여 유전율 및 투자율이 모두 음수인 DNG 메타머티리얼 전송선로로 구현할 수도 있다.Although the metamaterial transmission line 100 is illustrated as being an ENG metamaterial transmission line, the present invention is not limited thereto and may be implemented as a double negative (DNG) metamaterial transmission line. For example, serial capacitance (not shown) may be added to the metamaterial transmission line 100 to implement a DNG metamaterial transmission line having both negative permittivity and permeability.

본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 전송선로(100)는 이러한 CRLH 전송 선로의 양단에 추가 커패시턴스(C0)가 병렬로 연결되는 것을 특징으로 한다. 구체적으로, 메타머티리얼 전송선로(100)는 병렬 인덕턴스(LL)에 추가 커패시턴스(C0)가 병렬로 연결되어 LC 병렬 공진 회로를 이루게 된다. 이와 같이, 병렬 인덕턴스(LL)에 추가 커패시턴스(C0)를 병렬로 연결하는 경우, 메타머티리얼 전송선로(100)는 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 변하더라도 공진 주파수의 변동이 거의 없거나 그 변동폭을 줄일 수 있게 된다.
Metamaterial transmission line 100 according to an embodiment of the present invention is characterized in that the additional capacitance (C 0 ) is connected in parallel to both ends of the CRLH transmission line. Specifically, in the metamaterial transmission line 100, an additional capacitance C 0 is connected in parallel to the parallel inductance L L to form an LC parallel resonance circuit. As such, when the additional capacitance C 0 is connected in parallel to the parallel inductance L L , the metamaterial transmission line 100 has little variation in the resonance frequency even if the capacitance value of the parallel capacitance C R changes. The fluctuation range can be reduced.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 전송선로 단위셀에서, 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값의 변화에 따른 공진 주파수의 변화를 나타낸 그래프이다. 여기서, 전송선로의 길이는 30 mm로 하였고, 병렬 인덕턴스(LL) 성분으로는 인덕턴스 값이 30 nH인 인덕터 소자를 사용하였다. 그리고, 그래프의 세로 축은 전송선로의 공진 주파수(GHz)를 나타내고, 그래프의 가로 축은 병렬 커패시턴스(CR) 성분의 커패시턴스 값(pF)을 나타낸다.FIG. 5 is a graph illustrating a change in resonant frequency according to a change in capacitance value of parallel capacitance C R in a metamaterial transmission line unit cell according to an embodiment of the present invention. The length of the transmission line was 30 mm, and an inductor element having an inductance value of 30 nH was used as the parallel inductance (L L ) component. The vertical axis of the graph represents the resonance frequency (GHz) of the transmission line, and the horizontal axis of the graph represents the capacitance value (pF) of the parallel capacitance (C R ) component.

도 5를 참조하면, 추가 커패시턴스(C0)의 커패시턴스 값이 1pF 인 경우, 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 0.1 pF에서 1pF으로 변한다 해도, 메타머티리얼 전송선로(100)의 공진 주파수는 0.9 GHz로 거의 변화가 없는 것을 볼 수 있다.Referring to FIG. 5, when the capacitance value of the additional capacitance C 0 is 1 pF, even if the capacitance value of the parallel capacitance C R varies from 0.1 pF to 1 pF, the resonance frequency of the metamaterial transmission line 100 is 0.9. You can see little change at GHz.

그리고, 추가 커패시턴스(C0)의 커패시턴스 값이 5pF 인 경우, 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 0.1 pF에서 1pF으로 변한다 해도, 메타머티리얼 전송선로(100)의 공진 주파수는 0.4 GHz로 거의 변화가 없는 것을 볼 수 있다.In addition, when the capacitance value of the additional capacitance C 0 is 5pF, even if the capacitance value of the parallel capacitance C R changes from 0.1 pF to 1 pF, the resonance frequency of the metamaterial transmission line 100 changes almost to 0.4 GHz. You can see that there is no.

또한, 추가 커패시턴스(C0)의 커패시턴스 값이 10pF 인 경우, 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 0.1 pF에서 1pF으로 변한다 해도, 메타머티리얼 전송선로(100)의 공진 주파수는 0.3 GHz로 거의 변화가 없는 것을 볼 수 있다.In addition, when the capacitance value of the additional capacitance C 0 is 10 pF, even if the capacitance value of the parallel capacitance C R varies from 0.1 pF to 1 pF, the resonance frequency of the metamaterial transmission line 100 almost changes to 0.3 GHz. You can see that there is no.

이와 같이, 병렬 인덕턴스(LL)에 추가 커패시턴스(C0)를 병렬로 연결하여 LC 병렬 공진 회로를 형성하는 경우, 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 변하더라도 메타머티리얼 전송선로(100)의 공진 주파수는 거의 변하지 않게 된다. 즉, 본 발명의 메타머티리얼 전송선로(100)는 주변 환경으로 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 변하더라도 메타머티리얼 전송선로(100)의 공진 주파수의 변동이 거의 없기 때문에, 메타머티리얼 전송선로를 이용하여 안테나를 구현할 때, 안테나의 공진 주파수를 재조정하여야 하는 불편함이 없으며, 다양한 무선 단말기 모델에 공통으로 사용할 수 있어 안테나의 공용화를 이룰 수 있게 된다.As described above, when the LC parallel resonant circuit is formed by connecting the additional capacitance C 0 to the parallel inductance L L in parallel, even if the capacitance value of the parallel capacitance C R changes, the metamaterial transmission line 100 The resonant frequency hardly changes. That is, the metamaterial transmission line 100 according to the present invention has almost no variation in the resonance frequency of the metamaterial transmission line 100 even when the capacitance value of the parallel capacitance C R changes to the surrounding environment. When implementing the antenna by using, there is no inconvenience to readjust the resonant frequency of the antenna, it can be used in common in various wireless terminal models can achieve the common use of the antenna.

이처럼 병렬 커패시턴스(CR)의 변화에 따른 공진 주파수의 변화가 적다는 것은 메타머티리얼 전송선로(100)가 주변 환경에 둔감(즉, 주변 환경에 영향을 받지 않음)하다는 것을 의미하며, 그 결과 주변 환경 변화에도 안테나 성능 및 특성을 그대로 유지할 수 있게 된다.
Such a small change in the resonant frequency due to the change in the parallel capacitance (C R ) means that the metamaterial transmission line 100 is insensitive to the surrounding environment (ie, it is not affected by the surrounding environment). It is possible to maintain antenna performance and characteristics in spite of environmental changes.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 전송선로 단위셀을 이용한 메타머티리얼 안테나를 나타낸 도면이다.6 is a diagram illustrating a metamaterial antenna using a unit cell of a metamaterial transmission line according to an embodiment of the present invention.

도 6을 참조하면, 메타머티리얼 안테나(100)는 기판(102), 그라운드(104), 방사체(106), 병렬 인덕터 소자(108), 및 병렬 커패시터 소자(110)를 포함한다. 여기서, 그라운드(104)는 기판(102) 상에 일정 면적을 가지고 형성되고, 방사체(106), 병렬 인덕터 소자(108), 및 병렬 커패시터 소자(110)는 기판(102) 상에서 그라운드(104)가 형성되지 않은 영역에 형성된다. 한편, 여기서는 메타머티리얼 안테나(100)가 기판(102)에 형성되는 것으로 도시하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 그 이외의 다양한 베이스 부재에 형성될 수 있다. 예를 들어, 메타머티리얼 안테나(100)는 유전체 블럭 또는 자성체 블럭 등과 같은 베이스 부재에 형성되어 칩 안테나의 형태로 형성될 수 있다.Referring to FIG. 6, the metamaterial antenna 100 includes a substrate 102, a ground 104, a radiator 106, a parallel inductor element 108, and a parallel capacitor element 110. Here, the ground 104 is formed to have a predetermined area on the substrate 102, the radiator 106, the parallel inductor element 108, and the parallel capacitor element 110 is a ground 104 on the substrate 102 It is formed in the unformed area. Meanwhile, although the metamaterial antenna 100 is illustrated as being formed on the substrate 102, the present invention is not limited thereto and may be formed on various base members. For example, the metamaterial antenna 100 may be formed in a base member such as a dielectric block or a magnetic block to form a chip antenna.

병렬 인덕터 소자(108)는 방사체(106)와 급전부(112)의 일단을 연결하며 형성되는 제1 병렬 인덕터 소자(108-1) 및 방사체(106)와 접지부(114)의 일단을 연결하며 형성되는 제2 병렬 인덕터 소자(108-2)를 포함한다. 여기서, 급전부(112)의 타단은 그라운드(104)와 일정 간격 이격되며, 접지부(114)의 타단은 그라운드(104)와 연결된다. The parallel inductor element 108 connects the first parallel inductor element 108-1 and the radiator 106 and one end of the ground unit 114 formed by connecting one end of the radiator 106 and the power supply unit 112. And a second parallel inductor element 108-2 formed. Here, the other end of the power supply portion 112 is spaced apart from the ground 104 by a predetermined interval, the other end of the ground portion 114 is connected to the ground 104.

병렬 커패시터 소자(110)는 제1 병렬 인덕터 소자(108-1)와 상호 이격되고, 방사체(106)와 급전부(112)의 일단을 연결하며 형성되는 제1 병렬 커패시터 소자(110-1) 및 제2 병렬 인덕터 소자(108-2)와 상호 이격되고, 방사체(106)와 접지부(114)의 일단을 연결하며 형성되는 제2 병렬 커패시터 소자(110-2)를 포함한다.The parallel capacitor element 110 is spaced apart from the first parallel inductor element 108-1, and the first parallel capacitor element 110-1 is formed by connecting one end of the radiator 106 and the power supply 112. The second parallel inductor element 108-2 is spaced apart from each other, and includes a second parallel capacitor element 110-2 formed to connect one end of the radiator 106 and the ground portion 114.

여기서, 방사체(106)의 길이에 따른 인덕턴스 성분이 직렬 인덕턴스(LR)가 되고, 방사체(106)와 그라운드(104) 사이의 간격에 의한 커패시턴스 성분이 병렬 커패시턴스(CR)가 되며, 병렬 인덕터 소자(108)가 병렬 인덕턴스(LL)가 되고, 병렬 커패시터 소자(110)가 추가 커패시턴스(C0)가 된다.Here, the inductance component along the length of the radiator 106 becomes the series inductance L R , and the capacitance component due to the spacing between the radiator 106 and the ground 104 becomes the parallel capacitance C R , and the parallel inductor Device 108 becomes parallel inductance L L , and parallel capacitor element 110 becomes additional capacitance C 0 .

여기서는 메타머티리얼 안테나(100)가 병렬 인덕턴스 성분만을 포함하여 유전율만 음수인 ENG 메타머티리얼 안테나인 것으로 도시하였지만, 이에 한정되는 것은 아니며, 직렬 커패시턴스 성분을 포함하여 유전율과 투자율이 모두 음수인 DNG 메타머티리얼 안테나로도 구현할 수 있다. 예를 들어, 위에서는 방사체(106)가 일체로 형성된 것으로 도시하였지만, 방사체(106)를 슬릿(미도시)을 사이에 두고 두 부분으로 상호 이격되어 형성할 수 있으며, 이 경우 슬릿(미도시)의 간격에 의해 직렬 커패시턴스 성분이 발생하여 DNG 메타머티리얼 안테나가 된다.Although the metamaterial antenna 100 is illustrated as being an ENG metamaterial antenna having only a negative dielectric constant including only a parallel inductance component, the present invention is not limited thereto. The DNG metamaterial antenna having both negative dielectric constant and permeability including a series capacitance component is shown. You can also implement For example, although the radiator 106 is illustrated as being integrally formed above, the radiator 106 may be formed to be spaced apart from each other in two parts with a slit (not shown) therebetween, in which case the slit (not shown) The series capacitance component is generated by the interval of, resulting in a DNG metamaterial antenna.

한편, 도 6에서 도시한 메타머티리얼 안테나(100)는 본 발명의 일 실시예일 뿐이며, 병렬 인덕턴스(LL)와 추가 커패시턴스(C0)가 등가 회로상 병렬 LC 공진을 이루는 모든 구조가 포함된다.
Meanwhile, the metamaterial antenna 100 shown in FIG. 6 is only an embodiment of the present invention, and includes all structures in which the parallel inductance L L and the additional capacitance C 0 form parallel LC resonances on an equivalent circuit.

도 7은 무선 단말기 환경에서 메타머티리얼 안테나의 공진 주파수 변화를 테스트하기 위한 구조를 나타낸 도면이다.7 is a diagram illustrating a structure for testing a change in resonance frequency of a metamaterial antenna in a wireless terminal environment.

도 7을 참조하면, 기판(102) 상에 도체 구조체(150)를 그라운드(104)와 접촉하도록 위치시킨다. 도체 구조체(150)는 실제 무선 단말기 환경에서 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값에 변화를 주기 위한 실험 구조물이다. 여기서, 도체 구조체(150)의 크기는 가로 × 세로 × 높이를 20 × 10 ×3 (단위 : mm)으로 하였다. 그 후, 도체 구조체(150)와 방사체(106) 간의 이격된 거리를 1mm에서 5mm까지 1mm 씩 증가시키면서 메타머티리얼 안테나(100)의 공진 주파수 변화를 관찰하였다. 여기서, 병렬 커패시터 소자(110)의 커패시턴스 값은 1pF으로 고정하여 실험하였다.Referring to FIG. 7, the conductor structure 150 is positioned on the substrate 102 to be in contact with the ground 104. Conductor structure 150 is a structure for the experiment period the change in the capacitance value of the parallel capacitance (C R) in an actual wireless device environment. Here, the size of the conductor structure 150 was 20 x 10 x 3 (unit: mm) in length x length x height. Thereafter, the resonance frequency of the metamaterial antenna 100 was observed while increasing the spaced distance between the conductor structure 150 and the radiator 106 by 1 mm from 1 mm to 5 mm. Here, the capacitance value of the parallel capacitor device 110 was tested at a fixed value of 1 pF.

도 8은 종래의 메타머티리얼 안테나의 공진 주파수 변화를 나타낸 그래프이고, 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 안테나의 공진 주파수 변화를 나타낸 그래프이다. 여기서, 종래의 메타머티리얼 안테나는 도 6에서 병렬 커패시터 소자(110) 없이 병렬 인덕터 소자(108)만 있는 경우를 말한다.8 is a graph showing a change in the resonant frequency of the conventional metamaterial antenna, Figure 9 is a graph showing a change in the resonance frequency of the metamaterial antenna according to an embodiment of the present invention. Herein, the conventional metamaterial antenna refers to a case in which only the parallel inductor element 108 is provided without the parallel capacitor element 110 in FIG. 6.

도 8을 참조하면, 도체 구조체(150)와 방사체(106) 간의 이격된 거리가 1mm에서 5mm로 변하는 경우, 종래의 메타머티리얼 안테나의 공진 주파수는 1.042 GHz에서 1.336 GHz로 공진 주파수가 24.7% 이동하는 것을 볼 수 있다.Referring to FIG. 8, when the spaced distance between the conductor structure 150 and the radiator 106 varies from 1 mm to 5 mm, the resonant frequency of the conventional metamaterial antenna moves 24.7% from 1.042 GHz to 1.336 GHz. You can see that.

반면에, 도 9를 참조하면, 도체 구조체(150)와 방사체(106) 간의 이격된 거리가 1mm에서 5mm로 변하는 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 메타머티리얼 안테나의 공진 주파수는 1.148 GHz에서 1.39 GHz로 공진 주파수가 19.1% 이동하여 공진 주파수의 변화량이 줄어든 것을 볼 수 있다.On the other hand, referring to Figure 9, when the spaced distance between the conductor structure 150 and the radiator 106 is changed from 1mm to 5mm, the resonance frequency of the metamaterial antenna according to an embodiment of the present invention is 1.39 at 1.148 GHz It can be seen that the resonant frequency is shifted by 19.1% to GHz to reduce the amount of change in the resonant frequency.

한편, 여기서는 도체 구조체(150)와 방사체(106) 간의 이격된 거리에 따른 메타머티리얼 안테나(100)의 공진 주파수 변동폭이 도 5의 경우보다 상대적으로 크게 나타나는 것을 볼 수 있는데, 이는 도체 구조체(150)와 방사체(106) 간의 이격된 거리에 의한 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 추가 커패시턴스(C0)의 커패시턴스 값에 비해 크게 나타나기 때문이다.On the other hand, it can be seen here that the resonant frequency fluctuation of the metamaterial antenna 100 according to the spaced distance between the conductor structure 150 and the radiator 106 appears to be relatively larger than that of FIG. 5, which is the conductor structure 150. This is because the capacitance value of the parallel capacitance C R due to the spaced distance between the radiator 106 and the radiator 106 is larger than the capacitance value of the additional capacitance C 0 .

이와 같이, 병렬 인덕턴스(LL)에 추가 커패시턴스(C0)를 병렬로 연결하여 LC 병렬 공진 회로를 형성함으로써, 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 변하더라도 공진 주파수의 변동폭을 줄일 수 있게 된다. In this way, by connecting the additional capacitance (C 0 ) in parallel to the parallel inductance (L L ) to form an LC parallel resonant circuit, even if the capacitance value of the parallel capacitance (C R ) is changed, it is possible to reduce the fluctuation range of the resonance frequency. .

한편, 도 10에 도시된 바와 같이, 병렬 인덕턴스(LL)에 추가 커패시턴스(C0)를 직렬로 연결하여 LC 직렬 공진 회로를 형성하는 방안을 생각해볼 수 있다. 이에 도 11에서, 병렬 인덕턴스(LL)에 추가 커패시턴스(C0)를 직렬로 연결하여 LC 직렬 공진 회로를 형성한 경우, 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값의 변화에 따른 공진 주파수의 변화를 그래프로 나타내었다. 여기서, 전송선로의 길이는 30 mm로 하였고, 병렬 인덕턴스(LL) 성분으로는 인덕턴스 값이 30 nH인 인덕터 소자를 사용하였다. 그리고, 그래프의 세로 축은 전송선로의 공진 주파수(GHz)를 나타내고, 그래프의 가로 축은 병렬 커패시턴스(CR) 성분의 커패시턴스 값(pF)을 나타낸다.On the other hand, as shown in Figure 10, it can be considered to form an LC series resonant circuit by connecting an additional capacitance (C 0 ) in series to the parallel inductance (L L ). Therefore, in FIG. 11, when the LC series resonant circuit is formed by connecting an additional capacitance C 0 to the parallel inductance L L in series, a change in the resonance frequency according to the change in the capacitance value of the parallel capacitance C R is shown. Shown graphically. The length of the transmission line was 30 mm, and an inductor element having an inductance value of 30 nH was used as the parallel inductance (L L ) component. The vertical axis of the graph represents the resonance frequency (GHz) of the transmission line, and the horizontal axis of the graph represents the capacitance value (pF) of the parallel capacitance (C R ) component.

도 11을 참조하면, 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 0.1 pF에서 1pF으로 변하는 경우, 안테나의 공진 주파수는 33.5 GHz에서 10.6 GHz로 변하는 것을 볼 수 있다. 즉, 병렬 커패시턴스(CR) 성분의 커패시턴스 값이 0.1 pF에서 1pF으로 변할 때, 3배 이상의 공진 주파수 변화가 발생하는 것을 볼 수 있다. 이와 같이, 병렬 인덕턴스(LL)에 추가 커패시턴스(C0)를 직렬로 연결하여 LC 직렬 공진 회로를 형성한 경우에는 병렬 커패시턴스(CR)의 커패시턴스 값이 변하더라도 공진 주파수의 변동폭을 줄일 수 없게 된다.
Referring to Figure 11, when the capacitance value of the parallel capacitance (C R) varies from 0.1 pF to 1pF, the resonance frequency of the antenna can be seen that changes in the 33.5 GHz to 10.6 GHz. That is, when the capacitance value of the parallel capacitance (C R ) component is changed from 0.1 pF to 1 pF, it can be seen that a resonance frequency change of 3 times or more occurs. As described above, when the LC series resonant circuit is formed by connecting the additional capacitance C 0 in series with the parallel inductance L L , even if the capacitance value of the parallel capacitance C R changes, the variation of the resonance frequency cannot be reduced. do.

이상에서 대표적인 실시예를 통하여 본 발명에 대하여 상세하게 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상술한 실시예에 대하여 본 발명의 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서 다양한 변형이 가능함을 이해할 것이다. 그러므로 본 발명의 권리범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안 되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
While the present invention has been particularly shown and described with reference to exemplary embodiments thereof, it is clearly understood that the same is by way of illustration and example only and is not to be taken by way of limitation, I will understand. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the above-described embodiments, but should be determined by equivalents to the appended claims, as well as the appended claims.

102 : 기판 104 : 그라운드
106 : 방사체 108 : 병렬 인덕터 소자
108-1 : 제1 병렬 인덕터 소자 108-2 : 제2 병렬 인덕터 소자
110 : 병렬 커패시터 소자 110-1 : 제1 병렬 커패시터 소자
110-2 : 제2 병렬 커패시터 소자 112 : 급전부
114 : 접지부 150 : 도체 구조체102: substrate 104: ground
106: radiator 108: parallel inductor element
108-1: first parallel inductor element 108-2: second parallel inductor element
110: parallel capacitor element 110-1: first parallel capacitor element
110-2: second parallel capacitor element 112: feeding part
114: grounding part 150: conductor structure

Claims (5)

CRLH(Composite Right/Left Handed) 전송 선로; 및
상기 CRLH 전송 선로에 병렬로 연결되는 적어도 하나의 추가 커패시턴스를 포함하는, 메타머티리얼 전송선로.
Composite Right / Left Handed (CRLH) transmission lines; And
And at least one additional capacitance coupled in parallel to the CRLH transmission line.
제1항에 있어서,
상기 추가 커패시턴스는,
상기 CRLH 전송 선로의 병렬 인덕턴스와 LC 병렬 공진 회로를 형성하는, 메타머티리얼 전송선로.
The method of claim 1,
The additional capacitance is
A metamaterial transmission line forming a parallel inductance and an LC parallel resonant circuit of the CRLH transmission line.
베이스 부재;
상기 베이스 부재 상에 형성되는 방사체;
상기 방사체와 급전부 또는 상기 방사체와 접지부 사이를 연결하며 형성되는 병렬 인덕터 소자; 및
상기 병렬 인덕터 소자와 상호 이격되고, 상기 방사체와 상기 급전부 또는 상기 방사체와 상기 접지부 사이를 연결하며 형성되는 병렬 커패시터 소자를 포함하는, 메타머티리얼 안테나.
A base member;
A radiator formed on the base member;
A parallel inductor element formed between the radiator and the power supply unit or the radiator and the ground part; And
And a parallel capacitor element spaced apart from the parallel inductor element and connected between the radiator and the feeding part or between the radiator and the ground part.
베이스 부재;
상기 베이스 부재 상에 형성되는 방사체;
상기 방사체의 일측과 급전부 사이를 연결하며 형성되는 제1 병렬 인덕터 소자;
상기 방사체의 타측과 접지부 사이를 연결하며 형성되는 제2 병렬 인덕터 소자;
상기 제1 병렬 인덕터 소자와 상호 이격되고, 상기 방사체의 일측과 상기 급전부 사이를 연결하며 형성되는 제1 병렬 커패시터 소자; 및
상기 제2 병렬 인덕터 소자와 상호 이격되고, 상기 방사체의 타측과 상기 접지부 사이를 연결하며 형성되는 제2 병렬 커패시터 소자를 포함하는, 메타머티리얼 안테나.
A base member;
A radiator formed on the base member;
A first parallel inductor element formed between the one side of the radiator and a feeding part;
A second parallel inductor element formed between the other side of the radiator and the ground portion;
A first parallel capacitor element spaced apart from the first parallel inductor element and connected between one side of the radiator and the feed part; And
And a second parallel capacitor element spaced apart from the second parallel inductor element and connected between the other side of the radiator and the ground portion.
제3항 또는 제4항에 있어서,
상기 방사체는,
슬릿을 사이에 두고 두 부분으로 상호 이격되어 직렬 커패시터를 형성하는, 메타머티리얼 안테나.
The method according to claim 3 or 4,
The radiator,
A metamaterial antenna that is spaced apart in two parts with a slit in between to form a series capacitor.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101442223B1 (en) * 2013-03-18 2014-09-23 서강대학교산학협력단 Infinite Wavelength Resonant (IWR) Dipole Antennas
CN109088168A (en) * 2018-06-26 2018-12-25 中兴通讯股份有限公司 A kind of mobile terminal antenna and mobile terminal

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWM434316U (en) * 2006-04-27 2012-07-21 Rayspan Corp Antennas and systems based on composite left and right handed method
JP2010028417A (en) * 2008-07-18 2010-02-04 Panasonic Corp Left-handed system resonator, and left-handed system filter
KR20100055068A (en) * 2008-11-17 2010-05-26 삼성전자주식회사 Variable frequency resonator with metamaterial, and filter therewith

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101442223B1 (en) * 2013-03-18 2014-09-23 서강대학교산학협력단 Infinite Wavelength Resonant (IWR) Dipole Antennas
CN109088168A (en) * 2018-06-26 2018-12-25 中兴通讯股份有限公司 A kind of mobile terminal antenna and mobile terminal

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